TW201400831A - 測試裝置用的電源裝置以及使用該電源裝置的測試裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明於檢測電阻的電阻值的變更時，抑制短時脈衝波形干擾。主目標值設定部10生成表示電源電壓VDD的目標位準的電壓目標值DREF_V。數位演算部30藉由數位演算處理來生成主控制值DOUT，該主控制值DOUT被調節成使表示當前的電源電壓VDD的電壓位準的數位電壓觀測值DM_V與電壓目標值DREF_V一致。主D/A轉換器40將主控制值DOUT轉換為類比的電源信號SPS，並經由電源線4而供給至DUT1的電源端子。輔助電流源60自與電源線4不同的次路徑8，對DUT1的電源端子供給輔助電流ISUB。

Description

測試裝置用的電源裝置以及使用該電源裝置的測試裝置
本發明是有關於一種對元件(device)供給電源電壓或電源電流的電源裝置。
測試裝置具備電源裝置，該電源裝置對於被測試元件(Device Under Test，DUT)供給電源電壓或電源電流。圖1是示意性地表示本發明者等人所研究的電源裝置的方塊圖。電源裝置1100具備：電源輸出部1026以及控制電源輸出部1026的頻率控制控制器(controller)(以下稱作控制器)1024。例如，電源輸出部1026為運算放大器(operational amplifier)(緩衝器(buffer))、直流/直流(Direct Current/Direct Current，DC/DC)轉換器(converter)或線性調節器(linear regulator)、或者定電流源，生成應供給至DUT1的電源電壓或電源電流(電源信號SPS)。
電源裝置1100是構成為可切換電壓供給(VS)模式(mode)與電流供給(IS)模式，上述電壓供給(VS)模式是將供給至DUT1的電源信號SPS的電壓值VDD保持為固定的模式，上 述電流供給(IS)模式是將電源信號的電流量IDD保持為固定的模式。
控制器1024是以使反饋(feedback)的觀測值(控制對象)與規定的參照值(基準值)的差分值成為零(zero)的方式，來輸出控制值。作為觀測值，可例示與供給至DUT1的電源電壓VDD或電源電流IDD等相應的反饋信號VM。
於電流供給模式或者電壓供給模式中，為了檢測電流量IDD，設有檢測電阻Rs以及感測放大器(sense amplifier)1028。檢測電阻Rs是設於電源信號SPS的路徑上，在該檢測電阻Rs的兩端間，產生與電流IDD成正比的壓降(檢測電壓Vs)。感測放大器1028對檢測電壓Vs進行放大，生成觀測值VM_I。
選擇器(selector)1030於電壓供給模式中，選擇電壓VDD的觀測值VM_V，於電流供給模式中，選擇電流IDD的觀測值VM_I。
例如，圖1中以減法器的符號(symbol)所示的電路元件1022為誤差增幅器(運算增幅器)，對觀測值與基準值的誤差進行放大。類比(analog)的控制器1024以使誤差成為零的方式來生成控制值。電源輸出部1026的狀態是對應控制值而受到反饋控制，其結果，作為控制對象的電源電壓VDD或者電源電流IDD被穩定化為目標值。
選擇器1032接收2個觀測值VM_I、VM_V，於電壓供給模式中選擇觀測值VM_I，於電流供給模式中選擇觀測值VM_V。A/D 轉換器1034將由選擇器1032所選擇的觀測值轉換為數位值。A/D轉換器1034於電壓供給模式中作為電流計發揮功能，於電流供給模式中作為電壓計發揮功能。
現有技術文獻
專利文獻
專利文獻1：日本專利特開平7-311223號公報
專利文獻2：日本專利特開2001-41997號公報
檢測電阻Rs是以可變電阻構成的，其電阻值可對應電源電流IDD的範圍(range)來切換。
此處，當檢測電阻Rs的電阻值進行切換時，檢測電阻Rs的兩端間的電壓會急遽變化，將有尖峰(spike)狀的雜訊(noise)(稱作短時脈衝波形干擾(glitch))重疊於供給至DUT1的電壓VDD。
尤其，在電壓供給模式中，當為了變更電流測定範圍而切換檢測電阻Rs的電阻值時，供給至DUT1的電壓VDD成為過電壓或低電壓狀態，從而損害DUT1的可靠性，或者成為誤動作的因素。而且，於產生短時脈衝波形干擾之後，直至電壓VDD安定(settling)為設定值為止，必須設置待機時間，因此測試時間變長。
為了防止電壓供給模式中的短時脈衝波形干擾，於電流範圍的切換時，必須採取如下途徑(approach)，即：暫時停止電源裝置1100的電壓供給，變更檢測電阻Rs的電阻值，然後重新 開始電源裝置1100的電壓供給。然而，即使是此途徑，因電源裝置1100的導通(ON)、斷開(OFF)的序列(sequence)控制，測試時間亦變長。
電流供給模式中，於電流的供給過程中切換檢測電阻Rs的電阻值，因反饋變得不連續，而在原理上存在困難。因此，於電流供給模式中切換電流IDD的設定值時，仍需要電源裝置1100的導通、斷開的序列控制，因而測試時間變長。
本發明是有鑒於該課題而完成的，其一方案的例示性目的之一在於，提供一種在檢測電阻的電阻值的變更時，可抑制短時脈衝波形干擾的電源裝置。
本發明的一方案是有關於一種電源裝置，其經由電源線來對元件的電源端子供給穩定化的電源電壓。電源裝置包括：主(main)目標值設定部，生成電壓目標值，該電壓目標值表示電源電壓的目標位準；電壓用A/D(Analog/Digital，類比/數位)轉換器，經由反饋線來接收類比電壓觀測值，對類比電壓觀測值進行類比/數位轉換而生成數位電壓觀測值，該類比電壓觀測值與供給至元件的電源端子的電源電壓相應；數位演算部，藉由數位演算處理而生成主控制值，主控制值被調節成使數位電壓觀測值與電壓目標值一致；主D/A(Digital/Analog，數位/類比)轉換器，對主控制值進行數位/類比轉換，將其結果獲得的類比的電源信號經由電源線而供給至元件的電源端子；主檢測電阻，設於電源線 的路徑上，且該主檢測電阻的電阻值可切換；主感測放大器，基於主檢測電阻的兩端間的電壓，生成類比主電流觀測值，該類比主電流觀測值表示流經電源線的電源電流的電流量；主電流用A/D轉換器，對類比主電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位主電流觀測值；以及輔助電流源，於切換上述主檢測電阻的電阻值時，自與電源線不同的次(sub)路徑，對元件的電源端子供給輔助電流。
根據該方案，於主檢測電阻的電阻值的切換時，使至此為止流經電源線的電流由輔助電流源進行供給，藉此可使流經電源線的電流為零。並且，在流經電源線的電流為零的狀態下，切換電阻值，藉此可抑制短時脈衝波形干擾。
於通常狀態下，輔助電流亦可為零。電源裝置於主檢測電阻的電阻值的切換時，亦可執行以下的處理。
1.於主檢測電阻的電阻值的切換之前，獲取流經主檢測電阻的電流量。
2.輔助電流源生成所獲取的電流量的輔助電流。
3.切換主檢測電阻的電阻值。
4.輔助電流源將輔助電流恢復為零。
輔助電流源亦可在獲取流經檢測電阻的電流量時，參照數位主電流觀測值。
輔助電流源亦可包括：次檢測電阻，設於輔助電流所流經的次路徑上；次感測放大器，基於次檢測電阻的兩端間的電壓， 生成表示輔助電流的電流量的類比次電流觀測值；次電流用A/D轉換器，對類比次電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位次電流觀測值；電流控制部，生成次控制值，該次控制值表示應施加至次檢測電阻的一端的電壓的位準；以及次D/A轉換器，對次控制值進行數位/類比轉換，將其結果獲得的信號施加至次檢測電阻的一端。
電流控制部亦可包括：次目標值設定部，生成表示輔助電流的目標量的次目標值；以及次數位演算部，以使數位次電流觀測值與次目標值一致的方式，藉由數位演算處理而生成次控制值。
於主檢測電阻的電阻值的切換時，亦可執行以下的處理。
1.次目標值設定部保持數位主電流觀測值。
2.次目標值設定部使次目標值由零變為所保持的數位主電流觀測值。
3.切換主檢測電阻的電阻值。
4.次目標值設定部使次目標值由所保持的數位主電流觀測值變為零。
次路徑於通常狀態下亦可被阻斷。次路徑亦可在由輔助電流源開始生成輔助電流之前，在電流控制部輸出了與數位電壓觀測值相等的次控制值的狀態下，切換為導通狀態。
次檢測電阻亦可為其電阻值可切換的可變電阻。於主檢 測電阻的電阻值的切換時，次檢測電阻的電阻值亦可被設定為主檢測電阻的切換前後的2個電阻值中的較大者。
主檢測電阻與次檢測電阻亦可具有相同的電路拓撲(topology)。主檢測電阻亦可以可切換成M(M為整數)個值來構成，次檢測電阻亦可以可切換成M-1個值來構成。
本發明的另一方案是有關於一種電源裝置，其經由電源線來對元件的電源端子供給穩定化的電源電流。電源裝置包括：主目標值設定部，生成電流目標值，該電流目標值表示電源電流的目標量；主檢測電阻，設於電源線的路徑上，且該主檢測電阻的電阻值可切換；主感測放大器，基於主檢測電阻的兩端間的電壓，生成類比主電流觀測值，該類比主電流觀測值表示流經電源線的電源電流的電流量；主電流用A/D轉換器，對類比主電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位主電流觀測值；數位演算部，藉由數位演算處理而生成主控制值，該主控制值被調節成使數位主電流觀測值與電流目標值一致；主D/A轉換器，對主控制值進行數位/類比轉換，並將其結果獲得的類比的電源信號經由電源線而供給至元件的電源端子；電壓用A/D轉換器，經由反饋線來接收類比電壓觀測值，對類比電壓觀測值進行類比/數位轉換而生成數位電壓觀測值，該類比電壓觀測值與供給至元件的電源端子的電源電壓相應；以及輔助電流源，於切換主檢測電阻的電阻值時，自與電源線不同的次路徑，對元件的電源端子供給輔助電流。
根據該方案，於主檢測電阻的電阻值的切換時，使至此 為止流經電源線的電流由輔助電流源進行供給，藉此可使流經電源線的電流為零。並且，在流經電源線的電流為零的狀態下，切換電阻值，藉此可抑制短時脈衝波形干擾。
於通常狀態下，輔助電流亦可為零。電源裝置於主檢測電阻的電阻值的切換時，亦可執行以下的處理。
1.一邊將電源電流與輔助電流的合計量保持為電源電流的通常狀態下的目標量，一邊由輔助電流源使輔助電流的電流量由零增加至電源電流的通常狀態下的目標量為止，並且，主目標值設定部使電流目標值由通常狀態的值下降至零為止。
2.切換主檢測電阻的電阻值。
3.一邊將電源電流與輔助電流的合計量保持為電源電流的通常狀態下的目標量，一邊由輔助電流源使輔助電流的電流量由電源電流的通常狀態下的目標量下降至零為止，並且主目標值設定部使電流目標值由零增大至通常狀態的值為止。
輔助電流源亦可包括：次檢測電阻，設於輔助電流所流經的次路徑上；次感測放大器，基於次檢測電阻的兩端間的電壓，生成表示輔助電流的電流量的類比次電流觀測值；次電流用A/D轉換器，對類比次電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位次電流觀測值；電流控制部，生成次控制值，該次控制值表示應施加至次檢測電阻的一端的電壓的位準；以及次D/A轉換器，對次控制值進行數位/類比轉換，將其結果獲得的信號施加至次檢測電阻的一端。
電流控制部亦可包括：次目標值設定部，生成表示輔助電流的目標量的次目標值；以及次數位演算部，以使數位次電流觀測值與次目標值一致的方式，藉由數位演算處理而生成次控制值。
於主檢測電阻的電阻值的切換時，亦可執行以下的處理。
1.一邊將電流目標值與次目標值的合計保持為電流目標值的通常狀態的值，一邊由次目標值設定部使次目標值由零增大至電流目標值的通常狀態的值為止，並且主目標值設定部使電流目標值由其通常狀態的值下降至零為止。
2.切換主檢測電阻的電阻值。
3.一邊將電流目標值與次目標值的合計保持為電流目標值的通常狀態的值，一邊由次目標值設定部使次目標值由電流目標值的通常狀態的值下降至零為止，並且主目標值設定部使電流目標值由零增大至其通常狀態的值為止。
次路徑於通常狀態下亦可被阻斷。次路徑亦可在由輔助電流源開始生成輔助電流之前，在電流控制部輸出了與數位電壓觀測值相等的次控制值的狀態下，切換為導通狀態。
次檢測電阻亦可為其電阻值可切換的可變電阻。於主檢測電阻的電阻值的切換時，次檢測電阻的電阻值亦可被設定為主檢測電阻的切換前後的2個電阻值中的較大者。
主檢測電阻與次檢測電阻亦可具有相同的電路拓撲。主 檢測電阻亦可以可切換成M(M為整數)個值來構成，次檢測電阻亦可以可切換成M-1個值來構成。
本發明的另一方案是有關於一種測試裝置。測試裝置具備對被測試元件供給電源信號的上述電源裝置。
根據該方案，既可抑制電源電壓的短時脈衝波形干擾，又可判定被測試元件的良否或不良處。而且，每當切換電阻時，因無須進行電源裝置的導通、斷開序列，可縮短測試時間。
再者，以上的構成要素的任意組合，或者將本發明的構成要素或表達以在方法、裝置、系統等之間相互置換所得的方案，作為本發明的方案亦有效。
根據本發明的一方案，於檢測電阻的電阻值的變更時，可抑制電源電壓的短時脈衝波形干擾。
1‧‧‧DUT
2‧‧‧測試裝置
4‧‧‧電源線
6、6_V、6_I‧‧‧反饋線
8‧‧‧次路徑
10‧‧‧主目標值設定部
20、1034‧‧‧A/D轉換器
22‧‧‧主電流用A/D轉換器
24‧‧‧電壓用A/D轉換器
30‧‧‧數位演算部
32‧‧‧減法器
34‧‧‧控制器
36‧‧‧選擇器
40‧‧‧主D/A轉換器
42‧‧‧主緩衝放大器
44‧‧‧主感測放大器
60、60a‧‧‧輔助電流源
62‧‧‧次感測放大器
64‧‧‧次電流用A/D轉換器
66‧‧‧次D/A轉換器
68‧‧‧次緩衝放大器
70‧‧‧電流控制部
72‧‧‧次目標值設定部
74‧‧‧次數位演算部
76‧‧‧減法器
78‧‧‧控制器
80‧‧‧選擇器
82‧‧‧V/I轉換電路
90‧‧‧定序器
100、1100‧‧‧電源裝置
1022‧‧‧誤差增幅器(演算增幅器)
1024‧‧‧頻率控制控制器(控制器)
1026‧‧‧電源輸出部
1028‧‧‧感測放大器
1030、1032‧‧‧選擇器
CP‧‧‧比較器
DM‧‧‧數位觀測值
DM_I‧‧‧數位主電流觀測值
DM_V‧‧‧數位電壓觀測值
DOUT‧‧‧主控制值
DR‧‧‧驅動器
DREF_I‧‧‧電流目標值
DREF_SUB‧‧‧次目標值
DREF_V‧‧‧電壓目標值
DSUB‧‧‧次控制值
FSW1~FSWM、SSW1~SSWM‧‧‧開關
IDD‧‧‧電源電流
IS‧‧‧電流供給
ISUB‧‧‧輔助電流
Ix‧‧‧電源電流的量
P1‧‧‧電源端子
RM1~RMM‧‧‧電阻
Rs‧‧‧檢測電阻
Rs1‧‧‧主檢測電阻
Rs2‧‧‧次檢測電阻
S1、S2‧‧‧信號
SERR‧‧‧誤差信號
SPS‧‧‧電源信號
t1~t6‧‧‧時刻
VDD‧‧‧電源電壓
VM‧‧‧類比觀測值/反饋信號
VM_I‧‧‧類比主電流觀測值
VM_ISUB‧‧‧類比次電流觀測值
VM_V‧‧‧類比電壓觀測值
VS‧‧‧電壓供給
Vs‧‧‧檢測電壓
Vs1、Vs2‧‧‧壓降
VSUB‧‧‧次檢測電阻一端的電壓
圖1是示意性地表示本發明者等人所研究的電源裝置的方塊圖。
圖2是表示具備實施方式的電源裝置的測試裝置的方塊圖。
圖3是表示電壓供給模式下的電源裝置的動作的波形圖。
圖4是表示輔助電流源的結構例的電路圖。
圖5是表示主檢測電阻、次檢測電阻的結構例的電路圖。
圖6是表示輔助電流源的阻斷、導通狀態的切換的時序圖。
圖7是表示變形例的輔助電流源的電路圖。
以下，基於較佳的實施方式並參照圖式來說明本發明。對於各圖式中所示的相同或同等的構成要素、構件以及處理，標註相同的標號，並適當省略重複的說明。而且，實施方式並未限定發明而為例示，實施方式中記述的所有特徵或其組合未必限於是發明的本質者。
於本說明書中，所謂「構件A與構件B連接的狀態」，除了構件A與構件B以物理方式直接連接的情況以外，還包括如下情況，即：構件A與構件B經由其他構件來間接連接，而不會對他們的電性連接狀態造成實質影響，或者不會損害藉由他們的結合而起到的功能或效果。
同樣地，所謂「構件C設於構件A與構件B之間的狀態」，除了構件A與構件C或者構件B與構件C直接連接的情況以外，還包括如下情況，即：經由其他構件來間接連接，而不會對他們的電性連接狀態造成實質影響，或者不會損害藉由他們的結合而起到的功能或效果。
圖2是表示具備實施方式的電源裝置100的測試裝置2的方塊圖。測試裝置2對DUT1給予信號，並將來自DUT1的信號與期待值進行比較，以判定DUT1的良否或不良處。
測試裝置2具備驅動器(driver)DR、比較器(comparator)(時序比較器(timing comparator))CP及電源裝置100等。驅動 器DR對DUT1輸出測試圖案(test pattern)信號。該測試圖案信號是由未圖示的時序產生器TG、圖案產生器PG以及波形整形器FC(Format Controller(格式控制器))等生成，並輸入至驅動器DR。DUT1輸出的信號被輸入至比較器CP。比較器CP將來自DUT1的信號與規定的臨限值進行比較，並以適當的時序來鎖存(latch)比較結果。比較器CP的輸出則被與其期待值進行比較。以上為測試裝置2的概要。
電源裝置100生成針對DUT1的電源信號SPS，並經由電源電纜(電源線)4等供給至DUT1的電源端子P1。
本實施方式的電源裝置100是構成為可切換電壓供給(VS)模式與電流供給(IS)模式，上述電壓供給(VS)模式是將供給至DUT1的電源信號SPS的電壓值(亦稱作電源電壓)VDD保持固定的模式，上述電流供給(IS)模式是將電源信號的電流量(亦稱作電源電流)IDD保持固定的模式。
電源裝置100具備主目標值設定部10、A/D轉換器20、數位演算部30、主D/A轉換器40、主緩衝放大器(buffer amplifier)42、主檢測電阻Rs1、主感測放大器44、輔助電流源60及定序器(sequencer)90。
定序器90對電源裝置100的各區塊的動作進行控制。
A/D轉換器20經由反饋線6來接收類比觀測值VM，並對該類比觀測值VM進行類比/數位轉換，以生成數位觀測值DM，上述類比觀測值VM與供給至DUT1的電源端子P1的電源信號SPS 相應。
更具體而言，A/D轉換器20包含主電流用A/D轉換器22以及電壓用A/D轉換器24。
於電壓供給模式中，電壓用A/D轉換器24對類比電壓觀測值VM_V進行類比/數位轉換，生成數位電壓觀測值DM_V，上述類比電壓觀測值VM_V表示供給至DUT1的電源電壓VDD。類比電壓觀測值VM_V既可為供給至DUT1的電源電壓VDD其自身，亦可為藉由分壓將電源電壓VDD降壓後的電壓。
主檢測電阻Rs1、主感測放大器44、主電流用A/D轉換器22是為了在電流供給模式或者電壓供給模式中，檢測電源電流IDD的電流量而設置。
主檢測電阻Rs1設於電源線4的路徑上，於該主檢測電阻Rs1的兩端間，產生與電源電流IDD成正比的壓降Vs1。主感測放大器44對主檢測電阻Rs1的壓降Vs1進行放大，生成類比主電流觀測值VM_I。主檢測電阻Rs1是對應於電源電流IDD的電流範圍而電阻值可切換的可變電阻。
主電流用A/D轉換器22對類比主電流觀測值VM_I進行類比/數位轉換，生成數位主電流觀測值DM_I，上述類比主電流觀測值VM_I表示供給至DUT1的電源電流IDD。
主目標值設定部10生成主目標值DREF，該主目標值DREF表示電源信號SPS的目標值。更具體而言，主目標值設定部10於電壓供給模式中，生成表示電源電壓VDD的目標位準的電壓目標 值DREF_V，於電流供給模式中，生成表示電源電流IDD的目標量的電流目標值DREF_I。
數位演算部30藉由數位演算處理而生成數位的主控制值DOUT。主控制值DOUT被調節成使來自A/D轉換器20的數位觀測值DM與來自主目標值設定部10的目標值DREF一致。例如數位演算部30可包含中央處理單元(Central Processing Unit，CPU)、數位訊號處理器(Digital Signal Processor，DSP)或者現場可程式化閘陣列(Field Programmable Gate Array，FPGA)等。
數位演算部30亦可基於數位觀測值DM與目標值DREF的差分(誤差)，來進行PID(比例、積分、微分)控制。數位演算部30亦可取代PID控制而進行P控制、PI控制、PD控制中的任一種。
更具體而言，數位演算部30包含減法器32、控制器34及選擇器36。
選擇器36於電壓供給模式中選擇數位電壓觀測值DM_V，於電流供給模式中選擇數位電流觀測值DM_I。
減法器32生成誤差信號SERR，該誤差信號SERR表示由選擇器36所選擇的數位觀測值DM與目標值DREF的誤差。控制器34基於誤差信號SERR，藉由(1)比例(P)控制、(2)比例．積分(PI)控制、(3)比例．積分．微分(PID)控制中的任一種，生成主控制值DOUT。
主D/A轉換器40對主控制值DOUT進行數位/類比轉換， 將其結果獲得的類比電壓VOUT作為電源信號SPS，並經由電源線4而供給至被測試元件1的電源端子P1。於主D/A轉換器40的後段，設有低輸出阻抗(impedance)的主緩衝放大器42。
輔助電流源60是自與電源線4不同的次路徑8，對DUT1的電源端子供給輔助電流ISUB。
以上為電源裝置100的基本結構。繼而對該電源裝置100的動作進行說明。
電源裝置100於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換時，在電壓供給模式與電流供給模式下，動作不同。以下，對各個模式的動作進行說明。
(1)電壓供給模式
圖3是表示電壓供給模式中的電源裝置100的動作的波形圖。
於通常狀態下，電源電壓VDD是被穩定化為與電壓目標值DREF_V相應的位準。此時，於電源線4中，流經有某大小的電源電流IDD，且輔助電流源60生成的輔助電流ISUB為零。
在主檢測電阻Rs1的電阻值的切換之前，於時刻t1測定流經電源線4的電流量IDD。如上所述，主電流用A/D轉換器22生成的數位主電流觀測值DM_I表示電源電流IDD的量Ix。
繼而，於時刻t2，輔助電流源60開始生成於時刻t1測定的電流量Ix的輔助電流ISUB。輔助電流ISUB以有限的梯度增大，於時刻t3達到電流量Ix。
於此期間，藉由包含數位演算部30、主D/A轉換器40、 主緩衝放大器42、電源線4、反體線6_V以及電壓用A/D轉換器24的迴路(loop)，電源電壓VDD藉由反饋而被穩定化成與目標電壓位準一致。此時，作為負載的DUT1的阻抗ZDUT為固定時，若次電流ISUB增大，則流經電源線4的電源電流IDD將自動下降至零。
輔助電流ISUB穩定化且流經主檢測電阻Rs1的電流變成零之後，於時刻t4切換主檢測電阻Rs1的電阻值。
然後，於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換完成後的時刻t5，輔助電流源60開始使輔助電流ISUB恢復為零。約於時刻t6，輔助電流ISUB變成零，恢復為通常狀態。
如此，於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換時，使至此為止流經電源線4的電流由輔助電流源60進行供給。藉此，可使流經電源線4的電流IDD為零。並且，於流經電源線4的電流為零的狀態下，藉由切換主檢測電阻Rs1的電阻值，可抑制短時脈衝波形干擾。
而且，每當電阻的切換時，因無須進行電源裝置的導通、斷開序列，可縮短測試時間。
(2)電流供給模式
亦參照圖3來說明電流供給模式中的電源裝置100的動作。
於通常狀態下，流經電源線4的電源電流IDD是被穩定化為與電流目標值DREF_I相應的量Ix。此時，輔助電流源60生成的輔助電流ISUB為零。
於時刻t2~t3之間，一邊將電源電流IDD與輔助電流ISUB 的合計量保持為電源電流IDD的通常狀態下的目標量Ix，一邊由輔助電流源60使輔助電流ISUB的電流量由零增加至電源電流IDD的通常狀態下的目標量Ix為止。
在此期間，主目標值設定部10使電流目標值DREF_I由通常狀態的值下降至零為止。電源電流IDD藉由數位演算部30的反饋控制，由通常狀態的目標量Ix朝向零下降。
輔助電流ISUB穩定化，且流經主檢測電阻Rs1的電流變成零之後，於時刻t4切換主檢測電阻Rs1的電阻值。
然後，於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換完成後的時刻t5~t6，一邊將電源電流IDD與輔助電流ISUB的合計量保持為電源電流IDD的通常狀態的目標量Ix，一邊由輔助電流源60使輔助電流ISUB的電流量由電源電流IDD的通常狀態下的目標量Ix下降至零為止。在此期間，主目標值設定部10使電流目標值DREF_I由零增大至通常狀態的值為止。電源電流IDD藉由數位演算部30的反饋控制，由零朝向通常狀態的目標量Ix增大。
如此，於電流供給模式中，於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換時，亦由輔助電流源60供給至此為止流經電源線4的電流。藉此，可使流經電源線4的電流IDD為零。並且，藉由於流經電源線4的電流為零的狀態下，切換主檢測電阻Rs1的電阻值，可抑制短時脈衝波形干擾。
而且，每當電阻的切換時，因無須進行電源裝置的導通、斷開序列，可縮短測試時間。
繼而，對輔助電流源60的具體結構例進行說明。
圖4是表示輔助電流源60的結構例的電路圖。
輔助電流源60是與主反饋迴路同樣地構成，該主反饋迴路包含數位演算部30、主D/A轉換器40、主緩衝放大器42、主感測放大器44及主電流用A/D轉換器22。具體而言，輔助電流源60具備次檢測電阻Rs2、次感測放大器62、次電流用A/D轉換器64、次D/A轉換器66、次緩衝放大器68及電流控制部70。
次檢測電阻Rs2是設於次路徑8上，在該次檢測電阻Rs2的兩端間，產生與輔助電流ISUB成正比的壓降Vs2。次目標值設定部72對次檢測電阻Rs2的壓降Vs2進行放大，生成表示輔助電流ISUB的電流量的類比次電流觀測值VM_ISUB。次檢測電阻Rs2與主檢測電阻Rs1同樣地，是電阻值可切換的可變電阻。
為了使電源電壓VDD或者電源電流IDD高精度地接近目標值，主D/A轉換器40需要高解析能力。與此相對，輔助電流ISUB是為了降低短時脈衝波形干擾而生成，因與DUT1的動作無直接關係，對於輔助電流ISUB不需要那麼高的精度。因此，次D/A轉換器66的解析能力可低於主D/A轉換器40的解析能力。具體而言，次D/A轉換器66的解析能力亦可為主D/A轉換器40的解析能力的1/10左右。此情況下，次D/A轉換器66能夠以小面積構成，該次D/A轉換器66對電路面積整體造成的影響(impact)不會那麼大。
次電流用A/D轉換器64對類比次電流觀測值VM_ISUB 進行類比/數位轉換，而生成數位次電流觀測值VM_ISUB。電流控制部70生成次控制值DSUB，該次控制值DSUB表示應施加至次檢測電阻Rs2的一端的電壓VSUB的位準。次D/A轉換器66對次控制值DSUB進行數位/類比轉換，並將其結果獲得的信號VSUB施加至次檢測電阻Rs2的一端。於次D/A轉換器66的後段，設有低輸出阻抗的緩衝放大器68。
電流控制部70具備次目標值設定部72、次數位演算部74及選擇器80。
次目標值設定部72生成表示輔助電流ISUB的目標量的次目標值DREF_SUB。次數位演算部74以數位次電流觀測值DM_ISUM與次目標值DREF_SUB一致的方式，藉由數位演算處理生成次控制值DSUB。次數位演算部74包含減法器76以及控制器78，是與數位演算部30同樣地構成。控制器34以及控制器78的各係數、參數既可各自相同，亦可個別地最佳化。選擇器80接收次數位演算部74的輸出與來自電壓用A/D轉換器24的數位電壓觀測值DM_V，並選擇其一者。具體而言，在後述的追蹤(tracking)控制信號S2為有效(assert)的期間，選擇數位電壓觀測值DM_V。
圖5是表示主檢測電阻Rs1、次檢測電阻Rs2的結構例的電路圖。
主檢測電阻Rs1可選擇M個電阻值，包含電阻RM1~RMM、開關(switch)FSW1~FSWM及開關SSW1~SSWM。次檢測電阻Rs2具有與主檢測電阻Rs1相同的電路拓撲。
於本實施方式中，於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換時，次檢測電阻Rs2的電阻值被設定為主檢測電阻Rs1的切換前後的2個電阻值中的較大者。因此，次檢測電阻Rs2省略主檢測電阻Rs1的電阻值中最小的一個，可選擇的電阻值的數量為M-1個。藉此，因不需要一個電阻RMM與開關FSWM、SSWM，可縮小電路面積。
以上為輔助電流源60的結構例。繼而，對圖4的輔助電流源60的動作進行說明。
包含輔助電流源60的次路徑8是構成為可切換導通、阻斷。具體而言，次檢測電阻Rs2的開關FSW1~FSWM-1全部為斷開時成為阻斷狀態，至少一個為導通時成為導通狀態。次路徑8於通常狀態下被阻斷著。
圖6是表示輔助電流源60的阻斷、導通狀態的切換的時序圖。於時刻t1，使信號S1有效(高位準(high level))，該信號S1指示主檢測電阻Rs1的電阻值的切換。
收到該信號S1，定序器90在由輔助電流源60開始生成輔助電流ISUB之前，使追蹤控制信號S2有效。在追蹤控制信號S2為有效的期間，電流控制部70輸出與數位電壓觀測值DM_V相等的次控制值DSUB。將此稱為追蹤控制。藉由追蹤控制，讓施加至次檢測電阻Rs2的一端的電壓VSUB與另一端的電壓VDD相等。
在此狀態下，次路徑8(圖6的SUB PATH)由阻斷狀態切換為導通狀態。具體而言，在次檢測電阻Rs2的多個開關FSW1 ~FSWM-1中，與應選擇的電阻值相應的一者導通。此時，次檢測電阻Rs2的兩端間的電位差為零，因此既可抑制過度的電壓變動或電流變動，又可將次路徑8切換為導通狀態。
當次路徑8成為導通狀態時，使追蹤控制信號S2無效(negate)(低位準(low level))。
繼而，基於圖3所示的序列，使修正電流ISUB以及電源電流IDD發生變化，並切換主檢測電阻Rs1的電阻值。
並且，定序器90再次使追蹤控制信號S2有效而進行追蹤控制，次檢測電阻Rs2的兩端的電壓變得相等。在此狀態下，次路徑8(圖6的SUB PATH)由導通狀態切換為阻斷狀態。具體而言，次檢測電阻Rs2的多個開關FSW1~FSWM-1全部斷開。此時，次檢測電阻Rs2的兩端間的電位差為零，因此既可抑制過度的電壓變動或電流變動，又可將次路徑8切換為阻斷狀態。
再者，於將次路徑8由導通狀態切換為阻斷狀態的時序，因輔助電流ISUB為零，即使不進行追蹤控制，兩端間的電位差亦為零。因此，亦可省略電阻值的切換後的追蹤控制。
繼而，分別針對電壓供給模式與電流供給模式，說明圖4的輔助電流源60的動作。
(1)電壓供給模式
輔助電流源60於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換時，執行以下的處理。
1.次目標值設定部72保持數位主電流觀測值DM_I。
此時，次目標值設定部72亦可對數位主電流觀測值DM_I進行多次採樣(sampling)，並保持所述多次採樣的平均值。
2.次目標值設定部72使次目標值DREF_SUB由零變為所保持的數位主電流觀測值DM_I。藉此，輔助電流ISUB由零朝向電流Ix增大。
3.切換主檢測電阻的電阻值。
4.次目標值設定部72使次目標值DREF_SUB由所保持的數位主電流觀測值DM_I變為零。藉此，輔助電流ISUB由電流Ix朝向零減少。
(2)電流供給模式
輔助電流源60於主檢測電阻Rs1的電阻值的切換時，執行以下的處理。將通常狀態下的電流目標值DREF_I的值定為DREF_NORM。
1.次目標值設定部72使次目標值DREF_SUB由零增大至電流目標值DREF_I的通常狀態的值DREF_NORM為止。
此時，主目標值設定部10既要維持關係式(1)，並使電流目標值DREF_I由其通常狀態的值DREF_NORM下降至零為止。
DREF_I=DREF_NORM-DREF_SUB...(1)
2.切換主檢測電阻Rs1的電阻值。
3.次目標值設定部72使次目標值DREF_SUB由值DREF_NORM下降至零為止。此時，主目標值設定部10既要維持關係式(1)，並 使電流目標值DREF_I由零增大至其通常狀態的值DREF_NORM為止。
以上為圖4的輔助電流源60的動作。根據圖4的輔助電流源60，分別於電壓供給模式、電流供給模式中，可生成適當的輔助電流源60。
以上，基於實施方式說明了本發明。此實施方式為例示，其各構成要素或各處理製程(process)、及其組合可存在各種變形例。以下，對此種變形例進行說明。
(第1變形例)
於電壓供給模式或者電流供給模式中，當輔助電流源60使輔助電流ISUB的電流量發生變化時，次目標值設定部72亦可緩慢地切換次目標值DREF_SUB。藉此，可減輕輔助電流源60對主控制迴路造成的影響。
或者，在包含次數位演算部74的次控制迴路的響應速度為某程度延遲的情況下，次目標值設定部72亦可瞬間切換次目標值DREF_SUB。此情況下，因反饋迴路的響應延遲，輔助電流ISUB將緩慢地變化。
(第2變形例)
實施方式中，雖然僅在輔助電流ISUB生成前後的固定期間進行追蹤控制，但本發明並不限定於此。例如，亦可將通常期間包括在內進行追蹤控制，而僅在生成次電流ISUB的期間使追蹤控制無效化。
(第3變形例)
實施方式中，雖然對輔助電流源60與主電源為相同結構的情況進行了說明，上述主電源包含主目標值設定部10、數位演算部30、主D/A轉換器40、主緩衝放大器42、主感測放大器44及主電流用A/D轉換器22，但本發明並不限定於此。圖7是表示變形例的輔助電流源60a的電路圖。圖7的輔助電流源60a除了次目標值設定部72、次D/A轉換器66以外，還包含V/I轉換電路82。V/I轉換電路82生成與次目標值DREF_SUB成正比的輔助電流ISUB。本領域技術人員當理解，V/I轉換電路82存在各種變形例。
(第4變形例)
實施方式中，雖然對可切換電壓供給模式與電流供給模式的電源裝置100進行了說明，但本發明亦可適用於可僅以電壓供給模式或者僅以電流供給模式進行動作的電源裝置。
(第5變形例)
圖4所示的主電流用A/D轉換器22以及次電流用A/D轉換器64亦可分時地共用單個A/D轉換器。藉此，可抑制電路面積。
基於實施方式說明了本發明，但實施方式不過是表示本發明的原理、應用，於實施方式中，在不脫離申請專利範圍所規定的本發明的思想的範圍內，允許多個變形例或配置的變更。
1‧‧‧DUT
2‧‧‧測試裝置
4‧‧‧電源線
6_V、6_I‧‧‧反饋線
8‧‧‧次路徑
10‧‧‧主目標值設定部
20‧‧‧A/D轉換器
22‧‧‧主電流用A/D轉換器
24‧‧‧電壓用A/D轉換器
30‧‧‧數位演算部
32‧‧‧減法器
34‧‧‧控制器
36‧‧‧選擇器
40‧‧‧主D/A轉換器
42‧‧‧主緩衝放大器
44‧‧‧主感測放大器
60‧‧‧輔助電流源
90‧‧‧定序器
100‧‧‧電源裝置
CP‧‧‧比較器
DM_I‧‧‧數位主電流觀測值
DM_V‧‧‧數位電壓觀測值
DOUT‧‧‧主控制值
DR‧‧‧驅動器
DREF_I‧‧‧電流目標值
DREF_V‧‧‧電壓目標值
IDD‧‧‧電源電流
IS‧‧‧電流供給
ISUB‧‧‧輔助電流
P1‧‧‧電源端子
Rs1‧‧‧主檢測電阻
S1‧‧‧信號
SERR‧‧‧誤差信號
SPS‧‧‧電源信號
VDD‧‧‧電源電壓
VM_I‧‧‧類比主電流觀測值
VM_V‧‧‧類比電壓觀測值
VS‧‧‧電壓供給
Vs‧‧‧檢測電壓

Claims (18)

  1. 一種電源裝置，經由電源線來對元件的電源端子供給穩定化的電源電壓，上述電源裝置的特徵在於包括：主目標值設定部，生成電壓目標值，上述電壓目標值表示上述電源電壓的目標位準；電壓用類比/數位轉換器，經由反饋線來接收類比電壓觀測值，對上述類比電壓觀測值進行類比/數位轉換而生成數位電壓觀測值，上述類比電壓觀測值與供給至上述元件的上述電源端子的電源電壓相應；數位演算部，藉由數位演算處理而生成主控制值，上述主控制值被調節成使上述數位電壓觀測值與上述電壓目標值一致；主數位/類比轉換器，對上述主控制值進行數位/類比轉換，將其結果獲得的類比的電源信號經由上述電源線而供給至上述元件的電源端子；主檢測電阻，設於上述電源線的路徑上，且上述主檢測電阻的電阻值可切換；主感測放大器，基於上述主檢測電阻的兩端間的電壓，生成類比主電流觀測值，上述類比主電流觀測值表示流經上述電源線的電源電流的電流量；主電流用類比/數位轉換器，對上述類比主電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位主電流觀測值；以及輔助電流源，於切換上述主檢測電阻的電阻值時，自與上述 電源線不同的次路徑，對上述元件的電源端子供給輔助電流。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的電源裝置，其中於通常狀態下，上述輔助電流為零，於上述主檢測電阻的電阻值的切換時，執行如下步驟：於上述主檢測電阻的電阻值的切換之前，獲取流經上述主檢測電阻的電流量；上述輔助電流源生成所獲取的電流量的輔助電流；切換上述主檢測電阻的電阻值；以及上述輔助電流源將上述輔助電流恢復為零。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的電源裝置，其中上述輔助電流源在獲取流經上述檢測電阻的電流量時，是參照上述數位主電流觀測值。
  4. 如申請專利範圍第1項至第3項中任一項所述的電源裝置，其中上述輔助電流源包括：次檢測電阻，設於上述次路徑上；次感測放大器，基於上述次檢測電阻的兩端間的電壓，生成表示上述輔助電流的電流量的類比次電流觀測值；次電流用類比/數位轉換器，對上述類比次電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位次電流觀測值；電流控制部，生成次控制值，上述次控制值表示應施加至上述次檢測電阻的一端的電壓的位準；以及 次數位/類比轉換器，對上述次控制值進行數位/類比轉換，將其結果獲得的信號施加至上述次檢測電阻的一端。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的電源裝置，其中上述電流控制部包括：次目標值設定部，生成表示上述輔助電流的目標量的次目標值；以及次數位演算部，以使上述數位次電流觀測值與上述次目標值一致的方式，藉由數位演算處理而生成上述次控制值。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的電源裝置，其中於上述主檢測電阻的電阻值的切換時，執行如下步驟：上述次目標值設定部保持上述數位主電流觀測值；上述次目標值設定部使上述次目標值由零變為所保持的上述數位主電流觀測值；切換上述主檢測電阻的電阻值；以及上述次目標值設定部使上述次目標值由所保持的上述數位主電流觀測值變為零。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的電源裝置，其中上述次路徑於通常狀態下被阻斷，上述次路徑是在由上述輔助電流源開始生成上述輔助電流之前，在上述電流控制部輸出了與上述數位電壓觀測值相等的次控制值的狀態下，切換為導通狀態。
  8. 如申請專利範圍第4項所述的電源裝置，其中 上述次檢測電阻是其電阻值可切換的可變電阻，於上述主檢測電阻的電阻值的切換時，上述次檢測電阻的電阻值被設定為切換前後的上述主檢測電阻的電阻值中的較大者。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的電源裝置，其中上述主檢測電阻與上述次檢測電阻具有相同的電路拓撲，上述主檢測電阻是以可切換成M個值來構成，上述次檢測電阻是以可切換成M-1個值來構成。
  10. 一種電源裝置，經由電源線來對元件的電源端子供給穩定化的電源電流，上述電源裝置的特徵在於包括：主目標值設定部，生成電流目標值，上述電流目標值表示上述電源電流的目標量；主檢測電阻，設於上述電源線的路徑上，且上述主檢測電阻的電阻值可切換；主感測放大器，基於上述主檢測電阻的兩端間的電壓，生成類比主電流觀測值，上述類比主電流觀測值表示流經上述電源線的電源電流的電流量；主電流用類比/數位轉換器，對上述類比主電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位主電流觀測值；數位演算部，藉由數位演算處理而生成主控制值，上述主控制值被調節成使上述數位主電流觀測值與上述電流目標值一致；主數位/類比轉換器，對上述主控制值進行數位/類比轉換，並將其結果獲得的類比的電源信號經由上述電源線而供給至上述元 件的電源端子；電壓用類比/數位轉換器，經由反饋線來接收類比電壓觀測值，對上述類比電壓觀測值進行類比/數位轉換而生成數位電壓觀測值，上述類比電壓觀測值與供給至上述元件的上述電源端子的電源電壓相應；以及輔助電流源，於切換上述主檢測電阻的電阻值時，自與上述電源線不同的次路徑，對上述元件的電源端子供給輔助電流。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的電源裝置，其中於通常狀態下，上述輔助電流為零，於上述主檢測電阻的電阻值的切換時，執行如下步驟：一邊將上述電源電流與上述輔助電流的合計量保持為上述電源電流的通常狀態下的目標量，一邊由上述輔助電流源使上述輔助電流的電流量由零增加至上述電源電流的通常狀態下的目標量為止，並且，上述主目標值設定部使上述電流目標值由通常狀態的值下降至零為止；切換上述主檢測電阻的電阻值；以及一邊將上述電源電流與上述輔助電流的合計量保持為上述電源電流的通常狀態下的目標量，一邊由上述輔助電流源使上述輔助電流的電流量由上述電源電流的通常狀態下的目標量下降至零為止，並且上述主目標值設定部使上述電流目標值由零增大至通常狀態的值為止。
  12. 如申請專利範圍第10項或第11項所述的電源裝置，其中 上述輔助電流源包括：次檢測電阻，設於上述次路徑上；次感測放大器，基於上述次檢測電阻的兩端間的電壓，生成表示上述輔助電流的電流量的類比次電流觀測值；次電流用類比/數位轉換器，對上述類比次電流觀測值進行類比/數位轉換而生成數位次電流觀測值；電流控制部，生成次控制值，上述次控制值表示應施加至上述次檢測電阻的一端的電壓的位準；以及次數位/類比轉換器，對上述次控制值進行數位/類比轉換，將其結果獲得的信號施加至上述次檢測電阻的一端。
  13. 如申請專利範圍第12項所述的電源裝置，其中上述電流控制部包括：次目標值設定部，生成表示上述輔助電流的目標量的次目標值；以及次數位演算部，以使上述數位次電流觀測值與上述次目標值一致的方式，藉由數位演算處理而生成上述次控制值。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的電源裝置，其中於上述主檢測電阻的電阻值的切換時，執行如下步驟：一邊將上述電流目標值與上述次目標值的合計保持為上述電流目標值的通常狀態的值，一邊由上述次目標值設定部使上述次目標值由零增大至上述電流目標值的通常狀態的值為止，並且上述主目標值設定部使上述電流目標值由其通常狀態的值下降至零 為止；切換上述主檢測電阻的電阻值；以及一邊將上述電流目標值與上述次目標值的合計保持為上述電流目標值的通常狀態的值，一邊由上述次目標值設定部使上述次目標值由上述電流目標值的通常狀態的值下降至零為止，並且上述主目標值設定部使上述電流目標值由零增大至其通常狀態的值為止。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的電源裝置，其中上述次路徑於通常狀態下被阻斷，上述次路徑是在由上述輔助電流源開始生成上述輔助電流之前，在上述電流控制部輸出了與上述數位電壓觀測值相等的次控制值的狀態下，切換為導通狀態。
  16. 如申請專利範圍第12項所述的電源裝置，其中上述次檢測電阻是其電阻值可切換的可變電阻，於上述主檢測電阻的電阻值的切換時，上述次檢測電阻的電阻值被設定為切換前後的上述主檢測電阻的電阻值中的較大者。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的電源裝置，其中上述主檢測電阻與上述次檢測電阻具有相同的電路拓撲，上述主檢測電阻是以可切換成M個值來構成，上述次檢測電阻是以可切換成M-1個值來構成。
  18. 一種測試裝置，其特徵在於包括：申請專利範圍第1項至第3項、第10項、第11項中任一項 所述的電源裝置，對被測試元件供給電源。
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