TW200828785A - Amplifier circuits, methods of starting and stopping amplifier circuits - Google Patents

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TW200828785A TW096125406A TW96125406A TW200828785A TW 200828785 A TW200828785 A TW 200828785A TW 096125406 A TW096125406 A TW 096125406A TW 96125406 A TW96125406 A TW 96125406A TW 200828785 A TW200828785 A TW 200828785A
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Anthony James Magrath
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Wolfson Microelectronics Plc
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Description

200828785 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於放大器電路，尤其是不同級具有個別的 供應電壓的電路，或纟因特定其它理由而冑不同級具有不 同接地參考位準的電路。本發明亦關於控制此等放大器之 啟動且同時最小化暫態的方法與配置；以及關於含有此等 放大益與方法的音頻與電機設備。 【先前技術】
,頻電路的一般性要求是當供電給該電路或該電路被 斷％ w ’不可以經由揚聲器或頭戴式耳機中出現任何聽得 見的「砰11 拍耸（P〇p)」或「°客°察聲（click)」。砰郝聲通常係 在啟動或關機期間，因為跨負载的暫態電壓所導致的。謹 慎的電路設計可避免眾多啟動暫態，舉例來說，將電容器 預充電至正確電壓。在D類(pWM)的放大器中，同樣可藉 由數種已知技術於啟動時來修正脈衝串。 3不過，即使利用此等手段，仍可能會出現問題，尤其 =倘右在正系作業期間在放大器輸出處有DC㉟移的話。 :該放大器開啟時，輸出電壓係在非常短的時間週期中從 令伏交成穩悲偏移電壓，從而便會導致砰啪聲。 在、王橋式放大态中’或是具有分離的線軌(正線執盥負 線執)供應電壓的放大器中，在輸出處名義上可能不會；任 仃DC分篁，但實際上卻總是會出現特定的偏移。 達到低DC偏移電麼的目的，需要用到精確匹配的斑 電路，這可能會增加它們的尺寸、從而導致較高的石夕面積 7 200828785 與相關的成本。基於此項理由，以低廉成本的方式來施行 此種放大器必定會有一些可測得的偏移，因而可能會在啟 動時產生砰峨聲。
該等已知手段同樣並未解決本案發明人所指出的另一 的暫來;原此係產生於靜態輪人電壓與靜態輸出電壓（接 地茶考位準）破設計為不同的放大器中，舉例來說，輸入級 與輸出級運作在不同供應電壓的放大ϋ。為方便起見，此 等放大器在本文中被稱為「雙供應」放大器；不過，本發 明的原理亦可應用在輸人級與輪出級中具有不同接地參考 %壓的放大态’甚至應用在名義上每一級的供應電壓均相 同的放大器。 >當該等輸入級與輸出級產生Dc #合時，便可能會在 "亥包路中的某個位置處施加—偏壓電流或偏壓電壓，用以 在輸入信號被偏壓在輸入級供應線轨的中間處(或是被偏壓 ^其它定義的輸入接地參考位準處）時可確保該輸出會被偏 c在及等輸出線軌的中間處（或是被偏壓在被定義成該輸出 信號之接地參考位準的任何電壓處）。—般來說，在完全致 動該輸出放大器之前係先以、、封 无以漸進的方式將輸出預充電至其 標稱靜態偏壓電壓，舉例來古、 况糟由大數值電阻器分壓器 二預充電輸出交流耦合電容器以提供長的時間常數。但 疋此預充包私屢與利用該偏壓信號而從該輸出放大器中 所：出的輸出電壓之間的任何差異卻會造成相關聯的啟動 暫恶。為將此差異縮減至例如全幅⑽卜似⑷語音信號的 千/刀之―’即使在用以導出預充電電壓與偏壓信號的電路 8 200828785 匹配偏差、第二階 預充電電壓與偏壓 。就DC _合以及
中的組件之間會有無法避免的隨機製造 電路效應、以及供應電壓公差的效應， 信號兩者仍同樣必須具有類似的精確性 透過在輸入處所注入的偏壓電流來設定 個替代的變化例來說，亦可透過電容器來進行Ac耦人以 及藉由輸出級附近的局部直流回授來設定該靜態輸出位 準，不過，這對積體電路施行方式來說可能並不具吸引力。
再者，一局部直流回授配置還會有自己的啟動問題與偏移 問題。 【發明内容】 本發明的第一項目的係、降低或消除和放大器電路之啟 動相關聯的暫態或「砰也聲」，同時降低對於精確匹配組 件的需求，因為它們會產生相關聯的尺寸與成本缺點。明 確地說，本發明的目的係修正輸入級與輸出級具有不均等 接地參考位準的放大器中的誤差。啟動暫態係音頻應用以 #夕卜的應用中的問題，雖然本文要作說明的範例可能是以音 頻範例為主，不過，本發明並不僅限於音頻應用。 本1明在第-項觀點中提供一種啟動放大器電路的方 法，該放大器電路具有一輸入級與一輸出級’該輸出級具 有-用於驅動負載的輸出，該輸入級具有一用於接收要被 放大之信號的信號輸入，以及一回授輸入，其係被連接用 ^透過-回授路径從該輸出級之輸出處接收—回授信號， 該放大器進一步包括一偏壓電路，用以在適合用以建立一 不同於該輪入級之接地參考位準的靜態輸出電壓的操作位 9 200828785 準處施加—偏壓信號至該輸入級，該方法依序包括下面步 驟： (a)在輪出級被禁能時，於一時間週期中將該放大器輪 出預充笔至一對應於該輸入級之接地參考位準的位準處；’ W在該職電路被纽禁能且在該信冑輸入處有—零 輸入#號時，致能該輸出級； ⑷逐漸地致動該偏壓電路’以便在另—時間週期中將
該偏壓㈣斜波提升至該操作位準，從而逐漸地將該輸出 驅動至該靜態輸出電壓。 广木：明人已經瞭解到’由於組件中製造公差的關係 或疋由於第_ P自電路效應的關係、，實際的輸出靜態電壓是 不可預測的，所以，雙供應放大器中的暫態非常難以消除； 不過’藉由先平滑地將輸出預充電至一對應於零偏壓信號 的電壓處’接著再逐漸地提高該偏壓信號以便將輸出平^ 地斜波提升至其最終數值處，從而在某個獨立導出的預充 電電塵與實際的穩態靜態輸出電壓之間避免出現任何電壓 步階’便可解決此問題。本發明確實需要主動控制該偏壓 信號’不過前面的設計可能係使用簡單的電阻器或值定+ 流源，而此控制是非常容易施行。其可能還會結合下文： 述之本發明的第二項觀點的施行方式。 在步驟⑷中，對應於該輸入級之接地參考位準的電廢 可參考一實際輸入級供應電壓來定 砰 取t，其亦可能4 一絕對電壓，舉例來說，可由依照 ^ 队…頂期輸入級供應電壓設 計而成的能隙參考電路來定義。 200828785 ，於本說明書中，輸入信號的接地參考位準係—絕對電 該絕對Μ處的輸人信㈣被視為代表零信號並且 2我為輸出接地參考位準。於平衡該輪人級供應的實施 :，該接地參考位準通常會對應於—電路接地電產。於 /輸入、.及供應係單端式的實施例中，該接地參考位準通 會约為該等輸入級供應線軌間的中間電壓；不㉟，倘若該 其㈣點主導的話，該接地參考位準亦可被設計在/ 某個其它電壓處。
同樣地，輪出級的接地參考位準係一絕對電壓，於兮 絕«壓處的輸出信號係希望為對應於零輸人信號。於; 衡。亥輸出級供應的實施例中，該接地參考位準通常會對應 :，電路接地電壓。於該輸出級供應係單端式的實施例 ^接地荟考位準通常會約為該等輸出級供應線軌間的 1C，不過，倘若該設計的其它觀點主導的話，該接 地參考位準亦可被設計成偏離該中間電壓。 ^ 在步驟(C)中’該偏壓電路可以實際輸出級供應電壓作 為基準來定義該偏壓信號。 。2為輪入級係運作在不同於輸出級的供應電壓處，而 可此曰希望该信號大約居中在該等個別供應線軌的中間 :田所以輸入接地參考位準與輸出接地參考位準可能會 兴。延係最常見的理由，不a，不論造成該差異的理 由為何’本發明均可套用。 /在大部份的實施例中，該輸入級供應電磨的標稱電壓 係低於該輪出級供應電壓的標稱電壓，且本文所述的實施 11 200828785 例將會遵循該樣態。不過，倘若該輸入級供應電壓的標稱 電壓名義上高於該輸出級供應電壓，或者兩個供應電壓的 標稱電壓相同的話，那麼必要時只要加以調適，便同樣可 套用該等技術。 本發明運用雙供應配置來提供一組件匹配較不重要之 新穎的雙階段啟動程序。 該輸入級可包括一節點，於該節點處係相加該輸入信 號與該回授信號。該節點可連接至一運算放大器的反相輸 入。於一反相放大器配置中，該反相輸入可形成一虛擬接 地。於一非反相放大器配置中，舉例來說，該回授輸入可 能不會被翁合至虛擬接地，不過，該輸入級的整體運作仍 冒包括輸入信號與回授信號之相加。相加一詞亦包含扣減 的可能性。該回授路徑可包括一電阻器。 該放大器輸出可透過一 DC阻隔電容器被耦合至負 載’此電谷裔主要係決定在步驟（a)中所需要的充電量。步 _ 驟（a)中的充電可經由一電阻器來實施，該阻值與dc阻隔 電容值主要係定義該第一時間週期的持續期間。本文中的 電阻器一詞包含一具有合宜導通阻值的開關以及一專屬電 阻器。 i 步驟（a)中的充電可透過一響應於一比較器之輪出而受 控的第一開關來實施，該比較器係比較該輸出上的電屋與 該輸入級接地參考位準。舉例來說，此比較中所用到的輸 入級接地參考位準可透m分壓“從料輪入級供 應線軌中導出。經常會需要使用該輸入級接地參考位準來 12 200828785 偏壓其它電路，偶若反相的話則可能係該輸人級的非反相 輸入且此电壓可能會被緩衝以便被分配至該電路中需要 此電壓的其它部件。 在筝考該輸出級供應電壓來導出該偏壓信號的實施例 中，該偏壓電路可包含_低通功能，其時間常數非常長， 足在:放大态之正常運作期間防止該輸出級供應電壓中 之V内k異（Hi-band篇㈣⑽）（其所指的係在AC搞合放大
:::之低頻截止頻率以上的頻率處的變異)被再生於該補 ^包μ中。在步驟（？）中的第二時間週期的持續期間主要可 能係取決於該低通渡波器的時間常數。或者1方法可包 W步驟（e)期間暫時修改該低通濾波器的時間常數，以便 讓β偏壓嬈比正常運作中所允許的低通濾波器的時間常 數更快速地抵達所定義的電壓。 _該偏壓電路可包括一電流鏡，其具有一輸入腳與至少 輸出腳’該輸入腳係配合一對應於該輸入級之接地參考 位準的電壓偏移來運作。 少 為偏壓電路可進_步包含—被連接在該等輸出級供 L軌之間的電位分壓器，該電位分壓器的一分接腳係透 應於該放大器輸出與該輸入級之回授輸入之間的回: 路役之阻值的一阻值而被耦合至該電流鏡的輸入腳。 、步驟（c)可包含修改用於導出該偏壓電路中之參考電) 、構件的運作。該用於導出該參考電壓的構件可包含上1 =相低通功能。舉例來說，#由讓—電容與上面所❿ 立刀壓态的其中一隻腳並聯便可施行此功能。 13 200828785 該些特點代表該放大器内該偏壓電路與其它模組
、、M 中一種廉價的施行方式’不過本發明的範嘴亦可有同樣了 行的其它施行方式，每一種施行方式均各具有自己的好斤 與缺點。 該方法可進一步包括一後續步驟（d)，用以藉由禁能該 輸出級並且接著將該輸出放電至一接地電壓以停止該放< 器，從而準備來反覆進行啟動步驟（a)至（c)。 步驟（d)可透過一第二開關與一被耦合在該輸出與一接 地供應線軌之間的電阻器¥實施。 該輸出級可包括一對具有推挽配置的輸出裝置。 在步驟（d)期間禁能該輸出級可藉由將兩個輸出裝置均 置於高阻抗狀態中（三態運作）來實施。 該輸出級可運作在讓該等輸出裝置當作開關來運作的 模式中，舉例來說，在運作於D類或PWM模式中的音頻 放大器。 該輸出級可運作在線性模式中，舉例來說AB類。 在多聲道實施例中（舉例來說，立體聲或環繞聲的音頻 系統），可連接複數個輸入級與輸出級用以從一共同偏壓電 路中接收它們的個別偏壓信號。當該偏壓信號係電流時， 藉由讓該偏壓電路具備複數個電流鏡射的輸出便可提供 之。同樣地’邊等複數個輸入級與輸出級及該偏壓電路亦 可由一共同控制電路來平行控制以施行步驟（a)、（b)、以及 (c)的序列。 本發明在第一項觀點中進一步提供一種放大器電路， 200828785 其具有一輸入級與一輸出級，該輸出級具有一用於驅動負 載的輸出，該輪入級具有一用於接收要被放大之信號的信 5虎輸入，以及_回授輸入，其係被連接用以透過一回授路 仏攸逵輸出級之輸出處接收一回授信號，該放大器進一步 包括一偏壓電路’用以在適合用以建立—不同於該輸入級 之接地茶考位準的靜態輸出電壓的操作位準處施加一偏壓 乜，至該輸入級，該放大器還進一步包括一會響應於該放 大為電路之啟動條件的啟動電路，該啟動電路包含：
币預充電構件，用以於一時間期間中將該放大器輸出預 充包至一對應於該輸入級之接地參考位準的電壓處； 致動構件，用以逐漸地致動該偏壓電路，以便在另一 時間期間中將該偏壓信號斜波提升至該操作位準，從而逐 漸地將該輸出驅動至該靜態輸出電壓。 孩啟動私路可進一步包括啟動控制電路，其係被配置 成用於依此順序來控制該等預充電構件與補償構件，以便 %行上面所提出之根據本發明第一項觀點的方法。該啟動 控制電路可包括—微控制ϋ，其係經過合宜地程式化並且 被連接至4啟動1路，或者其可包括專屬電路或前述二者 之組合。 放大_與啟動電路的其它較佳與選配的特點均定義 在附屬項之中。 本發明在第二項翻# 士加^ 貝域點中提供一種放大器電路，其具有 輸入級與一輸出纽 、、 该輸出級係被連接在輸出級供應線 之間並且具有_用认^ 於·動負載的輸出，該輸入級係被連 15 200828785
接=輸人級供躲狀間，該些I級供隸執可操作在 =該輸纽的供應電壓處，該輪人級具有—用於接 :要被放大之信號的信號輪入，以及-回授輸入，其係被 連接用以透過-回授路徑從該輸出級之輸出處接收1授 ㈣，該輸入級進一步包括，電路，用以在適合用以 ，立一不㈣該輸人級之接地參考位準的靜態輸出電壓的 紅作位準處施加一偏壓信號至該輸入級，該偏壓電路具有 二考輸入’ 4等參考輸人係被連接至該等輸出級供應線軌 亚且會響應於實際輸出級供應電壓來定義該偏壓信號。 “第二項觀點中的補償電路的較佳特點和配合上面第一 項觀點所述者相同。 在一多聲道實施例中，彳連接才复數個輸入級與輸出級 用以從一共同偏壓電路中接收偏壓信號。 本發明在每一項觀點中還進一步使用上面所提出之本 發明的放大器電路與方法來提供音頻再生設備與電機設 備。 探討下面詳細實施例的說明便會瞭解本發明的前述與 其它觀點。 【實施方式】 背景說明 圖1所示的係一傳統的類比輸入脈衝寬度調變器或D 類放大器100的示意圖。為了僅供作舉例起見，假設此放 大器係用於在聲頻應用中來驅動一揚聲器或耳機。放大器 (尤其疋PWM放大器）的其它應用還包含馬達控制與眾多其 16 200828785 它應用，因此’本發明絕對不受限於音頻應用。放大器ι〇〇 具有-以運算放大器(。P-amp)OP1為主的輸入"放大 杰通具有-由輪出開關（通常係功率電晶體）qi與Q2所構 成的切換輪出（驅動器）級，其係在電源供應線軌0V與PVdd 之間來切換輸出電壓¥1。圖中提供__輸出濾波器Lf、
Cfi用1^由濾、除高頻載波成份來解調變該音頻信號。在 本辄例中’該供應係單端式並且會提供- DC P且隔電容器 ⑽來串聯負載RL，用以僅讓所要的音頻信號通過。 輸入級〇P-amp (^丨係被配置成一具有輸入電阻器Rin 與回授電阻器錄的積分誤差放大器，用以有效地從輸入 匕虎Vln中扣除該已切換輸出信冑V1的經衰減版本，以 便在該〇P_amp較相輸入處導出一誤差信號。（圖中所示 的信號雖'然係相加而非相減的，不過，在It 0P_amP輸出 與該切換輸出之間係出現淨反相以提供總負回授作用，從 而會導致-在所生成的虛擬接地電壓上為反相的确 器。因此，相加便適合用來抵消輸入與輸出信號。）該 的非反相輸入係被連接至一中間線軌參考電壓Vmid，其反 映的係該切換輸出與該輸入電壓應該個別平均至該中間線 執電壓來代表該要被放大之信號的零數值。電容器C1係 設定該積分器的時間常數。因而，該輸入級係透過電阻器 Rfb來充畲一回授迴路的一部份，其係以已知的方式用來 在該音頻頻寬上對由該放大器與電源供應器所引入的誤 進行衰減。 在此回授迴路中的輸入級與輸出級之間係一前置驅動 17 200828785 裔級1 1 ο ’其内部運作方式並非係本發明的重點，其係用 來處理ΟΡ1的輸出來產生合宜的波形，以便驅動該等輸出 兀件Q1與Q2。因為本範例中的是一 PWM或D類放大器 電路，並且輸入信號Vin係一類比（連續時間）信號，所以， 該珂置驅動器級包含藉由已知技術（舉例來說，藉由三角波 產生益與比較器）來轉換成PWM信號袼式。
本文要說明的新穎偏壓技術與啟動技術同樣可應用在 該輸入信號為PWM的情況中，並且該放大器電路並非d 類而係某種線性放大器（例如AB類或是其它形式）的情況 中。於該些情況中，該前置驅動器級110的内部運作方式 雖不相a，不過卻同樣運作在該回授迴路内並且用來處理 ◦pi的輸出來產生合宜的波形，以便驅動該等輸出元件qi 尤其疋在一線性放大器的情況中，0P 1可以是一跨 導級，並且會省略電容器C1，而使用另一電容器來穩定； 迴路mx達成本發明之目的之運作原理則仍然是 篁J铁應的問題-背景說明 在眾多應用中，該輸出切換級的電源供應器係與其前 面的低功率電路系統的電源供應器隔開。明確地說，該輸 入級可以是由-不同於該輸出級的電壓來供電。在本文所 柄範例中，輸出級（圖i中的開關Q1 :位=AVdd處(通常係3_3V)的-不同供應電壓來供 -，即如圖”所示者。據此，該前置驅動器級u 18 200828785 入一位準移位功能，用以將範圍在0至AVdd中的信號調 適至適用於該輸出切換級的0至PVdd範圍。 該輸入級可能會從0擺動至AVdd，以AVdd/2為中心； 而該輸出級則可能會從0擺動至PVdd，以PVdd/2為中心。 實際上，兩個信號擺動均會略低於該些數值，以允許放大 器有餘裕空間以及供應公差。前述信號擺動的比例（約為 PVdd:AVdd)係在衰減中受到補償，回授電阻器Rfb係與輸 入電阻器Rin進行比較。 • 0P1的負輸入（虛擬接地）係位在Vmid=AVdd/2處。當 該輸出級以50:50的工作週期來進行切換時，該放大器之 輸出級的輸出處的平均電壓（也就是靜態輸出電壓）係希望 等於電壓PVdd/2(這是輸出級接地參考位準）。該輸入電壓 係處於Vmid處（輸入級接地參考位準）。藉由簡單地應用歐 姆定律，便能夠推導出，在所希望的操作條件處，會有一 平均電流Ifb = (PVdd/2-Vmid)/Rfb在該回授路徑中從該切 換輸出流入產生於op-amp OP 1之反相輸入處的虛擬接地。 _ 電阻器Rin的兩端皆係處於Vmid處，所以不會有任何電 流流經Rin。沒有任何直流路徑係進入OP 1之中或是其局 部回授網路中。據此，為達成所要的操作條件，會施加一 補償電流Ioff作為偏壓信號，用以汲取此平均回授電流並 且從而確保該整個放大器輸出V1會被偏壓在該接地參考 位準PVdd/2附近。基於此項理由，該已知電路包含一從 該虛擬接地至接地的電阻器Roff，即如圖1中所示者。這 會汲取電流I〇ff=Vmid/Roff，其中，Roff係被設計成用以 19 200828785 設定成RofhRfb/O.yPVdd/VmicM)來提供一等於所要ifb 的電流Ioff。 啟動暫態-背景說明 圖2所不的係在小多音頻電路啟動時所出現的「砰啪 聲」的問題。當該放大器不作用時，輸出信號νι係處於 零伏處’ *該曲線的起點處所* ;而貞載上的電壓％則 同樣係零。不過，當該放大器變為有作用時，νι的平均值 則會驟然上升至6V，其為全供應電壓pvdd=12v的一半。 • 如下面的曲線所示，由於該Dc p且隔電容器⑽的作動的 關係，負載電壓VL最後會返回零，不過，剛開始卻會跳 升至6V，其會在該負載中產生一聽得見的「砰啪聲」。 圖3所示的係用以降低該砰啪聲的其中一種先前技 術，其係以兩個額外開關swi與SW2以及電阻器]11與尺2 為主，當該等開關閉路時，它們係構成一電位分壓器〃。此 分壓器係被連接在該等供應線軌與該切換輸出級的輸出之 間。在開機時，該等開關SW1與SW2係藉由一控制電路（圖 中並未顯示）而閉路。此處假設電阻器R1與R2具有相等 數值，當電容器Cdc與Cf被該分壓器預充電之後，電壓 VI係在極限處抵達PVdd/2。當致能該D類輸出時，倘若 其以剛好50: 50的工作週期來進行切換的話，該輸出理 ,έ 1^速地’文成PVdd/2，從而不會有任何初始電流流經 該負载並且不會有任何砰也聲。接著，_ SW1與SW2 更可被開路並且重新開始進行正常運作。此項預充電技術 在 2004 年 11 月的1EEE Journal SSC，第 39 冊，第 11 號， 20 200828785 圖14中的「〇 6uin BCDMOS技術的20W立體聲D類音頻 輪出功率級」作過說明。 ,現在回頭參考圖1至3的已知電路，儘管使用已知技 術，例如預充電該輸出以降低啟動「砰啪聲」效應；不過， 由於在輸入級與輸出級中應用不同的接地參考位準（靜態信 Ϊ電壓）的關係’所以仍會產生暫態。倘若該穩態靜態輸^ 书壓並未剛好等於該輸出被初始充電的電壓的話，那麼在 開機時便會產生暫態。此不相等的情形可能肇因於下面情 …⑷該等供應器並未處在該電路之設計據以產生該偏壓 信號（Ioff)之精確的標稱電壓處； (b)被賴以設定該偏壓信號的組件並未確實地匹配，其 意謂著所產生的偏壓信號並不十分 ’、 _ 卜1刀止磲，且即使該等供應 器處在它們的理想電壓處，續給ψ 心 处為叛出取終仍不會是PVdd/2 · 及/或 ’ 旁通電容器並不會
(c)同樣由於電阻器不匹配的關係， 被確實地充電至P Vdd/2。 新穎的偏移補償雷敗40? 在圖1的已知電路中w沾、、士立 路τ 了此左意到偏壓信號Ioff係
Vmid來定義，所以該放女哭 改大為之輸出處的靜態電壓係被 義為AVdd的一預先定義 、 兀疋我的刀里。其並未追蹤PVdd中 任何變異或公差。所以，在 — 在該5又计中必須允許額外的公差 以考量到貫際的供應電壓盥桿 也μ I，、铩％電壓有所變異。舉例 說，此h形接著便會迫传机蚪/ "又° 貝接受較低的輸出擺動 21 200828785 或是在該等電源供應器中應用較嚴格的公差。 圖4所示的係一種放大器電路，其不僅包含該預充電 配置SW1/SW2以及R1/R2，還包含一被連接至該輸入級的 新穎偏移補償電路402來補償上面所述的偏移電流，從而 取代電阻器Roff。 該新穎的偏移補償電路402包括一由被連接在PVdd(而 非AVdd)與接地之間的兩個電阻器Rx與Ry所構成的電壓 分壓器。電阻器Rx係被連接至PVdd。電容器Cy係與下 • 方電阻器Ry並聯連接。電阻器Rfb’係經來自該分壓器的 電壓Vy耦合至一電流鏡Ml的輸入分支。此電流鏡係使 用參考電壓Vmid，其具有下面所解釋的效應。 該電流鏡的輸入分支係被連接以汲取來自該放大器輸 入級之虛擬接地的偏移補償電流loff ’其中該已知電路具 有電阻器Roff。 應該暸解的是，參考電壓Vmid係被選為該輸入級供 應的中間電壓，Vmid=AVdd/2，因為在本實施例中其剛好 ⑩ 是該音頻輸入信號Vin的接地參考位準。一不同的接地參 考位準意指在偏移補償程序與啟動程序係使用不同的參考 電壓。所以，Vmid —詞不應該被視為意指對該參考電壓的 數值有任何限制因而認為該參考電壓應該總是為AVdd/2。 前面的分析顯示出，經由回授電阻器Rfb流至op-amp OP 1的虛擬接地的偏移電流可精由^一 >及取自該虛擬接地的 偏移補償電流I〇ff=(PVdd/2-Vmid)/Rfb來補償。在圖1的 已知電路中，僅約略在該回授輸入與接地之間提供一經計 22 200828785 算的阻值Roff便會達成此目的。在電路402中，電阻器Rx 與Ry係充當被連接在P Vdd與接地之間的電壓分壓器，其 係被設計成用以提供等於PVdd/2的輸出電壓Vy。Rfb，與
Rfb的數值係相互匹配且電流鏡M1係被設計成用以將其 輸入保持在Vmid處，從而導致跨越Rfb，的電壓為vy-
Vmid。因此，即使電壓Vpdd有變異，流入該電流鏡的電 流仍會滿足上面的公式，且由該電流鏡汲取自該虛擬接地 的偏移電流同樣會滿足。（請注意，由於經由，所吸沒 _ 的電流的關係，利用具有不同數值的Rx與Ry便會達成
Vy=PVdd/2的條件。）電容器Cy係過濾該音頻頻帶中與電 源供應有關的成份，不然該等成份便會直接耦合至該放大 器的輸入之中並且會損及該放大器的電源供應拒斥比 (PSRR) 〇 圖5所示的係此電流鏡M1的其中一種可能的施行方 式’其輸入黾壓係保持在參考電壓Vmid處。除了兩個匹 _ 配的NMOS電晶體N1與N2之外，該電路還包含一具有 圖中所示之連接方式的運算放大器0P2，其非反相輸入係 被連接至該參考電壓Vmid。在運作中，輸入電流Iin係被 饋送至該op-amp 0P2的非反相輸入，其係藉由回授來驅 動電晶體N1以通過一等於該輸入電流Iin的電流。接著， 此非反相輸入便會是虛擬接地，電壓係被強制等於Vmid。 電晶體N2係匹配於電晶體N1，並且具有相同的閘極與源 極電壓，所以’其汲極電流Iout係等於電晶體N1的沒極 電流（其為Iin)。因此，l〇ut=Iin，且輸入係保持在Vmid處。 23 200828785 熟習本技術的人士熟知此已知電路的變異形式以及替代電 路。 該新穎的偏移補償電路的效應係即使該等供應器具有 不理想的數值仍可提供一比所述的先前技術更匹配於所要 的輸出接地參考位準的輸出靜態電壓。該輸出接地參考位 準係變得w無關，所以，便不會因時間的流逝而受 到AVdd的公差或變異的影響。假設該輸出接地參考位準 在標稱條件(通常係、PVdd/2,不過在不對稱輸出級的情況 下亦可能係某個其它電壓）下被設為用以均等化信號餘裕空 間的話，那麼此電路將會在過載條件下最大化輸出信號擺 動：該信號在幾乎擴展整個供應電壓範圍之前並不會開始 截止，而並非會在其中一條線軌上提早截止。纟正常條件 輸出居中的放果會更佳’並且與偏向其中一條線執的 信號相比’其具有較少的失真H也，在啟動時，偏若 該輸出被預充電至-相依於Pvdd的電壓的話，如配合圖3 所述者，那麼此預充電電壓與該靜態輸出電塵之間的差異 便不再會相依於pVdd，fu 1、处0日人 仗而避開會在開機時總是會出現砰 啪聲的原因。 圖5中的虛線所示的係額外的輸出腳，其包括進一步 匹配的電晶體N3、N4。該些電晶體係提供相同或至少成 比例的偏壓電流，讀笪兩两+ + 0 i电〉瓜可用來偏壓運作自相同供 應電壓的額外放大哭雷敗 1 从 大°。電路，如圖8與9中所示，下文將作 Γ明。依此方式’便可在數個聲道之間共用該偏壓電路， k而降低其成本衝擊。 24 200828785 新穎的啟動序列 讓偏壓信號Ioff直接相依於pvdd已經解決上面所提 出之（a)、（b)及（c)等額外暫態來源中的來源（&)。不過，在 將暫態振幅降低至聽不見的位準或是降低至至少可接受的 位準之前，仍必須要先解決來源（b)及以及其餘的問題。 使用CMOS製程中可取得的標準佈局電阻器時，電阻 裔通常會彼此匹配至約+Λ丨％附近。若不作進一步修改的 話，當PWM輸出級被致能時，此偏移便會被施加至負載 上。為瞭解這會如何轉換成暫態，可以探討Pvdd=12V而 AVdd=3V的情況。倘若rj與R2的不匹配為1%的話（舉例 來說’ R1南出K% ’而R2低了 ι/2%)，那麼這便會在pvdd/2 之中造成％%的誤差，也就是，3〇mV的誤差。同樣地，對 Rx與1^來說’亦會在^^中造成3〇111¥的誤差（假設由尺比， 所產生的負載非常小）。因為Rfb與Rfb，名義上係下降相 同的電壓（6V-1.65V=4.35V)，所以這便會在輸出中造成 30mV的誤差。倘若該電流鏡具有1%的不匹配的話，那麼 這便會在Rfb上的4.35V中造成1%的誤差，也就是，在 輸出中會有43.5mV的誤差。同樣地，倘若Rfb與Rfb，具 有1%的不匹配的話，那麼這便會在Rfb上的電壓中造成1〇/〇 的誤差，也就是，會造成43.5mV的輸出誤差。將該些最 差情況誤差相加之後便會造成30 + 30 + 43·5+43.6mV=147mV 的最差情況殘餘偏移。甚至假設該些誤差並不相關，那麼 便可以r.m.s.(方均根）的方式來相加它們，這便會造成75πιν 的r.m.s·最差情況誤差。 25 200828785 聆聽測試是建議高於25mV的偏移便會造成聽得見的
各祭聲或砰啪聲，所以，並不希望出現介於75mV與147mV 門的暫態。用於解決此問題的顯著方式便係降低組件的 λ差，以達更精確的匹配結果。但是不幸的係，為達到 %級的匹配效果，電阻器的實體尺寸必須增大至少一個大 2的數量級並且開始會佔用龐大的矽面積。在圖6與7的 電路中則提出另-種替代解決方式，用以避免此殘餘偏移 導致砰也聲。 圖6與7所不的係另一種新穎的放大器電路的結構與 才木作序列’其係減輕因雙供應施行方式中的偏移偏壓電流 的殘餘不確定性所導致的暫態。主要元件100、110並未 改夂：不過，開關驅動器110在啟動時的行為則會加以修 改。就其結構來說，圖6的電路和圖4的差異在於為和輸 t級相關聯的預充電開關SW1、SW2提供一經修改的控制 甩路604與比較器606。偏移補償電路6〇2和4〇2類似， _ 不過°P含有一與Rx串聯的開關SW3以及一與Rfb，串聯的 開關SW4。開關SW1、SW2、SW3、以及8界4係受控用以 苑订一特定的序列並且在啟動時降低輸出暫態的振幅。還 要注意的係，圖中還存在一開關SW5，用以旁通且放電該 輪入級中的回授電容器C1。 控制電路604還會產生控制信號eN與FAST，明確地 說，其係用以控制PWM放大器1〇〇與驅動器π〇的運作， 不過未避免太雜亂，圖6中並未顯示出該些輸出。通常會 在圖中所示的主功能性組件附近提供和該電路之初始化相 26 200828785 關聯的眾多其它控制信號與組件，並且可由此控制電路來 產生。此控制電路604可以是一分開的電路區塊，其_部 份或全部可被體現在一積體電路實施例的通用數位部份之 中。 如圖7的關係圖中所示，該新穎的放大器係在開機序 列中藉由依序控制開關SW1至SW4以施行至少兩個不同 的階段，以便平滑化該殘餘偏移並且大幅地抑制聽得見的 啟動暫態。現在將說明該電路在該些不同階段中的運作。 階段1 剛開始，該放大器的輸出級係被禁能（信號「EN」為 低位準）’舉例來說，其包含〇p_amp 〇P丨以及輸出元件Q 1、 Q2。開關SW2係開路，不過之前則係閉路，所以切換輸 出VI係處於零處。剛開始，開關SW3與SW4係開路，其 係有效地禁能該偏移補償電路602，其代表用以補償該偏 移電流的偏壓信號將會係零。開關SW5同樣係被閉路，用 以旁通與放電該積分電容器c 1。 田希主啟動時’開關sw 1便會閉路且輸出V1係以由 R1與Cdc所構成之支配性的RC時間常數所決定的速率來 "斗波上升。在日寸間tl處，比較器6〇6係偵測到輸出電壓Vi σ L >考私壓Vmid，所以，控制電路6〇4便會讓開關SW1 ^ 接者，op-amp ΟΡί便會被致能。應該記得的是，Vmid 輸及的接地麥考位準，所以假設音頻輸入信號在啟動 、靜曰那麼Vln=Vl=Vniid。所以，只要輸出元件qi、 Q2保持禁能（高阻抗）且旁通開關SW5保持閉路，〇p-amp 27 200828785 〇p i便會僅充當一缓衝器’使其虛擬接地維持在Vmid處， 所以’整個放大器的輸出便會實質上維持在Vmid的電壓 處。（來自和VI或V2相關聯之輸出節點處的任何漏電流 均會在Rfb上造成歐姆降，但卻會因大型的電容器Cdc而 被去耦’所以在該啟動序列的時間範圍期間將會有非常小 的效應。該op-amp偏移通常僅會有數個毫伏，所以再次 地，即使當因Rfb與Rin之比例的關係導致偏移電壓增益 而被放大，仍僅會有微小的效應。）
接著，在經過短暫延遲以便讓電路1〇〇的〇p_amp及 其它元件趨穩之後’信號「EN」便會變成高位準且輸出元 件Ql、Q2係被致能。開關SW5同樣會在此時開路，從而 會致能OP1的積分器部份。因為此實施例係一 d類放大器， 所以，驅動器電路1〇〇的功能部份是脈衝寬度調變，且經 由Rfb的高頻寬回授迴路係確保有合宜的工作週期，以便 保持V1的平均和由。p_amp 〇ρι來相加的輸人相同。根據 在該啟動序列中的此時點處信號電壓vin=vmid，PWM工 作週期將不會是·，其代表輸出電壓為pvdd/2，不過， ”们/、匕百为比則適合用來代表從〇至 舉例來說，倘若㈣㈣伏而Avdd=3.3j^的 P麼將會套用 11 7^0/ ΛΑ 用13.75/〇的工作週期（3.3/2叫.65V且 [65/12.0:=0137^ 在出現此結果之後 完成，在圖7的曲線中 中間平頂處。 ，該新穎啟動序列的第一階段便已 可以看見，輪出電壓V1係抵達一 28 200828785 階段2 為開始進仃第二階段的啟動，開關s與sw4係閉 路且該偏移電路602中的電壓Vy係因該rc時間常數的關 係而提高i PVdd/2。請注意，該電流鏡輸出實際上僅能夠 >及取電流1開始’ Vy係起始於GV處’而該電流鏡輸入 =有vmid的參考電壓’所以，祕在Vy>Vmid之前都 會是零。在圖7中tlM之間的期間所示的便是此情形， 2中vy係以虛線來表示（僅概略表示而並未依比例綠製）。 -旦Vy超越Vmid，那麼偏移電流便會提高，從而也 而輸出信號¥1的DC電壓提高。該信號將會繼料 Γ7直至J其抵達pVdd/2為止。因為係耗費一些時間以 抵達偏’所以’可能會希望在早期時間處藉由閉路SW3 與SW4，同時開路SW1，來縮短總啟動時間。 結果將會看見，該新穎的偏移補償電路與啟動序列係 共同消除和習知雙供應設計相„的數個暫態。輸出電壓 f某個預充電電壓與靜態輸出電壓之間並不會有任何的驟 變’即使名義上仍然相同，但實際上因為所製造的組件有 不匹配而有不同。偏移電流的斜波上升（其係自SW3來致 能）係掩蓋電流源或電阻器中的任何不匹配。由於組件的製 :不匹配、或甚至是第二階電路效應的關係'，靜態輸出電 壓可能仍然、會不同於理想的輸出接地參考位準，不過，此 等誤差已經不會產生任何聽得見的效應：它們僅會讓該輸 出信號略微偏離中心。 分開來說，參考實際的輸出級供應電壓來產生偏移電 29 200828785 流（偏壓信號）係消除造成該輸出信號之非理想居中現象的 主要原因。該輸出接地參考位準係變成和Vmid無關，所 以’便不會因時間的流逝而受至,】AVdd m或變異的影 響。假設該接地參考值在標稱條件（通常係pvdd/2，不過 在不對稱輸出級的情況下亦可能是某個其它電壓）下被設為 用以均等化信號餘裕空間的話，那麼此電路將會在過載條 件下最大化輸出信號擺動。
請注意，電阻器R1與R2 ρ μ τ φ 士上 2已I不再充當電位分壓器， 因為開關SW1與SW2兩者並尤 有亚不會同呀閉路。該等預充電 與放電電阻器R1、R2不再雲| *從沉龙 _ 丹而要良好匹配，所以相較於先 前的電路系統，佈局時可較窄# 平又乍亚且因而貫體上可較小。當 然’只要藉由使用小型電晶體作為呈 耻β馬具有非常高導通阻值之 開關，甚至可將電阻器尺卜R2盥 v、匕們的個別開關SW卜SW2 進行整合。 啟動庠列 已知的係，對切換放大器（例如太 1例如本文中的PWM範例）來 說，當含有Q1與Q2的回授迴路# 峪破致忐且趨穩時，可能會 有某些暫態。應該注意的係，因兮 u -亥些原因所造成的暫態會 比因上面所述之其它原因所造成的 专心、避狹窄，因此，即 使匕們具有類似的振幅，它們所生 一 °成的I、得見的砰嚇聲仍 會大幅地降低。藉由適當地設計 ^曰 更T降低該些來源，且倘 右取小化暫態是非常重要的話，那 |尼用於達成此目的之已 知技術理想上便應該内含於該新穎 ^ 、 电路之中。於一種已知 的方式中，剛開始會以較高速度
疋沒的日可脈來提供給該PWM 30 200828785 放大為，通常係正常操作頻率 縮短前面數個脈衝的持㈣L 持'%數*秒。這會 玎叼符、嚼期間亚且會降低 關的能量；所以，便會降彳 ' «頻湧束中相 更曰降低聽侍見的砰啪 6,該控制H可能會產生_ &在參考圖 號，用以在-初始週_門致=不的FAST」控制信 的歷放大器(舉例:二致:::速的時脈控制。特定 供應-時脈，於此情況中，信號⑽便可：二，
間常數中造成暫時變化或是縮短遲滯或降低某^它電: 便短暫地提高輸出級切換速率。其它 y该P刪時脈為基準來最佳化該迴路的致能時序。前 2項技術亦可結合而具有快速的時脈與最佳計時的第一
IIA —在關機期間，該音頻信號先被靜音。舉例來說，使用 :可程式的增益放大器（其係在完全衰減該信號之前先以多 逼步驟來衰減該信號）來消除和該靜音相關聯的㈣聲便可 達成此目的。 倘若該放大器輸入被連接至一 DAC的話，那麼便可使 數位曰里控制器來衰減該信’虎。接著，藉由關閉兩個 輪出開關Q1與Q2便會禁能該PWM輸出。同樣地，必須 、λ PWM %脈為基準來謹慎地最佳化該禁能信號的時序， χ防止在該輸出中引入暫態。最後，開關SW2則會閉路而 輪出VI則會被動地以該時間常數尺(：：斜波下降。必要時， 义會讓該放大器返回能夠執行啟動序列的條件處。並不需 31 200828785 要斜波下降偏移電流Ioff。 結果/修fp 在圖6的貫施例中，其已經表者图 乂 釋，合解沬y» w >考圖7的關係圖作過解 .1 ,κ ^ .., 皙μ的各種原因，以便消除 成至…在啟動或停止一輪出 的砰啪聲或是复㈣％ Μ山 才所毛±的黏传見 動；^丨^ 運作在本文所述之兩階段啟 所造成的暫態。 I補^為使用雙供應配置
圖8所不的係一運用上面技術的「全橋式」放大器。 至目前為止所討論的放大㈣提供單—輸出終端來供應一 負載的其中-個端+，而該負载的另一個端子則會接地。 此種D類或PWM放大器稱為「半橋式」放大器。被稱為 「全橋式」放大器的其它放大器則可包括兩個相同的放大 器，此處以1〇0(+)與100㈠來標示，其中一個放大器的外 加輸入係與另一放大器輸入反相’並且在兩個輸出之間係 連接著負載RL，即如圖8中所示者。於此情況中，並不需 要用到任何的DC阻隔電容器，並且可預期到移除和此組 件相關聯的砰啪聲（在上面分析中的誤差來源（c》。不過， 仍然可能會有接地的濾波器電容器Cf，它們係被預充電至 錯誤的電壓。 同樣地’被施加至兩個放大器的供應電壓通常係相同 的’以防止發生誤差來源（a)。不過，和組件（例如兩個Rfb) 匹配相關聯的偏移仍然是有關的（誤差來源（b))，所以，仍 然可能會發生相當大的開啟砰啪聲。因此，即使在此類放 32 200828785 大器中使用本發明的技術仍然可能是非常有利的。舉例來 說’圖8中的每一個放大器均可被設計成放大器1 〇〇。當 該放大器運作在橋式模式中時（如上面所述，其係使用兩個 相同的D類放大益），由於偏壓電流或電阻器的不匹配的 關係’本技術將會讓輸出逐漸地趨穩至任何的輸出偏移電 壓處。 對一成本低廉的施行方式來說，可在該等兩個放大器 之間共用大部份的控制電路系統與偏移補償電路系統。圖 • 5所示的便係如何在一偏移補償電路6〇2中的電流鏡Mi 中加入一第二輸出，該等兩個輸出係分別被連接至每一個 放大斋100(+)與100(-)。必要時可以修正該控制器，以便 在閉路SW3與SW4之前先等待該等兩個放大器輸出中的 較晚者趨穩至Vmid。 圖9所示的係在多聲道音頻應用背景中來共用電路的 示意圖。同樣地，圖中提供一對放大器電路1〇〇,此次係 用來驅動一立體聲的輸入信號與揚聲器對，圖中以（]^與 _ 來作正確標示。本圖顯示出，共用的偏壓電路9〇2，其電 流鏡射輸出係進入L輸入級與R輸入級。圖中還顯示出共 用的控制電路904,其中，控制線路係進入L輸出級與^ 輸出級並且會進入偏壓電路9〇2。熟習的讀者便會明白， 立體荦放大益僅係多聲道放大器的其中一種範例而已，且 多聲道放大器可在每一個聲道中包含一橋接的放大器電路 對，結合圖8與9的配置。多聲道放大器同樣並不僅限於 音頻應用，且除了揚聲器之外，該等負載亦可能係馬達、 33 200828785 傳輸線、或是天線。 圖10所示的係電路602至606的替代應用，其中，一 線性放大器100’取代了圖4與6中的D類放大器⑽。該 線性放大器具有-輸人級11G，，其係以低於輸出電晶體qi 與Q2(PVdd)的供應電壓AVdd運作。電路6〇2至在啟 動與關機中係運作在受控的階段中，以便提供和圖6的d 類放大器相同的好處。請注意，於此情況中通常不需要用 到輸出濾波器Lf/Cf，所以，圖中並未顯示。和pwM範例 相同’有各種已知的良好設計原理與技巧應該被用來最小 化^線性放大H中的偏移與暫態。本文所揭示的新賴技術 則係該些技術的增補技術，而非取代技術。 ”在兩種放大器類型中，在該偏移補償電路的去輕滤波 2、ι括RX Cy)中均需要一低頻截止頻率，則更確保偏 移電流祕不會含有音頻頻帶信號，其可能會影響該電路 提供電源供應抑制的能力。然而，此低頻截止頻率係與該 電路快速地啟動的要求對抗。在另—變化例中，其係被配 置成用以在該啟動階段期間切入較低數值@ Rx、R”这 會有效地暫時性修改滤波器特徵，以確保會有快速的斜波 提升。接著便會在正常的運作期間中切出該些低數值的電 阻益。眾多替代性的技巧均可用來暫時性修改濾' 應。 曰 各種雙供應配置均可使用。倘若兩個供應器為個別的 、‘軌且具有-共同接地的話，那麼該偏移補償便無法適用 且無法消除暫態來源。不過，倘若僅其中—個供應 34 200828785 別=線執且仍需要用到和靜態輸入電壓及靜態輸出電壓之 至兴成比例的偏移電流的話，那麼便仍可套用斜波提升此 偏移偏壓電流的一般性原理，儘管可能需要對上面的電路 施打方式加以調整。如本文所解釋，可以電流的形式來產 生該偏壓信號；或者在替代施行方式中亦可使用電壓，該 電，可加諸在與一 op_amp虛擬接地或輪入端子相連的電 Ρ 上或者甚至係直接加諸至一 〇p_amp端子上。 如前面所述，該放大器的應用包含音頻應用。於此等 情況中，負載RL冑會係一揚聲器或頭戴式耳機。該放大 =可能係-單機型高傳真（hi_fi)組件，或者亦可整合一靜 態或可攜式機殼中的信號源，例如無線電接收器、CD或 DVD唱盤、固態記憶體（Mp3類型的播放器卜舉例來說， 亦可將該揚聲器整合在可攜式音頻設備之中。舉例來說， ^應用包含卫業製程控制、電動車、Μ其它電機械設 f中的馬達控制。當音頻應用中的啟動暫㈣為跨聽者帶 :!人的聽得見的「砰㈣」時，那麼在電機械應用中的 广更會為該設備帶來物理性的晃動，即使不是更大的破 展，重要的係仍然必須予以最小化。同樣地，該放大哭可 能係單機型的組件或是被整合在一車輛或電機械致動哭之 中。 口口 以符號RL來表示負载不應該被視為暗吻其為一純電 阻性負载。舉例來說’大部份的揚聲器 '馬達·、...等在它 們的阻抗中便會具有明顯的電感性成份。 . 熟習的讀者便會明白，在不脫離隨附申請專利範圍所 35 200828785 疋義之本發明的精神與範疇下，便可對該些電路進行前述 與眾多其它修改及增設。 【圖式簡單說明】 上文已經參考附圖，藉由範例來說明過本發明 例，其中： .J貝 圖1所示的係一已知的類比輸入脈衝寬度調 類放大器的電路圖；
圖2所示的係在用於充電一 dc阻隔電容器的放大器 的輸出私壓中出現驟變而導致的「砰Φ聲」來源； 圖3所不的係用以降低目2 +所示之類型的暫態的其 中一種放大器輸出級的已知修正形式； 〜圖4所示的係一種新賴的雙供應pwM放大器電路的 二广例的電路圖，用以體現上面所提出之本發明的第二
圖5所示的係用在圖 的細部圖式； 4之電路中的一偏移電流鏡電路 圖6所示的係一 第二範例的電路圖； 項與第二項觀點； 種新穎的雙供應PWM放大器電路的 用以體現上面所提出之本發明的第一 所示的係該新穎放大器之開機序列中兩個不 段的波形圖，用雜 用以體現本發明的第一項觀點； 器電^方^示圖的係以橋式配置來連接的其中兩個新穎放大 圖9所示的係以多聲道配置來連接的其中兩個新賴放 36 200828785 大器電路的方塊圖；以及 圖1 〇所示的係本發明第一項與第二項觀點之進一步實 施例的一雙供應線性放大器電路的電路形式。 【主要元件符號說明】
100 放大Is電路 100(+) 放大器電路 100(-) 放大Is電路 100(L) 放大器電路 100(R) 放大1§電路 100， 放大器電路 110 前置驅動器級 110’ 輸入級 Rin 電阻器 Roff 電阻器 Rfb 電阻器 RL 負載 R1 電阻器 R2 電阻器 OP1 運算放大器 Cl 電容器 Cf 電容器 Cdc 電容器 Q1 開關 Q2 開關 37 200828785
SW1 開關 SW2 開關 PVdd 電源供應線軌 402 偏移補償電路 Rx 電阻器 Ry 電阻器 Rfb， 電阻器 cy 電容器 Ml 電流鏡 OP2 運算放大器 N1 電晶體 N2 電晶體 N3 電晶體 N4 電晶體 602 偏移補償電路 604 控制電路 606 比較器 SW3 開關 SW4 開關 SW5 開關 902 偏壓電路 904 控制電路 38

Claims (1)

  1. 200828785 十、申請專利範園： 1 · 一種啟動放大器電路的方法，該放大器電路具有一 輸入級與一輸出級，該輸出級具有一用於驅動負載的輸 出’该輪入級具有一用於接收要被放大之信號的信號輸入 以及一回授輸入，該回授輸入係被連接用以透過一回授路 仏從"亥輪出級之輸出處接收一回授信號，該放大器進一步 包括偏壓電路，用以在適合建立一不同於該輸入級之接 地參考位準的靜態輸出電壓的位準處施加一偏壓信號至該 回授輸入，該方法依序包括下面步驟： • (a)在该輸出級被禁能時，於一時間期間中將該放大器 輸出預充黾至一對應於該輸入級之接地參考位準的位準 處， (b)在該偏壓電路被有效禁能且在該信號輸入處有一零 輸入信號時’致能該輸出級； ^ (C)逐漸地致動該偏壓電路，以便在另一時間期間中將
    該偏壓信號斜波提升至該偏移補償位準，從而逐漸地將該 輸出驅動至該靜態輸出電壓D 2·如申請專利範圍第}項之方法，其中，在步驟⑷中， 對應於該輸人級之接地參考位準的電壓可參考—實際輸入 級供應電壓來定義。 3·如申請專利範圍第1或 八^唄之方法，其中，該輸入 級供應係單端式，且該接地參考 1 1立旱約為輪入級供應線執 間的中間電壓。 項之方法，其中，在步 4 ·如前述申f杳直刹盗阁士 - 39 200828785 驟（c)中’該偏壓電路係以一實際輸出級供應電壓作為基準 來疋義該偏壓信號的位準。 5 ·如别述申請專利範圍中任一項之方法，其中，該輸 入及/、"亥輸出級係被連接至個別的輸入級供應線軌與輸出 、、及供應線軌’且介於該等輸入級供應線軌之間的標稱電壓 係低於介於該等輸出級供應線軌之間的標稱電壓。 6·如4述申請專利範圍中任一項之方法，其中，該輸
    入、及的回授輸人包括_節點，於該節點處係相加該輸入信 號與該回授信號。 ^ 7·如前述申請專利範圍中任一項之方法，其中，該回 授路控包括一電阻器。 8·如前述申請專利範圍中任一項之方法 =輸出係透過- DC p且隔電容器被搞合至該負載，此 谷益主要係決定在步驟（a)中所需要的充電量。 9·如前述中請專利範圍中任—項之方法，其中，步驟 中的充電係透過一響應於一比較器之輸出而受控的第一 關來實施，該比較器係比較該輸出上的電壓與該輸入接 參考位準。 1〇.如前述申請專利範圍中任一項之方法，其中，該偏 u路包含L力能’該低通功能的時間常數非常長， 足：在該放大器之正常運作期間防止該輸出級供應電壓中 之帶内變異被再生於該補償電流中。 ^•如申請專利範圍第1〇項之方法其中，該方法包 3在乂驟⑷期間暫時修改該低通濾波器的時間常數，以便 200828785 讓該偏壓錢比正常運作巾所允許的低通濾'波㈣時間常 數更快速地抵達所定義的電壓。 12.如前述申請專利範圍中任一項之方法，纟中，該偏 [私路包# t流鏡’其具有一輸入腳與至少一輸出腳， 該輸入腳係配合-對應於該輸人級之接地參考位準的電壓 偏移來運作。
    13·如前述申請專利範圍中任一項之方法，《中，該偏 壓電路進-步包含-被連接在輸出級供應線軌之間的電位 分壓器，肖電位分壓器的—分接腳係透過_對應於該放大 益輸出與該輪人級之回授輸人之間的回授路徑之阻值的一 阻值而被耦合至該電流鏡的輸入腳。 U.如前述中請專利範圍中任—項之方法，其進一步包 ==續步驟⑷，用以藉由禁能該輸出級並且接著將該輸 :包至接地電壓以停止該放大器，從而準備反覆進行 該專啟動步驟（a)至（c)。 15•如中請專利範圍第14項之方法，其中，該步驟⑷ 第二開關與一被輕合在該輸出與-接地供應線軌 之間的電阻器來實施。 16.如前述申請專利範圍中任一項之方法，纟中，該輪 出級包括一對具有推挽配置的輸出裝置。 別 ^如申請專利範圍第16項之方法，其中，在步_ =能該輸出級係藉由將兩個輸出裝置均 恶中來實施。 18.如申請專利範圍第16或17項之方法，其中，該輪 41 200828785 的模式中。 出級係運作在讓該等輪出裝置當作開關來運作 19.如申請專利範圍第16或17項之方 其中，續 出級係運作在線性模式中。 通輸
    散逆按以驅動單一負載。 22·如申請專利範圍第2〇或21項之方法，其中，該等 複數個放大器電路包含用以驅動個別不同負載的放大=電 23·如申請專利範圍第2〇、21或22項之方法，其中， 一共同的控制電路係被提供來控制該等複數個放大器電 路，以便同時施行步驟（a)、（b)、（c)序列。 24·如申請專利範圍第2〇、21、22或23項之方法，其 中，一共同偏壓電路係被提供以產生該等複數個放大器電 路的偏壓信號'。 25·—種放大器電路，其具有一輸入級與一輸出級，該 輸出級具有一用於驅動負載的輸出，該輸入級具有一用於 接收要被放大之信號的信號輸入以及一回授輸入，該回授 輸入係被連接用以透過一回授路徑從該輸出級之輸出處接 收一回授信號，該放大器進一步包括一偏壓電路，用以在 適a建立一不同於5亥輸入級之接地參考位準的靜態輸出電 壓的操作位準處施加一偏壓信號至該輸入級，該放大器還 42 200828785 進一步包括一響應於該放大器電路之啟動條件的啟動電 路，該啟動電路包含： -預充電構件，用以於一時間期間中將該放大器輸出預 充電至一對應於該輸入級之接地參考位準的電壓處； -致動構件，用以逐漸地致動該偏壓電路，以便在另一 時間期間中將該偏壓信號斜波提升至該操作位準，從而逐 漸地將該輪出驅動至該靜態輸出電壓。
    26·如申凊專利範圍第25項之電路，其中，該啟動電 路進一步包括啟動控制電路，其係被配置成用於依此順序 來控制該等預充電構件與偏壓電路致動構件，以便施行申 請專利範圍第1至24項中任一項之方法。 27.如申請專利範圍第25或26項之電路，其包含一電 路，用於參考該實際輸入級供應電壓I定義對應於該輸: 級之接地參考位準的電壓。 28.如申請專利範圍第25、26、或27項之電路，其係 被調適成用在該輸入級供應是單端式之處，並且包含二恭 路，用於藉由分壓一輸人級供應電壓來定義該輸=二之二 地參考位準。 ^ •如甲請專利範 又電路，其 甲’该偏壓電路係被配置成用於以一實際铪 、 貝Γ不叛出級供應電壓 作為基準來定義該偏壓信號的位準。 30·如申請專利範圍第29項之電路，复 . ，、甲，该偏壓電 路包έ 一低通功能，用以在該放大器之正當 兮认山 運作期間防止 该輸出級供應電壓中之帶内變異被再生於偏壓信號中。 43 200828785 項之電路，其進一步包括修
    出級供應電壓的標稱電壓處。 3 1.如申請專利範圍第3 〇 改構件，用以在該逐漸致動势 時間常數，以便讓該補償雷赛
    中’該輸入級芝回授輸入包括一 32項中任一項之電路，其 節點，於該節點處係相加 該輸入信號與該回授信號。 34. 如申請專利範圍第25至33項中任一項之電路其 中，該回授路徑包括一電阻器。 35. 如申請專利範圍第25至34項中任一項之電路，其 2，該預充電構件包括一響應於一比較器之輸出而受控的 第—開關，該比較器係比較該輸出上的電壓與該輸入接地 參考位準。 3 6 ·如申睛專利範圍第2 5至3 5項中任一項之電路，其 中，該偏移補償電路包括一電流鏡，其具有一輸入分支與 至少輪出腳，該輸入腳可配合一對應於該輸入級之接地 蒼考位準的電壓偏移來運作。 37·如申請專利範圍第36項之電路，其中，該偏移補 4貝電路進一步包含一被連接在該等輸出級供應線執之間的 電位分壓器，該電位分壓器的一分接腳係透過一對應於該 輪出與该輸入級之回授輸入之間的回授路徑之阻值 44 200828785 的一阻值而被耦合至該電流鏡的輸入腳。 38·如申請專利範圍第25至33項中任一項之電路，其 進一步包括停止構件，用以藉由禁能該輪出級並且接著將 該輸出放電至一接地電壓以停止該放大器。 39·如申請專利範圍第38項之電路，其中，該停止構 件包括-第二開關與一被耦合在該輸出與一接地供應線軌 之間的阻值。 4〇·如申請專利範圍第25至39項中任一項之電路，其 中，該輸出級包括一對具有推挽配置的輸出裝置。 41·如申請專利範圍帛4()項之電路，其包含用以在該 預充電期間將兩個輸出裝置均置於高阻抗狀態中的構件。 42·如申請專利範圍第4〇或41項之電路，其中，該輸 出級係被配置成用以運作在讓該等輸出裝置當作開關來運 作的模式中。 43·如申請專利範圍第4〇或41項之電路，其中，該輸 出級係被配置成用以運作在線性模式中。 44. 一種放大設備，其包括複數個如申請專利範圍第乃 至43項中任一項的放大器電路。 45. 如申請專利範圍第44項之設備，其中，該等複數 個放大器電路包含兩個放大器，該等放大器係以橋式配置 被連接以.驅動單一負載。 46·如申請專利範圍第44或45項之設備，其中，該等 複數個放大器電路包含用於個別不同負載的放大器電路。 47·如申請專利範圍第44、45或46項之設備，其中， 45 200828785 一共同的控制電路係被提供，以同步的方式來控制該等複 數個放大器電路的啟動電路。 48·如申請專利範圍第44、45、46或47項之設備，其 中’一共同偏壓電路係被提供，用以產生該等複數個放大 器電路的偏壓信號。 49·一種放大器電路，其具有一輸入級與一輸出級，該 輸出級係被連接在輸出級供應線軌之間並且具有一用於驅 動一負载的輸出，該輸入級係被連接在輸入級供應線轨之 間’其係操作在一不同於該輸出級的供應電壓處，該輸入 級具有一用於接收要被放大之信號的信號輸入以及一回授 輸入β玄回授輸入係被連接用以透過一回授路徑從該輸出 級之輸出處接收一回授信號，該輸入級進一步包括一偏壓 電路，用以在適合建立一不同於該輸入級之接地參考位準 的靜態輸出電壓的操作位準處施加一偏壓信號至該輸入 級，該偏壓電路具有參考輸入，該等參考輸入係被連接至 该等輸出級供應線軌並且響應於實際輸出級供應電壓來定 義該偏壓信號。 5 0.如申請專利範圍第49項之電路，其係被調適成用 以運作在該輸入級供應電壓的標稱電壓低於該輸出級供應 電壓的標稱電壓處。 51·如申請專利範圍第49或5〇項之電路，其中，該輸 入級之回授輸入包括一節點，於該節點處係相加該輸入信 號與該回授信號。 52·如申請專利範圍第49、50或51項之電路，其中， 46 200828785 該偏壓電路包含一低通功能，該低通功能的時間常數非常 長’足以在該放大器之正常運作期間防止該輪出級供應電 壓中之帶内變異被再生於該偏壓信號中。 53·如申請專利範圍第49至52項中任一項之電路，其 中，該偏壓電路包括一電流鏡，其具有一輸入分支與至少 一輸出腳，該輸入腳係被配置成用以配合一對應於該輸入 級之接地參考位準的電壓偏移來運作。 54·如申請專利範圍第53項之電路，其中，該偏壓電 _ 路進一步包含一被連接在該等輸出級供應線軌之間的電位 分壓器，該電位分壓器的一分接腳係透過一對應於該放大 器輸出與該輸入級之回授輸入之間的回授路徑之阻值的一 阻值而被耦合至該電流鏡的輸入腳。 55.如申請專利範圍第54項之電路，其中，一電壓分 壓器係設有一與該分壓器的其中一隻腳並聯的電容，用以 從該偏壓信號中濾除該輸出級供應電壓的帶内變異。 ⑩ 56·如申請專利範圍第25至55項中任一項之電路，其 包括一音頻放大器。 57·—種音頻再生設備，其包含申請專利範圍第25至 56項中任一項之放大器電路，結合一被連接至該放大器電 路之信號輸入的該輸入信號的來源以及一被連接至該放大 裔輪出的一音頻輸出轉能器。 5 8 ·如申請專利範圍第5 7項之設備，其進一步包含一 控制器，用以藉由申請專利範圍第1至2〇項中任一項之 方法來啟動該放大器電路。 47 200828785 59·—種電機械設備，其包含申請專利範圍第25至％ 項中任一項之放大器電路，其係結合一被連接以便由該放 大器輸出來驅動的電機械致動器。 60. 如申請專利範圍第59項之設備，其進一步包含一 控制器，用以藉由申請專利範圍第丨至25項中任一項之 方法來啟動該放大器電路。 61. 如申請專利範圍第57或59項之設備，其包括複數 個放大器電路。 62. 如申請專利範圍第61項之設備，其中，該等複數 個放大器電路包含兩個放大器，料放大器係以橋式配置 被連接以驅動單一負載。 63. 如申請專利範圍第61或62項之設備，其中，該等 複數個放大器電路包含用以驅動個別負載的放大器電路。 64. 如申請專利範圍第61、62或“項之設備，其中， -共同的控制電路係被提供，其係同步啟動該等複數個放 大器電路，用以施行申請專利範圍第i至2〇項中任—項 之方法。 ' 65. 如申請專利範圍第^幻或以項之設備，^ 中’―共同偏壓電路係被提供1以產生該等複數個放大 器電路的偏壓信號。 十一、圖式： 如次頁 48
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