JP4076373B2 - 音声出力装置を有する電子装置 - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、起動時及び停止時のポップ音を低減した、音声出力装置を有する電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
音声出力装置を有する電子装置では、耳に不快なポップ音（いわゆる、ボツ音）の発生を防止する（或いは低減する）ために、その出力増幅回路のバイアスを、起動時にある時定数をもって緩やかに立ち上げ、或いは停止時にある時定数をもって緩やかに立ち下げるように構成されている。
【０００３】
そして、その音声出力装置が、複数の出力増幅回路をもつ場合でも、それら複数の出力増幅回路を同時に起動或いは停止するもの（例えば、従前のＣＤプレイヤーや、ＭＤプレイヤーなど）では、１つの時定数回路で共通にそれらのバイアスを立ち上げ、或いは立ち下げることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、複数の出力増幅回路を、独立して個別に起動或いは停止制御する音声出力装置を有する電子装置では、１つの時定数回路で共通に制御することはできず、各出力増幅回路に対応してそれぞれ時定数回路を必要とする。
【０００５】
携帯電話を例に挙げると、例えば、イヤホン用、背面スピーカ用、受話レシーバ用、外部出力用の４つの出力増幅回路を備えている。携帯電話では、電池を電源として用いるから、消費電力をできるだけ低減して、長寿命化を計ることが望まれる。したがって、使用する出力増幅回路のみを動作させ、その時点で使用しない出力増幅回路は停止させるように構成される。このために、複数の出力増幅回路を、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができるように、それぞれ出力増幅回路に対応して時定数回路を設けることになる。
【０００６】
それら時定数回路は、ぞれぞれコンデンサと充放電回路を必要とする。そして、これらの出力増幅回路はＩＣチップに作り込まれるから、特に複数のコンデンサを出力増幅回路に対応して設けるために大きな面積を必要とし、ＩＣチップの小型化の障害となってしまう。また、そのコンデンサをＩＣチップの外付けとする場合には、余分の外部ピンを必要とし、さらにそのコンデンサを取り付けるためのスペースを必要とする。
【０００７】
そこで、本発明は、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、複数の出力増幅回路を独立して個別に起動・停止することが可能な、音声出力装置を有する電子装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項1の音声出力装置を有する電子装置は、音声入力信号がそれぞれ入力され、帰還抵抗を有する、複数の差動型の出力増幅回路と、コンデンサと充放電回路を有し、充放電指令信号に応じて前記コンデンサを充電或いは放電し、そのコンデンサの充電電圧或いはそれに関連した電圧（以下、充電電圧）を出力する、共通の時定数回路と、前記充電電圧が入力され、この充電電圧の増加につれて増加する第１方向電圧と、充電電圧の増加につれて減少する第２方向電圧とを出力する、共通の電流指令回路と、前記第１方向電圧、前記第２方向電圧及び、第１方向電流選択信号、第２方向電流選択信号が入力され、前記第１方向電圧に応じた電流、前記第２方向電圧に応じた電流、前記第１方向電圧に応じた電流と前記第２方向電圧に応じた電流との和の電流、或いは零電流のいずれかを、選択的に出力する、複数の電流制御回路とを備え、前記複数の電流制御回路から出力される電流を、それぞれ対応する前記出力増幅回路に供給することを特徴とする。
【０００９】
請求項２の音声出力装置を有する電子装置は、請求項１に記載の音声出力装置を有する電子装置において、前記共通の電流指令回路は、トランジスタ差動増幅回路を含み、一方のトランジスタの制御信号として前記充電電圧が入力され、他方のトランジスタの制御信号として所定の参照電圧が入力されることを特徴とする。
【００１０】
請求項３の音声出力装置を有する電子装置は、請求項１に記載の音声出力装置を有する電子装置において、前記複数の電流制御回路の各々は、前記第１方向電流選択信号によりオンする第１方向選択スイッチと前記第１方向電圧に応じた電流を流すための第１方向電流制御素子との直列接続回路及び、前記第２方向電流選択信号によりオンする第２方向選択スイッチと前記第２方向電圧に応じた電流を流すための第２方向電流制御素子との直列接続回路が、並列に接続されていることを特徴とする。
【００１１】
本発明の音声出力装置を有する電子装置によれば、各出力増幅回路の現在状態とコンデンサの現在の充電状態（即ち、高電圧或いは低電圧）に基づき、当該出力増幅回路の現在状態を変更するか否かに応じて、第１方向選択スイッチと第２方向選択スイッチとを選択した上で、時定数回路の状態を緩やかに反転する。これにより、１つまたは複数の所望の出力増幅回路のみを、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができる。
【００１２】
また、共通の電流指令回路に、充電電圧とこの基準電圧とにより制御されるトランジスタ差動増幅回路を用いているから、充電電圧の増加につれて増加する第１方向電圧と、充電電圧の増加につれて減少する第２方向電圧とを容易にかつ正確に形成することができる。
【００１３】
また、第１方向電流制御素子と第１方向選択スイッチとの直列回路と、第２方向電流制御素子と第２方向選択スイッチとの直列回路とを並列に接続し、第１方向選択スイッチ及び第２方向スイッチのオン・オフを制御するから、各々の出力増幅回路のバイアスを決定する電流変化を、個々に独立して容易に制御することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の音声出力装置を有する電子装置の実施の形態について説明する。なお、本発明において、「音声」は、音、音響を意味するものである。
【００１５】
図1は、本発明の実施の形態に係る、電子装置の音声出力装置の全体構成を示す図である。また、図２は、図１中の電流制御回路の構成を示す図であり、また図３は、図１中の出力増幅回路の構成を示す図である。
【００１６】
図１において、音声出力装置は、それぞれ音声入力信号ｓｉｇ−１〜ｓｉｇ−ｎを増幅して、出力信号Ｖｏ１〜Ｖｏｎを出力する、複数の出力増幅回路１０−１〜１０−ｎを備えている。これら出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは、それぞれ所定のバイアス電圧で動作する。
【００１７】
これらの出力増幅回路１０−１〜１０−ｎの起動及び停止を、ポップ音を発生させることなく、個々に独立して行うことができるようにするために、共通の時定数回路２０、共通のリミッタ回路２５、共通の電流指令回路３０と、出力増幅回路１０−１〜１０−ｎにそれぞれ対応して設けられる電流制御回路４０−１〜４０−ｎが、相互に連携して設けられている。
【００１８】
これらの各構成回路からなる音声出力装置はＩＣに構成される。全ての構成回路を１つのＩＣチップに作り込んでも良く、また各構成要素毎に或いはその組み合わせにより複数のＩＣチップを構成しても良い。
【００１９】
時定数回路２０は、充放電用のコンデンサＣｐと、電源電圧ＶｃｃとコンデンサＣｐの一端との間にスイッチ２１と電流値Ｉの定電流源２２とが直列に接続されている。また、コンデンサの一端と他端（グランドに接続されている）との間に、方向制御信号ｄｉｒによりオン或いはオフされるＰ型ＭＯＳトランジスタ（以下、Ｐ型トランジスタ）Ｑ２３と電流値２Ｉの定電流源２４とが直列に接続されている。スイッチ２１はこの音声出力装置が使用される間は常にオンされている。
【００２０】
この時定数回路２０では、方向制御信号ｄｉｒが高レベル（以下、Ｈレベル）でＰ型トランジスタＱ２３がオフの時には、コンデンサＣｐは定電流Ｉで充電されるから、その充電電圧Ｖｃｐは直線的に上昇する。逆に、方向制御信号ｄｉｒが低レベル（以下、Ｌレベル）でＰ型トランジスタＱ２３がオンの時には、コンデンサＣｐは定電流Ｉ（＝２Ｉ−Ｉ）で放電されるから、その充電電圧Ｖｃｐは直線的に下降する。また、コンデンサＣｐは、ＩＣチップに内蔵させることなく、外付けのコンデンサとしても良い。
【００２１】
リミッタ回路２５は、充電電圧Ｖｃｐの上限を上限値Ｖｈに、その下限を下限値Ｖｌに制限する電圧制限回路である。その上下限値Ｖｈ、Ｖｌは、次段の電流指令回路３０のダイナミックレンジに合わせて設定される。なお、このリミッタ回路２５は、時定数回路２０の一部として構成してもよい。
【００２２】
電流指令回路３０は、充電電圧Ｖｃｐがゲートに制御信号として入力されるＮ型ＭＯＳトランジスタ（以下、Ｎ型トランジスタ）Ｑ３１と、所定の参照電圧（以下、バイアス電圧）Ｖｂがゲートにバイアスとして入力されるＮ型トランジスタＱ３２とを含み、それらのソース同士が接続されて、所定の電流を流すための定電流源３２に接続されている。
【００２３】
これらのＮ型トランジスタＱ３１、Ｑ３２は、トランジスタ差動対を構成しており、バイアス電圧Ｖｂは充電電圧Ｖｃｐの上限値Ｖｈと下限値Ｖｌとの中間値になるように設定される。
【００２４】
また、Ｎ型トランジスタＱ３１のドレインは、ゲートとドレインが接続されたＰ型トランジスタＱ３３を介して電源電圧Ｖｃｃに接続される。また、Ｎ型トランジスタＱ３２のドレインは、ゲートとドレインが接続されたＰ型トランジスタＱ３４を介して電源電圧Ｖｃｃに接続される。なお、これらＰ型トランジスタＱ３３、Ｑ３４に代えて、それぞれ抵抗を用いることができる。
【００２５】
この電流指令回路３０からは、充電電圧Ｖｃｐの増加につれて減少する第２方向電圧（以下、正方向電流指令信号）Ｖｃｆが、Ｎ型トランジスタＱ３１のドレインから出力され、また、充電電圧Ｖｃｐの増加につれて増加する第１方向電圧（以下、逆方向電流指令信号）Ｖｃｒが、Ｎ型トランジスタＱ３２のドレインから出力される。
【００２６】
電流制御回路４０−１〜４０−ｎは、複数の出力増幅回路１０−１〜１０−ｎにそれぞれ対応して設けられる。そして、これら複数の電流制御回路４０−１〜４０−ｎには、正方向電流指令信号Ｖｃｆ及び逆方向電流指令信号Ｖｃｒが共通に入力されるとともに、正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ及び逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒがそれぞれ個別に入力される。
【００２７】
図２は、電流制御回路４０−１の構成を示す図であり、他の電流制御回路４０−２〜４０−ｎについても同様である。
【００２８】
図２において、正方向電流指令信号Ｖｃｆがゲートに印加され、正方向電流制御素子として機能するＰ型トランジスタＱ４１と、正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆがゲートに印加され、正方向選択スイッチとしてオン或いはオフされるＰ型トランジスタＱ４３とが直列接続される。この直列接続回路には、Ｐ型トランジスタＱ４３がオンしているときに、正方向電流指令信号Ｖｃｆに応じてＰ型トランジスタＱ４１の導通度が制御され、指令信号Ｖｃｆに見合った電流が流れる。
【００２９】
また、逆方向電流指令信号Ｖｃｒがゲートに印加され、逆方向電流制御素子として機能するＰ型トランジスタＱ４２と、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒがゲートに印加され、逆方向選択スイッチとしてオン或いはオフされるＰ型トランジスタＱ４４とが直列接続される。この直列接続回路には、Ｐ型トランジスタＱ４４がオンしているときに、逆方向電流指令信号Ｖｃｒに応じてＰ型トランジスタＱ４２の導通度が制御され、指令信号Ｖｃｒに見合った電流が流れる。
【００３０】
これらの２つの直列接続回路が並列接続され、合成した電流ｉが次段の出力増幅回路１０−１に供給される。
【００３１】
したがって、電流制御回路４０−１からは、正方向電流指令信号Ｖｃｆ、逆方向電流指令信号Ｖｃｒの大きさ、及び正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒの有無（Ｌレベル／Ｈレベル）に応じて、前記正方向電流指令信号Ｖｃｆに応じた電流、前記逆方向電流指令信号Ｖｃｒに応じた電流、前記正方向電流指令信号Ｖｃｆに応じた電流と前記逆方向電流指令信号Ｖｃｒに応じた電流との和の電流、或いは零電流のいずれかの電流ｉが、選択的に出力される。
【００３２】
図３は、出力増幅回路１０−１の構成を示す図であり、他の出力増幅回路１０−２〜１０−ｎについても同様である。
【００３３】
図３において、演算増幅器ＯＰの非反転入力端子（＋）に基準電圧Ｖｃｏｍが印加され、その反転入力端子（−）にスイッチ１１及び入力抵抗１２を介して音声入力信号ｓｉｇ−１が入力される。このスイッチ１１は、音声入力信号ｓｉｇ−１を増幅して出力するときにオンされる。また、演算増幅器ＯＰの反転入力端子（−）とその出力端子間に抵抗値Ｒｆの帰還抵抗１３が接続される。
【００３４】
そして、演算増幅器ＯＰの反転入力端子（−）に、電流制御回路４０−１からの電流ｉが入力され、この電流ｉは帰還抵抗１３を通って演算増幅器ＯＰの出力端子に流れ込む。
【００３５】
演算増幅器ＯＰは、反転入力端子（−）の電圧が、非反転入力端子（＋）に印加される基準電圧Ｖｃｏｍと等しくなるように作用する。したがって、その出力電圧（即ち、バイアス電圧）Ｖｏ１は、基準電圧Ｖｃｏｍから帰還抵抗１３による電圧降下を差し引いた値になる。即ち、Ｖｏ１＝Ｖｃｏｍ−ｉ・Ｒｆ。なお、実際には、出力電圧は、その直流電圧に音声入力信号ｓｉｇ．１が増幅された信号が重畳されたものとなるが、以下の説明では交流分（即ち、音声信号）については特に言及しない。
【００３６】
この出力増幅回路１０−１の起動時及び停止時の動作を、図４を参照して、さらに説明する。図４（ａ）は電流ｉの変化を示し、同図（ｂ）は出力電圧Ｖｏ１の変化を示している。
【００３７】
まず、出力増幅回路１０−１は、増幅動作中には、所定の出力電圧（この例では基準電圧Ｖｃｏｍ）をバイアスとして動作するから、そのために図４（ａ）の時点ｔ１以前のように、電流ｉは零である。
【００３８】
出力増幅回路１０−１を停止させるときには、図４（ａ）の時点ｔ１のように、電流ｉを零から緩やかに増加させて、出力電圧Ｖｏ１を緩やかに減少させる。電流ｉと帰還抵抗値Ｒｆとの積が基準電圧Ｖｃｏｍに等しくなった時点ｔ２で出力電圧Ｖｏ１は零になる。これにより、出力増幅回路１０−１は動作が停止となる。動作停止中は、その電流ｉが維持される。
【００３９】
また、出力増幅回路１０−１を起動させるときには、図４（ａ）の時点ｔ３のように、電流ｉを動作停止中の所定値（＝Ｖｃｏｍ／Ｒｆ）から緩やかに減少させて、出力電圧Ｖｏ１を緩やかに増加させる。電流ｉが零になった時点ｔ４で出力電圧Ｖｏ１は基準電圧Ｖｃｏｍになる。これにより、出力増幅回路１０−１は起動が完了し、動作中になる。この動作中に、スイッチ１１をオンして音声入力信号ｓｉｇ−１を増幅して、出力する。動作中においては、その電流ｉは零に維持される。
【００４０】
このように、出力増幅回路１０−１を停止させるときには電流ｉを徐々に増加させ、起動させるときには逆に電流ｉを徐々に減少させる。そして、出力電圧Ｖｏ１が零の停止時に、出力増幅回路１０−１の電源のオン・オフを行う。このようにして、起動時及び停止時のポップ音の発生を防止する。
【００４１】
以上のように構成される、本発明の音声出力装置を有する電子装置の動作を、図５の状態遷移図及び、図６の状態遷移時の制御条件を示す図も参照して、説明する。
【００４２】
本発明では、複数の出力増幅回路１０−１〜１０−ｎを有し、それらの出力増幅回路がそれぞれ任意に動作状態或いは停止状態にあり、しかもその状態を独立して個別に、変更する。そして、その状態変更時に、全ての出力増幅回路１０−１〜１０−ｎにおいて、ポップ音を発生させない。
【００４３】
そのために、各出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは、電流制御回路４０−１〜４０−ｎ及び時定数回路２０の制御条件との関係で、図５のように、次の４つのステートＡ〜Ｄのいずれかにある。
【００４４】
ステートＡでは、充電電圧Ｖｃｐが高電圧Ｖｈで、出力電圧Ｖｏ１が零電圧０である。ステートＢでは、充電電圧Ｖｃｐが低電圧Ｖｌで、出力電圧Ｖｏ１が零電圧０である。ステートＣでは、充電電圧Ｖｃｐが高電圧Ｖｈで、出力電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｃｏｍである。ステートＤでは、充電電圧Ｖｃｐが低電圧Ｖｌで、出力電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｃｏｍである。即ち、ステートＡ、Ｂでは、出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは停止中であり、ステートＣ、Ｄでは、出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは動作中である。
【００４５】
それらのステート間での遷移は、ステートＡとステートＢ間、ステートＡとステートＤ間、ステートＢとステートＣ間、及びステートＣとステートＤ間で、双方向に可能である。
【００４６】
各ステートＡ〜Ｄ間での状態遷移時に、方向制御信号ｄｉｒ及び正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒの採り得る組み合わせを、出力増幅回路１０−１に対する場合を例にして、図６に示している。
【００４７】
この図６で、状態遷移の方向は矢印で示している（例えば、Ａ→Ｂは、ステートＡからステートＢへの状態遷移を示す）。方向制御信号ｄｉｒが「Ｌ」／「Ｈ」は、方向制御用のＰ型トランジスタＱ２３がオン／オフすることを示している。また、正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆと逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒが「Ｌ」／「Ｈ」は、正方向選択スイッチＱ４３と逆方向選択スイッチＱ４４がオン／オフすることを示している。なお、正方向選択スイッチＱ４３と逆方向選択スイッチＱ４４も、Ｐ型トランジスタであるから、論理が反転している。
【００４８】
図６の状態遷移時の制御条件に示されるように、所望の状態遷移に合わせて、方向制御信号ｄｉｒ及び正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒを選択して設定する。これにより、任意の１つまたは複数の所望の出力増幅回路のみを、その他の出力増幅回路に影響を与えることなく、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができる。
【００４９】
この遷移動作について、出力増幅回路１０−１を例として、具体的に説明する。まず、ステートＡからステートＤに遷移させる場合を想定する。この場合、遷移前のステートＡでは、充電電圧Ｖｃｐは高電圧Ｖｈであり、正方向電流指令信号Ｖｃｆは低レベルにあり、正方向選択信号ｃｔ−１ｆがＬレベルにあるから、所定の電流ｉが流れている。この結果、出力電圧Ｖｏ１は零電位０にある。
【００５０】
この状態で、正方向選択信号ｃｔ−１ｆをＬレベルのまま、逆方向選択信号ｃｔ−１ｒをＨレベルにして、方向制御信号ｄｉｒをＬレベルにしてＰ型トランジスタＱ２３をオンする。これにより、充電電圧Ｖｃｐは緩やかに低下していき、正方向電流指令信号Ｖｃｆは緩やかに上昇するから、電流ｉは小さくなっていく。この結果、出力電圧Ｖｏ１は、緩やかに上昇し、電流ｉが零になった時に基準電圧Ｖｃｏｍになる。
【００５１】
次に、ステートＡからステートＢに遷移させる場合を想定する。この事例は、当該出力増幅回路１０−１は停止のままとするが、他の出力増幅回路を起動或いは停止させるために充電電圧Ｖｃｐを高電圧Ｖｈから定電圧Ｖｌに変更する場合に発生する。
【００５２】
この場合、遷移前のステートＡから、正方向選択信号ｃｔ−１ｆをＬレベルにしたままで、逆方向選択信号ｃｔ−１ｒもＬレベルにして、方向制御信号ｄｉｒをＬレベルにしてＰ型トランジスタＱ２３をオンする。これにより、充電電圧Ｖｃｐは緩やかに低下していき、正方向電流指令信号Ｖｃｆは緩やかに上昇し、逆方向電流指令信号Ｖｃｒは緩やかに低下するから、両経路の合計の電流ｉは一定値を保つように動作する。この結果、出力電圧Ｖｏ１は変化することなく、零電位０のままである。
【００５３】
したがって、他の出力増幅回路の起動或いは停止のために充電電圧Ｖｃｐを変化させても、当該出力増幅回路１０−１はそれに影響されることなく停止のままとすることができる。
【００５４】
また、箇々の説明は省略するが、動作中のステートＣから停止のステートＢに移行することも可能であり、さらに動作中のステートＣから動作中のステートＤに移行することも可能である。これらは、図６の状態遷移時の制御条件にしたがって、各ステートＡ〜Ｄ間で遷移を行うことができる。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、各出力増幅回路の現在状態とコンデンサの現在の充電状態（即ち、高電圧或いは低電圧）に基づき、当該出力増幅回路の現在状態を変更するか否かに応じて、第１方向選択スイッチと第２方向選択スイッチとを選択した上で、時定数回路の状態を緩やかに反転する。これにより、１つまたは複数の所望の出力増幅回路のみを、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができる。
【００５６】
また、共通の電流指令回路に、充電電圧とこの基準電圧とにより制御されるトランジスタ差動増幅回路を用いているから、充電電圧の増加につれて増加する第１方向電圧と、充電電圧の増加につれて減少する第２方向電圧とを容易にかつ正確に形成することができる。
【００５７】
また、第１方向電流制御素子と第１方向選択スイッチとの直列回路と、第２方向電流制御素子と第２方向選択スイッチとの直列回路とを並列に接続し、第１方向選択スイッチ及び第２方向スイッチのオン・オフを制御するから、各々の出力増幅回路のバイアスを決定する電流変化を、個々に独立して容易に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る、電子装置の音声出力装置の全体構成を示す図。
【図２】本発明に係る、電流制御回路の構成を示す図。
【図３】本発明に係る、出力増幅回路の構成を示す図。
【図４】出力増幅回路の起動時及び停止時の電流ｉ、出力電圧Ｖｏ１の変化を示ず図。
【図５】本発明に係る、状態遷移を示す図。
【図６】本発明に係る、状態遷移時の制御条件を示す図。
【符号の説明】
１０−１〜１０−ｎ 出力増幅回路
ＯＰ 演算増幅器
１１ スイッチ
１２ 入力抵抗
１３ 帰還抵抗
２０ 時定数回路
Ｃｐ 充放電用コンデンサ
２１ スイッチ
２２、２４、３２ 定電流源
Ｑ２３、Ｑ３３、Ｑ３４、Ｑ４１〜Ｑ４４ Ｐ型トランジスタ
Ｑ３１、Ｑ３２ Ｎ型トランジスタ
２５ リミッタ回路
３０ 電流指令回路
４０−１〜４０−ｎ 電流制御回路
Ｖｃｐ 充電電圧
ｄｉｒ 方向制御信号
Ｖｃｆ 正方向電流指令信号
Ｖｃｒ 逆方向電流指令信号
ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ 正方向電流選択信号
ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒ 逆方向電流選択信号
ｓｉｇ−１〜ｓｉｇ−ｎ 音声入力信号
Ｖｏ１〜Ｖｏｎ 出力電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、起動時及び停止時のポップ音を低減した、音声出力装置を有する電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
音声出力装置を有する電子装置では、耳に不快なポップ音（いわゆる、ボツ音）の発生を防止する（或いは低減する）ために、その出力増幅回路のバイアスを、起動時にある時定数をもって緩やかに立ち上げ、或いは停止時にある時定数をもって緩やかに立ち下げるように構成されている。
【０００３】
そして、その音声出力装置が、複数の出力増幅回路をもつ場合でも、それら複数の出力増幅回路を同時に起動或いは停止するもの（例えば、従前のＣＤプレイヤーや、ＭＤプレイヤーなど）では、１つの時定数回路で共通にそれらのバイアスを立ち上げ、或いは立ち下げることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、複数の出力増幅回路を、独立して個別に起動或いは停止制御する音声出力装置を有する電子装置では、１つの時定数回路で共通に制御することはできず、各出力増幅回路に対応してそれぞれ時定数回路を必要とする。
【０００５】
携帯電話を例に挙げると、例えば、イヤホン用、背面スピーカ用、受話レシーバ用、外部出力用の４つの出力増幅回路を備えている。携帯電話では、電池を電源として用いるから、消費電力をできるだけ低減して、長寿命化を計ることが望まれる。したがって、使用する出力増幅回路のみを動作させ、その時点で使用しない出力増幅回路は停止させるように構成される。このために、複数の出力増幅回路を、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができるように、それぞれ出力増幅回路に対応して時定数回路を設けることになる。
【０００６】
それら時定数回路は、ぞれぞれコンデンサと充放電回路を必要とする。そして、これらの出力増幅回路はＩＣチップに作り込まれるから、特に複数のコンデンサを出力増幅回路に対応して設けるために大きな面積を必要とし、ＩＣチップの小型化の障害となってしまう。また、そのコンデンサをＩＣチップの外付けとする場合には、余分の外部ピンを必要とし、さらにそのコンデンサを取り付けるためのスペースを必要とする。
【０００７】
そこで、本発明は、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、複数の出力増幅回路を独立して個別に起動・停止することが可能な、音声出力装置を有する電子装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項1の音声出力装置を有する電子装置は、音声入力信号がそれぞれ入力され、帰還抵抗を有する、複数の差動型の出力増幅回路と、コンデンサと充放電回路を有し、充放電指令信号に応じて前記コンデンサを充電或いは放電し、そのコンデンサの充電電圧或いはそれに関連した電圧（以下、充電電圧）を出力する、共通の時定数回路と、前記充電電圧が入力され、この充電電圧の増加につれて増加する第１方向電圧と、充電電圧の増加につれて減少する第２方向電圧とを出力する、共通の電流指令回路と、前記第１方向電圧、前記第２方向電圧及び、第１方向電流選択信号、第２方向電流選択信号が入力され、前記第１方向電圧に応じた電流、前記第２方向電圧に応じた電流、前記第１方向電圧に応じた電流と前記第２方向電圧に応じた電流との和の電流、或いは零電流のいずれかを、選択的に出力する、複数の電流制御回路とを備え、前記複数の電流制御回路から出力される電流を、それぞれ対応する前記出力増幅回路に供給することを特徴とする。
【０００９】
請求項２の音声出力装置を有する電子装置は、請求項１に記載の音声出力装置を有する電子装置において、前記共通の電流指令回路は、トランジスタ差動増幅回路を含み、一方のトランジスタの制御信号として前記充電電圧が入力され、他方のトランジスタの制御信号として所定の参照電圧が入力されることを特徴とする。
【００１０】
請求項３の音声出力装置を有する電子装置は、請求項１に記載の音声出力装置を有する電子装置において、前記複数の電流制御回路の各々は、前記第１方向電流選択信号によりオンする第１方向選択スイッチと前記第１方向電圧に応じた電流を流すための第１方向電流制御素子との直列接続回路及び、前記第２方向電流選択信号によりオンする第２方向選択スイッチと前記第２方向電圧に応じた電流を流すための第２方向電流制御素子との直列接続回路が、並列に接続されていることを特徴とする。
【００１１】
本発明の音声出力装置を有する電子装置によれば、各出力増幅回路の現在状態とコンデンサの現在の充電状態（即ち、高電圧或いは低電圧）に基づき、当該出力増幅回路の現在状態を変更するか否かに応じて、第１方向選択スイッチと第２方向選択スイッチとを選択した上で、時定数回路の状態を緩やかに反転する。これにより、１つまたは複数の所望の出力増幅回路のみを、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができる。
【００１２】
また、共通の電流指令回路に、充電電圧とこの基準電圧とにより制御されるトランジスタ差動増幅回路を用いているから、充電電圧の増加につれて増加する第１方向電圧と、充電電圧の増加につれて減少する第２方向電圧とを容易にかつ正確に形成することができる。
【００１３】
また、第１方向電流制御素子と第１方向選択スイッチとの直列回路と、第２方向電流制御素子と第２方向選択スイッチとの直列回路とを並列に接続し、第１方向選択スイッチ及び第２方向スイッチのオン・オフを制御するから、各々の出力増幅回路のバイアスを決定する電流変化を、個々に独立して容易に制御することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の音声出力装置を有する電子装置の実施の形態について説明する。なお、本発明において、「音声」は、音、音響を意味するものである。
【００１５】
図1は、本発明の実施の形態に係る、電子装置の音声出力装置の全体構成を示す図である。また、図２は、図１中の電流制御回路の構成を示す図であり、また図３は、図１中の出力増幅回路の構成を示す図である。
【００１６】
図１において、音声出力装置は、それぞれ音声入力信号ｓｉｇ−１〜ｓｉｇ−ｎを増幅して、出力信号Ｖｏ１〜Ｖｏｎを出力する、複数の出力増幅回路１０−１〜１０−ｎを備えている。これら出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは、それぞれ所定のバイアス電圧で動作する。
【００１７】
これらの出力増幅回路１０−１〜１０−ｎの起動及び停止を、ポップ音を発生させることなく、個々に独立して行うことができるようにするために、共通の時定数回路２０、共通のリミッタ回路２５、共通の電流指令回路３０と、出力増幅回路１０−１〜１０−ｎにそれぞれ対応して設けられる電流制御回路４０−１〜４０−ｎが、相互に連携して設けられている。
【００１８】
これらの各構成回路からなる音声出力装置はＩＣに構成される。全ての構成回路を１つのＩＣチップに作り込んでも良く、また各構成要素毎に或いはその組み合わせにより複数のＩＣチップを構成しても良い。
【００１９】
時定数回路２０は、充放電用のコンデンサＣｐと、電源電圧ＶｃｃとコンデンサＣｐの一端との間にスイッチ２１と電流値Ｉの定電流源２２とが直列に接続されている。また、コンデンサの一端と他端（グランドに接続されている）との間に、方向制御信号ｄｉｒによりオン或いはオフされるＰ型ＭＯＳトランジスタ（以下、Ｐ型トランジスタ）Ｑ２３と電流値２Ｉの定電流源２４とが直列に接続されている。スイッチ２１はこの音声出力装置が使用される間は常にオンされている。
【００２０】
この時定数回路２０では、方向制御信号ｄｉｒが高レベル（以下、Ｈレベル）でＰ型トランジスタＱ２３がオフの時には、コンデンサＣｐは定電流Ｉで充電されるから、その充電電圧Ｖｃｐは直線的に上昇する。逆に、方向制御信号ｄｉｒが低レベル（以下、Ｌレベル）でＰ型トランジスタＱ２３がオンの時には、コンデンサＣｐは定電流Ｉ（＝２Ｉ−Ｉ）で放電されるから、その充電電圧Ｖｃｐは直線的に下降する。また、コンデンサＣｐは、ＩＣチップに内蔵させることなく、外付けのコンデンサとしても良い。
【００２１】
リミッタ回路２５は、充電電圧Ｖｃｐの上限を上限値Ｖｈに、その下限を下限値Ｖｌに制限する電圧制限回路である。その上下限値Ｖｈ、Ｖｌは、次段の電流指令回路３０のダイナミックレンジに合わせて設定される。なお、このリミッタ回路２５は、時定数回路２０の一部として構成してもよい。
【００２２】
電流指令回路３０は、充電電圧Ｖｃｐがゲートに制御信号として入力されるＮ型ＭＯＳトランジスタ（以下、Ｎ型トランジスタ）Ｑ３１と、所定の参照電圧（以下、バイアス電圧）Ｖｂがゲートにバイアスとして入力されるＮ型トランジスタＱ３２とを含み、それらのソース同士が接続されて、所定の電流を流すための定電流源３２に接続されている。
【００２３】
これらのＮ型トランジスタＱ３１、Ｑ３２は、トランジスタ差動対を構成しており、バイアス電圧Ｖｂは充電電圧Ｖｃｐの上限値Ｖｈと下限値Ｖｌとの中間値になるように設定される。
【００２４】
また、Ｎ型トランジスタＱ３１のドレインは、ゲートとドレインが接続されたＰ型トランジスタＱ３３を介して電源電圧Ｖｃｃに接続される。また、Ｎ型トランジスタＱ３２のドレインは、ゲートとドレインが接続されたＰ型トランジスタＱ３４を介して電源電圧Ｖｃｃに接続される。なお、これらＰ型トランジスタＱ３３、Ｑ３４に代えて、それぞれ抵抗を用いることができる。
【００２５】
この電流指令回路３０からは、充電電圧Ｖｃｐの増加につれて減少する第２方向電圧（以下、正方向電流指令信号）Ｖｃｆが、Ｎ型トランジスタＱ３１のドレインから出力され、また、充電電圧Ｖｃｐの増加につれて増加する第１方向電圧（以下、逆方向電流指令信号）Ｖｃｒが、Ｎ型トランジスタＱ３２のドレインから出力される。
【００２６】
電流制御回路４０−１〜４０−ｎは、複数の出力増幅回路１０−１〜１０−ｎにそれぞれ対応して設けられる。そして、これら複数の電流制御回路４０−１〜４０−ｎには、正方向電流指令信号Ｖｃｆ及び逆方向電流指令信号Ｖｃｒが共通に入力されるとともに、正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ及び逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒがそれぞれ個別に入力される。
【００２７】
図２は、電流制御回路４０−１の構成を示す図であり、他の電流制御回路４０−２〜４０−ｎについても同様である。
【００２８】
図２において、正方向電流指令信号Ｖｃｆがゲートに印加され、正方向電流制御素子として機能するＰ型トランジスタＱ４１と、正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆがゲートに印加され、正方向選択スイッチとしてオン或いはオフされるＰ型トランジスタＱ４３とが直列接続される。この直列接続回路には、Ｐ型トランジスタＱ４３がオンしているときに、正方向電流指令信号Ｖｃｆに応じてＰ型トランジスタＱ４１の導通度が制御され、指令信号Ｖｃｆに見合った電流が流れる。
【００２９】
また、逆方向電流指令信号Ｖｃｒがゲートに印加され、逆方向電流制御素子として機能するＰ型トランジスタＱ４２と、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒがゲートに印加され、逆方向選択スイッチとしてオン或いはオフされるＰ型トランジスタＱ４４とが直列接続される。この直列接続回路には、Ｐ型トランジスタＱ４４がオンしているときに、逆方向電流指令信号Ｖｃｒに応じてＰ型トランジスタＱ４２の導通度が制御され、指令信号Ｖｃｒに見合った電流が流れる。
【００３０】
これらの２つの直列接続回路が並列接続され、合成した電流ｉが次段の出力増幅回路１０−１に供給される。
【００３１】
したがって、電流制御回路４０−１からは、正方向電流指令信号Ｖｃｆ、逆方向電流指令信号Ｖｃｒの大きさ、及び正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒの有無（Ｌレベル／Ｈレベル）に応じて、前記正方向電流指令信号Ｖｃｆに応じた電流、前記逆方向電流指令信号Ｖｃｒに応じた電流、前記正方向電流指令信号Ｖｃｆに応じた電流と前記逆方向電流指令信号Ｖｃｒに応じた電流との和の電流、或いは零電流のいずれかの電流ｉが、選択的に出力される。
【００３２】
図３は、出力増幅回路１０−１の構成を示す図であり、他の出力増幅回路１０−２〜１０−ｎについても同様である。
【００３３】
図３において、演算増幅器ＯＰの非反転入力端子（＋）に基準電圧Ｖｃｏｍが印加され、その反転入力端子（−）にスイッチ１１及び入力抵抗１２を介して音声入力信号ｓｉｇ−１が入力される。このスイッチ１１は、音声入力信号ｓｉｇ−１を増幅して出力するときにオンされる。また、演算増幅器ＯＰの反転入力端子（−）とその出力端子間に抵抗値Ｒｆの帰還抵抗１３が接続される。
【００３４】
そして、演算増幅器ＯＰの反転入力端子（−）に、電流制御回路４０−１からの電流ｉが入力され、この電流ｉは帰還抵抗１３を通って演算増幅器ＯＰの出力端子に流れ込む。
【００３５】
演算増幅器ＯＰは、反転入力端子（−）の電圧が、非反転入力端子（＋）に印加される基準電圧Ｖｃｏｍと等しくなるように作用する。したがって、その出力電圧（即ち、バイアス電圧）Ｖｏ１は、基準電圧Ｖｃｏｍから帰還抵抗１３による電圧降下を差し引いた値になる。即ち、Ｖｏ１＝Ｖｃｏｍ−ｉ・Ｒｆ。なお、実際には、出力電圧は、その直流電圧に音声入力信号ｓｉｇ．１が増幅された信号が重畳されたものとなるが、以下の説明では交流分（即ち、音声信号）については特に言及しない。
【００３６】
この出力増幅回路１０−１の起動時及び停止時の動作を、図４を参照して、さらに説明する。図４（ａ）は電流ｉの変化を示し、同図（ｂ）は出力電圧Ｖｏ１の変化を示している。
【００３７】
まず、出力増幅回路１０−１は、増幅動作中には、所定の出力電圧（この例では基準電圧Ｖｃｏｍ）をバイアスとして動作するから、そのために図４（ａ）の時点ｔ１以前のように、電流ｉは零である。
【００３８】
出力増幅回路１０−１を停止させるときには、図４（ａ）の時点ｔ１のように、電流ｉを零から緩やかに増加させて、出力電圧Ｖｏ１を緩やかに減少させる。電流ｉと帰還抵抗値Ｒｆとの積が基準電圧Ｖｃｏｍに等しくなった時点ｔ２で出力電圧Ｖｏ１は零になる。これにより、出力増幅回路１０−１は動作が停止となる。動作停止中は、その電流ｉが維持される。
【００３９】
また、出力増幅回路１０−１を起動させるときには、図４（ａ）の時点ｔ３のように、電流ｉを動作停止中の所定値（＝Ｖｃｏｍ／Ｒｆ）から緩やかに減少させて、出力電圧Ｖｏ１を緩やかに増加させる。電流ｉが零になった時点ｔ４で出力電圧Ｖｏ１は基準電圧Ｖｃｏｍになる。これにより、出力増幅回路１０−１は起動が完了し、動作中になる。この動作中に、スイッチ１１をオンして音声入力信号ｓｉｇ−１を増幅して、出力する。動作中においては、その電流ｉは零に維持される。
【００４０】
このように、出力増幅回路１０−１を停止させるときには電流ｉを徐々に増加させ、起動させるときには逆に電流ｉを徐々に減少させる。そして、出力電圧Ｖｏ１が零の停止時に、出力増幅回路１０−１の電源のオン・オフを行う。このようにして、起動時及び停止時のポップ音の発生を防止する。
【００４１】
以上のように構成される、本発明の音声出力装置を有する電子装置の動作を、図５の状態遷移図及び、図６の状態遷移時の制御条件を示す図も参照して、説明する。
【００４２】
本発明では、複数の出力増幅回路１０−１〜１０−ｎを有し、それらの出力増幅回路がそれぞれ任意に動作状態或いは停止状態にあり、しかもその状態を独立して個別に、変更する。そして、その状態変更時に、全ての出力増幅回路１０−１〜１０−ｎにおいて、ポップ音を発生させない。
【００４３】
そのために、各出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは、電流制御回路４０−１〜４０−ｎ及び時定数回路２０の制御条件との関係で、図５のように、次の４つのステートＡ〜Ｄのいずれかにある。
【００４４】
ステートＡでは、充電電圧Ｖｃｐが高電圧Ｖｈで、出力電圧Ｖｏ１が零電圧０である。ステートＢでは、充電電圧Ｖｃｐが低電圧Ｖｌで、出力電圧Ｖｏ１が零電圧０である。ステートＣでは、充電電圧Ｖｃｐが高電圧Ｖｈで、出力電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｃｏｍである。ステートＤでは、充電電圧Ｖｃｐが低電圧Ｖｌで、出力電圧Ｖｏ１が基準電圧Ｖｃｏｍである。即ち、ステートＡ、Ｂでは、出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは停止中であり、ステートＣ、Ｄでは、出力増幅回路１０−１〜１０−ｎは動作中である。
【００４５】
それらのステート間での遷移は、ステートＡとステートＢ間、ステートＡとステートＤ間、ステートＢとステートＣ間、及びステートＣとステートＤ間で、双方向に可能である。
【００４６】
各ステートＡ〜Ｄ間での状態遷移時に、方向制御信号ｄｉｒ及び正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒの採り得る組み合わせを、出力増幅回路１０−１に対する場合を例にして、図６に示している。
【００４７】
この図６で、状態遷移の方向は矢印で示している（例えば、Ａ→Ｂは、ステートＡからステートＢへの状態遷移を示す）。方向制御信号ｄｉｒが「Ｌ」／「Ｈ」は、方向制御用のＰ型トランジスタＱ２３がオン／オフすることを示している。また、正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆと逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒが「Ｌ」／「Ｈ」は、正方向選択スイッチＱ４３と逆方向選択スイッチＱ４４がオン／オフすることを示している。なお、正方向選択スイッチＱ４３と逆方向選択スイッチＱ４４も、Ｐ型トランジスタであるから、論理が反転している。
【００４８】
図６の状態遷移時の制御条件に示されるように、所望の状態遷移に合わせて、方向制御信号ｄｉｒ及び正方向電流選択信号ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ、逆方向電流選択信号ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒを選択して設定する。これにより、任意の１つまたは複数の所望の出力増幅回路のみを、その他の出力増幅回路に影響を与えることなく、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができる。
【００４９】
この遷移動作について、出力増幅回路１０−１を例として、具体的に説明する。まず、ステートＡからステートＤに遷移させる場合を想定する。この場合、遷移前のステートＡでは、充電電圧Ｖｃｐは高電圧Ｖｈであり、正方向電流指令信号Ｖｃｆは低レベルにあり、正方向選択信号ｃｔ−１ｆがＬレベルにあるから、所定の電流ｉが流れている。この結果、出力電圧Ｖｏ１は零電位０にある。
【００５０】
この状態で、正方向選択信号ｃｔ−１ｆをＬレベルのまま、逆方向選択信号ｃｔ−１ｒをＨレベルにして、方向制御信号ｄｉｒをＬレベルにしてＰ型トランジスタＱ２３をオンする。これにより、充電電圧Ｖｃｐは緩やかに低下していき、正方向電流指令信号Ｖｃｆは緩やかに上昇するから、電流ｉは小さくなっていく。この結果、出力電圧Ｖｏ１は、緩やかに上昇し、電流ｉが零になった時に基準電圧Ｖｃｏｍになる。
【００５１】
次に、ステートＡからステートＢに遷移させる場合を想定する。この事例は、当該出力増幅回路１０−１は停止のままとするが、他の出力増幅回路を起動或いは停止させるために充電電圧Ｖｃｐを高電圧Ｖｈから定電圧Ｖｌに変更する場合に発生する。
【００５２】
この場合、遷移前のステートＡから、正方向選択信号ｃｔ−１ｆをＬレベルにしたままで、逆方向選択信号ｃｔ−１ｒもＬレベルにして、方向制御信号ｄｉｒをＬレベルにしてＰ型トランジスタＱ２３をオンする。これにより、充電電圧Ｖｃｐは緩やかに低下していき、正方向電流指令信号Ｖｃｆは緩やかに上昇し、逆方向電流指令信号Ｖｃｒは緩やかに低下するから、両経路の合計の電流ｉは一定値を保つように動作する。この結果、出力電圧Ｖｏ１は変化することなく、零電位０のままである。
【００５３】
したがって、他の出力増幅回路の起動或いは停止のために充電電圧Ｖｃｐを変化させても、当該出力増幅回路１０−１はそれに影響されることなく停止のままとすることができる。
【００５４】
また、箇々の説明は省略するが、動作中のステートＣから停止のステートＢに移行することも可能であり、さらに動作中のステートＣから動作中のステートＤに移行することも可能である。これらは、図６の状態遷移時の制御条件にしたがって、各ステートＡ〜Ｄ間で遷移を行うことができる。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、各出力増幅回路の現在状態とコンデンサの現在の充電状態（即ち、高電圧或いは低電圧）に基づき、当該出力増幅回路の現在状態を変更するか否かに応じて、第１方向選択スイッチと第２方向選択スイッチとを選択した上で、時定数回路の状態を緩やかに反転する。これにより、１つまたは複数の所望の出力増幅回路のみを、１つの時定数回路を用いて、ポップ音を発生させることなく、独立して個別に起動・停止することができる。
【００５６】
また、共通の電流指令回路に、充電電圧とこの基準電圧とにより制御されるトランジスタ差動増幅回路を用いているから、充電電圧の増加につれて増加する第１方向電圧と、充電電圧の増加につれて減少する第２方向電圧とを容易にかつ正確に形成することができる。
【００５７】
また、第１方向電流制御素子と第１方向選択スイッチとの直列回路と、第２方向電流制御素子と第２方向選択スイッチとの直列回路とを並列に接続し、第１方向選択スイッチ及び第２方向スイッチのオン・オフを制御するから、各々の出力増幅回路のバイアスを決定する電流変化を、個々に独立して容易に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る、電子装置の音声出力装置の全体構成を示す図。
【図２】本発明に係る、電流制御回路の構成を示す図。
【図３】本発明に係る、出力増幅回路の構成を示す図。
【図４】出力増幅回路の起動時及び停止時の電流ｉ、出力電圧Ｖｏ１の変化を示ず図。
【図５】本発明に係る、状態遷移を示す図。
【図６】本発明に係る、状態遷移時の制御条件を示す図。
【符号の説明】
１０−１〜１０−ｎ 出力増幅回路
ＯＰ 演算増幅器
１１ スイッチ
１２ 入力抵抗
１３ 帰還抵抗
２０ 時定数回路
Ｃｐ 充放電用コンデンサ
２１ スイッチ
２２、２４、３２ 定電流源
Ｑ２３、Ｑ３３、Ｑ３４、Ｑ４１〜Ｑ４４ Ｐ型トランジスタ
Ｑ３１、Ｑ３２ Ｎ型トランジスタ
２５ リミッタ回路
３０ 電流指令回路
４０−１〜４０−ｎ 電流制御回路
Ｖｃｐ 充電電圧
ｄｉｒ 方向制御信号
Ｖｃｆ 正方向電流指令信号
Ｖｃｒ 逆方向電流指令信号
ｃｔ−１ｆ〜ｃｔ−ｎｆ 正方向電流選択信号
ｃｔ−１ｒ〜ｃｔ−ｎｒ 逆方向電流選択信号
ｓｉｇ−１〜ｓｉｇ−ｎ 音声入力信号
Ｖｏ１〜Ｖｏｎ 出力電圧
Claims (3)
- 音声入力信号がそれぞれ入力され、帰還抵抗を有する、複数の差動型の出力増幅回路と、
コンデンサと充放電回路を有し、充放電指令信号に応じて前記コンデンサを充電或いは放電し、そのコンデンサの充電電圧或いはそれに関連した電圧（以下、充電電圧）を出力する、共通の時定数回路と、
前記充電電圧が入力され、この充電電圧の増加につれて増加する第１方向電圧と、充電電圧の増加につれて減少する第２方向電圧とを出力する、共通の電流指令回路と、
前記第１方向電圧、前記第２方向電圧及び、第１方向電流選択信号、第２方向電流選択信号が入力され、前記第１方向電圧に応じた電流、前記第２方向電圧に応じた電流、前記第１方向電圧に応じた電流と前記第２方向電圧に応じた電流との和の電流、或いは零電流のいずれかを、選択的に出力する、複数の電流制御回路とを備え、
前記複数の電流制御回路から出力される電流を、それぞれ対応する前記出力増幅回路に供給することを特徴とする、音声出力装置を有する電子装置。 - 前記共通の電流指令回路は、トランジスタ差動増幅回路を含み、一方のトランジスタの制御信号として前記充電電圧が入力され、他方のトランジスタの制御信号として所定の参照電圧が入力されることを特徴とする、請求項１に記載の音声出力装置を有する電子装置。
- 前記複数の電流制御回路の各々は、前記第１方向電流選択信号によりオンする第１方向選択スイッチと前記第１方向電圧に応じた電流を流すための第１方向電流制御素子との直列接続回路及び、前記第２方向電流選択信号によりオンする第２方向選択スイッチと前記第２方向電圧に応じた電流を流すための第２方向電流制御素子との直列接続回路が、並列に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の音声出力装置を有する電子装置。
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