JP4712489B2

JP4712489B2 - ミュート回路

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Publication number: JP4712489B2
Application number: JP2005248036A
Authority: JP
Inventors: 博小圷; 宏史池田
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2005-08-29
Filing date: 2005-08-29
Publication date: 2011-06-29
Anticipated expiration: 2025-08-29
Also published as: JP2007067548A

Description

本発明は、低周波増幅器等の電子回路において、電源投入時の異音等、不要な音声の発生を抑制するミュート回路に関し、特に、電子回路の定常動作中でのミュート動作に関する。

音声出力装置等に用いられる低周波増幅器は、電源の投入時に発生する異音を抑制するためにミュート機能を備えている。一方、音声出力装置等の電源が定常状態にある通常動作時においても、低周波増幅器への不要な入力信号を遮断する目的で、ミュート機能が利用される。例えば、この通常動作でのミュート機能は、ラジオにおいてプリセットされたラジオ局をボタン操作で切り換える際に利用され、プリセットボタンの操作に連動してミュート機能を働かせることで、選局時の音声の切り替わりがスムーズとなる。

図４は、従来のミュート回路の構成を示す回路図である。このミュート回路は、ミュート動作の対象となる低周波増幅器等の目的回路と共通の駆動電源としてＶccを供給される。充電回路２は、Ｖccの供給を受けて、コンデンサＣmを充電する電流を生成し出力する。Ｖccの供給が開始されると、それまで放電状態にあったコンデンサＣmが充電回路２により充電され、トランジスタＱ８のベース電圧Ｖin1が上昇する。

トランジスタＱ８はトランジスタＱ９と共に差動対を構成し、両トランジスタのエミッタは共通の定電流源Ｉに接続される。トランジスタＱ９のベースには定電圧源が接続され、ベース電圧Ｖin2は基準電圧Ｖrefに保たれる。ｎｐｎ型トランジスタＱ８，Ｑ９からなる差動対は、Ｖin1がＶin2より低い場合には、Ｑ８がオフ、Ｑ９がオンとなり、Ｑ９のエミッタ−コレクタ間に電流Ｉが流れる。一方、Ｖin1がＶin2より高い場合には、Ｑ８がオン、Ｑ９がオフとなり、Ｑ９のエミッタ−コレクタ間には基本的に電流が流れない。

Ｑ９とＶccとの間にはトランジスタＱ７，Ｑ５からなるカレントミラー回路が接続され、Ｑ５には、Ｑ７を介してＱ９のエミッタ−コレクタ間電流に応じたミラー電流が流れる。このＱ５に流れる電流が目的回路のミュート動作を制御するミュート制御信号として端子ＯＵＴから出力される。

図５、図６は、上記ミュート回路の動作を説明するタイミング図であり、図５はＶcc立ち上げ時のミュート動作、図６は通常動作途中でのミュート動作を説明するものである。また、図５（ａ）、図６（ａ）はトランジスタＱ８のベース電圧Ｖin1の時間変化を示しており、当該電圧Ｖin1はコンデンサＣmの充電電圧に応じて変化する。図５（ｂ）、図６（ｂ）は、出力端子ＯＵＴから出力されるミュート制御信号の時間変化を示している。図５において、時刻ｔ_０にてＶccが立ち上げられると、コンデンサＣmの充電が開始され、コンデンサＣmがフルに充電され充電電圧が飽和レベルに到達する時刻ｔ_２まで、Ｖin1は漸次、上昇する。上述の差動対の動作により、時刻ｔ_０からのＶin1がＶrefより低い期間においては、Ｑ９に電流Ｉが流れ、ミュート制御信号として端子ＯＵＴから電流Ｉが出力される。このミュート制御信号に対応して、低周波増幅器等の目的回路はミュート動作をオン状態とする。一方、コンデンサＣmの充電が進み、Ｖin1がＶrefの近傍の値となると、差動対を構成する両トランジスタＱ８，Ｑ９相互の電流バランスが急速に反転する（時刻ｔ_１）。時刻ｔ_１以降、Ｖin1がＶrefを越えている通常動作状態では、ミュート制御信号として端子ＯＵＴから出力される電流は基本的に０となる。このミュート制御信号に対応して、目的回路はミュート動作をオフ状態とする。

通常動作状態でのミュート動作は、コンデンサＣmを放電可能なスイッチＳＷにより実現される。スイッチＳＷは、ミュートオフ状態では、オフ状態に保たれ、コンデンサＣmはＶrefより大きな充電電圧に維持される。一方、ミュートオン状態とする場合には、スイッチＳＷをオンしてコンデンサＣmを放電させ、その後、スイッチＳＷをオフ状態に復帰させる。これにより、上述したＶccの供給開始時と同様の動作が行われる。図６に、この通常動作状態でのミュート動作を示している。Ｖccが定常状態に保たれた通常動作状態にある時刻ｔ_３から時刻ｔ_４までの期間において、スイッチＳＷをオン状態とする。時刻ｔ_３にてスイッチＳＷをオンすると、コンデンサＣmは速やかに放電し、その電圧はほぼ接地電位まで低下する。時刻ｔ_４においてスイッチＳＷをオフ状態へ復帰させると、Ｖcc立ち上げ時における時刻ｔ_０からｔ_２までと同様にＶin1が上昇する（時刻ｔ_４〜ｔ_６）。ミュート制御信号として端子ＯＵＴから出力される電流は、時刻ｔ_３から、Ｖin1がＶrefを越える時刻ｔ_５近傍まで、電流値Ｉとなり、この間、目的回路のミュート動作をオン状態とすることができる。

従来のミュート回路は、通常動作状態において、ミュート動作をオン状態とするためにスイッチＳＷをオンすると、コンデンサＣmがほとんど放電される。これにより、ミュート動作をオフ状態とするためにスイッチＳＷをオフに切り換えた時点でのコンデンサＣmの電圧が、駆動電源Ｖccの供給開始時における初期放電電圧に近い状態となり、この状態からコンデンサＣmの充電が開始される。つまり、充電開始時の電圧と差動対の状態が反転する基準電圧Ｖrefとの差が比較的大きいことにより、ＶrefまでコンデンサＣmが充電されるのに比較的時間を要することとなる。ここで、スイッチＳＷのオフ操作からミュート動作がオフ状態に切り替わるまでの遅延時間（オフ時リカバリタイム）の必要量や許容量は、通常動作状態でのミュート動作の使用目的によって異なり得る。そのため、使用目的によっては、従来のミュート回路ではオフ時リカバリタイムが不要に長くなる場合があるという問題があった。

本発明に係るミュート回路は、目的回路への駆動電源の供給停止とミュートスイッチの放電動作とのそれぞれによって放電し、かつ前記駆動電源の供給開始又は前記ミュートスイッチの前記放電動作の終了によって充電が開始されるコンデンサを利用し、当該コンデンサの充電電圧に基づいて、前記目的回路のミュート動作のオン／オフを制御するミュート制御信号を生成する回路であって、所定の基準電圧を供給する基準電圧源と、一対のトランジスタからなり、前記基準電圧源に接続された基準電圧端子と前記コンデンサに接続された制御電圧端子とを差動信号入力端子とする差動対を含み、前記制御電圧端子に印加される前記充電電圧に応じて前記両トランジスタのオン／オフ状態を切り換え動作状態が変わる差動回路と、前記駆動電源に基づき電流を生成して前記コンデンサを充電し、前記充電電圧を前記駆動電源の供給開始前における初期放電電圧又は前記ミュートスイッチの放電動作時におけるスイッチ動作放電電圧から満充電電圧へ向けて変化させて、前記差動回路の動作状態をミュートオンに対応する状態からミュートオフに対応する状態へ変化させる充電回路と、前記差動回路の動作状態に基づいて前記ミュート制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記スイッチ動作放電電圧を前記初期放電電圧と前記基準電圧との間の所定の電圧にクランプするクランプ回路と、を有する。

他の本発明に係るミュート回路においては、前記クランプ回路が、前記一対のトランジスタのうち前記ミュートオン時にオン状態となる差動トランジスタに流れる電流に応じたバイアス電流を生じるバイアス回路を含み、前記バイアス回路が、前記バイアス電流に基づいて前記制御電圧端子に前記スイッチ動作放電電圧を生起する。

また他の本発明に係るミュート回路においては、前記バイアス回路が、前記差動トランジスタに流れる電流のミラー電流を生成し前記バイアス電流とするカレントミラー回路を有する。

別の本発明に係るミュート回路においては、前記バイアス回路が、前記バイアス電流の経路に挿入され、当該バイアス電流に基づいて前記スイッチ動作放電電圧の目標値に応じたオフセット電圧を発生するオフセット電圧発生回路と、一方端子を前記制御電圧端子に接続され、他方端子に前記オフセット電圧を印加されるダイオードと、を有し、前記ダイオードが、前記一方端子に前記初期放電電圧を印加され、前記他方端子に前記オフセット電圧を印加された状態で順方向バイアスとなる。

また別の本発明に係るミュート回路においては、前記オフセット電圧発生回路が、前記スイッチ動作放電電圧の前記目標値に応じた電圧を供給するクランプ基準電源と、エミッタが前記ダイオードの前記他方端子に接続され、エミッタ−コレクタ間が前記バイアス電流の経路となり、ベースに供給される前記クランプ基準電源によりオン状態とされるクランプトランジスタと、を有する。

さらに別の本発明に係るミュート回路は、前記クランプトランジスタが、エミッタ−ベース間のダイオード接合の向きが前記エミッタを基準として前記ダイオードの向きと同じであるものである。

本発明によれば、通常動作状態でのミュート動作をオン状態とする際には、ミュートスイッチを操作してコンデンサを放電する。この放電により、コンデンサの充電電圧は、満充電電圧から初期放電電圧の側へ変化するが、クランプ回路がコンデンサの端子間に、基準電圧と初期放電電圧との間の値に設定されるスイッチ動作放電電圧を印加するので、コンデンサは、その充電電圧がスイッチ動作放電電圧となる状態で放電を停止する。ミュート動作をオフ状態とする際には、この状態から充電が開始されるので、速やかに充電電圧が基準電圧を越え、差動回路の動作状態が反転してミュート制御信号がミュートオフに対応した状態へ遷移する。よって、オフ時リカバリタイムの短縮が可能となる。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

図１は、本実施形態に係るミュート回路の概略の構成を示す回路図である。このミュート回路は、例えば、半導体集積回路（ＩＣ）として構成され、例えば、低周波増幅器のミュート動作を制御する目的で、それら低周波増幅器を用いる各種の音声出力装置等の本体装置の一部として当該本体装置の回路に組み込まれる。

ＩＣのパッケージに設けられた外部接続端子であるＶcc端子には、ミュート動作の制御対象（目的回路）となる低周波増幅器等と共通の駆動電源として電圧Ｖccが供給される。また、外部接続端子であるＶm端子には、コンデンサＣm及び抵抗Ｒ４それぞれの一方端子が接続される。コンデンサＣmの他方端子は接地される。また抵抗Ｒ４の他方端子は、スイッチＳＷを介して接地可能に構成される。

コンデンサＣmは、トランジスタＱ３を含んで構成される充電回路により充電される。一方、本体装置の主電源のオフ等により駆動電源Ｖccの供給が停止すると、当該充電回路も停止し、コンデンサＣmはリーク電流等により放電し、端子Ｖmの電圧は初期放電電圧に向けて低下する。例えば、初期放電電圧は接地電位又はそれに近い値となる。また、コンデンサＣmは、スイッチＳＷをオンすることによっても放電される。具体的には、スイッチＳＷがオン状態とされると、コンデンサＣmの端子Ｖm側が抵抗Ｒ４を介して接地される。

また、コンデンサＣmの一方端子が接続される端子Ｖmの電圧は、ダイオードＤ１を含んで構成されるクランプ回路によって、所定電圧以下に下がらないようにクランプされる。

トランジスタＱ８，Ｑ９からなる差動対は、Ｑ８，Ｑ９それぞれのベース間に差動入力信号を印加される。ここで、基準電圧端子であるＱ９のベース電圧は、基準電圧源Ｖref2から印加される所定の基準電圧に固定されるので、当該差動対を含む差動回路の動作は、制御電圧端子であるＱ８のベースに印加される電圧の変化に応じて切り替わる。Ｑ８のベースに印加される電圧は、上述のように、コンデンサＣmの充電状態やクランプ回路による制御に応じて定まるが、差動回路の動作は、基本的に、コンデンサＣmの充電電圧が基準電圧Ｖref2より高いか低いかに応じて切り替わる。本ミュート回路は、このコンデンサＣmの充電状態に応じた差動回路の動作状態の切り替わりに基づいてミュート制御信号を生成し、出力端子ＯＵＴから目的回路へ出力し、目的回路はこのミュート制御信号に基づいてミュート動作のオン／オフを行う。

以下、本ミュート回路の構成及び動作を詳細に説明する。まず、充電回路を説明する。充電回路は、Ｖcc及び接地電位の間に直列に接続される抵抗Ｒ１，Ｒ２と、これらＲ１，Ｒ２の接続点に一方端子を接続され、Ｒ１，Ｒ２により抵抗分割された電圧を平滑化してリップルを除去するコンデンサＣrとを有する。コンデンサＣrにより平滑化された電圧は、抵抗Ｒ３を介してｎｐｎ型トランジスタＱ１のベースに印加される。トランジスタＱ１のエミッタは定電圧源Ｖrにより所定の正電圧を印加され、コレクタはダイオード接続されたトランジスタＱ２を介して電源Ｖccに接続される。Ｑ１はベースに正電圧を印加されてオンし、エミッタ−コレクタ間に電流を流す。そして、Ｑ１のコレクタ電流は、Ｑ２と共にカレントミラー回路を構成するＱ３にミラー電流Ｉ６を発生させ、これがコンデンサＣmの充電電流として端子Ｖmへ供給される。

差動回路は、ｎｐｎ型トランジスタＱ８，Ｑ９からなる差動対と、トランジスタＱ８，Ｑ９それぞれのエミッタに共通に接続された定電流源Ｉとを含んで構成される。上述のようにＱ８のベース電圧Ｖin1は、コンデンサＣmの充電電圧に応じて変化し、一方、Ｑ９のベース電圧Ｖin2はＶref2に設定される。差動対は、Ｖin1がＶin2より低い場合には、Ｑ８がオフ、Ｑ９がオンとなり、Ｑ９のエミッタ−コレクタ間に電流Ｉが流れる。一方、Ｖin1がＶin2より高い場合には、Ｑ８がオン、Ｑ９がオフとなり、定電流源による電流ＩはＱ８のエミッタ−コレクタ間に流れ、Ｑ９のエミッタ−コレクタ間には基本的に電流が流れない。Ｑ９とＶccとの間にはダイオード接続されたトランジスタＱ７が挿入され、このＱ７にはＱ９のコレクタと基本的に電流が流れる。

クランプ回路は、Ｑ７とＱ６とからなるカレントミラー回路を含んで構成される。このカレントミラー回路は、Ｑ９に流れる電流に相当するミラー電流であるバイアス電流Ｉ２をＱ６に生じる。Ｑ６のコレクタには、オフセット電圧発生回路とダイオードＤ１とが接続される。オフセット電圧発生回路は、トランジスタＱ４と定電圧源であるクランプ基準電源Ｖref1とを備える。Ｑ６のコレクタにはＱ４のエミッタが接続され、Ｑ４のコレクタは接地され、またベースは定電圧源であるＶref1から所定の正電圧を印加される。Ｑ４はベースに電圧Ｖref1を印加されてオンし、電流Ｉ４を流す。このオン状態でのエミッタ電圧はＶref1に応じた電圧に設定される。ダイオードＤ１はアノードをＱ６のコネクタ（Ｑ４のエミッタ）に、またカソードをＱ８のベース（又は端子Ｖm）にそれぞれ接続される。

ダイオードＤ１は、カソード電圧が低下すると、順方向にバイアスされ、Ｑ６のコレクタ電流の一部である電流Ｉ３を流す。この順方向バイアス状態では、カソード電圧はアノード電圧に応じた電圧が設定される。すなわち、Ｖccが立ち上がっている通常動作状態では、ダイオードＤ１のカソードが接続された端子Ｖmの電圧はオフセット基準電圧Ｖref1に応じた電圧を下回らないようにクランプされる。

本ミュート回路では、端子Ｖmの電圧に下限を設定するために、ダイオードＤ１をそのカソードが当該端子Ｖmに接続されるように配置している。そして、これに対応して、Ｑ４は、Ｑ６のコレクタから見たエミッタ−ベース間のダイオード接続の向きがダイオードＤ１と同じ向きとなるｐｎｐ型トランジスタとしている。ここで、トランジスタのエミッタ−ベース間の接合電位差をＶbeと表すと、オン状態でのＱ４のエミッタの電圧はＶref1＋Ｖbeとなる。ダイオードＤ１の接合電位差も基本的にＶbeとして扱うことができ、その向きを考慮すると、ダイオードＤ１のカソードの電圧はＶref1となる。すなわち、この構成では、端子Ｖmのクランプ電圧を、Ｖbeの影響を排して基本的にオフセット基準電圧Ｖref1とすることができるので、クランプ電圧が温度変化の影響を受けにくくなりミュート制御の精度向上が可能となる。

トランジスタＱ５は、Ｑ７と共にカレントミラー回路を構成する。このＱ５，Ｑ７からなるカレントミラー回路は、上記差動回路の動作状態に基づいてミュート制御信号を生成する制御信号生成回路を構成し、Ｑ９に流れる電流に相当するミラー電流Ｉ５をミュート制御信号として出力端子ＯＵＴから目的回路へ出力する。

図２は、駆動電源Ｖccの立ち上げ時の本ミュート回路の動作を説明するタイミング図である。図２（ａ）はトランジスタＱ８のベース電圧Ｖin1の時間変化を示しており、当該電圧Ｖin1はコンデンサＣmの充電電圧に応じて変化する。図２（ｂ）は、出力端子ＯＵＴから出力されるミュート制御信号の時間変化を示している。

図２を用いて、駆動電源Ｖccの立ち上げ時のミュート動作について説明する。時刻ｔ_０において、Ｖccが立ち上げられると、コンデンサＣmの充電が開始される。この充電開始時におけるコンデンサＣmの電圧は基本的に０Ｖである初期放電電圧であり、コンデンサＣmの充電電圧は、当該初期放電電圧から、コンデンサＣmがフルに充電された飽和レベル（満充電電圧）に到達する時刻ｔ_２まで、Ｖin1は漸次、上昇する。上述の差動対の動作により、時刻ｔ_０からのＶin1がＶref2より低い期間においては、Ｑ９に電流Ｉが流れ、ミュート制御信号として端子ＯＵＴから出力される電流Ｉ５は電流Ｉに応じた値となる。このミュート制御信号に対応して、低周波増幅器等の目的回路はミュート動作をオン状態とする。一方、コンデンサＣmの充電が進み、Ｖin1がＶref2の近傍の値となると、差動対を構成する両トランジスタＱ８，Ｑ９相互の電流バランスが急速に反転する（時刻ｔ_１）。時刻ｔ_１以降、Ｖin1がＶref2を越えている通常動作状態では、ミュート制御信号として端子ＯＵＴから出力される電流Ｉ５は基本的に０となる。このミュート制御信号に対応して、目的回路はミュート動作をオフ状態とする。

次に通常動作状態でのミュート動作を説明する。この通常動作状態の途中でのミュート動作は、スイッチＳＷにより実現される。スイッチＳＷは、ミュートオフ状態では、オフ状態に保たれ、Ｖin1をＶref2より高い電圧に保つ。この状態では、Ｑ９はオフ状態であり、Ｑ５から出力端子ＯＵＴへ出力される電流Ｉ５は基本的に０となる。この状態からミュートオン状態とするには、スイッチＳＷをオンしてコンデンサＣmを放電させ、Ｖin1をＶref2より低い電圧とする。これにより、Ｑ９がオン状態となり、Ｑ５から出力端子ＯＵＴへ出力される電流Ｉ５がＩとなる。一方、ミュートオン状態からミュートオフ状態とするには、スイッチＳＷをオフ状態に復帰させる。これにより、コンデンサＣmが充電回路からの電流Ｉ６で充電され、Ｖin1がＶref2より高い電圧へ回復し、端子ＯＵＴの出力電流が０となる。

図３は、この通常動作状態での本ミュート回路の動作を説明するタイミング図である。図３は図２と同様、図３（ａ）がトランジスタＱ８のベース電圧Ｖin1の時間変化を示し、図３（ｂ）が、出力端子ＯＵＴから出力されるミュート制御信号の時間変化を示している。Ｖccが定常状態に保たれた通常動作状態にある時刻ｔ_３から時刻ｔ_４までの期間において、スイッチＳＷをオン状態とする。スイッチＳＷをオンすると、コンデンサＣmの充電電圧が低下する。この充電電圧がＶref2を下回った時点で、差動対Ｑ８，Ｑ９の状態が反転し、Ｑ８がオフし、Ｑ９がオンする。Ｑ９がオンすると、上述のクランプ回路が動作する。すなわち、Ｑ４に電流が流れ、ダイオードＤ１のアノード電圧をＶref1＋Ｖbeに設定し、順方向にバイアスされるダイオードＤ１はそのカソード電圧がＶref1より下がらないように機能する。これにより、スイッチＳＷをオンしても、コンデンサＣmの充電電圧はＶref1までしか下がらない。なお、スイッチＳＷのオン時に差動対の状態が反転しミュートオンが実現されるように、Ｖref1はＶref2より低い電圧に設定されている。時刻ｔ_４においてスイッチＳＷをオフ状態へ復帰させると、電流Ｉ６による再充電によりＶin1がＶref1から上昇し始める（時刻ｔ_４）。再充電の開始時の充電電圧が、図６を用いて説明した従来のミュート回路と異なり、初期放電電圧（０Ｖ）より高いＶref1であることにより、Ｖref2を越えるまでの時間が従来より短縮される。ちなみに、図３（ａ）には、比較のため図６（ａ）に示した充電電圧の変化を点線で示している。本ミュート回路では、ミュート制御信号として端子ＯＵＴから出力される電流は、図３（ｂ）に示すように、時刻ｔ_３からＶin1がＶref2を越える時刻ｔ_５'近傍まで、電流値Ｉとなる。すなわちオフ時リカバリタイムは期間ｔ_４〜ｔ_５'であり、従来の期間ｔ_４〜ｔ_５より短くなる。また、従来のミュート回路ではオフ時リカバリタイムは一定であったが、本ミュート回路ではスイッチＳＷをオンしたときのクランプ電圧Ｖref1を変えることにより、目的回路に応じたオフ時リカバリタイムを設定することが可能である。

本発明の実施形態に係るミュート回路の概略の構成を示す回路図である。本発明の実施形態に係るミュート回路の駆動電源Ｖcc立ち上げ時のミュート動作を説明するタイミング図である。本発明の実施形態に係るミュート回路の通常動作状態でのミュート動作を説明するタイミング図である。従来のミュート回路の構成を示す回路図である。従来のミュート回路の駆動電源Ｖcc立ち上げ時のミュート動作を説明するタイミング図である。従来のミュート回路の通常動作状態でのミュート動作を説明するタイミング図である。

符号の説明

Ｃｍ，Ｃr コンデンサ、ＳＷスイッチ、Ｑ１〜Ｑ９トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ４抵抗、Ｖref1 オフセット基準電源、Ｖref2 基準電圧源。

Claims

目的回路への駆動電源の供給停止とミュートスイッチの放電動作とのそれぞれによって放電し、かつ前記駆動電源の供給開始又は前記ミュートスイッチの前記放電動作の終了によって充電が開始されるコンデンサを利用し、当該コンデンサの充電電圧に基づいて、前記目的回路のミュート動作のオン／オフを制御するミュート制御信号を生成するミュート回路において、
所定の基準電圧を供給する基準電圧源と、
一対のトランジスタからなり、前記基準電圧源に接続された基準電圧端子と前記コンデンサに接続された制御電圧端子とを差動信号入力端子とする差動対を含み、前記制御電圧端子に印加される前記充電電圧に応じて前記両トランジスタのオン／オフ状態を切り換え動作状態が変わる差動回路と、
前記駆動電源に基づき電流を生成して前記コンデンサを充電し、前記駆動電源の供給開始時にはその供給開始前における初期放電電圧から、又、前記ミュートスイッチの放電動作時にはその動作後におけるスイッチ動作放電電圧から、それぞれ前記充電電圧を満充電電圧へ向けて変化させて、前記差動回路の動作状態をミュートオンに対応する状態からミュートオフに対応する状態へ変化させる充電回路と、
前記差動回路の動作状態に基づいて前記ミュート制御信号を生成する制御信号生成回路と、
前記スイッチ動作放電電圧を前記初期放電電圧と前記基準電圧との間の所定の電圧にクランプするクランプ回路と、
を有し、
前記ミュートスイッチの前記放電動作の終了から前記充電電圧が前記基準電圧に達するまでの期間は、前記駆動電源の前記供給開始から前記充電電圧が前記基準電圧に達するまでの期間より短くなるように構成されていること、
を特徴とするミュート回路。
目的回路への駆動電源の供給停止とミュートスイッチの放電動作とのそれぞれによって放電し、かつ前記駆動電源の供給開始又は前記ミュートスイッチの前記放電動作の終了によって充電が開始されるコンデンサを利用し、当該コンデンサの充電電圧に基づいて、前記目的回路のミュート動作のオン／オフを制御するミュート制御信号を生成するミュート回路において、
所定の基準電圧を供給する基準電圧源と、
一対のトランジスタからなり、前記基準電圧源に接続された基準電圧端子と前記コンデンサに接続された制御電圧端子とを差動信号入力端子とする差動対を含み、前記制御電圧端子に印加される前記充電電圧に応じて前記両トランジスタのオン／オフ状態を切り換え動作状態が変わる差動回路と、
前記駆動電源に基づき電流を生成して前記コンデンサを充電し、前記充電電圧を前記駆動電源の供給開始前における初期放電電圧又は前記ミュートスイッチの放電動作時におけるスイッチ動作放電電圧から満充電電圧へ向けて変化させて、前記差動回路の動作状態をミュートオンに対応する状態からミュートオフに対応する状態へ変化させる充電回路と、
前記差動回路の動作状態に基づいて前記ミュート制御信号を生成する制御信号生成回路と、
前記スイッチ動作放電電圧を前記初期放電電圧と前記基準電圧との間の所定の電圧にクランプするクランプ回路と、
を有し、
前記クランプ回路は、前記一対のトランジスタのうち前記ミュートオン時にオン状態となる差動トランジスタに流れる電流に応じたバイアス電流を生じるバイアス回路を含み、
前記バイアス回路は、前記バイアス電流に基づいて前記制御電圧端子に前記スイッチ動作放電電圧を生起すること、
を特徴とするミュート回路。
請求項２に記載のミュート回路において、
前記バイアス回路は、前記差動トランジスタに流れる電流のミラー電流を生成し前記バイアス電流とするカレントミラー回路を有すること、を特徴とするミュート回路。
請求項２又は請求項３に記載のミュート回路において、
前記バイアス回路は、
前記バイアス電流の経路に挿入され、当該バイアス電流に基づいて前記スイッチ動作放電電圧の目標値に応じたオフセット電圧を発生するオフセット電圧発生回路と、
一方端子を前記制御電圧端子に接続され、他方端子に前記オフセット電圧を印加されるダイオードと、
を有し、
前記ダイオードは、前記一方端子に前記初期放電電圧を印加され、前記他方端子に前記オフセット電圧を印加された状態で順方向バイアスとなること、
を有することを特徴とするミュート回路。
請求項４に記載のミュート回路において、
前記オフセット電圧発生回路は、
前記スイッチ動作放電電圧の前記目標値に応じた電圧を供給するクランプ基準電源と、
エミッタが前記ダイオードの前記他方端子に接続され、エミッタ−コレクタ間が前記バイアス電流の経路となり、ベースに供給される前記クランプ基準電源によりオン状態とされるクランプトランジスタと、
を有することを特徴とするミュート回路。
請求項５に記載のミュート回路において、
前記クランプトランジスタは、エミッタ−ベース間のダイオード接合の向きが前記エミッタを基準として前記ダイオードの向きと同じであること、
を特徴とするミュート回路。