SE467181B - Digitalt foerdroejningsfilter - Google Patents

Description

\ 467 181 2 del (t.ex. l/8) av samplingsfrekvensen. En lösning på proble- met skulle kunna vara att öka samplingsfrekvensen, men en så- dan lösning är inte alltid praktisk i tillämpningar där samp- lingsfrekvensen bestäms av andra systemkonstruktionsparamet- rar, hänsyn till kostnader eller industrinormer. Detta är exem- pelvis fallet då det gäller sådana konsumentvaror som digital- televisionsmottagare, digitalskivspelare för tonfrekvensområ- det e.dyl.

En annan möjlig lösning vore att åstadkomma den önskade fördröjningen medelst en "högre ordningens" interpolator som använder sig av flera samplar av ingångssignalen för att bilda den fördröjda signalen. Exempelvis bildar kvadratiska interpola- torer en vägd summa av fyra samplar av ingångssignalen då det gäller att alstra en fördröjd signal, varvid de har överläg- set amplitud- och fasgensvar i jämförelse med linjära tvåpunkts- interpolatorer. Såsom man kan förvänta erhålls emellertid des- sa förbättrade prestanda hos högre ordningens interpolatorer på bekostnad av att kretsarna blir betydligt mera komplexa, särskilt med avseende på antalet komplexa digitala aritmetiska operationer som måste utföras, såsom multiplicering med variab- ler och adderingar med tal.

En fördröjningsanordning i enlighet med föreliggande upp- finning innefattar källor för att åstadkomma en digital ingångs- signal med en given samplingstakt och en fördröjningsreglerings- signal. Ett första filterorgan fördröjer den digitala ingångs- signalen såsom en funktion av fördröjningsregleringssignalen i bråkdelsinkrement av samplingsperioden genom linjär interpole- ring av angränsande samplar av den digitala ingångssignalen.

Ett andra filterorgan med gensvaret noll vid frekvensen noll och en fördröjning lika med en udda multipel av halva samplings- perioden filtrerar den digitala ingångssignalen och bildar där- vid en kompenseringssignal som medelst ett utgångsorgan kombi- neras med den fördröjda digitalsignalen under bildande av en resulterande signal. Amplitudregleringsorgan, som är kopplade med det andra filterorganet, reglerar amplituden hos kompense- ringssignalen såsom en förutbestämd funktion av fördröjnings- regleringssignalen för att minimera variationer i såväl ampli- tuden som fördröjningen hos nämnda resulterande signal för oli- ka frekvenskomposanter hos nämnda ingångssignal.

I) 467 181 3 Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj i det följande under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka lika element är markerade med lika hänvisningsbeteckningar, varvid figur 1 visar ett blockschema över en känd form av digitalfördröjnings- anordning som utnyttjar ett linjärt tvåpunktsinterpolationsfil- ter, figur 2 är ett diagram som åskådliggör frekvensgensvaret hos anordningen enligt figur l såsom en funktion av fördröjning- en, figur 3 är ett fasvektordiagram som åskådliggör arbetssät- tet hos anordningen enligt figur 1, figur 4 är ett diagram som åskådliggör amplitud- och fasfel såsom en funktion av fördröj- ningen för interpolationsfiltret enligt figur 1, figur 5 är en del av fasvektordiagrammet enligt figur 3 omritad för att åskådliggöra en aspekt av föreliggande uppfinning, figur 6 är ett blockschema över en fördröjningsanordning som utgör en ut- föringsform av uppfinningen, figur 7 visar ett diagram som åskådliggör amplitudgensvaret hos filtret 40 i anordningen en- ligt figur 6, figur 8 är ett diagram som åskådliggör olinjär amplitudreglering i anordningen enligt figur 6, figur 9 är en kurvskara som åskådliggör det totala amplitudgensvaret såsom funktioner av frekvens och fördröjning i anordningen enligt figur 6, figur 10 är ett diagram, i vilket gruppfördröjnings- karakteristikorna för anordningen enligt figur 6 är jämförda med gruppfördröjningkarakteristikorna för den tidigare kända anordningen enligt figur l, figur ll är ett blockschema som åskådliggör vissa modifikationer av fördröjningsanordningen enligt figur 6, figur 12 är ett blockschema som åskådliggör vissa modifikationer av anordningen enligt figur ll, och figu- rerna 13, 14 och 15 visar tabeller med multipliceringskoeffi- cienter som har samband med anordningarna i de respektive fi- gurerna 6, ll och 12.

För att man skall kunna förstå föreliggande uppfinning är det till god hjälp att först betrakta vissa framträdande drag och olägenheter i den kända fördröjningsanordningen enligt fi- gur 1. En analogsignal S1 tillförs till ingången till en ana- log-digitalomvandlare 12 (A/D-omvandlare), som mottar en klock- eller samplingssignal med frekvensen Fs från en lämplig källa (inte visad) och avger en digital utgångssignal S2 med en samp- lingsperiod Ts lika med reciprokstorheten av omvandlings- eller \ 467 181 4 samplingsfrekvensen Fs. I åskådliggörande syfte kommer det att antas att signalen Sl är en videosignal och att samplingssigna- len Fs har en frekvens lika med fyra gånger färgunderbärvågs- referensfrekvensen hos signalen Sl. För NTSC-standardsignaler skulle Fs uppgå till 4 x 3,579545 MHz, varjämte samplingsperio- den Ts skulle uppgå till ca. 70 nanosekunder. Analog-digital- videoomvandlare ger vanligen en upplösning av storleksordning- en åtta bitar och avger en utgångssignal i parallell form. För att förenkla ritningen har en enda linje använts för att rep- resentera en parallellsignalbussledning. Det skall framhållas att signalen S1 kan vara någon annan signal än en videosignal och att behandling kan utföras på signalen S2 i serieform i stället för parallellform. Man föredrar emellertid att behand- la digitaliserade videosignaler i.parallell form därför att man därigenom undviker behovet av logikelement för exceptio- nellt höga hastigheter.

Digitalsignalen S2 matas till ingången 14 till det linjä- ra interpolationsfiltret 10 som inkluderar ett fördröjnings- element 16 för att fördröja signalen S2 med en samplingsperi- od Ts. Elementet 16 kan såsom ett exempel omfatta en åttabits- parallellåsning eller databuffert som klockstyrs av signalen Fs. Den icke-fördröjda signalen S2 och den fördröjda signalen S3 matas via varsin multiplikator 18 resp. 20 till en adderare 22 som har en utgång 24 för tillförsel av en fördröjd digital utgångssignal S4 till en digital-analogomvandlare 26 (D/A-om- vandlare) för omvandling tillbaka till analog form. Skilda ty- per av digitala videobehandlingsanordningar kan inkopplas mel- lan omvandlaren 12 och ingången 14 och/eller mellan utgången 24 och omvandlaren 26.

Multiplikatorerna 18 och 20 multiplicerar signalerna S2 och S3 med varsin faktor 1-K resp. K, där K är ett bråk som kan bringas att variera från noll till ett såsom gensvar på en regleringssignal (inte visad) för att reglera fördröjningen.

Fördröjningen som åstadkommes av filtret 10 vid likström och mycket låga frekvenser (t.ex. frekvenser som ligger en stor- leksordning under samplingsfrekvensen Fs) åstadkommes helt en- kelt av produkten KTs. Vid högre frekvenser kan fördröjningen vara konstant eller annars kan den öka eller minska beroende vi! 467 181 5 på värdet hos K. Gruppfördröjningen (dvs. den takt i vilken fasen ändras med frekvensen) hos filtret 10 är visad medelst de heldragna linjerna i figur 10, vilka representerar grupp- fördröjningskarakteristikorna hos filtret 10 såsom en funktion av både frekvensen och variabeln K. I syfte att utföra jämfö- relse med en anordning som utgör en utföringsform av uppfin- ningen har en fördröjning med en klockperiod (dvs. 70 nanose- kunder) adderats till gruppfördröjningsskalan på ritningen.

Det bör observeras att för K-värden lika med l/8, 2/8 och 3/8 avtar gruppfördröjningen med frekvensen medan den tilltar för K-värdena 5/8, 6/8 och 7/8. Gruppfördröjningen är konstant en- dast för K-värdena 0, l/2 och l. Amplitudgensvaret hos filtret 10 avtar snabbt med frekvensen för andra värden hos K än noll eller ett, såsom är visat i figur 2, varvid det ogynnsammaste fallet är K = l/2, där, såsom är visat, amplitudfelet överskri- der 3 dB vid en frekvens som utgör l/4 av samplingsfrekvensen Fs.

Det ovanstående har sammanfattats för den bestämda frekven- sen som är lika med 0,25 Fs (dvs 3,579545 MHz) i fasvektordia- grammet enligt figur 3, där fasvektorerna A-F visar amplituden och fasen hos signalen S4 i förhållande till signalen S2 för K-värden som går i steg om 0,2 mellan noll (ingen fördröjning) och ett (en sampelintervallfördröjning). Såsom är visat ligger orten för utgångssignalen S4 på en rät linje (streckad), under det att den önskade utsignalen (om inga amplitud- och fasfel skulle finnas) skulle ligga på en enhetskrets definierad av på lika inbördes avstånd från varandra belägna fasvektorer A, B'-E' och F med konstant amplitud. Såsom är visat råder betydande fel både i amplitud och fas. Det maximala amplitudfelet inträffar när fördröjningsfaktorn K är lika med 0,5 (inte visat) och upp- går till noll vid K-värdena 0 resp. l. Fasfelen är noll vid K- värdena 0, 0,5 och 1. Fasfelmaximivärden erhålls när K ligger inom intervallen 0-0,5 och 0,5-l och är motsatt riktade i nämn- da intervall.

Amplitud- och fasfelkarakteristikorna hos det linjära in- terpolationsfiltret, vilka är angivna i fasvektordiagrammet en- ligt figur 3 för den bestämda frekvensen 0,25 Fs, är omritade i figur 4 för att understryka vissa aspekter av problemet som x 467 181 6 föreliggande uppfinning är inriktad på. En sådan aspekt är att vartdera av amplitudfelet och fasfelet är helt olika funktioner av fördröjningsregleringsvariabeln K och att båda feltyperna också är funktioner av frekvensen. Eftersom fasfelen har ett annat funktionsberoende av variabeln K än amplitudfelen skulle man rimligtvis kunna komma till den slutsatsen att individuel- la nät med varsitt enhetligt och unikt beroende av frekvensen och variabeln K skulle behövas för att korrigera amplitud- och fasfelen hos filtret 10. Om man emellertid närmar sig proble- met på detta sätt kan detta lätt leda till en konstruktion med samma komplexitet som ett högre ordningens interpolationsfilter.

Föreliggande uppfinning ligger dels i konstaterandet av ett bestämt samband mellan fyra av de sex fasvektorerna A-F i figur 3, dels i att sambandet mellan de utvalda fasvektorerna bland fasvektorerna A-F utnyttjas vid konstruktion av ett en- da nät som korrigerar fel både i amplituden och i fasen hos den linjära interpolatorn enligt figur l.

Härvid konstateras att fasvektorerna J, K, L och M i fas- vektordiagrammet enligt figur 3 alla pekar i nästan samma rikt- ning, dvs de är nästan parallella i fasvektordiagrammet. Detta samband är bättre visat i figur 5, där fasvektordiagrammet är delvis omritat med fasvektorerna J, K, L och M flyttade till origo. I en fördröjningsanordning som utgör en utföringsform av uppfinningen approximeras fasvektorerna J, K, L och M me- delst en enda korrigeringssignal som har en väsentligen kon- stant fördröjning med avseende på ingångssignalen S2 lika med en udda multipel av 0,5 Ts och en amplitud som är beroende av frekvensen och fördröjningsregleringsvariabeln K, såsom kommer att förklaras. I figur 5 svarar fördröjningen Ts/2 hos korri- geringsfasvektorn S9 mot vinkeln -450 vid frekvensen Fs/4. Man ser att fasvektorn S9 vid denna frekvens är tämligen represen- tativ för riktningen hos fasvektorerna J, K, L och M som, så- som har nämnts ovan, representerar felen som är karakteristis- ka för filtret 10 vid frekvensen 0,25 Fs.

Eftersom fasvektorn S9 alstras genom att man fördröjer S2 med en bestämd tidsperiod kommer fasen för fasvektorn S9 att bli en linjär funktion av frekvensen, varför fasvektorn S9 "spårföljer“ fasvektorerna J, K, L och M vid andra frekvenser. 467 181 7 Om exempelvis ingångssignalfrekvensen reduceras till Fs/8 kom- mer alla fasvektorerna J, K, L och M att peka väsentligen i riktningen -22,50. Detta kommer också att gälla fasvektorn S9 därför att fördröjningen Ts/2 vid frekvensen S/8 svarar mot l/8 av ingångssignalens period. Amplitudkarakteristiken hos fasvektorn S9 regleras såsom en olinjär funktion av variabeln K, såsom kommer att förklaras under hänvisning till figurerna 7 och 8, och varierar med frekvensen på så sätt att denna enda korrigeringssignal korrigerar såväl amplitud- som fasfel hos utgångssignalen S4 från filtret 10.

I det i figur 6 visade exemplet på uppfinningen har ampli- tud- och fasfelen hos filtret 10, vilka är representerade av fasvektorerna J, K, L och M i figur 3, väsentligen minskats inom ett brett frekvensområde med minimal amplitudöverskjut- ning och nästan konstant gruppfördröjning genom att till signa- len S4 fogats en kompensationssignal S9 uttagen ur signalen S2 med vissa reglerade amplitudegenskaper och specificerade fördröjningsegenskaper. Såsom kommer att förklaras i detalj nedan alstras kompensationssignalen genom att man kombinerar ett filter med en fördröjning som uppgår till en udda multipel av halva samplingsperioden och amplitudgensvaret noll vid fre- kvensen noll och en amplitudregleringsanordning som varierar amplituden hos kompenseringssignalen såsom en icke-linjär funk- tion av den fördröjningsreglerande variabeln K.

I figur 6 matas den digitala ingångssignalen S2 som skall fördröjas (härrörande från analog-digitalomvandlaren 12, inte visad) till en ingång 30, varjämte fördröjningsregleringssig- nalen S6 matas till en fördröjningsregleringsingång 32. Liksom i diskussionen avseende figur l antas signalen S2 vara en vi- deosignal som är digitaliserad med en sampelperiod Ts lika med ca. 70 nanosekunder, varjämte fördröjningsregleringssignalen (också digital) representerar ett bråk K som ligger mellan noll och ett. Signalen S6 tillförs direkt till multiplikatorn 20 i filtret 10 och via ett läsminne (ROM) 34 till multiplikatorn 18 för att reglera fördröjningen som åstadkommes av filtret 10 såsom har beskrivits ovan. ROM 34 programmeras på det sätt som är visat i tabellen enligt figur 13 så att den alstrar regle- ringssignalen S7 som då blir lika med 1-K ur regleringssigna- 467 181 8 len S6 som är lika med K. Såsom är visat varierar K i steg om 1/8 från noll till ett, varjämte signalen S7 (K-1) varierar i - steg om 1/8 från ett till noll och fördröjningen som åstadkom- mes av filtret l0 varierar i steg om l/8 av sampelperioden Ts från 0 till Ts.

Signalen S2 förs till ingången 14 till filtret 10 via en fördröjningsenhet 36 som har fördröjningen Ts (70 nanosekunder).

Följaktligen varierar den totala fördröjningen hos utgångssig- nalen S4 från filtret 10 i förhållande till ingångssignalen S2 från ett minimivärde Ts för K = O till ett maximivärde 2Ts för K = 1 såsom är visat i figur 10. Detta svarar mot ett fördröj- ningsområde mellan 70 och 140 nanosekunder för just den samp- lingsfrekvensen som har antagits (dvs. fyra gånger färgunder- bärvågsfrekvensen). I detta exempel på uppfinningen skulle för- dröjningsenheten 36 kunna vara inkopplad antingen framför el- ler bakom det linjära interpolationsfiltret 10 i kaskadkopp- lingen av element.

Anledningen till att en fixerad minimifördröjning tillfo- gas till signalen S4 är att just filtret 40, som har valts för att alstra kompensationssignalen S9 som i sista hand adderas till signalen S4 för att korrigera amplitud- och fasfel, är av en typ som har fördröjningen 3Ts/2. I enlighet med en aspekt av uppfinningen bör fördröjningen hos kompenseringsfiltret 40 utgöra hälften av en sampelperiod (Ts/2) med avseende på sig- nalen S4 när filtret 10 är inställt till sin minimifördröjning (noll). Uttryckt på annat sätt bör minimifördröjningen hos signalbanan i vilken filtret 10 ingår väljas så, att den för- dröjda signalen S4 och kompenseringssignalen S9 får lika för- dröjningar när filtret 10 är så inställt, att det ger fördröj- ningen Ts/2. Fördröjningen Ts, som åstadkommes av enheten 36, säkerställer att dessa inbördes fördröjningsförhållanden blir uppfyllda. Om filtret 40 ändras och då får sådan form, att dess fördröjning utgör en högre udda multipel av 0,5 Ts, bör ytterligare fördröjning tillfogas till interpolationsfiltrets signalbana. Om omvänt filtrets 40 fördröjning minskas till Ts/2 kan fördröjningsenheten 36 utgå.

Amplitud- och faskompensationssignalen S9 alstras genom att ingångssignalen matas till ett nät som innefattar ett kom- Åh 467 181 9 pensationsfilter 40 och en multiplikator 52, vilka är kaskad- kopplade. Ingetdera av dessa element, taget för sig självt, kan korrigera antingen fasfel eller amplitudfel. När de kombi- neras korrigerar emellertid den resulterande kompenseringssig- nalen båda typerna av fel. I kombinationen har filtret 40 de dubbla funktionerna att (1) fördröja signalen S2 med en udda multipel av halva sampelperioden (i detta fall 3Ts/2) och (2) reglera amplituden hos kompenseringssignalen såsom en funktion av frekvensen. Generellt sett bör amplitudgensvaret öka med fre- kvensen inom hela eller större delen av frekvensområdet för ingångssignalen S2. Multiplikatorn 52 varierar vidare amplitu- den hos signalen S9 såsom en linjär funktion av fördröjnings- regleringssignalen S6 för att åstadkomma maximal kompensation för fördröjningar svarande mot udda multiplar av Ts/2 och mins- ta (noll) kompensation för fördröjningar svarande mot heltals- multiplar av Ts.

Det finns många möjliga tillämpningar för filtret 40 med egenskaperna med (1) en stigande karakteristik för amplitud av- satt mot frekvens och (2) en väsentligen konstant fördröjning av en udda multipel av halvsamplingsperioden Ts. Det bestämda filtret som är visat i figur 6 som filtret 40 är ett filter med linjär fas (dvs. konstant fördröjning) med fördröjningen 3Ts/2 och en amplitudkarakteristik A som är given av uttrycket: A = 2 Cos (9/2) - 2 Cos (39/2) (1) där 9 representerar frekvensen i radianer per sekund. Denna funktion är uppritad i figur 7, där man ser att gensvaret ut- gör en periodisk funktion av Fs/2.

Av betydelse för föreliggande uppfinning är att amplitud- gensvaret har ett minimum (noll) vid frekvensen noll och gene- rellt ökar med frekvensen inom hela frekvensområdet för ingångs- signalen S2. Såsom har nämnts ovan antas signalen S2 vara en digitaliserad videosignal. För att förhindra aliasering är det brukligt att man begränsar bandbredden hos videosignaler före analog-digitalomvandling, Då det gäller NTSC-signaler sträcker sig den maximala luminanssignalbandbredden ungefär till fre- kvensen 4,2 MHz. Amplitudgensvaret hos filtret 40 sträcker no 467 181 10 sig, såsom är visat, nästan till Fs/3 (4,77 MHz) innan topp- bildning sker, och det överskrider således ingångssignalfre- .kvensområdet. Ehuru detta särdrag hos uppfinningen är i hög grad önskvärt, eftersom det ger överlägsna totala gruppfördröj- ningskarakteristikor, sträcker sig det användbara korrigerings- området förbi toppen hos vågen A till en frekvens som är något högre än Fs/3. Användbart gensvar till ännu högre frekvenser kan erhållas genom att man tillfogar ytterligare filtersektio- ner till filtret 40 om så önskas. Ännu en gång är de viktigare egenskaperna för föreliggande uppfinnings syften att fördröj- ningen utgör en udda multipel av Ts/2 och att amplitudgensva- ret ökar med frekvensen inom en betydande del (företrädesvis hela) av frekvensområdet för ingångssignalen.

Skalan i figur 7 är normaliserad med avseende på ingångs- signalen S2, dvs. signalen S2 antas ha storleken l. Den verti- kala skalan representerar således förstärkningen hos filtret 40 för signalen S2. Såsom är visat är filterförstärkningen obe- roende av fördröjningsregleringsvariabeln K, varvid den har ett värde lika med ca. 2,8 vid frekvensen Fs/4, såsom är marke- rat medelst punkten C. I figurerna 2, 3 och 4 ser man att amp- litudfelet maximalt är av storleksordningen 3 dB för K = 0,5 och minskar efter hand som K närmar sig noll resp. ett. Multip- likatorn 52 ger dämpning av signalen S9 och varierar dämpningen såsom en funktion av K såsom är visat i figur 8, där C repre- senterar multiplikatorförstärkningen. Vid den bestämda frekven- sen Fs/4 är således den totala förstärkningen hos filtret 40 och multiplikatorn 52 för K = 3/8, 4/8 och 5/8 lika med 3/32 x 2,8, vilket ger ca. 0,26. Förstärkningen varierar i en- skilda steg om K/8 och är lika med 0,18 för K = 2/8 och 6/8 resp. 0,09 för K = 1/8 och K = 7/8. Förstärkningen är noll för K = 0 och K = l. Vid andra frekvenser varierar förstärkningen på det i figur 7 visade sättet och blir lika med produkten mel- lan den av K beroende variabeln C enligt figur 8 och filterför- stärkningen enligt figur 7.

Om nu konstruktionsdeltaljerna hos filtret 40 betraktas blir filterfunktionen uttryckt i Z-transformationsskrivsättet: l -2 H(z) = -1 + Z* + Z 3 - Z- (3) 467 181 ll Denna överföringsfunktion anger att utgångssignalen S9 utgör summan av ingångssignalen S2 fördröjd med Ts och ingångssigna~ len fördröjd med 2Ts minus det aktuella värdet hos ingångssig- nalen minus ingångssignalen fördröjd med 3Ts. Denna funktion förverkligas i filtret 40 medelst tre fördröjningselement 42, 44 och 46, av vilka vart och ett ger en fördröjning lika med sampelperioderna Ts, och två subtraherare 48 och 50. Uttaget 30 är anslutet direkt till minusingången hos subtraheraren 48 och via elementet 42 till plusingången hos subtraheraren 48, varigenom man vid subtraherarens 48 utgång erhåller en signal S10 som är lika med ingångssignalen fördröjd med Ts minus den ofördröjda ingångssignalen. Signalen S9 erhålls vid utgången från subtraheraren 50 genom att man tillför signalen S10 di- rekt till plusingången hos subtraheraren 50 och via de kaskad- kopplade fördröjningselementen 44 och 46 till minusingången till subtraheraren 50.

Kompensationssignalen S9 som avges av filtret 40 tillförs via multiplikatorn 52 till en adderare 54 som mottar signalen S4 vid sin andra ingång och avger en kompenserad signal S12 till utgången 56. Signalen S12 kan omvandlas tillbaka till analog form medelst en digital-analogomvandlare (inte visad) om så önskas, eller annars kan den utsättas för ytterligare digital behandling i en given tillämpning.

Multiplikatorn 52 styrs av ROM 34 och bringas därvid att variera amplituden hos kompensationssignalen S9 såsom en icke- linjär funktion av värdet hos fördröjningsregleringssignalen S6 såsom har diskuterats i samband med figur 8. Tabellen en- ligt figur 13 ger en förteckning över värdena hos 1 - K, K, C, fördröjningsändringen och den totala fördröjningen. Figur 9 är en kurva över det totala frekvensgensvaret hos anordningen en- ligt figur 6. Observera att för alla K-värden som är visade i figur 9 är amplitudvariationerna mindre än ca. 0,5 dB från fre- kvensen noll till 1/4 av samplingsfrekvensen (0,25 Fs). Detta innebär en betydande förbättring i amplitudgensvar i jämförel- se med det i figur 2 visade gensvaret hos filtret 10.

I figur 10 ställs gruppfördröjningsgensvaret hos fördröj- ningsanordningen enligt figur 6_(streckade linjer, signalen S12) i kontrast till gensvaret hos det okompenserade linjära inter- 467 181 12 polationsfiltret 10 (heldragna linjer, signalen S4). Gruppför- dröjningen är visad både i nanosekunder och uttryckt i samp- lingsperioden Ts. Observera att gruppfördröjningen som åstad- kommes av det kompenserade filtret är väsentligen oberoende av frekvensen från noll till en frekvens över Fs/4 för'K-värden lika med 1/8, 2/8, 3/8, 5/8, 6/8 och 7/8, under det att det okompenserade filtret har betydande fel som uppgår till ca.

Ts/8 för samma K-värden vid Fs/4.

Figur ll visar skilda modifikationer i anordningen enligt figur 6. Exempelvis har fördröjningselementet 36 eliminerats genom att ingången 14 till filtret 10 har kopplats till utgång- en från fördröjningselementet 42 i filtret 40. Således åstad- kommer filtret 40, förutom att det ger faskompensation för filt- ret l0, också minimifördröjningen med en sampelperiod hos sig- nalen S2 i interpolationsfiltrets signalbana.

En annan ändring i figur ll är att en multiplikator 53 har införts i banan mellan multiplikatorn 52 och adderaren 54 och att en multiplikator 55 har införts i banan mellan adderaren 54 och utgången 56. Multiplicerings- eller skalbildningsfakto- rerna är l/4 resp. l/8. Såsom följd av detta blir signalen S9 effektivt dividerad med 32. Detta möjliggör att amplitudreg- leringssignalen C kan åstadkommas av ett heltal (t.ex. ett av två bitar bestående binärtal) mellan 0 och 3. ROM 34 är program- merat på det sätt som är visat i tabellen enligt figur 14 för att omvandla talet K (ett av tre bitar bestående binärtal som ligger mellan 0 och 7) till talet C. Alternativt kan denna om- vandling åstadkommas medelst enskilda logikgrindar. Multiplice- ringen med heltal och divideringen med faktorerna 1/4 och 1/8 resulterar matematiskt i exakt samma skalbildningsfaktorer som är visade i tabellen enligt figur 10 för signalen S9, varför den erhållna kompenseringen blir exakt densamma som enligt fi- gur 4, ehuru själva konstruktionen är annorlunda. Skälet till att divisionsfaktorn l/32 är uppdelad i två faktorer l/4 resp. l/8 är att en ändring också görs i filtret 10 för att möjlig- göra multiplicering med heltal då det gäller att fastställa fördröjningen, såsom kommer att förklaras.

Ytterligare en ändring i figur 5 är att det linjära inter- polationsfiltret 10 har ändrats till en annan utformning som 467 181 13 är matematiskt ekvivalent med den tidigare utformningen men som inte kräver multiplicering med faktorn l - K. Detta elimi- nerar behovet av multiplikatorn 18 och minskar också kraven som ställs på minnet ROM 34, eftersom faktorerna 1 - K inte behöver alstras med utgångspunkt från K.

Om nu detaljerna i ändringarna betraktas ser man att utta- get 14 är kopplat till en multiplikator 19 för multiplicering med åtta (X8) och till ingången till multiplikatorn 20, som styrs av signalen S6 som representerar fördröjningsreglerings- signalen K, som i detta exempel på uppfinningen är ett heltal, såsom är visat i figur 14. Eftersom utgångssignalen i sista hand delas med åtta i enheten 55 blir det effektiva värdet hos K detsamma som i exemplet enligt figur 6, nämligen ett bråk som varierar i steg om 1/8. Eftersom K är ett heltal i filtret 10 multipliceras signalen S2 med 8 i multiplikatorn 19 för att kompensera för de uppskalade signalnivåerna i filtret 10 som i sista hand nedskalas av samma faktor (1/8) i divideringsenhe- ten 55.

En subtraherare 21 subtraherar utsignalen från multiplika- torn 20 från utsignalen från multiplikatorn 19. Adderaren 22 är så inkopplad, att den adderar utsignalen från multiplikatorn 20 (fördröjd med Ts i fördröjningselementet 16) till utsigna- len från subtraheraren 21, varvid den fördröjda signalen S4 alstras. Överföringsfunktionen hos det modifierade filtret är matematiskt identisk med sin tidigare form (bortsett från skal- ningsfaktorn med multiplicering med 8), varför amplitud- och fasgensvaret är oförändrade i förhållande till anordningen en- ligt figur 4.

Det utgör ett särdrag hos fördröjningsanordningen enligt figur ll att antalet binära multiplikatorer med variabel koef- ficient har minskats från tre till två, varigenom utformningen av anordningen har förenklats i hög grad. Multiplikatorerna som har tillfogats (t.ex. 19, 53 och 55) är multiplikatorer med fast koefficient och med koefficienter som utgör exponenter av två. Detta medför att endast en förskjutning åt vänster be- höver utföras för multiplicering med ett heltal (t.ex. X8) el- ler en förskjutning åt höger för multiplicering med ett bråk (t.ex. 1/4 eller 1/8) och åstadkommes genom lämplig inkoppling 467 181 14 av signalledarna. För att exempelvis utföra multiplicering med åtta adderas tre nollor till de minst signifikanta bitlägena hos binärtalet. Denna funktion kan utföras genom att man in- kopplar de tre LSB-ingångarna hos den additiva ingången till subtraheraren 21 till logiknollnivån (t.ex. jord) och tillför signalen S2 till subtraherarens återstående ingångar av högre ordning. Multiplicering med negativa exponenter 2 innebär att man kasserar bitar. I adderaren 54 kan exempelvis signalen S9 divideras med 4 genom att man tillför endast den tredje LSB- biten och bitar av högre ordning hos signalen S9 till addera- rens ingångar. Således blir den resulterande verkan av att man tillfogar multiplikatorer med fixerad konstant och utelämnar multiplikatorn 18 med variabel koefficient i anordningen en- ligt figur ll att man erhåller en betydande förenkling av an- ordningen. Närmare bestämt använder anordningen sig endast av två multiplikatorer med variabel koefficient, den ena (52) i signalbanan för S9 och den andra (20) i interpolationsfiltret.

Figur 12 åskådliggör en modifiering av anordningen enligt figur ll för att fördubbla fördröjningsupplösningen och för att eliminera ett antal kretselement utan att strömkretsfunk- tionerna ändras och utan att anordningens totala prestanda änd- ras. Utformningen av filtret 10 har i hög grad förenklats genom att man förlitar sig på filtret 40 för att utföra vissa signal- fördröjnings- och subtraktionsfunktioner som tidigare har ut- fört av enskilda element i filtret 10.

Upplösningen fördubblas genom att man ändrar multiplice- ringsfaktorerna hos multiplikatorerna 53, 55 och 19 till 1/2, l/16 resp. 16. Signalen S6 ändras till ett av fyra bitar be- stående binärtal som sträcker sig från 0 till 15. ROM 34 om- programmeras på sätt som är visat i tabellen enligt figur 15 så att man erhåller de angivna värdena hos multiplikatorns reg- leringssignal C för de angivna 16 K-värdena (från 0 till 15).

Med dessa ändringar sträcker sig fördröjningen från Ts till 3lTs/16 i steg om Ts/16 i stället för i steg om Ts/8. Fördröj- ningen är lika med ett plus K/16 x Ts, såsom är visat i figur 15. Det modifierade filtret 10 innefattar endast multiplikato- rerna 19 och 20 samt adderaren 22. Multiplikatorn 19 är inkopp- lad för att multiplicera utsignalen från fördröjningselementet 467 181 15 42 i filtret 40 med 16, varigenom, såsom har förklarats ovan, den fördröjda signalen S2 får en uppskalning med samma faktor som den i sista hand nedskalas med i multiplikatorn 55. Detta möjliggör heltalsmultiplicering i multiplikatorn 20 i stället för bråkmultiplicering såsom i exemplet på uppfinningen som är visat i figur 6. Multiplikatorn 20 är inkopplad för multiplice- ring av utsignalen från fördröjningselementet 44 i filtret 40 med signalen S6. Adderaren 22 tillfogar utsignalen från mul- tiplikatorerna 19 och 20 så att utsignalen S4 erhålls. I drift tillhandahålls sådana funktioner som signalfördröjning och sub- trahering, som tidigare tillhandahållits av separata element i filtret 10, av subtraheraren 48 och fördröjningselementet 44 i_ filtret 40. Denna gemensamma användning av vissa element möj- liggör en önskvärd minskning av kretskomplexiteten utan att amplitud- och faskarakteristikorna ändras i något annat avse- ende än att fördröjningsupplösningen dubbleras.

Claims (6)

ge 467 181 16 PATENTKRAV

1. l. Fördröjningsanordning, k ä n n e t e c k n a d av linjä- ra tvåpunktsinterpolationsfilterorgan (10) med första ingångs- organ kopplade för mottagning av en digital ingångssignal som skall fördröjas, med andra ingångsorgan (32) för att mottaga en fördröjningsregleringssignal och med utgångsorgan (S4) för att åstadkomma en digital utgångssignal som är variabelt för- dröjd såsom en funktion av nämnda fördröjningsregleringssignal, varvid nämnda filterorgan har karakteristiska amplitud- och fas- fel och nämnda digitala ingångssignal har en given samplings- period, andra filterorgan (40) med ingångsorgan kopplade för mottagning av nämnda digitala ingångssignal och utgångsorgan för att åstadkomma en fördröjd signal som är representativ för nämnda digitala ingångssignal fördröjd i en omfattning väsent- ligen lika med en udda multipel av halva nämnda samplingsperí- od, amplitudregleringsorgan (52) kopplade till nämnda andra filterorgan och påverkbara såsom gensvar på nämnda fördröjnings- regleringssignal (S6) för att variera amplituden hos nämnda fördröjda signal såsom en icke-linjär funktion av nämnda för- dröjningsregleringssignal för att åstadkomma en kompenserings- signal med variabel storlek och väsentligen konstant fördröj- ning, och utgångsorgan (54) för att kombinera nämnda kompense- ringssignal med nämnda digitala utgångssignal för att åstad- komma en resulterande utsignal (56), i vilken nämnda amplitud- fel och fasfel som är karakteristiska för nämnda linjära två- punktsinterpolationsfilter är minskade i väsentlig grad.

2. Fördröjningsanordning enligt krav l, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda andra filterorgan har ett amplitud- gensvar som är väsentligen noll vid frekvensen noll.

3. Fördröjningsanordning enligt krav l eller 2, t e c k n a d k ä n n e - av första aritmetiska behandlingsorgan kopplade i kaskadkoppling med nämnda andra filterorgan och med nämnda amplitudregleringsorgan för att åstadkomma fixerad dämpning av nämnda kompenseringssignal med en första på förhand bestämd faktor som är mindre än ett och av andra aritmetiska behand- lingsorgan som är kopplade till nämnda utgångsorgan för att åstadkomma fixerad dämpning av nämnda resulterande utgångs- signal med en andra på förhand bestämd faktor som också är mindre än ett. 467 181 17

4. Fördröjningsanordning enligt krav l, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda fördröjning hos nämnda andra filter- organ är större än nämnda samplingsperiod och ytterligare inne- ~fattande fördröjningsorgan som är inkopplade i serie med nämn- da linjära interpolationsfilterorgan för att bibringa en mini- mifördröjning åt nämnda digitala fördröjningsutsignal omfattan- de åtminstone en samplingsperiod.

5. Fördröjningsanordning enligt krav 4, k ä n n e t e c k - n a d därav, att nämnda fördröjningsorgan innefattar ett ele- ment i nämnda andra filterorgan.

6. Fördröjningsanordning enligt krav l, k ä n n e t e c k- n a d därav, att nämda amplitudregleringsorgan varierar ampli- tuden hos nämnda kompenseringssignal såsom en icke-linjär funk- tion av nämnda fördröjningsregleringssignal, varvid nämnda icke-linjära funktion har ett maximivärde för värden hos nämn- da fördröjningsregleringssignal svarande mot en udda multipel av hälften av nämnda samplingsintervall.