FR2575009A1 - Filtre a retard numerique - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN APPAREIL RETARDATEUR. SELON L'INVENTION, IL COMPREND UN FILTRE D'INTERPOLATION LINEAIRE A DEUX POINTS 10 RECEVANT UN SIGNAL NUMERIQUE RETARDE A UNE AUTRE ENTREE ET UN SIGNAL DE CONTROLE DE RETARD A SECONDE ENTREE 32, AYANT UN MOYEN DE SORTIE S4 POUR PRODUIRE UN SIGNAL NUMERIQUE RETARDE DE MANIERE VARIABLE, CE FILTRE PRESENTANT DES ERREURS CARACTERISTIQUES D'AMPLITUDE ET DE PHASE; UN SECOND FILTRE 40 RECEVANT LE SIGNAL D'ENTREE NUMERIQUE ET PRODUISANT UN SIGNAL RETARDE LE REPRESENTANT, D'UNE QUANTITE SENSIBLEMENT EGALE A UN MULTIPLE IMPAIR DE LA MOITIE DE LA PERIODE D'ECHANTILLONNAGE; UN MOYEN DE REGLAGE D'AMPLITUDE 52 RELIE AU FILTRE 40 ET REPONDANT AU SIGNAL DE CONTROLE DE RETARD S6 POUR FAIRE VARIER L'AMPLITUDE DU SIGNAL RETARDE AFIN DE PRODUIRE UN SIGNAL DE COMPENSATION; ET UN MOYEN DE SORTIE 54 POUR PRODUIRE UN SIGNAL 56 DANS LEQUEL LES ERREURS D'AMPLITUDE ET DE PHASE CARACTERISTIQUES DU FILTRE 10 SONT SENSIBLEMENT REDUITES. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT AU TRAITEMENT DE L'INFORMATION.

Description

La présente invention se rapporte à un appareil pour impartir un retard à

des signaux numériques par incréments fractionnés de la période d'échantillonnage

du signal.

Dans certaines applications, il est souhaitable de convertir un signal analogique à une forme numérique pour le traitement comme cela est fait, par exemple, dans les tourne-disques audio numériques actuellement commercialisés et dans un équipement vidéo tel que des convertisseurs standards, des synchroniseurs d'image et des correcteurs en base de temps. De même, des téléviseurs ont été proposés dans lesquels une partie sensible du traitement vidéo, comprenant la conversion du balayage à entrelacement

au non entrelacement (c'est-à-dire "balayage progres-

sif"), est accomplieavec des éléments de circuit numériques plutôt qu'analogiques. Dans un tel appareil, il est souhaitable de pouvoir impartir un retard au signal par incréments fractionnés de la période d'échantillonnage dans des buts tels que par

exemple, la correction d'erreur de temps. -

Quand un signal analogique a été converti à une forme numérique, sa valeur est exactement connue uniquement aux instants particuliers o il a été échantillonné. Dans des applications o l'on souhaite retarder le signal d'une fraction de l'intervalle d'échantillonnage, la tentative usuelle consiste à "estimer" ou interpoler le signal retardé de deux

échantillons adjacents ou plus du signal d'entrée.

La figure 1 ici est un exemple d'une forme connue de filtre 10 d'interpolation linéaire à "deux points" qui utilise une somme pondérée de signaux retardé et non retardé pour produire une estimation d'un signal retardé d'une fraction (K) de l'intervalle d'échantillonnage du signal. Comme on l'expliquera en détail subséquemment, le retard du filtre 10 varie en fonction de la fréquence du signal à retarder pour des retards autres que ceux correspondant à des multiples entiers de la moitié de l'intervalle d'échantillonnage du signal. Par ailleurs, la réponse en amplitude du filtre 10 varie trop en fonction de

la fréquence et du retard choisi (K) du filtre.

Les déficiences de la réponse en amplitude et en phase du filtre 10 ont tendance à limiter son utilité à des applications o la fréquence maximum du signal d'entrée n'-est qu'une faible fraction (comme un huitième) de la fréquence d'échantillonnage. Une solution au problème consisterait à augmenter la fréquence d'échantillonnage mais une telle solution n'est pas toujours pratique dans des applications o la fréquence d'échantillonnage est fixée par d'autres paramètres de conception du système, des considérations de prix ou des normes industrielles. Cela est le cas, par exemple, dans des produits de consommateur tels que des téléviseurs numériques, des tourne-disques audio

numériquesou analogues-.

Une autre solution possible consisterait à former le retard souhaité au moyen d'un interpolateur "d'ordre supérieur" qui utilise plus d'échantillons du signal d'entrée pour former le signal retardé. Des interpolateurs quadratiques, par exemple, forment une somme pondérée de quatre échantillons du signal d'entrée pour produire un signal retardé et ont une réponse supérieure en amplitude et en phase en comparaison à des interpolateurs linéaires à deux points. Comme on peut s'y attendre cependant, la performance améliorée des interpolateurs d'ordre

supérieur est obtenue au prix d'une complexité sensible-

ment accrue du circuit en particulier en ce qui concerne le nombre d'opérations arithmétiques numériques complexes qui Àdoivent accomplies comme une multiplication par des

variables et des additions de nombres.

Un appareil retardeur selon l'invention comprend des sources pour produire un signal numérique d'entrée ayant une fréquence donnée d'échantillonnage et un signal de contrôle de retard. Un premier moyen formant filtre retarde le signal numérique d'entrée en fonction du signal de contrôle de retard par incréments fractionnés de la période d'échantillonnage par interpolation linéaire

d'échantillons adjacents du signal numérique d'entrée.

Un second moyen formant filtre ayant une réponse nulle à la fréquence nulle et un retard égal à un multiple impair de la moitié de la période d'échantillonnage, filtre le signal numérique d'entrée pour produire un signal de compensation qui est combiné par un moyen de sortie au

signal numérique retardé pour produire un signal résultant.

Un moyen de réglage d'amplitude, relié au second moyen formant filtre, règle l'amplitude du signal de compensation comme une fonction prédéterminée du signal de contrôle de retard pour diminuer des variations de l'amplitude et du retard du signal résultant pour des composantes

différentes de fréquence dudit signal d'entrée.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention, et dans lesquels: - la figure I donne un schéma bloc d'une forme connue d'appareil de retard numérique employant un filtre d'interpolation linéaire à deux points; - la figure 2 est un schéma illustrant la réponse en fréquence de l'appareil de la figure 1, en fonction du retard; - la figure 3 est un diagramme des phases illustrant le fonctionnement de l'appareil de la figure 1; - la figure 4 est un diagramme illustrant des erreurs d'amplitude et de phase en fonction du retard pour le filtre d'interpolation de la figure 1. - la figure 5 est une partie du diagramme des phases de la figure 3, retracée pour illustrer un aspect de la présente invention; - la figure 6 donne un schéma bloc d'un appareil de retard selon l'invention; - la figure 7 est un diagramme illustrant la réponse en amplitude du filtre 40 de l'appareil de la figure 6; - la figure 8 est un diagramme illustrant un réglage non linéaire de l'amplitude dans l'appareil de la figure

6;

- la figure 9 est un schéma illustrant la réponse générale d'amplitude en fonction de la fréquence et du retard de l'appareil de la figure 6; - la figure 10 est un diagramme comparant les caractéristiques de retard de groupe de l'appareil de la figure 6 à cellesde l'appareil de l'art antérieur de la figure 1; - la figure 11 donne un schéma bloc illustrant certaines modifications de l'appareil retardateur de la

figure 6;.-

- la figure 12 donne un schéma bloc illustrant certaines modifications de l'appareil de la figure 11; et - les figures 13, 14 et 15 sont des tables de coefficientsmultiplicateurs associés à l'appareil des

figures 6, 11 et 12 respectivement.

Il est utile, pour une compréhension de la présente invention, de considérer d'abord certaines caractéristiques et déficiences remarquables de l'appareil retardateur connu de la figure 1. Un signal analogique S1 'est appliqué à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 12 qui reçoit un signal d'horloge ou "d'échantillonnage" à une fréquence Fs d'une source appropriée (non représentée) et produit un signal numérique de sortie S2 ayant une période d'échantillon jTs, égale à l'inverse de la fréquence de conversion ou d'échantillonnage, Fs. Pour l'illustration, on supposera que le signal S1 est un signal vidéo et que le signal d'échantillonnage Fs est à une fréquence égale à quatre fois la fréquence de la référence de sous-porteuse couleur du signal S1. Pour des signaux au standard NTSC, Fs sera de 4 x 3,579545 MHz et la période d'échantillon Ts sera d'environ

nanosecondes. Des convertisseurs analogiques-

numériques vidéo produisent typiquement une résolution de l'ordre de huit bits et produisent une sortie en forme parallèle. Pour simplifier le dessin, une seule ligne est utilisée pour représenter un bus de signaux en parallèle. On notera que le signal S1 peut être autre qu'un signal vidéo et que le traitement peut être accompli sur le signal S2 en série plutôt qu'en parallèle. Le traitement en parallèle des signaux vidéo numériquesest préférable cependant pour éviter la nécessité d'éléments logiques exceptionnellement rapides. Le signal numérique S2 est appliqué à l'entrée 14 du filtre d'interpolation linéaire 10 qui comprend un élément retardateur 16 pour retarder le signal S2 d'une période d'échantillon, Ts. L'élément 16, à titre d'exemple, peut comprendre un verrouillage parallèle à huit bits ou mémoire de donnéesdéclenché par le signal Fs. Le signal non retardé S2 et le signal retardé S3 sont appliqués par des multiplicateurs respectifs 18 et 20 à un additionneur 22 ayant une sortie 24 pour fournir un signal numérique retardé de sortie S4 à un convertisseur numérique-analogique

26 pour une reconversion à une forme analogique.

Divers types d'appareils de traitement vidéo numérique peuvent être insérés entre le convertisseur 12 et l'entrée

14 et/ou entre la sortie 24 et le convertisseur 26.

Les multiplicateurs 18 et 20 multiplient les signaux S2 et S3 par des facteurs de 1-K et Kt respectivement, o K est une fraction qui peut varier de zéro à l'unité en réponse à un signal de réglage (non représenté) pour régler le retard. Le retard produit par le filtre 10 en courant continu et à de très basses fréquences (c'est-à-dire des fréquences d'un ordre de grandeur en dessous de la fréquence d'échantillonnage Fs) est donné simplement par le produit KTs. A des fréquences supérieures, le retard peut être constant, il peut augmenter ou il peut diminuer selon la valeur de K. Le retard de groupe (c'est-à- dire l'allure de changement de la phase avec la fréquence, d/df du filtre 10 est montré par les lignes en trait plein sur la figure 10 qui représentent les caractéristiques de retard de groupe du filtre 10 en fonction de la fréquence et de la variable K. Pour la comparaison avec l'appareil selon l'invention, un

retard d'une période d'horloge (c'est-à-dire 70 nano-

secondes) a été ajouté à l'échelle du retard de groupe sur le dessin. Il faut noter que pour des valeur de K de 1/8, 2/8 et 3/8, le retard de groupe diminue avec la fréquence mais pour des valeurs de 5/8, 6/8 et 7/8, il augmente. Le retard de groupe est constant uniquement pour des valeurs de K de 0, 1/2 et 1. La réponse en amplitude du filtre 10, comme le montre la figure 2, o la fréquence est indiquée en abscisse estl'amplitude en ordonnées diminue rapidement avec la fréquence pour des valeurs de K autres que zéro ou l'unité, le pire des cas étant K = 1/2, o comme on peut le voir, l'erreur d'amplitude dépasse 3dB à une fréquence d'un quart de

la fréquence d'échantillonnage, Fs.

Ce qui précède est résumé pour la fréquence particulière égale à 0,25 Fs (c'est-à-dire 3,579545 MHz) par le diagramme des phases. de la figure 3 o les vecteurs de phase A-F montrent l'amplitude et la phase du signal S4 par rapport au signal S2 pour des valeurs de K comprises entre zéro (par de retard)et l'unité (retard d'un intervalle d'un échantillon) par échelons de 0,2. Comme on peut le voir, le lieu du signal de sortie S4 se trouve sur une ligne droite (en pointillé) tandis que le signal souhaité de sortie (s'il n'y avait pas d'erreur d'amplitude et de phase) devrait se trouver sur un circuit unitaire défini par des vecteurs de phase également espacés d'amplitude constante A, B'-E' et Comme on peut le voir, des erreurs sensibles existent aussi bien dans l'amplitude que dans la phase. L'erreur maximum d'amplitude se produit lorsque le facteur de retard K est égal à 0,5 (non représenté) et est zéro à des valeurs de K = 0 et K = 1. Les erreurs de phase sont nulles à des valeurs de K = 0, 0,5 et 1. Les maxima des erreurs de phase se produisent lorsque K est compris entre 0 et 0,5 et 0,5 et 1 et sont en directions

opposées dans ces intervalles.

Les erreurs d'amplitude et de phase caractéristiques du filtre d'interpolation linéaire 10, comme cela est indiqué par le diagramme des phases de la figure 3 pour la fréquence particulière de 0,25 Fs, sont retracées sur la figure 4 pour accentuer certains aspects du problème vers lequel est dirigéela présente invention. Un tel aspect réside dans le fait que l'erreur d'amplitude (a) et l'erreur de phase (b) sont des fonctions assez différentes de la variable K du contrôle du retard et que les deux types d'erreurs sont également fonctiorsde la fréquence. Comme les erreurs de phase possèdent une dépendance fonctionnelle différente sur la variable K que les erreurs d'amplitude, on peut en conclure raisonnablement que des réseaux séparés ayant chacun des dépendances uniques sur la fréquence et la variable "K", seront requis pour corriger les erreurs d'amplitude et de phase du filtre 10. Une telle approche du problème peut cependant facilement conduire à une structure ayant la complexité d'un filtre d'interpolation d'ordre supérieur. Sur la figure 4, c indique l'avance de phase, d indique le retard de phase et le retard est indiqué en abscisses La présente invention réside partiellement dans la reconnaissance d'une relation spécifique entre quatre des six vecteurs de phase A-F de la figure 3 et partiellement dans l'application de la relation des vecteurs de phase choisis A-F à la conception d'un seul réseau qui corrige des erreurs aussi bien d'amplitude que de phase. de l- 'interpolateur linéaire de

la figure 1.

Il faut reconnaître ici que les vecteurs de phase J, K, L et M du diagramme des phases de la figure 3 sont tous dirigés presque dans la même direction, c'est-à-dire qu'ils sont presque parallèlesdans le diagramme des phases. Cette relation est plus nettement représentée sur la figure 5 o le diagramme des phases est partiellement retracé avec les vecteurs de phase J, K, L et M déplacés vers l'origine. Dans l'appareil retardateur selon l'invention, on obtient l'approximation des vecteurs de phase J, K, L et M au moyen d'un seul signal de correction ayant un retard sensiblement constant par rapport au signal S2 égal à un multiple impair de la moitié de Ts et une amplitude qui dépend de la fréquence et de la variable de contrôle de retard "K" comme on l'expliquera. Sur la figure 5, le retard (Ts/2) du vecteur de phase de correction S9 correspond à un angle de -45 degrés à la fréquence de Fs/4. On peut voir que le vecteur de phase S9, à cette fréquence, est assez bien représentatif de la direction des vecteurs J, K, L et M qui, il faut le rappeler, représentent les erreurs caractéristiques du filtre 10 à la fréquence de 0,25 Fs. Comme le vecteur de phase S9 est produit en retardant S9 d'une période fixe de temps, la phase du vecteur S9 est ainsi une fonction linéaire de la fréquence et par conséquent le vecteur S9 "suivra" les vecteurs J, K, L et M à d'autres fréquences. Si, par exemple, la fréquence du signal d'entrée est réduite à Fs/8, alors les vecteurs J, K, L et M seront

tous généralement dirigés dans la direction de -22,5 .

Il en sera de même pour le vecteur S9 parce que le retard de Ts/2 àune fréquence de 5/8 correspond à un huitième de la période du signal d'entrée. La caractéristique d'amplitude du vecteur S9, comme on l'expliquera en se référant aux figures 7 et 8, est contrôlée en tant que fonction non linéaire de la variable K et varie avec la fréquence de façon que ce seul signal de correction corrige à la fois les erreurs d'amplitude et de phase -du signal S4 à la

sortie du filtre 10.

Dans l'exemple de l'invention montré sur la figure 6, les erreurs d'amplitude et de phase du filtre 10 représentées par les vecteurs J, K, L et M de la figure 3 sont sensiblement réduites sur une large plage de fréquences avec une suroscillation minimum d'amplitude et un retard de groupe presque constant par l'addition, au signal S4, d'un signal de compensation S9 dérivé du signal S2 ayant certaines caractéristiques contrôlées d'amplitude et de retard spécifié. Comme on l'expliquera en détail subséquemment, le signal de compensation est produit par la combinaison d'un filtre ayant un retard d'un multiple impair de la moitié de la période d'échantillonnage et une réponse enamplitude nulle à une fréquence nulle et un dispositif de réglage d'amplitude qui fait varier l'amplitude du signal de compensation sous la forme d'une fonction non linéaire de la variable K

contrôlant le retard.

Sur la figure 6, le signal numérique d'entrée S2 à retarder (à la sortie du convertisseur 12, non représenté), est appliqué à une entrée 30 et le signal de contrôle du retard (S6) est appliqué à une entrée de contrôle de retard 32. Comme dans la

description de la figure 1, le signal S2 est supposé

être un signal vidéo mis sous forme numérique avec

une période d'échantillon, Ts, d'environ 70 nano-

secondes et le signal de contrôle de retard (également numérique) représente un nombre fractionné, K, compris s15 entre zéro et l'unité. Le signal S6 est appliqué directement au multiplicateur 20 dans le filtre 10 et par une mémoire morte 34 au multiplicateur 18 pour contrôler le retard produit par le filtre 10 comme on l'a précédemment décrit. La mémoire 34 est programmée comme le montre la table de la figure 13 o a désigne le changement de retard et b le retard total, pour produire le signal de contrôle S7 pour qu'il soit égal à 1-K à partir du signal de contrôle S6 qui est égal à K. Comme on peut le voir, tandis que K varie par échelons de 1/8 de zéro à l'unité, le signal S7 (K-1) varie par échelonsde 1/8 de l'unité à zéro et le retard produit par le filtre varie par échelonsde un huitième de la période

d'échantillon Ts de 0 à Ts.

Le signal S2 est appliqué à l'entrée 14 du filtre 10 par une unité à retard 36 ayant un retard de Ts (70 nanosecondes). En conséquence, le retard total du signal S4 à la sortie du filtre 10 par rapport au signal d'entrée S2 varie d'une valeur minimum de Ts pour K=O à une valeur maximum de 2Ts pour K=1 comme le montre la figure 13. Cela correspond à une plage de retard de 70 à 40 nanosecondes pour la fréquence particulière d'échantillonnage supposée (c'est-à-dire quatre fois la fréquence de-sou.s-porteuse couleur). Dans cet exemple de l'invention, l'unité à retard 36 pourrait soit.précéder ou suivre le filtre d'interpolation linéaire.10 dans la connexion en cascade

des éléments.

La raison pour laquelle un retard minimum fixe est ajouté au signal S4 réside dans le fait que le filtre particulier 40, choisi pour produire le signal de compensation S9 qui est finalement ajouté au signal S4 pour corriger les erreurs d'amplitude et de phase, est d'un type ayant un retard de 3Ts/2. Selon un aspect de l'invention, le retard du filtre de compensation 40 doit être égal à la moitié d'une période d'échantillon (Ts/2) par rapport au signal S4 lorsque le filtre 10 est établi à son retard minimum (zéro). En d'autres termes, le retard minimum de la trajectoire de signaux comprenant le filtre 10 doit être choisi de façon que le signal retardé S4 et le signal de compensation S9 subissent des retards égaux lorsque le filtre 10 est établi pour produire un retard de Ts/2. Le retard Ts produit par l'unité 36 garantit que ces conditions de retard relatif seront remplies. Si la forme du filtré 40 est changée de façon que son retard soit un multiple impair supérieur de la moitié de Ts, alors un retard supplémentaire doit être

ajouté à la trajectoire du signal du filtre d'interpolation.

Inversement, si le retard du filtre 40 est réduit à

Ts/2, alors l'unitéà retard 36 peut être abandonnée.

Le signal de compensation d'amplitude et de phase S9-est produit par application du signal d'entrée à un réseau comprenant un filtre de compensation 40 et un multiplicateur 52 reliés en cascade. Aucun de ces éléments, pris seul, n'est capable de corriger les erreurs de phase ou les erreurs d'amplitude. Cependant, lorsqu'ils sont combinés, le signal résultant de

compensation corrige les deux types d'erreurs.

Dans la combinaison, le filtre 40 produit les doubles fonctions de (1) retarder le signal S2 d'un multiple impair de la moitié de la période d'échantillon (dans ce cas 3Ts/2) et (2) de contrôler l'amplitude

du signal de compensation en fonction de la fréquence.

En général, la réponse en amplitude doit augmenter avec la fréquence sur toute ou presque toute la plage des fréquences du signal d'entrée S2. Le multiplicateur 52 fait de plus varier l'amplitude du signal S9 en fonction non linéaire du signal de contrôle de retard tS6) pour produire une compensation maximale pour des retards correspondant à des multiples impairs de Ts/2 et une compensation minimale (zéro) pour des retards

correspondant à des multiples entiers de Ts.

Il y a de nombreuses mises en oeuvre possibles du filtre 40 ayant les caractéristiques de (1) une courbe d'amplitude montante en fonction de la fréquence et (2) un retard sensiblement constant d'un multiple impair de la moitié de la période d'échantillon, Ts. Le filtre spécifique montré sur la figure 6 en tant que filtre 40 et un filtre à phase linéaire (c'est-à-.dire à retard constant) ayant un retard de 3Ts/2 et une caractéristique d'amplitudejA, donnée par: a = 2 Cos (8/2) - 2 Cos (38/2) (1) ou 6-représente la fréquence en radians par seconde. Cette fonction est représentée sur la figure 7 o l'on peut

voir que la réponse est une fonction périodique de Fs/2.

Pour la présente invention, il est important que la réponse en amplitude soit au minimum (zéro) à une fréquence nulle et augmente généralement avec la fréquence sur toute la plage des fréquences du signal d'entrée S2. Il faut rappeler que le signal S2 est supposé être un signal vidéo sous forme numérique. Pour empêcher le chevauchement, il est de pratique courante de limiter la largeur de bande des

signaux vidéo avant conversion analogique/numérique.

Pour des signaux NTSC, la largeur de bande maximale du signal de luminance s'étend jusqu'à une fréquence d'environ 4,2 MHz. La réponse en amplitude du filtre 40, comme on peut le voir, s'étend presque jusqu'à Fs/3 (4,77 MHz) avant accentuation et dépasse

ainsi la plage des fréquences du signal d'entrée.

Bien que cette caractéristique de l'invention soit très souhaitable, car elle offre des caractéristiques supérieures du retard général de groupe, la gamme utile de correction s'étend au-delà de la crête de la forme d'onde A jusqu'à une fréquence légèrement supérieure à Fs/3. Une réponse utile à des fréquences encore supérieures peut être obtenue en ajoutant des sections supplémentaires de filtre au filtre 40, si on le souhaite. Pour réitérer, les caractéristiques les plus importantes, dans le cadre de la présente invention, sont que le retard soit un multiple impair de Ts/2 et que la réponse en amplitude augmente avec la fréquence sur une portion sensible (de préférence la totalité)de la plage des fréquences

du signal d'entrée.

L'échelle de la figure 7 est normalisée par rapport au signal d'entrée (S2), c'est-à-dire que le signal d'entrée S2 est supposé être de grandeur unitaire. En conséquence, l'échelle verticale

représente le gain du filtre 40 pour le signal S2.

Le gain du filtre, comme on peut le-voir, est indépendant de la variable de contrôle du retard K et a une valeur d'environ 2,8 à la fréquence Fs/4 comme cela est indiqué par le point "C". Des figures 2,3 et 4, on peut voir que l' erreur d'amplitude est de l'ordre de 3dB au maximum pour K = 0,5 et

diminue tandis que K s'approche de zéro et de l'unité.

Le multiplicateur 52 produit une atténuation du signal S2 et fait varier l'atténuation en fonction de K comme le montre la figure 8 o "C" représente le gain du multiplicateur. En conséquence, à la fréquence spécifique de Fs/4, le gain total du filtre 40 et du multiplicateur 52 pour K=3/8, 4/8 et 5/8 est égal à 3/32 fois 2,8 qui est d'environ 0,26. Le gain varie par étapes distinctes de K/8 et est égal à 0,18pour K = 2/8 et 6/8 et 0,09 pour K = 1/8 et K = 7/8. Le gain est de zéro pour K = 0 et K = 1. A d'autres fréquencesle gain varie comme le montre la figure 7 et est égal au produit de la variable "C" dépendant de K de la figure 8

et du gain du filtre de la figure 7.

En considérant maintenant les détails de la construction du filtre 40, la fonction du filtre exprimée en terme de notation de transformation de Z est donnée par: H(z) = -1 + Z-1 + Z-2 Z3 (3) Cette fonction de transfert indique que le signal de sortie (S9) comprend la somme du signal d'entrée (S2)retardé de Ts et du signal d'entrée retardé de 2Ts moins la valeur courante du signal d'entrée moins le signal d'entrée retardé de 3Ts. Cette fonction est réalisée dans le filtre 40 au moyen de trois éléments retardateurs 42, 44 et 46, chacun produisant un retard égal aux périodes d'échantillon Ts et deux soustracteurs 48 et 50. La borne 30 est reliée directement à l'entrée moins du soustracteur 48 et par l'élément retardateur 42 à l'entrée plus du soustracteur 48 pour produire ainsi un signal (S10) à la sortie du soustracteur 48 égal au signal d'entrée retardé de Ts moins le signal d'entrée non retardé. Le signal S9 est obtenu

à la sortie du soustracteur 50 en appliquant directe-

ment le signal S10 à l'entrée plus du soustracteur 50 et par les éléments retardateurs 44 et 46 reliés en

cascade à 'l'entrée moins du soustracteur 50.

Le signal de compensation S9 produit par le filtre 40 est appliqué par le multiplicateur 52 à un additionneur 54 qui reçoit le signal S4 à son autre entrée et produit un signal compensé S12à la sortie 56. Le signal S12 peut être reconverti en une forme analogique par un convertisseur numérique-analogique (non représenté> si on le souhaite, ou bien il peut recevoir un traitement

numérique supplémentaire dans une application donnée.

Le multiplicateur 52 est commandé par la mémoire morte 34 pour faire varier l'amplitude du signal de compensation S9 sous la forme d'une fonction non linéaire de la valeur du signal de contrôle de retard S6 décrit en ce qui concerne la figure 8. La table de la figure 13 donne une liste des valeurs de i-K,

K, C, le changement de retard et le retard total.

La figure 9 est un diagramme de la réponse en fréquence totale de l'appareil de la figure- 6. Il faut noter que pour toutes les valeurs de K montrées sur la figure 9, les variations d'amplitude sont inférieures à environ un demi dB de la fréquence nulle jusqu'à un quart de la fréquence d'échantillonnage (0,25 Fs). C'est une amélioration sensible de la réponse en amplitude en comparaison avec la réponse du filtre montrée sur la

figure 2.

La figure 10 met en contraste la réponse de retard de groupe de l'appareil retardateur de la figure 6 (lignes en pointillé, signal S12) avec celle du filtre non compensé d'interpolation linéaire'10 (trait plein, signal S4). Le retard de'groupe est montré à la fois en nanosecondes et en termes de la période d'échantillonnage, Ts. Il faut noter que le retard de groupe produit par le filtre compensé est sensiblement indépendant de la fréquence de zéro à une fréquence supérieure à Fs/4 pour des valeurs de K de 1/8, 2/8, 3/8, 5/8, 6/8 et 7/8 tandis que le filtre non compensé présente des erreurs sensibles d'environ Ts/8

pour les mêmes valeurs de K à Fs/4.

La figure 11 illustre diverses modifications de l'appareil de la figure 6. L'élément retardateur 36, par exemple>a été éliminé en reliant l'entrée 14 du filtre 10 à la sortie de l'élément retardateur 42 du filtre 40. Enconséquence, le filtre 40, en plus de produire la compensation de phase pour le filtre 10, produit également le retard minimum d'une période d'échantillon du signal S2 dans la trajectoire du signal

du filtre d'interpolation.

Un autre changement de la figure 11 réside dans le fait qu'un multiplicateur 53 a été inséré dans la trajectoire entre le multiplicateur 52 et l'additionneur 54 et qu'un multiplicateur 55 a été inséré dans la

trajectoire entre l'additionneur 54 et la sortie 56.

Les facteurs de multiplication o de calibrage sont de 1/4 et 1/8, respectivement. Par suite, le signal S9 est effectivement divisé -par 32.. Cela permet au signal de réglage d'amplitude "C" d'être formé d'un nombre entier (tel qu'un nombre binaire à deux bits) entre 0 et 3. La mémoire morte 34 est programmée comme le montre la table de la figure-14 o le retard est égal à (K/8 + 1) Ts, pour convertir le nombre K (nombre

binaire à 3 bits compris entre 0 et 7) en nombre "C".

Alternativement, cette conversion peut être produite au moyen de portes logiques distinctes. La multiplication par des nombres entiers et la division par les facteurs de 1/4 et 1/8 a pour résultat mathématique exactement les mêmes facteurs que ceux montrés sur la figure 10 pour le signal S9 et ainsi la compensation produite est exactement la même que sur la figure 4 bien que la structure soit différente. La raison pour laquelle le facteur de division 1/32 est réparti en deux facteurs 1/4 et 1/8 se trouve dans le fait qu'un changement est également effectué dans le filtre 10 pour permettre la multiplication par des nombres entiers pour déterminer

le retard, comme on l'expliquera.

Un autre changement de la figure 5 réside dans le fait que le filtre d'interpolation linéaire 10 a été

changé pour une structure différente qui est mathématique-

ment équivalente à la première structure mais ne nécessite pas de multiplication par le facteur 1-K. Cela élimine la nécessité du multiplicateur 18 et cela réduit également les conditions de mémoire de la mémoire morte 34 car les facteurs 1-K n'ont pas à être produits à partir de K. En considérant maintenant les détails des changements, la borne 14 est reliée à un multiplicateur 19 par huit (X8) et à l'entrée du multiplicateur 20 qui est commandée par le signal S6 qui représente le signal de contrôle de retard "K" qui, dans cet exemple de l'invention, est un nombre entier comme le montre la figure 14. Comme le signal de sortie est finalement divisé par huit dans l'unité 55, la valeur effective de "K" est la même que dans l'exemple de la figure 6, c'est-à- dire une fraction qui varie par échelons de 1/8. Comme K est un nombre entier dans le filtre 10, le signal S2 est multiplié par huit dans un multiplicateur 19 pour compenser les niveaux augmentés du signal dans le filtre 10 qui sont éventuellement diminués du même facteur (1/8) dans le

diviseur 55.

Un soustracteur 21 soustrait la sortie du

multiplicateur 20 de la sortie du multiplicateur 19.

L'additionneur 22 est relié pour ajouter la sortie du multiplicateur 20 ( retardée de Ts dans l'élément retardateur 16)à la sortie du soustracteur 21 pour produire le signal retardé S4. La fonction de transfert du filtre modifié est mathématiquement identique à sa forme précédente (à l'exception du facteur de calibrage X8) et ainsi, la réponse d'amplitude et de phase est inchangée par

rapport à celle de l'appareil de la figure 4.

C'est une caractéristique de l'appareil retardateur de la figure 11 que le nombre de multiplicateurs binaires à coefficient variable a été réduit de trois à deux, ce qui simplifie ainsi fortement la structure de l'appareil. Les multiplicateurs qui ont été ajoutés

(comme 19, 53 et 55) sont des multiplicateurs a coef-

ficient fixe, ayant des coefficients qui sont des puissances de deux. Cela nécessite simplement un décalage à gauche pour une multiplication par un nombre entier (comme X8) ou un décalage à droite pour une multiplication par une fraction (comme 1/4 ou 1/8) et est produit par une connexion appropriée des conducteurs de signaux. Pour multiplier par huit, par exemple, trois zéros sont ajoutés aux positions des bits de moindre poids du nombre binaire. Cette fonction peut être obtenue en reliant les trois entrées des bits de moindre poids de l'entrée additive du soustracteur 21 à un niveau logique zéro (c'est-à-dire la masse)- et en appliquant le signal S2 aux entrées restantes d'ordre supérieur du soustracteur. La multiplication par des

puissances négatives de 2 consiste à rejeter des bits.

Dans l'additionneur 54, par exemple, la division par 4 du signal S9 peut être accomplie en n'appliquant que le troisième bit de moindre poidset les bits d'ordre supérieur du signal S9 aux entrJes d'additionneur. En conséquence, l'effet net de l'addition de multiplicateurs constants et fixeset de l'abandon du multiplicateur à coefficient variable 18 de l'appareil de la figure 11

simplifie sensiblement la construction de l'appareil.

Plus particulièrement, l'appareil n'emploie que deux multiplicateurs à coefficient variable, l'un (52) dans la trajectoire du signal S9 et l'un (20) dans le filtre d'interpolation. La figure 12 illustre une modification de l'appareil de la figure 11 pour doubler la résolution du retard et éliminer un certain nombre d'éléments du circuit sans altérer les fonctions du circuit ou changer les caractéristiques générales de performance. La structure du filtre 10 a été fortement simplifiée en reposant sur le filtre 40 pour produire un certain retard du signal et des fonctions de soustraction accomplies au préalable par des éléments

séparés dans le filtre 10.

La résolution est doublée en changeant les

facteurs de multiplication des multiplicateurs53, 55 -

et 19 à 1/2, 1/16 et 16, respectivement. Le signal S6 est changé pour un nombre binaire à 4 bits.compris entre 0 et 15. La mémoire morte 34 est reprogrammée comme le montre la table de la figure 15 pour produire les valeurs indiquées du-signal de contrôle du multiplicateur

"C" pour les seize valeurs indiquées de K (de 0 à 15).

Le retard est égal à (K/16 + 1) Ts. Avec ces changements, le retard est compris entre Ts et (31 Ts)/16 par échelons de Ts/16 plutôt que Ts/8. Le retard est égal à un plus (K /16)fois Ts comme le montre la figure 15. Le filtre 10, tel que modifié, ne comprend

que les multiplicateurs 19 et 20 et l'additionneur 22.

Le multiplicateur 19 est relié pour multiplier la sortie de l'élément retardateur 42 dans le filtre 40 par 16 ce qui, comme on l'a précédemment expliqué, augmente le signal retardé S2 du même facteur que celui dont il est finalement diminué dans le multiplicateur 55. Cela permet une multiplication de nombres entiers dans le multiplicateur 20 plutôt qu'une multiplication fractionnée comme dans l'exemple de l'invention montré sur la figure 6. Le multiplicateur 20 est relié pour multiplier la sortie de l1élément retardateur 44 dans le filtre 40 par le signal S6. L'additionneur 22 ajoute la sortie des multiplicateurs 19 et 20 pour former le signal de sortie S4. En fonctionnement, les fonctions telles que le retard du signal et la soustraction précédemment produites par des éléments séparés dans le filtre 10 sont produites par le soustracteur 48 et l'élément retardateur 44 dans le filtre 40. Ce partage d'éléments communs produit une réduction souhaitable de la complexité du circuit sans changer les caractéristiques d'amplitude et de phase à aucun point de vue autre que

de doubler la résolution du retard.

RE V E N D I C A T I 0 N S

1. Appareil retardateur caractérisé par: un moyen formant filtre d'interpolation linéaire à deux points (10) ayant un premier moyen d'entrée relié pour recevoir un signal numérique d'entrée à retarder, ayant un second moyen d'entrée (32) pour recevoir un signal de contrôle de retard et ayant un moyen de sortie (S4) pour produire un signal numérique de sortie retardé de manière variable en fonction dudit signal de contrôle de retard, ledit moyen formant filtre ayant des erreurs caractéristiques d'amplitude et de phase, ledit signal d'entrée numérique ayant une période donnée d'échantillonnage; un second moyen formant filtre (40) ayant un moyen d'entrée relié pour recevoir ledit signal numérique de sortie et un moyen de sortie pour produire un signal retardé représentatif dudit signal numérique d'entrée, retardé d'une quantité sensiblement égale à un multiple impair de la moitié de ladite période d'échantillonnage; un moyen de réglage d'amplitude (52) relié audit second moyen formant filtre et répondant audit signal de contrôle de retard (S6) pour faire varier l'amplitude dudit signal retardé sous la forme d'une fonction non linéaire dudit signal de contrôle de retard pour produire un signal de compensation de grandeur variable et d'un retard sensiblement constant; et un moyen de sortie (54) pour combiner ledit signal de compensation audit signal numérique de sortie pour produire un signal résultant de sortie (56) dans lequel lesdites erreurs d'amplitude et erreurs de phase caractéristiques dudit filtre d'interpolation linéaire

à deux points sont sensiblement réduites.

2. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce que le second moyen formant filtre précité a une réponse d'amplitude sensiblement nulle à une fréquence

nulle.

3. Appareil selon l'une quelconque des revendications

1 ou 2 caractérisé de plus par un premier moyen de traitement arithmétique relié en connexion en cascade avec le second moyen formant filtre précité et le moyen précité de réglage d'amplitude pour produire une atténuation fixe du signal de compensation par un premier facteur prédéterminé, inférieur à l'unité; et un second moyen de traitement arithmétique relié au moyen de sortie pour produire une atténuation fixe dudit signal résultant de sortie par un second facteur

prédéterminé, également inférieur à l'unité.

4. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce que le retard précité du second moyen formant filtre précité est supérieur à la période d'échantillonnage et comprend. de plus un moyen retardateur relié en série avec le moyen formant filtre d'interpolation linéaire précité pour impartir un retard minimum au signal numérique de sortie de retard d'au moins une période

d'échantillonnage.

5. Appareil selon la revendication 4 caractérisé en ce que le moyen retardateur précité comprend un

élément dans le second moyen formant filtre précité.

6. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce que le moyen de réglage de l'amplitude précité fait varier l'amplitude du signal de compensation en fonction non linéaire du signal de contrôle de retard, ladite fonction non linéaire ayant une valeur maximum pour des valeurs du signal de contrôle de retard correspondant à un multiple impair de la moitié de

l'intervalle d'échantillonnage.