<Desc/Clms Page number 1>
Niet-geheeltallige vertraging.
De uitvinding heeft betrekking op een werkwijze en inrichting voor het verkrijgen van een niet-geheeltallige vertraging, dat wil zeggen een vertraging van een signaal over een tijdsperiode gelijk aan een deel van een klokperiode.
EMI1.1
In de niet-voorgepubliceerde Europese octrooiaanvrage nr. 92. ingediend op 26. met daarmee overeenkomende aanvragen hierin opgenomen door verwijzing, is een Variable Phase Delay (variabele fasevertraging, VPD) FIR-filter beschreven dat gebruikt kan worden om een tijd-discreet signaal in de tijd te verschuiven. De fase-verschuiving (Phase Delay) kan daarbij elk willekeurig deel van een bemonsterings-periode Ts zijn. Zo'n variabele vertraging is bijvoorbeeld nodig om het signaal te converteren naar een andere bemonsteringsfrequentie Fs.
De overdrachts-functie Fvpd van het VPD-filter is :
Fvpd = FO + ô*[ ô*F1 + (l-ô) *sign*F2], waarin : F0 = laagdoorlaat-gefilterd (LPF) signaal F1 = Sn-FO = eerste differentieel signaal
Sn = nabuur-monster (nearest Sample)
F2 = tweede differentieel signaal a = verschuiving t. o. v. het midden van bemonsteringspenode sign = teken van de verschuiving t. o. v.
Sn
Twee uitvoeringsvormen, respectievelijk het VPD1Q-filter (met 10
EMI1.2
vertragingssecties Z¯t) en het VPD04-filter (met 4 vertragingssecties) zijn gegeven in Fig. 1 en 2, tesamen met een daaruit verkregen interpolatie-karakteristiek (versterking G tegen de frequentie in veelvouden van de bemonsteringsfrequentie Fs) bij een vertraging over 1/8 (#=1/8) van een bemonsteringsperiode. De schaduw-gebieden in de interpolatiekarakteristiek zijn binnen bandbreedtes van 3/8*Fs rond veelvouden van de bemonsteringsfrequentie Fs. De impuls-responsie van het VPDIO-SIter, bij conversie naar een veel hogere bemonsteringsfrequentie (klein increment van delta), is gegeven in Fig. 3, tesamen met de stuur-signalen sign (3) en b.
<Desc/Clms Page number 2>
EMI2.1
Indien men een VPD- gebruiken voor verticale interpolatie van TV-beelden (bijvoorbeeld in standaard-conversie voor matrix-display) dan heeft men het probleem dat een eenheids-vertraging bestaat uit een lijngeheugen, dat aanzienlijk groter is dan de benodigde optellers en/of vermenigvuldigers. Dat betekent dat men dan het liefst een korte vertragings-keten kiest (bijvoorbeeld VPD04) en desnoods wat meer besteed aan de verdere verwerking. Bovendien zou een verticaal voorfilter ook lijngeheugens vergen zodat men het liefst een interpolatiefilter heeft dat wat'vlakker'is in de stop-band en dus wat minder hoge pieken vertoont rond veelvouden van de transitieband. Zie rond (N+0. in de karakteristiek van Fig. 2.
Voor gebruik op audio en composiet-video signalen zou men overal een lagere rimpel willen hebben, vooral in de doorlaatband en op harmonischen daarvan (rond N*Fs, waarbij Fs de bemonsteringsfrequentie is).
Het is onder meer een doel van de uitvinding om een niet-geheeltallige vertragingsschakeling te bieden die aan ten minste een aantal van de hiervoor genoemde bezwaren en/of wensen tegemoet komt. Daartoe biedt een eerste aspect van de uitvinding een niet-geheeltallige vertragingsschakeling als gedefinieerd in conclusie 1.
Een tweede aspect van de uitvinding biedt een werkwijze als gedefinieerd in conclusie 6. Voordelige uitvoeringsvormen zijn in de onderconclusies aangegeven.
Deze en andere aspecten van de uitvinding zullen blijken uit en toegelicht worden aan de hand van de hierna beschreven uitvoeringsvormen.
In de tekeningen toont Fig. 1 een eerste uitvoeringsvorm met interpolatiekarakteristiek van een niet-geheeltallige vertragingsschakeling (VPD-filter) van een reeds beschreven type met 10 vcrtragingssecües Fig. 2 een tweede uitvoer1gsvorm met interpolatiekarakteristiek van een niet-geheeltallige vertragingsschakeling (VPD-filter) van een reeds beschreven type met 4 vertragingssecties Fig. 3 een aantal signaalvonnen die optreden in de eerste uitvoeringsvorm van Fig. 1, als een eenheidsimpuls is toegevoerd samen met vertragings-
<Desc/Clms Page number 3>
regelsignalen voor conversie naar een wezenlijk hogere bemonsteringsfrequentie met kleine toenamen van de vertraging 0 ;
Fig. 4 overdrachtskarakteristieken (versterking G tegen relatieve frequentie, respectievelijk fase-vertraging PD tegen relatieve frequentie) van een variabel fase-vertragingsfilter met ideale sub-filters ;
Fig. 5 een eerste uitvoeringsvorm van een variabel fasevertragingsfilter volgens de uitvinding met gemultiplexte coefficienten in de differentiator D voor het afgeven van het tweede differentiële signaal F2 ;
Fig. 6 een aantal signaalvormen in het tijddomein die optreden in variabele fasevertragingsfilters ;
Fig. 7 een tweede uitvoeringsvorm van een variabel fasevertragingsfilter volgens de uitvinding met B aftakkingen van de vertragingsketen ;
Fig. 8 een fout in de impulsresponsie van een variabel fasevertragingsfilter volgens de uitvinding met 16 vertragingssecties met een eenvoudige en puur quadratische factor M3 ;
Fig. 9 een interpolatiekarakteristiek bij ö = 1/8 van een vereenvoudigd variabel fasevertragingsfilter volgens de uitvinding met vier vertragingssecties ;
Fig. 10 een interpolatiekarakteristiek bij ö=1/32 van het vereenvoudigde variabele fasevertragingsfilter volgens de uitvinding met vier vertragingssecties ;
Fig. 11 een interpolatiekarakteristiek bij ö=1/8 met een variabel fasevertragingsfilter volgens de uitvinding met twaalf vertragingssecties ;
en
Fig. 12 een fout in de impulsresponsie van het variabele fasevertragingsfilter volgens de uitvinding met twaalf vertragingssecties.
Het in de niet-voorgepubliceerde Europese octrooiaanvrage nr.
92. 201. 894. 0, ingediend op 26. 06. 93 (PHN 14. 108), samen met daarmee overeen- komende aanvragen hierin opgenomen door verwijzing, beschreven variabele fase- vertragings-filter (VPD) vertoont'ideaal'gedrag bij 0=0 en bij 5=1, onafhankelijk van het gedifferentieerde signaal F2. Fvpd (5=0) = FO en Fvpd (5=l) = Sn. FO en Sn zijn 'ideaal'want beide vertonen lineair fase-gedrag. Immers FO is het resultaat van filteren met symmetrische coefficienten en Sn is het ongefilterde signaal.
Omdat F2 geen invloed heeft bij ö=0 en ö=1, is het beter om F2 te optimaliseren voor een andere waarde van b. Daarvoor beschouwen we de overdrachts-karakteristieken van het VPD-
<Desc/Clms Page number 4>
filter bij ideale sub-filters, zoals gegeven in Fig. 4. Een verkleining van de fouten kan men bereiken indien de karakteristieken niet alleen nul worden gemaakt voor #=0 en 0=1, maar bovendien geminimaliseerd worden voor ô=O. 5. Dat kan men bereiken door de differentiator D voor het afgeven van het tweede differentiële signaal F2 te ontwerpen voor 0=0. 5 in plaats van voor ô=0.
Maatregel 1 : Dat vereist een differentiator met asymmetrische coefficienten in plaats van anti-symmetrisch.
Omdat de fasefout voor een verschuiving van-0. 5 tegengesteld is aan de fout voor een verschuiving van +0. 5, moet de asymmetrie omgekeerd worden voor negatieve verschuivingen.
Maatregel 2 : De volgorde van de differentiator-coëfficiënten moet omgekeerd worden met het teken (sign) van de verschuiving ô.
Een blok-schema voor zo'n VPDIO-sslter volgens de uitvinding is gegeven in Fig. 5, tesamen met de impuls-responsie van de differentiator D bij positief en negatief teken van de verschuiving ô.
Een verdere verbetering is mogelijk door : Maatregel 3 : Toevoegen van extra differentiators, met andere stuurfuncties.
Daarvoor beschouwen we de werking van het VPD-filter in het tijd-domein aan de hand van Fig. 6. In kolommen 1.. 3 van Fig. 6 zijn weer de signalen weergegeven van bemonsteringsperiodes n+4.. n+6 van Fig. 3, tesamen met de functies Ml =ô*ô en M2=sign*o* (I-ô) waarmee respectievelijk Fl en F2 vermenigvuldigd worden. De factor 5* (1-5) is een periodieke parabool die na vermenigvuldiging met sign sterk lijkt op een sinus met een frequentie gelijk aan de bemonsterings-frequentie, die uiteindelijk gemoduleerd wordt met F2. In kolom 4 is aangegeven dat een verfijnde modulatie van de F2-factor M2=sign*5* (l-5) mogelijk is indien andere coëfficiënten gekozen worden bij wisselen van sign.
Doordat de F2-factor M2 nul is bij #=0 en #=1, kan met behulp van F2 de responsie geoptimaliseerd worden bij ô=0. 5 en sign= + 1, zonder het resultaat bij #=0 en 0=1 te beïnvloeden. Dit is natuurlijk niet essentieel, maar wel gemakkelijk bij het ontwerpen. Om nu de responsie te verbeteren bij andere waarden van ô kan men een differentiator toevoegen waarvan het resultaat (F3) vermenigvuldigd wordt met een functie M3 die ongelijk aan nul is op die andere waarden van o.
Gemakkelijk zou het zijn indien die functie nul is op de reeds besproken waarden van
<Desc/Clms Page number 5>
de vertraging ô. Men kan bijvoorbeeld het kwadraat nemen van de absolute waarde van 3-0. 5 wat een parabool van verdubbelde frequentie oplevert met nulpunten op ô=N/2.
Het is echter eenvoudiger om uit te gaan van de F2-factor en die te vermenigvuldigen met (3-0. 5). Deze F3-factor M3 en het resultaat van modulatie daarmee is aangegeven in kolom 5 van Fig. 6.
Een verdere verbetering kan men verkrijgen door het toevoegen van nog een differentiator (F4) waarvan het resultaat vermenigvuldigd wordt met de absolute waarde van (ô-O. 5), dat daarna toegevoegd wordt aan F2 en vervolgens mede vermeng- vuldigd wordt met de F2-factor. Het differentiele signaal F4 wordt dus vermeng- vuldigd met M4=sign*ô* (1-ô) *abs (ô-O. 5). In kolom 6 van Fig. 6 is een voorbeeld gegeven van de bijdrage van F4, terwijl kolom 7 laat zien dat met de combinatie van F3 en F4 de response voor vier extra waarden van de verschuiving onafhankelijk gekozen kan worden.
Maatregel 3b : Neem voor de twee volgende differentiators respectievelijk de stuur-functies (3-0. 5) en abs (ô-0. 5) en voeg het resultaat toe aan F2 voor verdere verwerking in de mixer.
Het resulterende blok-schema is gegeven in Fig. 7. Daarin is slechts één differentiator getekend met uitgang Fx. Elke differentiator heeft dezelfde opbouw, echter met andere coefficienten C1.. CB waarin B gelijk is aan het aantal aftakkingen van de vertraging- keten. Gestippeld is aangegeven welke delen men moet toevoegen of verwijderen om de lengte van het VPD-filter volgens de uitvinding te wijzigen.
In Fig. 8 wordt getoond dat het resultaat met de eenvoudige F3-en F4- factoren zelfs beter is dan met puur kwadratische stuur-functies. Op veelvouden van 1/8 maal de bemonsteringsperiode Ts is de fout gelijk aan nul. Voor optimalisatie van de stuur-functies, maar ook indien slechts enkele waarden van delta gebruikt worden kan het een voordeel zijn om de stuurfuncties niet te berekenen, maar te kiezen uit een aantal vaste waarden met behulp van een multiplexer of ROM. Indien bijvoorbeeld een
VPD-filter gebruikt wordt voor 4*upsampling dan zijn slechts 4 waarden van delta nodig : 0, + 1/2 en 1. Het complete parametriseren en mengen van de functies reduceert dan tot enkele gemultiplexte optellers.
<Desc/Clms Page number 6>
Maatregel 4 : Voor optimalisatie kan de stuur-functie gerealiseerd worden door middel van selectie uit een aantal vaste mogelijkheden, door middel van een tabel (ROM) of multiplexer, met de verschuiving als parameter.
Natuurlijk kan verdere verbetering bereikt worden met nog meer differentiatoren tesamen met hogere-orde stuur-functies, maar de genoemde functies F2.. F4, met bijbehorende stuur-functies, blijken al voldoende te zijn om onderdrukkingen van de vervorming te halen van beter dan-60 dB. In principe kunnen de sub-filters ook uitgevoerd worden met oneven lengte bij aangepaste â enz. Dat voert echter tot minder eenvoudige uitvoeringen.
Het optimaliseren van differentiators voor ô = 0. 5 enz., hetgeen gemultiplexte aftakkingen van de vertragings-sectie vereist, en het toevoegen van extra differentiators met eigen stuur-signalen zijn twee gescheiden maatregelen die elk verbetering kunnen brengen. Dit zal aangetoond worden bij de uitvoeringsvorm van Fig. 9.
De uitvoeringsvormen zijn gebaseerd op het schema van Fig. 7. Alleen de coefficienten zullen gegeven worden met interpolatie karakteristieken. Bij de lijsten
EMI6.1
van coefficienten is Fxcdiv (x=O.. het getal waardoor de coefficienten Fxc gedeeld moeten worden. Bij de voorbeelden is dit deeltal een macht van 2 en de coefficienten zijn gegeven als integer. Dat betekent dat de coefficienten in de voorbeelden gequantiseerd zijn, wat de voorbeelden geschikt maakt voor directe digitale implementatie.
In Fig. 9 zijn de coefficienten en de interpolatie-karakteristiek gegeven van een VPD04-filter volgens de uitvinding (zonder multiplexer) voor een vertraging 8 van 1/8. De coefficienten van het laagdoorlaatfilter LPF zijn F0cdiv=64, FOc= (37,-5).
De coefficienten van de differentiatoren zijn F2cdiv=64, F2c= (49, 49,-8,-8), F3cdiv=32, F3c= (5, 5,-3,-3). Vergelijking met Fig. 2 toont de aanzienlijke verbetering, vooral op harmonischen van de transitie-band. In dit VPD-filter is alleen de functie F3 toegevoegd. Immers de coefficienten van de differentiators zijn paarsgewijs identiek, zodat de multiplexer van Fig. 5 niet nodig is. Desondanks is de benadering van de gewenste responsie erg goed zoals blijkt uit de interpolatie karakteristiek van Fig. 10 voor een vertraging a van 1/32.
<Desc/Clms Page number 7>
In Fig. 11 is de interpolatie karakteristiek voor een vertraging ô van 1/8 gegeven van een VPD-filter volgens de uitvinding met 12 vertragingssecties en de volgende coefficienten. De coefficienten van het laagdoorlaatfilter LPF zijn F0cdiv=256, F0c= (161,-48, 23,-11, 5,-2). De coefficienten van de differentiatoren zijn F2cdiv=256, F2c= (180, 185, -25, -33, 8, 15,-5,-7, 3,4, 0, -3), F3cdiv=128, F3c= (13, 18,-3,-12,-1, 8, 1,-3, 0, 1, -1, 1). De coëfficiënten van de sub-filters zijn afgeleid van een interpolatie-filter voor een vertraging 3=1/8 ontworpen met een Kaiser-window met beta=4. 5.
De fout in de impuls-responsie is gegeven in Fig. 12, waarin de sync-functie golfvorm de overdrachtskaracteristiek is van een Kaiser-window met beta=4. 5, en de golfvorm E een 100 maal vergrote fout is. De grootste fouten treden op bij ô = 0,1/4, 1/2 en 3/4. Dat zijn fouten die puur veroorzaakt worden door quantisatie van de coëfficiënten. Ofschoon de coëfficiënten van F4 nul zijn, is toch de onderdrukking nagenoeg 60 dB. Indien dit filter alleen gebruikt zou worden voor '4*upsampling'dan is ook F3 niet nodig. De resterende complexiteit, 11 vertragingssecties en 17 coëfficiënten van 8 bits plus wat optellers voor de mixer, is aanzienlijk minder dan het filter in het IC SAA7220 (upsampling filter voor CD-audio) en bovendien is de onderdrukking nagenoeg 10 dB beter.
Samenvatting : om het fase- en frequentie-gedrag van het VPD-filter te verbeteren worden de volgende maatregelen toegepast :
1. de differentiator wordt veranderd naar niet-lineair fase-gedrag.
2. afhankelijk van het teken van de vertraging wordt de volgorde van coëfficiënten omgekeerd.
3. eventueel worden extra differentiators toegevoegd, met andere stuurfuncties.
4. de stuurfuncties worden eventueel verkregen uit een tabel.
In hoofdzaak worden in een werkwijze voor het vertragen van een digitaal signaal over een selecteerbare fractie (3) van een bemonstenngspenode van het digitale signaal, uit het digitale signaal eerste (Fl) en tweede (F2) differentiele signalen met onderling verschillende fase-karakteristieken verkregen en vervolgens gecombineerd (MIX) in afhankelijkheid van de selecteerbare fractie (ô) om een in fase aangepast correctiesignaal te verkrijgen. Het product van de selecteerbare fractie (3) en het correctiesignaal wordt opgeteld bij het digitale signaal voor het verkrijgen van een
<Desc/Clms Page number 8>
over de selecteerbare fractie (0) vertraagd digitaal signaal.
Het tweede differentiele signaal (F2) wordt verkregen met behulp van een differentiator met asymmetrische coëfficiënten om een voor 3=0. 5 geoptimaliseerde overdrachtskarakteristiek te verkrijgen.
In het algemeen kan het VPD-filter gebruikt worden voor interpolatie, verandering van bemonster frequentie en als variabele vertraging voor tijddiscrete signalen. Specifieke voorbeelden zijn : - standaard-conversie voor TV (aspectverhouding omzetten tussen 16/9 en
4/3 bij PALplus, LCD- en plasma-displays) ; line-locked kleuren-decoder werkend op enkel crystal-clock. echo-onderdrukking in TV ; - conversie van DVB-audio (diverse audio bron-standaarden in Digital
Video Broadcast) naar één bemonster-frequentie.
Opgemerkt zij dat de hiervoor beschreven uitvoeringsvormen de uitvinding toelichten maar niet beperken, en dat ervaren vaklieden in staat zullen zijn om vele alternatieve uitvoeringsvormen te ontwerpen zonder het bereik van de onderstaande conclusies te verlaten.