PL192564B1 - Urządzenie do odczytu i zapisu optycznego nośnika zapisu - Google Patents

Abstract

1. Urzadzenie do odczytu i zapisu optycznego nosnika zapisu, zaopatrzone w zespól pozycjonu- jacy, cztero-cwiartkowy detektor, dwa punkty su- macyjne sygnalów wyjsciowych elementów czuj- nikowych cztero-cwiartkowego detektora oraz komparator fazowy, przy czym cztero-cwiartkowy detektor, punkty sumacyjne i komparator fazowy stanowia zespól pozycjonujacy wykorzystujacy detekcje fazy róznicowej, a ponadto jest zaopa- trzone w elementy opózniajace, o opóznieniu regu- lowanym przez zespól sterujacy, znamienne tym, ze przynajmniej jeden z elementów opózniaja- cych (26S, 26T, 26U) stanowiacy cyfrowy ele- ment opózniajacy zbocza jego wejsciowego sy- gnalu jest wlaczony pomiedzy jeden z punktów sumacyjnych (15, 16) i komparator fazowy (20), a przynajmniej jeden z elementów opózniajacych (26X, 26Y, 26A, 26B, 26C, 26D) stanowiacy ana- logowy element opózniajacy zachowujacy infor- macje o fazie i amplitudzie opóznionego sygnalu jest wlaczony pomiedzy cztero-cwiartkowy detek- tor (5) i jeden z punktów sumacyjnych (15, 16). PL PL PL

Description

Opis wynalazku

Przedmiotem wynalazku jest urządzenie do odczytu i zapisu optycznego nośnika zapisu.

Urządzenie tego rodzaju znane jest na przykład z opisu patentowego US 4,785,441. W tym znanym urządzeniu błędy w sygnale pozycjonowania, które są wynikiem przechylania optycznego nośnika zapisu lub zróżnicowanej głębokości wgłębień w optycznym nośniku zapisu, są kompensowane przez czasy opóźnienia elementów o zmiennym opóźnieniu, które zmieniają się na podstawie porównania fazy, realizowanego podczas pracy urządzenia. Urządzenie według opisu US 4,785,441 jest zaopatrzone w urządzenie pozycjonujące, detektor cztero-ćwiartkowy, dwa punkty sumowania sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych cztero-ćwiartkowego detektora i komparator fazowy. W urządzeniu tym, detektor cztero-ćwiartkowy, punkty sumowania i koparator fazowy są wykorzystywane do pozycjonowania zgodnie z metodą detekcji fazy różnicowej. Urządzenie zawiera elementy opóźniające o opóźnieniu regulowanym przez układ sterujący.

Znane urządzenie ma pewne wady, jednakże błędy powodowane przechylaniem optycznego nośnika zapisu lub zróżnicowaną głębokością wgłębień na nośniku zapisu mogą być skompensowane stosunkowo dobrze. Jednak sposób w jaki wykrywany jest błąd powodowany przemieszczeniem soczewki nie jest optymalny. Spowodowane jest to faktem, iż składowe błędu pochodzą z innych źródeł, na przykład zmian parametrów elementów składowych układu powodowanych starzeniem się lub zmianami warunków zewnętrznych. W rezultacie wymagana kompensacja nie jest optymalna.

Urządzenie do odczytu i zapisu optycznego nośnika zapisu, zaopatrzone w zespół pozycjonujący, cztero-ćwiartkowy detektor, dwa punkty sumacyjne sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych cztero-ćwiartkowego detektora oraz komparator fazowy, przy czym cztero-ćwiartkowy detektor, punkty sumacyjne i komparator fazowy stanowią zespół pozycjonujący wykorzystujący detekcję fazy różnicowej, a ponadto jest zaopatrzone w elementy opóźniające, o opóźnieniu regulowanym przez zespół sterujący, według wynalazku charakteryzuje się tym, że przynajmniej jeden z elementów opóźniających stanowiący cyfrowy element opóźniający zbocza jego wejściowego sygnału jest włączony pomiędzy jeden z dwóch punktów sumacyjnych i komparator fazowy, a przynajmniej jeden z elementów opóźniających stanowiący analogowy element opóźniający zachowujący informację o fazie i amplitudzie opóźnionego sygnału jest włączony pomiędzy cztero-ćwiartkowy detektor i jeden z dwóch punktów sumacyjnych.

Korzystnym jest, że dołączony do elementów opóźniających zespół sterujący jest zaopatrzony w blok określania przesunięcia dla kompensacji nie ulegającego zmianom przesunięcia sygnału błędu pozycjonowania, przy czym wejście bloku określania przesunięcia jest połączone z wyjściem sygnału błędu pozycjonowania, komparatora fazowego, a jego wyjście sterujące jest połączone z przynajmniej jednym cyfrowym elementem opóźniającym.

Korzystnym jest, że każdy z cyfrowych elementów opóźniających jest włączony za punktami sumacyjnymi, przy czym jeden z elementów opóźniających jest połączony z wyjściem sterującym bloku określania przesunięcia poprzez pierwszy zespół przełączający.

Korzystnym jest, że jeden z cyfrowych elementów opóźniających jest włączony pomiędzy jeden z punktów sumowania i komparator fazowy poprzez drugi zespół przełączający.

Korzystnym jest, że z jednym z analogowych elementów opóźniających jest połączony każdy z dwóch elementów czujnikowych cztero-ćwiartkowego detektora poprzez trzeci zespół przełączający.

Korzystnym jest, że wyjście komparatora fazowego jest połączone z jednym z wejść zespołu sterującego, a z drugim z wejść zespołu sterującego jest połączony generator sygnału interferencji, do którego dołączone jest również urządzenie pozycjonujące.

Korzystnym jest, że zespół sterujący jest zaopatrzony w blok porównywania, którego wejście jest połączone z wyjściem sygnału błędu pozycjonowania komparatora fazowego oraz z wyjściem sygnału interferencji generatora sygnału interferencji, poprzez przesuwnik fazowy z wyjściem przesuniętego fazowo sygnału interferencji, przy czym wyjście sterujące bloku porównywania jest połączone z wejściem sterującym przynajmniej jednego analogowego elementu opóźniającego.

Korzystnym jest, że wyjście sterujące bloku porównywania jest dołączone do pierwszego bloku obwodowego, który ma wyjście sygnału określającego wartość bezwzględną i wyjście sygnału określającego znak sygnału sterującego elementy opóźniające, przy czym wyjście sterujące bloku określania przesunięcia jest dołączone do drugiego bloku obwodowego, który ma wyjście sygnału określającego wartość bezwzględną i wyjście sygnału określającego znak sygnału sterującego elementy opóźniające. Korzystnym jest, że wejście każdego z cyfrowych elementów opóźniających, których wyjścia dołąPL 192 564B1 czone są do komparatora fazowego, połączone jest z jednym z punktów sumowania poprzez układ porównujący.

Zgodnie z wynalazkiem opracowano urządzenie, które wykorzystuje najlepszy z możliwych do zrealizowania sposobów kompensacji błędu sygnału błędu pozycjonowania, a tym samym sygnału pozycjonowania, który to błąd jest spowodowany przemieszczaniem soczewki. Część elementów o regulowanym opóźnieniu włączono pomiędzy czujnik cztero-ćwiartkowy i punkt sumowania i stanowią one analogowe elementy opóźniające. Kolejna część elementów o regulowanym opóźnieniu stanowi cyfrowe elementy opóźniające, włączone pomiędzy punktem sumowania i komparatorem fazowym. Rozwiązanie według wynalazku posiada zaletę polegającą na tym, że przesunięcie sygnału błędu pozycjonowania powodowane przez przemieszczenie soczewki jest kompensowane w celu uzyskania sygnału optymalnego, przy pomocy analogowych elementów opóźniających. Zarówno informacja o fazie jak i amplitudzie w postaci odpowiednich sygnałów analogowych jest zachowana nawet po opóźnieniu przez analogowy element opóźniający i jest dostępna w punkcie sumowania. Po sumowaniu, tylko informacja o fazie jest krytyczna. W tym przypadku, zgodnie z wynalazkiem, kompensacja innych zakłóceń nałożonych na przesunięcie jest realizowana przy wykorzystaniu cyfrowych elementów opóźniających. Zaletą takiego układu jest fakt, iż cyfrowe elementy opóźniające są prostsze do zrealizowania, ponieważ opóźnieniu o określony czas podlegają tylko zbocza ich sygnałów wejściowych. Podobnie nakłady ponoszone na wykonanie elementów opóźniających w postaci analogowej są zmniejszone, ponieważ zakres ich pracy może zostać ograniczony. Teoretyczna możliwość realizacji wszystkich elementów opóźniających w postaci cyfrowej okazała się mniej efektywna w praktyce, ponieważ zarówno pozycja chwilowa sygnałów w odniesieniu do siebie jak i ich amplitudy odgrywają duże znaczenie przed punktem sumacyjnym. Stwierdzono w praktyce, iż zarówno amplitudy jak i chwilowe zachowanie sygnałów pochodzących z czterech czujników mogą różnić się wzajemnie w przypadku przemieszczenia soczewki skupiającej względem osi optycznej układu. Kompensacja składowej błędu sygnału błędu pozycjonowania, która zależy od ruchu soczewki jest realizowana w sposób optymalny zgodnie z wynalazkiem, jeśli obie zmienne pomiarowe zostają wprowadzone przed sumowaniem i przekształceniem na postać cyfrową. Informacja o amplitudzie zostaje utracona, jeśli przekształcenie na postać cyfrową jest dokonane przed dodawaniem. W tym przypadku kompensacja ruchu soczewki nie byłaby możliwa w sposób optymalny. Układ elementów o zmiennym opóźnieniu umieszczonych przed i za punktem sumowania sprawia, iż jest to możliwe, co więcej, nie tylko kompensuje błędy spowodowane przez odchylenie soczewki, ale także kompensuje przesunięcie sygnału błędu pozycjonowania. Adaptacje, spowodowane na przykład niepożądanymi opóźnieniami wynikającymi z tolerancji wykonania elementów układu, lub podobnych oddziaływań interferencyjnych, są również możliwe do wprowadzenia.

W korzystnym rozwiązaniu według wynalazku, zespół sterujący zawiera układ określający przesunięcie, do którego wejścia podaje się sygnał wyjściowy komparatora fazowego, a którego sygnał wyjściowy stanowi sygnał sterujący elementów opóźniających o regulowanym opóźnieniu. Rozwiązanie takie posiada zaletę polegającą na tym, że przesunięcie, które może występować w sygnale błędu pozycjonowania, jest analogicznie kompensowane przy wykorzystaniu odpowiednich nastaw czasów opóźnienia elementów opóźniających. Sygnał błędu pozycjonowania jest w tym celu całkowany, a para czujników, których sygnały mają zostać opóźnione, jak również moduł wymaganego opóźnienia, określane są na podstawie znaku i wartości bezwzględnej sygnału wyjściowego integratora.

Korzystnie dwa zespoły kompensujące błąd generowany przez przesunięcie oraz błędy spowodowane odchyleniem soczewki są połączone dla uzyskania sygnału błędu pozycjonowania, który jest możliwie wolny od błędów.

Urządzenie według wynalazku, zawierające przynajmniej jeden element opóźniający pomiędzy punktem sumowania odbierającym sygnały wyjściowe z elementów czujnikowych detektora czteroćwiartkowego oraz komparatora fazowego ma tę zaletę, że kompensacja przesunięcia jest realizowana przez elementy opóźniające, które są od siebie niezależne. W tym przypadku, w rozwiązaniu według wynalazku wykorzystuje się dwie możliwości, mianowicie dwa elementy o zmiennym opóźnieniu oraz proste urządzenie przełączające, ewentualnie wykorzystuje się pojedynczy element opóźniający i do pewnego stopnia bardziej złożone urządzenie przełączające. Rozwiązanie takie ma tę zaletę, że możliwe jest zrealizowanie najbardziej korzystnej odmiany każdego z nich w odniesieniu do kosztów, lub z punktu widzenia złożoności produkcji. Ogólnie, rozwiązania wykorzystujące niewielką liczbę elementów opóźniających są korzystniejsze, ponieważ zajmują mniej miejsca wewnątrz układu scalonego w przypadku realizacji układu w postaci obwodu scalonego.

PL 192 564B1

Możliwość zastosowania tylko dwóch analogowych elementów o zmiennym opóźnieniu, oznacza połączenie tych elementów opóźniających przy pomocy urządzenia przełączającego w każdym przypadku z czujnikami, których sygnały mają zostać opóźnione. Rozwiązanie takie jest korzystne, ponieważ liczba elementów opóźniających jest w takim przypadku także zredukowana.

Zgodnie z wynalazkiem, próbny sygnał interferencji podawany jest do zespołu pozycjonującego, sygnał błędu pozycjonowania będący wynikiem jego działania jest porównywany z sygnałem interferencji, a rezultat porównania jest przesyłany do zespołu sterującego. Rozwiązanie takie jest korzystne, ponieważ błędy zawarte w sygnale błędu pozycjonowania, które są spowodowane odchyleniem soczewki są skompensowane w sposób optymalny. Sygnał interferencji wywołujący odpowiednie zachowanie urządzenia wpływa na odchylenie soczewki, a tym samym na błąd w sygnale błędu pozycjonowania, sygnał wyjściowy komparatora fazowego. Błąd nie jest skompensowany tak długo, jak długo zespół sterujący pozycjonowaniem nie jest zamknięty. Tak więc błąd spowodowany odchyleniem soczewki początkowo pozostaje bez kompensacji ze strony sygnały błędu pozycjonowania. Przy wykorzystaniu zespołu sterującego, sygnał interferencji oraz sygnał błędu pozycjonowania są porównywane, a czasy opóźnień regulowanych elementów opóźniających są dobierane w sposób optymalny na podstawie wyniku tego porównania. Oznacza to, iż po ich ustawieniu sygnał interferencji nie ma żadnego wpływu, lub jedynie bardzo słaby wpływ, na sygnał błędu pozycjonowania.

Zespół sterujący jest zaopatrzony w blok porównujący, do którego wejścia doprowadzone są sygnały wyjściowe komparatora fazowego oraz sygnał wyjściowy generatora sygnału interferencji, sygnał wyjściowy bloku porównywania jest wykorzystywany przy nastawianiu elementów o regulowanym opóźnieniu. Jest to korzystne, ponieważ blok porównywania zapewnia zarówno sygnał kierunkowy, który określa czy nastawa opóźnienia, która ma zostać ustawiona ma mieć charakter dodatni czy ujemny, lub której pary czujników sygnały mają zostać opóźnione, oraz sygnał wartości bezwzględnej, który określa moduł wymaganego opóźnienia. Blok porównywania korzystnie zawiera synchroniczny demodulator.

Dla uzyskania odpowiedniego sygnału wyjściowego zespołu sterującego, który ma zostać dekomponowany na sygnał odpowiadający wartości bezwzględnej oraz sygnał odpowiadający znakowi, urządzenie według wynalazku jest zaopatrzone w blok obwodowy. Rozwiązanie takie jest korzystne, ponieważ na przykład sygnał znaku może być wykorzystany bezpośrednio do sterowania zespołu przełączającego, który z kolei odbiera quasi-cyfrowy sygnał sterujący określonej amplitudy. Ponadto, określenie znaku na przykład w przypadku elementów opóźniających wydaje się być niepotrzebne.

Zgodnie z wynalazkiem, komparator określany poniżej także jako konwerter, włączony jest przed cyfrowymi elementami opóźniającymi. Komparator ten przekształca swój wejściowy analogowy sygnał, który jest zdefiniowany tylko w bardzo szerokich granicach w odniesieniu do punktu zerowego amplitudy, w sygnał wyjściowy, który zakłada tylko dwa stany i posiada stosunkowo ostro zarysowaną fazę przejścia pomiędzy tymi stanami. W tym przypadku, wartość porównania pochodząca z komparatora może zakładać wartość wcześniej określoną, lub być śledzona adaptacyjnie. Sygnał przekształcony na postać cyfrową może być przetwarzany szczególnie dobrze przez cyfrowe elementy opóźniające. Konwerter jest także określany mianem układu segmentowego (j.ang. - slicer).

W korzystnym rozwiązaniu urządzenia według wynalazku stosuje się elementy opóźniające oraz zespół sterujący wykonane w postaci obwodu scalonego. W przypadku umieszczenia urządzenia wewnątrz układu scalonego, istnieje możliwość realizacji urządzenia z obniżeniem kosztów, ponieważ cyfrowe elementy opóźniające zajmują stosunkowo niewielką powierzchnię, a w rezultacie, możliwa do osiągnięcia jest niewielka cena takiego układu. Elementy opóźniające są stosunkowo małe i nie są zależne od tolerancji wykonania poszczególnych elementów układu scalonego.

Przedmiot wynalazku jest bliżej objaśniony w przykładach wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat ideowy jednego z przykładów wykonania urządzenia według wynalazku, fig. 2 - schemat przykładu wykonania urządzenia wykorzystującego sposób pozycjonowania realizujący detekcję fazy różnicowej DPD, fig. 3 - zależności fazowe sygnałów z poszczególnych elementów czujnikowych w przypadku zastosowania sposobu pozycjonowania realizującego detekcję fazy różnicowej DPD, fig. 4 -sieć działań ilustrującą sposób działania urządzenia według wynalazku, fig. 5 - strukturę logiczną urządzenia według wynalazku, fig. 6 - wykres przebiegu sygnałów w różnych punktach układowych urządzenia według wynalazku, fig. 7 - schemat przykładu wykonania zespołu sterującego, fig. 8 - część urządzenia według wynalazku w kolejnym przykładzie wykonania, z jednym elementem o zmiennym opóźnieniu do regulacji przesunięcia, fig. 9 - część urządzenia według wynalazku w kolejnym przykładzie wykonania, zawierającym wiele elementów o zmiennym opóźnieniu, fig. 10 - sygnały

PL 192 564B1 elementów czujnikowych A do D oraz sygnały sumowania bez uwzględnienia odchylenia soczewki skupiającej, fig. 11 - sygnały elementów czujnikowych A do D oraz sygnały sumowania z uwzględnieniem odchylenia soczewki skupiającej, a fig. 12 przedstawia sygnały z elementów czujnikowych A do D oraz sygnały sumowania z uwzględnieniem odchylenia soczewki skupiającej.

Na fig. 1 przedstawiono przykładowy schemat urządzenia według wynalazku, które jest zaopatrzone w urządzenie pozycjonujące 13, przy czym obiektyw 3 oraz napęd korekcyjny 6 należą do zespołu pozycjonującego. Napęd korekcyjny 6 jest napędzany poprzez regulator pozycjonowania 17, na którego wejście podawany jest sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE występujący na wyjściu detektora fazowego 14. Jednocześnie, do napędu korekcyjnego 6 podawany jest sygnał interferencji Swytwarzany przez generator sygnału interferencji 22. Sygnał interferencji Sjest przesuwany fazowo, tak aby utworzyć sygnał WSY przy pomocy przesuwnika fazowego 23 oraz podawany jest do zespołu sterującego 24. Zespół sterujący 24 ocenia przesunięty fazowo sygnał interferencji WSY oraz sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE i wyznacza czasy opóźnień tS, tT, tX oraz tY elementów opóźniających 26S, 26T, 26X, 26Y o regulowanym opóźnieniu, przy wykorzystaniu zespołów przełączających 25, 37. Analogowe układy o regulowanym opóźnieniu opóźniają sygnały wyjściowe elementów czujnikowych A i B i odpowiednio C i D detektora cztero-ćwiartkowego 5 zgodnie z nastawami tX, tY. Sygnały wyjściowe elementów czujnikowych Ai C, z których jeden jest opóźniany, zostają zsumowane w pierwszym punkcie sumowania 15 i przesłane do detektora fazowego 14. To samo dotyczy odpowiednio drugiego punktu sumowania 16 oraz sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych B i D, z których jeden podobnie jest opóźniony.

Sposób pozycjonowania wykorzystujący metodę detekcji fazy różnicowej DPD zostanie opisany w nawiązaniu do fig. 2. Na fig. 2 przedstawiono schemat znanego urządzenia, które realizuje sposób pozycjonowania z wykorzystaniem detekcji fazy różnicowej. Źródło światła 1 generuje wiązkę światła, która jest skupiana na optycznym nośniku zapisu 4 za pomocą półprzepuszczalnego zwierciadła 2, które jest przedstawione jako część polaryzującego rozdzielacza wiązki świetlnej oraz obiektywu 3 Wiązka światła zostaje odbita od optycznego nośnika zapisu 4oraz skierowana na cztero-ćwiartkowy detektor 5. Cztero-ćwiartkowy detektor 5 przedstawiony jest jako przechylany o 90°, to jest w widoku z góry, a zawiera cztery elementy czujnikowe A, B, C, D. Strzałka 10 wskazuje kierunek pozycjonowania, to jest kierunek w którym nośnik zapisu 4 porusza się w stosunku do detektora czteroćwiartkowego 5. Tak więc, cztero-ćwiartkowy detektor 5 może być podzielony na dwa obszary czujników, które są umieszczone ukośnie w stosunku do kierunku pozycjonowania i zawierają elementy czujnikowe A i B z jednej strony oraz Ci D z drugiej strony.

Kolimator 7 umieszczony jest pomiędzy źródłem światła 1, a zwierciadłem 2, natomiast wypukła soczewka 8 umieszczona jest pomiędzy zwierciadłem 2, a detektorem cztero-ćwiartkowym 5. Napęd korekcyjny 6 porusza obiektyw 3 w kierunku promieniowym, w odniesieniu do optycznego nośnika zapisu 4, zgodnie z sygnałem sterującym TS napędu korekcyjnego 6. Obiektyw 3 oraz napęd korekcyjny 6są elementami urządzenia pozycjonującego 13. Nośnik zapisu 4ma kształt dysku, odpowiadający kształtem płycie kompaktowej audio (CD), dyskowi wideo. Nośnik zapisu cechuje się dużą gęstością zapisywania (DVD) lub tym podobnym rozwiązaniem. Optyczny nośnik zapisu 4jest wprawiany w ruch obrotowy przez napęd dysku 9 (zaznaczony tu tylko schematycznie). Przedstawiono przekrój poprzeczny przez nośnik zapisu 4, wykonany wzdłuż średnicy. Wiązka światła skupiona na nośniku zapisu 4przy wykorzystaniu obiektywu 3 umieszczona jest promieniowo w zewnętrznym obszarze nośnika zapisu 4. Kierunek przemieszczenia promienia odbitego od optycznego nośnika zapisu 4, po przejściu przez obiektyw 3, które jest spowodowane przemieszczeniem obiektywu 3 wywołanego napędem korekcyjnym 6, jest zaznaczony strzałkami 12. Strzałka 11 odpowiada kierunkowi ruchu obiektywu 3.

Wyjścia elementów czujnikowych A i C są połączone z pierwszym punktem sumowania 15, a wyjścia elementów czujnikowych Bi Dsą połączone z drugim punktem sumowania 16. Odpowiednie sygnały sumacyjne A+C i B+D są kierowane do detektora fazowego 14, na wyjściu którego występuje sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE określony metodą detekcji fazy różnicowej DPD.

Wyjścia punktów sumowania 15 i 16 są połączone z wejściem kolejnego punku sumowania 18. Tak więc na wyjściu punktu sumowania 18 występuje suma sygnałów pochodzących ze wszystkich elementów czujnikowych A, B, Ci D. Ten sygnał jest sygnałem informacyjnym HF, który jest przekazywany do jednostki określającej (nie przedstawiona) w celu konwersji na sygnały, które mogą zostać wykorzystane przez użytkownika.

PL 192 564B1

Aby opisać funkcjonowanie urządzenia według wynalazku, należy odnieść się do fig. 1, na której przedstawiona jest struktura detektora fazowego 14. Detektor fazowy 14 posiada układy porównujące 19, 19', komparator fazowy 20 oraz filtr dolnoprzepustowy 21. W konfiguracji według wynalazku tak jak to przedstawiono na fig. 1, cyfrowe elementy opóźniające 26S, 26T o opóźnieniu regulowanym, umieszczone są pomiędzy układami porównującymi 19, 19' i komparatorem fazowym 20, a wspomniane elementy opóźniające nie są uważane za część detektora fazowego. Na wejściu detektora fazowego 14 umieszczone są układy porównujące 19, 19', których wyjścia w tym przykładzie wykonania połączone są z komparatorem fazowym 20, poprzez elementy opóźniające 26S, 26T. Wyjście komparatora fazowego 20 jest połączone z wyjściem detektora fazowego 14 poprzez filtr dolnoprzepustowy 21, na którego wyjściu pojawia się sygnał będący sygnałem błędu pozycjonowania DPD-TE.

Sygnały wyjściowe elementów czujnikowych A i C są dodawane w pierwszym punkcie sumowania 15, a sygnał sumy jest przetwarzany do poziomu logicznego w pierwszym układzie porównującym 19, który działa jako komparator przejścia zerowego. Odpowiednio cyfrowy sygnał sumy B+Djest utworzony przy wykorzystaniu drugiego punktu sumowania 16 i drugiego układu porównującego 19'. Te dwa sygnały przechodzą przez odpowiednie elementy opóźniające 26S, 26T i są podawane do komparatora fazowego 20, który określa względny przedział czasowy pomiędzy zboczami dwóch sygnałów. Sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE jest wartością średnią tych różnic czasowych i jest formowany przez filtr dolnoprzepustowy 21. Jeśli punkt skanowania lub plamka 29, tak jak to zostanie przedstawione w odniesieniu do fig. 3, podąża dokładnie za środkiem ścieżki 30, wtedy przejście przez zero sumowanych sygnałów A+C i B+D występuje równocześnie, a wynikowy sygnał błędu pozycjonowania wynosi zero. Jeśli plamka 29 podąża za ścieżką ze stałym odchyleniem w stosunku do środka ścieżki, wtedy przejście przez zero tych dwóch sygnałów nie występuje już równocześnie, ale są one czasowo przesunięte względem siebie. Różnica czasowa która występuje, jest w przybliżeniu proporcjonalna do odchylenia skanowania w stosunku do środka ścieżki, tak iż różnica czasowa, odnosząca się do jednego z tych sygnałów może być dodatnia lub ujemna. Innymi słowy, znak różnicy czasowej zawiera informację o kierunku, a wartość bezwzględna jednocześnie zawiera informację o module tego odchylenia.

Jak przedstawiono na fig. 1, statyczna regulacja przesunięcia jest realizowana przez elementy opóźniające 26S, 26T umieszczone za punktami sumowania 15, 16. Zespół przełączający 25 jest przełączany w zależności od sygnału SIGN(B) i generuje sygnał ABS(B), który jest podawany na cyfrowe elementy opóźniające 26S, 26T. Elementy opóźniające 26S, 26T mogą być więc połączone z sygnałem wyjściowym VBS bloku określania przesunięcia 44 za pomocą zespołu przełączającego 25. W zakresie wynalazku leży wprowadzenie cyfrowych elementów opóźniających posiadających stały czas opóźnienia oraz cyfrowych elementów opóźniających o zmiennym opóźnieniu zamiast dwóch elementów opóźniających 26S, 26T w tym punkcie, a czas opóźnienia wspomnianego elementu opóźniającego o regulowanym opóźnieniu jest skracany lub wydłużany w porównaniu do stałego czasu opóźnienia drugiego elementu opóźniającego, w zależności od sygnału VBS.

Dwa analogowe elementy opóźniające 26X i 26Y o regulowanym opóźnieniu, które mogą być połączone zarówno z czujnikami A i B lub czujnikami C i D za pomocą zespołu przełączającego 37, zastosowano dla regulacji błędu spowodowanego ruchem soczewki. Rozwiązanie takie zapewnia, iż zarówno sygnały jednej pary elementów czujnikowych A-B, lub te pochodzące od drugiej pary C-D, są opóźniane w stosunku do sygnału drugiej pary. Zespół przełączający 37 jest przełączany pod wpływem sygnału SIGN(A) oraz sygnału ABS(A) doprowadzonego do elementów opóźniających 26X, 26Y.

W górnej części fig. 3 przedstawiono schematycznie, w znacznym powiększeniu, szczegóły warstwy informacyjnej optycznego nośnika zapisu 4 w widoku z góry. Widoczne są trzy ścieżki ułożone obok siebie, na każdej z nich występują dwa lub trzy zagłębienia, tak zwane wgłębienia 28, które tworzą ścieżki, przy czym są wydłużone w kierunku ścieżki. Odległości pomiędzy wgłębieniami 28 w kierunku ścieżki, jak również długość wgłębień w kierunku ścieżki (strzałka 10) może różnić się w określonych granicach od pokazanego przykładu. Jest to uzależnione od zastosowanego sposobu modulacji wykorzystywanego przy konwersji informacji, jakie mają zostać zapisane na wzór wgłębień oraz od zawartości zapisywanej informacji. W szczególności, wgłębienia 28 mogą posiadać różne długości.

Detektor cztero-ćwiartkowy 5, który jest umieszczony symetrycznie w stosunku do środka ścieżki 30 ścieżki centralnej i zawiera elementy czujnikowe A, B, C i D tak jak to przedstawiono po lewej stronie wgłębienia 28. To służy do ilustracji w jaki sposób sygnały wyjściowe elementów czujniPL 192 564B1 kowych A, B, C i D reagują wtedy, gdy plamka świetlna 29 padająca na warstwę informacyjną jest odchylana od środka ścieżki 30.

W dolnym obszarze fig. 3, naszkicowane zostały schematycznie względem osi t, amplitudy kilku kombinacji sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, B, C i D detektora, gdzie oś t odpowiada osi przestrzeni w kierunku ścieżki w przypadku ruchu plamki świetlnej 29 oraz optycznego nośnika zapisu, w kierunku ścieżki (strzałka 10) podczas odczytu z normalną prędkością. W poniższym opisie, dla jego uproszczenia, sygnały z obszarów detektora 5, czyli elementów czujnikowych A, B, C i D oraz sygnały obliczone na ich podstawie, są w niektórych przypadkach także oznaczone literami elementów detektora.

Krzywa 31 przedstawiona bezpośrednio poniżej wgłębienia 28, schematycznie przedstawia sygnał informacyjny HF, to jest sumę sygnałów wszystkich elementów czujnikowych A, B, C i D. Tak długo jak plamka 29 nie natrafi na którekolwiek z wgłębień 28, amplituda zmniejsza się w wyniku szkodliwej interferencji, zmian we współczynniku odbicia, lub pod wpływem innego odpowiedniego efektu i osiąga wartość minimalną tak szybko, jak i wartość maksymalną w chwili, gdy plamka 29 nałoży się na wgłębienie 28.

Krzywa 32 przedstawia połączenie już przekształconych na postać cyfrową sygnałów A+C i B+D bez błędu pozycjonowania, to jest na środku ścieżki 30, lub wtedy gdy nie ma odchylenia soczewki obiektywu 3. Krzywe 32¢ (kropkowana) oraz krzywe 32 (kreskowane) odpowiednio pokazują chwilowe przesunięcie fazowe sygnałów sumacyjnych A+C i B+D w zależności od przemieszczenia obiektywu 3 lub odchyleń plamki świetlnej 29¢ i 29 odpowiednio od środka ścieżki 30 w kierunku przemieszczonego skanowania ścieżki odpowiednio 30¢ i 30. Ponieważ zarówno odchylenia od środka ścieżki jak i przemieszczenie soczewki prowadzą do takiego samego rezultatu w zsumowanych sygnałach, te dwie przyczyny nie mogą zostać od siebie oddzielone. Chwilowe przesunięcie Dt sygnałów A+C i B +D względem siebie, w relacji do wartości bezwzględnej, odpowiada modułowi odchylenia przemieszczonych odczytów ścieżki 30^ 30 od środka ścieżki 30, a jego znak odpowiada kierunkowi tego odchylenia. Detektor fazowy 14 określa na ich podstawie sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE w sposób już opisany.

Można zauważyć, iż w zależności od zastosowanej konstrukcji optycznej, sygnały z obszarów detektora A, B, C i D mogą posiadać chwilowo statyczne przesuniecie fazowe względem siebie przy braku odchyleniaod centrum ścieżki lub odchylenia soczewki. Jednakże, przesunięcia B+D w porównaniu do przesunięcia A+C, które przedstawione są za pomocą krzywych 32¢ i 32 reprezentują typowe przypadki odchylenia soczewki, lub odchylenia od środka ścieżki.

Ponieważ soczewki obiektywu 3 mogą poruszać się w kierunku poziomym, to jest prostopadle do kierunku ścieżek nośnika zapisu 4, przesunięcie odbitego obrazu powierzchni informacyjnej dysku na cztero-ćwiartkowym detektorze 5jest podobne jak w przypadku odchylenia w kierunku poziomym, wynikającym z geometrii promienia świetlnego. Tak więc dzięki szczególnym własnościom metody pozycjonowania wykorzystującej detekcję fazy różnicowej DPD, w wyniku różnic czasowych pochodzących z ruchu soczewek, sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE rośnie i nie jest zerowy nawet w przypadku, gdy plamka świetlna 29 podąża dokładnie w środku ścieżki 30.

Odnosząc sygnał pochodzący z jednego lub większej liczby elementów czujnikowych A, B, C i D do opóźnienia czasowego w określony sposób przed ich dodaniem w punktach sumowania, odpowiednio 15 i 16, możliwe staje się osiągnięcie kompensacji przesunięcia sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE, przy czym przesunięcie jest spowodowane występowaniem ruchu soczewek. Urządzenie według wynalazku umożliwia, przez regulację czasów opóźnienia tX, tY, elementów opóźniających 26X, 26Y o regulowanym opóźnieniu, osiągnięcie najlepszej możliwej do osiągnięcia kompensacji przesunięcia wywołanego ruchem soczewek oraz w połączeniu ze zmiennymi czasami opóźnień cyfrowych elementów opóźniających, najlepszą z możliwych kompensację przesunięć wynikających z innych zakłóceń.

W górnej części fig. 10 przedstawiono charakterystykę amplitudową oraz fazy sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, B, C i D oraz sumy sygnałów A+Ci B+D wykorzystujących przykład sygnału nazywanego 3T, bez jakichkolwiek odchyleń soczewek obiektywu w stosunku do ścieżki oraz bez ustawionych opóźnień. Sygnał 3T odpowiada krótkiemu wgłębieniu 28. Pozioma oś na fig. 10 odpowiada zerowej linii odniesienia, a pionowa oś zaznaczona linią kropkowaną jest oznaczona co 5 jednostek, tak aby wprowadzić lepszą orientację. Przedstawione sygnały posiadają takie same amplitudy. Tak więc przejście przez zero odpowiedniego sygnału sumy A+C i B+D znajduje się dokładnie

PL 192 564B1 w środku odcinka wyznaczonego przez punkty przejścia przez zero poszczególnych sygnałów stanowiących sumę A+C i odpowiednio B+D. Faza pomiędzy sygnałami sum A+C i B+D wynosi zero.

W dolnej części fig. 10 przedstawiono charakterystykę amplitudową oraz fazę sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, B, C i D wykorzystujących przykład sygnału 3T bez ruchu soczewek, ale z kompensacją za pomocą opóźnień. W wyniku wprowadzenia opóźnienia, dwa sygnały wyjściowe elementów czujnikowych A i B są przesunięte o około 1,2 jednostki w prawo w porównaniu z górną częścią fig. 10. Ponieważ sygnały posiadają taką samą amplitudę, punkt przejścia przez zero odpowiednich sygnałów sum A+C i B+D znajduje się w centrum pomiędzy punktami przejścia przez zero pojedynczych sygnałów tworzących sumy. Faza pomiędzy sygnałami sum ponownie wynosi zero. Tak więc kompensacja nie zakłóca fazy w przypadku braku odchylenia soczewki.

W górnej części fig. 11 przedstawiono charakterystykę amplitudową oraz fazę sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, B, C i D wykorzystujących przykład sygnału 3T w przypadku ruchu soczewek, ale bez kompensacji przy pomocy opóźnienia. Figura 1 odpowiada fig. 10 strukturalnie. Z powodu ruchu soczewki, przykładowo przejścia przez zero sygnału A są przesunięte w prawo, te odpowiadające sygnałowi B w lewo, w porównaniu z górną częścią fig. 10. Ponieważ sygnały A i C oraz także B i D posiadają różne amplitudy, przejścia przez zero odpowiednich sygnałów sum A+C i B+D nie znajdują się już dokładnie pomiędzy przejściami przez zero poszczególnych sygnałów. Podobnie różnica faz pomiędzy sygnałami sum nie wynosi już zero, ale w przedstawionym przykładzie bliższa jest jednej jednostce.

W dolnej części fig. 11 przedstawiono charakterystykę amplitudową oraz fazę sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, B, C i D wykorzystujących przykład sygnału 3T w przypadku, gdy występuje ruch soczewki i w przeciwieństwie do części górnej, realizowana jest kompensacja za pomocą wprowadzanych opóźnień. Efekt oddziaływania opóźnienia polega na tym, że sygnały A i B są przesuwane o około 1,2 jednostki w prawo w odniesieniu do górnej części fig. 11. Z uwagi na przykład na ruch soczewki, miejsca przejść zerowych sygnału A są przesunięte w prawo, a sygnału B w lewo, w odniesieniu do górnej części fig. 10 oraz fig. 11. Pojedyncze sygnały mają różne amplitudy. Tak więc, miejsca przejść zerowych odpowiednich sygnałów sum A+C i B+D nie leżą już w centrum pomiędzy miejscami przejść zerowych poszczególnych sygnałów. Jednak z porównania wynika, że różnica faz pomiędzy sygnałami sum wynosi zero.

Na fig. 12 przedstawiono charakterystykę amplitudową oraz fazę sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, B, C i D wykorzystujących przykład sygnału 3T w przypadku ruchu soczewki w przeciwnym kierunku niż przedstawiony na fig. 11. Przypadek bez kompensacji z wykorzystaniem opóźnienia jest przedstawiony w górnej części rysunku. W porównaniu z fig. 10, z uwagi na ruch soczewki w przeciwnym kierunku, miejsca przejść zerowych sygnału A są przesunięte w lewo, te odpowiadające sygnałowi B w prawo. Gdy wystąpi przemieszczenie soczewki obiektywu, sygnały oprócz przesunięcia fazowego zmieniają swoją amplitudę. Wspomniana amplituda jest inna dla każdego z sygnałów, z tego powodu przejścia przez zero odpowiednich sygnałów sum A+C i B+D nie leżą już dokładnie w centrum pomiędzy przejściami przez zero poszczególnych sygnałów składowych. Podobnie przesunięcie fazy pomiędzy sygnałami sum nie jest już zerowe, ale w przedstawionym przykładzie wykonania wynosi około jednej jednostki w kierunku innym niż ten przedstawiony na fig. 11.

Odpowiednie sygnały poddane kompensacji przy pomocy opóźnień przedstawione zostały w dolnej części fig. 12. Z uwagi na wystąpienie opóźnienia, dwa sygnały A i B są przesunięte o około 1,2 jednostki w prawo w porównaniu do górnej części figury. Z uwagi na ruch soczewki w innym kierunku, na przykład przejścia zerowe sygnałów A są przesunięte w lewo a B w prawo, w porównaniu z górną częścią fig. 10, jak i górną częścią fig. 12. Ponieważ sygnały posiadają różne amplitudy, przejścia zerowe odpowiednich sygnałów sum A+C i B+D nie leżą już w centrum pomiędzy przejściami zerowymi poszczególnych sygnałów. Po porównaniu wynika jednak, że różnica faz pomiędzy sygnałami sum ponownie wynosi zero dla tego przypadku.

W przykładach przedstawionych na fig. 10-12, przesunięciu plamki świetlnej na powierzchni detektora w kierunku połowy elementów czujnikowych B i C, w przypadku w którym sygnały B i C stają się większe a sygnały Ai C stają się mniejsze, towarzyszy chwilowe przesunięcie przejścia przez zero sygnału A w prawo, a sygnału B w lewo. W tym przypadku przeciwne kierunki ruchu plamki świetlnej spowodują, iż sygnały A i D staną się większe, a sygnały B i C jednocześnie staną się mniejsze. Chwilowe przesunięcie sygnałów A i Bjest podobnie odwrotne.

Wymienione przykłady stanowią tylko jeden z możliwych sposobów w jaki mogą zachowywać się sygnały poszczególnych czujników względem siebie. Inne kombinacje, takie jak przeciwne do

PL 192 564B1 przedstawionych, chwilowe zachowania dają takie same kierunki przemieszczenia jak te przedstawione w prezentowanym przykładzie wykonania, co powoduje iż chwilowemu przesunięciu ulegną sygnały C, i D zamiast sygnałów A i B, podobnie wystąpią inne zmiany. Uzależnione to jest od systemu optycznego, jak również od własności optycznych odczytywanego nośnika zapisu.

Jak wynika z fig. 10 do 12, opóźnienie odpowiednio większego sygnału, sygnału B w górnej części fig. 11 i 12, powoduje większe przesunięcie punktu przejścia zerowego sygnału sumy B+D, niż takie same opóźnienie sygnałów mniejszych, w tym przypadku sygnału Aw odniesieniu do sumy A+C, mimo że wartość bezwzględna przesunięcia jest taka sama dla sygnałów A i B. Jeśli informacje o amplitudzie nie są dostępne w punkcie sumowania, wtedy niemożliwe byłoby przeprowadzenie poprawnej kompensacji z uwagi na relację pomiędzy amplitudą, a fazą, która zostałaby utracona. Tak więc rozwiązanie według wynalazku wprowadza analogowe opóźnienie sygnału przed sumowaniem.

Poniżej, w odniesieniu do fig. 1 przedstawiona zostanie zasada działania przykładu wykonania urządzenia według wynalazku. W rezultacie przemieszczenia soczewki obiektywu 3, równoległego do powierzchni nośnika zapisu 4, prostopadłego do kierunku ścieżki, to jest w kierunku wskazywanym przez strzałkę 11, wygenerowane jest przesunięcie w sygnale błędu pozycjonowania DPD-TE. Według jednego z wariantów prezentowanego wynalazku, napęd korekcyjny 6 zasilany jest sinusoidalnym sygnałem interferencji S pochodzącym z generatora 22 generującego sygnał interferencji. W rezultacie, soczewka obiektywu 3 jest przesuwana wokół jej mechanicznego punktu zerowego przez określony układ mechaniczny, co jest także określane mianem chwiania się soczewki obiektywu 3. Częstotliwość zasilająca jest wybierana swobodnie w określonym zakresie. W prezentowanym przykładzie jest to 2-10Hz, czasy pomiaru lub czasy całkowania, tak jak jest opisane bardziej szczegółowo poniżej w odniesieniu do urządzenia sterującego 24, stają się zbyt długie jeśli częstotliwość jest zbyt mała, natomiast jeśli częstotliwość jest zbyt wysoka, osiągana jest wartość naturalnej częstotliwości rezonansowej układu pozycjonującego, tu wyraźnie nie określona. Jeśli soczewka obiektywu 3 jest wtedy odchylona, występuje zjawisko modulacji obwiedni sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE, w przypadku wystąpienia niewłaściwego ustawienia czasów opóźnienia tX i tY analogowych elementów opóźniających 26X i 26Y.

Urządzenie pozycjonujące z generatorem sygnału pozycjonowania 22 podąża za wzbudzeniem wywołanym sygnałem interferencji S wraz z opóźnieniem czasowym. Filtr dolnoprzepustowy 27 z dolną częstotliwością odcinającą jest wykorzystywany do wykrycia modulacji sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE. Tak więc punkty przejścia zerowego modulacji składowej o niskiej częstotliwości, wykorzystywane przy określaniu sygnału błędu pozycjonowania, sygnału TELP, są chwilowo przesunięte względem punktów przejścia przez zero sygnału interferencji S. To przesunięcie fazowe jest kompensowane przez przesuwnik fazowy 23, którego przesunięcie fazowe jest dobrane tak, iż odpowiada przesunięciu fazowemu wygenerowanemu przez urządzenie pozycjonujące 13 i filtr dolnoprzepustowy 27. Na wyjściu przesuwnika fazowego 23, uzyskuje się przesunięty fazowo sygnał interferencji WSY, który odpowiada woblowanemu sygnałowi synchronizacji, który jest synchroniczny w stosunku do modulacji sygnału TELP składowej nisko-częstotliwościowej sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE.

Czasy opóźnień tS, tT, tX i tY elementów opóźniających 26S, 26T, 26X i 26Y odpowiednio są ustawione według nastaw wygenerowanych przez zespół sterujący 24. W tym celu zespół sterujący 24 jest zaopatrzony w blok 44 określania przesunięcia oraz blok porównywania 45. Ten drugi zawiera w przykładzie wykonania z fig.7, różnicowy układ próbkująco-pamiętający DSH, synchroniczny demodulator 33, pierwszy komparator okienkowy 34 oraz układ próbkująco-pamiętający 35. Dołączony jest do niego pierwszy blok obwodowy 36.

Przesunięty fazowo sygnał interferencji WSY oraz sygnał wyjściowy TELP filtru dolnoprzepustowego 27, są podawane do synchronicznego demodulatora 33, który odtwarza wartość bezwzględną z modulacji sygnału TELP i całkuje go. Jeśli modulacja sygnału TELP oraz woblowany sygnał synchronizacji WSY są ze sobą w fazie, wtedy napięcie wyjściowe VA rośnie. Jeśli te sygnały są w przeciwfazie, wtedy wartość napięcia wyjściowego VA synchronicznego demodulatora 33 spada. Napięcie wyjściowe VA jest podawane na pierwszy układ próbkujący-pamiętający 35, a jednocześnie na różnicowy układ próbkująco-pamiętający DSH, który generuje napięcie VD, które jest proporcjonalne do chwilowych zmian napięcia VA. Napięcie VD jest więc różne od zera, gdy napięcie wyjściowe VA synchronicznego demodulatora 33 zmienia się w czasie. Jest równe zero, gdy napięcie wyjściowe VA nie zmienia się w czasie. Może to być sprawdzone z wykorzystaniem komparatora okienkowego 34, do którego doprowadzone są porównywane napięcia ±VRD, które mogą być trwale określone lub korzystnie mogą być w sposób adaptacyjny dobierane. Tak więc sygnał wyjściowy NMT komparatora

PL 192 564B1 okienkowego 34 wskazuje kiedy sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE nie jest poddawany modulacji, która jest synchroniczna z częstotliwością sygnału interferencji S.

Układ próbkująco-pamiętający 35 jest najpierw włączony do próbkowania, to jest podążania za napięciem VSA=VA, z wykorzystaniem sygnału sterującego S/H1, który jest generowany przez sterownik (nie pokazany). Napięcie wyjściowe VAS układu próbkująco-pamiętającego 35 jest podawane do bloku obwodowego 36, który odtwarza sygnał wartości bezwzględnej ABS(A) oraz sygnał znaku SIGN(A) z sygnału napięcia wyjściowego VAS. Sygnał znaku SIGN(A) określa parę elementów czujnikowych A i B lub C. i D, do której przypisane są analogowe elementy opóźniające 26X i 26Y, których czasy opóźnień są określane na podstawie wartości bezwzględnej ABS(A) napięcia wyjściowego VAS. Z tego też powodu zespół przełączający 37 jest sterowany przez sygnał znaku SIGN(A). Opisane funkcje układowe określają czasy opóźnienia tX, tY pary elementów czujnikowych A i B lub C i D, która ma zostać dostosowana w taki sposób, aby zależna od ruchów soczewek modulacja sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE została skompensowana. Ponieważ elementy opóźniające 26X, 26Y są elementami analogowymi, nie wpływają w sposób znaczący na kształt sygnałów, które opóźniają, powodują iż sygnały są także ciągle dostępne podczas sumowania w punktach sumowania 15, 16. W znacznym stopniu wpływa to na możliwą do osiągnięcia wysoką dokładność regulacji.

Następnie, napięcie wyjściowe VAS zostaje zapamiętane przez pierwszy układ próbkującopamiętający 35. Teraz pozostają tylko stałe przesunięcia w sygnale błędu pozycjonowania DPD-TE, które mogą być skompensowane przez dopasowanie czasów opóźnienia elementów opóźniających 26S, 26T. Te regulacje przesunięcia są realizowane przy wykorzystaniu bloku 44 określania przesunięcia, który zawiera integrator 39, komparator okienkowy 40 oraz obwód próbkująco-pamiętający 41. Na wyjściu tego układu w tym przykładzie wykonania umieszczony jest drugi blok obwodowy 42. Aby zrealizować regulację przesunięcia, integrator 39 oraz drugi komparator okienkowy 40 są połączone z wyjściem filtru dolnoprzepustowego 27. Drugi komparator okienkowy 40 określa czy odfiltrowany sygnał błędu pozycjonowania TELP zawiera przesunięcie stałonapięciowe, które jest wystarczająco małe. Ponieważ taka sytuacja zasadniczo nie występuje po przeprowadzeniu pierwszego etapu regulacji, kompensacja ruchu soczewki, sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE, napięcie wyjściowe VB integratora ulegną zmianie. Drugi układ próbkująco-pamiętający 41, na którego wejściu występuje sygnał napięcia wyjściowego VB jest w pierwszej kolejności łączony w celu zapamiętania napięcia. Napięcie wyjściowe VBS układu próbkująco-pamiętającego 41 podąża za napięciem VB. Drugi blok obwodowy 42 określa sygnał wartości bezwzględnej ABS(B) i sygnał znaku SIGN(B) na podstawie napięcia VBS. Sygnał znaku SIGN(B) steruje poprzez zespół przełączający 25 czas opóźnienia tego z elementów opóźniających 26S, 26T, który jest ustawiany, a więc tego który jest zmieniany w zależności od wartości bezwzględnej ABS(B) napięć VB i VBS. Napięcie VB, a więc i nastawy opóźnień elementów opóźniających 26S lub 26T zwiększają się aż do chwili, gdy napięcie TELP na wejściu integratora 39 osiągnie wartość zero, to jest napięcie wejściowe na drugim komparatorze okienkowym 40 będzie mniejsze niż napięcie odniesienia ±VRTE. Zapewnia to, iż napięcie przesunięcia które jest nałożone na sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE ma wartość zero. Oznacza to, że optymalna wartość napięcia VB jest otrzymywana w odpowiedzi na odpowiedni sygnał S/H2 ze sterownika (nie przedstawiony) w odpowiedzi na odpowiedni sygnał NDT, w postaci napięcia VBS pochodzącego z drugiego układu próbkującego-pamiętającego 41. Regulacja w ten sposób zostaje zakończona. Sygnał interferencji S zostaje teraz wyłączony, a regulator pozycjonowania 17 zostaje włączony. Napięcia VA5 i VBS są utrzymywane aż do chwili zainicjowania nowego procesu regulacji.

Na fig. 4 przedstawiono przykładową sieć działań według której realizowana jest regulacja urządzenia według wynalazku, przy wykorzystaniu omówionych powyżej etapów.

Po rozpoczęciu procesu w etapie 50, w etapie 51 regulator pozycjonowania 17 jest wyłączany, a włączane jest generator sygnału interferencji 22. W rezultacie soczewka obiektywu jest wprawiana w drgania w sposób uprzednio opisany. W etapie 52, czasy opóźnienia tS, tT, tU, tX i tY, elementów opóźniających 26S, 26T, 26U, 26X i 26Y są ustawiane do wartości początkowych, ogólnie są zerowane. Aby wygenerować sygnał błędu pozycjonowania DPD-TE, w etapie 53 wykorzystuje się czas pomiędzy sygnałami sumy (A+C) i (B+D), które są sygnałami wyjściowymi z punktów sumacyjnych 15 i 16 i są utworzone z sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, E, C i D, które to sygnały wyjściowe są kierowane poprzez elementy opóźniające 26X, 26Y i częściowo są opóźniane, jeśli to wymagane, przez elementy opóźniające 26S, 26T, 26U. W etapie 54, modulacja sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE wywołana sygnałem interferencji S, jest wykryta przy pomocy demodulatora synchronicznego 33. W etapie 55, następuje rozgałęzienie w zależności od tego czy różnicowy układ

PL 192 564B1 próbkująco-pamiętający DSH ciągle wykrywa zmiany w sygnale VA, co jest w przypadku gdy sygnał VA nie jest stały. Jeśli nie występują zmiany w sygnale VA, wtedy sposób rozgałęzia się do etapu 57.

W etapie 56, kierunek zmiany, to jest fakt czy modulacja sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE jest w fazie czy też przeciw fazie z sygnałem interferencji S, określa czy proces rozgałęzia się do etapu 58 czy też do etapu 59. W etapie 58, elementy opóźniające 26X i 26Y są przypisane do obszarów elementów czujnikowych A, B detektora 5, a ich czasy opóźnienia tX, i tY, zostają zwiększone. Po wykonaniu etapów 58 i 59 od początku realizowany jest etap 54. Ta pętla jest realizowana aż do chwili, gdy czasy opóźnień które są ustawiane w zadowalający sposób skompensują modulację sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE. W takim przypadku, pętla która została powyżej opisana działa jak układ całkujący. Jeśli nie występuje zmiana napięcia wyjściowego V synchronicznego demodulatora 33, według etapu 55 sposób rozgałęzia się do etapu 57, w którym następuje kompensacja przesunięcia. W przypadku każdej reiteracji pętli podczas procesu regulacji, rozgałęzienie w etapie 56 zawsze zachodzi identycznie, ponieważ znak sygnału VA nie zmienia się, zmienia się raczej wartość bezwzględna sygnału VA.

W etapie 57, ustawione wartości tX, tY, są zapisywane. Ponadto, w etapie 57 określane jest przesunięcie napięcia stałego DC za pomocą filtru dolnoprzepustowego 27 oraz drugiego komparatora okienkowego 40. Jeśli przesuniecie napięcia DC jest inne niż zero, to jest TELP # 0, wtedy sposób rozgałęzia się do etapu 61. Jeśli przesunięcie napięcia stałego DC jest równe zero w określonych granicach napięcia porównawczego ±VRTE w prezentowanym przykładzie wykonania, wtedy sposób rozgałęzia się do etapu 62. W etapie 61, polaryzacja napięcia DC, to jest znak sygnału TELP, określa którego z czujników sygnał wyjściowy ma być w dalszym ciągu opóźniany. Jeśli TELP < 0, wtedy sposób rozgałęzia się do etapu 63, w przeciwnym przypadku do etapu 64. W etapie 63 realizowane jest opóźnienie przy wykorzystaniu elementu opóźniającego 26T co do wartości odpowiadające sygnałowi ABS (B) i ustawiany jest czas opóźnienia tT. W etapie 64 realizowane jest opóźnienie przy wykorzystaniu elementu opóźniającego 26S co do wartości odpowiadające sygnałowi ABS(B) i ustawiany jest czas opóźnienia tS. Po wykonaniu etapów 63 i 64, od nowa realizowany jest etap 60. Pętla ta jest wykonywana aż do chwili, gdy zwiększenie czasów opóźnienia elementów opóźniających 26S lub 26T nie spowoduje że przesunięcie napięcia stałego DC będzie mniejsze niż napięcie porównawcze ±VRTE pochodzące z komparatora okienkowego 40. Powtarzane przechodzenie tej pętli oraz równoczesne zwiększanie powoduje, że układ realizuje funkcję całkowania.

Według etapu 62, czasy opóźnień tS, tT, tU, tX, i tY, które zostały określone i ustawione są przechowywane i zachowywane. Te zachowane wartości są optymalnymi wartościami kompensującymi. Sposób kończy się etapem 65.

Sieć działań przedstawiona na fig. 4 może być wykonana na przykład w postaci struktury logicznej według fig. 5 w połączeniu ze schematem blokowym urządzenia, który jest przedstawiony na fig. 1. W tym przypadku, bramki logiczne 1 oznaczone są przez AND, a bramki logiczne LUB przez OR, a negator oznaczony jest przez N lub NOT, wartości numeryczne odnoszą się do numerów odpowiednich wejść. Osobne oznaczenia symboliczne zostały przypisane tylko wtedy, gdy są one niezbędne.

W wyniku pojawienia się sygnału START, rozpoczyna się regulacja, a soczewka obiektywu 3. jest wprawiana w drgania. Ponieważ modulacja sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE występuje normalnie z uwagi na ruchy soczewki, sygnał NMT ma stan logiczny niski, co powoduje, że zbocze sygnałowe sygnału START przełącza pierwszy układ próbkujący-pamiętający 35 do trybu próbkowania przy pomocy sygnału S/H1 pojawiającego się na wyjściu pierwszego cyfrowego przerzutnika 71. Drugi cyfrowy przerzutnik 72 jest zerowany sygnałem NMT o niskim poziomie, sygnał zerujący IRE jest utrzymywany dla integratora 39 do kompensacji przesunięcia napięcia stałego DC. Impuls startowy dla drugiego cyfrowego przerzutnika 72 jest podobnie wygaszony. Aktywacja pierwszego układu próbkująco-pamiętającego 35 sprawia, iż pierwszy etap regulacji odbywa się automatycznie, ponieważ element całkujący jest już umieszczony w synchronicznym demodulatorze 33. Procedura zawarta w pierwszym etapie kończy się, gdy napięcie VA przestaje się zmieniać względem czasu, a w konsekwencji napięcie VD powraca do wartości zero.

Pierwszy etap regulacji automatycznie zostaje pominięty, gdy sygnał NMT ma od początku poziom logiczny wysoki, to jest modulacja sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE jest wystarczająco mała nawet bez jakichkolwiek opóźnień sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych A, B, Ci D. Wyjście MNT z komparatora okienkowego 34 przełączane jest w stan wysoki poziomu logicznego, w rezultacie czego pierwszy przerzutnik cyfrowy 71 zostaje wyzerowany a drugi przerzutnik 72 zostaje ustawiony. W tym samym czasie, układ próbkująco-pamiętający 35 jest przełączany do trybu pamiętaj,

PL 192 564B1 a wartość napięcia VAS wykorzystywana podczas kompensacji modulacji sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE zostaje zachowana. Wtym samym czasie, układ próbkująco-pamiętający 41 jest przełączany do trybu próbkuj, a układ próbkujący 39 jest uruchamiany sygnałem IRE w stanie niskim. Drugi etap regulacji odbywa się także automatycznie, dzięki całkowaniu, aż do chwili gdy sygnał NDT osiągnie poziom logiczny wysoki.

W rezultacie, przesunięcie DC w sygnale błędu pozycjonowania DPD-TE jest także skompensowane, gdy osiągnięty zostaje koniec etapu regulacji. Jeśli przesunięcie DC jest już równe zero po pierwszym etapie regulacji, wtedy sygnał NDT zakłada poziom wysoki w tym momencie i etap drugi jest pomijany. Sygnał ADF wskazuje na zewnątrz iż proces regulacji zakończył się sukcesem i zarówno modulacja jak i przesunięcie wynoszą zero lub znajdują się poniżej założonych poziomów. Z pomocą sygnału HOLDALL oba obwody próbkujące-pamiętające 35, 41 mogą zostać zmuszone do pozostania w trybie pamiętaj (HOLD), w celu zachowania wielkości napięć sterujących elementów opóźniających 26.

Sekwencja regulacji według fig. 5 jest zilustrowana za pomocą wykresu przebiegu sygnałów na fig. 6. Pojedyncze sygnały są oznaczone w taki sam sposób jak na fig. 1 i 5, a oś czasu jest skierowana w prawo. Zakłada się dla uproszczenia, że przesunięcie fazowe pomiędzy sygnałem interferencji S, a sygnałem błędu pozycjonowania DPD-TE, który jest generowany przez napęd korekcyjny 6, oraz filtr dolnoprzepustowy 21, wynosi zero. Czas nastaw będący wynikiem realizacji dwóch etapów regulacji jest przedstawiony tak, iż jest on nadmiernie krótki w porównaniu do częstotliwość drgań.

Prosta realizacja zespołu sterującego 24 zawierającego blok określania przesunięcia 44, jak również blok porównywania 45, wykonane z elementów analogowych przedstawione jest na fig. 7. Schemat ten odpowiada prawej stronie fig. 1. Zasada działania przedstawionego układu została już opisana. Tak więc pojedyncze elementy takie jak wzmacniacze operacyjne i im podobne elementy nie są dalej opisywane szczegółowo.

Według kolejnego możliwego do zrealizowania projektu, który nie został przedstawiony na rysunku, zamiast filtru dolnoprzepustowego 27 wprowadzono układ służący do określania różnicy pomiędzy górną a dolną obwiednią sygnału błędu pozycjonowania DPD-TE.

Według kolejnego możliwego do zrealizowania projektu, który podobnie nie jest przedstawiony na rysunku, zamiast przesuwnika fazowego 23 oraz synchronicznego demodulatora, 33 wprowadzono niezależny od fazy synchroniczny prostownik wyposażony w obwód całkujący. Nawet mimo tego, iż w tym przypadku urządzenie staje się bardziej skomplikowane do wykonania, takie rozwiązanie jest godne polecenia, ponieważ możliwe jest osiągnięcie większej dokładności.

Ponieważ układy próbkująco-pamiętające, które pracują z wykorzystaniem kondensatorów jako elementów gromadzących ładunek nie mogą utrzymać napięcia w sposób stabilny w długim okresie czasu, z powodu występowania upływności, wprowadzone zostaje jako korzystne rozwinięcie wynalazku, przekształcenie na postać cyfrową napięć wyjściowych VA i VB i zachowanie ich na poziomie cyfrowym. Napięcia VAS i VBS są z kolei wyprowadzane po konwersji cyfrowo-analogowej. W tym przypadku rozdzielenie wartości bezwzględnej i znaku następuje korzystnie na poziomie cyfrowym.

Jest szczególnie korzystnie zintegrować całą sekwencję sposobu, to jest wszystkie bloki układowe występujące po prawej stronie fig. 1 i bloki przedstawione na fig. 7, w mikrokontrolerze. Co wprowadza konieczność zastosowania filtru dolnoprzepustowego 27, lub jako alternatywę dla niego, czujnik obwiedni. Napięcie wyjściowe TELP jest digitalizowane przez mikrokontroler. Analogowe elementy opóźniające 26X, 26Y są sterowane poprzez przetworniki cyfrowo-analogowe lub korzystnie bezpośrednio w sposób cyfrowy, tak jak cyfrowe elementy opóźniające. Ponieważ z zasady, mikrokontroler steruje skupieniem serwonapędem pozycjonującym w każdej chwili może także przejąć funkcję wprawiania w drgania realizowane przez napęd korekcyjny 6 i zawierać niezależny od fazy detektor synchroniczny. Zmniejsza to znacznie rozmiary dodatkowych elementów układu.

Na fig. 8 przedstawiono schemat części urządzenia według wynalazku w kolejnym przykładzie wykonania, która to część służy jako regulator przesunięcia. Tą częścią można zastąpić odpowiadający fragment układu z fig. 1, który jest włączony pomiędzy punktami sumacyjnymi 15, 16 a komparatorem fazowym 20. Tutaj także, już zsumowane sygnały A+C i C+D są opóźniane pomiędzy odpowiednio punktami sumacyjnymi 15, 16 a komparatorem fazowym 20. Wtym celu cyfrowy element opóźniający 26U o regulowanym opóźnieniu, do którego doprowadzony jest sygnał ABS(B), włączony jest poprzez zespół przełączający 25\ Zespół przełączający 25¢ przełącza w zależności od sygnału SIGN(B). Dwa sygnału ABS(B) i SIGN(B) są obliczane w sposób już przedstawiony, na podstawie sygnału wyjściowego VBS z bloku określania przesunięcia 44. Zaletą takiego uproszczenia jest fakt, iż

PL 192 564B1 wymagane jest zastosowanie tylko jednego cyfrowego zmiennego elementu opóźniającego 26U. Układ porównujący 19 włączony jest przed cyfrowym zmiennym elementem opóźniającym 26U, podczasgdy drugi układ porównujący 19' umieszczony jest w innej ścieżce sygnałowej, którą nie zawiera zmiennego elementu opóźniającego. Układy porównujące 19, 19' mogą być włączone zarówno za zespołem przełączającym 25', tak jak to przedstawiono, lub też mogą być włączone przed tym zespołem.

Na fig. 9 przedstawiono schemat części urządzenia według wynalazku w kolejnym przykładzie wykonania, odpowiadającą tej przedstawionej na fig. 8. W tym przypadku każdy z analogowych zmiennych elementów opóźniających 26A, 26B, 26C, 26D jest przyporządkowany jednemu z elementów czujnikowych A, B, C, D, a cyfrowe zmienne elementy opóźniające 26S, 26T są włączone za każdym z punktów sumacyjnych 15, 16. Układ porównujący 19, 19' włączony jest pomiędzy jednym z punktów sumacyjnych 15, 16 a cyfrowym elementem opóźniającym 26S, 26T. Zespół przełączający 25 jest sterowany sygnałem SIGN(B) i łączy jeden z cyfrowych elementów opóźniających 26S, 26T z sygnałem ABS(B). Sygnał ABS(A) jest doprowadzany do elementów opóźniających 26A, 26B lub 26C i 26D poprzez zespół przełączający 25', który jest przełączany sygnałem SIGN(B). Jedną z zalet takiego rozwiązania jest fakt, iż mogą zostać wykorzystane zespoły przełączające 25, 25 o prostszej konstrukcji. Zakres regulacji analogowych elementów opóźniających 25A do 25D może być mniejszy, co redukuje złożoność układu, a co za tym idzie koszty jego wykonania.

Claims (9)

1. Zastrzeżenia patentowe

   1. Urządzenie do odczytu i zapisu optycznego nośnika zapisu, zaopatrzone w zespół pozycjonujący, cztero-ćwiartkowy detektor, dwa punkty sumacyjne sygnałów wyjściowych elementów czujnikowych cztero-ćwiartkowego detektora oraz komparator fazowy, przy czym cztero-ćwiartkowy detektor, punkty sumacyjne i komparator fazowy stanowią zespół pozycjonujący wykorzystujący detekcję fazy różnicowej, a ponadto jest zaopatrzone w elementy opóźniające, o opóźnieniu regulowanym przez zespół sterujący, znamienne tym, że przynajmniej jeden z elementów opóźniających (26S, 26T, 26U) stanowiący cyfrowy element opóźniający zbocza jego wejściowego sygnału jest włączony pomiędzy jeden z punktów sumacyjnych (15, 16) i komparator fazowy (20), a przynajmniej jeden z elementów opóźniających (26X, 26Y, 26A, 26B, 26C, 26D) stanowiący analogowy element opóźniający zachowujący informację o fazie i amplitudzie opóźnionego sygnału jest włączony pomiędzy cztero-ćwiartkowy detektor (5) i jeden z punktów sumacyjnych (15, 16).
2. 2. Urządzenie według zastrz. 1, znamienne tym, że dołączony do elementów opóźniających (26S, 26T, 26U, 26X, 26Y, 26A, 26B, 26C, 26D) zespół sterujący (24) jest zaopatrzony w blok określania przesunięcia (44) dla kompensacji nie ulegającego zmianom przesunięcia sygnału błędu pozycjonowania, przy czym wejście bloku określania przesunięcia (44) jest połączone z wyjściem sygnału błędu pozycjonowania (DPD-TE, TELP) komparatora fazowego (20), a którego wyjście sterujące (VBS) jest połączone z przynajmniej jednym cyfrowym elementem opóźniającym (26S, 26T, 26H).
3. 3. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że każdy z cyfrowych elementów opóźniających (26S, 26T) jest włączony za punktami sumacyjnymi (15, 16), przy czym jeden z elementów opóźniających (26S, 26T) jest połączony z wyjściem sterującym (VBS) bloku określania przesunięcia (44)poprzez pierwszy zespół przełączający (25).
4. 4. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że jeden z cyfrowych elementów opóźniających (26U) jest włączony pomiędzy jeden z punktów sumowania (15, 16) i komparator fazowy (20) poprzez drugi zespół przełączający (25').
5. 5. Urządzenie według zastrz. 1, znamienne tym, że z jednym z analogowych elementów opóźniających (26X, 26Y) jest połączony każdy z dwóch elementów czujnikowych (A, B, C, D) cztero-ćwiartkowego detektora (5) poprzez trzeci zespół przełączający (37).
6. 6. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że wyjście komparatora fazowego (20) jest połączone z jednym z wejść zespołu sterującego (24), a z drugim z wejść zespołu sterującego (24) jest połączony generator sygnału interferencji (22), do którego dołączone jest również urządzenie pozycjonujące (13).
7. 7. Urządzenie według zastrz. 6, znamienne tym, że zespół sterujący (24) jest zaopatrzony w blok porównywania (45), którego wejście jest połączone z wyjściem sygnału błędu pozycjonowania (DPD-TE, TELP) komparatora fazowego (20) oraz z wyjściem sygnału interferencji (S) generatora sygnału interferencji (22) poprzez przesuwnik fazowy (23) z wyjściem przesuniętego fazowo sygnału

   PL 192 564B1 interferencji (WSY), przy czym wyjście sterujące (VAS) bloku porównywania (45) jest połączone z wejściem sterującym przynajmniej jednego analogowego elementu opóźniającego (26X, 26Y, 26A, 26B, 26C, 26D).
8. 8. Urządzenie według zastrz. 7, znamienne tym, że wyjście sterujące (VAS) bloku porównywania (45) jest dołączone do pierwszego bloku obwodowego (36), który ma wyjście (ABS(A)) sygnału określającego wartość bezwzględną i wyjście (SIGN(A)) sygnału określającego znak sygnału sterującego elementy opóźniające, przy czym wyjście sterujące (VBS) bloku określania przesunięcia (44) jest dołączone do drugiego bloku obwodowego (42), który ma wyjście (ABS(B)) sygnału określającego wartość bezwzględną i wyjście (SIGN(B)) sygnału określającego znak sygnału sterującego elementy opóźniające.
9. 9. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że wejście każdego z cyfrowych elementów opóźniających (26S, 261, 26U), których wyjścia dołączone są do komparatora fazowego (20), połączone jest z jednym z punktów sumowania (15, 16) poprzez układ porównujący (19, 19Q.