NO175128B - Frekvenslåsekrets (AFC) for mottaker - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår kretser for automatisk frekvensinn-stilling eller -korreksjon (AFC), i det følgende kalt frekvens-låsekretser, og anvendbare for et radiokommunikasjonsapparat som arbeider i pulsmodus, dvs. som mottar et pulsformet høyfrekvens-signal. Et slikt apparat kan f.eks. være en mobiltelefon.

Den kjente teknikk som danner bakgrunnen for oppfinnelsen kan passende representeres av de to europeiske patentsøk-nader (EP) 044374 og 0253680. Den første gjelder en fremgangsmåte for frekvenssynkronisering av en frittløpende spenningsstyrt oscillator i en faselåst sløyfe for en radiomottaker. Fra den sender som sender ut radiosignalene som skal mottas sendes i tillegg til nyttesignalene også kortvarig ut et synkronsignal i form av en puls eller pulsfølge. Den faselåste sløyfe er koblet til et lager som opprettholder den reguleringsspenning som dannes ved mottakingen av synkronsignalet, og regulerings spenningen brukes deretter til synkronisering av den spenningsstyrte referanseoscillator frem til neste synkronpuls inntreffer for opp-følgende korreksjon av mottakeroscillatoren.

Det andre patentskrift, EP 0253680 gjelder særlig mobilradiostasjoner og deres frekvenslåsing til mobilradio-senderens mer stabile frekvens. Mobilradiomottakerens første lokaloscillator er på tilsvarende måte som omtalt ovenfor spenningsstyrt og reguleres ved hjelp av en spenning som fremkommer ved digital/logisk signalbehandling av et detektert og begrenset mellomfrekvenssignal, idet prinsippet som før går ut på at frekvensen av det mottatte signal måles og brukes som referanse for styring av mottakerens lokaloscillator. Mottakeren er beregnet for smalbånds FM-mottaking og utfører frekvenstelling over et relativt langt tidsintervall. Det signal hvis frekvens måles går i et slikt system kontinuerlig.

Den kjente teknikk skal belyses ytterligere ved å gjen-nomgå en konvensjonell radiomottaker, og det vises til fig. 1 i de ledsagende tegninger, idet denne figur viser et blokkdiagram av de enkelte komponenter i en mottakerenhet, med en antenne 1,

en høyfrekvensforsterker 2 som forsterker et signal som mottas via antennen 1, en blander 3 som blander det forsterkede signal fra forsterkeren 2 med et signal fra en lokaloscillator 14 for å omdanne det mottatte signal til et mellomfrekvenssignal, en

mellomf rekvensforsterker 4 som forsterker mellomf rekvenssignalet,

en demodulator 5 som demodulerer utgangssignalet fra mellomfrekvensforsterkeren 4 for å danne et basisbåndsignal, og en faselåst sløyfe 6 som arbeider etter samplingsprinsippet og omfatter en fasekomparator 7, et sløyfefilter 8, en passerings/holdekrets 9 og en spenningsstyrt oscillator 10 (ofte benevnt VCO).

Henvisningstallet 11 angir en synkronkrets som mottar basisbåndsignalets pulssignaler etter demoduleringen, videre finnes en styrekrets 12 som mottar utgangssignalet fra synkronkretsen 11 og aktiverer kretsen 9 til enten sin passeringsstand, under den del av det mottatte signal som tilsvarer bærebølge-delen, eller sin holdetilstand, i en databærende del (heretter kalt datadel) av det mottatte pulssignal, en referanseoscillator 13, den tidligere omtalte lokaloscillator 14 som gir et lokal-oscillatorsignal styrt av referanseoscillatoren 13, og en bære-bølgeoscillator 15 som også styres av referanseoscillatoren 13 og er tiltenkt styring av en senderdel.

Det tilfelle hvor det mottatte signals bærebølgedel 102 danner en kontinuerlig signaldel sammen med en etterfølgende datadel 101 i signalet er vist på fig. 2. Signalet som mottas via antennen 1 forsterkes i høyfrekvensforsterkeren 2 og blandes med lokaloscillatorsignalet fra lokaloscillatoren 14 slik at det ved subtraksjon dannes et mellomfrekvenssignal i blanderen 3. Mellomfrekvenssignalet forsterkes i mellomfrekvensforsterkeren 4 og demoduleres i demodulatoren 5 som gir ut demodulerte data i puls-form.

Synkronkretsen 11 mottar disse data og aktiverer styrekretsen 12 som på sin side aktiverer passerings/holdekretsen 9 slik at denne bringes til sin passeringstilstand under bærebølge-delen 102 av signalet. I denne tilstand er utgangssignalet fra oscillatoren VCO 10 sammenliknet både med hensyn til fase og frekvens med mellomfrekvenssignalet på utgangen av forsterkeren 4, og eventuelt avvik danner et feilsignal ut fra fasekomparatoren 7, for styring av VCO 10 via sløyfefilteret 8 og kretsen 9 som omkobles synkront med utgangssignalet fra mellomfrekvensforsterkeren 4.

I det mottatte signals datadel 101 aktiverer utgangssignalet fra styrekretsen 12 kretsen 9 til sin holdetilstand hvor utgangsfrekvensen og fasen av oscillatoren VCO 10 etter den styrte fase opprettholdes, og oscillatorens utgangssignal føres til demodulatoren 5 for å brukes ved demodulasjonen av mellomf rekvenssignalet under denne signaldel.

Siden mottakerdelen i et typisk konvensjonelt radiokommunikasjonsapparat er anordnet slik som beskrevet ovenfor, dvs. ved at referanseoscillatoren 13 ikke er underlagt faselåst styring, kan utgangsfrekvensene av lokalsocillatoren 14 og den tilkoplede bærebølgeoscillator 15 variere ved at referanseoscillatorens 13 frekvens varierer. Når det ikke tillates særlig store frekvensawik for den utsendte bærebølge, styrt av bærebølge-oscillatoren 15, må følgelig referanseoscillatoren 13 være av høystabil type, hvilket medfører større kostnader.

Et kretsarrangement som tilsvarer det vist på fig. 1 er beskrevet i forbindelse med en fargesynkronkrets i boken "TV Engineering Handbook", utgitt av TV Society, OHM Co., Japan, side 12-79.

Et mål med den foreliggende oppfinnelse er å komme frem til en forbedret frekvenslåsekrets innenfor et AFC-system som både egner seg for bredbåndssamband og hvor en referanseoscillator tvinges til å arbeide ved den mottatte bærebølges frekvens også når bærebølgen ikke er kontinuerlig, for å stabilisere mottakerdelens mellomfrekvens og dens bærebølgeoscillators frekvens. For å oppnå dette avtaster eller sampler den frekvenslåsekrets som oppfinnelsen benytter bærebølgen når denne mottas, under bærebølgedelen, og under den etterfølgende datadel av signalet søkes samme frekvens opprettholdt.

Nærmere bestemt er oppfinnelsens frekvenslåsekrets av den type som fremgår av de etterfølgende patentkrav 1 eller 6, og kretsen er særlig kjennetegnet ved en teller for å måle den opprettholdte frekvens, og en frekvenskomparator for å sammenlikne den målte frekvens med en forhåndsbestemt referansefrekvens og frembringe et korreksjonssignal som er avhengig av frekvensforskjellen mellom de sammenliknende frekvenser, idet korreksjonssignalet bevirker styring av referanseoscillatoren slik at frekvensforskjellen bringes under en forhåndsbestemt terskelverdi, og at samplingskretsene er tilkoplet en synkronkrets for generering av et utgangssignal i synkronisme med demodulerte signalpulser fra demodulatoren, og en styrekrets som enten styrer kretsen til sin passeringstilstand i respons på utgangssignalet fra synkronkretsen, eller aktiverer den til sin holdetilstand samtidig med aktivering av telleren. En frekvensteller måler den opprettholdte frekvens, en komparator sammenlikner den målte frekvens med en referanseoscillators referansefrekvens slik at referanseoscillatorens frekvens kan korrigeres og avviket bringes ned under en bestemt terskel, og dette system innebærer altså en faselåsing av mottakerens frekvensgenererende elementer til fasen/frekvensen av det mottatte høyfrekvenssignal.

Ytterligere særtrekk ved oppfinnelsens frekvenslåsekrets fremgår av de underordnede krav.

Oppfinnelsen utnytter også det faktum at lokaloscillatoren i en basisstasjon for mobiltelefonbruk oftest er langt stabilere enn den lokale referanseoscillator i en mobil stasjon, ved å referere til det mer frekvensstabile signal fra basis-stasjonen.

Den allerede omtalte fig. 1 viser altså et blokkdiagram av en mottakerdel i et konvensjonelt radiokommunikasjonsapparat, og fig. 2 viser et bølgeformdiagram av et mottatt pulsformet høyfrekvensignal. De øvrige tegninger gjelder særlig oppfinnelsens frekvenslåsekrets, idet fig. 13 viser et blokkdiagram av mottakerdelen i et radiokommunikasjonsapparat med AFC ifølge en første utførelsesform av oppfinnelsen, fig. 4 viser bølgeformen av et alternativt pulssignal, fig. 5 viser nærmere enkeltheter i den faselåste sløyfe ifølge fig. 3, fig. 6 viser et flytdiagram som illustrerer frekvenskorrigeringen som utføres ifølge fig. 3, fig. 7 og 8 viser blokkdiagrammet av mottakerdelen i et radiokom-munikasjonssett som har AFC ifølge en andre utførelsesform av oppfinnelsen, fig. 9 viser et blokkdiagram av en såkalt dobbel-supermottaker med AFC ifølge en bestemt utførelsesform av oppfinnelsen, fig. 10 viser et blokkdiagram av en annen mottakerdel i et radiokommunikasjonsapparat som også har AFC ifølge en utfør-elsesform av oppfinnelsen, og fig. 11 viser et blokkdiagram av de enkelte kretser i den taktgiverkrets 26 som er i llustrert på fig. 10.Foretrukne utførelsesformer av oppfinnelsen skal nå ~ '■ gjennomgås i detalj, med henvisning til tegningene. På fig. 3, \ hvor de samme elementer som de vist på fig. 1 har samme hen-visningstall for å unngå dublering, vises med henvisningstallet 16 et mellomfrekvensfilter med båndpasskarakteristikk, det

vises en frekvensteller 17 som mottar signal fra den faselåste sløyfe 6, en frekvenskomparator 18 som omfatter en sekvenskrets

med adderere, holdekretser, en referansefrekvensgenerator eller en mikroprosessor,idet denne krets genererer korreksjonsdata for frekvensawiket i samsvar med et utgangssignal fra telleren 17, en digital-/ analog-omvandler (D/A-omvandler), og en nivåmåler-krets 20 for registrering av mellomfrekvenssignalets nivå på utgangen av mellomfrekvensforsterkeren 4. Fig. 4 viser hvordan bølgeformen av et innkommende høy-frekvenssignal kan være, egnet til å mottas av mottakerdelen i det kommunikasjonsapparat som er beskrevet ovenfor. Det pulsformede høyfrekvenssignals enkelte pulser følger avveksl-ende etter hverandre i form av bærebølgedeler 102 og de såkalte datadeler 101, og mellom hver puls ligger tidsintervaller hvor det ikke sendes ut noe signal. Fig. 5 viser et blokkdiagram over hvordan synkronkretsen 11, styrekretsen 12, frekvenstelleren 17 og frekvenskomparatoren 18 kan være anordnet innenfor hoveddiagrammet på fig. 3.

Synkronkretsen 11 omfatter en binær korrelator 117 og en amplitudekomparator 118, idet korrelatoren har en sampler 111 som avtaster og mottar demodulerte data fra demodulatoren 5 og etterfølges av en komparator 112 som sammenlikner utgangssignalet fra sampleren 111 med et referansesignal. Komparatorens 112 utgang er .koplet til et skiftregister 114 som på sin side er tilknyttet et referanseregister 113 innbefattet i den bi-nære korrelator 117, og denne omfatter videre logiske port-kretser 115 av EKSKLUSIV/ELLER-typen, og en adderer 116.

Styrekretsen 12 omfatter en OG-port 121 som danner den logiske OG-kombinasjon mellom synkronsignalet på utgangen av komparatoren 118 og utgangssignalet fra nivåmålekretsen 20, videreen teller 122 som mottar utgangssignalet fra porten 121 og starter telling av referanseoscillatorsignalet fra oscillatoren 13 frem til utløpet av tidsperioden T. vist på fig. 4 og et bestemt tall er nådd, og en teller 123 som mottar det inkrementerende tellesingnal fra telleren 122, starter telling av referansesignaler fra oscillatoren 13 frem til utløpet av tidsintervallet T2 (fig. 4) og et bestemt tall er nådd. Videre finnes en vippekrets 104 som null-stilles ved det inkrementerende tellersignal fra telleren 122 og aktiveres av dette signal til å gi ut et styresignal.

Det som skjer er at det inkrementerende signal fra

denne teller bringer passerings/holde-kretsen 9 til passeringstilstand og samtidig stanser telleren 17, mens det tilsvar-

ende inkrementerende signal fra telleren 123 slår om kretsen 9 fra dennes passeringstilstand til dens holdetilstand samtidig som telleren 17 påny startes.

Frekvenstelleren 17 og frekvenskomparatoren 18 inne-holder en portintervallkrets 171 som får tilført referanse-signalet fra oscillatoren 13 og startes ved at det mottas et styresignal fra styrekretsen 12, og en såkalt nedteller 172

som starter sin nedtelling når den mottar styresignalet og over-fører det etablerte signal fra den faselåste sløyfe helt til den mottar et portsignal fra portintervallkretsen 171, hvoretter frekvenskorreksjonsdata genereres.

Virkemåten for oppfinnelsens variant av mottakerdelen skal nå gjennomgås. Siden selve signalmottakingen og signalopptak og opprettholdelse av frekvensen utføres på samme måte som i den utførelsesform som er vist på fig. 1, gjentas ikke beskriv-elsen av dette. Virkemåten for oppfinnelsens AFC-kretser skal imidlertid beskrives: Slik det fremgår av det ovenfor måles den mottatte bære-bølges frekvens med frekvenstelleren 17 mens bærebølgedelen av signalet mottas, og resultatet av målingen føres videre til frekvenskomparatoren 18 hvor frekvensen sammenliknes med en referansemellomfrekvens som ligger lagret i et lager i komparatoren og som f.eks. kan være 10,7 MHz. Frekvensforskjellen ved sammenlikningen føres ut i form av et digitalt feilsignal.

Fig. 6 viser hvordan den logiske gang ved frekvens-korreksjonen foregår. Utgangen fra frekvenskomparatoren 18 gir først en startverdi til det første trinn STI. Deretter venter komparatoren 18 til oscillatorfrekvensen av mottakerdelens lokaloscillator 14 har blitt tilstrekkelig stabil (trinn ST2)

og bestemmer så om holdefunksjonen skal starte eller ikke

(trinn ST3). Hvis dette bestemmes (JA-utgangen) måles den fastholdte, dvs. den opprettholdte frekvens (trinn ST4), og så

måles forskjellen mellom den målte frekvens og referansefre-kvensen, og det bestemmes om forskjellen overskrider en bestemt verdi eller ikke (trinn ST5). I tilfelle denne frekvensgrense ikke overskrides genererer komparatoren 18 frekvenskorreksjons-

data slik det er antydet nederst til høyre på fig. 5 og i den nederste blokk i ."flytdiagrammet på fig. 6, idet dette påny starter en syklus i trinn ST2.

De frekvenskorrigerende data foreligger på utgangen av komparatoren 18 i binær eller digital form og omvandles i den etterfølgende D/A-omvandler 19 slik at referanseoscillatoren 13 får et analogt styresignal for frekvenskorrigering. På denne måte følger oscillatoren 13 det mottatte signals frekvens, og mottakerens mellomfrekvens holdes konstant. Bærebølgeoscillatoren 15, som er frekvensstyrt av referanseoscillatoren 13, får også konstant og stabil frekvens.

Nivåmålekretsen 20 måler det mottatte signalnivå ved mellomfrekvens og frakopler styrekretsen 12 dersom signal-amplituden skulle falle under en viss verdi, ved å sende ut en logisk "0" til OG-porten 121 vist på fig. 5. Som et resultat av dette opphører frekvensstyringen av referanseoscillatoren 13 når signalnivået blir lavt, og den sist foreliggende referanseoscillatorfrekvens benyttes som den er. Fig. 7 viser et eksempel, hvor det er skutt inn et smalbåndet båndpassfilter 21 på inngangen av den faselåste sløyfe 6, og et slikt filter gjør at følsomheten kan økes ved at et svakere mellomfrekvenssignal kan tillates, hvilket tilsvarer et svakere høyfrekvenssignal fra antennen. Fig. 8 viser et eksempel ..på hvor det er innskutt en frekvensdeler 22 foran den faselåste sløyfe 6, men hvor diagrammet ellers tilsvarer fig. 3. I denne utførelse deles mellomfrekvensen ned til en lettere prosesserbar frekvens, spesielt når det gjelder samplingen, for å gi en mer nøyaktig frekvens- og fasekomparering.

Samtlige utførelsesformer som er beskrevet ovenfor viser enkeltsuperheterodynprinsippet for mottakerdelen, idet det bare benyttes én mellomfrekvens. Fig. 9 viser en såkalt dobbel-supermottaker med to frekvensomvandlinger og to mellomfrekvens-seksjoner idet en første seksjon 23-1 omfatter en første blander 3-1, en første mellomfrekvensforsterker 4-1, et første mellomfrekvensfilter 16-1 med båndpasskarakteristikk, og en første lokaloscillator 14-1. Mottakerens andre mellomfrekvens-seksjon 23-2 omfatter en andre blander 3-2, et andre mellom-frekvensf ilter 16-1, også med båndpasskarakteristikk, en andre mellomfrekvensforsterker 4-2 og en andre lokaloscillator 14-2. Dobbelsupermottakeren kan holde de to mellomfrekvenser konstante ved å styre både. den første og den andre lokaloscillator 14-1 hhv. 14-2 fra utgangen av referanseoscillatoren 13.

Det antas nå at frekvensen av bærebølgedelen 10 2 i det innkommende pulssignal er konstant. Også i det tilfelle hvor sig-nalene moduleres av en vilkårlig datastrøm, f.eks. hvor modula-sjonen er av kategori GMSK, foregår frekvensregistreringen innenfor en såkalt Costas sløyfe hvor en feilkomponent mellom frekvensen av den mottatte bærebølge, dannet ved multiplikasjon av en faseriktig komponent I og den ortogonale fasekomponent Q, og utgangsfrekvensen fra oscillatoren VCO 10 registreres. Feilkompo-nenten 10 tilbakekobles til VCO og den faselåste sløyfe 6 bringes til sin holdetilstand, hvorved en AFC-krets dannes som utøver den samme funksjon som de eksempler som er beskrevet ovenfor.

Fig. 10 viser et blokkdiagram av en mottakerdel med AFC hvor det benyttes en Costas sløyfe, og de samme elementer som er vist på diagrammet på fig. 2 har tilsvarende henvisnings-tall.

24-1 angir her en første multiplikator, 24-2 en andre, 25-1 et første lavpassfilter, 25-2 et andre, 24-3 en tredje multiplikator, 24-4 en fjerde multiplikator, 26 en taktgiverkrets, og 27 en 90°fasedreier.

Fig. 11 viser et blokkdiagram av hvordan taktgiverkretsen 26 er bygget opp med en variabel frekvensdeler 261 som deler referanseoscillatorens frekvens ned, en fast frekvensdeler 262 som deler utgangssignalet fra frekvensdeleren 261 videre ned til et signal som kan benyttes som taktgiversignal, og en fasekomparator 263 som sammenlikner fasen av utgangssignalet fra en multiplikator 265 med taktgiversignalets fase. Multiplikatoren 265 gir ut et signal som tilsvarer produktet av den komponent I som er i fase og den ortogonale fasekomponent Q i basisbånd-signalet med demodulerte data. En opp/ned-teller 264 mottar et utgangssignal fra multiplikatoren 265 til klokkeutgang og et utgangssignal fra fasekomparatoren 263

sin opp/ned-inngang • . for å utføre opp/ned-telling, hvorved det opptalte resultat føres tilbake til den variable frekvensdeler 261 slik at det utføres fasestyring og fasen av utgangssignalet fra multiplikatoren 24-1 sammenfaller med fasen

i taktgiversignalet.

Den første multiplikator 24-1 tilføres et utgangssignal fra mellomf rekvensf orsterkeren. 4 og et fra oscillatoren VCO 10. Antas nå at det foreligger en faseforskyvning som tilsvarer vinkelfrekvensen &w i forhold til den vinkelfrekvens wc som inngår i uttrykket S (t) = I(t) cos wc t - Q(t) sin ojc t, utføres følgende signalprosessering:

Deretter filtrerer det første lavpassfilter 25-1 utgangen fra den første multiplikator 4-1 og genererer følgende signal: Den andre multiplikator 24-2 mottar et utgangssignal fra mellomfrekvensforsterkeren 4 og samtidig det fasedreide utgangssignal fra fasedreieren 27, idet dette signal ligger 90°faseforskjøvet i forhold til signalet fra oscillatoren VCO, hvoretter følgende signalprosessering foregår:

Deretter filtrerer det andre lavpassfilter 25-2 utgangssignalet fra den andre multiplikator 24-2 og genererer følgende signal:

<*>il(t)sin Aut + JjQ(t)cos åut.

Det som så skjer er at den tredje multiplikator 24-3 multipliserer signalutgangen fra det første lavpassfilter 25-1 med signalutgangen fra det andre lavpassfilter 25-2. Disse utgangssignaler kan representeres slik: og produktet av disse uttrykk blir:

hvor <p( t) = St/ 211 eller — 7T/2T for henholdsvis mottatt signal (puls) eller signalopphold (mellomrom).

Den fjerde multiplikator 24-4 får da:

som produktet av utgangssignalet fra den tredje multiplikator 24-3 og utgangssignalet fra taktgiverkretsen 26, dette betyr at taktgiversignalet kan uttrykkes som:

Utgangssignalet fra den fjerde multiplikator 24-4 føres tilbake via sløyfefilteret 8 og kretsen 9 i dennes passeringstilstand, til oscillatoren VCO 10, og den opprettholdte bære-bølgefrekvens i oscillatoren måles av frekvenstelleren 17 når kretsen 9 er bragt til sin holdetilstand.

Resultatet av denne frekvensmåling sammenliknes med den forhåndsbestemte frekvensreferanse i frekvenskomparatoren 18, og de frekvenskorrigerende data som tilsvarer frekvensforskjellen omvandles til et analogt signal i D/A-omvandleren 19. Dette analoge signal føres tilbake til referanseoscillatoren 13 for styring av denne slik at oscillatorfrekvensen nøye følger den mottatte bærebølges frekvens.

For utførelseseksemplene som her er beskrevet forut-settes at det innkommende høyfrekvenssignal består av en bære-bølgedel 10 2 og en datadel 101 som ikke følger kontinuerlig etter hverandre slik som vist på fig. 2, men i stedet er at-skilt av et mellomrom slik som vist på fig. 4, men også et signal slik som det først viste vil på helt tilsvarende måte kunne prosesseres i de beskrevne og viste kretser.

Kort resymert innebærer oppfinnelsen at et mottatt signals frekvens lagres og opprettholdes, måles, sammenliknes med en lokal frekvensreferanse, og en eventuell forskjell føres tilbake til styring av den lokale frekvensreferanse for å endre denne slik at den eventuelle frekvensforskjell blir redusert mest mulig. På denne måte kan mellomfrekvensen holdes innenfor snevre toleranser uten behov for en kostbar høystabil referanseoscillator, og oscillatorfrekvensen av den tilhørende bærebølge-oscillator i radiokommunikasjonsapparatet stabiliseres samtidig.

Claims (3)

1. Frekvenslåsekrets omfattende: en referanseoscillator (13) som styrer en mottakers lokaloscillator (14) og en tilkoplet bærebølgeoscillator (15), en blander (3) som blander et mottatt signal, forster-ket i en høyfrekvensforsterker (2), med lokaloscillatorens (14) signal slik at det dannes et mellomfrekvenssignal, en mellomf rekvensf orsterker (4) for å forsterke mellomfrekvenssignalet, en demodulator (5) for å demodulere det forsterkede mellomfrekvenssignal, og samplingskretser (6) som avtaster og opprettholder frekvensen av deler, i form av signalpulser, av det forsterkede mellomfrekvenssignal og som på sin side omfatter en fasekomparator (7), et sløyfefilter (8), en passerings/holdekrets (9) og en spenningsstyrt oscillator (10), KARAKTERISERT VED en teller (17) for å måle den opprettholdte frekvens, og en frekvenskomparator (18) for å sammenlikne den målte frekvens med en forhåndsbestemt referansefrekvens og frembringe et korreksjonssignal som er avhengig av frekvensforskjellen mellom de sammenliknende frekvenser, idet korreksjonssignalet bevirker styring av referanseoscillatoren (13) slik at frekvensforskjellen bringes under en forhåndsbestemt terskelverdi, og at samplingskretsene (6) er tilkoplet en synkronkrets (11) for generering av et utgangssignal i synkronisme med demodulerte signalpulser fra demodulatoren (5), og en styrekrets (12) som enten styrer kretsen (9) til sin passeringstilstand i respons på utgangssignalet fra synkronkretsen (11), eller aktiverer den til sin holdetilstand samtidig med aktivering av telleren (17).

2. Krets ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED en nivåmålekrets (2) som bryter forbindelsen til styrekretsen (12) når utgangs-nivået fra mellomfrekvensforsterkeren (4) faller under en gitt terskel.

3. Krets ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at frekvenstelleren (17) omfatter minst én tellekrets (172), og at komparatoren (18) omfatter minst én adderer og en holdekrets eller en mikro-prosessor . pulser fra demodulatoren (5), og en styrekrets (12) som enten styrer kretsen (9) til sin passeringstilstand i respons på utgangssignalet fra synkronkretsen (11), eller aktiverer den til sin holdetilstand samtidig med aktivering av telleren (17). 7. Krets ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED en første multiplikator (24-1) som mottar utgangssignalet fra mellomfrekvensforsterkeren (4) og et direktesignal fra den spenningsstyrte oscillator (10), en andre multiplikator (24-2) som også mottar utgangssignalet fra mellomfrekvensforsterkeren (4) og i tillegg et 90° faseforskjøvet utgangssignal fra den spenningsstyrte oscillator (10), en tredje multiplikator (24-3) som mottar et lavpassfiltrert utgangssignal fra den første og den andre multiplikator (24-1 hhv. 24-2), en fjerde multiplikator (24-4) som mottar et utgangssignal fra den tredje multiplikator (24-3) og et taktgiversignal fra en taktgiverkrets (26), idet sløyfefil-teret (8) er koplet for å la et utgangssignal passere fra den fjerde multiplikator (24-4), mens passerings/holdekretsen (9) er koplet for å videreføre et utgangssignal fra sløyfefilteret (8) til den spenningsstyrte oscillator (10) eller opprettholde dette signal, en synkronkrets (11) for å generere et utgangssignal i synkronisme med demodulerte signalpulser i det lavpassfiltrerte signal fra den andre multiplikator (24-2), og en styrekrets (12) som styrer passerings/holdekretsen (9) slik at denne enten bringes til en passeringstilstand i respons på utgangssignalet fra synkronkretsen (11) eller en holdetilstand med tilhørende aktivering av telleren (17).