CIRCUIT DE RECEPTION RADIOFREQUENCE A TRES BASSE CONSOMMATION L'invention concerne les circuits de réception et démodulation de signaux à fréquence radio (plusieurs centaines de MHz à plusieurs GHz) utilisés soit en émission hertzienne soit en communication filaire, et plus particulièrement les circuits consommant une puissance très faible, de l'ordre du milliwatt ou moins en moyenne. Sont concernés par exemple les récepteurs radio hertziens ou les récepteurs utilisant le corps humain comme canal de communication (pour des applications de santé ou similaires). L'invention s'applique notamment à des récepteurs auxiliaires de très faible consommation associés à des io récepteurs principaux : le récepteur principal est maintenu en mode de veille pour minimiser la consommation, et il est réveillé par le récepteur auxiliaire lorsque ce dernier détecte un signal de communication à destination du récepteur principal. Il est important que le récepteur auxiliaire consomme une puissance la plus faible possible que sa consommation soit permanente ou 15 non. L'invention s'applique aussi à un récepteur principal en fonctionnement non permanent. Le récepteur reçoit un signal à fréquence porteuse radio Fo (plusieurs centaines de mégahertz à plusieurs GHz, typiquement environ 2GHz), modulé en amplitude, en fréquence ou en phase selon une 20 information utile à transmettre ; le récepteur doit détecter et démoduler ce signal pour en extraire l'information. Il est classique d'utiliser un changement de fréquence pour transformer la modulation de la fréquence porteuse en une modulation d'une fréquence intermédiaire FINT , plus basse que la fréquence porteuse, donc 25 plus facile à démoduler que la modulation de la fréquence porteuse et permettant de plus des rejets d'interférences. La fréquence intermédiaire FINT peut même être nulle, pour une démodulation directe en bande de base. Dans les architectures classiques, le récepteur comporte un amplificateur à faible bruit recevant le signal d'antenne, un oscillateur local à 30 fréquence FLo proche de la fréquence porteuse Fo, un filtre passe-bande pour ne conserver que les fréquences autour de la fréquence intermédiaire FINT qui est la différence entre Fo et FLo et qui conserve la modulation d'amplitude ou de phase ou de fréquence de la porteuse, et un démodulateur pour extraire la modulation de la fréquence intermédiaire. L'oscillateur local doit être précisément asservi à une fréquence de référence, en général par l'intermédiaire d'une boucle à verrouillage de phase qui observe le signal de sortie de l'oscillateur et qui modifie la fréquence d'oscillation si elle s'écarte d'une valeur de consigne. Le circuit de démodulation peut fonctionner sur deux voies, en phase et en quadrature de phase, pour plus de précision. Cette architecture classique est intéressante pour des systèmes io de communication à hautes performances parce qu'elle fournit une fréquence intermédiaire précise. Cependant, elle ne se prête pas à des systèmes à très basse consommation car la boucle à verrouillage de phase consomme beaucoup de puissance. C'est pourquoi on a proposé des circuits de réception qui 15 fonctionnent sans oscillateur local asservi par une boucle à verrouillage de phase. De tels circuits sont décrits par exemple dans l'article Daly, D.C. ; Chandrakasan, A.P. "An Energy-Efficient OOK Transceiver for Wireless Sensor Networks" Solid-State Circuits, IEEE Journal of, Volume: 42 , Issue: 20 5, Page(s): 1003 - 1011. Cette architecture utilise une détection d'énergie, avec un amplificateur à bas bruit, une multiplication du signal par lui-même, et un filtrage. Mais la sensibilité est faible et cette faible sensibilité ne peut être compensée que par l'augmentation du gain de l'amplificateur à bas bruit, ce qui se traduit par une consommation de courant importante car cet 25 amplificateur travaille à très haute fréquence. De plus, il faut filtrer sévèrement le signal radio à l'entrée du récepteur. On a proposé également des récepteurs à fréquence intermédiaire imprécise (en anglais "Uncertain Intermediate Frequency") et à détection d'énergie, utilisant un oscillateur local, un asservissement partiel de 30 l'oscillateur, et un mélangeur. L'oscillateur local n'est asservi que pendant de brèves périodes de temps et il maintient tout seul sa fréquence d'oscillation le reste du temps. La consommation d'énergie de la boucle d'asservissement est plus faible que si l'asservissement était permanent. Mais c'est au prix d'une moins bonne précision car la fréquence de l'oscillateur local peut 35 dériver lorsque l'asservissement n'est pas en service, en raison des 3016 102 3 fluctuations de température ou de tension d'alimentation par exemple. L'amplification nécessaire pour la détection d'énergie en aval du mélangeur est faite sur la fréquence intermédiaire et consomme donc moins d'énergie que si elle était faite sur la fréquence porteuse. L'article suivant décrit un tel 5 récepteur : Pletcher, N.M. ; Gambini, S. ; Rabaey, J.M. "A 2GHz 52 pW Wake-Up Receiver with -72dBm Sensitivity Using Uncertain-IF Architecture" Solid-State Circuits Conference, 2008. ISSCC 2008. Digest of Technical Papers. IEEE International, pp 524 - 633. On a par ailleurs proposé, pour éviter d'utiliser un oscillateur local io asservi, d'utiliser directement la fréquence porteuse du signal reçu par le récepteur pour s'en servir comme référence dans la démodulation. Une manière de le faire consiste à injecter le signal reçu, suffisamment amplifié, à l'entrée d'un oscillateur (composé par exemple par une boucle fermée de trois inverseurs en cascade) dont le comportement est modifié par cette 15 injection. L'oscillateur à verrouillage par injection oscille alors à la fréquence porteuse et non à une fréquence d'oscillation naturelle ou à une fréquence imposée par une horloge de référence. Un démodulateur est placé en aval de l'oscillateur pour détecter la modulation présente dans le signal reçu. Une telle solution est décrite dans les documents suivants : 20 Cho, H. ; Bae, J. ; Yoo, H.-J. "A 37.5 Body Channel Communication Wake-Up Receiver With Injection-Locking Ring Oscillator for Wireless Body Area Network" Circuits and Systems I: Regular Papers, IEEE Transactions on Volume: 60 , Issue: 5, pp. 1200-1208, et Rong-Fu Ye ; Tzyy-Sheng Horng ; Jian-Ming Wu "Ultralow Power 25 lnjection-Locked GFSK Receiver for Short-Range Wireless Systems" IEEE Trans. on Circuits and Systems II: Express Briefs, Vol. 59 , Iss.: 11 pp. 706710. Dans le premier de ces documents, le démodulateur doit fonctionner à la fréquence radio reçue, ce qui consomme beaucoup pour les 30 fréquences porteuses de l'ordre du gigahertz. De plus le système est peu sélectif en fréquence, et il est nécessaire d'amplifier le signal reçu assez fortement pour qu'il verrouille bien l'oscillateur sur la fréquence porteuse ; mais l'amplification à haute fréquence est une cause de consommation importante.
Dans le deuxième document, la sortie de l'oscillateur est appliquée à un mélangeur qui reçoit à la fois le signal à fréquence porteuse et la sortie (à la même fréquence) de l'oscillateur à verrouillage par injection ; le démodulateur situé en aval du mélangeur peut fonctionner en bande de base. Ce circuit souffre des mêmes inconvénients que le précédent : mauvaise sélectivité et mauvaise sensibilité, donc besoin d'un signal pur et de forte puissance pour verrouiller la boucle. L'invention a donc pour but d'apporter une solution nouvelle pour io la capture de signaux à une fréquence porteuse précise, pour pouvoir, par exemple, démoduler les informations contenues dans ces signaux, tout en ayant une consommation aussi faible que possible et de meilleures performances, en termes de sensibilité et sélectivité en fréquence, que les récepteurs à basse consommation proposés jusqu'à maintenant. 15 Selon l'invention, on propose une capture du signal radiofréquence au moyen d'un récepteur qui comprend un mélangeur recevant sur une première entrée un signal d'entrée à une fréquence porteuse radio Fo et sur une deuxième entrée un signal à fréquence locale FLo issu d'un oscillateur local à fréquence contrôlée, le mélangeur ayant une 20 sortie fournissant un signal à fréquence intermédiaire FINT et reliée à un filtre aval dont la sortie constitue la sortie à fréquence intermédiaire du circuit de réception, et un circuit d'asservissement de fréquence de l'oscillateur local fournissant un signal de commande de fréquence de l'oscillateur local. Le circuit de réception du signal radiofréquence est caractérisé en ce que le 25 circuit d'asservissement a une entrée reliée à la sortie du filtre aval et en ce que le signal de commande est un signal fonction de la différence entre la fréquence intermédiaire FINT à la sortie du filtre aval et une fréquence de consigne. Ainsi, le récepteur utilise un circuit d'asservissement de 30 l'oscillateur local, mais ce circuit asservit la fréquence intermédiaire et non la fréquence de l'oscillateur local sur une valeur de consigne. Il travaille donc à la fréquence intermédiaire et non à la fréquence de l'oscillateur local. Il en résulte une consommation de puissance beaucoup plus faible tout en conservant, du fait de l'asservissement, une précision meilleure que les 35 récepteurs à basse consommation dépourvus d'asservissement. De plus, on peut prévoir que le circuit d'asservissement fonctionne de manière intermittente de manière à consommer encore moins de puissance si on accepte les risques de dérive qui en découlent. Le rapport cyclique peut être très inférieur à 1 : par exemple égal ou inférieur à 10-2, obtenu par exemple en faisant fonctionner le circuit pendant moins de dix millisecondes toutes les secondes. Le circuit d'asservissement garde en mémoire le signal de commande de l'oscillateur entre deux phases d'asservissement. Le circuit d'asservissement peut comporter une boucle à verrouillage de phase de type classique mais fonctionnant à la fréquence io intermédiaire ; cette boucle comprend par exemple un diviseur de fréquence recevant la sortie du filtre aval, un comparateur de phase recevant d'une part la sortie du diviseur et d'autre part une fréquence de référence, et un circuit de contrôle en sortie du comparateur de phase pour fournir le signal de commande de fréquence de l'oscillateur local. Le circuit de contrôle 15 comprend essentiellement une fonction de filtrage passe-bas, mais il peut aussi établir une loi de contrôle de type proportionnelle-intégrale (PI) ou proportionnelle-intégrale-dérivée (PID) à partir de l'écart entre la fréquence intermédiaire et la fréquence de consigne, en vue de produire un signal de commande tendant à ramener la fréquence intermédiaire à la valeur de 20 consigne. Plutôt qu'une boucle à verrouillage de phase classique, le circuit d'asservissement peut comporter de préférence un circuit de mesure de fréquence fournissant une valeur analogique ou numérique représentant la 25 valeur de la fréquence intermédiaire ; cette valeur sera comparée à la valeur de consigne et l'écart sera utilisé par un circuit de contrôle pour établir le signal de commande de fréquence de l'oscillateur. Le circuit de contrôle comprend là encore essentiellement une fonction de filtrage passe-bas et éventuellement une fonction de type proportionnelle-intégrale ou 30 proportionnelle-intégrale-dérivée. Le circuit de mesure de fréquence peut comporter un comparateur à seuil pour détecter les alternances de signal à la fréquence intermédiaire, et un compteur pour compter les basculements du comparateur pendant une durée de référence. Le contenu du compteur représente directement ou indirectement la fréquence intermédiaire. Ce 35 contenu est utilisé par le circuit de contrôle pour commander la fréquence de l'oscillateur local dans un sens tendant à ramener la fréquence intermédiaire à la valeur de consigne. En amont du mélangeur, le circuit de réception est relié à une antenne, éventuellement avec un amplificateur radiofréquence à faible bruit et un filtre passe-bande entre l'antenne et le mélangeur. En aval du filtre aval, le circuit de réception comportera un démodulateur à fréquence intermédiaire fournissant l'information qui module la fréquence porteuse du signal d'entrée. io Dans un perfectionnement de l'invention, on prévoit que le filtre aval à fréquence intermédiaire a une bande passante commandable et qu'un circuit d'ajustement est prévu pour réduire progressivement la bande passante au fur et à mesure que l'asservissement rapproche la fréquence intermédiaire de la fréquence de consigne, en tenant compte éventuellement 15 de la dispersion de mesure de la fréquence intermédiaire. Cette approche permet de focaliser la synchronisation du récepteur sur une des fréquences présentes dans le signal reçu lorsqu'il y a plusieurs fréquences proches. Enfin, on peut prévoir que le circuit de réception comporte un deuxième filtre aval accordable, relié à la sortie du mélangeur, et un circuit 20 de démodulation d'amplitude, de fréquence, ou de phase, relié à la sortie du deuxième filtre aval, en vue de démoduler un signal à une fréquence FINT différente de la fréquence intermédiaire FINT résultant de l'asservissement. Par ailleurs, le circuit d'asservissement selon l'invention peut être associé à une deuxième boucle d'asservissement qui est un asservissement 25 direct de la fréquence de l'oscillateur local sur une fréquence de référence. Des moyens de commutation sont prévus pour mettre en service soit l'asservissement selon l'invention (asservissement par la fréquence intermédiaire) soit la deuxième boucle d'asservissement (asservissement direct). 30 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 représente un schéma général de principe d'un circuit 35 de réception radiofréquence selon l'invention ; - la figure 2 représente un premier mode de réalisation de l'invention ; - la figure 3 représente un deuxième mode de réalisation de l'invention. - la figure 4 représente un perfectionnement dans lequel la bande passante du filtre aval est ajustable à partir de l'état du circuit d'asservissement ; - la figure 5 représente une variante de réalisation avec un asservissement d'une fréquence intermédiaire qui n'est pas exactement la io fréquence intermédiaire à démoduler ; - la figure 6 représente une autre variante, dans laquelle la boucle d'asservissement de l'invention est utilisée en complément d'une boucle d'asservissement standard de la fréquence de l'oscillateur local. 15 Le circuit de réception selon l'invention est représenté à la figure 1. Il est associé à une antenne ANT et un filtre passe-bande BPFO centré sur la fréquence FO de la porteuse des signaux radiofréquence attendus. La sortie du filtre passe-bande, éventuellement amplifiée par un amplificateur à faible bruit non représenté, constitue l'entrée de signal du circuit de 20 réception. Les signaux attendus peuvent être modulés en amplitude, en fréquence, ou en phase. Le circuit de réception comporte un mélangeur MEL qui reçoit d'une part le signal radiofréquence filtré issu du filtre BPFO et d'autre part la fréquence FLo d'un oscillateur local OSC à fréquence contrôlée. La sortie du 25 mélangeur, qui fournit des composantes à fréquences somme Fo+FL0 et différence fo-FL01 est filtrée par un filtre passe-bande BPF1 qui élimine la fréquence somme et conserve la fréquence différence qui est la fréquence intermédiaire FINT souhaitée pour effectuer la démodulation des informations contenues dans le signal d'entrée. La sortie du filtre aval constitue la sortie à 30 fréquence intermédiaire du circuit de réception ; elle est appliquée à l'entrée d'un circuit de démodulation DMD qui dépend de la nature de la modulation du signal radio reçu. La sortie du circuit de démodulation fournit les informations qui ont servi à moduler le signal radio à l'émission. Le circuit de démodulation peut être un démodulateur d'amplitude, de phase, de 35 fréquence, ou encore d'énergie. La détection peut être cohérente ou non cohérente. Pour un démodulateur de fréquence par exemple, il n'est pas gênant que la fréquence intermédiaire FINT soit imprécise ou même varie lentement, car la modulation se traduira toujours par des sauts brusques de fréquence et ce sont les sauts de fréquence qui sont détectés, plus que la valeur absolue des fréquences. Le changement de fréquence de Fo à FINT est asservi par un circuit d'asservissement ASV dont l'entrée est la sortie à fréquence intermédiaire FINT du filtre aval et dont la sortie fournit un signal de commande de fréquence sur une entrée de commande de l'oscillateur contrôlé OSC. Le io circuit d'asservissement reçoit une valeur de consigne représentant une fréquence de consigne FcoNs souhaitée pour la fréquence intermédiaire FINT. La valeur de consigne est de préférence fournie par l'intermédiaire d'une fréquence de référence FREF fournie par une horloge de référence CLK. La fréquence de consigne FcoNs est alors de préférence une fréquence multiple 15 de la fréquence de référence FREF. Le circuit d'asservissement agit pour asservir la fréquence intermédiaire FINT à la fréquence de consigne, en appliquant à l'entrée de commande de fréquence de l'oscillateur OSC un signal de commande qui ajuste la fréquence de l'oscillateur dans un sens tendant à ramener la 20 fréquence intermédiaire FINT vers la fréquence de consigne si elle tend à s'en écarter. Il est à noter que la valeur de la fréquence de consigne FCONS, donc la valeur de la référence FREF, n'a pas besoin d'être très précisément fixée à une valeur connue, contrairement aux asservissements classiques 25 qui doivent imposer une fréquence d'oscillateur local très proche (à quelques pourcents) de la fréquence porteuse du signal radio reçu. Ici, il suffit que la fréquence de consigne soit située à peu près au milieu de la bande passante du filtre passe-bande BPF1, et cette bande passante peut être relativement large, par exemple 100 MHz pour une fréquence porteuse de 2GHz. 30 L'asservissement est donc fait en partant de la fréquence intermédiaire, c'est-à-dire d'un signal à fréquence très inférieure à la fréquence porteuse Fo, d'où il résulte que la consommation propre du circuit d'asservissement peut rester très inférieure à ce qu'elle est dans un asservissement à fréquence FLo, c'est-à-dire un asservissement à fréquence 35 proche de la fréquence porteuse Fo.
Le circuit d'asservissement ASV peut être du même type que ceux qui sont utilisés dans des boucles qui utilisent comme signal d'entrée la fréquence radio à quelques gigahertz, mais il est conçu ici pour utiliser un 5 signal d'entrée à fréquence beaucoup plus basse, par exemple de l'ordre de 20 à 100 MHz. Le circuit ASV établit soit directement une tension analogique dont les variations imposent des variations de fréquence de l'oscillateur OSC, soit une valeur numérique calculée. La valeur numérique peut également être convertie par un convertisseur numérique-analogique pour io être appliquée sous forme analogique à l'oscillateur si la commande de ce dernier est analogique. De plus, étant donné que la modulation d'amplitude de phase ou de fréquence reste présente dans le signal à fréquence intermédiaire même si celle-ci dérive lentement, on peut envisager de faire fonctionner la boucle 15 d'asservissement seulement de temps en temps, pour des opérations de recalage de fréquence, en conservant la valeur du signal de commande de l'oscillateur après une phase de recalage et jusqu'à la phase de recalage suivante. L'interruption de la boucle d'asservissement se fait dans ce cas en coupant l'alimentation du circuit d'asservissement, comme représenté par un 20 interrupteur sur la figure 2, mais en conservant en mémoire et en appliquant à l'oscillateur la tension analogique de sortie du circuit d'asservissement si ce dernier fournit une tension analogique de commande de l'oscillateur, ou la valeur numérique de sortie s'il fournit une commande numérique à l'oscillateur. La conservation en mémoire du signal de commande analogique 25 se fait très facilement avec une très faible consommation, par une capacité qui stocke une tension de commande ; la conservation du signal de commande numérique se fait très facilement avec une très faible consommation dans un registre de bascules. L'interruption du circuit d'asservissement se fait de préférence avec un faible rapport cyclique ; à titre 30 d'exemple, l'asservissement est mis en service une fois par seconde pendant moins de 10 millisecondes, soit avec un rapport cyclique inférieur à 10-2. La figure 2 représente une réalisation avec un circuit d'asservissement à verrouillage de phase de type classique. Le circuit 35 d'asservissement peut comporter un diviseur de fréquence DIV qui divise la fréquence intermédiaire dans un rapport N. Le rapport N est de préférence mais pas obligatoirement le rapport entre la fréquence de consigne Fc0Ns et la fréquence de référence FREF de l'horloge CLK. On rappelle que la fréquence de consigne n'a pas besoin d'être très précise et par conséquent 5 la fréquence d'horloge FREF n'a pas besoin d'être connue très précisément. Elle doit cependant être stable en température (plus stable que l'oscillateur local lui-même). Elle peut être donnée par un oscillateur à quartz mais la précision d'un quartz n'est pas nécessaire. Elle peut être de 1 à 10 MHz par exemple pour une fréquence intermédiaire de 25 à 100 MHz, le rapport de io division étant par exemple de 32 ou 64. Le signal de sortie du filtre aval, dont la fréquence est divisée par le diviseur DIV est appliqué à l'entrée d'un comparateur de phase CMPH qui reçoit sur une autre entrée la fréquence de référence FREF. Le comparateur de phase fournit une tension qui varie dans un sens ou dans un autre selon 15 que la fréquence intermédiaire divisée par N s'écarte dans un sens ou dans l'autre de la fréquence de référence. La sortie du comparateur de phase est appliquée à un circuit de contrôle CTRL qui établit une loi d'asservissement désirée, par exemple une loi proportionnelle ou proportionnelle/intégrale ou proportionnelle/intégrale/dérivée, entre l'écart de fréquence constaté par le 20 comparateur de phase et le signal de commande appliqué à l'entrée de commande de fréquence de l'oscillateur. Cette loi de contrôle est représentée sous forme d'un simple filtrage passe-bas analogique ou numérique sur la figure 2, mais, comme dans n'importe quel système asservi, elle peut être plus complexe qu'un simple filtrage passe-bas ; une loi 25 de contrôle proportionnelle/intégrale/dérivée ferait intervenir par exemple à la fois l'écart de fréquence constaté, l'intégrale des écarts précédemment constatés, et la différence entre un écart constaté et l'écart précédemment constaté. 30 La figure 3 représente une autre réalisation du récepteur selon l'invention, avec un circuit d'asservissement réalisé différemment. Le circuit d'asservissement comprend essentiellement un fréquencemètre numérique FTMR (représenté dans un cadre tireté) et un circuit de contrôle numérique NCTRL. Le fréquencemètre reçoit le signal à fréquence intermédiaire en 35 sortie du filtre BPF1 et détermine une valeur numérique de FINT. Le circuit de contrôle numérique NCTRL reçoit ou possède une valeur de consigne FcoNS (pas sous forme d'un signal mais sous forme d'une valeur numérique préétablie) et reçoit la sortie du fréquencemètre. Il établit une loi de contrôle définissant une valeur numérique de commande de l'oscillateur en fonction de l'écart entre la fréquence mesurée par le fréquencemètre et la consigne. Cette loi fait varier la fréquence de l'oscillateur dans un sens tendant à ramener la fréquence intermédiaire vers la fréquence de consigne. La loi de contrôle peut, là encore, être une loi proportionnelle ou proportionnelle/intégrale ou proportionnelle/intégrale/dérivée. Le circuit de io contrôle fournit un signal de commande numérique à l'oscillateur si celui-ci est conçu pour accepter un signal numérique, ou bien un convertisseur numérique-analogique est prévu pour transformer en tension analogique la commande calculée par le circuit de contrôle numérique NCTRL. 15 Dans un exemple particulier, le fréquencemètre est réalisé de la manière représentée à la figure 3 : Il comprend un comparateur à seuil CMP dont la fonction est de recevoir le signal à fréquence intermédiaire FINT et de détecter les alternances du signal. Dans le cas le plus simple, le seuil du comparateur est nul et on détecte le passage par zéro, soit dans les deux 20 sens, soit dans un seul sens, par exemple le sens de tension croissante. Ce comparateur bascule à chacun de ces passages par zéro. La sortie du comparateur à seuil est appliquée à une entrée de comptage d'un compteur qui s'incrémente d'une unité à chacun des passages par zéro détectés. Le compteur compte pendant un intervalle de temps déterminé T qui est par 25 exemple la période ou la demi-période d'une horloge de référence CLK. Il est remis à zéro après chaque intervalle T. Le contenu K du compteur à la fin d'un intervalle de durée T représente donc le nombre d'alternances (ou demi-alternances) de la fréquence intermédiaire pendant la durée T. Il représente donc la valeur de la fréquence intermédiaire : FINT = K/T ou K/2T. C'est ce 30 contenu K qui est utilisé par le circuit de contrôle. La fréquence de l'horloge peut être fournie par un oscillateur à quartz. Elle n'a pas besoin d'être très précisément connue car la fréquence de consigne peut être approximative pourvu qu'elle soit vers le milieu de la bande passante du filtre PBF1. On pourrait éventuellement prévoir un diviseur de fréquence en 35 amont du comparateur, pour que le compteur compte à une fréquence plus faible. Des comparateurs multiples avec des seuils différents peuvent aussi être prévus, pour un traitement plus sophistiqué du signal issu du filtre PBF1, mais un simple comparateur à seuil nul suffit.
On remarquera qu'il est préférable que le circuit d'asservissement soit un circuit principalement numérique plutôt que principalement analogique. En effet, les circuits numériques sont ceux qui bénéficient le mieux, en termes de consommation électrique, de la réduction de la fréquence de travail : leur consommation est en gros proportionnelle à la io fréquence. Par conséquent, en les faisant travailler à une fréquence intermédiaire beaucoup plus faible que la fréquence porteuse, on réduit considérablement leur consommation. Dans un perfectionnement, on prévoit que le filtre passe-bande 15 PBF1 a une bande passante variable en fonction de la différence entre la fréquence intermédiaire FINT et la fréquence de consigne Fc0Ns ou en fonction du bruit présent dans le signal reçu. En effet, il est souhaitable que la bande passante du filtre soit suffisamment large tant que la convergence vers la fréquence désirée n'est pas obtenue et qu'elle soit plus étroite 20 lorsqu'elle est obtenue ou presque obtenue. Une large bande passante au début est préférable parce que l'écart entre la fréquence porteuse Fo et la fréquence FLo de l'oscillateur local peut être très différent de la fréquence de consigne désirée pour la fréquence intermédiaire et il ne faudrait pas que cet écart sorte de la bande passante du filtre BPF1 ; en effet il n'y aurait alors 25 pas de signal suffisant en sortie de ce filtre. Inversement, lorsque l'asservissement a convergé vers un état stable, il est souhaitable que la bande passante du filtre soit plus étroite pour éliminer les bruits qui pourraient perturber l'asservissement ou le signal reçu, la sensibilité en réception étant améliorée avec une bande passante plus réduite, notamment 30 les bruits contenus dans le signal d'entrée reçu par l'antenne. Parmi les bruits possibles, il y a en effet notamment la présence d'autres signaux de communication reçus dans des fréquences très voisines (communications sur d'autres canaux).
C'est pourquoi une réalisation de l'invention prévoit que le filtre BPF1 est un filtre à bande passante contrôlable analogiquement ou numériquement en largeur de bande et/ou en fréquence centrale. La figure 4 représente la modification correspondante du 5 récepteur dans le cas où le circuit d'asservissement est celui de la figure 3 mais une modification similaire pourrait être faite si le circuit d'asservissement était différent, par exemple celui de la figure 2. Le contrôle de la bande passante est ici fait par un signal numérique représentatif de l'écart FINT-FcoNs. Ce signal numérique peut être io obtenu dans la réalisation de la figure 4 par un circuit d'ajustement de la bande passante, CBP, qui reçoit une commande représentant la différence FINT-FcoNs et qui établit un signal de commande du filtre. La commande du filtre est de préférence discrète, un nombre fini de quelques valeurs de bande passante pouvant être prévu. Des filtres à bande passante 15 commandable sont obtenus en commandant, de manière analogique par des tensions ou de manière numérique par des commutateurs, les valeurs de capacités variables qui composent ces filtres. La commande de modification de bande passante du filtre BPF1 peut se faire pendant une phase d'initialisation du récepteur, avant une 20 phase de communication. On peut prévoir par exemple que la bande passante est progressivement réduite entre un instant de début et un instant de fin d'initialisation. Par exemple, on réduit progressivement la bande passante toutes les 5 ou 10 microsecondes jusqu'à ce qu'elle ait atteint sa valeur la plus faible, par exemple 5 MHz pour une bande passante de départ 25 de 100 MHz. On peut aussi envisager que la modification de bande passante résulte d'une mesure de bruit à la sortie du filtre aval : en présence d'un bruit important, on conserve une bande passante large ; en présence d'un bruit plus faible, on réduit la bande passante. La sortie du compteur CNT de la 30 figure 4 peut servir à donner une indication du bruit : si on fait plusieurs mesures de fréquence et que le résultat du comptage donne une certaine dispersion, cette dispersion est représentative du bruit et on peut s'en servir pour décider d'une modification ou d'une non-modification de la bande passante du filtre BPF1. Il y a alors adaptation automatique du filtre en 35 fonction du bruit constaté, et la bande passante du filtre BPF1 n'est réduite 3016 102 14 que dans la mesure où le bruit est devenu suffisamment faible, le bruit se réduisant de plus avec la réduction de bande passante. Dans un exemple, on estime la dispersion de la mesure de fréquence sur la durée d'un bit de la modulation de la porteuse, c'est-à-dire 5 par exemple une centaines de périodes T de référence. Le compteur fournit une centaine de mesures. La dispersion des résultats est déterminée dans un circuit de calcul. Selon la valeur de cette dispersion on décide ou non une réduction de bande passante, une réduction ne devant pas être faite si la dispersion est trop importante. On part d'une fréquence intermédiaire à 100 10 MHz, avec un filtre BPF1 de bande passante 100 MHz. La fréquence de consigne est par exemple de 60 MHz, voire même de 25 MHz. La bande passante du filtre est progressivement réduite de 100 MHz à 10 MHz si le bruit, représenté par la dispersion des mesures de fréquence, le permet. 15 La figure 5 représente une réalisation dans laquelle on a séparé la boucle d'asservissement de la fréquence intermédiaire et la branche de démodulation. Le signal à démoduler n'est plus le signal à fréquence intermédiaire issu du filtre passe-bande BPF1 de la boucle d'asservissement. Un filtre passe-bande BPF2 accordé sur une fréquence FINT proche de la 20 fréquence intermédiaire FINT résultant de l'asservissement est connecté directement en sortie du mélangeur, et il fournit au démodulateur DMD un signal à démoduler. Cette réalisation est utile dans le cas où les signaux présents sont multiples et dans des canaux de fréquence très voisins les uns des autres. 25 L'asservissement se fait automatiquement sur le signal le plus fort correspondant à un premier canal, avec une fréquence intermédiaire asservie FINT ; on ajuste alors la fréquence centrale et/ou la bande passante du filtre BPF2, en décalage par rapport à la fréquence centrale/bande passante du filtre BPF1, pour démoduler les signaux présents sur un autre 30 canal voisin, correspondant à une fréquence intermédiaire FINT sans changer la fréquence intermédiaire de l'asservissement qui reste calée par rapport au premier canal recevant le signal le plus fort. On n'a pas besoin dans ce cas d'essayer d'asservir la boucle par rapport à un signal trop faible sur un autre canal.
La figure 5 a été représentée comme étant une modification du schéma de la figure 4, mais cette modification pourrait être appliquée de la même manière aux schémas des figures 1 à 3.
On peut utiliser l'asservissement selon l'invention en association avec un oscillateur local asservi par une boucle à verrouillage de phase classique agissant directement sur la fréquence de l'oscillateur local. On asservit d'abord la fréquence de l'oscillateur local de la manière classique, puis on déconnecte cette boucle classique (pour réduire sa consommation) io et on passe au mode d'asservissement de la fréquence intermédiaire selon l'invention. Par ailleurs on peut associer l'asservissement selon l'invention à un asservissement classique direct de la fréquence de l'oscillateur local, c'est-à-dire un asservissement dans lequel c'est la sortie de l'oscillateur local, 15 à fréquence FLo, qui est comparée (après division de fréquence) à une fréquence de référence dans un comparateur de phase, pour produire le signal de commande de fréquence de l'oscillateur. Des moyens de commutation mettent en service soit l'asservissement selon l'invention, par la fréquence intermédiaire, soit l'asservissement direct, mais pas les deux en 20 même temps. Dans un scénario de fonctionnement, on mesure la fréquence de l'oscillateur local avec l'asservissement direct, pour en déduire la consigne à appliquer dans le circuit d'asservissement de la fréquence intermédiaire. Puis on met hors service la boucle d'asservissement direct.
25 Dans un autre scénario, on peut mettre en service la boucle d'asservissement direct pour verrouiller la fréquence de l'oscillateur local sur une valeur déterminée, correspondant à une certaine commande sur son entrée de commande de fréquence. On note la valeur de cette commande ; celle-ci correspond par exemple à un contenu du compteur dans les 30 réalisations décrites ci-dessus ayant un compteur. Puis, on coupe l'alimentation des éléments de la boucle d'asservissement direct (diviseur de fréquence, comparateur de phase notamment). L'oscillateur local conserve sa commande. Enfin, on observe l'évolution de la fréquence intermédiaire dans le circuit d'asservissement de la fréquence intermédiaire, par exemple en observant le contenu du compteur, et on réduit ou augmente la commande de l'oscillateur local en fonction de cette observation. La figure 6 représente un circuit de réception associant une deuxième boucle d'asservissement, qui est une boucle d'asservissement direct, au circuit d'asservissement selon l'invention qui utilise la fréquence intermédiaire. Le circuit de réception avec circuit d'asservissement par la fréquence intermédiaire est celui de la figure 5, auquel on a ajouté la boucle d'asservissement direct, mais l'ajout de cette boucle peut se faire aussi bien sur les circuits de réception des figures 1 à 3. io La boucle d'asservissement direct comprend un diviseur de fréquence DIV' ayant une entrée reliée à la sortie de l'oscillateur local, un comparateur de phase CMPH' ayant une entrée reliée à la sortie du diviseur et une autre entrée recevant une fréquence de référence FREF, un filtre (passe-bas en principe) LPF relié à la sortie du comparateur de phase. La 15 sortie de ce filtre constitue la sortie de la boucle d'asservissement direct. Un commutateur K permet de relier soit la sortie de cette boucle soit la sortie du circuit de contrôle (CTRL ou NCTRL) à l'entrée de commande de fréquence de l'oscillateur local OSC. 20 25