KR960015674B1 - 참조 전류 발생 회로 - Google Patents
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Abstract
내용없음
Description
제1도는 본 발명의 기본 구성도.
제2도는 제1도의 일실시예를 나타내는 회로도.
제3도는 본 발명의 다른 실시예를 나타내는 회로도.
제4도는 본 발명의 트랜스컨덕턴스(transconductance) 및 커런트 미러(current mirror) 회로의 다른 실시예를 나타내는 회로도.
제5도는 본 발명의 제어 전류 공급 회로의 다른 실시예를 나타내는 회로도.
제6도는 본 발명의 제어 전류 공급 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로도.
제7도는 본 발명의 참조 전압 공급 회로의 다른 실시예를 나타내는 회로도.
제8도는 종래의 회로도.
제9도는 또 다른 종래의 회로도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
20 : 참조 전압 공급 회로 21 : 참조 전류 공급 회로
22 : 제어 전류 공급 회로 23 : 바이어스 전류 공급 회로
본 발명은 IC 화한 필터 회로에 적합한 참조 전류 발생 회로에 관한 것이다.
종래, IC 내장화에 적합한 필터 회로로서는 바이커드(biquad) 방식 또는 자이레이터(gyrator) 방식에 의한 것이 알려져 있다. 이것은 콘덴서의 용량 C와 트랜스컨덕턴스 회로의 상호 컨덕턴스 gm으로부터 C/gm으로 구해지는 값의 시정수를 만들고, 이것을 기반으로 귀환 기술로 임의의 필터 특성을 합성하는 것이다. 따라서, 필터 특성을 안정하게 얻기 의해서는 시정수 C/gm을 일정한 값으로 할 필요가 있다.
일반적으로 IC로 만들어지는 콘덴서의 용량 C는 상대치에서는 수 % 정도 변화하지만, 절대치에서는 수 10% 정도로 변화된다. 그래서 시정수 gm을 일정한 값으로 하는데는 상호 컨덕턴스 C/gm을 콘덴서의 변화에 비례하여 조정하지 않으면 안된다. IC 내장 필터에 사용하는 트랜스컨덕턴스 회로에는 바이어스 전류에 비례하여 상호 컨덕턴스 gm이 변화하는 이른바 게인셀 회로 또는 에미터 접속 차동 회로가 사용된다.
제8도는 종래의 게인셀 회로를 나타내는 것이다. 콜렉터가 전원 전압 Vcc에 접속되고, 베이스에 신호가 입력되는 2개의 트랜지스터 Q1, Q2의 에미터에는 각각 저항 R1, R2와 콜렉터와 베이스가 접속된 트랜지스터 Q3, Q4의 콜렉터가 직렬 접속되며, 트랜지스터 Q3, Q4의 공동 에미터는 전류원 I1과 접속되어 있다. 공통 에미터에 전류원 I2가 접속된 트랜지스터쌍 Q5, Q6의 베이스는 각각 트랜지스터 Q3, Q4의 콜렉터에 접속되고, 트랜지스터쌍 Q5, Q6으로부터 전류 출력을 얻는 것이다.
제8도의 회로의 상호 컨덕턴스 gm은 트랜지스터의 베이스 전류 증폭률 β가 충분히 크고, 저항값을 모두R로 하면,
다만, re는 에미터 미분 저항이고 열전압을 VT라 하면,
이 된다. 여기서 R》 re라 하면
가 되고, 전류원 I1과 I2의 비를 변경함으로써 상호 컨덕턴스 gm을 조정할 수 있다. 통상 전류를 조정한때의 바이어스 설정이 용이하기 때문에 전류원 I1은 고정시켜 두고, 전류원 I2의 전류값을 제어한다.
전류원 I2는 제9도에 도시한 바와 같은 참조 전류 발생 회로를 기반으로 만들어진다.
제9도의 회로는 트랜지스터 Q10의 에미터와 트랜지스터 Q11의 베이스가 접속되고, 트랜지스터 Q10의 베이스와 Q11의 콜렉터가 접속되며, 또한 트랜지스터 Q11의 에미터는 저항 R11을 통하여 전원 전압 Vcc에, Q10의 베이스는 저항 R10을 통하여 참조 전위 GND에 접속되어 있다. 또, 트랜지스터 Q10의 에미터와 전원 전압 Vcc에는 가변 저항 VR이 접속되어 있다. 트랜지스터 Q10의 콜렉터는 트랜지스터 Q12, Q13과 저항 R12, R13으로 구성되는 커런트 미러 회로 CM에 접속되어 있다.
제9도의 회로에 있어서 저항 R10과 R11의 저항값이 같고, 트랜지스터의 베이스-에미터 전압 Vbe가 모두 같으며, 베이스 전류가 무시될 수 있다면, 트랜지스터 Q10의 콜렉터 전류 Ic10은,
이 된다. 따라서 커런트 미러 회로의 출력 전류를 전류원 I2의 전류값으로 하면, (식 2)와 (식 3)에서 gm은,
이 된다. 여기서, I1과 R이 일정하다고 하면, 결국 상호 컨덕턴스 gm은
(∝는 비례기호임)
이 되고, 전원 전압 Vcc가 안정하다면 가변 저항 VR에 의하여 상호 컨덕턴스 gm을 소정의 값으로 안정되게 제어할 수 있는 잇점이 있다.
그러나 실제로 회로를 구성하였을 경우, 특히 (식 4)에 제시되는 전류원 I1과 저항 R 및 전원 전압 Vcc는 일정하지 않고, 따라서 (식 5)와 같이는 되지 않고 상호 컨덕턴스 gm은 가변 저항 VR 이외의 파라미터를 갖는다. 또 (식 2)에서는 에미터 미분 저항 re를 무시하고 있으나, 실제로는 무시할 수 없고 이것들은 기본적으로 독립하여 변동한다.
따라서, 실제로는 제9도의 참조 전류 발생 회로만으로는 충분한 안정화가 안되고, 더욱 많은 복잡한 안정화 회로를 실치할 필요가 있다.
또, 이상은 트랜스컨덕턴스 회로로서 게인셀의 경우에 대하여 기술하였으나, 에미터 접속 가동 회로를 사용한 경우는 그 상호 컨덕턴스를 일정하게 하는 데는 바이어스 전류값올 변화시키지 않으면 안되고, 제9도의 회로에서는 본질적으로 대응할 수 없다는 문제가 있었다.
종래의 참조 전류 발생 회로에서는 트랜스컨덕턴스 회로의 상호 컨덕턴스를 일정한 값으로 제어할 수 없었고, 많은 복잡한 안정화 회로가 필요하여 회로 규모의 증대를 초래하였으며, 더욱이 트랜스컨덕턴스 회로로서 에미터 접속 차동 회로를 사용할 경우에는 본질적으로 안정화할 수 없다는 문제가 있었다.
본 발명은 비교적 간단한 회로로 여러 가지의 트랜스컨덕턴스 회로의 상호 컨덕턴스를 안정하게 제어할 수 있고, IC 내장 필터의 참조 전류원에 적합한 참조 전류 발생 회로를 제공하는데 있다.
본 발명은 종래의 참조 전류 발생 회로가 안정하게 제어된 전류를 발생시킬뿐, 상호 컨덕턴스의 안정화회로를 갖는 본질적인 안정성에 의존하고 있는데 대하여 상호 컨덕턴스를 직접 검출하고 이것에 제어 전류를 기준으로 제어하는 부귀환 제어를 행하기 위하여, 전원 전압의 변동에 따라서 참조 전압을 공급하는 참조 전압 공급 수단과, 참조 전압에 따른 참조 전류를 공급하는 참조 전류 공급 수단과, 전원 전압의 변동에 따른 제어 전류를 공급하는 제어 전류 공급 수단과, 참조 전류와 제어 전류의 차에 따른 바이어스 전류를 참조 전류 공급 수단에 공급하고 전원 전압의 변동에 대한 보상을 실행하는 바이어스 전류 공급 수단으로 구성한 것이다.
이와 같이 구성한 참조 전류 발생 회로에 있어서는, 제어 전류에 의거하여 상호 컨덕턴스를 제어함으로써 안정된 제어를 할 수 있고, 또 특성이 상이한 여러 가지의 트랜스컨덕턴스 회로에 대해서도 동일하게 제어할 수 있다.
(실시예)
이하, 본 발명의 1실시예를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
제1도는 본 발명의 기본적 구성예를 나타내는 것이다.
제1도에 있어서 참조 전압 공급 회로(20)는 전원 전압의 변동에 따른 참조 전압 Vref을 참조 전류 공급회로(21)에 공급한다. 참조 전류 공급 회로(21)는 참조 전압 Vref에 따른 참조 전류 Iref를 바이어스 전류공급 회로(23)로 공급한다. 제어 전류 공급 회로(22)는 전원 전압의 변동에 따른 제어 전류 Iadj를 바이어스 전류 공급 회로(23)로 공급한다.
바이어스 전류 공급 회로(23)는 입력된 참조 전류 Iref와 제어 전류 Iadj의 차에 따른 바이어스 전류 Ibias를 참조 전류 공급 회로(21)에 공급하고, 전원 전압의 변동에 대한 보상을 실행하도록 구성한 것이다.
제2도는 제1도를 구체적으로 도시한 것이다.
도면에서 참조 전압 공급 회로(20)는 전원 전압 Vcc의 양단에 저항 R35, R36을 직렬 접속하고, 저항 R35의 양단 전압을 참조 전압 Vref로 한다.
참조 전류 공급 회로(21)는 트랜지스터 Q1∼Q6 및 저항 R1, R2로 이루어진 트랜스컨덕턴스 회로(21a)와, 그 출력 회로인 트랜지스터 Q5, Q6의 콜렉터에 접속된 트랜지스터 Q30, Q31 및 저항 R30, R31과 콘덴서 C30으로 이루어진 싱글 엔드 푸쉬풀 회로로서 동작하는 커런트 미러 회로(21b)로 구성되고, 트랜지스터 Q6, Q31의 콜렉터과 콘덴서 C30의 접속점에서 참조 전압 Vref에 따른 참조 전류 Iref를 공급한다.
제어 전류 공급 회로(22)는 전원 전압 Vcc의 양단에 접속한 트랜지스터 Q10, Q11과 저한 R10, R11 및 가변 저항 VR로 구성되고, 트랜지스터 Q10의 콜렉터에서 전원 전압 Vcc의 변동에 따른 제어 전류 Iadj를 공급한다.
바이어스 전류 공급 회로(23)는 트랜지스터 Q32와 저항 R32로 구성되고, 트랜지스터 Q32의 콜렉터에서 참조 전류 Iref와 제어 전류 Iadj의 차에 따른 전류를 출력하는 전류 증폭 회로(23a)와, 그 트랜지스터 Q32의 콜렉터에 트랜지스터 Q12, Q13과 저항 R12, R13으로 구성되는 커런트 미러 회로(23b)에 의하여 구성되며, 그 트랜지스터 Q13의 콜렉터에서 참조 전류 Iref와 제어 전류 Iadj의 차에 따른 바이어스 전류 Ibias를 참조 전류 공급 회로(21)의 트랜지스터 Q5, Q6의 공통 에미터에 공급한 것이다.
참조 전류 공급 회로(21)의 트랜지스터 Q3, Q4의 공통 에미터에는 전류 I1이 공급되고, 또한 트랜지스터 Q33과 저항 R33 및 트랜지스터 Q34와 저항 R34는 다른 회로 블록에 전류를 공급하기 위한 전류원 회로이다.
이와 같은 구성의 회로에 의하면, 참조 전압 공급 회로(20)의 출력인 참조 전압 Vref는 저항 R35, R36을 같은 종류의 저항으로 만들면,
이 되고, 전원 전압 Vcc에만 의존한다.
또, 참조 전류 공급 회로(21)의 출력인 참조 전류 Iref는 저항 R1, R2가 똑같이 저항치 R이고, 트랜지스터의 에미터 미분 저항 re가 모두 같다고 하면,
한편, 제어 전류 공급 회로(22)의 출력인 제어 전류 Iadj는 트랜지스터 Q10, Q11의 베이스-에미터 전압 Vbe가 같고, 또 베이스 전류를 무시할 수 있으며, 또한 저항 R10, R11의 값도 같다고 하면,
이 되고, 전원 전압 Vcc와 가변 저항 VR에 의존한다.
바이어스 전류 공급 회로(23)는 바이어스 전류 Ibias를 제어하고, 참조 전류 Iref와 제어 전류 Iadj를 일치시키는 부귀환 제어를 행하므로써 Iref=Iadj로 되고,
이때, 트랜스컨덕턴스 회로(21a)의 상호 컨덕턴스 gm은
즉,α는 전압 분할비이므로 상호 컨덕턴스 gm은 가변 저항 VR에만 의존한다. 이로 인하여 바이어스 전류 Ibias를 토대로 만든 전류를, 21a와 같은 형태의 트랜스컨덕턴스 회로에 공급하므로써, 그 모든 상호 컨덕턴스를 가변 저항 VR의 값으로 제어할 수 있다. 즉 트랜지스터 Q33과 저항 R33 또는 트랜지스터 Q34와 저항 R34로 구성되는 전류원의 전류를 직접 또는 간접적으로, 예컨대 필터 회로의 다른 트랜스컨덕턴스 회로의 전류로서 공급하므로서 필터의 시정수 C/gm을 일정하게 할 수 있다. 특히 회로를 IC 화한 경우, 그 뛰어난 소자 페어성으로 말미암아 변화를 보다 최소화할 수 있다. 또 가변 저항 VR을 임의의 특성으로 조정하거나 다른 임피던스 수단으로 치환하므로써 상호 컨덕턴스 gm을 소망하는 특성으로 제어할 수 있으므로, 필터 회로에 사용하는 콘덴서의 값이 변동할지라도 그 변동을 제거할 수 있다.
제3도는 본 발명의 다른 실시예이다. 제2도와 다른 점은 트랜스컨덕턴스 회로(21a)로서 트랜지스터 Q30,Q31로 구성되는 에미터 접속 차동 회로를 사용하고, 또 참조 전압 공급 수단(20)이 저항 R35∼R37로 이루어진 점에 있다.
제3도의 회로의 참조 전압 Vref는
따라서, 트랜스컨덕턴스 회로(21a)의 상호 컨덕턴스 gm으로 하면 참조 전류 Iref는,
한편, 제어 전류 Iadj는 (식 8)과 같이 표현되기 때문에, Iref=Iadj에서
이 된다.(식 13)은 (식 10)과 같다. 여기서도 트랜스컨덕턴스 회로 형식에 의하지 않고, 제2도와 같이 상호 컨덕턴스 gm의 제어가 자유롭게 행해짐을 알 수 있다.
본 발명은 상기한 실시예에 한정되는 것은 아니며, 극성을 반대로 하여 트랜지스터를 NPN 트랜지스터에서 PNP 트랜지스터로 하는 등, 여러가지로 응용이 가능하다. 예컨대, 트랜스컨덕턴스 회로(21a) 및 커런트미러 회로(23b)를 제4도에 도시한 바와 같이 2개의 공통 에미터를 갖는 에미터 면적이 상이한 트랜지스터쌍과 그 2개의 공통 에미터에 바이어스 전류 Ibias를 공급하는 커런트 미러 회로로 하든가, 제어 전류 공급회로(22)를 제5도의 트랜지스터 Q10, Q41, Q42와 저항 R40, R41로 구성되는 회로나, 제6도와 같은 저항 R42, R43의 저항 분할과 오피앰프(operational amplifier) OP1으로 구성되는 전압 폴로어(voltage follow)회로로 하든가 또한 참조 전압 공급 회로(20)를 제7도에 도시하는 바와 같이 저항 R35∼R37의 저항 분할과 오피앰프 OP2, OP3으로 구성되는 전압 풀로어 회로로 해도 된다. 또 더블 밸런스(double balance) 회로와 같은 상호 컨덕턴스를 전압으로 제어하는 트랜스컨덕턴스 회로에는 참조 전류와 제어 전류의 차에 따른 바이어스 전압을 발생시키고, 상기 바이어스 전압으로 상호 컨덕턴스를 제어하도록 해도 된다.
중요한 점은 전원 전압 Vcc를 파라미터에 갖는 참조 전압 Vref와, 참조 전압 Vref를 입력으로 하고 참조전압 Vref에 따른 참조 전류 Iref와, 전원 전압 Vcc와 임피던스 VR의 파라미터를 갖는 제어 전류 Iadj의 공급 수단을 가지며, 바이어스를 제어하고 참조 전류 Iref와 제어 전류 Iadj가 같게 되도록 한 것이면 좋다.
이상 기술한 바와 같이, 본 발명에 의한 참조 전류 발생 회로에 의하면, 트랜스컨덕턴스 희 종류에 관계없이, 상호 컨덕턴스를 일정한 값 또는 임의의 값으로 제어할 수 있고, 특성 변동을 억제할 수 있다. 특히, IC 내장 필터와 함께 IC 화한 경우, 안정된 필터 특성을 얻을 수 있다.
Claims (5)
- 전원 전압의 변동에 따라서 참조 전압을 공급하는 참조 전압 공급 수단(20)과, 상기 참조 전압 공급 수단이 공급하는 참조 전압에 따른 참조 전류를 공급하는 참조 전류 공급 수단(21)과, 전원 전압의 변동에 따른 제어 전류를 공급하는 제어 전류 공급 수단(22)과, 상기 참조 전류 공급 수단이 공급하는 참조 전류와 상기 제어 전류 공급 수단이 공급하는 제어 전류의 차에 따른 바이어스를 상기 참조 전류 공급 수단에 공급하고, 상기 전원 전압의 변동에 대한 보상을 실행하는 바이어스 전류 공급 수단(23)을 구비하는 것을 특징으로 하는 참조 전류 발생 회로.
- 제1항에 있어서, 상기 참조 전압 공급 수단은 적어도 하나의 저항으로 이루어지는 분압 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 참조 전류 발생 회로.
- 제1항에 있어서, 상기 참조 전류 공급 수단은 차동 회로 수단과, 싱글 엔드 푸쉬풀 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 참조 전류 발생 회로.
- 제1항에 있어서, 상기 제어 전류 공급 수단은 적어도 하나의 저항 또는 가변 저항으로 이루어지는 임피던스와, 상기 임피던스에 전원 전압에 따른 전압을 인가하는 전압 공급 수단과, 상기 임피던스에 의한 전류를 출력하는 전류 출력 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 참조 전류 발생 회로.
- 제1항에 있어서, 상기 바이어스 전류 공급 수단은 참조 전류와 제어 전류의 차를 증폭하는 전류 증폭수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 참조 전류 발생 회로.
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