KR890000573B1 - 무선 통신 시스템 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

무선 통신 시스템

제1도는 본 발명에 의한 QAM형 무선통신 시스템의 전송시스템내의 변조기의 1일실시예의 개통도.

제2도는 본 발명에 의한 무선통신 시스템의 수신시스템내의 변조기의 일실시예의 개통도.

제3도는 동상채널(I-ch)데이타와 직각채널(Q-ch)데이타의 변조된 지점들의 분포를 나타내는 개략도.

제4도는 제1도에 보인 전송시스템내에 사용되는 데이타 스팩트럼의 도표.

제5도는 제1도에 보인 인코더의 구성을 보이는 개통도.

제6도는 제1도의 디지탈/아나로그(D/A) 변환후의 데이타와 직렬/병렬(S/P) 변환후의 데이타의 도표.

제7도는 제5도에 보인 저주파성분 제거회로내의 제어과정 유통도.

제8도는 제5도에 보인 저주파성분 제거회로내의 구체적인 실시예의 개통도.

제9도는 제8도에 보인 계산 및 논리유니트의 상세회로 유통도.

제10도는 제9도에 보인 계산 및 논리유니트의 동작과정 유통도.

제11도는 제9도에 보인 계산 및 논리유니트의 과정을 설명하기 위한 타임도표.

제12도는 제8도에 보인 저주파성분 제거회로의 제어를 설명하기 위한 시간도표.

제13도는 제8도에 보인 저주파성분 제거회로로 인한 반전의 일예를 보이는 도표.

제14도는 본 발명에 의한 서비스채널신호를 삽입하기 위한 회로개통도.

제15도는 제14도에 보인 서비스채널의 멀티플렉스(multiplex)부분의 상세회로도.

제16도는 제15도에 보인 회로내에서 코드(code)변환을 보이는 도표.

제17도는 반전/비반전 신호와 서비스 채널신호가 위치되는 신호레벨들을 보이는 도표.

제18도는 반전/비반전신호와 서비스채널신호를 분리시키기 위한 회로.

제19도는 제18도에 보인 회로내의 코드변환을 보이는 도표.

본 발명은 무선통신시스템에 관한 것으로 특히, 다중상태(multistate) 직각진폭변조(QAM)형의 무선통신시스템에 관한 것이다.

무선시스템에서 데이타는 송신시스템으로 부터 디지탈로 변조된 반송파를 통하여 수신시스템으로 보내진다. 수신시스템에서는 반송파를 복조시켜 데이타를 재생한다. 각종 시스템들이 디지탈변조용으로 사용될 수 있다.

이들중 하나는 다중상태 QAM시스템이다. QAM형 무선통신 시스템에서 반송파의 위상성부와 진폭성분 모두가 변조된다. 데이타에 상응하는 수많은 변조지점들은 한 평면상에 배열된다. 그러므로, 대량의 데이타가 전송될 수 있으므로 전송용량을 대폭적으로 증가시킬 수 있다.

QAM시스템내에 형성된 변조지점들(상태들)의 수는 4, 16, 32, 64, 128등으로 선택할 수 있다. 아주 많은 변조지점들을 선택할 경우에 표준반송파를 오리지날 데이타의 변조시에 동기검출을 위해 재생시키는 것이 중요하다.

가장 많이 사용되는 다중상태 QAM시스템은 16-상태 QAM시스템이다. 이 경우에 표준반송파용 재생회로는 변조된 신호로부터 반송파의 위상과 필요한 성분을 추출하는 종래의 선택제어형중 어느것이나 또는 변조된 데이타를 변조하여 그것을 수신된 파형과 조합시킴으로써 재생반송파를 발생시키는 역변조회로이다. 그러나 전자에서는 오차율이 클때 양호한 단일신호 대잡음(S/N)비를 갖는 반송파를 얻어질 수 없으며 후자에서는 회로구성이 복잡하게 된다. 이 경우 모두 변조지점들의 수가 많으면 많을수록 S/N비가 점점 나빠진다. 또한 반송파의 위상이 명확하게 되지않아 결국 디퍼런샬(differential)코팅과 디코딩논리 방식을 사용해야만 된다.

또다른 기술로서 1983. 12. 29일 출원된 일본특허 출원 제57-231635호, 제57-213636호에 제안된 것이 있는데, 이 방법에서는 반송파 근처의 주파수 성분이 송신측의 스펙트럼으로 부터 여파기들에 의해 제거되어, 파이폿트신호가 송신측의 반송파와 포개져서 수신측의 반송파에 나타난다. 그러나, 이 방법에서는 수신측에서 제거된 스펙트럼을 재생하기 어렵다.

또 다른 기술로서, 반송파가 발생될때 전송 스펙트럼의 저주파성분을 미리 제거하는 다중상태 QAM시스템에서는 반송파가 서비스채널신호에 의해 주파수 변조된다. 즉, 합성변조시스템이 사용된다. 그러나, 이 시스템에서는 양질의 반송파를 얻을 수 없어 데이터의 오차율이 커지게 된다.

본 발명의 목적은 디퍼런셜 코딩 및 디코딩 논리방식이 필요없도록 오차율과 무관한 양호한 S/N비로서 반송파를 발생시키고 절대위상을 얻을 수 있는 무선통신시스템을 제공하는데 있다. 본 발명의 또 다른 목적은 신호의 더 큰 오차율을 초래하지 않는 무선통신 시스템을 제공하는데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 오차율을 크게함이 없이 시간자리(solt)내로 서비스 채널신호를 삽입시킬 수 있는 무선통신시스템을 제공하는데 있다.

상기 목적들을 고려하여 전송될 각 채널의 데이타가 프레임자리들을 갖는 데이타군으로 분할되는 송신시스템을 제공한다. 데이타군내의 데이타의 평균값의 극성이 모든 종전 데이타군의 편차의 평균값의 극성과 동일할때 직류, 전류성분과 직류성분 근처의 저주파성분이 제거되고, 반송파는 인코딩후 삽입된다. 수신측에서는 디코오더가 동작하여 송신측의 프레임 자리들내에 삽입된 반전플래그(flag)신호들에 의해 송신측에서 인코딩하기 전에 오리지날 데이타를 얻을 수 있다.

또한 본 발명에 의하면 서비스채널은 서비스채널이 데이타의 최대 또는 최소레벨측에 놓이는 식으로 반전/비반전신호와 함께 프레임자리내로 삽입된다.

이하 본 발명을 근거한 QAM형 무선통신시스템의 실시예를 설명한다.

제1도는 64-상태 QAM시스템내의 송신시스템의 변조기의 회로를 보이고 있다. 입력단(도시안됨)에 인가된 초당 45M비트(M)비트(bps)와 같은 펄스코드 변조(PCM)전송데이타는 I-ch데이터와 Q-ch데이타로 구성된 바이나리데이타로 분리된다. 각 데이타세트는 병렬데이타신호로 변환하기 위해 S/P(직렬 대 병렬)변환기 101에 인가된다.

S/P변환기 101은 또한 병렬데이타신호를 두개의 씨퀀스(sequency)로 분할하는데 각각은 15Mbps의 3개의 비트들을 갖고 있다. 이때에, 클록은 1/3주파수 즉, 15MHz가 된다.

그 다음 병렬데이타신호는 인코더(COD)102에 공급된다. 여기서, 후술되는 저주파성분 제거제어가 인코딩을 위해 시행되어 직류성분과 D/A변환후 스펙트럼의 저주파성분이 제저긴다. 이러한 인코딩에러 각각의 6개의 채널들은 32비트의 프레임을 형성한다. 또한 프레임 자리의 일비트가 초 33비트를 포함하는 프레임을 형성하도록 가산된다.

각각 인코드된 3개의 비트들을 포함하는 바이나리신호의 두 씨퀀스들은 아나로그 신호들로 변환시켜 8-레벨 아나로그 신호에 의해 각각 형성된 펄스진폭 변조(PAM) 신호들을 형성시키기 위해 D/A변환기에 인가된다. D/A변환기들 103과 104의 출력들은 주파수 대역을 제한시키기 위해 저역통과 여파기 105와 106에 인가된다. 여파기 105의 출력은 가산기 107에 공급된다. 여파기 가산기 107과 가산기 107 함께 작용하는 직류오프세트 소오스 108은 상세히 후술되는 바와같이 반송파를 삽입시키기 위해 제공된다.

또한 상술한 바와같이 오프세트Vdc를 받는 PAM신호들중 하나는 합성기(mixer) 109와 110에 공급된다. π/2위상 전이기 111에 의해 위상이 π/2만큼씩 차이를 갖는 두개의 직각 반송파 cos wt와 sin wt는 변조를 위해 반송 주파수 발진기 115부터 합성기 109와 110으로 공급된다. 직각신호의 두 시퀀스들은 혼성/회로 112내에서 합성되어 중간주파 증폭기 113에 의해 증폭된다. 원하는 대역의 신호성분은 대역통과 여파기 114에서 취출된다. 대역통과여파기 114의 출력신호는 고주파수(도시안됨)내에서 4GHz까지 상승변환 된 다음 고출력송신증폭기(도시안됨)에 의해 전송레벨로 증폭되어 안테나 (도시안됨)에 공급된다. 증폭된 전송신호는 후술되는 바와같이 안테나로부터 무선전송을 통하여 64-상태 QAM형 수신시스템에 공급된다.

제2도는 64-상태 QAM형의 수신 시스템내의 변조기의 회로도이다. 4GHz의 변조된 파는 안테나(도시안됨)에 의해 수신되어 강하변환기, 저잡음증폭기, 공간다이버시티(space diversity)수신기와 이 라이져(모두 도시안됨)에 의해 입력신호로서 변조기에 수신된다. 거기서 입력신호는 두개의 씨퀀스로 분할된 다음 그들은 복조를 위해 합성기 202와 203내의 재생반송파의 cos wt와 sin wt에 의해 조합된다. 이 복조기에 의해 얻은 기본대역 수신신호의 두 씨퀀스들은 저역통과여파기 204와 205를 통하여 타이밍순환(BTR)회로 206과 아나로그대 디지탈(A/D)변환기 207과 208각각에 공급된다. BTR회로 206에서는 클록주파수가 재생된다. 이 재생클록신호는 A/D변환기 207과 208내의 A/D변환용으로 사용된다. 디지탈신호들은 디코오더 209에서 프레임동기되면 송신시스템에서 인코드된 신호가 얻어져 오리지날 신호를 디코드한다. 디코더신호는 45Mbps×2의 전송된 데이타의 회복을 위해 P/S변환기 210에서 병렬/직렬(PS)변환된다.

합성기 202와 203에 인가된 재생반송파는 70MHz전압 제어발진기 212를 제어하도록 저역통과여파기 211을 통하여 얻어진 저역통과여파기 205의 출력을 사용하여 π/2위상전이기 213에 의해 정확하게 위상이 다른 출력을 만들어 줌으로써 오프세트없이 채널에서 저역통과여파기 205의 출력을 0에 유지시켜 줌으로써 얻어진다.

제3도는 I-ch데이타와 Q-ch데이타의 변조된 신호의 신호공간 도표이다. I-ch는 횡자표 I로 보이고 있고, Q-ch는 64상태의 경우에 종좌표 Q로 보이고 있다. 제3도에서, Q'는 종래의 통상적인 64상태 QAM내의 종좌표의 위치를 나타낸다. 그러나, 제1도에 보인 직류오프세트 소오스 108은 직류오프세트 Vdc를 I-ch신호에 인가시키기 때문에 종좌표 Q'축은 Vcd만큼 이동되어 실질적으로 Q축과 동일하다. 통상적으로 우측위상 성분과 좌축위상 성분은 Q'축에 대해 거의 동일한 근처에 나타난다. 이는 64-상태의 변조지점들이 완전히 불규칙하게 나타나기 때문이다. 변조지점들이 Q'축과 I축에 대해 불규칙적으로 나타날때 반송파 성분은 특정한 방향으로 나타나지 않는다. 그러나 만일 Vcd오프세트가 Q'로부터 Q로 이동하도록 강력하게 인가되면 우측위상 성분과 좌측위상 성분은 5:3퀸의 불균형을 나타내어 2(5-3)의 초과 레벨이 우측에 나타나게 되므로 결국, 항상 누설반송파가 나타나게 된다. 결과적으로, 반송파가 변조신호에 나타나게 된다.

제4도는 송신시스템의 출력스펙트럼의 도표이다. 횡좌표는 주파수 f이고 종좌표는 전압 V를 나타낸다. 이 스펙트럼은 변조된 신호 즉, 송신시스템의 출력을 나타낸다. 제4도에서 점선으로 보인 바와같이 통상적인 평평한 반송파성분이 전혀 나타나 있지않고 있다. 그러나, 누설반송파CR'는 상술한 오프세트에 의해 나타난다. 즉, 반송파성분은 동시에 변조된 전송신호에 나타난다. 이때에, 누설반송파를 용이하게 취출하기 위해 제4도의 누설반송파 근처의 신호성분은 후술되는 바와같이 저주파성분 억제에 의해 제거된다. 이 제거된 성분은 제2도에 보인 변조기의 디코오더 209에 의해 재생된다.

저주파성분을 제거하기 위한 방법 : 그 방법에 필요한 인코더 102내의 인코딩과 그 방법에 필요한 디코오더 209내의 디코딩에 대해서는 후술한다. 다음 설명에서는 편의상 단 하나의 채널(I-ch)만을 설명한다.

제5도에서, S/P변환기, 101에 의해 변환된 3개의 비트들의 병렬 바이나리 데이타 D₀, D₁, 및 D₂는 15MHz의 클록 CLK로서 인코더 102내의 탄성저장소 1021에 기입된다. 이 클록은 15.6MHz의 클록 CLK'가 되도록 변환비 33/32를 갖는 주파수 변환기 1022에 의해 변환된 주파수이다.

15.6MHz의 이 클록 CLK'는 32/33의 주기동안 탄성저장소 1021로부터 데이타를 판독해내고, 판독동작(REN)신호를 부동시킴으로써 1/31의 주기동안 판독동작을 정지시킨다. 이에 의해 프레임데이타 DATA₀, DATA₁, 과 DATA₂(제6도)가 탄성저장소 1021의 출력에서 얻어진다. 이 3개의 비트들의 데이타는 저주파성분 제거회로 1023에 의해 변환된다음 PAM신호 A OUT(제6도)의 2³=8값으로 변환시키도록 D/A변환기 103으로 보내진다. 여기서 데이타의 프레임 자리는 모두 0이 되고 D/A변환기 103의 데이타 출력신호 A OUT는 (0, 0, 0)로 세트된다.

D/A변환기 103은 데이타(DATA₀, DATA₁, DATA₂)=(0, 0, 0)내지 (1, 1, 1)로서 8개의 상태를 형성하므로 결국, 입력 신호 씨퀀스 DATA IN(DATA₀, DATA₁, DATA₂)는 3개의 비트들의 합성에 의해 0-7값을 갖는 것으로 생각될 수 있다. 이 3개의 비트들은 단일신호[x i j]로서 생각되며, 다음과 같이 정의할 수 있다.

xij : 1번째 프레임내에서 j번째 데이타(-∞<i<+∞, 0

j

N, 0

ij

7) 여기서 N은 한프레임내의 데이타 자리수로서 여기서 N은 32이다.

N+1 : 한프레임내의 시간자리의 수(프레임자리는 1비트임)

Si : i번째 프레임내에서 한프레임 이상의 합

<Si> : DATA₁(i=0, 1, 2)에서 1과 0이 동일한 확율을 가질때 Si의 편차

x'ij : 저주파성분 제거회로에 의해 변환된 출력데이타의 씨퀀스(0

j

N+1)

D_k: 제어에 의해 변환된 데이타 씨퀀스의 k번째 프레임내의 합성값의 편차.

D_n: n번째 프레임의 변환된 데이타 씨퀀스까지의 모든 씨퀀스들의 평균값의편차

SGNS₁: <Si>(+1/-1)의 극성

SGND_n: D_n(+1-1)의 극성

Ci : 모든 씨퀀스[xij]들에 대한 i번째 프레임의 제어신호

상술한 정의를 이용하여 정성분석에 대해 설명한면 다음과 같다. 모든 xij들은 0부터 7까지의 값을 취한다. 그러므로, 만일 DATA₁에 1과 0이 동일한 확률로 나타날 경우 xij의 평균값은 7/2=3.5가 된다. 특정한 프레임(i번째)내에 모든 데이타를 가산하여 얻어지는 값 Si가 35×32값(이상적인 평균값)보다 더 크거나 작거나 미리 예상되는 것은 평균값이 판명되어, 그의 극성 SGNS₁가 형성된다. 이 극성 SGNS₁가 이때까지의 모든 프레임들의 총평균값의 극성 SGNS₁와 동일할때 모든 현존 씨퀀스[xij]는 변환되므로 결국 평균값이 일측으로 기울어진다. 그때 이반전을 나타내는 플래그 X_FRM은 그것이 수신측에서 재생될 수 있는 방식으로 삽입된다. 여기서 반전/비반전을 제어하기 위한 제어신호는 C₁로 표시되고, 제어되는 반전된 데이타 씨퀀스는{X'j}로 표시된다. 모든 프레임들의 평균값이 반전된 데이타 씨퀀스에 대해 결정될때 D_k는 X'ij와 플래그의 합산값이 된다. 즉 <Si>=Si-112

0=

Si

224일때 <Si>의 값은 양의 값이나 음의 값을 갖는다. 또한,

여기서 X_FRM이 반전/비반전을 나타내기 위해 삽입되는 플래그데이타이다. 그러므로 비반전의 경우에, D_k=S_k-112(X_FRM=0) 반전의 경우에, D_k=112-S_k+X_FRM여기서, 반전을 나타내는 플래그 X_FRM은 마음대로 결정될 수 있다. 그러나 여기서는 X_FRM=(1, 1, 1)로서 결정한다.

D_k는 다음공식을 만족시킨다.

즉, D_n은 n번째 프레임까지의 모든 프레임내의 데이타의 합산값이다. 만일 반전/비반전이 수행되지 않을 경우 D_n은 n-∞일때 갈라진다. "갈라진다"라는 용어는 모든 데이타의 극성들이 한쪽으로 이동한다는 것을 뜻한다. 이를 방지할 목적으로 n-∞일때 D_n이 여러 프레임들에 집속되도록 D_k를 제어한다.

SGNS₁=sgn(S₁-112)……………………………(1)

SGND₁=sgn(D₁)…………………………………(2)

제7도는 저주파성분 억압제어 방법의 유통도이다. 이방법에서 문제는 프레임클록 f_CLK가 15.6MHz정도로 고속이므로 상기(1)과 (2)의 동작이 일반목적의 마이크로 프로세서에 의해 수행될 수 없다는데 있다. 그러므로 산술 및 논리유니트는 랜돔조직을 이용하여 형성되어야만 한다.

제8도는 저주파성분 억제제어회로의 구성을 보이고 있다. 데이타(DATA₀, DATA₁, DATA₂)는 적산회로와 플립플롭(FF) 1023-1에 의해 구성된 총가산기 1023-2의 입력이며, 비트 쉬프레지스터를 포함하는 지연버퍼1023-3의 입력이다. 적산값

은 합산회로의 출력에서 얻어진다. 한 프레임의 전산값

은 래치회로 1023-4를 통하여 산술 및 논리유니트(ALU) 1023-5와 비교기 1023-6에 인가된다. 비교기 1023-6은 값 112와 S₁를 비교하여 SGNS₁값을 출력시킨다.

제어신호 C₁을 사용하면 ALU1023-5는 D_1-1즉, 제어에 의해 반전된 데이타 씨퀀스내의 한 선행 프레임 내의 적산산값으 편차와 D_1-1즉 이전씨퀀스까지의 반전된 데이타 씨퀀스들의 모든 씨퀀스들의 평균편차를 계산한다. 계산지령은 15.6MHz(CLK')의 클록을 카운트하는 33-시스템 카운터 1023-7의 출력을 디코오드하는 지령 디코오더 1023-8에 의해 형성된다.

ALU 1023-5의 출력에서 얻어진 D_1-1은 플립플롭 1023-9를 통하여 비교기 1023-10의 입력에 공급되며 또한 다음동작을 위해 ALU 비교기 1023-5의 다른 입력에도 공급된다. 비교기 1023-10은 D_1-1과 0을 비교하여 SGND_1-1을 출력시킨다.

상기 SGNS₁와 SGND_1-1은 익스클루시브 오아회로(EX-OR)1023-11에 공급되며, 제어신호C₁는 그의 출력에서 얻어진다. 이 제어신호C₁는 상술한 지령디코오더 1023-8에 뿐만 아니라 반전/비반전회로 1023-12와 플래그 삽입회로 1023-13에 인가된다. SGNS₁와 SGND_1-1이 동일 극성일때 지연버퍼 1023-3의 출력 xij는 반전/비반전회로 1023-12에서 반전되고 : 플래그 X_FRM은 플래그 반전회로 1023-13내의 프레임자리에 삽입된다.

상술한 신호들이 취 할수 있는 값은 아래에 보인 바와 같다.

0

xij

7

0

si

224

D_k의 값은 반전/비반전에 따라 다르다. 비반전의 경우에, -112

D_k=S_k-112

112 반전의 경우에, -108D_k=116 그러므로, -112

D_k

116

위에서부터 8-비트 동작에서 필요한 충분한 데이타가 취급될 수 있으며, 동작을 위한 데이타 버스로서 8비트들이 사용된다.

제9도는 제8도의 ALU 1023-5의 구체적인 구성을 보이고 있다. 제8도에서 카운터 1023-7의 출력에 의해 형성된 타이밍펄스와 제어신호 C_k는 지령디코어더 1023-8에서 지령을 결정해 주기위해 사용된다. 그러한 때에는 적산지령이 산술 동작유니트 51로 출력되는 때이다. 이때에 동작(operend)의 주제는 두개의 레지스터들(RA, RB) 52와 53에 축적된다. 동작의 결과 F는 D_k-1레지스터들(RDK) 54와 55에 축적된다. 이 값들은 다시 필요한 경우에 데이타 버스를 통하여 레지스터들 52와 53내에 축적되어 동작된다.

래치회로 1023-4의 출력 S_k즉, 제8도의 총가산기 1023-2의 출력 S_k는 S_k레지스터(RSK) 56에 축적된다. 선택기(SEL)57은 제어신호C_k의 상태에 의해 112 또는 116중 하나를 선택한다. 어드레스 디코오더 58은 타이밍펄스들을 디코오드하여 3-상버퍼들(3SBFR) 59내지 62에 대한 동작신호들(RSKEN, SELEN, FEN, RDKEN)을 형성시킨다. 데이타버스(DATA BUS)는 레지스터들의 기입 및 판독을 위한 동작신호들에 의해 해제된다. 데이타버스는 3상으로 제어된다. 레지스터의 출력은 출력이 어드레스디코오드 58로부터 동작신호에 의해 동작될때를 제외하고 고입피던스 상태가 된다.

3종류의 지령(INST)들은 산술동작 유니트 51에 의해 집행된다. 즉, 가산(AD)A+B와 감산(SB) A-B 및 B-A이다. 리지스터들 52, 53, 54와 55에 대한 부하(LD)와 축적(ST)는 카운타나 1023-7의 출력을 디코오딩함에 의해 형성된 타이밍에 의해 한 프레임동안 세트타임에서 수행된다. 각 지령에 대한 오퍼랜드들 1과 2의 조합은 다음표에서 보인바와 같이 제한되므로 결국 일반성이 상실된다. 그러나 회로의 규모는 최소화될 수 있고 동작에 필요한 시간을 감소시킬 수 있다.

산술 및 논리유니트 1023-5의 동작방법은 제10도의 유통도와 제11도의 타이밍도표에서 보이고 있다. 타이밍 제어는 제12도에 보이고 있다. 특히 제12도는 입력데이타 씨퀀스(DATA IN)과 출력데이타 씨퀀스(DATA OUT)간의 시제(temporal)상호관계를 보이고 있다. (i-1)번째 데이타 씨퀀스[X₁-1, j]는 프레임의 적산값 S₁-1과 하나전까지의 모든 프레임들의 적산값 SGND₁-1의 비교기 112의 출력 SGNS₁-1의 익스클루시브오아에 의해 반전/비반전 제어신호를 형성시킨다. 한프레임의 시간차는 [xij]와 S₁-1간에 존재한다. 그래서 C_k에 의해 제어된 데이타는 한 프레임의 양만큼 지연되어야만 한다. C_k가 다시 돌아돌때 좀더 지연된 [xij]는 지연버퍼 1023-3내에서 36비트만큼 지연된다. 프래그의 반전/비반전과 삽입은 선택기에 의해 수행된다. 또한 프레임의 위치는 오리지날 시간위치를 나타내는 프레임 펄스(FRM)으로 부터 새로운 펄스(SGNLP)로 변경된다. 이는 이러한 제어가 한 프레임 즉, 36비트이상의 지연에 의해 성취되기 때문이다.

제13도에는 저주파성분 억제회로 1023에 의한 변환예가 구체적으로 보이고 있다. 제13도에서 점선들은 변환에 각 프레임의 적산값을 나타내며, 굵은 선은 변환후의 각 프레임의 적산값을 나타낸다. 제13도는 적산값이 0의 DC레벨에 대하여 한쪽으로 치우쳐 있지 않음을 보여주고 있다.

제1도의 서비스채널을 삽입하기 위한 방법으로서 반송파를 발생시키도록 전송스펙트럼의 저주파성분을 사전에 제거해 주는 다중상태 QAM시스템에서는 합성기 109와 110에 인가되는 반송파는 서비스채널신호에 의해 주파수변조될 수 있다. 즉, 합성변조 시스템이 사용될 수 있다. 그러나, 이 시스템에서는 양질의 반송파가 얻어질 수 없다. 또한 데이타의 오차율이 발생한다.

제14도는 본 발명의 실시예에서 서비스채널신호의 삽입을 설명하는 개통도로서 제5도의 것과 동일하다. 제5도에서와 동일 기능을 갖는 소자들은 동일문자로 표시한다. 표시번호 1은 서비스채널 멀티플렉스 부분을 나타낸다. 제15도는 제14도에 보인 서비스채널 멀티플렉스부분의 상세한 도표이다. 표시번호 2 와 3 은 익스클루시브오아회로들을 나타내며, SW₁및 SW₂은 스위치들을 나타낸다. 제16도는 제15도의 코드변환 도표이며, 제17도는 서비스채널신호와 반전/비반전신호 삽입용 신호의 레도표이며, 제18도는 제15도의 코드변환 도표이며, 제17도는 서비스채널신호와 반전/비반전신호 삽입용 신호의 레도표이며, 제18도는 반전/비반전신호와 서비스채널신호를 분리시키기 위한 회로이며, 표시번호 4와 5는 익스클루시브오아를 나타내며, SW₃와 SW₄는 스위치들을 나타내며, 그리고, 제19도는 제18도의 경우의 코드변환표이다.

제14도에 보인 바와같이 서비스 채널신호를 삽입하기 위해, 서비스채널 멀티플렉스 부분 1은 제5도의 저주파성분 억제회로 102고 D/A변환기 103간에 삽입된다. 서비스 채널신호는 그것이 최대측 또는 최소측에 놓이는 방식으로 반전/비반전신호와 함께 시분할로서 서비스채널로부터 프레임자리로 삽입된다. 이 방법은 제15도, 제16도, 제17도를 참조하여 설명한다. 제15도에서, 스위치 SW₁과 SW₂는 프레임자리를 제외하고 굵은선으로 보인 바와같이 연결되며, 제14도의 저주파성분 억제회로 1023으로부터의 신호입력은 D/A변환기 103측으로 출력된다. 프레임자리에서, 스위치 SW₁과 SW₂는 프레임신호 FRM'에 의해 점선으로 보인 바와같이 연결된다. 프레임 자리에서, 반전/비반전신호 1 또는 0은 CH₁에 놓이고 CH₂와 CH₃는 0레벨에 있는다. 서비스채널신호 0 또는 1 은 서비스채널로 부터 입력된다. 스위치 SW₁과 SW₂는 점선측으로 연결되며, CH₁내의 신호는 출력 D₀에 나타나고, CH₁과 CH₂신호를 익스클루시브오아로 만들어주는 익스클루시브오아회로 2에서 얻어진 신호는 출력D₁에 나타나며 그리고 CH₁과 서비스 채널신호들을 익스클루시브오아로 만들어 주는 익스클루시브오아회로 3에서 얻어진 신호는 출력D₂에 나타난다. 즉, 제6도에서 CH₁, CH₂와 서비스 CH에 의해 보인 바와같이 4종류의 신호들은 다음과 같은 입력이다. 즉, CH₁부터의 비반전된 신호 0 의 경우에 서비스채널신호들 1과 0 그리고 반전된 신호 1 의 경우 서비스채널신호들 1 과 0 이다. 이들은 제16도에서 D₀, D₁및 D₂로 보인 바와같이 111, 110, 000, 011로 변환된다. 이 신호들은 D/A변환기 103의 출력에서, 제17도에 보인 최대 또는 최소레벨에 의한 신호들이 된다.

이 경우에, 110과 011간의 레벨차가 큰 만큼 서비스채널신호가 반전된 경우 반전/비반전신호에 오차가 없다. 또한 만일 이 신호들이 수신측에서 분리될 경우 제18도에 보인바와같은 회로가 사용된다. 스위치 SW₃와 SW₄는 프레임 자리들을 제외하고 굵은선측들에 연결되므로 결국, D₀로부터 D₂까지의 신호입력은 CH₁, CH₂및 CH₃로 출력된다. 프레임슬로트에서, 스위치 SW₃와 SW₄는 점선측으로 변경된다. 프레임슬로트에서 스위치 SW₃와 SW₄는 점선측으로 변경된다. D₀로 부터의 신호가 CH₁에 나타날때 D₀, D₁으로 부터의 입력신호들이 익스클루시브 오아를 만들어주는 일그클루시브오아 회로 4에서 얻어진 신호는 CH₂에 나타나고, D₀와 D₂로 부터의 입력신호들이 익스클루시브오아를 만들어주는 익스클루시브 오아회로 5에서 얻어진 신호는 서비스 CH에 나타나며, 오리지날 신호는 제19도의 CH₁, CH₂와 서비스 채널에서 얻어질 수 있다.

주입된 반송파 근처의 신호성분이 지터를 사용하지 않고 커트되기 때문에 반송파를 쉽게 형성할 수 있으므로 결국 종래에 필요한 콤플렉스회로의 구성이 필요없다.

또한 오차율에 무관하다. 그러므로 오차율이 높을때조차 양호한 S/N비를 갖는 반송파가 재생될 수 있다. 또한 절대위상을 얻을 수 있어 결국 디퍼런샬 논리회로가 필요없어진다.

끝으로, 만일 서비스 채널신호가 프레임자리에 삽입될 경우 반전/비반전신호에서 오차율을 악화시키지 않으므로 결국 데이타의 변질을 초래함이 없이 서비스채널이 삽입될 수 있는 효과를 갖는다.

Claims (3)

1. 상호간에 π/2만큼 위상차를 갖는 두개의 반송파에 의해 I-ch시스템의 데이타와 Q-ch시스템의 데이타를 변조시킨후 합성신호를 보내는 송신시스템과, 상기 합성신호를 전송선로를 통하여 수신하여 그 수신된 신호를 상기 시스템의 데이타를 포함하는 제 1 수신신호와 상기 시스템을 포함하는 제 2 수신신호로 분리하고 그리고 상기 제 1 및 제 2수신신호들을 상호간에 π/2만큼 위상차를 갖는 두개의 재생반송파를 사용하여 변조하여 오리지날데이타를 재생하는 수신 시스템으로된 QAM을 이용하는 무선 통신시스템에 있어서, 상기 송신시스템은 송신될 각 채널의 데이타를 데이타군들로 분할하기 위한 수단과, 상기 데이타군의 적산값의 이상적인 평균값으로부터 편차극성을 결정하도록 현 데이타군의 편차의 데이타를 가산시키기 위한 수단과, 상기 현 데이타군 이전까지의 데이타군들의 편차의 평균값의 극성을 결정해 주기위한 수단과, 상기 현 데이터군의 평균값과 상기 현데이타군 이전까지의 편차의 평균값의 극성들을 비교하기 위하여, 상기 극성들이 동일할때 현 데이타군내의 모든 데이타를 반전시켜 현 데이타군내의 모든 데이타가 반전됐음을 나타내는 플래그를 삽입하기 위한 인코딩 수단과, 그리고 인코딩후 반송파를 주입시키기 위한 수단을 포함하며 그리고, 상기 수신시스템은 수신신호를 복조시키는 복조기와, 그리고 상기 송신시스템의 인코딩전에 오리지날 데이타를 얻을 수 있도록 플래그에 의해 복조된 데이타를 반전시키는 디코오더를 포함하는 것이 특징인 무선통신 시스템.
2. 제 1 항에서, 송신될 각 채널의 데이타는 상기 데이타군들과 같은 프레임 자리들을 갖는 프레임들로 분할되며, 상기 인코딩수단은 반전된 프레임의 프레임 자리들중 하나로 플래그를 삽입시키기 위한 수단을 포함하는 무선통신 시스템.
3. 제 2 항에서, 서비스채널은 상기 서비스채널이 데이타의 최대 또는 최소 레벨측에 놓이는 방식으로 반전/비반전 신호와 함께 상기 프레임자리로 삽입되는 무선통신시스템.

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