KR20090074825A - Ｍｉｍｏ 무선 통신 시스템에서 효율적인 프리코딩 피드백을 제공하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Ｍｉｍｏ 무선 통신 시스템에서 효율적인 프리코딩 피드백을 제공하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

자코비 회전에 기초한 프리코딩 피드백 방식은 업링크에서 피드백을 생성한다. 무선 통신 시스템은 송신기 및 수신기를 포함한다. 시스템은 단일 코드워드(SOW) 또는 2중 코드워드(DCW) 중의 어느 하나를 이용할 수 있다. 프리코딩 방식은 송신 빔성형(TxBF)을 기초로 한다. 차분 처리로 인한 에러 누적 또는 에러 전파를 회피하기 위하여, 주기적인 비-차분 피드백을 갖는 차분 피드백이 고려된다.
Figure P1020097011907
MIMO, 프리코딩, 차분 피드백, 차분 처리, 송신 빔성형

Description

ＭＩＭＯ 무선 통신 시스템에서 효율적인 프리코딩 피드백을 제공하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING EFFICIENT PRECODING FEEDBACK IN A MIMO WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 더욱 구체적으로, 본 발명은 단일 반송파 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA : single carrier frequency division multiple access) 시스템에서 피드백 오버헤드(overhead)를 상당히 감소시키는 그룹 피드백과 합성된 차분 피드백을 이용하여 효율적인 다중입력 다중출력(MIMO : multiple input multiple output) 프리코딩(precoding)을 수행하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
MIMO는 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA : orthogonal frequency division multiple access) 다운링크(DL)에 대해 높은 데이터 레이트 및 증가된 시스템 용량을 제공하기 위하여 진화된 유니버셜 지상 무선 액세스(E-UTRA : evolved universal terrestrial radio access)에 필수적인 것으로 간주된다. 동일한 이유로 SC-FDMA 업링크(UL)에 대해 MIMO를 이용하는 것이 바람직하다. 업링크에 대해 SC-FDMA를 위한 MIMO 프리코딩을 이용하는 것은 데이터 레이트 및 스루풋(throughput) 에 있어서 상당한 개선을 나타내었다. E-UTRA는 16-QAM 변조라고 가정할 경우에 20 MHz 업링크 스펙트럼 할당 내에서 50Mb/s의 순간 업링크 피크 데이터 레이트(2.5 bps/Hz)를 지원한다.
실제적인 코딩 레이트(예를 들어, 1/2)가 이용되는 경우, 순간 업링크 피크 데이터 레이트는 50 Mb/s 보다 훨씬 작다. 실제적인 코딩 레이트를 이용하면서 이 데이터 레이트를 달성하기 위해서는, MIMO 구성의 이용이 필요하다. 또한, 업링크 송신에서 최고 스루풋을 달성하기 위해서는, 프리코딩의 이용이 필요하다는 것을 주목해야 한다. SC-FDMA 업링크(UL)에 대해 MIMO를 이용하는 것은 각각의 업링크 MIMO 안테나에 대해 하나씩, 적어도 2개의 송신기의 이용을 필요로 한다. WTRU에서 2개 이상의 송신기를 갖는 것의 추가적인 장점은 빔성형(beamforming)을 이용하여 다수-이용자(multi-user) MIMO와, 공간 시간(ST : space time)/주파수 디코딩(FD : frequency decoding)과 같은 송신 다이버시티 방식(transmit diversity scheme)을 확장할 가능성이 있다는 것이다.
효율적인 피드백은 피드백 오버헤드를 감소시킬 수 있거나 성능을 향상시킬 수 있다. 잠재적인 피드백 오버헤드의 감소는 특성-기준(eigen-basis) 피드백을 위한 자코비 회전(Jacobi rotation)을 이용할 경우에 획득 가능하다. 추가적인 오버헤드의 감소는 자코비 변환에 대한 반복 방법에 의한 차분 피드백(differential feedback)을 이용하여 특성-기준의 델타(delta)를 추적한 다음, 피드백을 새로운 특성-기준에 제공함으로써 달성 가능하다.
잠재적인 피드백 오버헤드 감소 및 성능 향상을 위하여 차분 피드백 및 반복적인 자코비 회전을 이용하는 것이 바람직할 것이다. 반복적인 자코비 변환 기반의 피드백은 2개 이상의 송신 안테나 MIMO 제안을 위한 잠재적인 해결책이다.
본 발명은 MIMO 프리코딩 방식의 성능을 평가하고, 송신기 및 수신기를 포함하는 무선 통신 시스템에서의 MIMO 프리코딩을 위한 양자화, 그룹 피드백 및 피드백 지연의 효과를 고려한다. 시스템은 단일 코드워드(SCW : single codeword) 구성 또는 이중 코드워드(DCW : double codeword) 구성 중의 어느 하나를 이용할 수 있다. 프리코딩 행렬(matrix)을 생성하기 위하여 특이값 분해(SVD : singular value decomposition)가 이용될 수 있다. MIMO 프리코딩 또는 송신 특성-빔성형(TxBF : transmit eigen-beamforming)의 양자화는 코드북 기반일 수 있다. 그룹 피드백은 부반송파(subcarrier) 또는 자원 블럭(RB : resource block)의 그룹 당 하나의 피드백을 고려한다. 합성 차분 및 비-차분(non-differential) 피드백을 이용하는 코드북-기반 MIMO 프리코딩 방식도 제공된다. 프리코딩 방식은 비-차분 피드백만 이용할 수 있다.
본 발명은 MIMO 프리코딩 방식의 성능을 평가하고, MIMO 프리코딩을 위한 양자화, 그룹 피드백 및 피드백 지연의 효과를 고려한다. 프리코딩 행렬을 생성하기 위하여 SVD가 이용될 수 있다. MIMO 프리코딩 또는 TxBF의 양자화는 코드북 기반일 수 있다. 그룹 피드백은 부반송파 또는 자원 블럭의 그룹 당 하나의 피드백을 고려한다. 우리는 합성 차분 및 비-차분 피드백을 이용하는 코드북-기반 MIMO 프리코딩 방식을 고려한다.
본 발명은 업링크 MIMO에 대한 자코비 회전에 기초한 프리코딩 피드백 방식을 제공한다. 본 발명은 OFDM(A)가 이용되는 다운링크 MIMO에 적용될 수도 있다. 주기적인 리셋을 갖는 합성 차분 및 비-차분 피드백이 고려된다. 적당한 리셋을 갖는 차분 피드백은 성능을 개선한다는 것을 보여준다. 차분 피드백은 성능을 유지하면서 비-차분 피드백보다 상당히 작은 약 33%의 피드백 오버헤드를 필요로 한다.
양자화, 그룹 피드백 및 피드백 지연으로 인한 MIMO 프리코딩에 대한 성능 열화가 연구된다. MIMO 프리코딩에 대한 양자화로 인한 성능 열화는 분수의 dB(fractional dB) 내에 있음을 보여준다. 그룹 피드백으로 인한 MIMO 프리코딩의 성능 열화는 채널 간섭 대역폭(channel coherent bandwidth) 및 피드백 그룹의 크기에 의존한다. 손실은 25 RB 마다의 피드백에 대해 1 dB 내에 있다. 또한, 피드백 지연으로 인한 성능 열화는 3 km/h 또는 2 송신 시간 간격(TTI : transmission time interval)과 같은 낮은 속도 또는 더 짧은 피드백 지연에 대해 분수의 dB 이내에 있음을 보여준다. 속도 또는 피드백 지연이 증가할수록 성능은 더 많이 열화된다.
MIMO 무선 통신 시스템에서 효율적인 프리코딩 피드백을 제공하기 위한 방법 및 장치가 제공된다.
이하에서 인용될 경우, 용어 "무선 송수신 유닛(WTRU : wireless transmit/receive unit)"은 이용자 장비(UE : user equipment), 이동국(mobile station), 고정 또는 이동 가입자 유닛, 페이저(pager), 셀룰러 전화, 개인 정보 단말(PDA : personal digital assistant), 컴퓨터, 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 다른 타입의 이용자 장치를 포함하지만, 이것에 한정되지 않는다. 이하에서 인용될 경우, 용어 "기지국(base station)"은 Node-B, 사이트 제어기(site controller), 액세스 포인트(AP : access point), 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 다른 타입의 인터페이싱 장치를 포함하지만, 이것에 한정되지 않는다.
비-차분 피드백
자코비 회전은 행렬 대각화(matrix diagonalization)를 수행하기 위해 이용된다. 채널 반응 행렬 H(또는 채널 반응 행렬의 추정값)는 수학식 1과 같이 분해될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00001
U 및 V는 단위 행렬이며, 즉,
Figure 112009034814306-PAT00002
및
Figure 112009034814306-PAT00003
이다. D는 대각에서 특이값(singular value)을 가지는 대각 행렬이고, V는 (특성-벡터(eigen-vector)를 구성하는) 특성-행렬(eigen-matrix)이며 송신기에서 프리코딩 행렬로서 이용될 수 있고, VH는 프리코딩 행렬 (특성-행렬) V의 에르미트(Hermitian) 이다. 채널 상관 행 렬 R은 수학식 2와 같이 정의된다.
Figure 112009034814306-PAT00004
수학식 2는 채널 응답 행렬 H의 에르미트 전치 행렬과 채널 응답 행렬 H 자신의 프로덕트(product) 이다. 채널 상관 행렬 T은 수학식 3과 같이 분해될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00005
수학식 4와 같이, 채널 상관 행렬 R에 대한 행렬 대각화를 수행하기 위하여 자코비 회전이 이용된다.
Figure 112009034814306-PAT00006
대각화는 어느 임의의 행렬을 대각 행렬로 변환하는 처리이다. 대각화는 다수의 신호를 분리하고 및/또는 희망하는 신호 및 간섭을 분리하기 위하여 무선 통신 및 신호 처리 애플리케이션에서 대표적으로 이용된다. 수학식 4는 채널 상관 행렬 R을 대각 행렬 D2로 대각화하는 처리를 설명한다. 수학식 4에서, 우측으로부터, 자코비 회전 행렬 J는 채널 상관 행렬 R과 곱해지고, 좌측으로부터, 자코비 회전 행렬 J의 에르미트 전치 행렬은 채널 상관 행렬 R과 곱해진다. 그 결과로 얻어진 행렬은 대각 행렬인 D2이다. 수학식 1 및 수학식 3을 비교하면, 특성-행렬 V를 구하 기 위하여 채널 응답 행렬 H를 대각화하는 것은 특성-행렬 V를 구하기 위하여 채널 상관 행렬 R을 대각화하는 것과 동일하다는 점이 관찰된다. 수학식 3은 수학식 5와 같이 다시 기재할 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00007
수학식 4 및 수학식 5를 비교하면, 대각화 변환을 위하여 특성값 분해(또는 SVD) 및 자코비 회전을 이용하여 채널 상관 행렬 R이 대각화될 때, 자코비 행렬 J는 특성-행렬 V가 된다는 점이 관찰된다. 2x2 구성에 대한 자코비 회전 변환 또는 프리코딩 행렬(또는 자코비 회전 변환 또는 프리코딩 행렬의 추정값)은 수학식 6a와 같이 표현된다.
Figure 112009034814306-PAT00008
Figure 112009034814306-PAT00009
및
Figure 112009034814306-PAT00010
는 자코비 회전을 위한 파라미터의 추정값이다. 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00011
및
Figure 112009034814306-PAT00012
는 수학식 9 및 수학식 10에 의해 얻어질 수 있다. 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00013
및
Figure 112009034814306-PAT00014
는 아래의 수학식 6b를 풀어서 얻어질 수도 있다.
Figure 112009034814306-PAT00015
프리코딩 행렬(특성-행렬) V는 수학식 7과 같이 표현된다
Figure 112009034814306-PAT00016
채널 상관 행렬 R은 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure 112009034814306-PAT00017
비-차분 피드백을 위하여, 프리코딩 행렬 V 피드백이 수행된다. 이전 단락에서 논의된 바와 같이 수학식 4 및 수학식 5를 비교함으로써, 프리코딩 행렬 V는 자코비 회전 행렬 J는 동등하므로, 프리코딩 행렬 V는 자코비 회전 행렬 J로 변환될 수 있다. 프리코딩 행렬 V를 피드백하는 것은 자코비 회전 행렬 J를 피드백하는 것이나, 자코비 회전 행렬의 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00018
및
Figure 112009034814306-PAT00019
를 피드백하는 것과 동등하다. 프리코딩 행렬 V의 피드백은 υ11, υ12, υ21 및 υ22(프리코딩 행렬 V의 요소 또는 특성-벡터), 또는 r11, r12, r21 및 r22(채널 상관 행렬 R의 요소) 대신에, 2개의 요소
Figure 112009034814306-PAT00020
및
Figure 112009034814306-PAT00021
에 의해 표현될 수 있다. (
Figure 112009034814306-PAT00022
및
Figure 112009034814306-PAT00023
의 피드백과 같은) 행렬 변환 파라미터의 피드백은 (프리코딩 행렬 V 또는 등가적으로 그 요소 υ11, υ12, υ21 및 υ22의 피드백, 또는 채널 상관 행렬 R 또는 등가적으로 그 요소 r11, r12, r21 및 r22의 피드백과 같은) 완전한 프리코딩 행렬 또는 프리코딩 벡터 자체의 피드백보다 더욱 효율적이다.
자코비 변환 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00024
및
Figure 112009034814306-PAT00025
는 다음의 2개의 수학식을 이용하여 계산될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00026
Figure 112009034814306-PAT00027
Figure 112009034814306-PAT00028
는 i번째 행(row) 및 j번째 열(column)에 대응하는 채널 상관 행렬 R의 요소이다.
피드백 오버헤드를 추가로 감소시키기 위하여, 업데이트 사이에서 행렬 변환 파라미터의 변화 또는 차이(
Figure 112009034814306-PAT00029
및
Figure 112009034814306-PAT00030
)만 계산되고 피드백되는 차분 처리가 도입된다.
차분 처리에 의해 도입된 에러 누적 및 전파를 회피하기 위하여, 차분 및 비-차분 피드백을 합성하는 방법이 고려되고, 주기적인 에러 리셋을 갖는 차분 피드백이 제안된다.
차분 피드백
반복 자코비 변환(iterative Jacobi transform)을 이용하는 차분 피드백이 제안된다. 피드백 인스턴스(instance) n에 대하여, 채널 상관 행렬 R에 자코비 회 전 J(n)이 적용되고 수학식 11과 같이 표현된다.
Figure 112009034814306-PAT00031
다음 피드백 인스턴스 n+1에 대하여, 자코비 회전 행렬이 업데이트되지 않을 경우, 피드백 인스턴스 n의 자코비 회전을 이용한 행렬 R의 대각화는 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00032
Figure 112009034814306-PAT00033
는 대각이 아니다. 그러나, 채널이 느리게 변화하면,
Figure 112009034814306-PAT00034
는 대각에 근접한다. 채널이 변화하지 않으면,
Figure 112009034814306-PAT00035
는 대각이다. MIMO 채널이 변화하면,
Figure 112009034814306-PAT00036
는 더 이상 대각이 아니다. 프리코딩 행렬과, 그에 따른 자코비 회전 행렬은 정확한 대각화를 위하여 업데이트 되어야 할 필요가 있다. 피드백 인스턴스 n에서 피드백 행렬 업데이트의 델타(delta)를 나타내는
Figure 112009034814306-PAT00037
(또는
Figure 112009034814306-PAT00038
)을 차분 프리코딩 행렬(델타 프리코딩 행렬)에 호출한다. 델타 프리코딩 행렬의 자코비 회전 변환을 위한 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00039
및
Figure 112009034814306-PAT00040
는 수신기로부터 송신기로 다시 보내진다. 이것은 델타 프리코딩 행렬 대신에 완전한 프리코딩 행렬이 피드백되는 비-차분 피드백과 대비된다. 완전한 프리코딩 행렬의 자코비 회전 변환을 위한 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00041
및
Figure 112009034814306-PAT00042
는 송신기로 피드백 된다. 채널이 변화하면, 자코비 회전 또는 변환은 정확한 대각화를 위하여 수학식 13 과 같이 업데이트 되어야 할 필요가 있다.
Figure 112009034814306-PAT00043
Figure 112009034814306-PAT00044
은 피드백 인스턴스 n에서의 피드백 업데이트의 델타이다. 차분 피드백 또는 델타 피드백
Figure 112009034814306-PAT00045
은 수신기에서 추정 및 계산되고, 송신기(및/또는, 필요할 경우 수신기)에서의 다음 프리코딩 처리 J(n+1)를 위해 프리코딩 행렬 J(n)을 업데이트 하기 위하여 송신기로 다시 보내진다.
차분 피드백 또는 델타 피드백
Figure 112009034814306-PAT00046
는 수학식 14와 같은
Figure 112009034814306-PAT00047
로부터 얻어질 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00048
다음의 수학식 15 및 수학식 16은 차분 프리코딩 행렬
Figure 112009034814306-PAT00049
를 얻기 위해(즉,
Figure 112009034814306-PAT00050
및
Figure 112009034814306-PAT00051
를 얻기 위해) 이용될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00052
Figure 112009034814306-PAT00053
다른 방안으로서, 수학식 17에 의해 이전의 프리코딩 행렬 J(n)의 에르미트 전치 행렬과 프리코딩 행렬 J(n+1)을 곱함으로써, 차분 피드백
Figure 112009034814306-PAT00054
이 수신기에서 계산될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00055
피드백 인스턴스 n+1에 대해 수학식 2 및 수학식 4에서 설명된 바와 같이, J(n+1)은 수신기에서 상관 행렬 R(n+1)로부터 계산될 수 있다. 송신기는 피드백
Figure 112009034814306-PAT00056
을 받아들여서 J(n+1)에 대한 프리코딩 행렬 업데이트를 위해 이것을 이용한다. 프리코딩 행렬은 J(앞서 논의된 바와 같이 J 및 V가 동등하므로, J는 V와 동일함)로 표시된다는 것을 주목해야 한다. 송신기에서의 이전의 프리코딩 행렬 J(n)은 다음의 프리코딩 행렬 J(n+1)을 얻기 위해 업데이트 된다. 송신기는 먼저 피드백 비트를 받아들여 디코딩하고, 이러한 피드백 비트를 델타 프리코딩 행렬
Figure 112009034814306-PAT00057
로 변환한다. 이것은 송신기에서 이용되는 이전의 프리코딩 행렬 J(n)을, 수신기로부터 수신되고 수학식 18에 의해 송신기에 의해 디코딩 및 변환되는 차분 프리코딩 행렬
Figure 112009034814306-PAT00058
을 곱함으로써 송신기에서 수행될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00059
J(n+1)은 R(n+1)로부터 계산될 수 있고, R(n+1)은 H(n+1)로부터 계산된다.
대각화는 수학식 13에 의해 설명된 바와 같이, 업데이트된 차분 프리코딩 행렬
Figure 112009034814306-PAT00060
를 이용하여 달성되고, 그 결과 얻어진 수학식은 수학식 19와 같이 기재될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00061
J(n+1) 및
Figure 112009034814306-PAT00062
는 수학식 18에 의해 관련된다.
합성 차분 및 비-차분 피드백
합성 차분 및 비-차분 피드백은 모두 그룹 피드백에 의해 이용될 수 있다는 것을 주목해야 한다. 그룹 피드백은 인접 부반송파 또는 자원 블럭(RB)이 유사한 페이딩 거동(fading behavior)을 나타낼 것이라는 점을 가정하고 있으며, 이에 따라, 이러한 기술은 합동으로 적용될 수 있다.
일반적으로, 차분 피드백은 낮은 속도의 채널에 더욱 적합할 수 있고, 비-차분 피드백은 높은 속도의 채널에 적합할 수 있다. 피드백 오버헤드 감소 및 성능 향상을 위해 합성 차분 및 비-차분 피드백이 고려될 수 있다.
차분 처리로 인한 에러 누적 또는 에러 전파를 회피하기 위하여, 차분 피드백은 N TTI 마다, N 피드백 간격 마다, 일정한 시간 기간 마다, 또는 비주기적으로 리셋될 수 있다. N은 소정의 정수이다. 각각의 리셋에서, 비-차분 피드백이 이용된다. 비-차분 피드백은 N TTI 마다, 또는 N 피드백 간격 마다 발생하고, 차분 피드백은 나머지 TTI 또는 피드백 간격에 대해 이용된다. 리셋 사이, 또는 비-차분 피드백 사이에는, 델타 프리코딩 행렬만 피드백되지만, 리셋 기간에는, 완전한 프리코딩 행렬이 피드백된다.
피드백 오버헤드가 감소될 수 있다. 차분 피드백에 대하여, 양자화를 위해 적은 비트(예를 들어, 2 비트)가 요구된다. 비-차분 피드백에 대하여 ,양자화를 위해 많은 비트(예를 들어, 3비트)가 요구된다.
예를 들어, 양자화를 위해 3개의 피드백 비트를 필요로 하는 8 코드워드로 구성된 코드북이 비-차분 피드백을 위해 이용되는 반면, 더 적은 피드백 비트(2비트)를 필요로 하는 4 코드워드가 차분 피드백을 위해 이용된다. 피드백은 다수의 자원 블럭(RB)(예를 들어, 2, 5, 6, 10 RB)에 대한 평균에 기초할 수 있고, RB는 다수의 부반송파(예를 들어, 12 또는 25 부반송파)를 갖는 블럭으로서 정의된다.
2개의 코드북이 이용된다. 양자화를 위해 이용되는 코드북(차분 코드북)은 차분 피드백을 위한
Figure 112009034814306-PAT00063
평면의 원점에 집중되는 반면, 비-차분 피드백을 위한 코드북(비-차분 코드북)은 균일하고 코드워드가 규칙적으로 분포된다. 하나의 구현예에 대하여, 차분 코드북은 4개의 코드워드로 구성된다. 비-차분 코드북은 8개의 코드워드로 구성된다. 합성 차분 및 비-차분 피드백은 피드백 오버헤드를 감소시킬 수 있고, MIMO 프리코딩을 위한 성능을 향상시킬 수 있다.
시뮬레이션 가정
시뮬레이션 가정 및 이용되는 파라미터는 아래의 표 1과 같이 주어진다.
파라미터 가정
반송파 주파수 2.0 GHz
심볼 레이트 4.096 백만 심볼/sec
송신 대역폭 5 MHz
TTI 길이 0.5 ms(2048 심볼)
TTI 당 데이터 블럭의 수 6
TTI 당 데이터 심볼의 수 1536
고속 퓨리에 변환(FFT) 블럭 크기 512
점유된 부반송파의 수 256
주기적 프리픽스(CP : cyclic prefix) 길이 7.8125
Figure 112009034814306-PAT00064
(32 샘플)
채널 모델 도심 지역(TU6), SCME-C
안테나 구성 2 x 2(MIMO)
송수신 안테나 사이의 페이딩 상관 TU6 및 SCME-C에 대해
Figure 112009034814306-PAT00065
= 0
이동 속도 3 km/hr, 30 km/hr, 120 km/hr
데이터 변조 QPSK 및 16 QAM
채널코딩 소프트-판정 디코딩을 갖는 터보 코드
코딩 레이트 1/2 및 1/3
등화기 LMMSE
그룹 피드백 1, 12 및 25 부반송파 당 하나의 피드백
피드백 에러 없음(이상적인 경우를 가정)
피드백 지연 2 및 6 TTI
채널 추정 이상적인 채널 추정
시뮬레이션 결과 및 논의
도 1은 TU6 채널 모델 및 3 km/hr의 차량 속도에 대한 MIMO 프리코딩의 성능을 도시한다. 상이한 그룹 크기의 그룹 피드백을 갖는 MIMO 프리코딩의 성능이 비교된다. 노 그룹 피드백(No group feedback)은 최고 피드백 오버헤드를 필요로 하는 부반송파 당 피드백이다. 그룹 피드백은 L개의 부반송파마다 하나의 피드백을 이용한다. 노 그룹 피드백, 즉, L=1인 경우의 성능에 대하여, 12 부반송파 당 하나의 피드백을 이용하는 그룹 피드백에서 약 0.3 dB 열화가 관찰된다. 노 그룹 피드백에 대하여, 25 부반송파 당 하나의 피드백을 이용하는 그룹 피드백에서 약 0.8 dB 성능 열화가 관찰된다.
또한, 양자화 유무에 따른 MIMO 프리코딩의 성능이 도 1에서 비교된다. 피드백 그룹 당 2 비트를 이용하는 차분 피드백에 있어서, 모든 그룹 피드백 크기, L=1, 12 및 25 부반송파에 대한 양자화로부터 약 0.3 dB 열화가 발생한다는 점이 관찰된다. 피드백은 TTI 마다 업데이트 되었고, 10 TTI 마다 리셋 되었다.
도 2는 SCME-C 채널 및 3 km/hr의 차량 속도에 대하여 그룹 피드백 및 코드북 양자화를 이용하는 MIMO 프리코딩의 성능을 도시한다. 노 그룹 피드백, 즉, L=1인 경우의 성능에 대하여, 12 부반송파 당 하나의 피드백을 이용하는 그룹 피드백에서 약 0.1 dB 열화가 관찰된다. 노 그룹 피드백에 대하여, 25 부반송파 당 하나의 피드백을 이용하는 그룹 피드백에서 약 0.2 dB 열화가 관찰된다. 또한, 피드백 그룹 당 2 비트를 이용하는 양자화로 인해 약 0.3 dB 열화가 관찰된다.
도 3은 차분 및 비-차분 피드백을 이용하는 MIMO 프리코딩에 대한 성능 비교를 도시한다. 혼합된 2비트/3비트 방식을 이용하는 합성 차분 및 비-차분 피드백의 성능은 3비트를 이용하는 비-차분 피드백에 대해 비교된다. 합성 차분 및 비-차분 피드백은 각각의 리셋 기간에서 3-비트 양자화를 갖는 2-비트 양자화를 이용한다.
차분 처리에 대해 적당한 리셋 간격을 갖는 더 적은 비트(2비트)를 이용하는 차분 피드백의 성능은 전체 피드백 및 더 많은 비트(3비트)를 이용하는 비-차분 피드백의 성능과 유사하다는 것이 관찰된다. 합성 차분 및 비-차분 피드백은 반복 간격 및 리셋 기간에 따라, 비-차분 피드백의 피드백 오버헤드에 비해, 33 % 정도 피드백 오버헤드를 감소시킬 수 있다. 양자화를 갖지 않는 이상적인 프리코딩/TxBF에 대하여, 양자화를 이용하는 프리코딩을 위한 성능은 약 0.3-0.4 dB 열화된다.
도 4는 리셋을 갖는 차분 피드백을 이용하는 MIMO 프리코딩의 성능을 도시한다. 적당한 리셋을 갖는 TTI 마다의 차분 피드백의 성능은 2 dB 만큼 성능을 향상시킬 수 있음을 보여준다. 이것은 양자화로 인한 프리코딩 에러가 차분 피드백을 위해 누적되거나 전파될 수 있기 때문이다. 리셋 처리는 이 에러를 보정하며, 이에 따라, 성능을 향상시킨다.
N=10, 20, 30 및 50 TTI의 상이한 리셋 간격을 갖는 차분 피드백의 성능이 비교된다. 성능 열화는 무시할 수 있으며, 50 TTI의 가장 긴 리셋 간격에서 약 0.1 dB의 성능 열화가 관찰된다. 이것은 가능한 피드백 비트 에러의 효과로 평가되지 않는다는 것에 주목해야 하지만, 우리는 에러 방지로 인해 이러한 에러도 드물 것이라고 믿고 있다.
도 5는 SCME-C 채널 및 3 km/hr의 차량 속도에 대하여, 피드백 지연을 갖는 차분 피드백을 이용하는 MIMO 프리코딩의 성능을 도시한다. 양자화가 없고 피드백 지연이 없는 경우에 대하여, 2-비트 양자화 및 피드백 지연에 대한 합성된 성능 열화는 2 TTI의 피드백 지연에 대해 약 0.3 dB이고, 6 TTI의 피드백 지연에 대해 약 0.4 dB이다.
도 6은 SCME-C 채널 및 120 km/hr의 차량 속도에 대하여, 피드백 지연을 갖는 차분 피드백을 이용하는 MIMO 프리코딩의 성능을 도시한다. 피드백 지연이 없는 경우의 성능에 대하여, 2 TTI 피드백 지연으로부터 약 0.6 dB 열화가 발생하고, 6 TTI 피드백 지연으로부터 약 1.5 dB 열화가 발생함을 보여준다. 양자화가 없고 피드백이 없는 이상적인 프리코딩의 성능과 비교하면, 2 TTI 및 6 TTI의 합성된 양자화 및 피드백 지연에 대하여, 차분 피드백의 성능은 각각 약 1.7 dB 및 2.7 dB의 열화를 가진다.
도 7은 SCME-C 채널 및 120 km/hr의 차량 속도에 대하여 비-차분 피드백을 이용하는 MIMO 프리코딩의 성능을 도시한다. 피드백 지연이 없는 경우의 성능에 비해, 2 TTI 피드백 지연에 대해 성능이 약 0.5 dB 열화되고, 6 TTI 피드백 지연에 대해 성능이 약 2 dB 열화됨을 보여준다. 양자화가 없고 피드백이 없는 이상적인 프리코딩의 성능과 비교하면, 차분 피드백의 성능은 2 TTI 및 6 TTI의 합성된 양자화 및 피드백 지연에 대하여 약 0.7 dB 및 2.2 dB의 열화를 각각 가진다. 속도로 인한 성능 손실을 감소시키기 위하여, 이러한 높은 속도의 채널에 대해서는 더 짧은 피드백 지연이 명백히 바람직하다.
차분 피드백, 비-차분 및 그룹 피드백을 이용하는 MIMO 프리코딩은 SC-FDMA 또는 OFDMA 공기 인터페이스를 위한 업링크 또는 다운링크 MIMO에 적용될 수 있다. 다음 설명은 SC-FDMA 공기 인터페이스를 갖는 업링크 MIMO에 대한 차분 피드백 동작을 보여준다.
이러한 기술은 1 보다 큰 임의의 수의 안테나에 확장될 수 있다.
아키텍처
도 8a는 본 발명에 따라 2중 송신 체인을 갖는 프리코딩을 이용하는 업링크 MIMO의 DCW 구성을 위한 송신기(800)의 블럭도이다. SCW의 경우, 코딩된 데이터는 병렬 스트림으로 분할되고, 각각은 상이한 변조를 갖는다. 송신기(800)는 eNodeB 또는 기지국(즉, LTE 용어에서 eNodeB)일 수 있다.
도 8a를 참조하면, 송신기(800)는 디멀티플렉서(demultiplexer)(810), 복수의 채널 인코더(8151-815n), 복수의 레이트 매칭(rate matching) 유닛(8201-820n), 복수의 주파수 보간기(interleaver)(8251-825n), 복수의 컨스틸레이션 맵핑(constellation mapping) 유닛(8301-830n), 복수의 고속 퓨리에 변환(FFT : fast Fourier transform) 유닛(8351-835n), 프리코더(precoder)(840), 부반송파 맵핑 유닛(845), 복수의 멀티플렉서(8501-850n), 복수의 역 FFT(IFFT : inverse FFT) 유닛(8551-855n), 복수의 주기적 프리픽스(CP : cyclic prefix) 삽입 유닛(8601-860n), 복수의 안테나(8651-865n), 및 프리코딩 행렬 생성기(875)를 포함한다. 송신기(800)의 구성은 한정이 아니라 하나의 예로서 제공된 것이며, 더 많거나 더 적은 구성요소에 처리가 수행될 수 있고, 처리의 순서는 교체될 수 있다는 것을 주목해야 한다.
먼저, 송신 데이터(805)는 디멀티플렉서(810)에 의해 복수의 데이터 스트림(8121-812n)으로 디멀티플렉싱 된다. 각각의 데이터 스트림(8121-812n)에 대해 적응 변조 및 코딩(AMC : adaptive modulation and coding)이 이용될 수 있다. 다음으로, 각각의 데이터 스트림(8121-812n) 상의 비트는 각각의 채널 인코더(8151-815n)에 의해 인코딩되어 인코딩된 비트(8181-818n)가 생성되고, 이 인코딩된 비트는 각각의 레이트 매칭 유닛(8201-820n)에 의한 레이트 매칭을 위하여 펑쳐(puncture) 된다. 다른 방안으로서, 하나의 송신 데이터를 다수의 데이터 스트림으로 파싱(parsing) 하기 보다는, 다수의 입력 데이터 스트림이 채널 인코더 및 레이트 매칭 유닛에 의해 인코딩 및 펑쳐 될 수 있다.
레이트 매칭 후의 인코딩된 데이터(8221-822n)는 보간기(8251-825n)에 의해 보간되는 것이 바람직하다. 다음으로, 보간 후의 데이터 비트(8281-828n)는 선택된 변조 방식에 따라 컨스틸레이션 맵핑 유닛(8301-830n)에 의해 심볼(8321-832n)로 맵핑된다. 변조 방식은 2진 위상 시프트 키잉(BPSK : binary phase shift keying), 직교 위상 시프트 키잉(QPSK : quadrature phase shift keying), 8PSK, 16 직교 진폭 변조(QAM : quadrature amplitude modulation), 64 QAM, 또는 유사한 변조 방식일 수 있다. 각각의 데이터 스트림 상의 심볼(8321-832n)은 FFT 유닛(8351-835n)에 의해 처리되고, 이 FFT 유닛은 주파수 도메인 데이터(8381-838n)를 출력한다.
프리코딩 행렬 생성기(875)는 비-차분 또는 차분 피드백 비트(또는 피드백 채널 행렬)를 이용하여, 프리코딩 웨이트(weight)의 세트(880)(즉, 프리코딩 행렬)를 생성하고, 이 프리코딩 웨이트의 세트는 주파수 도메인 데이터 스트림(8381-838n)에 대한 프리코딩을 수행하기 위하여 프리코더(840)에 공급된다.
도 8b 및 도 8c는 도 8a의 송신기(800)의 프리코딩 행렬 생성기(875)를 상세하게 도시한다.
피드백 비트(870)가 비-차분 피드백 비트(870')를 포함하는 경우, 프리코딩 행렬 생성기(875)는 도 8b에 도시된 프리코딩 생성기(875')로서 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬 생성기(875')는 비-차분 코드북(888)을 이용하여 비-차분 피드백 비트(870')를 완전한 프리코딩 행렬(880')(J)로 변환하는 완전한 프리코딩 행렬로의 피드백 비트 맵핑 유닛(890)을 포함한다.
피드백 비트(870)가 차분 피드백 비트(870")를 포함하는 경우, 프리코딩 행렬 생성기(875)는 도 8c에 도시된 프리코딩 행렬 생성기(875")로서 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬 생성기(875")는 차분 코드북(892)을 이용하여 차분 피드백 비트(870")를 델타 프리코딩 행렬(896)(
Figure 112009034814306-PAT00066
)로 변환하는 델타 프리코딩 행렬로의 피드백 비트 맵핑 유닛(894)을 포함한다. 델타 프리코딩 행렬(896)은
Figure 112009034814306-PAT00067
및
Figure 112009034814306-PAT00068
에 의해 표현된다. 프리코딩 행렬 생성기(875")는 델타 프리코딩 행렬(896)을
Figure 112009034814306-PAT00069
및
Figure 112009034814306-PAT00070
에 의해 표현되는 완전한 프리코딩 행렬(880")(J)로 변환하는 완전한 프리코딩 행렬 생성 및 업데이트 유닛(898)을 더 포함한다.
도 8a를 다시 참조하면, 프리코더(840)는 공간 확산(spatial spreading) 또는 빔성형과 유사하게, 주파수 도메인 데이터(8381-838n)의 각각의 스트림에 대해 웨이트를 부여하고, 프리코딩된 데이터 스트림(8421-842n)을 출력한다. 부반송파 맵핑 유닛(845)은 프리코딩된 데이터 스트림(8421-842n)을 이용자에게 할당되는 부반송파로 맵핑한다. 부반송파 맵핑은 분포된 부반송파 맵핑(distributed subcarrier mapping)이거나, 국소화된 부반송파 맵핑(localized subcarrier mapping)일 수 있다.
부반송파 맵핑 데이터(8421-842n)는 멀티플렉서(8501-850n)에 의해 파일럿(pilot)과 멀티플렉싱 되고, 그 다음, 그 출력(8521-852n)은 IFFT 유닛(8551-855n)에 의해 처리된다. IFFT 유닛(8551-855n)은 시간 도메인 데이터(8581-858n)를 출력한다. CP 삽입 유닛(8601-860n)에 의해 각각의 시간 도메인 데이터 스트림(8581-858n)에 CP가 추가된다. 다음으로, CP를 갖는 시간 도메인 데이터(8621-862n)는 안테나(8651-865n)를 통해 송신된다.
도 9a는 본 발명에 따라 도 8a의 송신기(800)에 의해 송신된 신호를 수신하고 처리하는 수신기(900)의 블럭도이다. SCW의 경우에는 하나의 디코더가 이용될 수 있다. 수신기(900)는 WTRU일 수 있다.
프리코더 행렬 코드워드 인덱스는 기지국(즉, LTE 용어에서 eNodeB)으로부터 WTRU로 피드백되는 것으로 가정한다.
수신기(900)는 복수의 안테나(9051-905n), 복수의 CP 제거 유닛(9101-910n), 복수의 FFT 유닛(9151-915n), 채널 추정기(920), 부반송파 역맵핑(demapping) 유닛(925), MIMO 디코더(930), 복수의 IFFT 유닛(9351-935n), 복수의 데이터 역변조기(demodulator)(9401-940n), 복수의 역보간기(deinterleaver)(9451-945n), 복수의 포워드 에러 보정(FEC : forward error correction) 유닛(9501-950n), 공간 디파서(spatial deparser)(955) 및 피드백 생성기(960)를 포함한다. MIMO 디코더(930)는 최소 평균 제곱 에러(MMSE : minimum mean square error) 디코더, MMSE-연속 간섭 상쇄(SIC : successive interference cancellation) 디코더, 최대 유사도(ML : maximum likelyhood) 디코더, 또는 MIMO를 위한 임의의 다른 진보된 기술을 이용하는 디코더일 수 있다.
도 9a를 계속 참조하면, CP 제거 유닛(9101-910n)은 안테나(9051-905n)에 의해 수신된 각각의 데이터 스트림(9081-908n)으로부터 CP를 제거한다. CP의 제거 후, CP 제거 유닛(9101-910n)에 의해 출력되는 처리된 데이터 스트림(9121-912n)은 FFT 유닛(9151-915n)에 의해 주파수 도메인 데이터(9181-918n)로 변환된다. 채널 추정기(920)는 기존의 방법을 이용하여 주파수 도메인 데이터(9181-918n)로부터 채널 추정값(922)을 생성한다. 채널 추정은 부반송파 마다를 기초로 하여 수행된다. 부반송파 역맵핑 유닛(925)은 도 8a의 송신기(800)에서 수행되는 것과 반대의 동작을 수행한다. 다음으로, 부반송파 역맵핑 데이터(9281-928n)는 MIMO 디코더(930)에 의해 처리된다.
MIMO 디코딩 후, 디코딩된 데이터(9321-932n)는 시간 도메인 데이터(9381-938n)로의 변환을 위해 IFFT 유닛(9351-935n)에 의해 처리된다. 시간 도메인 데이터(9381-938n)는 데이터 역변조기(9401-940n)에 의해 처리되어 비트 스트림(9421-942n)이 생성된다. 비트 스트림(9421-942n)은 도 8a의 송신기(800)의 보간기(8251-825n)와 반대의 동작을 수행하는 역보간기(9451-945n)에 의해 처리된다. 다음으로, 각각의 역보간된 비트 스트림(9481-948n)은 각각의 FEC 유닛(9501-950n)에 의해 처리된다. FEC 유닛(9501-950n)에 의해 출력된 데이터 비트 스트림(9521-952n)은 공간 디파서(955)에 의해 병합되어 데이터(962)가 복구된다. 피드백 생성기는 송신기(800)의 프리코딩 행렬 생성기(875)에 피드백되는 비-차분 또는 차분 피드백 비트를 생성한다.
도 9b 및 도 9c는 도 9a의 수신기(900)의 피드백 생성기(960)를 상세하게 도시한다.
피드백 비트(870)가 비-차분 피드백 비트(870')를 포함하는 경우, 피드백 생성기(960)는 도 9b에 도시된 피드백 생성기(960')로서 구성될 수 있다. 피드백 생성기(960')는 그 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00071
및
Figure 112009034814306-PAT00072
의 형태로 완전한 프리코딩 행렬(1010)(J)을 출력하는 프리코딩 행렬 생성기(1005')를 포함한다. 완전한 프리코딩 행렬(1010)은 피드백 비트 생성기(1020')로 공급되고, 이 피드백 비트 생성기(1020')는 비-차분 코드북(1015)을 이용하여 비-차분 피드백 비트(870')를 생성한다.
피드백 비트(870)가 차분 피드백 비트(870")를 포함하는 경우, 피드백 생성기(960)는 도 9c에 도시된 피드백 생성기(960")로서 구성될 수 있다. 피드백 생성기(960")는 그 파라미터
Figure 112009034814306-PAT00073
및
Figure 112009034814306-PAT00074
의 형태로 델타 프리코딩 행렬(1012)(
Figure 112009034814306-PAT00075
)을 출력하는 프리코딩 행렬 생성기(1005")를 포함한다. 델타 프리코딩 행렬(1012)은 피드백 비트 생성기(1020")로 공급되고, 이 피드백 비트 생성기(1020")는 차분 코드북(1018)을 이용하여 차분 피드백 비트(870")를 생성한다.
도 10a 및 도 10b는 도 9b의 피드백 생성기(960')에서 이용되는 프리코딩 행렬 생성기(1005')의 상이한 실시예를 도시한다. 하나의 실시예에서, 프리코딩 행렬 생성기(1005')는 수학식 1 및 수학식 6b에 기초하여 비-차분 피드백 비트를 생성하기 위해 이용되는 완전한 프리코딩 행렬(1010')을 생성한다. 또 다른 실시예에서, 프리코딩 행렬 생성기(1005')는 수학식 1, 수학식 9 및 수학식 10에 기초하여 비-차분 피드백 비트를 생성하기 위해 이용되는 완전한 프리코딩 행렬(1010")을 생성한다.
도 10c 및 도 10d는 도 9c의 피드백 생성기(960")에서 이용되는 프리코딩 행렬 생성기(1005")의 상이한 실시예를 도시한다. 하나의 실시예에서, 프리코딩 행렬 생성기(1005")는 수학식 2, 수학식 12, 수학식 15 및 수학식 16에 기초하여 차분 피드백 비트를 생성하기 위해 이용되는 델타 프리코딩 행렬(1012')을 생성한다. 또 다른 실시예에서, 프리코딩 행렬 생성기(1005")는 수학식 17에 기초하여 차분 피드백 비트를 생성하기 위해 이용되는 델타 프리코딩 행렬(1012")을 생성한다.
프리코딩
프리코딩은 예를 들어, SVD에 기초한 특성-빔성형을 이용하는 송신 빔성형(TxBF : transmit beamforming)에 기반을 두고 있다. SVD가 최적이지만, 다른 알고리즘이 노드 B(Node B)에 의해 이용될 수 있다.
수학식 1에 의해 앞에서 도시된 바와 같이, 채널 행렬은 SVD 또는 등가의 동작을 이용하여 다음과 같이 분해된다.
Figure 112009034814306-PAT00076
H는 채널 행렬이다. 공간 멀티플렉싱, 빔성형 등을 위한 프리코딩은 수학식 20과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00077
s는 데이터 벡터이고, T는 일반화된 프리코딩 행렬 또는 변환 행렬이다. 송신 특성-빔성형이 이용되는 경우, 프리코딩 또는 변환 행렬 T가 빔성형 행렬 V로서 선택되고, 빔성형 행렬은 상기 SVD 동작, 즉, T=V로부터 얻어진다. 다른 방안으로서, 프리코딩 또는 변환 행렬 T는 코드북 또는 양자화로부터 선택된다. 프리코딩 행렬 T를 위한 코드북 또는 양자화 중에서 코드워드를 선택하는 것은 SINR, 평균 제곱 에러(MSE : mean square error), 채널 용량 등과 같은 약간의 미리 정해진 기준에 기초하고 있다. 추정된 채널 행렬 H에 기초하여, 최고 SNIR, 최대 채널 용량 또는 최소 MSE와 같은 최고 측정값을 가지는 모든 후보 프리코딩 행렬 중에서 프리코딩 행렬이 선택된다. 다른 방안으로서, SVD 동작에 기초하여, 행렬 V의 가장 양호한 양자화인 코드북에서의 모든 후보 프리코딩 행렬 중에서 코드워드 또는 프리 코딩 행렬이 선택된다. 이것은 OFDMA를 위한 특성-빔성형과 유사하고, SC-FDMA에 적용하기 위해 수정된다.
SVD 동작은 직교 스트림으로 귀결되므로, eNodeB는 간단한 선형 MMSE(LMMSE) 수신기를 이용할 수 있다. 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009034814306-PAT00078
R은 수신 처리 행렬이고, Rss 및 Rvv는 상관 행렬이며,
Figure 112009034814306-PAT00079
는 추정된 채널 응답 상에서의 V 행렬의 효과를 포함하는 유효 채널 행렬이다. 도 8a에서, eNodeB(즉, 송신기(800))의 프리코더(840)는 eNodeB로부터 WTRU로 송신된 최종 양자화된 프리코더 행렬을 이용하여 WTRU에서 유효 채널 행렬을 생성한다.
피드백
프리코딩 행렬을 피드백하기 위한 방법은 앞에서 설명된 바와 같이 합성 차분 및 비-차분 피드백을 이용하는 코드북-기반 MIMO 프리코딩 방식을 채용한다.
이 부분은 SU-MIMO에 대해 선택된 시뮬레이션 결과를 제시한다. 먼저, SU-MIMO 및 SIMO 사이의 비교에 대해 논의하고, 다음으로, 단일 및 2중 코드워드 SU-MIMO에 대한 성능의 비교에 대해 논의한다.
시뮬레이션 파라미터
가정한 시뮬레이션 파라미터는 표 2에서 제공된다. 각각의 공간 스트림을 위한 MCS의 다양한 선택에 대한 달성가능한 스루풋은 아래의 표 2에서 제공된다.
MCS 달성가능한 데이터 레이트(Mbps) 스펙트럼 효율 (bps/Hz)
16QAM r7/8 - 16QAM r3/4 19.9680 3.99
16QAM r7/8 - 16QAM r1/2 16.8960 3.38
16QAM r7/8 - 16QAM r1/3 14.8480 2.97
16QAM r5/6 - QPSK r1/8 11.08 2.22
16QAM r5/6 - QPSK r1/2 10.752 2.15
16QAM r3/4 - QPSK r1/6 10.24 2.05
16QAM r1/2 - QPSK r1/3 8.192 1.64
16QAM r1/2 - QPSK r1/6 7.168 1.43
16QAM r1/3 - QPSK r1/8 4.864 0.97
16QAM r1/4 - QPSK r1/8 3.840 0.77
5 MHz의 2중 코드워드 및 실제적인 코드 레이트를 이용하여 최대 달성가능한 스루풋은 19.968 Mbps이고, 이것은 20 MHz 대역폭에서 79.87 Mbps까지 조절되며, 4 bps/Hz의 스펙트럼 효율을 가진다는 것은 주목할 가치가 있다. 한편, SIMO는 5 MHz에서 10.75 Mbps, 2.15의 스펙트럼 효율로 제한된다. 그러므로, SU-MIMO는 SIMO에 비해 업링크 데이터 레이트를 거의 2배로 할 수 있다.
SU-MIMO와 SIMO의 비교
도 11은 높은 데이터 스루풋 SNR 영역에 대하여 SU-MIMO와 SIMO의 2중 코드워드 성능의 비교를 도시한다. SNR이 24 dB 일 때, 최대 달성가능한 스루풋은 대략 19 Mbps이고, SNR이 26 dB 보다 클 때, 달성가능한 스루풋은 대략 19.97 Mbps이다. 이 비교로부터, SIMO를 이용할 경우, 최대 달성가능한 스루풋은 20 dB의 SNR에서 10.5 Mbps라는 것에 주목할 가치가 있다.
단일 및 2중 코드워드를 갖는 SU-MIMO의 비교
이 부분은 SCME-C 채널을 갖는 WTRU 및 eNodeB에서 2개의 안테나에 대해 업링크 프리코딩 MIMO를 이용하는 단일 및 2중 코드워드에 대한 성능의 비교를 제시한다. HARQ가 시뮬레이션 되지 않았으므로, 이들을 공정하게 비교하기 위하여 동일한 코드 레이트가 SCW 및 DCW 모두에 대해 이용되었다. 또한, 프리코딩을 이용할 때, 양쪽의 스트림에 대해 SCW를 위한 동일한 변조를 이용하는 것은 비현실적이므로, QPSK 및 16QAM의 조합만 도시된다. 그러므로, DCW에 의해 달성가능한 더 높은 스루풋은 도시되지 않는다.
도 12는 SCME-C 채널을 갖는 WTRU 및 eNodeB에서 2개의 안테나에 대해 업링크 프리코딩 MIMO를 이용하는 단일 및 2중 코드워드에 대한 성능의 비교를 도시한다.
DCW는 더 낮은 SNR에서 더 높은 스루풋을 달성하지만, 더 높은 SNR에서는 그 반대의 경우도 성립한다. SCW는 DCW보다 더 양호하게 수행한다. 그 차이는 3 dB 차이가 관찰될 수 있는 최고 데이터 레이트에서 더욱 표현된다. 궁극적으로, 동일한 변조 및 코딩이 이용되었으므로, 두 방식은 동일한 최대 스루풋, 즉, 시뮬레이션 되는 최고 MCS에 대해 5 MHz에서 거의 14 Mbps에 도달한다.
더 낮은 SNR에서 DCW가 더욱 양호하게 수행하는 이유는 상부 특성-모드가 전체 시스템 SNR보다 더 높은 SNR을 가지기 때문이다. 그러므로, 낮은 SNR에서, 그 스트림은 약간의 연속적인 송신에 기여하지만, 더 낮은 스트림은 일반적으로 기여하지 않는다. 그러나, 더 높은 SNR에서는, 더 낮은 스트림이 여전히 상대적으로 높은 BLER을 가지며, 이 상대적으로 높은 BLER은 DCW에 대한 전체 스루풋을 감소시키는 경향이 있다. 그러나, SCW의 경우에는, 코딩이 상부 스트림 및 하부 스트림을 포괄하므로, 상부 스트림은 하부 스트림을 보호한다. 이것은 전체적으로 더 높은 SNR에서 SCW에 대한 더 낮은 BLER로서 귀결된다.
이러한 결과로부터, 어느 하나의 방법을 이용하여 매우 높은 업링크 스펙트럼 효율, 약 2.8 bps/Hz가 달성될 수 있다고 결론지을 수 있다. 그러나, DCW는 각각의 스트림 상에서 상이한 코드 레이트를 갖는 16QAM을 이용할 수 있으므로, 더 높은 스펙트럼 효율, 약 4 bps/Hz를 달성할 수 있는 반면, SCW는 단일 코드 레이트 상이한 변조를 이용해야 한다.
요약하면, 바람직한 실시예에 따른 SC-FDMA를 위한 업링크 SU-MIMO는 다음 사항을 달성한다.
1) UE에서의 프리코딩은 eNodeB에서 수행되는 SVD 또는 이에 필적하는 알고리즘에 기초할 수 있다. SCME-C 채널에 대하여, 코드북은 몇 개의 인접 RB, 예를 들어, 6개의 인접 RB에 대해 취한 채널 평균에 기초할 수 있다.
2) 프리코딩 행렬 인덱스의 피드백은 합성 차분 및 비-차분 피드백을 이용하여 효율적으로 수행될 수 있다. 대표적인 피드백 파라미터는 6 TTI 마다 송신된 6 RB 마다의 2비트, 또는 5 MHz에서 24 RB에 대한 1333 bps의 최대값이다. 등가의 최대 데이터 레이트는 19.968 Mbps이므로, 피드백 효율이 매우 높다.
3) 시뮬레이션은 SU-MIMO가 SIMO에 비해 업링크 데이터 레이트를 거의 2배(186 %)로 할 수 있음을 보여주었다.
실시예
1. 수신기 및 송신기를 포함하는 다중입력 다중출력(MIMO : multiple input multiple output) 무선 통신 시스템에서 프리코딩 피드백을 제공하는 방법으로서,
상기 수신기가 비-차분 피드백 비트 또는 차분 피드백 비트 중의 어느 하나를 송신하는 단계; 및
상기 송신기가 상기 피드백 비트에 기초하여 제1프리코딩 행렬을 업데이트하고, 상기 제1프리코딩 행렬을 이용하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는 단계를 포함하는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
2. 실시예 1에 있어서,
상기 송신기가 주기적 프리픽스(CP : cyclic prefix)를 각각 포함하는 복수의 시간 도메인 데이터 스트림을 송신하는 단계;
상기 수신기가 상기 시간 도메인 데이터 스트림을 수신하는 단계;
상기 수신기가 상기 시간 도메인 데이터 스트림으로부터 CP를 제거하여 복수의 처리된 데이터 스트림을 생성하는 단계;
상기 수신기가 상기 처리된 데이터 스트림을 주파수 도메인 데이터로 변환하는 단계;
상기 수신기가 상기 주파수 도메인 데이터에 대해 채널 추정을 수행하여 채널 추정값을 생성하는 단계;
상기 수신기가 상기 채널 추정값에 기초하여 제2프리코딩 행렬을 생성하는 단계; 및
상기 수신기가 상기 제2프리코딩 행렬에 기초하여 피드백 비트를 생성하고 송신하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
3. 실시예 2에 있어서, 상기 제2프리코딩 행렬은 델타 프리코딩 행렬이고, 상기 피드백 비트는 차분 피드백 비트인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
4. 실시예 2에 있어서, 상기 제2프리코딩 행렬은 완전한 프리코딩 행렬이고, 상기 피드백 비트는 비-차분 피드백 비트인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
5. 실시예 4에 있어서, 자코비 회전(Jacobi rotation)을 이용하여 상기 채널 추정값과 관련된 채널 응답 행렬 및 채널 상관 행렬 중의 적어도 하나에 대해 행렬 대각화를 수행함으로써 비-차분 피드백 비트가 생성되는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
6. 실시예 1 내지 5 중의 어느 하나에 있어서, 상기 피드백 비트는 비-차분 피드백 비트이고, 상기 방법은,
상기 송신기가 비-차분 코드북을 이용하여 상기 비-차분 피드백 비트를 완전한 프리코딩 행렬에 맵핑하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
7. 실시예 1 내지 5 중의 어느 하나에 있어서, 상기 피드백 비트는 차분 피드백 비트이고, 상기 방법은,
상기 송신기가 차분 코드북을 이용하여 상기 비-차분 피드백 비트를 델타 프리코딩 행렬에 맵핑하는 단계; 및
상기 송신기가 상기 델타 프리코딩 행렬에 기초하여 완전한 프리코딩 행렬을 생성하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
8. 실시예 1 내지 7 중의 어느 하나에 있어서, 상기 수신기는 무선 송수신 유닛(WTRU : wireless transmit.receive unit)인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
9. 실시예 1 내지 8 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 진화된 노드-B(eNodeB)인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
10. 실시예 1 내지 8 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 기지국인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
11. 수신기 및 송신기를 포함하는 다중입력 다중출력(MIMO) 무선 통신 시스템에서 프리코딩 피드백을 제공하는 방법으로서,
상기 수신기가 비-차분 피드백 비트 및 차분 피드백 비트를 송신하는 단계; 및
상기 송신기가 상기 피드백 비트에 기초하여 제1프리코딩 행렬을 업데이트하고, 상기 제1프리코딩 행렬을 이용하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는 단계를 포함하는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
12. 실시예 11에 있어서, 차분 피드백은 N 송신 시간 간격(TTI : transmission timing interval) 마다 리셋되고, N은 소정의 정수인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
13. 실시예 11에 있어서, 차분 피드백은 N 피드백 간격 마다 리셋되고, N은 소정의 정수인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
14. 실시예 11에 있어서, 차분 처리로 인한 에러 누적 또는 에러 전파를 회피하기 위하여, 차분 피드백은 비주기적으로 리셋되는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
15. 실시예 11에 있어서, 비-차분 피드백은 N 송신 시간 간격(TTI) 마다 또는 N 피드백 간격 마다 발생하고, 차분 피드백은 나머지 TTI 또는 피드백 간격에서 이용되고, N은 소정의 정수인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
16. 실시예 11에 있어서, 차분 피드백을 위해 2비트가 이용되고, 비-차분 피드백을 위해 3비트가 이용되는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
17. 실시예 11에 있어서, 양자화를 위해 3 피드백 비트를 필요로 하는 8개의 코드워드로 구성된 코드북이 비-차분 피드백에 이용되는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
18. 실시예 11에 있어서, 양자화를 위해 2 피드백 비트를 필요로 하는 4개의 코드워드로 구성된 코드북이 차분 피드백에 이용되는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
19. 실시예 11 내지 18 중의 어느 하나에 있어서, 상기 수신기는 무선 송수신 유닛(WTRU)인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
20. 실시예 11 내지 19 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 진화된 노드-B(eNodeB)인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
21. 실시예 11 내지 19 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 기지국인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
22. 송신기에 의해 이용되는 제1프리코딩 행렬을 업데이트하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하기 위한 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기로서,
상기 송신기에 의해 송신되는 복수의 시간 도메인 데이터 스트림과 관련된 주파수 도메인 데이터에 대한 채널 추정을 수행하여 채널 추정값을 생성하도록 구성되는 채널 추정기; 및
상기 채널 추정기에 전기적으로 연결되고, 상기 채널 추정값에 기초하여 상기 송신기에 송신하기 위한 피드백 비트를 생성하도록 구성되는 피드백 생성기를 포함하고, 상기 피드백 비트는 비-차분 피드백 비트 또는 차분 피드백 비트 중의 어느 하나인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
23. 실시예 22에 있어서,
상기 시간 도메인 데이터 스트림을 수신하도록 구성되는 복수의 안테나;
안테나 중에서 각각의 하나와 전기적으로 연결되고, 상기 안테나에 의해 수신된 복수의 시간 도메인 데이터 스트림의 각각으로부터 CP를 제거하여 처리된 데이터 스트림을 생성하도록 각각 구성되는 복수의 주기적 프리픽스(CP) 제거 유닛; 및
상기 CP 제거 유닛 및 상기 채널 추정기 중에서 각각의 하나와 전기적으로 연결되고, 상기 처리된 데이터 스트림을 주파수 도메인 데이터로 변환하도록 각각 구성되는 복수의 고속 퓨리에 변환(FFT : fast Fourier transform) 유닛을 더 포함하는, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
24. 실시예 22에 있어서, 상기 피드백 생성기는,
상기 채널 추정값에 기초하여 제2프리코딩 행렬을 생성하도록 구성되는 프리코딩 행렬 생성기; 및
상기 프리코딩 행렬 생성기와 전기적으로 연결되고, 상기 제2프리코딩 행렬에 기초하여 피드백 비트를 생성하고 송신하도록 구성되는 피드백 비트 생성기를 포함하는, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
25. 실시예 24에 있어서, 상기 제2프리코딩 행렬은 델타 프리코딩 행렬이고, 상기 피드백 비트는 차분 피드백 비트인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
26. 실시예 24에 있어서, 상기 제2프리코딩 행렬은 완전한 프리코딩 행렬이고, 상기 피드백 비트는 비-차분 피드백 비트인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
27. 실시예 22 내지 26 중의 어느 하나에 있어서, 상기 수신기는 무선 송수신 유닛(WTRU)인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
28. 실시예 22 내지 27 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 진화된 노드-B(eNodeB)인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
29. 실시예 22 내지 27 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 기지국인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
30. 송신기에 의해 이용되는 제1프리코딩 행렬을 업데이트하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하기 위한 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기로서,
상기 송신기에 의해 송신되는 복수의 시간 도메인 데이터 스트림과 관련된 주파수 도메인 데이터에 대한 채널 추정을 수행하여 채널 추정값을 생성하도록 구성되는 채널 추정기; 및
상기 채널 추정기에 전기적으로 연결되고, 상기 채널 추정값에 기초하여 상기 송신기에 송신하기 위한 피드백 비트를 생성하도록 구성되는 피드백 생성기를 포함하고, 상기 피드백 비트는 차분 피드백 비트 및 비-차분 비트를 포함하는, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
31. 실시예 30에 있어서, 차분 피드백은 N 송신 시간 간격(TTI) 마다 리셋되고, N은 소정의 정수인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
32. 실시예 30에 있어서, 차분 피드백은 N 피드백 간격 마다 리셋되고, N은 소정의 정수인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
33. 실시예 30에 있어서, 차분 처리로 인한 에러 누적 또는 에러 전파를 회피하기 위하여, 차분 피드백이 비주기적으로 리셋되는, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
34. 실시예 30에 있어서, 비-차분 피드백은 N 송신 시간 간격(TTI) 마다 또는 N 피드백 간격 마다 발생하고, 차분 피드백은 나머지 TTI 또는 피드백 간격에서 이용되고, N은 소정의 정수인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
35. 실시예 30에 있어서, 차분 피드백을 위해 2비트가 이용되고, 비-차분 피드백을 위해 3비트가 이용되는, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
36. 실시예 30에 있어서, 양자화를 위해 3 피드백 비트를 필요로 하는 8개의 코드워드로 구성된 코드북이 비-차분 피드백에 이용되는, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
37. 실시예 30에 있어서, 양자화를 위해 2 피드백 비트를 필요로 하는 4개의 코드워드로 구성된 코드북이 차분 피드백에 이용되는, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
38. 실시예 30 내지 37 중의 어느 하나에 있어서, 상기 수신기는 무선 송수신 유닛(WTRU)인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
39. 실시예 30 내지 38 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 진화된 노드-B(eNodeB)인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
40. 실시예 30 내지 38 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 기지국인, 송신기에 피드백을 제공하기 위한 수신기.
41. 수신기가 송신기로부터 수신하는 복수의 시간 도메인 데이터 스트림에 기초하여 피드백이 생성되고, 상기 수신기에 의해 제공되는 상기 피드백에 기초하여 프리코딩을 수행하는 송신기로서,
비-차분 피드백 비트 또는 차분 피드백 비트 중의 어느 하나인 피드백 비트를 상기 수신기로부터 수신하고, 상기 피드백 비트에 기초하여 프리코딩 행렬을 업데이트하도록 구성되는 프리코딩 행렬 생성기; 및
상기 프리코딩 행렬 생성기에 전기적으로 연결되고, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하도록 구성되는 프리코더를 포함하는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
42. 실시예 41에 있어서, 상기 프리코더는,
차분 피드백 비트를 델타 프리코딩 행렬에 맵핑하기 위한 델타 프리코딩으로의 피드백 비트 맵핑 유닛; 및
상기 델타 프리코딩 행렬에 기초하여 완전한 프리코딩 행렬을 생성 및 업데이트하기 위한 완전한 프리코딩 행렬 생성 및 업데이트 유닛을 포함하고, 상기 프리코더는 상기 완전한 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
43. 실시예 41에 있어서, 상기 프리코더는,
비-차분 피드백 비트를 완전한 프리코딩 행렬에 맵핑하기 위한 완전한 프리코딩으로의 피드백 비트 맵핑 유닛을 포함하고, 상기 프리코더는 상기 완전한 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
44. 실시예 41 내지 43 중의 어느 하나에 있어서, 상기 수신기는 무선 송수신 유닛(WTRU)인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
45. 실시예 41 내지 44 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 진화된 노드-B(eNodeB)인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
46. 실시예 41 내지 44 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 기지국인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
47. 수신기가 송신기로부터 수신하는 신호에 기초하여 피드백이 생성되고, 상기 수신기에 의해 제공되는 상기 피드백에 기초하여 프리코딩을 수행하는 송신기로서,
차분 피드백 비트 및 비-차분 비트를 포함하는 피드백 비트를 상기 수신기로부터 수신하고, 상기 피드백 비트에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성하도록 구성되는 프리코딩 행렬 생성기; 및
상기 프리코딩 행렬 생성기에 전기적으로 연결되고, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하도록 구성되는 프리코더를 포함하는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
48. 실시예 47에 있어서, 차분 피드백은 N 송신 시간 간격(TTI) 마다 리셋되고, N은 소정의 정수인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
49. 실시예 47에 있어서, 차분 피드백은 N 피드백 간격 마다 리셋되고, N은 소정의 정수인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
50. 실시예 47에 있어서, 차분 처리로 인한 에러 누적 또는 에러 전파를 회피하기 위하여, 차분 피드백은 비주기적으로 리셋되는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
51. 실시예 47에 있어서, 비-차분 피드백은 N 송신 시간 간격(TTI) 마다 또는 N 피드백 간격 마다 발생하고, 차분 피드백은 나머지 TTI 또는 피드백 간격에서 이용되고, N은 소정의 정수인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
52. 실시예 47에 있어서, 차분 피드백을 위해 2비트가 이용되고, 비-차분 피드백을 위해 3비트가 이용되는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
53. 실시예 47에 있어서, 양자화를 위해 3 피드백 비트를 필요로 하는 8개의 코드워드로 구성된 코드북이 비-차분 피드백에 이용되는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
54. 실시예 47에 있어서, 양자화를 위해 2 피드백 비트를 필요로 하는 4개의 코드워드로 구성된 코드북이 차분 피드백에 이용되는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
55. 실시예 47 내지 54 중의 어느 하나에 있어서, 상기 프리코더는,
차분 피드백 비트를 델타 프리코딩 행렬에 맵핑하기 위한 델타 프리코딩으로의 피드백 비트 맵핑 유닛; 및
상기 델타 프리코딩 행렬에 기초하여 완전한 프리코딩 행렬을 생성 및 업데이트하기 위한 완전한 프리코딩 행렬 생성 및 업데이트 유닛을 포함하고, 상기 프리코더는 상기 완전한 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
56. 실시예 47 내지 54 중의 어느 하나에 있어서, 상기 프리코더는,
비-차분 피드백 비트를 완전한 프리코딩 행렬에 맵핑하기 위한 완전한 프리코딩으로의 피드백 비트 맵핑 유닛을 포함하고, 상기 프리코더는 상기 완전한 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는, 프리코딩을 수행하는 송신기.
57. 실시예 47 내지 56 중의 어느 하나에 있어서, 상기 수신기는 무선 송수신 유닛(WTRU)인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
58. 실시예 47 내지 57 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 진화된 노드-B(eNodeB)인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
59. 실시예 47 내지 57 중의 어느 하나에 있어서, 상기 송신기는 기지국인, 프리코딩을 수행하는 송신기.
바람직한 실시예에서는, 본 발명의 특징 및 구성요소가 구체적인 조합에 의해 설명되고 있지만, 각각의 특징 및 구성요소는 바람직한 실시예의 다른 특징 및 구성요소 없이 단독으로 이용되거나, 본 발명의 다른 특징 및 구성요소와 함께 또는 이러한 특징 및 구성요소 없이 다양한 조합으로 이용될 수 있다. 본 발명에서 제공된 방법 또는 플로우차트는 범용 컴퓨터 또는 프로세서에 의한 실행을 위해 컴퓨터-판독가능 저장 매체에서 실체적으로 실시되는 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어 또는 펌웨어에 의해 구현될 수 있다. 컴퓨터-판독가능 저장 매체의 예는 판독전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 레지스터(register), 캐시 메모리, 반도체 메모리 장치, 내부 하드 디스크 및 분리형 디스크와 같은 자기 매체, 광자기 매체와, CD-ROM 디스크 및 디지털 다기능 디스크(DVD)와 같은 광 매체를 포함한다.
적당한 프로세서는 예를 들어, 범용 프로세서, 전용 프로세서, 기존의 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 관련된 하나 이상의 마이크로프로세서, 컨트롤러, 마이크로컨트롤러, 전용 반도체 집적회로(ASIC), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA) 회로, 임의의 다른 타입의 집적회로, 및/또는 상태 머신(state machine)을 포함한다.
소프트웨어와 관련된 프로세서는 무선 송신 수신 유닛(WTRU), 이용자 장비(UE : user equipment), 단말, 기지국, 무선 네트워크 컨트롤러(RNC : radio network controller), 또는 임의의 호스트 컴퓨터에서 이용하기 위한 무선 주파수 트랜시버(tranceiver)를 구현하기 위해 이용될 수 있다. WTRU는 카메라, 비디오 카메라 모듈, 비디오폰, 스피커폰, 진동 장치, 스피커, 마이크로폰, 텔레비전 트랜시버, 핸즈프리 헤드셋, 키보드, 블루투스(Bluetooth®) 모듈, 주파수 변조(FM) 라디오 유닛, 액정 디스플레이(LCD) 디스플레이 유닛, 유기 발광 다이오드(OLED) 디스플레이 유닛, 디지털 음악 플레이어, 매체 플레이어, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저, 및/또는 임의의 무선 근거리(WLAN) 모듈과 같이, 하드웨어 및/또는 소프트웨어에 의해 구현되는 모듈과 관련하여 이용될 수 있다.
예시로서 주어진 다음의 바람직한 실시예에 대한 설명으로부터 발명을 더욱 상세하게 이해할 수 있고, 첨부 도면을 참조하여 이해해야 한다.
도 1은 도심 지역 6(TU-6 : Typical Urban 6) 채널 모델을 이용하여 프레임 에러 레이트(FER : frame error rate) 대 신호-잡음 비율(SNR : signal-to-noise ratio)을 도시하는 그래프이다. 이상적인 피드백 및 양자화된 피드백의 비교가 주어진다.
도 2는 공간 채널 모델 확장 C(SCME-C : spatial channel model extended C) 채널 모델을 이용하여 프레임 에러 레이트(FER) 대 신호-잡음 비율(SNR)을 도시하는 그래프이다. 관찰되는 바와 같이, TU-6 채널 모델보다 SCME-C 채널 모델에 대한 양자화된 피드백으로부터의 손실이 작다. 이것은 SCME-C 채널 모델의 상관 속성으로 인한 것이다.
도 3은 차분 피드백 및 비-차분 피드백을 비교하는 그래프이다.
도 4는 상이한 리셋 간격을 이용하는 피드백의 그래프이다.
도 5는 낮은 속도의 SCME-C에 대하여 차분 피드백과 피드백 지연을 비교하는 그래프이다.
도 6은 높은 속도의 SCME-C에 대한 차분 피드백 및 피드백 지연의 그래프이다.
도 7은 높은 속도의 SCME-C에 대한 비-차분 피드백 및 피드백 지연의 그래프이다.
도 8a는 본 발명에 따라 차분 또는 비-차분 피드백 비트를 처리하기 위한 프리코딩 행렬 생성기를 포함하는 송신기의 블럭도이다.
도 8b 및 도 8c는 도 8a의 프리코딩 행렬 생성기를 상세하게 도시한다.
도 9a는 본 발명에 따라 도 8a의 송신기의 프리코딩 행렬 생성기에 의해 처리되는 피드백 비트를 생성하는 피드백 생성기를 포함하는 수신기의 블럭도이다.
도 9b 및 도 9c는 도 9a의 수신기의 피드백 생성기를 상세하게 도시한다.
도 10a 및 도 10b는 도 9b의 피드백 생성기에서 이용되는 프리코딩 행렬 생성기의 다른 실시예를 도시한다.
도 10c 및 도 10d는 도 9c의 피드백 생성기에서 이용되는 프리코딩 행렬 생성기의 다른 실시예를 도시한다.
도 11은 높은 데이터 스루풋 SNR 영역에 대한 단일 이용자 MIMO(SU-MIMO)와 단일입력 다중출력(SIMO : single-input multiple-output)의 이중 코드워드 성능의 비교를 도시한다.
도 12는 SCME-C 채널을 갖는 WTRU 및 진화된 Node-B(eNodeB)에서 2 이상의 안테나에 대한 업링크 프리코딩 MIMO를 이용하는 단일 및 이중 코드워드에 대한 성능의 비교를 도시한다.

Claims (10)

  1. 행렬 변환 파라미터의 변화 또는 차이를 나타내는 피드백 비트를 수신하는 단계;
    상기 피드백 비트에 기초하여 제1 프리코딩 행렬을 업데이트하는 단계; 및
    상기 제1 프리코딩 행렬을 이용하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는 단계
    를 포함하는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    주기적 프리픽스(CP : cyclic prefix)를 각각 포함하는 복수의 시간 도메인 데이터 스트림을 수신하는 단계;
    상기 시간 도메인 데이터 스트림으로부터 상기 CP를 제거하여 복수의 처리된 데이터 스트림을 생성하는 단계;
    상기 처리된 데이터 스트림을 주파수 도메인 데이터로 변환하는 단계;
    상기 주파수 도메인 데이터에 대해 채널 추정을 수행하여 채널 추정값을 생성하는 단계;
    상기 채널 추정값에 기초하여 제2 프리코딩 행렬을 생성하는 단계; 및
    상기 제2 프리코딩 행렬에 기초하여 피드백 비트를 생성하고 송신하는 단계
    를 더 포함하는, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제2 프리코딩 행렬은 델타 프리코딩 행렬인 것인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 제2 프리코딩 행렬은 완전한 프리코딩 행렬인 것인, 프리코딩 피드백을 제공하는 방법.
  5. 복수의 시간 도메인 데이터 스트림과 관련된 주파수 도메인 데이터에 대한 채널 추정을 수행하여 채널 추정값을 생성하도록 구성되는 채널 추정기; 및
    상기 채널 추정기에 전기적으로 연결되고, 상기 채널 추정값에 기초하여 행렬 변환 파라미터의 변화 또는 차이를 나타내는 피드백 비트를 생성하도록 구성되는 피드백 생성기
    를 포함하는, 무선 송수신 유닛.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 시간 도메인 데이터 스트림을 수신하도록 구성되는 복수의 안테나;
    안테나 중에서 각각의 하나와 전기적으로 연결되고, 상기 안테나에 의해 수신된 복수의 시간 도메인 데이터 스트림의 각각으로부터 주기적 프리픽스(CP : cyclic prefix)를 제거하여 처리된 데이터 스트림을 생성하도록 각각 구성되는 복수의 주기적 프리픽스(CP) 제거 유닛; 및
    상기 CP 제거 유닛 및 상기 채널 추정기 중에서 각각의 하나와 전기적으로 연결되고, 상기 처리된 데이터 스트림을 주파수 도메인 데이터로 변환하도록 각각 구성되는 복수의 고속 퓨리에 변환(FFT : fast Fourier transform) 유닛을 더 포함하는, 무선 송수신 유닛.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 피드백 생성기는,
    상기 채널 추정값에 기초하여 제2 프리코딩 행렬을 생성하도록 구성되는 프리코딩 행렬 생성기; 및
    상기 프리코딩 행렬 생성기와 전기적으로 연결되고, 상기 제2 프리코딩 행렬에 기초하여 피드백 비트를 생성하고 송신하도록 구성되는 피드백 비트 생성기를 포함하는 것인, 무선 송수신 유닛.
  8. 행렬 변환 파라미터의 변화 또는 차이를 나타내는 피드백 비트를 수신기로부터 수신하고, 상기 피드백 비트에 기초하여 프리코딩 행렬을 업데이트하는 프리코딩 행렬 생성기; 및
    상기 프리코딩 행렬 생성기에 전기적으로 연결되고, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 복수의 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하도록 구성되는 프리코더
    를 포함하는 무선 송수신 유닛.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 프리코더는,
    차분 피드백 비트를 델타 프리코딩 행렬에 맵핑하기 위한 델타 프리코딩으로의 피드백 비트 맵핑 유닛; 및
    상기 델타 프리코딩 행렬에 기초하여 완전한 프리코딩 행렬을 생성하고 업데이트하기 위한 완전한 프리코딩 행렬 생성 및 업데이트 유닛을 포함하고,
    상기 프리코더는 상기 완전한 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는 것인, 무선 송수신 유닛.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 프리코더는,
    비-차분 피드백 비트를 완전한 프리코딩 행렬에 맵핑하기 위한 완전한 프리코딩으로의 피드백 비트 맵핑 유닛을 포함하고,
    상기 프리코더는 상기 완전한 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 주파수 도메인 데이터 스트림을 프리코딩하는 것인, 무선 송수신 유닛.
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