JP5420407B2 - プリコーディングフィードバックのための方法および無線送受信ユニット装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に無線通信システムに関する。より詳細には、本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）システムにおいて差分フィードバック（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｆｅｅｄｂａｃｋ）を、著しく少ないフィードバックオーバヘッドを生じるグループフィードバックと組み合わせて使用して、効率的なＭＩＭＯプリコーディングを実施する方法および装置に関する。

ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）は、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）のダウンリンク（ＤＬ）に対して高いデータ転送速度を提供しシステム容量を増加するために、Ｅ−ＵＴＲＡ（ｅｖｏｌｖｅｄ ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ）にとって不可欠であると考えられている。同じ理由から、ＳＣ−ＦＤＭＡのアップリンク（ＵＬ）に対してもＭＩＭＯを使用することが望ましい。ＳＣ−ＦＤＭＡのアップリンクにおいてＭＩＭＯプリコーディングを使用することで、データ転送速度とスループットが大幅に向上することが明らかにされている。Ｅ−ＵＴＲＡでは、１６ＱＡＭ変調を想定すると２０ＭＨｚのアップリンクスペクトル割り当て（２．５ｂｐｓ／Ｈｚ）内において５０Ｍｂ／ｓの瞬間的なアップリンクのピークデータ転送速度をサポートする。

現実的な符号化レート（１／２など）を使用する場合、瞬間的なアップリンクのピークデータ転送速度は５０Ｍｂ／ｓよりはるかに低くなる。現実的な符号化レートを使用しながらこのデータ転送速度を達成するには、ＭＩＭＯ構成を利用する必要がある。また、アップリンク伝送において最高のスループットを達成するには、プリコーディングを使用することが必須であることが指摘されている。ＭＩＭＯをＳＣ−ＦＤＭＡのアップリンク（ＵＬ）に使用するには、アップリンク用のＭＩＭＯアンテナごとに１つ、つまり少なくとも２つの送信機を使用する必要がある。ＷＴＲＵにおいて２つ以上の送信機を用いることの他の利点は、ビームフォーミングを使用してマルチユーザＭＩＭＯを強化できる可能性、および時空間（Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ：ＳＴ）／周波数デコーディング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ：ＦＤ）などのダイバーシチ方法を使用できる可能性である。

効率的なフィードバックを行うと、フィードバックオーバヘッドを減らしたり、またはパフォーマンスを向上したりすることができる。フィードバックオーバヘッドの低減は、固有基底（ｅｉｇｅｎ−ｂａｓｉｓ）のフィードバックに対してヤコビ回転を使用すると実現できる可能性がある。さらなるオーバヘッドの低減は、ヤコビ変換により固有基底のデルタを追跡し、次に新しい固有基底にフィードバックを提供する反復アプローチによる差分フィードバックを使用することによって達成することができる。

フィードバックオーバヘッドの低減およびパフォーマンス向上の可能性のためには、差分フィードバックおよび反復的なヤコビ回転を使用することが望ましいであろう。反復的なヤコビ変換に基づくフィードバックは、２つ以上の伝送アンテナを用いるＭＩＭＯの提議において解決策となる可能性がある。

本発明は、送信機および受信機を含む無線通信システムにおいて、ＭＩＭＯプリコーディング方法のパフォーマンスを評価して、ＭＩＭＯプリコーディングの量子化、グループフィードバックおよびフィードバック遅延の影響を考慮する。このシステムでは、シングルコードワード構成（ＳＣＷ）またはダブルコードワード（ＤＣＷ）構成のいずれでも使用することができる。特異値分解（ＳＶＤ）を使用してプリコーディング行列（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｍａｔｒｉｘ）を生成することができる。ＭＩＭＯプリコーディングまたは送信固有ビームフォーミング（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｅｉｇｅｎ−ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ：ＴｘＢＦ）の量子化は、コードブックに基づいて実施することができる。グループフィードバックは、サブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）のグループごとに１つのフィードバックと見なす。差分フィードバックおよび非差分フィードバック（ｎｏｎ−ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｆｅｅｄｂａｃｋ）の組合せを使用する、コードブックに基づくＭＩＭＯプリコーディング方法も提供される。このプリコーディング方法では、非差分フィードバックのみを使用することもできる。

本発明は、ＭＩＭＯプリコーディング方法のパフォーマンスを評価して、ＭＩＭＯプリコーディングの量子化、グループフィードバックおよびフィードバック遅延の影響を考慮する。ＳＶＤを使用して、プリコーディング行列を生成することができる。ＭＩＭＯプリコーディングまたはＴｘＢＦの量子化は、コードブックに基づいて実施することができる。グループフィードバックは、サブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）のグループごとに１つのフィードバックと見なす。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを使用する、コードブックに基づくＭＩＭＯプリコーディング方法について検討する。

本発明は、アップリンクＭＩＭＯにおいてヤコビ回転に基づくプリコーディングフィードバック方法を提供する。本発明は、ＯＦＤＭ（Ａ）を使用するダウンリンクＭＩＭＯにも適用することができる。周期的な再設定を行う差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せについて考慮する。差分フィードバックと共に適切な再設定を行うことでパフォーマンスが向上することが明らかにされている。差分フィードバックでは、非差分フィードバックに比べて約３３％という大幅に少ないフィードバックオーバヘッドが生じるが、パフォーマンスは維持される。

量子化、グループフィードバックおよびフィードバック遅延によるＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンス低下について検討する。ＭＩＭＯプリコーディングの量子化によるパフォーマンス低下は、わずかなｄＢ内にあることが明らかにされている。グループフィードバックによるＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンス低下は、チャネルのコヒーレント帯域幅およびフィードバックグループのサイズによって異なる。損失は、２５ＲＢごとのフィードバックに対して１ｄＢ以内である。また、フィードバック遅延によるパフォーマンス低下は、３ｋｍ／時または２伝送時間間隔（ＴＴＩ）など、低速または短いフィードバック遅延に対して、わずかなｄＢ内であることが明らかにされている。速度またはフィードバック遅延が増加するとパフォーマンスは低下する。

本発明は、例として以下に示す好ましい実施形態の説明および添付の図面によって、より詳細に理解され得るであろう。

ＴＵ−６（Ｔｙｐｉｃａｌ Ｕｒｂａｎ ６）チャネルモデルを使用した、フレーム誤り率と信号対ノイズ比の関係を示すグラフである。理想的なフィードバックと量子化されたフィードバックとの比較が示されている。 ＳＣＭＥ−Ｃ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ Ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｃ）チャネルモデルを使用した、フレーム誤り率と信号対ノイズ比の関係を示すグラフである。理想的なフィードバックと量子化されたフィードバックとの比較が示されている。ＴＵ−６チャネルモデルと比べて、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルモデルの量子化されたフィードバックの方が損失が少ないことが観察される。これはＳＣＭＥ−Ｃチャネルモデルの相関特性による。 差分フィードバックと非差分フィードバックとを比較するグラフである。 異なる再設定間隔を使用したフィードバックのグラフである。 低速なＳＣＭＥ−Ｃに対するフィードバック遅延のある差分フィードバックを比較するグラフである。 高速なＳＣＭＥ−Ｃに対する差分フィードバックおよびフィードバック遅延のグラフである。 高速なＳＣＭＥ−Ｃに対する非差分フィードバックおよびフィードバック遅延のグラフである。 本発明による、差分フィードバックビットまたは非差分フィードバックビットを処理するためのプリコーディング行列発生器を含む送信機のブロック図である。 図８Ａのプリコーディング行列発生器の詳細を示した図である。 図８Ａのプリコーディング行列発生器の詳細を示した図である。 本発明による、図８Ａの送信機のプリコーディング行列発生器によって処理されるフィードバックビットを生成するフィードバック発生器を含む受信機のブロック図である。 図９Ａの受信機のフィードバック発生器の詳細を示した図である。 図９Ａの受信機のフィードバック発生器の詳細を示した図である。 図９Ｂのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。 図９Ｂのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。 図９Ｃのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。 図９Ｃのフィードバック発生器に使用されるプリコーディング行列発生器の別の実施形態を示した図である。 高いデータスループットＳＮＲ領域に対してシングルユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）で単一入力、複数出力（ＳＩＭＯ）する際のダブルコードワードのパフォーマンスの比較を示した図である。 ＳＣＭＥ−Ｃチャネルを用いるＷＴＲＵおよびｅＮｏｄｅＢの２本以上のアンテナに対してアップリンクプリコーディングＭＩＭＯを使用するシングルコードワードおよびダブルコードワードのパフォーマンス比較を示した図である。

以下、「無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）」という用語は、移動端末装置（ＵＥ）、移動局、固定または移動可能な加入者端末、携帯無線呼出し器、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、コンピュータ、あるいは無線環境において動作可能なその他のあらゆる種類のユーザ装置を含むが、これらには限定されない。以下、「基地局」という用語は、Ｎｏｄｅ−Ｂ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ）、あるいは無線環境において動作可能なその他のあらゆる種類の接続装置を含むが、これらには限定されない。

非差分フィードバック
ヤコビ回転を使用して行列の対角化を実施する。チャネル応答行列Ｈ（またはチャネル応答行列の推定）は、次のように分解することができる。
Ｈ＝ＵＤＶ^H 式（１）
ここで、ＵおよびＶはユニタリー行列である。つまり、Ｕ^HＵ＝ＩおよびＶ^HＶ＝Ｉとなる。Ｄは対角線に特異値を持つ対角行列であり、Ｖは固有行列（固有ベクトルから構成される）であり送信機においてプリコーディング行列として使用することができ、Ｖ^Hはプリコーディング行列（固有行列）Ｖのエルミート行列である。チャネル相関行列Ｒは、次のように定義される。
Ｒ＝Ｈ^HＨ 式（２）
これは、チャネル応答行列Ｈのエルミート行列の転置とチャネル応答行列Ｈ自体との積である。チャネル相関行列Ｒは、次のように分解することができる。
Ｒ＝ＶＤ²Ｖ^H 式（３）

ヤコビ回転を使用して、次のようにチャネル相関行列Ｒ上において行列の対角化を実施する。
Ｄ²＝Ｊ^HＲＪ 式（４）

対角化とは、任意の行列を対角行列に変換するプロセスのことである。対角化は、一般的に多重信号を分離するために、および／または所望の信号と干渉とを分離するために、無線通信および信号処理用途において使用される。式（４）は、チャネル相関行列Ｒを対角行列Ｄ²に対角化するプロセスを示している。式（４）では、ヤコビ回転行列Ｊは右側においてチャネル相関行列Ｒで乗ぜられ、ヤコビ回転行列Ｊのエルミート行列の転置は、左側においてチャネル相関行列Ｒで乗ぜられる。この結果として得られる行列が、対角行列であるＤ²である。式（１）と式（３）とを比較すると、固有行列Ｖを見つけるためにチャネル応答行列Ｈを対角化することは、固有行列Ｖを見つけるためにチャネル相関行列Ｒを対角化することと等価であることが認められる。式（３）は、次のように書き換えることができる。
Ｖ^HＲＶ＝Ｄ² 式（５）

式（４）と式（５）とを比較すると、固有値分解（またはＳＶＤ）およびヤコビ回転を対角化変換に使用して、チャネル相関行列Ｒを対角化すると、ヤコビ行列Ｊは固有行列Ｖになることが認められる。２×２構成に対するヤコビ回転変換またはプリコーディング行列（あるいはヤコビ回転変換またはプリコーディング行列の推定）は、次のように表される。

ここで、

および

はヤコビ回転用パラメータの推定である。パラメータ

および

は、式９および１０によって得ることができる。パラメータ

および

も、次の式６ｂを解くことによって得ることができる。

プリコーディング行列（固有行列）Ｖは、次のように表される。

チャネル相関行列Ｒは、次のように表される。

非差分フィードバックに対して、プリコーディング行列Ｖのフィードバックが実施される。前の節で説明したように式（４）と式（５）とを比較すると、プリコーディング行列Ｖはヤコビ回転行列Ｊと等価であるため、プリコーディング行列Ｖはヤコビ回転行列Ｊに変換することができる。プリコーディング行列Ｖをフィードバックすることは、ヤコビ回転行列Ｊをフィードバックすること、またはヤコビ回転行列のパラメータ

および

をフィードバックすることと等価である。プリコーディング行列Ｖのフィードバックは、ｖ１１、ｖ１２、ｖ２１、およびｖ２２（プリコーディング行列Ｖの要素または固有ベクトル）またはｒ１１、ｒ１２、ｒ２１、およびｒ２２（チャネル相関行列Ｒの要素）の代わりに、

および

という２つの要素によって表すことができる。行列変換のパラメータのフィードバック（

および

のフィードバックなど）は、全プリコーディング行列のフィードバックまたはプリコーディングベクトル自体（プリコーディング行列Ｖ、または同等にその要素ｖ１１、ｖ１２、ｖ２１、およびｖ２２のフィードバック、またはチャネル相関行列Ｒ、または同等にその要素ｒ１１、ｒ１２、ｒ２１、およびｒ２２のフィードバックなど）より効率的である。

ヤコビ変換パラメータ

および

は、次の２つの式を使用して計算することができる。

ここで、ｒ_yは、ｉ行目のｊ列目に対応するチャネル相関行列Ｒの要素である。

フィードバックオーバヘッドをさらに減らすために、更新間の行列変換

および

のパラメータの変更または差分だけを計算してフィードバックする差分処理を導入する。

差分処理のために生じるエラーの蓄積および伝播を回避するために、差分フィードバックと共に周期的にエラーの再設定を実施する、差分フィードバックと非差分フィードバックとを組み合わせる方法を考慮する。

差分フィードバック
反復的なヤコビ変換を使用する差分フィードバックを実施する。

フィードバックインスタンスｎに関して、ヤコビ回転Ｊ（ｎ）がチャネル相関行列Ｒに適用される。これは、次の式で表される。
Ｊ（ｎ）^HＲ（ｎ）Ｊ（ｎ）＝Ｄ² 式（１１）
次のフィードバックインスタンスｎ＋１に関して、ヤコビ回転行列が更新されていない場合、フィードバックインスタンスｎのヤコビ回転を使用する行列Ｒの対角化は、次の式で表すことができる。

は対角線ではない。しかし、チャネルがゆっくりと変更されると、

は対角線に接近する。チャネルが変更されなければ、

は対角線である。ＭＩＭＯチャネルが変更されると、

は対角線ではなくなる。正確な対角化のために、プリコーディング行列を更新し、したがってヤコビ回転行列を更新する必要がある。ΔＪ（またはΔＪ（ｎ））を、差分プリコーディング行列（デルタプリコーディング行列）と呼び、フィードバックインスタンスｎでのフィードバック行列更新のデルタを表す。デルタプリコーディング行列のヤコビ回転変換用のパラメータ

および

は、受信機から送信機に送り返される。これは、デルタプリコーディング行列の代わりに完全なプリコーディング行列がフィードバックされる非差分フィードバックと対照的である。完全なプリコーディング行列のヤコビ回転変換用のパラメータ

および

は、送信機にフィードバックされる。チャネルが変更されると、正確な対角化のために、ヤコビ回転または変換を更新する必要がある。

ここで、ΔＪ（ｎ）はフィードバックインスタンスｎのフィードバック更新のデルタである。差分フィードバックまたはデルタフィードバックΔＪ（ｎ）は受信機において推定および計算され、送信機（および／または必要に応じて受信機）での次のプリコーディングプロセスＪ（ｎ＋１）のためにプリコーディング行列Ｊ（ｎ）を更新するために、受信機から送信機に送り返される。

差分フィードバックまたはデルタフィードバックΔＪは、

から得ることができる。

ここで、

である。

次の式（１５）および（１６）を使用すると、差分プリコーディング行列ΔＪを得ることができる（つまり

および

を得ることができる）。

あるいは、差分フィードバックΔＪは、次の式を使用して、前のプリコーディング行列Ｊ（ｎ）のエルミート行列の転置にプリコーディング行列Ｊ（ｎ＋１）を乗ずることにより、受信機において計算することができる。
ΔＪ（ｎ）＝Ｊ（ｎ）^HＪ（ｎ＋１） 式（１７）
ここで、Ｊ（ｎ＋１）は、フィードバックインスタンスｎ＋１に関して式（２）および（４）で記述したように、受信機において相関行列Ｒ（ｎ＋１）から計算することができる。送信機はフィードバックΔＪ（ｎ）を受信して、Ｊ（ｎ＋１）のプリコーディング行列更新に使用する。プリコーディング行列はＪ（前の節で説明したようにＪとＶは等価であるためＶに等しい）として表されることに留意されたい。送信機において前のプリコーディング行列Ｊ（ｎ）は、次のプリコーディング行列Ｊ（ｎ＋１）を得るために更新される。送信機は最初にフィードバックビットを受信してデコードし、そのフィードバックビットをデルタプリコーディング行列ΔＪに変換する。この操作は、次の式を使用して、送信機で使用される前のプリコーディング行列Ｊ（ｎ）を、送信機が受信機から受信してデコードおよび変換を行う差分プリコーディング行列ΔＪ（ｎ）で乗ずることによって、送信機で実施することができる。
Ｊ（ｎ＋１）＝Ｊ（ｎ）・ΔＪ（ｎ） 式（１８）
Ｊ（ｎ＋１）はＲ（ｎ＋１）から計算することができ、Ｒ（ｎ＋１）はＨ（ｎ＋１）から計算される。

対角化は、式（１３）に記述したように、更新された差分プリコーディング行列ΔＪを使用して達成され、結果として得られる式は、次のように書き直すことができる。
Ｊ（ｎ＋１）^HＲ（ｎ＋１）Ｊ（Ｎ＋ｌ）＝Ｄ² 式（１９）
ここで、Ｊ（ｎ＋１）とΔＪとは、式（１８）によって関連付けられている。

差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せ
差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを、グループフィードバックと共に使用できることに留意されたい。グループフィードバックでは、隣接するサブキャリアまたはリソースブロック（ＲＢ）は類似したフェージング動作を示すと想定されるため、これらの技術を組み合わせて適用することができる。

一般的に、差分フィードバックは低速チャネルに適しており、非差分フィードバックは高速チャネルに適している。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを、フィードバックオーバヘッドの低減およびパフォーマンス向上のために考慮することができる。

差分フィードバックは、差分処理によるエラーの蓄積または伝播を回避するために、Ｎ ＴＴＩごと、Ｎフィードバック間隔ごと、一定時間ごと、または非周期的に再設定することができる。Ｎは所定の整数である。各再設定において、非差分フィードバックが使用される。非差分フィードバックは、Ｎ ＴＴＩごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用される。再設定期間には、完全なプリコーディング行列がフィードバックされるが、再設定と再設定の間または非差分フィードバックと非差分フィードバックの間には、デルタプリコーディング行列だけがフィードバックされる。

フィードバックオーバヘッドを減らすことができる。差分フィードバックでは、より少ないビット（例えば２ビット）が量子化に必要となる。非差分フィードバックでは、より多くのビット（例えば３ビット）が量子化に必要となる。

例えば、量子化に３フィードバックビットを必要とする８つのコードワードから構成されるコードブックが非差分フィードバックに使用される。その一方、４つのコードワードが差分フィードバックに使用され、これには、より少ないフィードバックビット（２ビット）が必要となる。フィードバックは複数のリソースブロック（ＲＢ）の平均に基づくことができる（例えば２、５、６、１０ＲＢ）。ここで、ＲＢは複数のサブキャリアを含むブロックとして定義する（例えば１２または２５のサブキャリア）。

２つのコードブックを使用する。量子化に使用されるコードブック（差分コードブック）は、差分フィードバックの（θ、φ）プレーンの基点に集中するが、非差分フィードバックのコードブック（非差分コードブック）は、コードワードが一様に分散されて均一である。一実装においては、差分コードブックは４つのコードワードから構成される。非差分コードブックは８つのコードワードから構成される。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せにより、フィードバックオーバヘッドを減らし、ＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを向上することができる。

シミュレーションにおける想定事項
使用するシミュレーションにおける想定事項およびパラメータを、以下の表１に示す。

シミュレーション結果および説明
図１は、ＴＵ６チャネルモデルおよび車両速度３ｋｍ／時に対するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。異なるグループサイズのグループフィードバックを用いるＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを比較している。グループフィードバックは、最も高いフィードバックオーバヘッドを必要とする、サブキャリアごとのフィードバックではない。グループフィードバックは、Ｌ個のサブキャリアごとに１フィードバックを使用する。グループフィードバックなしでのパフォーマンスに対して（つまりＬ＝１）、約０．３ｄＢの低下が１２サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。グループフィードバックなしに対して、約０．８ｄＢのパフォーマンス低下が２５サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。

これに加えて、図１では、量子化を用いる場合および用いない場合のＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを比較している。フィードバックグループごとに２ビットを使用する差分フィードバックでは、グループフィードバックのすべてのサイズ（Ｌ＝１、１２、および２５サブキャリア）に対して、量子化の結果として約０．３ｄＢの低下が見られる。フィードバックは１ＴＴＩごとに更新され、１０ＴＴＩごとに再設定された。

図２は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび車両速度３ｋｍ／時に対するグループフィードバックおよびコードブック量子化を使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。グループフィードバックなしでのパフォーマンスに対して（つまりＬ＝１）、約０．１ｄＢの低下が１２サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。グループフィードバックなしに対して、約０．２ｄＢの低下が２５サブキャリアごとに１フィードバックを使用するグループフィードバックに見られる。これに加えて、フィードバックグループごとに２ビットを使用する量子化による約０．３ｄＢの低下が見られる。

図３は、差分フィードバックおよび非差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンス比較を示す図である。２ビット／３ビットを混合する方法を使用する、差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せのパフォーマンスを、３ビットを使用する非差分フィードバックと比較する。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せでは、再設定期間ごとに２ビットの量子化と共に３ビットの量子化を使用する。

差分処理に適切な再設定間隔で、より少ないビット（２ビット）を使用する差分フィードバックのパフォーマンスは、完全なフィードバックおよびより多くのビット（３ビット）を使用する非差分フィードバックのパフォーマンスに近いことが観察される。差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せは、反復間隔および再設定期間に基づいて、非差分フィードバックのフィードバックオーバヘッドと比較して、フィードバックオーバヘッドを３３％程度減らすことができる。量子化を用いない理想的なプリコーディング／ＴｘＢＦに対して、量子化を使用するプリコーディングのパフォーマンスにおいて約０．３〜０．４ｄＢの低下である。

図４は、再設定を用いる差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。適切な再設定を用いるＴＴＩごとの差分フィードバックのパフォーマンスが２ｄＢ向上することが示されている。この理由は、差分フィードバックでは、量子化によるプリコーディングエラーが蓄積または伝播される場合があるためである。再設定プロセスによりエラーが修正され、パフォーマンスが向上する。

Ｎ＝１０、２０、３０、および５０ＴＴＩという異なる再設定間隔を用いる差分フィードバックのパフォーマンスを比較する。パフォーマンス低下は無視できる範囲であり、約０．１ｄＢのパフォーマンス低下が、５０ＴＴＩという最も長い再設定間隔において見られる。これは潜在的なフィードバックビットエラーが原因ではないことに注意されたい。このようなエラーは、エラー保護のためにほとんど発生しないと考えられる。

図５は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび車両速度３ｋｍ／時に対するフィードバック遅延のある差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。量子化およびフィードバック遅延なしに対して、２ビットの量子化およびフィードバック遅延の組合せによるパフォーマンス低下は、２ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約０．３ｄＢ、６ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約０．４ｄＢである。

図６は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび車両速度１２０のｋｍ／時に対するフィードバック遅延のある差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。フィードバック遅延のないパフォーマンスに対して、約０．６ｄＢの低下が２ＴＴＩフィードバック遅延の結果として生じ、約１．５ｄＢの低下が６ＴＴＩフィードバック遅延の結果として生じることが示されている。量子化およびフィードバックのない理想的なプリコーディングのパフォーマンスと比較すると、差分フィードバックのパフォーマンスは、量子化ならびに２ＴＴＩおよび６ＴＴＩのフィードバック遅延の組合せに対して、それぞれ約１．７ｄＢおよび２．７ｄＢの低下がある。

図７は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルおよび１２０ｋｍ／時に対する非差分フィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングのパフォーマンスを示す図である。フィードバック遅延のないパフォーマンスと比較して、パフォーマンスが２ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約０．５ｄＢ、６ＴＴＩのフィードバック遅延に対して約２ｄＢ低下することが示されている。量子化およびフィードバックのない理想的なプリコーディングのパフォーマンスと比較すると、差分フィードバックのパフォーマンスは、量子化ならびに２ＴＴＩおよび６ＴＴＩのフィードバック遅延の組合せに対して、それぞれ約０．７ｄＢおよび２．２ｄＢの低下がある。速度によるパフォーマンス損失を減らすために、このような高速チャネルに対してはフィードバック遅延が短い方が望ましいことは明らかである。

差分フィードバック、非差分フィードバック、およびグループフィードバックを使用するＭＩＭＯプリコーディングは、ＳＣ−ＦＤＭＡまたはＯＦＤＭＡエアインターフェースのアップリンクまたはダウンリンクＭＩＭＯに適用することができる。次に、ＳＣ−ＦＤＭＡエアインターフェースを用いるアップリンクＭＩＭＯにおける差分フィードバックの動作を示す。

これらの技術は、１を超える任意の数のアンテナに拡張することができる。

構造
図８Ａは、本発明による、デュアル送信チェーンを用いるプリコーディングを使用するアップリンクＭＩＭＯのＤＣＷ構成用の送信機８００のブロック図である。ＳＣＷの場合には、符号化データは、それぞれが異なる変調を持つ並列するストリームに分割される。送信機８００は、ｅＮｏｄｅＢまたは基地局（つまりＬＴＥ用語におけるｅＮｏｄｅＢ）とすることができる。

図８Ａを参照すると、送信機８００は、デマルチプレクサ８１０、複数のチャネルエンコーダ８１５₁〜８１５_n、複数のレートマッチングユニット８２０₁〜８２０_n、複数の周波数インタリーバ８２５₁〜８２５_n、複数のコンスタレーションマッピングユニット８３０₁〜８３０_n、複数の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット８３５₁〜８３５_n、プリコーダ８４０、サブキャリアマッピングユニット８４５、複数のマルチプレクサ８５０₁〜８５０_n、複数の逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）ユニット８５５₁〜８５５_n、複数のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）挿入ユニット８６０₁〜８６０_n、複数のアンテナ８６５₁〜８６５_n、およびプリコーディング行列発生器８７５を含む。送信機８００の構成は例として提供するものであり、限定するために提供したものではなく、この処理は、これより多いまたは少ない構成要素によって実施することが可能であり、また処理の順序は入れ替えることができることに注意されたい。

送信データ８０５は、最初にデマルチプレクサ８１０によって複数のデータストリーム８１２₁〜８１２_nに多重分離される。適応変調符号化（ＡＭＣ）を、データストリーム８１２₁〜８１２_nのそれぞれに使用することができる。次に、各データストリーム８１２₁〜８１２_n上のビットはチャネルエンコーダ８１５₁〜８１５_nのそれぞれによって符号化され、符号化ビット８１８₁〜８１８_nが生成される。この符号化ビットはその後、レートマッチングユニット８２０₁〜８２０_nのそれぞれによって、レートマッチングのためにパンクチャされる。あるいは、１つの送信データを複数のデータストリームに解析するのではなく、複数の入力データストリームをチャネルエンコーダおよびレートマッチングユニットによって符号化してパンクチャすることができる。

レートマッチング８２２₁〜８２２_n後の符号化されたデータは、インタリーバ８２５₁〜８２５_nによってインタリーブされることが好ましい。その後、選択された変調方式に従って、インタリーブ８２８₁〜８２８_n後のデータビットは、コンスタレーションマッピングユニット８３０₁〜８３０_nによってシンボル８３２₁〜８３２_nにマッピングされる。変調方式には、２進移相変調（ＢＰＳＫ）、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、８ＰＳＫ、１６直交振幅変調（ＱＡＭ）、６４ＱＡＭ、または同様の変調方式を使用することができる。各データストリーム上のシンボル８３２₁〜８３２_nはＦＦＴユニット８３５₁〜８３５_nによって処理され、これらのＦＦＴユニットは周波数領域データ８３８₁〜８３８_nを出力する。

プリコーディング行列発生器８７５は非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビット（またはフィードバックチャネル測定基準）を使用して、１組のプリコーディングウェイト８８０（つまりプリコーディング行列）を生成する。このプリコーディングウェイトは、周波数領域データストリーム８３８₁〜８３８_n上でプリコーディングを実施するためにプリコーダ８４０に送られる。

図８Ｂおよび図８Ｃは、図８Ａの送信機８００のプリコーディング行列発生器８７５の詳細を示す図である。

フィードバックビット８７０が非差分フィードバックビット８７０’を含んでいる場合、プリコーディング行列発生器８７５は、図８Ｂに示すプリコーディング発生器８７５’として構成することができる。プリコーディング行列発生器８７５’は、非差分コードブック８８８を使用して、非差分フィードバックビット８７０’を完全なプリコーディング行列８８０’（Ｊ）に変換するフィードバックビットから完全なプリコーディング行列へのマッピングユニット８９０を含む。

フィードバックビット８７０が差分フィードバックビット８７０”を含む場合は、プリコーディング行列発生器８７５は、図８Ｃに示すプリコーディング行列発生器８７５”として構成することができる。プリコーディング行列発生器８７５”は、差分コードブック８９２を使用して、差分フィードバックビット８７０”をデルタプリコーディング行列８９６（ΔＪ）に変換するフィードバックビットからデルタプリコーディング行列へのマッピングユニット８９４を含む。デルタプリコーディング行列８９６は、

および

で表される。プリコーディング行列発生器８７５”は、デルタプリコーディング行列８９６を、

および

によって表される完全なプリコーディング行列８８０”（Ｊ）に変換する完全なプリコーディング行列生成および更新ユニット８９８をさらに含む。

図８Ａを再度参照すると、空間拡散（ｓｐａｔｉａｌ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）またはビームフォーミングと同様に、プリコーダ８４０は周波数領域データ８３８₁〜８３８_nの各ストリームにウェイトを適用し、プリコーディングしたデータストリーム８４２₁〜８４２_nを出力する。サブキャリアマッピングユニット８４５は、プリコーディングされたデータストリーム８４２₁〜８４２_nを、利用者に割り当てられるサブキャリアにマッピングする。サブキャリアマッピングは、分散されたサブキャリアマッピングとすることもでき、あるいは局所的なサブキャリアマッピングとすることもできる。

サブキャリアがマッピングされたデータ８４２₁〜８４２_nは、マルチプレクサ８５０₁〜８５０_nによってパイロット８４９と多重化され、その出力８５２₁〜８５２_nは、次にＩＦＦＴユニット８５５₁〜８５５_nによって処理される。ＩＦＦＴユニット８５５₁〜８５５_nは、時間領域データ８５８₁〜８５８_nを出力する。ＣＰが、ＣＰ挿入ユニット８６０₁〜８６０_nによって各時間領域データストリーム８５８₁〜８５８_nに追加される。次に、ＣＰ８６２₁〜８６２_nを含む時間領域データが、アンテナ８６５₁〜８６５_nを介して送信される。

図９Ａは、本発明による、図８Ａの送信機８００によって送信された信号を受信して処理する受信機９００のブロック図である。ＳＣＷの場合には、単一のデコーダを使用することができる。受信機９００は、ＷＴＲＵとすることができる。

プリコーダ行列コードワードインデックスは、基地局（つまりＬＴＥ用語のｅＮｏｄｅＢ）からＷＴＲＵにフィードバックされると想定する。

受信機９００は、複数のアンテナ９０５₁〜９０５_n、複数のＣＰ除去ユニット９１０₁〜９１０_n、複数のＦＦＴユニット９１５₁〜９１５_n、チャネル推定器９２０、サブキャリアデマッピングユニット９２５、ＭＩＭＯデコーダ９３０、複数のＩＦＦＴユニット９３５₁〜９３５_n、複数のデータ復調機９４０₁〜９４０_n、複数のデインタリーバ９４５₁〜９４５_n、複数の順方向誤り修正（ＦＥＣ）ユニット９５０₁〜９５０_n、空間デパーサ９５５、およびフィードバック発生器９６０を含む。ＭＩＭＯデコーダ９３０は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）デコーダ、ＭＭＳＥ連続干渉除去（ＳＩＣ）デコーダ、最尤（ＭＬ）デコーダ、またはＭＩＭＯに対する他の高度な技術を使用するデコーダとすることができる。

引き続き図９Ａを参照する。ＣＰ除去ユニット９１０₁〜９１０_nは、アンテナ９０５₁〜９０５_nによって受信されたデータストリーム９０８₁〜９０８_nのそれぞれからＣＰを取り除く。ＣＰを取り除いた後に、ＣＰ除去ユニット９１０₁〜９１０_nによって出力された処理済みデータストリーム９１２₁〜９１２_nは、ＦＦＴユニット９１５₁〜９１５_nによって周波数領域データ９１８₁〜９１８_nに変換される。チャネル推定器９２０は、従来の方法を使用して、周波数領域データ９１８₁〜９１８_nからチャネル推定９２２を生成する。チャネル推定はサブキャリアごとに実施される。サブキャリアデマッピングユニット９２５は、図８Ａの送信機８００で実施されたのと反対の操作を実施する。次に、サブキャリアがデマッピングされたデータ９２８₁〜９２８_nは、ＭＩＭＯデコーダ９３０によって処理される。

ＭＩＭＯのデコードを行った後に、デコードしたデータ９３２₁〜９３２_nは、ＩＦＦＴユニット９３５₁〜９３５_nによって処理されて時間領域データ９３８₁〜９３８_nに変換される。時間領域データ９３８₁〜９３８_nは、ビットストリーム９４２₁〜９４２_nを生成するために、データ復調機９４０₁〜９４０_nによって処理される。ビットストリーム９４２₁〜９４２_nは、デインタリーバ９４５₁〜９４５_nによって処理される。このデインタリーバは、図８Ａの送信機８００のインタリーバ８２５₁〜８２５_nとは反対の操作を実施する。次に、デインタリーブされたビットストリーム９４８₁〜９４８_nのそれぞれは、ＦＥＣユニット９５０₁〜９５０_nのそれぞれによって処理される。ＦＥＣユニット９５０₁〜９５０_nによって出力されたデータビットストリーム９５２₁〜９５２_nは、データ９６２を回復するために空間デパーサ９５５によって組み合わせられる。フィードバック発生器は、非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットを生成し、これが送信機８００のプリコーディング行列発生器８７５にフィードバックされる。

図９Ｂおよび図９Ｃは、図９Ａの受信機９００のフィードバック発生器９６０の詳細を示す図である。

フィードバックビット８７０が非差分フィードバックビット８７０’を含む場合、フィードバック発生器９６０は、図９Ｂに示すフィードバック発生器９６０’として構成することができる。フィードバック発生器９６０’はプリコーディング行列発生器１００５’を含み、プリコーディング行列発生器１００５’は完全なプリコーディング行列１０１０（Ｊ）をパラメータ

および

の形で出力する。完全なプリコーディング行列１０１０はフィードバックビット発生器１０２０’に送られ、フィードバックビット発生器１０２０’は非差分コードブック１０１５を使用して非差分フィードバックビット８７０’を生成する。

フィードバックビット８７０が差分フィードバックビット８７０”を含む場合、フィードバック発生器９６０は、図９Ｃに示すフィードバック発生器９６０”として構成することができる。フィードバック発生器９６０”はプリコーディング行列発生器１００５”を含み、プリコーディング行列発生器１００５”は、デルタプリコーディング行列１０１２（△Ｊ）をパラメータ

および

の形で出力する。デルタプリコーディング行列１０１２はフィードバックビット発生器１０２０”に送られ、フィードバックビット発生器に１０２０”は、差分コードブック１０１８を使用して差分フィードバックビット８７０”を生成する。

図１０Ａおよび図１０Ｂは、図９Ｂのフィードバック発生器９６０’に使用されるプリコーディング行列発生器１００５’の別の実施形態を示す図である。一実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５’は、式（１）および式（６ｂ）に基づいて非差分フィードバックビットを生成するために使用する完全なプリコーディング行列１０１０’を生成する。他の実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５’は、式（２）、式（９）、および式（１０）に基づいて非差分フィードバックビットを生成するために使用する完全なプリコーディング行列１０１０”を生成する。

図１０Ｃおよび図１０Ｄは、図９Ｃのフィードバック発生器９６０”で使用するプリコーディング行列発生器１００５”の他の実施形態を示す図である。一実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５”は、式（２）、（１２）、（１５）、および（１６）に基づいて差分フィードバックビットを生成するために使用するデルタプリコーディング行列１０１２’を生成する。他の実施形態では、プリコーディング行列発生器１００５”は、式（１７）に基づいて差分フィードバックビットを生成するために使用するデルタプリコーディング行列１０１２”を生成する。

プリコーディング
プリコーディングは、例えばＳＶＤに基づいて固有ビームフォーミング（ｅｉｇｅｎ−ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）を使用する送信ビームフォーミング（ＴｘＢＦ）に基づく。ＳＶＤが最適であるが、他のアルゴリズムをノードＢで使用することもできる。

式（１）によって既に示したように、チャネル行列は、次のようにＳＶＤまたは同等の演算を使用して分解される。

Ｈ＝ＵＤＶ^H
ここで、Ｈはチャネル行列である。空間多重化、ビームフォーミングなどのプリコーディングは、次のように表すことができる。
ｘ＝Ｔｓ 式（２０）
ここで、ｓはデータベクトル、Ｔは一般化されたプリコーディング行列または変換行列である。送信固有ビームフォーミングを使用する場合、プリコーディング行列または変換行列Ｔはビームフォーミング行列Ｖとして選択される。これは上記のＳＶＤ演算（つまりＴ＝Ｖ）から得られる。あるいは、プリコーディング行列または変換行列Ｔは、コードブックまたは量子化から選択される。プリコーディング行列Ｔに対するコードブック内のコードワードまたは量子化の選択は、ＳＩＮＲ、平均二乗誤差（ＭＳＥ）、チャネル容量など所定の基準に基づく。推定されたチャネル行列Ｈに基づいて、すべてのプリコーディング行列の候補から、最高のＳＮＩＲ、最大のチャネル容量、または最小のＭＳＥなど、最高の測定基準を持つプリコーディング行列が選択される。あるいは、ＳＶＤ演算に基づいて、すべてのプリコーディング行列の候補から、行列Ｖの最高の量子化であるコードブック内のコードワードまたはプリコーディング行列が選択される。これは、ＳＣ−ＦＤＭＡに適用するために修正されたＯＦＤＭＡの固有ビームフォーミングに類似している。

ＳＶＤ演算により直交ストリームが得られるため、ｅＮｏｄｅＢは単純な線形のＭＭＳＥ（ＬＭＭＳＥ）受信機を使用することができる。この式は、次のように表すことができる。

ここで、Ｒは受信処理行列、Ｒ_ssおよびＲ_vvは相関行列、

は、推定されたチャネル応答に対するＶ行列の影響を含む実効チャネル行列である。図８Ａでは、ｅＮｏｄｅＢ（つまり送信機８００）内のプリコーダ８４０は、ｅＮｏｄｅＢからＷＴＲＵに送信される最新の量子化されたプリコーダ行列を使用して、ＷＴＲＵで実効チャネル行列を生成する。

フィードバック
プリコーディング行列をフィードバックする方法では、以前の節で説明したように差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを使用する、コードブックに基づくＭＩＭＯプリコーディング方法を使用する。

この節では、ＳＵ−ＭＩＭＯに対する選択したシミュレーション結果を示す。ＳＵ−ＭＩＭＯとＳＩＭＯとの比較について最初に記述し、その後、シングルコードワードおよびダブルコードワードＳＵ−ＭＩＭＯのパフォーマンス比較について記述する。

シミュレーションパラメータ
想定されるシミュレーションパラメータは表１に示している。空間ストリームごとにＭＣＳの様々な選択によって達成可能なスループットを、以下の表２に示す。

５ＭＨｚにおいてダブルコードワードおよび現実的な符号化率を使用した際に達成可能な最大スループットは、１９．９６８Ｍｂｐｓであり、この数値は２０ＭＨｚの帯域幅においては７９．８７Ｍｂｐｓに相当し、またスペクトル効率は４ｂｐｓ／Ｈｚであることは注目に値する。これに対して、ＳＩＭＯは５ＭＨｚにおいて１０．７５Ｍｂｐｓ、スペクトル効率２．１５に制限される。したがって、ＳＵ−ＭＩＭＯのアップリンクデータ転送速度は、ＳＩＭＯと比較してほぼ２倍にすることができる。

ＳＵ−ＭＩＭＯとＳＩＭＯとの比較
図１１は、高いデータスループットＳＮＲ領域におけるＳＵ−ＭＩＭＯとＳＩＭＯとのダブルコードワードでのパフォーマンスの比較を示す図である。ＳＮＲが２４ｄＢのとき達成可能な最大スループットは約１９Ｍｂｐｓであり、ＳＮＲが２６ｄＢを超えるとき達成可能なスループットは約１９．９７Ｍｂｐｓである。この比較では、ＳＩＭＯを使用すると、達成可能な最大スループットはＳＮＲが２０ｄＢのときに１０．５Ｍｂｐｓである
ことは注目に値する。

ＳＵ−ＭＩＭＯのシングルコードワードとダブルコードワードとの比較
この節では、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルを用いるＷＴＲＵおよびｅＮｏｄｅＢでアップリンクプリコーディングＭＩＭＯを２本のアンテナで使用するシングルコードワードとダブルコードワードとのパフォーマンスの比較を提供する。ＨＡＲＱはシミュレーションしなかったため、公正に比較するために、同じ符号化率をＳＣＷとＤＣＷとの両方に使用した。また、プリコーディングを使用するときに同じ変調を両ストリームのＳＣＷに使用するのは非実用的であるため、ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭの組合せだけを示す。したがって、ＤＣＷで達成可能なより高いスループットは示していない。

図１２は、ＳＣＭＥ−Ｃチャネルを用いるＷＴＲＵおよびｅＮｏｄｅＢでアップリンクプリコーディングＭＩＭＯを２本のアンテナで使用するシングルコードワードおよびダブルコードワードのパフォーマンスの比較を示す図である。

ＤＣＷは、ＳＮＲが低いほど高いスループットを達成し、ＳＮＲが高い場合はこの逆となる。ＳＣＷの方がＤＣＷよりパフォーマンスが高い。この違いはデータ転送速度が最高のときにより明白となり、３ｄＢの違いが見られる。最終的には、同等の変調およびコーディングを使用したため、両方法は同じ最大スループット、つまりシミュレーションした最高のＭＣＳに対して、５ＭＨｚにおいてほぼ１４Ｍｂｐｓに達した。

ＳＮＲが低い方がＤＣＷのパフォーマンスが高い理由は、高い固有モードはシステムの合計ＳＮＲより高いＳＮＲを保持しているためである。したがって、ＳＮＲが低い場合には、このストリームは送信の成功にいくらか貢献するが、より低いストリームは一般的に貢献しない。しかし、ＳＮＲが高い場合には、より低いストリームは比較的高いＢＬＥＲを持っており、このためにＤＣＷの合計スループットが低下する傾向がある。しかし、ＳＣＷの場合には、コーディングにより両方のストリームが扱われるため、高いストリームが低いストリームを保護する。これにより、ＳＮＲが高い場合にＳＣＷの全体的なＢＬＥＲが低くなる。

これらの結果から、約２．８ｂｐｓ／Ｈｚという非常に高いアップリンクのスペクトル効率は、いずれの方法を使用しても達成することができると結論づけることができる。しかし、ＤＣＷの方が約４ｂｐｓ／Ｈｚという、より高いスペクトル効率を達成することができる。この理由は、ＤＣＷではストリームごとに異なる符号化率を用いて１６ＱＡＭを使用できるのに対して、ＳＣＷでは単一の符号化率および異なる変調を使用する必要があるためである。

要約すると、好ましい実施形態によるＳＣ−ＦＤＭＡ用のアップリンクＳＵ−ＭＩＭＯは、以下を達成する。

１）ＵＥでのプリコーディングは、ｅＮｏｄｅＢで実施するＳＶＤまたは同等のアルゴリズムに基づかせることができる。ＳＣＭＥ−Ｃチャネルに対して、コードブックは、例えば６つなど、複数の隣接するＲＢを占有するチャネル平均に基づかせることができる。

２）プリコーディング行列インデックスのフィードバックは、差分フィードバックおよび非差分フィードバックの組合せを使用することにより効率的に実施することができる。代表的なフィードバックパラメータは、６ＲＢごとに２ビットで６ＴＴＩごとに送信するか、または５ＭＨｚにおいて２４ＲＢに対して最大１，３３３ｂｐｓである。これに相当する最大データ転送速度は、１９．９６８Ｍｂｐｓであるため、フィードバック効率は非常に高い。

３）シミュレーションは、ＳＵ−ＭＩＭＯのアップリンクデータ転送速度は、ＳＩＭＯと比較してほぼ２倍（１８６％）にできることを示している。

実施形態
１．受信機および送信機を含むＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムにおいてプリコーディングフィードバックを提供する方法であって、
受信機が非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットのいずれかを送信するステップと、
送信機がフィードバックビットに基づいて第１のプリコーディング行列を更新し、第１のプリコーディング行列を使用して複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするステップとを含む方法。

２．送信機が複数の時間領域データストリームを送信し、各時間領域データストリームはサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を含むステップと、
受信機が時間領域データストリームを受信するステップと、
受信機が複数の処理済みデータストリームを生成するために時間領域データストリームからＣＰを取り除くステップと、
受信機が処理済みデータストリームを周波数領域データに変換するステップと、
受信機がチャネル推定を生成するために周波数領域データに対してチャネル推定を実施するステップと、
受信機がチャネル推定に基づいて第２のプリコーディング行列を生成するステップと、
受信機が第２のプリコーディング行列に基づいてフィードバックビットを生成して送信するステップとをさらに含む実施形態１に記載の方法。

３．第２のプリコーディング行列はデルタプリコーディング行列であり、フィードバックビットは差分フィードバックビットである実施形態２に記載の方法。

４．第２のプリコーディング行列は完全なプリコーディング行列であり、フィードバックビットは非差分フィードバックビットである実施形態２に記載の方法。

５．非差分フィードバックビットが、チャネル推定に関連付けられたチャネル応答行列およびチャネル相関行列の少なくとも１つに対して、行列の対角化を実施するためにヤコビ回転を使用することにより生成される実施形態４に記載の方法。

６．フィードバックビットは非差分フィードバックビットであり、
送信機が、非差分コードブックを使用することにより非差分フィードバックビットを完全なプリコーディング行列にマッピングするステップをさらに含む実施形態１から５のいずれか１つに記載の方法。

７．フィードバックビットは差分フィードバックビットであり、
送信機が、差分コードブックを使用することにより非差分フィードバックビットをデルタプリコーディング行列にマッピングするステップと、
送信機が、デルタプリコーディング行列に基づいて完全なプリコーディング行列を生成するステップとをさらに含む実施形態１から５のいずれか１つに記載の方法。

８．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態１から７のいずれか１つに記載の方法。

９．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態１から８のいずれか１つに記載の方法。

１０．送信機は基地局である実施形態１から８のいずれか１つに記載の方法。

１１．受信機および送信機を含むＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）無線通信システムにおいてプリコーディングフィードバックを提供する方法であって、
受信機が非差分フィードバックビットおよび差分フィードバックビットを送信するステップと、
送信機がフィードバックビットに基づいて第１のプリコーディング行列を更新し、第１のプリコーディング行列を使用して複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするステップとを含む方法。

１２．差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態１１に記載の方法。

１３．差分フィードバックは、Ｎフィードバック間隔ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態１１に記載の方法。

１４．差分フィードバックは、差分処理によるエラー蓄積または伝播を回避するために非周期的に再設定される実施形態１１に記載の方法。

１５．非差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用され、Ｎは所定の整数である実施形態１１に記載の方法。

１６．２ビットが差分フィードバックに使用され、３ビットが非差分フィードバックに使用される実施形態１１に記載の方法。

１７．量子化に３フィードバックビットを必要とする８コードワードから構成されるコードブックが、非差分フィードバックに使用される実施形態１１に記載の方法。

１８．量子化に２フィードバックビットを必要とする４コードワードから構成されるコードブックが、差分フィードバックに使用される実施形態１１に記載の方法。

１９．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態１１から１８のいずれか１つに記載の方法。

２０．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態１１から１９のいずれか１つに記載の方法。

２１．送信機は基地局である実施形態１１から１９のいずれか１つに記載の方法。

２２．複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするために送信機によって使用される第１のプリコーディング行列を更新するために、送信機にフィードバックを提供する受信機であって、
送信機によって送信される複数の時間領域データストリームに関連付けられた周波数領域データに対してチャネル推定を実施することにより、チャネル推定を生成するように構成されたチャネル推定器と、
チャネル推定器に電気的に結合されたフィードバック発生器であって、チャネル推定に基づいて送信機への伝送のためにフィードバックビットを生成するように構成されたフィードバック発生器とを含み、フィードバックビットは非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットのいずれかである受信機。

２３．時間領域データストリームを受信するように構成された複数のアンテナと、
アンテナの１つに電気的に結合された複数のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）除去ユニットであって、各ＣＰ除去ユニットは、処理済みデータストリームを生成するために、アンテナによって受信された複数の時間領域データストリームのそれぞれからＣＰを取り除くように構成されたＣＰ除去ユニットと、
ＣＰ除去ユニットの１つおよびチャネル推定器に電気的に結合された複数の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニットであって、各ＦＦＴユニットは、処理済みデータストリームを周波数領域データに変換するように構成されたＦＦＴユニットとをさらに含む実施形態２２に記載の受信機。

２４．フィードバック発生器は、
チャネル推定に基づいて第２のプリコーディング行列を生成するように構成されたプリコーディング行列発生器と、
プリコーディング行列発生器に電気的に結合されたフィードバックビット発生器であって、第２のプリコーディング行列に基づいてフィードバックビットを生成して送信するように構成されたフィードバックビット発生器とを含む実施形態２２に記載の受信機。

２５．第２のプリコーディング行列はデルタプリコーディング行列であり、フィードバックビットは差分フィードバックビットである実施形態２４に記載の受信機。

２６．第２のプリコーディング行列は完全なプリコーディング行列であり、フィードバックビットは非差分フィードバックビットである実施形態２４に記載の受信機。

２７．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態２２から２６のいずれか１つに記載の受信機。

２８．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態２２から２７のいずれか１つに記載の受信機。

２９．送信機は基地局である実施形態２２から２７のいずれか１つに記載の受信機。

３０．複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするために送信機によって使用される第１のプリコーディング行列を更新するために、送信機にフィードバックを提供する受信機であって、
送信機によって送信される複数の時間領域データストリームに関連付けられた周波数領域データに対してチャネル推定を実施することにより、チャネル推定を生成するように構成されたチャネル推定器と、
チャネル推定器に電気的に結合されたフィードバック発生器であって、チャネル推定に基づいて送信機への伝送のためにフィードバックビットを生成するように構成されたフィードバック発生器とを含み、フィードバックビットは差分フィードバックビットおよび非差分ビットを含む受信機。

３１．差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態３０に記載の受信機。

３２．差分フィードバックは、Ｎフィードバック間隔ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態３０に記載の受信機。

３３．差分フィードバックは、差分処理によるエラー蓄積または伝播を回避するために非周期的に再設定される実施形態３０に記載の受信機。

３４．非差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用され、Ｎは所定の整数である実施形態３０に記載の受信機。

３５．２ビットが差分フィードバックに使用され、３ビットが非差分フィードバックに使用される実施形態３０に記載の受信機。

３６．量子化に３フィードバックビットを必要とする８コードワードから構成されるコードブックが、非差分フィードバックに使用される実施形態３０に記載の受信機。

３７．量子化に２フィードバックビットを必要とする４コードワードから構成されるコードブックが、差分フィードバックに使用される実施形態３０に記載の受信機。

３８．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態３０から３７のいずれか１つに記載の受信機。

３９．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態３０から３８のいずれか１つに記載の受信機。

４０．送信機は基地局である実施形態３０から３８のいずれか１つに記載の受信機。

４１．受信機によって提供されるフィードバックに基づいてプリコーディングを実施する送信機であって、フィードバックは、受信機が送信機から受信する複数の時間領域データストリームに基づいて生成される送信機において、
受信機からフィードバックビットを受信して、フィードバックビットに基づいてプリコーディング行列を更新するように構成されたプリコーディング行列発生器であって、フィードバックビットは非差分フィードバックビットまたは差分フィードバックビットのいずれかであるプリコーディング行列発生器と、
プリコーディング行列発生器に電気的に結合されたプリコーダであって、プリコーディング行列を使用して、複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするように構成されたプリコーダとを含む送信機。

４２．プリコーダは、
差分フィードバックビットをデルタプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットからデルタプリコーディングへのマッピングユニットと、
デルタプリコーディング行列に基づいて完全なプリコーディング行列を生成および更新するための完全なプリコーディング行列生成および更新ユニットとを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４１に記載の送信機。

４３．プリコーダは、
非差分フィードバックビットを完全なプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットから完全なプリコーディングへのマッピングユニットを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４１に記載の送信機。

４４．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態４１から４３のいずれか１つに記載の送信機。

４５．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態４１から４４のいずれか１つに記載の送信機。

４６．送信機は基地局である実施形態４１から４４のいずれか１つに記載の送信機。

４７．受信機によって提供されるフィードバックに基づいてプリコーディングを実施する送信機であって、フィードバックは、受信機が送信機から受信する信号に基づいて生成される送信機において、
受信機からフィードバックビットを受信し、フィードバックビットに基づいてプリコーディング行列を生成するように構成されたプリコーディング行列発生器であって、フィードバックビットは差分フィードバックビットおよび非差分ビットを含むプリコーディング行列発生器と、
プリコーディング行列発生器に電気的に結合されたプリコーダであって、プリコーディング行列を使用して複数の周波数領域データストリームをプリコーディングするように構成されたプリコーダとを含む送信機。

４８．差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態４７に記載の送信機。

４９．差分フィードバックは、Ｎフィードバック間隔ごとに再設定され、Ｎは所定の整数である実施形態４７に記載の送信機。

５０．差分フィードバックは、差分処理によるエラー蓄積または伝播を回避するために非周期的に再設定される実施形態４７に記載の送信機。

５１．非差分フィードバックは、Ｎ伝送タイミング間隔（ＴＴＩ）ごとまたはＮフィードバック間隔ごとに発生し、差分フィードバックが、残りのＴＴＩまたはフィードバック間隔に対して使用され、Ｎは所定の整数である実施形態４７に記載の送信機。

５２．２ビットが差分フィードバックに使用され、３ビットが非差分フィードバックに使用される実施形態４７に記載の送信機。

５３．量子化に３フィードバックビットを必要とする８コードワードから構成されるコードブックが、非差分フィードバックに使用される実施形態４７に記載の送信機。

５４．量子化に２フィードバックビットを必要とする４コードワードから構成されるコードブックが、差分フィードバックに使用される実施形態４７に記載の送信機。

５５．プリコーダは、
差分フィードバックビットをデルタプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットからデルタプリコーディングへのマッピングユニットと、
デルタプリコーディング行列に基づいて完全なプリコーディング行列を生成および更新するための完全なプリコーディング行列生成および更新ユニットとを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４７から５４のいずれか１つに記載の送信機。

５６．プリコーダは、
非差分フィードバックビットを完全なプリコーディング行列にマッピングするためのフィードバックビットから完全なプリコーディングへのマッピングユニットを含み、プリコーダは、周波数領域データストリームをプリコーディングするために完全なプリコーディング行列を使用する実施形態４７から５４のいずれか１つに記載の送信機。

５７．受信機は無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）である実施形態４７から５６のいずれか１つに記載の送信機。

５８．送信機はｅｖｏｌｖｅｄ Ｎｏｄｅ−Ｂ（ｅＮｏｄｅＢ）である実施形態４７から５７のいずれか１つに記載の送信機。

５９．送信機は基地局である実施形態４７から５７のいずれか１つに記載の送信機。

本発明の特徴および要素は好ましい実施形態において特定の組合せを用いて説明されているが、各特徴または要素は、好ましい実施形態の他の特徴および要素を用いずに単独で用いることが可能であり、または本発明の他の特徴および要素を用いてもしくは用いずに様々な組合せで用いることができる。本発明で提供される方法またはフローチャートは、汎用コンピュータまたはプロセッサによって実行するためにコンピュータで読み出し可能な記憶媒体に実際に組み込まれているコンピュータプログラム、ソフトウェア、またはファームウェアに実装することができる。コンピュータで読み出し可能な記憶媒体の例としては、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体記憶装置、内蔵型ハードディスクおよび取り外し可能ディスクなどの磁気媒体、光磁気媒体、およびＣＤ−ＲＯＭディスクなどの光学式媒体、ならびにデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などがある。

適したプロセッサの例を挙げると、汎用プロセッサ、特殊用途向けプロセッサ、従来のプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと共に用いる１つまたは複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、書換可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）回路、その他の種類の集積回路（ＩＣ）、および／または状態遷移機械などがある。

プロセッサをソフトウェアと共に使用することで、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）、移動端末装置（ＵＥ）、端末、基地局、無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ）、またはホストコンピュータで使用するＲＦ送受信機（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）を実装することができる。ＷＴＲＵは、カメラ、ビデオカメラモジュール、テレビ電話、スピーカーホン、振動装置、スピーカー、マイクロホン、テレビの送受信装置、ハンズフリーヘッドセット、キーボード、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ）無線装置、ＬＣＤ（ｌｉｑｕｉｄ ｃｒｙｓｔａｌ ｄｉｓｐｌａｙ）表示装置、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）表示装置、デジタル音楽プレーヤー、メディアプレーヤー、ビデオゲームプレーヤーモジュール、インターネットブラウザ、および／または無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）モジュールなど、ハードウェアおよび／またはソフトウェアに実装されたモジュールと共に使用することができる。

Claims (13)

1. 無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ）が行う方法であって、
   受信信号の測定に基づいて、完全なプリコーディング行列を決定するステップと、
   前記完全なプリコーディング行列に基づいて非差分プリコーダフィードバック情報を決定し、前記非差分プリコーダフィードバック情報に基づくフィードバックビットを送信するステップであって、前記フィードバックビットは、J(n) ^H R(n+1)J(n)=~D ² による反復計算における完全なプリコーディング行列に関するヤコビ回転行列のパラメータを少なくとも含み、Jはヤコビ回転行列を表し、Rはチャネル相関行列を表し、ｎは反復計算の回数を表し、~D ² は、
   

   

   により表現される行列である、ステップと、
   追加の受信信号の測定に応答して、前記完全なプリコーディング行列および前記追加の受信信号の測定に基づいて、デルタ差分プリコーディング回転行列ΔJを決定し、ΔJ(n)H[J(n) ^H R(n+1)J(n)]ΔJ(n)=ΔJ(n) ^H ~D ² ΔJ(n)=D ² に基づいてヤコビ回転行列を更新するステップと、
   前記デルタ差分プリコーディング回転行列に基づいて差分プリコーダフィードバック情報を決定し、前記差分プリコーダフィードバック情報を送信機に送信するステップと
   を有し、前記差分プリコーダフィードバック情報は、前記非差分プリコーダフィードバック情報よりもより少ない情報ビットを有する、方法。
2. 前記差分プリコーダフィードバック情報は、基点に集中するコードワードに対応し、前記非差分プリコーダフィードバック情報は一様に分散したコードワードに対応する、請求項１に記載の方法。
3. 追加の非差分プリコーダフィードバック情報が、周期的に決定されて送信される、請求項１に記載の方法。
4. 前記デルタ差分プリコーディング回転行列は、ヤコビ回転行列から決定される、請求項１に記載の方法。
5. 前記デルタ差分プリコーディング回転行列は、対応する角度パラメータによって表される、請求項４に記載の方法。
6. 前記差分プリコーダフィードバック情報を決定することが、前記角度パラメータに基づいている、請求項５に記載の方法。
7. 前記角度パラメータの数は、プリコーディング行列の行列要素の数よりも少ない、請求項５に記載の方法。
8. 前記差分プリコーディング回転行列は、対角化補正行列から決定される、請求項１に記載の方法。
9. 非差分プリコーダフィードバック情報は、チャネル相関特性またはチャネル応答行列のいずれかに基づいている、請求項１に記載の方法。
10. 完全なプリコーディング行列と、差分回転行列であるデルタプリコーディング行列とを生成するように構成されたプリコーディング行列発生器と、
    前記完全なプリコーディング行列を表す非差分フィードバックビットおよび前記デルタプリコーディング行列を表す差分フィードバックビットを生成するように構成されたフィードバックビット発生器であって、前記差分フィードバックビットは、J(n) ^H R(n+1)J(n)=~D ² による反復計算における完全なプリコーディング行列に関するヤコビ回転行列のパラメータを少なくとも含み、Jはヤコビ回転行列を表し、Rはチャネル相関行列を表し、ｎは反復計算の回数を表し、~D ² は、
    

    

    により表現される行列であり、前記フィードバックビット発生器は、ΔJ(n)H[J(n) ^H R(n+1)J(n)]ΔJ(n)=ΔJ(n) ^H ~D ² ΔJ(n)=D ² に基づいてヤコビ回転行列を更新するフィードバックビット発生器と、
    前記非差分フィードバックビットおよび前記差分フィードバックビットを送信するよう構成された無線送信機と
    を有し、前記フィードバックビット発生器は、前記非差分フィードバックビットよりもより少ない情報ビットを前記差分フィードバックビットに対して生成するよう構成されている、無線送受信ユニット装置。
11. 前記フィードバックビット発生器は、基点に集中するコードワードとともに前記差分フィードバックビットを生成するように構成され、一様に分散したコードワードとともに前記非差分フィードバックビットを生成するように構成されている、請求項１０に記載の無線送受信ユニット装置。
12. 前記プリコーディング行列発生器は、ヤコビ回転行列を使用して、前記デルタプリコーディング行列を生成するように構成されている、請求項１０に記載の無線送受信ユニット装置。
13. 前記デルタプリコーディング行列は、対応する角度パラメータによって表される、請求項１２に記載の無線送受信ユニット装置。

Images