JP5457357B2 - 位相遷移ベースのプリコーディングを用いたデータ送受信方法及びこの方法を支援する送受信機 - Google Patents

Description

本発明は、複数のサブキャリアを用いる多入力多出力（Multi-Input Multi-Output；ＭＩＭＯ）システムにおいて、一般化したまたは拡張された位相遷移ベースのプリコーディングを行う方法及びこれを支援する送受信機と、プリコーディングを用いたデータ送受信方法に関するものである。

近年、情報通信サービスの普遍化と様々なマルチメディアサービスの登場、そして高品質サービスの出現などに伴い、無線通信サービスに対する要求が急増している。これに能動的に対処するには、特に通信システムの容量の増大が要求される。

無線通信環境で通信容量を増大させるための方案としては、使用可能周波数帯域を新しく見出す方法と、限定されたリソースに対する効率を高める方法が考えられる。特に、後者の方法については、送受信機に複数のアンテナを装着し、リソース活用のための空間領域をさらに確保することによってダイバーシティ利得を得たり、それぞれのアンテナを通じてデータを並列に伝送することによって伝送容量を高めたりするいわゆるＭＩＭＯ送受信技術が最近非常に注目され、活発に開発されている。

このようなＭＩＭＯ送受信技術のうち、特に、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ）に基づく多入力多出力（Multi-Input Multi-Output；ＭＩＭＯ）システムの一般的な構造を、図１に基づいて説明すると、下記の通りである。

図１は、マルチ送受信アンテナを有する直交周波数分割多重システムのブロック構成図である。

図１を参照すると、送信端において、チャネルエンコーダ１０１は、伝送データビットに冗長ビットを付加して、チャネルや雑音による影響を減らし、マッパ１０３は、データビット情報をデータシンボル情報に変換し、直並列（Ｓ／Ｐ）変換器１０５は、データシンボルを複数のサブキャリアに載せるために並列化し、ＭＩＭＯエンコーダ１０７は、並列化したデータシンボルを時空間信号に変換する。

受信端において、ＭＩＭＯデコーダ１０９、並直列（Ｐ／Ｓ）変換器１１１、デマッパ１１３及びチャネルデコーダ１１５は、送信端におけるＭＩＭＯエンコーダ１０７、直並列変換器１０５、マッパ１０３及びチャネルエンコーダ１０１の逆の機能をそれぞれ行う。

ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムでは、データの伝送信頼度を高めるための様々な技術が要求されるが、特に、空間ダイバーシティ利得を高める手法（scheme）には時空間符号（Space−Time Code；ＳＴＣ）、巡回遅延ダイバーシティ（Cyclic Delay Diversity；ＣＤＤ）などがあり、信号対雑音比（Signal to Noise Ratio；ＳＮＲ）を高めるための手法には、ビームフォーミング（BeamForming；ＢＦ）、プリコーディング（Precoding）などがある。ここで、時空間符号及び巡回遅延ダイバーシティは、主に、送信端でフィードバック情報を利用できない開ループシステムの伝送信頼度を高めるために用いられ、ビームフォーミング及びプリコーディングは、送信端でフィードバック情報を利用できる閉ループシステムで該当のフィードバック情報を通じて信号対雑音比を最大化するために用いられる。

上記の手法のうち、空間ダイバーシティ利得を高めるための手法及び信号対雑音比を高めるための手法として特に巡回遅延ダイバーシティとプリコーディングについて説明すると、下記の通りである。

巡回遅延ダイバーシティ手法は、複数の送信アンテナを持つシステムにおいて、ＯＦＤＭ信号を伝送するに際に、全てのアンテナがそれぞれ異なる遅延または異なる大きさで信号を伝送することによって、受信端で周波数ダイバーシティ利得を得る方法である。

図２は、巡回遅延ダイバーシティ手法を用いるＭＩＭＯシステムの送信端構成を示す図である。

図２を参照すると、ＯＦＤＭシンボルは、直並列変換器及びＭＩＭＯエンコーダを通じて各アンテナにそれぞれ伝達された後、チャネル間干渉を防止するための巡回プリフィックス（Cyclic Prefix；ＣＰ）が付加されて、受信端に伝送される。この時、最初のアンテナに伝達されるデータシーケンスはそのまま受信端に伝送されるが、その次のアンテナに伝達されるデータシーケンスは、直前のアンテナに比べて一定サンプルだけ巡回遅延されて伝送される。

一方、このような巡回遅延ダイバーシティ手法を周波数領域で具現すると、上記の巡回遅延は、位相シーケンスの積で表現できる。次に、この詳細について、図３を参照しながら説明する。

図３は、従来の位相遷移ダイバーシティ手法（ＰＳＤ）を用いるＭＩＭＯシステムの送信端の構成図である。

すなわち、図３に示すように、周波数領域における各データシーケンスにアンテナ別にそれぞれ設定される所定の位相シーケンス（位相シーケンス１〜位相シーケンスＭ）を乗じた後、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行った後に受信端に伝送できるが、これを位相遷移ダイバーシティ（Phase Shift Diversity；ＰＳＤ）手法という。

位相遷移ダイバーシティ手法を用いると、フラットフェージングチャネル（flat fading channel）を周波数選択性チャネルに変更することができ、チャネル符号化を通じて周波数ダイバーシティ利得を得る、または、周波数選択スケジューリングを通じてマルチユーザダイバーシティ利得を得ることができる。

一方、プリコーディング手法（Precoding scheme）には、閉ループシステムでフィードバック情報が有限である場合に用いられるコードブックベースのプリコーディング（codebook based precoding）方式と、チャネル情報を量子化（quantization）してフィードバックする方式がある。特に、コードブックベースのプリコーディングは、送受信端で既に知っているプリコーディング行列のインデックスを送信端にフィードバックすることによって信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得る方式である。

図４は、上記のコードブックベースのプリコーディングを用いるＭＩＭＯシステムの送受信端の構成を示す図である。

図４を参照すると、送信端及び受信端はそれぞれ有限のプリコーディング行列（Ｐ１〜ＰＬ）を有しており、受信端ではチャネル情報を用いて最適のプリコーディング行列インデックス（ｌ）を送信端にフィードバックし、送信端では、フィードバックされたインデックスに該当するプリコーディング行列を伝送データ（χ₁〜χ_Mt）に適用する。参考として、下記の表１は、２個の送信アンテナを有し、空間多重化率２を支援するＩＥＥＥ ８０２．１６ｅシステムにおいて３ビットのフィードバック情報を使用する時に適用できるコードブック（codebook）の一例を表している。

前述した位相遷移ダイバーシティ手法は、上述した長所の他に、開ループで周波数選択性ダイバーシティ利得を得ることができ、閉ループでも周波数スケジューリング利得を得ることができるという長所から、現在非常に注目されているが、空間多重化率が１であるから、高いデータ伝送率を期待できず、リソース割当を固定的に行う場合には上記の利得を得難いという問題がある。

また、前述したコードブックベースのプリコーディング手法は、少ない量のフィードバック情報（インデックス情報）しか必要としないで高い空間多重化率を利用できるから効果的なデータ伝送が可能であるという長所はあるが、フィードバックのために安定したチャネルが確保されなければならないので、チャネルの変更が激しい移動環境には不適当であり、特に、閉ループシステムでのみ適用可能であるという問題がある。

したがって、本発明は、上述した従来技術の制約及び問題点を実質的に解決するための位相遷移ベースのプリコーディング方法及びこれを支援する送受信機（transceiver）を対象とする。

本発明の目的は、上記の位相遷移ダイバーシティ方式及びプリコーディング方式の問題点を解決する、位相遷移ベースのプリコーディング方法及び位相遷移ベースのプリコーディング行列の一般化または拡張による様々な方式で位相遷移ベースのプリコーディング方式を適用する方法を提供することにある。

追加の長所、目的及び本発明の特徴は、以下の説明から当業者には明らかになる。本発明の目的及び他の長所は、以下の詳細な説明、請求項及び添付の図面で明確に示される構造により実現可能である。

上記の目的を達成するための本発明の一様態は、複数のサブキャリアを用いるＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）システムにおけるデータ送受信方法であって、位相遷移ベースのプリコーディング行列の一部としてプリコーディング行列を決定する段階と、位相遷移ベースのプリコーディング行列の一部として位相遷移のための第１対角行列を決定する段階と、位相遷移ベースのプリコーディング行列の一部としてユニタリ行列を決定する段階と、プリコーディング行列、対角行列及びユニタリ行列の積に該当のサブキャリアのシンボルを乗じてプリコーディングを行う段階と、を含むことができる。

本発明の他の様態は、複数のサブキャリアを用いるＭＩＭＯシステムでデータ伝送を行う送受信機であって、位相遷移ベースのプリコーディング行列の一部としてプリコーディング行列を決定し、位相遷移ベースのプリコーディング行列の一部として位相遷移のための第１対角行列を決定し、位相遷移ベースのプリコーディング行列の一部としてユニタリ行列を決定した後、前記プリコーディング行列、対角行列及びユニタリ行列を乗じて位相遷移ベースのプリコーディング行列を決定するプリコーディング行列決定モジュールと、前記決定された位相遷移ベースのプリコーディング行列に該当のサブキャリアのシンボルを乗じてプリコーディングを行うプリコーディングモジュールと、を含むことができる。

これらの様態において、前記プリコーディング行列は、第１コードブック内のプリコーディング行列をサブキャリアインデックスまたは周波数リソースインデックスに基づいて所定周期で巡回反復して選択することができ、このプリコーディング行列は、サブキャリアインデックスまたは周波数リソースインデックスにコードブックの大きさのモジュロ演算を行うことによって選択されてもよい。この時、前記プリコーディング行列は、第１コードブックに含まれ、１、−１、ｊ、−ｊのうち少なくとも一つを要素として含むプリコーディング行列からのみ選択される、または、前記第１コードブックに含まれ、１、−１、ｊ、−ｊのうち少なくとも一つを要素として含む一つまたは複数のプリコーディング行列のみで構成される第２コードブックから選択されてもよい。

本発明のさらに他の様態は、複数のサブキャリアを用いるＭＩＭＯシステムにおけるデータ送受信方法であって、プリコーディング行列を決定する段階と、対応するサブキャリアまたは仮想リソースに対してプリコーディングを行う段階と、を含み、前記プリコーディング行列は、第１コードブック内の複数のプリコーディング行列を、前記対応するサブキャリアまたは仮想リソースのインデックス「ｋ」に基づく所定周期で巡回的に反復して選択するデータ送受信方法を提供する。

以上の本発明の一般的な説明及び以下の詳細な説明は例示的なものであり、請求項で請求された発明に追加の説明を提供するためのものである。

本発明によれば、従来の巡回遅延ダイバーシティ、位相遷移ダイバーシティ及びプリコーディング手法の短所を補完する位相遷移ベースのプリコーディング手法を用いることによって効率的な通信を可能にすることができ、特に、位相遷移ベースのプリコーディング手法を一般化または拡張させることで、送受信機の設計を単純化したり通信効率をより向上させたりすることができる。

マルチ送受信アンテナを有する直交周波数分割多重システムのブロック構成図である。 従来の巡回遅延ダイバーシティ手法を用いるＭＩＭＯシステムの送信端の構成図である。 従来の位相遷移ダイバーシティ手法を用いるＭＩＭＯシステムの送信端の構成図である。 従来のプリコーディング手法を用いるＭＩＭＯシステムの送受信端の構成図である。 位相遷移ベースのプリコーディングを行うための送受信機の主要構成を示すブロック図である。 位相遷移ベースのプリコーディングまたは位相遷移ダイバーシティの２種類の適用例を示すグラフである。 本発明による、位相遷移ベースのプリコーディング手法が適用されたＳＣＷ ＯＦＤＭ送信機の構成の一実施例を示すブロック図である。 本発明によるＭＣＷ ＯＦＤＭ送信機の構成を示すブロック図である。

添付図面は、本発明をより良く理解するために包含されており、本発明の実施形態を図示し、明細書の記載と共に本発明の主旨を説明するためのものである。

以下、本発明の好適な実施形態を、添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。ただし、本明細書全体にわたって、同一の構成要素については同一の図面符号を共通に使用して説明する。

本発明を説明にするに先立ち、本発明で使われる用語は、可能な限り、現在広く使われている一般的な用語を選択したが、場合によっては、出願人が任意に選定した用語もあり、その場合は、該当する発明の説明部分で詳細にその意味を記載しておいたので、単純な用語の名称ではなく用語が有する意味として本発明を把握しなければならないことを明らかにしておきたい。

説明の便宜と本発明の理解のために、公知の構造及び装置は適宜省略したり、ブロック図またはフローチャートの形式で示したりする。図面中、同一の構成要素には、可能な限り、同一の参照符号を付する。

〈実施例１〉
位相遷移ベースのプリコーディング行列
図５は、位相遷移ベースのプリコーディングを行うための送受信機の主要構成を示すブロック図である。

位相遷移ベースのプリコーディングは、それぞれ異なる位相のシーケンスを、伝送しようとする全てのストリームに乗じ、該乗じられたストリームを全アンテナを通じて伝送する方法である。一般に、小さい巡回遅延値を用いて位相シーケンスを生成すると、受信機の観点において、チャネルに周波数選択性が生じながら周波数領域によってチャネルの大きさが大きくなったり小さくなったりすることがある。

図５に示すように、送信機は、相対的に小さい巡回遅延値によって変動（fluctuation）する周波数帯域のうち、周波数が大きくなってチャネル状態が良好になる部分にユーザ端末を割り当てることでスケジューリング利得を確保する。この時、送信機は、各アンテナに対して一定に増加または減少する巡回遅延値を適用するために位相遷移ベースのプリコーディング行列を用いる。

位相遷移ベースのプリコーディング行列Ｐは、下記の式１で表現できる。

［式１］

ここで、ｋは、サブキャリアのインデックスまたは特定周波数帯域のインデックスを表し、

（ｉ＝１，…，Ｎ_t、ｊ＝１，…，Ｒ）は、ｋにより決定される複素重みを表す。また、Ｎ_tは、送信アンテナの個数を表し、Ｒは、空間多重化率を表す。

ここで、複素重みは、アンテナに乗じられるＯＦＤＭシンボル及び該当のサブキャリアのインデックスによってそれぞれ異なる値を有することがある。この複素重みは、チャネル状況及びフィードバック情報の有無のうち少なくとも一つによって決定されてもよい。

一方、上記の式１のプリコーディング行列Ｐは、ＭＩＭＯシステムにおけるチャネル容量の損失を減らすためにユニタリ行列とすることが好ましい。ここで、ユニタリ行列の構成条件を調べるためにＭＩＭＯ開ループシステムのチャネル容量を式で表現すると、下記の通りである。

［式２］

ここで、Ｈは、（Ｎ_r×Ｎ_t）の大きさのＭＩＭＯチャネル行列を表し、Ｎ_rは、受信アンテナの個数を表す。上記の式２に位相遷移ベースのプリコーディング行列Ｐを適用すると、下記の通りである。

［式３］

式３からわかるように、チャネル容量の損失を防止するためには、ＰＰ^Hが単位行列（Identity Matrix）にならなければならず、よって、位相遷移ベースのプリコーディング行列Ｐは、下記のような条件を満たさなければならない。

［式４］

位相遷移ベースのプリコーディング行列Ｐがユニタリ行列になるためには、次の二つの条件、すなわち、電力制約条件及び直交制約条件を同時に満たさなければならない。電力制約条件は、行列をなす各列（column）の大きさを１にすることであり、この条件を式で表現すると、下記の式５の通りである。

［式５］

直交制約条件は、行列の各列（column）間で直交特性を持たせることであり、この条件を式で表現すると、下記の式６の通りである。

［式６］

次に、２×２の大きさの位相遷移ベースのプリコーディング行列の一般化した式の一例を提示し、上記の二つの条件を満たすための関係式について説明する。

式７は、送信アンテナが２個であり、空間多重化率が２である位相遷移ベースのプリコーディング行列の一般式を表す。

［式７］

ここで、α_i、β_i（ｉ=１，２）は実数値を有し、θ_i（ｉ=１，２，３，４）は位相値を表し、ｋは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアインデックスを表す。このようなプリコーディング行列をユニタリ行列とするためには、式８の電力制約条件と式９の直交制約条件とを満たさなければならない

［式８］

［式９］

ここで、「＊」は、共役複素数を表す。

上記の式７〜式９をすべて満たす２×２の位相遷移ベースのプリコーディング行列の一例は、下記の通りである。

［式１０］

ここで、θ₂とθ₃は、直交制約条件によって式１１のような関係を持つ。

［式１１］
ｋθ₃＝−ｋθ₂＋π （１１）

プリコーディング行列は、送信端及び受信端のメモリにコードブック（codebook）の形態で記憶されてもよく、このコードブックは、有限個のそれぞれ異なるθ₂値を通じて生成された様々なプリコーディング行列を含むことができる。

ここで、θ₂値は、チャネル状況とフィードバック情報の有無によって適切に設定することができ、フィードバック情報を用いる場合は、θ₂を小さく設定し、フィードバック情報を用いない場合は、θ₂を大きく設定することによって高い周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。

一方、位相遷移ベースのプリコーディングに適用された遅延サンプルの大きさによって周波数ダイバーシティ利得または周波数スケジューリング利得を得ることができる。

図６は、遅延サンプルの大きさに従う位相遷移ベースのプリコーディングの二つの適用例を示すグラフである。

図６に示すように、大きい値の遅延サンプル（または巡回遅延）を用いる場合、周波数選択性周期が短くなるので、周波数選択性が高くなり、結局としてチャネル符号は周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。これは、主に、チャネルの時間的変更が激しいためにフィードバック情報の信頼性が低くなる開ループシステムで利用することが好ましい。

また、小さい値の遅延サンプルを用いる場合には、フラットフェージングチャネルから変更した周波数選択性チャネルにおいて、チャネルの大きさが増加した部分と減少した部分とが存在する。したがって、ＯＦＤＭ信号の一定サブキャリア領域ではチャネルの大きさが大きくなり、他のサブキャリア領域ではチャネルの大きさが小さくなる。

このような場合、多数のユーザを収容する直交周波数分割多元接続（Orthogonal Frequency Division Multiple Access；ＯＦＤＭＡ）システムで、各ユーザ別にチャネルの大きさが増加した一定周波数バンドを通じて信号を伝送すると、信号対雑音比（Signal to Noise Ratio；ＳＮＲ）を高めることができる。また、各ユーザ別にチャネルの大きさが増加した周波数帯域が異なる場合が頻繁に発生するので、システムにとってはマルチユーザダイバーシティスケジューリング利得を得ることができる。一方、受信側にとっては、フィードバック情報として単に各リソース割当が可能なサブキャリア領域のチャネル品質インジケータ（channel quality indicator；ＣＱＩ）情報のみを伝送すればいいので、相対的にフィードバック情報が減少するというメリットもある。

位相遷移ベースのプリコーディングのための遅延サンプル（または巡回遅延）は、送受信機であらかじめ定められた値でもよく、受信機がフィードバックを通じて送信機に伝達した値でもよい。

また、空間多重化率Ｒも同様、送受信機であらかじめ定められた値でもよいが、受信機が周期的にチャネル状態を把握して空間多重化率を算出して送信機にフィードバックすることもでき、受信機がフィードバックしたチャネル情報を用いて送信機が空間多重化率を算出及び変更することもできる。

〈実施例２〉
一般化した位相遷移ダイバーシティ行列
以上で説明した位相遷移ベースのプリコーディング行列は、アンテナ数がＮ_t（Ｎ_tは２以上の自然数）であり、空間多重化率がＲ（Ｒは１以上の自然数）であるシステムに対して下記の式１２の形態で表現することができる。

［式１２］

式１２は、従来の位相遷移ダイバーシティ手法を一般化して表現したものとみなすことができ、よって、以下では、式１２によるＭＩＭＯ手法を、一般化した位相遷移ダイバーシティ（Generalized Phase Shift Diversity；ＧＰＳＤ）と呼ぶものとする。

ここで、

は、Ｎ_t個の送信アンテナとＲの空間多重化率を持つＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のｋ番目のサブキャリアに対するＧＰＳＤ行列を表し、

を満たすユニタリ行列（第２行列）であり、各アンテナに対応するサブキャリアシンボル間の干渉を最小化するために用いられる。特に、位相遷移のための対角行列（第１行列）のユニタリ行列特性をそのまま維持させるために

自体もユニタリ行列の条件を満たすことが好ましい。式１２で周波数領域の位相角θ_i、ｉ＝１，…，Ｎ_tは、時間領域の遅延時間τ_i、ｉ=１，…，Ｎ_tと下記のような関係を持つ。

［式１３］

ここで、Ｎ_fftは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの個数を表す。

式１２の変形された例であって、下記のような方法でＧＰＳＤ行列を求めることができる。

［式１４］

式１４の方法でＧＰＳＤ行列を構成すると、各データストリーム（またはＯＦＤＭサブキャリア）のシンボルがそれぞれ同一位相だけ遷移されるので、行列の構成が容易になるという長所がある。すなわち、式１２のＧＰＳＤ行列は同一位相の行（row）を有するのに対し、式１４のＧＰＳＤ行列は、同一位相の列（column）を有するので、各サブキャリアシンボルが同一位相だけ遷移されるわけである。式１４を拡張すると、下記のような方式でＧＰＳＤ行列を求めることができる。

［式１５］

式１５によれば、ＧＰＳＤ行列の行（row）と列（column）がそれぞれ独立した位相を有するので、より多様な周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。

式１２、１４、１５の一例として、２個の伝送アンテナを有し、１ビットコードブックを使用するシステムのＧＰＳＤ行列式を表現すると、下記の通りである。

［式１６］

式１６でα値が定められるとβ値は容易に定められるので、α値に対する情報を適切な２つの値に定めておき、これに対する情報をコードブックインデックスでフィードバックするように具現できる。例えば、フィードバックインデックスが０なら、αは０．２にし、フィードバックインデックスが１なら、αは０．８にするように送受信機間であらかじめ約束することができる。

式１２、１４、１５でユニタリ行列

の一例として信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得るための所定のプリコーディング行列を用いることができ、このようなプリコーディング行列として、ウォルシュアダマール行列（Walsh Hadamard matrix）またはＤＦＴ行列を用いることができる。特に、ウォルシュアダマール行列が用いられた場合の式１２によるＧＰＳＤ行列の一例は、下記の通りである。

［式１７］

式１７は、４個の送信アンテナと空間多重化率４を持つシステムを前提しており、ここで、第２行列を適切に再構成することによって特定送信アンテナを選択したり（antenna selection）、空間多重化率を調節したり（rank adaptation）することができる。

一方、式１２、１４、１５のユニタリ行列

は、送信端及び受信端にコードブックの形態で備えられてもよい。この場合、送信端は、受信端からコードブックのインデックス情報がフィードバックされると、自体の持っているコードブックから該当のインデックスの第２行列を選択した後、上記の式１２、１４、１５のいずれかを用いて位相遷移ベースのプリコーディング行列を構成する。

式１２、１４、１５のユニタリ行列

として２×２、４×４のサイズのウォルシュコードを用いた場合のＧＰＳＤ行列の一例は、下記の通りである。

〈実施例３〉
時間可変型の一般化した位相遷移ダイバーシティ
式１２、１４、１５のＧＰＳＤ行列で対角行列の位相角θ_i及び／またはユニタリ行列Ｕは、時間によって変更可能である。例えば、式１２に対する時間可変型のＧＰＳＤは、下記の式１８で表示できる。

［式１８］

ここで、

は、特定時間ｔでＮ_t個の送信アンテナとＲの空間多重化率を持つＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のｋ番目のサブキャリアに対するＧＰＳＤ行列を表し、

を満たすユニタリ行列（第４行列）であり、各アンテナに対応するサブキャリアシンボル間の干渉を最小化するために用いられる。特に、位相遷移のための対角行列（第３行列）のユニタリ行列特性をそのまま維持させるために

自体もユニタリ行列の条件を満たすことが好ましい。式１８で、位相角θ_i(ｔ)、ｉ=１，…，Ｎ_tと遅延時間τ_i(ｔ)、ｉ=１，…，Ｎ_tには、次のような関係が成立する。

［式１９］

ここで、Ｎ_fftは、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの個数を表す。

式１８及び式１９からわかるように、時間遅延サンプル値とユニタリ行列は時間の経過によって変わることがあり、ここで、時間の単位は、ＯＦＤＭシンボル単位にしてもよく、一定単位の時間にしてもよい。

時間可変型のＧＰＳＤを得るためのユニタリ行列として２×２のウォルシュコードを用いたＧＰＳＤ行列の一例を、下記の表４に表す。

時間可変型のＧＰＳＤを得るためのユニタリ行列として４×４のウォルシュコードを用いたＧＰＳＤ行列の一例を、下記の表５に表す。

実施例３では、式１２に対する時間可変型ＧＰＳＤ行列について述べたが、式１４及び式１５における対角行列及びユニタリ行列にも同一に適用可能である。したがって、以下の実施例では、式１２を取り上げて説明するが、式１４、１５にも同一に拡張して適用できることは、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者にとっては自明である。

〈実施例４〉
一般化した位相遷移ダイバーシティの拡張
実施例２で対角行列とユニタリ行列とで構成されたＧＰＳＤ行列にプリコーディング行列に該当する第３行列を追加することで、拡張されたＧＰＳＤ行列を構成することができる。これは、下記の式２０で表現することができる。

［式２０］

拡張されたＧＰＳＤ行列は、式１２に比べてＮ_t×Ｒの大きさのプリコーディング行列Ｐが対角行列の前に追加され、したがって、対角行列の大きさはＲ×Ｒに変更されるということに特徴がある。

この追加されるプリコーディング行列

は、特定周波数帯域または特定サブキャリアシンボルにしたがって別々に設定されてもよく、開ループシステムでは固定行列（fixed matrix）に設定されることが好ましい。このようなプリコーディング行列

の追加により最適化された信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得ることができる。または、送信端及び受信端には、複数のプリコーディング行列Ｐを含むコードブック（codebook）が備えられてもよい。

一方、拡張されたＧＰＳＤ行列でプリコーディング行列Ｐ、対角行列の位相角θ及びユニタリ行列Ｕのうち少なくとも一つは、時間によって変更可能である。このために、所定の時間単位または所定のサブキャリア単位で次の順番のプリコーディング行列Ｐのインデックスがフィードバックされると、このインデックスに対応する特定プリコーディング行列Ｐを所定のコードブックから選択することができる。

本実施例による拡張されたＧＰＳＤ行列式は、下記ように表現できる。

［式２１］

拡張されたＧＰＳＤ行列の一例として、２個及び４個の伝送アンテナを持つＭＩＭＯシステムに対する行列式は、下記の式２２及び２３で示すことができる。

［式２２］

［式２３］

上記の式２２及び２３において、ユニタリ行列ＵとしてＤＦＴ行列を使用したが、必ずしもこれに限定することはなく、ウォルシュアダマールコードなどの単位条件を満たす行列であればいずれも可能である。

また、拡張されたＧＰＳＤ行列の他の一例として、４個の伝送アンテナを持つＭＩＭＯシステムに対する行列式は、下記の式２４で示すことができる。

［式２４］

式２４で、拡張されたＧＰＳＤ行列は、式１２に比べて、Ｎ_t×Ｎ_tの大きさの対角行列Ｄ１及びＮ_t×Ｒの大きさのプリコーディング行列Ｐが対角行列Ｄ２の前に追加され、したがって、対角行列Ｄ２の大きさは、Ｒ×Ｒに変更されるということに特徴がある。

上記追加されるプリコーディング行列

は、特定周波数帯域または特定サブキャリアシンボルにしたがって別々に設定されてもよく、開ループシステムでは固定行列と設定されることが好ましい。このようなプリコーディング行列

の追加により最適化された信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得ることができる。

または、送信端または受信端には、複数のプリコーディング行列Ｐを含むコードブック（codebook）が備えられてもよい。

この場合、対角行列Ｄ１と対角行列Ｄ２を通じて一つのシステムにおいて位相角を同時に２種類に遷移させることができる。例えば、対角行列Ｄ１を通じて小さい値の位相遷移を適用し、対角行列Ｄ２を通じて大きい値の位相遷移を適用する場合、前者によりマルチユーザダイバーシティスケジューリング利得を得ることができ、後者により周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。この場合、対角行列Ｄ１システムは、性能向上のために用いられ、対角行列Ｄ２は、各ストリーム間でチャネルを平均化する目的として用いられてもよい。また、対角行列Ｄ１を通じて大きい値の位相遷移を適用して周波数ダイバーシティ利得を増加させ、対角行列Ｄ２を通じて大きい値の位相遷移を適用して各ストリーム間でチャネルを平均化して使用することができる。このような利得は、式２１の構造から得ることができる。この時、式２１の行列Ｐは、受信機からのフィードバック情報を用いずにサブキャリア単位または周波数リソース単位で変形して使用することができる。この変形形式を式２５で表すことができる。

［式２５］

式２５で

は、リソースインデックスｋごとに異なるプリコーディング行列Ｐを使用することによって周波数ダイバーシティ利得を増加させ、対角行列とユニタリ行列Ｕを通じて各ストリーム間でチャネルを平均化して使用する特定の場合を表す。

〈実施例５〉
コードブック部分集合制限手法の使用
例えば、Ｎ_c個のプリコーディング行列を含むコードブックを、基地局または端末によってコードブックの一定部分のみを使用するコードブック部分集合制限手法を適用して使用する場合、Ｎ_c個のプリコーディング行列は、Ｎ_restrict個のプリコーディング行列に減らして使用しなければならない。ここで、コードブック部分集合制限手法は、マルチセル干渉を減らしたり複雑度を減らしたりするために使用することができる。ここで、Ｎ_restrict≦Ｎ_cの条件を常に満たさなければならない。例えば、コードブックの全プリコーディング行列の個数がＮ_c＝６と仮定すれば、合計６個のプリコーディング行列を有するコードブック

と、例えば、６個のプリコーディング行列のうち４個のプリコーディング行列のみを使用するように決定されたコードブック

と、は、下記の式２６で表現することができる。

［式２６］

上の式２６で、コードブック

は、コードブック

のインデックスを再配列した等価なコードブックである。上記の式２６におけるコードブック部分集合制限方法を使用する時、受信複雑度を減らすために、コードブックのうち、プリコーディング行列が｛１，−１，ｊ，−ｊ｝の要素でのみ構成されたプリコーディング行列のみを部分集合として使用することができ、要素の大きさは正規化係数によって異なる値を持つことがある。

〈実施例６〉
コードブック内のプリコーディング行列を巡回反復して使用
例えば、特定の時間において送受信機間で適合するプリコーディング行列集合があらかじめ定義されているとすれば、これは式２７で表現することができる。

［式２７］

式２７で、プリコーディング行列の集合はＮ_c個のプリコーディング行列を含んでいる。上記の式２７は、下記の式２８のような形態で単純化することができる。

［式２８］

すなわち、式２７及び式２８は、コードブックを表す

中のプリコーディング行列を、サブキャリアまたはリソースインデックスによって巡回反復して使用する方法を表す。そして、上の式２８で、

は、データストリームをスクランブルする役割を果たすもので、

は、データストリーム置換行列と呼ぶことができ、式２７に示すように、空間多重化率Ｒによって選択されてもよい。

は、下記の式２９のような簡単な形態でも表現可能である。

［式２９］

式２９に示すように、

は、単位行列を含んでもよい。したがって、データストリームをスクランブルする処理は、スキップすることができる。

上述したコードブック内でプリコーディング行列を巡回反復して使用する方法は、コードブック制限手法が適用されたコードブック内でも使用可能である。例えば、式２６の

を適用すると、式２８は、下記の式３０で表現することができる。

［式３０］

上記の式３０で、ｋは、サブキャリアまたは周波数リソースインデックスを表し、Ｎ_restrict＝４である。すなわち、式３０は、プリコーディング行列が制限されたコードブックを表す

中のプリコーディング行列をサブキャリアまたはリソースインデックスによって巡回反復して使用する方法を表す。

〈実施例６−１〉
所定の単位でコードブック内のプリコーディング行列を巡回反復して使用
式２８は、周波数リソース設定によって下記の式３１で表現することもできる。

［式３１］

上記の式３１で、ｋは、サブキャリアインデックスを表すこともでき、仮想リソースインデックスを表すこともできる。ｋがサブキャリアインデックスの場合、式３１は、ｖ個のサブキャリアごとにプリコーディング行列が変わる形態を示す。そして、ｋが仮想リソースインデックスの場合、式３１は、ｖ個の仮想リソースごとにプリコーディング行列が変わる形態を示す。

式３１は、プリコーディング行列がＮ_c個のプリコーディング行列内で変更可能な場合を表す。そして、ｖ値は、プリコーディング行列の空間多重化率と同一のものを用いて決定することができる。例えば、ｖ＝Ｒの形態で使用することができる。

また、式２６を通じて説明したコードブック部分集合制限手法を適用する場合にも、上記のようにプリコーディング行列を所定個数のサブキャリアまたは仮想リソース単位に変更可能であるということは当然である。これは、下記の式３２で表すことができる。

［式３２］

式３２の場合にも、式３１と同様に、ｖ値によってｖ単位でプリコーディング行列は変更することができる。ただし、プリコーディング行列がＮ_restrict（≦Ｎ_c）個のプリコーディング行列内で変更されるという点が異なる。

一方、実施例５のコードブック部分集合制限手法を用いて特定周波数リソースごとにプリコーディング行列の巡回反復を適用することで周波数ダイバーシティ手法を適用する場合、巡回反復されるプリコーディング行列の個数によって周波数ダイバーシティ利得が変わる。以下、コードブック部分集合制限手法の様々な実施例を説明する。

〈実施例５−１〉
空間多重化率によるコードブック部分集合制限手法
空間多重化率（rank）にしたがって部分集合を別々に定義することができる。例えば、空間多重化率が低い場合、部分集合の個数を大きくして最大の周波数ダイバーシティ利得を得、空間多重化率が高い場合は、部分集合の個数を小さくすることで、性能を維持しながら複雑度を減らすことができる。

式３３は、各空間多重化率によって異なる大きさのコードブック部分集合を定義する方法の一例を表す。

［式３３］

上記の式３３で、

は空間多重化率Rによるコードブックの部分集合のプリコーディング行列の個数を表す。これにより、実施例５のコードブック部分集合制限手法を適用したコードブックに対してプリコーディング行列を巡回反復して使用する場合、受信機の複雑度を減らし、性能を向上させることができる。

〈実施例５−２〉
チャネル符号化率によるコードブック部分集合制限手法
チャネル符号化率にしたがって、部分集合を別々に定義することができる。例えば、周波数ダイバーシティ利得は、通常、チャネル符号化率が低い場合に高い性能を得ることができ、チャネル符号化率が高い場合にむしろ性能が低下することがある。したがって、同一の空間多重化率環境で、チャネル符号化率によって異なる大きさのコードブック部分集合を用いて性能を最適化することができる。

〈実施例５−３〉
再伝送によるコードブック部分集合制限手法
再伝送を考慮して異なる部分集合を定義することができる。例えば、再伝送時に、最初の伝送時に使用したコードブック部分集合以外の部分集合を使用することによって、受信機の再伝送成功確率を高めることができる。したがって、再伝送であるか否かによってまたは再伝送回数によって、コードブック部分集合のプリコーディング行列の個数は同一であるが異なる部分集合を用いてプリコーディング行列の巡回反復方法を使用することによって、システムの性能を向上させることができる。

〈実施例７〉
送信アンテナ別電力制御を用いる一般化した位相遷移ダイバーシティの拡張
プリコーディング手法に対して送信アンテナ別に周波数または時間によって異なる大きさの電力値を用いることで、性能の向上または効率的な電力使用を可能にすることができる。

例えば、式２８、式３０、式３１そして式３２を用いて送信アンテナ別電力制御方式を適用することができる。特に、式３１及び式３２の実施例への適用例は、下記の式３４及び式３５で表すことができる。

［式３４］

上記の式３４で、

は、上述のように、データストリームをスクランブルする役割を果たすもので、式２９のような形態でも表現可能である。そして、

は、対角行列であり、ｍ番目の周波数領域またはｔ時間によって各送信アンテナ別に異なる大きさの電力を伝送できるようにする電力制御対角行列を表す。また、

は、ｉ番目の送信アンテナのｍ番目の周波数領域でｔ時間に用いられる電力制御係数を表す。

上記の式３４は、Ｎ_c個のプリコーディング行列を持つコードブックを用いて巡回反復を用いた方式に送信アンテナ別電力制御を適用した方式を表現しており、下記の式３５は、式３２でコードブックの部分集合制限手法を用いて巡回反復を用いた方式に送信アンテナ別電力制御を適用した方式を表現している。

［式３５］

式３５でも、

のそれぞれは、上記の式３４におけるのと同様のものを表す。ただし、プリコーディング行列がＮ_restrict（≦Ｎ_c）個のプリコーディング行列内で巡回反復されるという点が異なる。

〈実施例８〉
位相遷移ベースのプリコーディングを行う送受信機
一般に、通信システムは、送信機（transmitter）と受信機（receiver）を含む。ここで、送信機と受信機は、送信機能と受信機能の両方を行う送受信機（transceiver）でもよい。ただし、フィードバックに関する説明を明確にするために、通常、データの伝送を担当するいずれか一方を送信機とし、送信機にフィードバックデータを伝送する他方を受信機とする。

ダウンリンクで、送信機は基地局の一部分（part）でもよく、受信機は、端末機の一部分でもよい。アップリンクで、送信機は端末機の一部分でもよく、受信機は基地局の一部分でもよい。基地局は、複数の受信機と複数の送信機を含むことができ、端末機も、複数の受信機と複数の送信機を含むことができる。一般に、受信機の各構成はそれに対応する送信機の各構成の逆機能を行うので、以下では、送信機についてのみ詳細に説明する。

図７は、位相遷移ベースのプリコーディング手法が適用されたＳＣＷ ＯＦＤＭ送信機の一実施例の構成を示すブロック図であり、図８は、ＭＣＷ ＯＦＤＭ送信機の一実施例の構成を示すブロック図である。

図７及び図８を参照すると、チャネルエンコーダ５１０，６１０、インターリーバ５２０，６２０、高速逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）５５０，６５０、アナログ変換器５６０，６６０及びその他の構成は、図１に示すそれらと同一なので、その詳細説明を省略し、ここでは、プリコーダ５４０，６４０についてのみ詳細に説明する。

プリコーダ５４０，６４０は、プリコーディング行列決定モジュール５４１，６４１と、プリコーディングモジュール５４２，６４２とを含んでなる。

プリコーディング行列決定モジュール５４１，６４１は、第１のグループの式１２、１４、１５及び第２のグループの式２０、２１のうちいずれか一つの形態で位相遷移ベースのプリコーディング行列を決定する。具体的なプリコーディング行列決定方法は実施例２〜実施例４を通じて詳細に説明したので、ここではその詳細は省略する。第１のグループの式１２、１４、１５及び第２のグループの式２０、２１のうち一つの形態で決定された位相遷移ベースのプリコーディング行列は、式１８で表すように、時間によってサブキャリア間干渉排除のためのプリコーディング行列、対角行列の位相角及び／またはユニタリ行列を変更することができる。

また、プリコーディング行列決定モジュール５４１，６４１は、プリコーディング行列及びユニタリ行列のうち少なくとも一つを、受信端からフィードバックされた情報に基づいて選択でき、この時、フィードバック情報は所定のコードブックに対する行列インデックスを含むことが好ましい。

プリコーディングモジュール５４２，６４２は、決定された位相遷移ベースのプリコーディング行列をＯＦＤＭシンボルの該当のサブキャリアに乗じてプリコーディングを行う。

位相遷移ベースのプリコーディングを使用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信過程は、上記説明された送信過程の逆過程で行われ、この過程を簡単に説明すると、次の通りである。まず、チャネル推定のためのパイロットシンボルを用いてデータの伝送された該当のサブキャリアに対するＭＩＭＯチャネル情報を獲得し、このチャネル情報に前記決定された位相遷移ベースのプリコーディング行列を乗じることで等価チャネル情報を得る。このように得られた等価チャネル情報と受信信号ベクトルを用いて、様々なＭＩＭＯ受信機を通じて位相遷移ベースでプリコーディングされて伝送された信号を抽出する。このように抽出されたデータ信号は、チャネル復号化を通じて誤り訂正をし、最終的に送信データ情報を得る。ＭＩＭＯ受信手法によってこの過程は繰り返されてもよく、追加の復号過程を含むこともできる。本発明で用いられた位相遷移ベースのプリコーディング手法は、ＭＩＭＯ受信手法によって変形されることがないので、詳細なＭＩＭＯ受信手法については説明しない。

本発明で開示されたほとんどの用語は、本発明の機能を考慮して定義され、当業者の意図または通常の用法と異なる場合があることに留意されたい。したがって、上述した用語は、本発明で開示された全ての内容に基づいて理解されることが望ましい。

以上では具体的な実施例を挙げて本発明を説明してきたが、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者にとっては、本発明の技術的思想や必須特徴を逸脱しない限度内で様々な変形実施が可能であるということは明らかである。したがって、以上で説明された実施例はいずれの面においても例示的なものであり、限定的なものとして解釈してはならない。本発明の範囲は、上記の詳細な説明に限定されず、添付の特許請求の範囲によって定められ、特許請求の範囲及びその等価概念から導き出される変更または変形された形態はいずれも本発明の範囲に含まれる。

以上から明らかなように、本発明によれば、従来の巡回遅延ダイバーシティ、位相遷移ダイバーシティ及びプリコーディング手法における欠点を克服する位相遷移ベースのプリコーディング手法を通じて効率的な通信が可能になり、特に、位相遷移ベースのプリコーディング手法を一般化または拡張させることによって、送受信機の設計を単純化したり通信効率をより向上させたりすることができる。

上述した本発明の好ましい実施形態についての説明は例示的なものであり、当業者は、本発明の特徴を逸脱しない範囲内で様々な変形、付加及び代替が可能である。

Claims (20)

1. 複数のアンテナを用いるＭＩＭＯシステムの送信機が信号を伝送する方法であって、
   エンコーダの入力信号をエンコーディングして複数のストリームを出力する段階と、
   プリコーダで第１コードブックから選択された特定プリコーディング行列を用いて前記複数のストリームをプリコーディングし、前記複数のアンテナにマッピングする段階と、
   前記複数のアンテナにマッピングされた信号を受信機に伝送する段階と、
   を含み、
   前記第１コードブックは、Ｎ_restrict個のプリコーディング行列を含み、前記Ｎ_restrict個のプリコーディング行列のそれぞれはインデックスｉを有し、ｉ=０，１，…，Ｎ_restrict−１であり、前記特定プリコーディング行列は、ｉ＝ｓ ｍｏｄ Ｎ_restrictにより選択され、ただし、「ｍｏｄ」は、モジュロ演算を表し、前記ｓは、ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数であり、前記ｖは、あらかじめ定められた整数であり、
   前記第１コードブックは、第２コードブックの部分集合であり、
   前記第２コードブックは、Ｎ_c個のプリコーディング行列を有し、ただし、Ｎ_c＞Ｎ_restrictであり、
   前記第１コードブックは、「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループからのみ選択された一つ以上の行列要素を有する二つ以上のプリコーディング行列を有するようあらかじめ決定され、
   前記第２コードブックは、前記「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループ以外の行列要素を有するプリコーディング行列をさらに有する、信号伝送方法。
2. 前記ｓは、
   

   

   であり、
   前記ｋは、サブキャリアまたは仮想リソースのインデックスであり、前記ｖは、前記あらかじめ定められた整数であり、前記ｓは、前記ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数である、請求項１に記載の信号伝送方法。
3. 前記行列要素の大きさは、前記二つ以上のプリコーディング行列の正規化係数による、請求項１に記載の信号伝送方法。
4. 前記第２コードブックの部分集合は、ランクまたは空間多重化率によってあらかじめ決定されている、請求項１に記載の信号伝送方法。
5. 前記第２コードブックの部分集合は、エンコーディング条件によってあらかじめ決定されている、請求項１に記載の信号伝送方法。
6. 複数のアンテナを用いるＭＩＭＯシステムにおいて信号を伝送する送受信機であって、
   入力信号をエンコーディングして複数のストリームを出力するエンコーダと、
   第１コードブックから選択された特定プリコーディング行列を用いて前記複数のストリームをプリコーディングし、前記複数のアンテナにマッピングするプリコーダと、
   前記複数のアンテナにマッピングされた信号を受信機に伝送する前記複数のアンテナと、
   を含み、
   前記第１コードブックは、Ｎ_restrict個のプリコーディング行列を含み、前記Ｎ_restrict個のプリコーディング行列のそれぞれは、インデックスｉを有し、ｉ＝０，１，…，Ｎ_restrict−１であり、前記特定プリコーディング行列は、ｉ＝ｓ ｍｏｄ Ｎ_restrictにより選択し、ただし、「ｍｏｄ」は、モジュロ演算を表し、前記ｓは、ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数であり、前記ｖは、あらかじめ定められた整数であり、
   前記第１コードブックは、第２コードブックの部分集合であり、
   前記第２コードブックは、Ｎ_c個のプリコーディング行列を有し、ただし、Ｎ_c＞Ｎ_restrictであり、
   前記第１コードブックは、「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループからのみ選択された一つ以上の行列要素を有する二つ以上のプリコーディング行列を有するようあらかじめ決定され、
   前記第２コードブックは、前記「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループ以外の行列要素を有するプリコーディング行列をさらに有する、送受信機。
7. 前記ｓは、
   

   

   であり、
   前記ｋは、サブキャリアまたは仮想リソースのインデックスであり、前記ｖは、前記あらかじめ定められた整数であり、前記ｓは、前記ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数である、請求項６に記載の送受信機。
8. 前記第２コードブックの部分集合は、ランクまたは空間多重化率によってあらかじめ決定されている、請求項６に記載の送受信機。
9. 前記行列要素の大きさは、前記二つ以上のプリコーディング行列の正規化係数による、請求項６に記載の送受信機。
10. 前記第２コードブックの部分集合は、エンコーディング条件によってあらかじめ決定されている、請求項６に記載の送受信機。
11. 複数のアンテナを用いるＭＩＭＯシステムの受信機が信号を受信する方法であって、
    複数のアンテナを用いる送信機から送信された前記信号を受信する段階と、
    第１コードブックから選択された特定プリコーディング行列を用いて複数のストリームを獲得する段階と、
    デコーダで前記複数のストリームをデコーディングして伝送情報を獲得する段階と、
    を含み、
    前記第１コードブックは、Ｎ_restrict個のプリコーディング行列を含み、前記Ｎ_restrict個のプリコーディング行列のそれぞれは、インデックスｉを有し、ｉ=０，１，…，Ｎ_restrict−１であり、前記特定プリコーディング行列は、ｉ＝ｓ ｍｏｄ Ｎ_restrictにより選択し、ただし、「ｍｏｄ」は、モジュロ演算を表し、前記ｓは、ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数であり、前記ｖは、あらかじめ定められた整数であり、
    前記第１コードブックは、第２コードブックの部分集合であり、
    前記第２コードブックは、Ｎ_c個のプリコーディング行列を有し、ただし、Ｎ_c＞Ｎ_restrictであり、
    前記第１コードブックは、「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループからのみ選択された一つ以上の行列要素を有する二つ以上のプリコーディング行列を有するようあらかじめ決定され、
    前記第２コードブックは、前記「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループ以外の行列要素を有するプリコーディング行列をさらに有する、信号受信方法。
12. 前記ｓは、
    

    

    であり、
    前記ｋは、サブキャリアまたは仮想リソースのインデックスであり、前記ｖは、前記あらかじめ定められた整数であり、前記ｓは、前記ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数である、請求項１１に記載の信号受信方法。
13. 前記行列要素の大きさは、前記二つ以上のプリコーディング行列の正規化係数による、請求項１１に記載の信号受信方法。
14. 前記第２コードブックの部分集合は、ランクまたは空間多重化率によってあらかじめ決定されている、請求項１１に記載の信号受信方法。
15. 前記第２コードブックの部分集合は、エンコーディング条件によってあらかじめ決定されている、請求項１１に記載の信号受信方法。
16. 複数のアンテナを用いるＭＩＭＯシステムにおいて信号を受信する送受信機であって、
    複数の送信アンテナを用いる送信機から送信された前記信号を受信する受信アンテナと、
    第１コードブックから選択された特定プリコーディング行列を用いて複数のストリームを獲得するＭＩＭＯデコーダと、
    前記複数のストリームをデコーディングして伝送情報を獲得するデコーダと、
    を含み、
    前記第１コードブックは、Ｎ_restrict個のプリコーディング行列を含み、前記Ｎ_restrict個のプリコーディング行列のそれぞれは、インデックスｉを有し、ｉ=０，１，…，Ｎ_restrict−１であり、前記特定プリコーディング行列は、ｉ＝ｓ ｍｏｄ Ｎ_restrictにより選択し、ただし、「ｍｏｄ」は、モジュロ演算を表し、前記ｓは、ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数であり、前記ｖは、あらかじめ定められた整数であり、
    前記第１コードブックは、第２コードブックの部分集合であり、
    前記第２コードブックは、Ｎ_c個のプリコーディング行列を有し、ただし、Ｎ_c＞Ｎ_restrictであり、
    前記第１コードブックは、「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループからのみ選択された一つ以上の行列要素を有する二つ以上のプリコーディング行列を有するようあらかじめ決定され、
    前記第２コードブックは、前記「１」、「−１」、「ｊ」および「−ｊ」で構成されたグループ以外の行列要素を有するプリコーディング行列をさらに有する、送受信機。
17. 前記ｓは、
    

    

    であり、
    前記ｋは、サブキャリアまたは仮想リソースのインデックスであり、前記ｖは、前記あらかじめ定められた整数であり、前記ｓは、前記ｖ個の連続したサブキャリアごとに変わる変数である、請求項１６に記載の送受信機。
18. 前記第２コードブックの部分集合は、エンコーディング条件によってあらかじめ決定されている、請求項１６に記載の送受信機。
19. 前記行列要素の大きさは、前記二つ以上のプリコーディング行列の正規化係数による、請求項１６に記載の送受信機。
20. 前記第２コードブックの部分集合は、ランクまたは空間多重化率によってあらかじめ決定されている、請求項１６に記載の送受信機。

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