KR20080036499A - 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 순환지연을 이용하여 데이터를 전송하는 방법에 관한 것이다. 종래의 위상천이 다이버시티 및 프리코딩 기법을 개선한 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 통하여 데이터를 전송하되, 위상천이 기반의 프리코딩 기법에 일반화된 순환지연 다이버시티 기법을 선택적으로 더 적용하거나, 종래에 주파수 영역에서 이루어지던 프리코딩을 시간 영역으로 옮겨 일반화된 순환지연 다이버시티 기법으로 적용함으로써 송수신기의 복잡도를 줄이고 통신 효율을 향상시킬 수 있다.

MIMO, GSPD, GCDD, 위상천이, 순환지연, 프리코딩

Description

순환지연을 이용한 데이터 전송 방법{method for transmitting data using Cyclic Delay Diversity}

도 1은 다중 송수신 안테나를 구비하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 블록 구성도이다.

도 2는 종래의 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도이다.

도 3은 종래의 위상천이 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성도이다.

도 4는 종래의 프리코딩 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성도이다.

도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.

도 6은 위상천이 기반 프리코딩 또는 위상천이 다이버시티의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.

도 7은 GCDD를 지원하는 송수신기의 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

도 8은 GCDD의 변형 기법을 지원하는 송수신기의 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

도 9는 GPSD와 GCDD가 조합되어 적용되는 송수신기의 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

도 10은 GPSD와 GCDD의 조합을 변형한 경우의 송수신기 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

도 11은 IFFT 이전에 수행되는 GPSD에 파일럿 심볼도 함께 적용하는 경우를 도시한 것이다.

도 12는 도 11에서 GPSD 부분을 수식으로 표현한 것이다.

도 13은 파일럿 심볼을 순환지연 다이버시티 이후에 적용하는 경우를 도시한 것이다.

도 14는 도 13에서 GPSD 부분을 수식으로 표현한 것이다.

도 15는 도 11과 도 13의 파일럿 심볼 적용 방법을 동시에 사용하는 경우를 도시한 것이다.

도 16은 ITU pedestrian-A 채널에서 GCDD 시스템과 종래의 시스템에 대하여 모의실험을 수행한 결과를 도시한 것이다.

도 17은 Typical urban(6-ray) 환경에서 모의실험을 수행한 결과를 도시한 것이다.

본 발명은 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서 순환지연을 이용하여 데이터를 전송하는 방법에 관한 것이다.

최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 무엇보다도 통신 시스템의 용량이 증대되어야 하는데, 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 가용 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이 중 후자(後者)의 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.

이와 같은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multi-Input Multi-Output) 시스템의 일반적인 구조를 도 1을 참고로 살펴보면 다음과 같다.

송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심벌 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심벌을 다수의 부반송파에 싣기 위해 병렬화하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심벌을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변 환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.

다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 이 중 공간 다이버시티 이득을 높이는 기법(scheme)으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 등이 있고, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높이기 위한 기법으로는 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 여기서, 시공간 부호 및 순환지연 다이버시티는 주로 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 없는 개루프 시스템의 전송 신뢰도를 높이기 위해 사용되며, 빔 포밍 및 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 신호대잡음비를 최대화하기 위해 사용된다.

상술한 기법들 중 공간 다이버시티 이득을 높이기 위한 기법 및 신호대잡음비를 높이기 위한 기법으로 특히 순환지연 다이버시티와 프리코딩을 살펴보면 다음과 같다.

순환지연 다이버시티 기법은 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송함에 있어서 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 것이다. 도 2는 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.

OFDM 심벌은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널 간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 비트만큼 순환지연되어 전송된다.

한편, 이와 같은 순환지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.

위상천이 다이버시티 기법에 의하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 채널 부호를 통해 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다.

한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.

도 4는 상기 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수 신단 구성을 도시하고 있다. 여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P ₁ ~ P _L)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(χ ₁ ~ χ _{Mt )}에 적용한다. 참고로, 다음의 표 1은 2개의 송신 안테나를 가지며 공간 다중화율 2를 지원하는 IEEE 802.16e 시스템에서 3비트의 피드백 정보를 사용할 때 적용할 수 있는 코드북(codebook)의 일례를 보여주고 있다.

전술한 위상천이 다이버시티 기법은 상술한 장점 외에 개루프에서 주파수 선택성 다이버시티 이득을 얻을 수 있고 폐루프에서도 주파수 스케줄링 이득을 얻을 있다는 장점 때문에 현재 많은 주목을 받고 있으나, 공간 다중화율이 1이므로 높은 데이터 전송률을 기대할 수 없고 자원 할당을 고정적으로 할 경우 상기 이득들을 얻기 힘들다는 문제가 있다.

또한, 전술한 코드북 기반의 프리코딩 기법은 작은 양의 피드백 정보(인덱스 정보)를 요구하면서 높은 공간 다중화율을 이용할 수 있으므로 효과적인 데이터 전송이 가능하다는 장점이 있지만, 피드백을 위해 안정된 채널이 확보되어야 하므로 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고 특히 폐루프 시스템에서만 적용 가능하다는 문제가 있다.

본 발명은 종래의 순환지연 다이버시티, 위상천이 다이버시티 및 프리코딩 기법의 단점을 보완하는 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 제공하고, 여기에 시간 가변의 위상천이 다이버시티 및 순환지연 다이버시티 등을 선택적으로 가미하여 개선된 위상천이 기반의 프리코딩 기법 또는 순환지연 다이버시티 기법을 제공하는 데에 그 목적이 있다.

위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양태는 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서, 각 부반송파에 상응하는 전송 심볼을 주파수 영역에서 공간 처리하는 단계와, 상기 공간 처리된 전송 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계와, 시간 영역으로 변환된 전송 신호 전체에 소정의 가중치를 곱하는 단계 및 각 안테나별 전송 신호에 소정의 순환지연을 적용하는 단계를 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법에 관한 것이다.

본 발명의 다른 일 양태는 각 부반송파에 상응하는 전송 심볼들에 대해 주파 수 영역에서 프리코딩을 수행하는 단계와, 상기 프리코딩이 수행된 전송 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계와, 각 안테나별 전송 신호에 소정의 순환지연을 적용하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 일 양태는 위상천이를 위한 제1행렬과, 제1행렬을 단위행렬(unitary matrix)화 하기 위한 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계와, 각 부반송파에 상응하는 전송 심벌들에 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 곱하는 단계와, 상기 위상천이 기반 프리코딩이 수행된 전송 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계 및 각 안테나별 전송 신호에 소정의 순환지연을 적용하는 단계를 포함하며, 여기에 상기 시간 영역으로 변환된 전송 심볼들 전체에 소정의 가중치를 곱하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 3가지 양태에 있어서, 주파수 영역의 전송신호를 시간 영역으로 변환하기 전에 각 안테나에 상응하는 제1 파일럿 심볼을 더하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 상기 순환지연된 전송 신호에 시간 영역으로 변환된 제2 파일럿 심볼을 각 안테나별로 더하는 단계를 더 포함할 수도 있다.

상기 3번째 양태에서 상기 제2행렬은 코드북에 미리 저장된 다수의 단위행렬 중에서 선택될 수 있다.

또한, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 다중화율이 2 이상인 경우, 소정의 시간 단위로 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 각 열이 스위칭될 수도 있고, 소정의 시간 단위로 상기 제1행렬의 위상각에 소정의 옵셋이 더해질 수 있다.

또한, 다수의 수신단으로부터 상기 코드북의 제2행렬 인덱스(precoding index) 및 열 벡터(column vector)를 피드백 받고, 상기 피드백된 인덱스의 제2행렬을 선택하고, 해당 행렬로부터 열 벡터에 해당하는 열을 추출하며, 상기 추출된 열들을 조합하여 새로운 제2행렬을 생성할 수도 있다.

이하, 본 발명의 명세서에 첨부된 도면을 참고하여 바람직한 실시예를 상세하게 설명하기로 한다.

<실시예 1> - 위상천이 기반의 프리코딩

위상천이 기반 프리코딩 행렬의 생성

도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 도시한 블록도이다.

위상천이 기반의 프리코딩 방법은 전송하려는 모든 스트림을 전체 안테나를 통해 전송하되 각기 다른 위상의 시퀀스를 곱하여 전송하는 것이다.

일반적으로, 작은 순환지연값을 사용하여 위상 시퀀스를 생성하면 수신기에서 볼 때 채널에 주파수 선택성이 생기면서 주파수 영역에 따라 채널의 크기가 커지거나 작아지게 된다.

도면에서 보듯, 송신기는 상대적으로 작은 순환지연값에 따라 요동(fluctuation)하는 주파수 대역 중에서 주파수가 커져 채널 상태가 양호해지는 부분에 사용자 단말을 할당하여 주파수 다이버시티를 확보한다. 이때, 각 안테나에 대하여 일정하게 증가 또는 감소하는 순환지연값을 적용하기 위해 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용한다.

위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서,

(i = 1,...,N_t, j = 1,...,R)는 부반송파 인덱스 또는 특정 주파수 밴드 인덱스 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타내고, N_t는 송신 안테나의 개수, R은 공간 다중화율을 각각 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심벌 및 해당 부반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 어느 하나에 따라 결정될 수 있다. 또한, 상기 송신 안테나는 물리적인 송신 안테나가 될 수도 있고, 가상의 송신 안테나가 될 수도 있다. 만약 상기 송신 안테나가 가상의 송신 안테나라면 N_t 와 R은 동일하게 된다.

한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬( P )은 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄이기 위해 단위 행렬로 설계되는 것이 바람직하다. 여기서, 단위 행렬 구성을 위한 조건을 알아보기 위해 다중 안테나 개루프 시스템의 채널용량을 수학식으로 나타내면 다음과 같다.

여기서, H는 N _r x N _t 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 N _r 은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )을 적용하면 다음과 같다.

수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP ^H 가 단일 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로 위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )은 다음과 같은 조건을 만족하는 단위행렬이어야 한다.

위상천이 기반 프리코딩 행렬( P )이 단위행렬이 되기 위해서는 다음의 두 가지 조건 즉, 전력 제약 조건 및 직교 제약 조건을 동시에 만족하여야 한다. 전력 제약은 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 만드는 것이고, 직교 제약은 행렬의 각 열(column) 사이에 직교 특성을 갖도록 만드는 것이다. 이들 각각을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

다음으로, 하나의 실시예로서 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반화된 수학식을 제시하고, 상기 두 가지 조건을 만족하기 위한 수학식을 알아보기로 한다. 수학식 7은 2개의 송신 안테나를 가지고 공간 다중화율이 2인 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일반식을 나타내고 있다.

여기서, α _i , β _i (i = 1, 2)는 실수값을 가지고, θ _i (i = 1, 2, 3, 4)는 위 상값을 나타내며, k는 OFDM 신호의 부반송파 인덱스를 나타낸다. 이와 같은 프리코딩 행렬을 단위 행렬로 구현하기 위해서는 수학식 8의 전력제약 조건과 수학식 9의 직교제약 조건을 만족해야 한다.

여기서, * 표식은 켤레 복소수를 가리킨다. 상기 수학식 7 내지 수학식 9를 모두 만족하는 2 x 2 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일 실시예는 다음과 같다.

여기서, θ₂ 와 θ₃는 직교제약에 의해 수학식 11과 같은 관계를 가진다.

한편, 프리코딩 행렬은 송신단 및 수신단의 메모리에 코드북(codebook) 형태로 저장될 수 있는데, 상기 코드북은 유한 개의 서로 다른 θ₂값을 통해 생성된 다양한 프리코딩 행렬을 포함하여 구성될 수 있다. 여기서, θ₂값은 채널 상황과 피드 백 정보의 유무에 따라서 적절하게 설정될 수 있으며, 피드백 정보를 사용하는 경우라면 θ ₂ 를 작게 설정하고 피드백 정보를 사용하지 않는 경우라면 θ ₂ 를 크게 설정함으로써 높은 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

<실시예 2> - 일반화된 위상천이 다이버시티

이상에서는 송신 안테나가 4개이고 공간 다중화율이 2인 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬이 구성되는 과정을 설명하였으나, 위상천이 기반의 프리코딩은 안테나 수가 N _t (N _t 는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 12와 같은 방법으로 일반화될 수 있다. 이하, 일반화된 위상천이 기반 프리코딩을 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity; GPSD)라 부른다.

여기서,

는 N_t개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,

는

를 만족하는 단위 행렬(제2행렬)로서 위상 천이 행렬(제1행렬)을 단위행렬(unitary matrix)화하기 위해 사용된다. 수학식 12에서 위상각 θ_i(t), i=1,...,N_t 은 지연 값 τ_i(t), i=1,...,N_t에 따라 아래의 수학식 13과 같이 얻을 수 있다.

여기서, N_fft는 OFDM 신호의 부반송파 개수를 나타낸다.

2개의 전송 안테나를 가지며 1비트 코드북을 사용하는 경우의 GPSD 행렬 생성식의 일 예는 다음과 같다.

수학식 14에서 α값이 정해지면 β값은 쉽게 정해지므로α값에 대한 정보를 적절한 2가지 값으로 정해놓고 이에 대한 정보를 코드북 인덱스로 피드백하도록 구현할 수 있다. 일 예로, 피드백 인덱스가 0이면 α는 0.2로 하고, 피드백 인덱스가 1이면 α는 0.8로 하기로 송수신기 간에 미리 약속할 수 있다.

제2행렬의 일 예로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 프리코딩 행렬이 이용될 수 있으며, 특히 이러한 프리코딩 행렬로 왈쉬코드(Walsh code)가 사 용되는 경우의 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P) 생성식을 살펴보면 다음과 같다.

수학식 15는 4개의 송신 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템을 전제로 하고 있으며, 여기서 상기 제2행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rate tunning)할 수 있다.

다음의 수학식 16은 송신 안테나가 4개인 시스템에서 2개의 안테나를 선택하기 위해 상기 제2행렬을 재구성한 모습을 보여주고 있다.

또한, 아래의 표 2는 시간 또는 채널의 상황 등에 따라 공간 다중화율이 변하는 경우 해당 다중화율에 맞도록 상기 제2행렬을 재구성하기 위한 방법을 보여주고 있다.

이때, 표 2에서는 다중화율에 따라 제2행렬의 1번째 열, 1~2번째 열, 1~4번째 열(column)이 선택된 경우를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정하는 것은 아니며 다중화율이 1인 경우 1,2,3,4번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있고, 다중화율이 2인 경우 1~2, 2~3, 3~4, 4~1번째 열 중 어느 하나가 선택될 수 있다.

한편, 상기 제2행렬은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수도 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 단위 행렬(후반부 행렬)을 선택한 후 상기 수학식 12를 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성한다.

또한, 상기 제2행렬은 동일한 타임 슬롯에 전송되는 캐리어(들)이 주파수 대역별로 서로 다른 프리코딩 행렬을 가지도록 주기적으로 변경될 수 있다.

한편, 위상천이 기반의 프리코딩을 위한 순환지연값은 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있고, 수신기가 피드백을 통해 송신기에 전달한 값일 수도 있다. 또한, 공간 다중화율(R) 역시 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있으나, 수신기가 주기적으로 채널 상태를 파악하여 공간 다중화율을 산출하여 송신기로 피드백할 수도 있고 수신기가 피드백한 채널 정보를 이용하여 송신기가 공간 다중화율을 산출 및 변경할 수도 있다.

GPSD를 얻기 위한 단위 행렬로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 GPSD 행렬의 일례를 정리하면 다음과 같다.

이상 설명한 실시예 1~2의 위상천이 기반 프리코딩 또는 일반화된 위상천이 다이버시티에 의해 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 지연 샘플의 크기에 따라 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 도 6은 위상천이 기반 프리코딩 또는 위상천이 다이버시티의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 것이다.

도 6에서 보듯, 큰 값의 순환지연(또는 지연 샘플)을 이용하는 경우 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 채널의 시간적 변화가 심하여 피드백 정보의 신뢰성이 떨어지는 개루프 시스템에서 이용되는 것이 바람직하다.

또한, 작은 값의 순환지연을 이용하는 경우 주파수 선택성의 주기가 길어지므로 폐루프 시스템에서는 이를 이용하여 채널이 가장 양호한 영역에 자원을 할당함으로써 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다. 즉, 위상천이 기반 프리코딩 또는 일반화된 위상천이 다이버시티를 적용함에 있어서 작은 값의 순환지연을 이용하여 위상 시퀀스를 생성하는 경우에는 도 6과 같이 플랫 페이딩 채널에서 변화된 주파수 선택성 채널에 채널의 크기가 커진 부분과 작아진 부분이 존재한다. 따라서, OFDM 신호의 일정 부반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고, 다른 부반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다.

이러한 경우 여러 명의 사용자를 수용하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에 있어서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 일정 주파수 밴드를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비를 높일 수 있으며 각 사용자별로 채널 크기가 커진 주파수 대역이 다른 경우가 자주 발생하므로 시스템의 입장에서 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻게 된다. 또한, 수신측에서는 피드백 정보로 단순히 각 자원 할당이 가능한 부반송파 영역의 CQI(Channel Quality Indicator) 정보만을 전송하면 되므로 상대적으로 피드백 정보가 작아지는 장점도 가진다.

<실시예 3> - 시간 가변형의 일반화된 위상천이 다이버시티

수학식 12의 GPSD는 시간에 따라 위상각(θ_i) 및 단위 행렬(U)이 변경될 수 있다. 이러한 시간 가변형의 GPSD는 다음과 같이 표시할 수 있다.

여기서,

는 특정 시간 t에서 N_t개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부반송파에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,

는

를 만족하는 단위 행렬(제4행렬)로서 위상천이 행렬(제3행렬)을 단위행렬(unitary matrix)화하기 위해 사용된다. 수학식 17에서 위상각 θ_i(t), i=1,...,N_t 은 지연 값 τ_i(t), i=1,...,N_t에 따라 아래의 수학식 18과 같이 얻을 수 있다.

여기서, N_fft는 OFDM 신호의 부반송파 개수를 나타낸다.

수학식 17과 수학식 18에서 볼 수 있듯이 시간지연 샘플 값과 단위 행렬은 시간의 경과에 따라 변할 수 있으며, 여기서 시간의 단위는 OFDM 심볼 단위가 될 수도 있고, 일정 단위의 시간이 될 수도 있다.

시간 가변형의 GPSD를 얻기 위한 단위 행렬로 2 x 2, 4 x 4 왈쉬코드를 사용한 GPSD 행렬의 일례를 표로 정리하면 다음과 같다.

<실시예 4> - 일반화된 순환지연 다이버시티

실시예 1~3의 위상천이 기반 프리코딩 및 일반화된 위상천이 다이버시티는 도 5에서 보듯 주파수 영역에서 사용되므로 모든 부반송파마다 위상천이 기반 프리코딩 행렬 또는 일반화된 위상천이 다이버시티 행렬을 곱해줘야 하므로 인해 송신측의 설계가 복잡해지는 경향이 있다. 또한, 수신측 또한 다중 안테나 채널을 추정한 후 지연 샘플에 따라 매번 상기 행렬들을 계산하여 등가채널을 만들어 신호를 검출해야 하므로 복잡한 구조를 가지게 된다. 따라서, 본 실시예는 실시예 1~3의 위상천이 기반 프리코딩 및 일반화된 위상천이 다이버시티를 시간 영역에서 구현하여 송수신기의 설계를 단순화하는 것을 특징으로 한다. 이러한 기법을 일반화된 순환지연 다이버시티(Generalized Cyclic Delay Diversity; GCDD)라 부르기로 한다.

도 7은 GCDD를 지원하는 송수신기의 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

도 7에서 보듯, 공간 처리(Spatial Processing)를 거친 신호는 각 안테나별로 역이산푸리에변환(IFFT)이 적용된 후 각 안테나를 통해 전송되기 전에 시간 영역에서 복소수 가중치(complex weight)가 적용되고 이어서 각 안테나별 순환지연 샘플 값에 따라 순환지연된다. 도 7은 특히 실시예 3의 시간 가변형의 GPSD에 대한 GCDD를 도시하고 있다.

<실시예 5> - 일반화된 순환지연 다이버시티의 변형

도 8은 GCDD의 변형 기법을 지원하는 송수신기의 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

실시예 4의 GDCC는 IFFT 이후에 복소수 가중치 및 순환지연이 적용되었으나, 도 8에서 보듯 본 실시예에서는 복소수 가중치를 프리코딩 기법을 이용하여 IFFT 이전의 주파수 영역에 적용하고 순환지연은 종래의 순환지연 다이버시티 기법을 이용하여 IFFT 이후의 시간 영역에 적용한다. 여기서, 순환지연 값은 시간의 경과에 따라 변할 수 있다. 또한, 도 8에서

는 특정 시간 t에서 N_t개의 행과 K개의 열을 가지는 프리코딩 행렬을 나타낸다.

<실시예 6> - GPSD와 GCDD의 결합

본 실시예는 시간 영역의 GCDD와 주파수 영역의 GPSD를 조합하여 송수신기의 복잡도를 낮추고, 상황에 따라 어떠한 구조의 다중 안테나 기법과도 결합할 수 있도록 한다. 또한, 서로 다른 채널을 가지는 다수의 사용자가 각각 서로 다른 주파수 자원을 할당받는 경우, 사용자의 채널에 따라서 추가적인 다중 안테나 기법 또는 다른 순환지연 샘플 값을 적용함으로써 사용자별로 가장 적합한 지연 샘플 및 다중 안테나 기법을 적용할 수 있도록 한다.

도 9는 GPSD와 GCDD가 조합되어 적용되는 송수신기의 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

도 9에서 PS_i(j)는 j-1번째 안테나를 통해 전송되는 i-번째 OFDM 심볼에 곱해지는 위상천이 시퀀스(phase sequence)를 나타내며 u는 복소 가중치를 나타낸다. 여기서는 사용자에 따라서 서로 다른 주파수 영역을 할당받은 경우, 기본적인 GCDD를 이용하여 작은 크기의 지연 샘플을 모든 사용자 주파수 대역에 적용하고, GPSD를 이용하여 특정 주파수 영역에 특정 사용자를 위한 지연 값을 적용한다.

<실시예 7> - GPSD와 GCDD의 조합의 변형

실시예 6에서 GPSD와 GCDD의 조합을 주파수 영역에서 모든 프리코딩에 관련된 프로세스를 적용하고 시간 영역에서는 순환지연만을 적용하는 것으로 변형함으로서 송신단의 구조를 보다 단순화할 수 있다.

도 10은 본 실시예에 따라 GPSD와 GCDD의 조합을 변형한 경우의 송수신기 구조를 개념적으로 도시한 것이다.

도 10에서 보듯, 모든 사용자에 대하여 IFFT 전에 GPSD 또는 프리코딩이 적용되며 이때 프리코딩을 위한 프리코더는 고정된 것일 수도 있고 수신단으로부터 피드백 받은 것일 수도 있다. 또한, 프리코더, 위상천이를 위한 각 위상 값 및 지연 샘플 값은 시간의 경과에 따라 변할 수 있다.

본 실시예에 의하면 프리코더 구조를 가지는 모든 다중 안테나 기법에 적용할 수 있고, 각 사용자별로 서로 다른 주파수 대역에 따라 GPSD를 사용할 수 있다. 또한, GPSD와 프리코딩은 서로 배타적으로 적용될 수도 있고 양자가 결합되어 동시에 적용될 수도 있다.

<실시예 8> - 파일럿 심볼의 적용례 1

이상에서 설명한 실시예들에 의한 기법에 채널 추정을 위한 다양한 파일럿 심볼(pilot symbol)을 함께 적용할 수 있다. 도 11은 실시예 7에서 IFFT 이전에 수행되는 GPSD에 파일럿 심볼도 함께 적용하는 경우를 도시한 것이고, 도 12는 도 11에서 GPSD 부분을 수식으로 표현한 것이다. 다만, 실시예 8을 포함하여 이하에 설명하는 파일럿 심볼과 관련한 실시예들은 반드시 실시예 7에 한정하는 것은 아니며 실시예 1~7 및 그로부터 자명하게 변형 가능한 모든 기법에 적용될 수 있다.

여기서, 파일럿 심볼은 OFDM 심볼들과 순환지연 다이버시티의 영향을 함께 받으므로 수신단은 파일럿 심볼을 위한 채널추정회로를 별도로 구비할 필요없이 GPSD에 대한 채널추정 및 등가채널만을 구비하면 된다. 따라서 수신단의 복잡도가 줄어드는 장점이 있다. 이와 같이 전송되는 파일럿을 전용 파일럿(dedicated pilot)이라 한다.

<실시예 9> - 파일럿 심볼의 적용례 2

도 13은 실시예 7에서 파일럿 심볼을 순환지연 다이버시티 이후에 적용하는 경우를 도시한 것이고, 도 14는 도 13에서 GPSD 부분을 수식으로 표현한 것이다. 이 경우, 수신단에서는 파일럿 심볼을 위한 채널추정회로를 별도로 구비해야 하므로 실시예 8에 비해 다소 복잡성이 증가하는 면이 있으나, 파일럿 심볼이 위상천이의 영향을 받지 않으므로 채널추정의 성능은 향상되는 장점이 있다. 이와 같이 전송되는 파일럿을 공통 파일럿(common pilot)이라 한다.

<실시예 10> - 파일럿 심볼의 적용례 3

도 15는 실시예 8과 실시예 9의 파일럿 심볼 적용 방법을 동시에 사용하는 경우를 도시한 것이다. 즉, IFFT 이전의 GPSD에 제1 파일럿 심볼(전용 파일럿)을 적용하여 수신단의 복잡도를 줄이는 한편, IFFT 이후의 시간 지연에 제2 파일럿 심볼(공통 파이럿)을 적용하여 채널추정의 성능을 유지한다.

이와 같이 전용 파일럿과 공통 파일럿을 동시에 전송함으로써 다음과 같은 효과를 얻을 수 있다.

첫째, 전용 파일럿의 정보량이 공통 파일럿보다 더 많은 경우, 수신단은 특정 채널에 대하여 피드백을 수행할 때 해당 채널에서는 어떤 전송 지연 값을 사용해야 성능이 더 우수해진다는 것을 추정할 수 있다. 따라서, 수신단은 최적의 성능을 위한 전송 지연 값을 추정하고 이를 송신단으로 피드백함으로써 전송 효율을 증가시킬 수 있다.

둘째, 공통 파일럿의 정보량이 전용 파일럿보다 많은 경우, 수신단은 공통 파일럿으로 채널을 추정한 후 전용 파일럿과의 전송 지연을 측정함으로써 송신단과 수신단 간의 전송 지연을 추정할 수 있다. 따라서, 송신단은 데이터 전송시에 송신단과 수신단 간의 전송 지연값을 수신단에 알려줄 필요가 없으므로 한정된 자원 내에서 전송 효율을 증가시킬 수 있다.

마지막으로, 전술한 실시예 4의 GCDD 시스템과 PARC(Per-Antenna Rate Control) 또는 VAP(Virtual Antenna Permutation) 등의 종래의 시스템과 링크 전송률(throughput) 성능을 비교해보기로 한다.

도 16은 ITU pedestrian-A 채널에서 GCDD 시스템과 종래의 시스템에 대하여 모의실험을 수행한 결과를 도시한 것이고, 도 17은 Typical urban(6-ray) 환경에서 모의실험을 수행한 결과를 도시한 것이다.

도 16 및 도 17에서 보듯, GCDD를 이용한 MIMO-OFDM 시스템에서 높은 성능 이득을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

본 발명의 위상천이 기반의 프리코딩 기법에 의하면 위상천이 다이버시티 기법 및 프리코딩 기법이 가지는 종래의 장점들 외에, 안테나 구조 및 공간 다중화율에 구애받지 않고 채널 상황 또는 시스템 상황에 따라 적응적으로 대응할 수 있는 장점이 있다. 또한, 위상천이 기반의 프리코딩 기법에 시간에 따른 위상 가변 및 순환지연 다이버시티 기법 등을 선택적으로 가미하여 송수신기의 복잡도를 개선하고 어떠한 구조의 다중 안테나 기법과도 결합하여 사용할 수 있으며 사용자별로 통신 조건을 달리하여 적용할 수 있으므로 최적의 통신 성능을 얻을 수 있다.

Claims (11)

1. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서,

   각 부반송파에 상응하는 전송 심볼을 주파수 영역에서 공간 처리하는 단계;

   상기 공간 처리된 전송 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계;

   시간 영역으로 변환된 전송 신호 전체에 소정의 가중치를 곱하는 단계; 및

   각 안테나별 전송 신호에 소정의 순환지연을 적용하는 단계

   를 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 공간 처리된 전송 신호에 각 안테나에 상응하는 제1 파일럿 심볼을 더하는 단계를 더 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서,

   상기 순환지연된 전송 신호에 시간 영역으로 변환된 제2 파일럿 심볼을 각 안테나별로 더하는 단계를 더 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
4. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서,

   각 부반송파에 상응하는 전송 심볼들에 대해 주파수 영역에서 프리코딩을 수행하는 단계;

   상기 프리코딩이 수행된 전송 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계;

   각 안테나별 전송 신호에 소정의 순환지연을 적용하는 단계

   를 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
5. 제4항에 있어서,

   상기 프리코딩된 전송 신호에 각 안테나에 상응하는 제1 파일럿 심볼을 더하는 단계를 더 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
6. 제4항 또는 제5항에 있어서,

   상기 순환지연된 전송 신호에 시간 영역으로 변환된 제2 파일럿 심볼을 각 안테나별로 더하는 단계를 더 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
7. 다수의 부반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법에 있어서,

   위상천이를 위한 제1행렬과, 제1행렬을 단위행렬(unitary matrix)화 하기 위한 제2행렬을 곱하여 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 결정하는 단계;

   각 부반송파에 상응하는 전송 심벌들에 상기 결정된 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 곱하는 단계;

   상기 위상천이 기반 프리코딩이 수행된 전송 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계; 및

   각 안테나별 전송 신호에 소정의 순환지연을 적용하는 단계

   를 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
8. 제7항에 있어서,

   상기 시간 영역으로 변환된 전송 심볼들 전체에 소정의 가중치를 곱하는 단계를 더 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
9. 제8항에 있어서,

   상기 위상천이 기반 프리코딩된 전송 신호에 각 안테나에 상응하는 제1 파일럿 심볼을 더하는 단계를 더 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
10. 제7항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 순환지연된 전송 신호에 시간 영역으로 변환된 제2 파일럿 심볼을 각 안테나별로 더하는 단계를 더 포함하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.
11. 제7항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 제1행렬과 제2행렬을 곱한 결과는,

    

    로 표시되며, 제1행렬의 위상각 θ_i(t), i=1,...,N_t 및 제2행렬은 일정 시간 단위로 변화하는 순환지연을 이용한 데이터 전송 방법.

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