CN101512929A

CN101512929A - 用于在mimo无线通信系统中提供有效预编码反馈的方法和设备

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Publication number: CN101512929A
Application number: CNA2007800306142A
Authority: CN
Inventors: K·J·L·潘; R·L·奥勒森; D·M·格列可
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2006-08-17
Filing date: 2007-08-15
Publication date: 2009-08-19
Anticipated expiration: 2027-08-15
Also published as: AU2007284477B2; BRPI0714537A2; KR20130067488A; RU2009109419A; HK1133495A1; CA2660945A1; EP2448145A1; AR062414A1; WO2008021396A3; KR101325434B1; KR101066151B1; KR20090041441A; KR101325370B1; EP2060020A2; US7881247B2; MY157698A; CN101512929B; RU2407158C1; US20080049709A1; AU2007284477A1

Abstract

采用基于Jacobi旋转法的预编码反馈方案以在上行链路中产生反馈。包含了发射机和接收机的无线通信系统可以使用单码字(SCW)或双码字(DCW)。所述预编码方案是以发射波束成形(TxBF)为基础的。考虑到差分反馈，采用周期性非差分反馈以避免因为差分处理而导致的差错累积或传播。

Description

用于在MIMO无线通信系统中提供有效预编码反馈的方法和设备

技术领域

本发明主要涉及无线通信系统。特别地，本发明涉及一种通过使用与群组反馈相结合的差分反馈来执行有效的多输入多输出(MIMO)预编码处理，由此显著减小单载波频分多址(SC-FDMA)系统中的反馈开销的方法和设备。

背景技术

对演进型通用陆地无线电接入(E-UTRA)来说，要想为正交频分多址(OFDMA)下行链路(DL)提供高数据速率和增大的系统容量，MIMO被视为是不可或缺的。出于相同原因，将MIMO用于SC-FDMA上行链路(UL)也是非常理想的。对用于上行链路的SC-FDMA来说，为其使用MIMO预编码处理而在数据速率和吞吐量方面的显著提升业已得到了展示。如果假设采用16-QAM调制，那么在20MHz的上行链路频谱分配(2.5bps/Hz)以内，E-UTRA将会支持大小为50Mb/s的即时上行链路峰值数据速率。

在使用实际编码速率(例如1/2)时，即时上行链路峰值数据速率是远远低于50Mb/s的。为了在使用实际编码速率的同时达到该数据速率，有必要使用MIMO结构。已被注意到的是，要在上行链路传输中实现最高吞吐量，那么势必要用到预编码处理。如果将MIMO用于SC-FDMA上行链路(UL)，那么需要使用至少两个发射机，其中每一个发射机都对应于一个上行链路MIMO天线。在WTRU中，具有两个或更多发射机的附加优点是可以使用波束成形来增强多用户MIMO以及发射分集方案，例如空时(ST)/频解码(FD)。

有效的反馈可以减小反馈开销或提高性能。当为本征基础反馈使用Jacobi旋转法时，这时是可以减小反馈开销的。此外，如果用于Jacobi变换的迭代方法使用差分反馈来追踪本征基础增量，并且随后向新的本征基础提供反馈，那么是可以实现附加的开销减小的。

使用差分反馈和迭代Jacobi旋转法来实现潜在的反馈开销减小和性能提升将会是非常理想的。对具有两个或更多发射天线的MIMO建议而言，基于迭代Jacobi变换的反馈是一种很有发展潜力的解决方案。

发明内容

本发明评估了MIMO预编码方案的性能，并且考虑了在包含发射机和接收机的无线通信系统中为MIMO预编码处理执行量化、群组反馈和反馈延迟所取得的效果。该系统既可以使用单码字(SCW)结构，也可以使用双码字(DCW)结构。奇异值分解(SVD)可以用于产生预编码矩阵。用于MIMO预编码或发射本征波束成形(TxBF)的量化处理可以以码本为基础。群组反馈设想的是每组子载波或资源块(RB)都具有一个反馈。另外，在这里还提供了使用组合的差分和非差分反馈并以码本为基础的MIMO预编码方案。此外，该预编码方案也可以仅仅使用非差分反馈。

本发明评估了MIMO预编码方案的性能，并且考虑了为MIMO预编码处理执行量化、群组反馈和反馈延迟所取得的效果。SVD可以用于产生预编码矩阵。用于MIMO预编码或TxBF的量化可以以码本为基础。群组反馈设想的是每组子载波或资源块(RB)都具有一个反馈。此外，我们还考虑了使用组合的差分和非差分反馈并且以码本为基础的MIMO预编码方案。

本发明提供了一种用于上行链路MIMO并以Jacobi旋转法为基础的预编码反馈方案。另外，本发明还可以应用于使用了OFDM(A)的下行链路MIMO。在这里考虑的是具有周期性复位的组合式差分和非差分反馈。正如已展示的那样，具有恰当复位的差分反馈将会提高性能。与非差分反馈相比，在保持性能的同时，差分反馈需要的反馈开销是相当小的，其大约是非差分反馈的33％。

在这里还研究了由于量化、群组反馈和反馈延迟而导致的MIMO预编码处理的性能降级。正如已展示的那样，对MIMO预编码来说，由于量化而导致的性能降级处于微小的(a fractional)dB以内。由于群组反馈所导致的MIMO预编码的性能降级则取决于信道相干带宽以及反馈群组大小。对每25个RB的反馈来说，其损耗是在1dB以内。此外，正如所展示的那样，对很低的速度或较短的反馈延迟、例如3km/h或大小为2个传输时间间隔(TTI)的反馈延迟来说，由于反馈延迟所导致的性能降级处于微小的dB以内。随着速度或反馈延迟的增大，性能降级也会增大。

附图说明

从以下关于优选实施例的描述中可以更详细地了解本发明，这些优选实施例是作为实例给出的，并且是结合附图而被理解的，其中：

图1是显示在使用了典型的市内6(TU-6)信道模型的情况下的帧差错率(FER)与信噪比(SNR)的对比。并且在这里给出了理想和量化反馈的比较；

图2是显示在使用空间信道模型扩展C(SCME-C)信道模型的情况下的帧差错率(FER)与信噪比(SNR)的对比。在这里给出的是理想和量化反馈的比较。正如所观察的那样，与TU-6信道模型相比，来自用于SCME-C信道模型的量化反馈的损耗相对较小。这归因于SCME-C信道模型所具有的相关属性；

图3是用于比较差分反馈和非差分反馈的图示；

图4是使用了不同复位间隔的反馈的图示；

图5是对用于低速的SCME-C的差分反馈以及反馈延迟进行比较的图示；

图6是对用于高速SCME-C的差分反馈以及反馈延迟的图示；

图7是用于高速SCME-C的非差分反馈和反馈延迟的图示；

图8A是根据本发明的发射机的框图，其中该发射机包括用于对差分或非差分反馈比特进行处理的预编码矩阵生成器；

图8B和8C显示的是图8A中的预编码矩阵生成器的细节；

图9A是根据本发明的接收机的框图，其中该接收机包括用于产生由图8A的发射机中的预编码矩阵生成器处理的反馈比特的反馈生成器；

图9B和9C显示的是图9A的接收机中的反馈生成器的细节；

图10A和10B显示的是在图9B的反馈生成器中使用的预编码矩阵生成器的不同实施例；

图10C和10D显示的是在图9C的反馈生成器中使用的预编码矩阵生成器的不同实施例；

图11显示的是用于高数据吞吐量SNR区域的单用户MIMO(SU-MIMO)与单输入多输出(SIMO)的双码字性能比较；以及

图12显示的是在将用于WTRU和演进型节点-B(e节点B)上的两个或多个天线的上行链路预编码MIMO与SCME-C信道结合使用的情况下的单、双码字的性能比较。

具体实施方式

下文引用的术语“无线发射/接收单元(WTRU)”包括但不局限于用户设备(UE)、移动站、固定或移动用户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、计算机或是其他任何能在无线环境中工作的用户设备。下文引用的术语“基站”包括但不局限于节点-B、站控制器、接入点(AP)或是其他任何能在无线环境中工作的接口设备。

非差分反馈

在这里使用了Jacobi来执行矩阵对角线化处理。信道响应矩阵H(或信道响应矩阵估计)可以分解成：

H＝UDV^H 等式(1)

其中U和V是酉矩阵，即U^HU＝I和V^HV＝I。D是一个在对角线上具有奇异值的对角矩阵，V是本征矩阵(由本征矢量组成)，并且在发射机上可以将其用作预编码矩阵，而V^H则是预编码矩阵(本征矩阵)V的赫梅(Hermetian)矩阵。信道相关矩阵R是如下定义的：

R≡H^HH 等式(2)

它是信道响应矩阵H的赫梅响应与信道响应矩阵H自身的乘积。该信道相关矩阵R可以分解成：

R＝VD²V^H 等式(3)

Jacobi旋转法被用于对信道相关矩阵R执行矩阵对角线化处理，由此：

D²＝J^HRJ 等式(4)

对角线化处理是一个将任意矩阵转换成对角矩阵的处理。通常，对角线化处理会在无线通信和信号处理应用中被使用，以便分离多个信号和/或分离预期信号与干扰。等式(4)描述的是通过对角线化处理而将信道相关矩阵R变换成对角矩阵D²。在等式(4)中，信道相关矩阵R将会右乘Jacobi旋转矩阵J，并且信道相关矩阵R将会左乘Jaboci旋转矩阵J的赫梅响应。所得到的矩阵则是D²，并且它是一个对角矩阵。在对等式(1)与(3)进行比较时，可以观察到的是，通过对角线化信道响应矩阵H来发现本征矩阵V的处理与通过对角线化信道相关矩阵R来发现本征矩阵V的处理是等价的。等式(3)可以改写为：

V^HRV＝D² 等式(5)

在对等式(4)与等式(5)进行比较时，可以观察到的是，当使用本征值分解(或SVD)和用于对角线化变换的Jacobi旋转来对角线化信道相关矩阵R时，Jacobi矩阵J将会变成本征矩阵V。对2×2结构来说，Jacobi旋转变换或预编码矩阵(抑或是Jacobi旋转变换或预编码矩阵的估计)是如下表示的：

J (\hat{θ}, \hat{φ}) = [\begin{matrix} \cos (\hat{θ}) e^{j \hat{φ}} & \sin (\hat{θ}) e^{j \hat{φ}} \\ - \sin (\hat{θ}) & \cos (\hat{θ}) \end{matrix}]

等式(6a)

其中

和是Jacobi旋转的参数估计。该参数

和可以通过等式(9)和(10)获取。此外，该参数

和

也可以通过求解以下等式(6b)来获取。

V = [\begin{matrix} v_{11} & v_{12} \\ v_{21} & v_{22} \end{matrix}] = J (\hat{θ}, \hat{φ}) = [\begin{matrix} \cos (\hat{θ}) e^{j \hat{φ}} & \sin (\hat{θ}) e^{j \hat{φ}} \\ - \sin (\hat{θ}) & \cos (\hat{θ}) \end{matrix}]

等式(6b)

预编码矩阵(本征矩阵)V表示为：

V = [\begin{matrix} v_{11} & v_{12} \\ v_{21} & v_{22} \end{matrix}]

等式(7)

信道相关矩阵R表示为：

R = [\begin{matrix} r_{11} & r_{12} \\ r_{21} & r_{22} \end{matrix}]

等式(8)

对非差分反馈来说，预编码矩阵V反馈将被执行。如先前部分所述，通过比较等式(4)和(5)可知，预编码矩阵V与Jacobi旋转矩阵J是等价的，因此，预编码矩阵V可以变换成Jacobi旋转矩阵J。而反馈预编码矩阵V的处理与反馈Jacobi旋转矩阵J或是反馈Jacobi旋转矩阵参数

和

的处理则是相同的。预编码矩阵V的反馈可以用两个元素

和

而不是v11，v12，v21和v22(预编码矩阵V的本征矢量元素)或r11，r12，r21和r22(信道相关矩阵R的元素)来表示。与反馈整个预编码矩阵或是反馈预编码矢量自身(例如反馈预编码矩阵V或者等效地反馈其元素v11，v12，v21和v22，抑或是反馈信道相关矩阵R或是等效地反馈其元素r11，r12，r21和r22)相比，反馈矩阵变换参数(例如反馈

和

)将会更为有效。

Jacobi变换参数

和

可以使用以下两个等式来计算：

\tan {(\hat{θ})}^{2} + \frac{(r_{22} - r_{11})}{{| r}_{12} |} \tan (\hat{θ}) - 1 = 0

等式(9)

e^{j \hat{φ}} = \frac{r_{12}}{| r_{12} |}

等式(10)

其中r_ij是信道相关矩阵R中与第i行和第j列相对应的元素。为了进一步减小反馈开销，在这里引入了差分处理，在该处理中，所计算和反馈的仅仅是更新之间的矩阵变换参数变化或差值

和

为了避免差分处理所引入的差错累积和传播，在这里考虑一种用于组合差分和非差分反馈的方法，并且在该方法中提出了一种具有周期性差错复位的差分反馈。

差分反馈

在这里提出的是使用了迭代Jacobi变换的差分反馈。

对反馈实例n来说，Jacobi旋转J(n)被应用于信道相关矩阵R并且表述如下：

J(n)^HR(n)J(n)＝D² 等式(11)

对下一个反馈实例n+1来说，如果Jacobi旋转矩阵没有更新，那么对使用了反馈实例n的Jacobi旋转的矩阵R的对角线化处理来说，该处理可以表述为：

J {(n)}^{H} R (n + 1) J (n) = {\tilde{D}}^{2}

等式(12)

其中

是非对角线型的。但是，当信道缓慢变化时，将会接近对角线型。当信道不变时，

将会是对角线型。而当MIMO信道改变时，则不再是对角线型。为了实施正确的对角线化处理，有必要对预编码矩阵进而是Jacobi旋转矩阵进行更新。在这里用ΔJ(或ΔJ(n))来命名差分预编码矩阵(增量预编码矩阵)，其中该矩阵代表的是在反馈实例n的反馈矩阵更新增量。用于增量预编码矩阵的Jacobi旋转变换的参数

和

将会从接收机回送到发射机。这与非差分反馈形成了对比，其中对非差分反馈来说，所反馈的是完整的预编码矩阵而不是增量预编码矩阵。用于完整预编码矩阵的Jacobi旋转变换的参数

和

将被反馈到发射机。当信道改变时，这时有必要对Jacobi旋转或变换进行更新，以便实施正确的对角线化处理：

ΔJ {(n)}^{H} [J {(n)}^{H} R (n + 1) J (n)] ΔJ (n) = ΔJ {(n)}^{H} {\tilde{D}}^{2} ΔJ (n) = D^{2}

等式(13)

其中ΔJ(n)是反馈实例n的反馈更新增量。差分反馈或增量反馈ΔJ(n)是在接收机上估计和计算的，并且将被从接收机回送到发射机，以便为发射机(和/或接收机，如有必要的话)上的下一个预编码处理J(n+1)更新预编码矩阵J(n)。

差分反馈或增量反馈ΔJ可以从

获取，其中：

{\tilde{D}}^{2} = [\begin{matrix} d_{11} & d_{12} \\ d_{21} & d_{22} \end{matrix}]

等式(14)

下列等式(15)和(16)可以用于获取差分预编码矩阵ΔJ(也就是获取和

\tan {(Δ \hat{θ})}^{2} + \frac{(d_{22} - d_{11})}{{| d}_{12} |} \tan (Δ \hat{θ}) - 1 = 0

等式(15)

e^{jΔ \hat{φ}} = \frac{d_{12}}{| d_{12} |}

等式(16)

作为替换，在接收机上也可以通过将前一个预编码矩阵J(n)的赫梅转置与预编码矩阵J(n+1)相乘来计算差分反馈ΔJ：

ΔJ(n)＝J(n)^HJ(n+1) 等式(17)

其中对反馈实例n+1来说，J(n+1)可以在接收机上如等式(2)和(4)所描述的那样从相关矩阵中R(n+1)计算得到。发射机接收该反馈ΔJ(n)，并且将其用于J(n+1)的预编码矩阵更新。应该注意的是，预编码矩阵是用J表示的(如先前部分所述，J与V是等价的，因此J与V是相等的)，在发射机上，前一个预编码矩阵J(n)将被更新，以便获取下一个预编码矩阵J(n+1)。发射机首先接收和解码反馈比特，并且将这些反馈比特转换成增量预编码矩阵ΔJ。该处理可以在发射机上通过将接收机上使用的前一个预编码矩阵J(n)与发射机从接收机接收、解码和转换的差分预编码矩阵ΔJ(n)相乘来执行：

J(n+1)＝J(n)·ΔJ(n) 等式(18)

J(n+1)可以从R(n+1)中计算得到，并且R(n+1)可以从H(n+1)中计算得到。

如等式(13)所述，对角线化处理是使用经过更新的差分预编码矩阵ΔJ实现的，而最终得到的等式可以改写成：

J(n+1)^HR(n+1)J(N+1)＝D² 等式(19)

其中J(n+1)和ΔJ是通过等式(18)来关联的。

组合的差分和非差分反馈

应该指出的是，组合的差分和非差分反馈都是可以与群组反馈结合使用的。群组反馈设想的是相邻子载波或资源块(RB)将会展现相似的衰落状态，同样，组合的差分和非差分反馈也是可以共同应用于相邻子载波或资源块(RB)的。

一般来说，差分反馈较适合低速信道，而非差分反馈则适合高速信道。而组合的差分和非差分反馈则可以被考虑用于反馈开销减小以及性能提升。

差分反馈既可以每隔N个TTI、每隔N个反馈间隔、每隔一定时段复位一次，也可以进行非周期性复位，由此避免因为差分处理而导致差错累积或传播。N是预定整数。在每一次复位时都会使用非差分反馈。非差分反馈是每隔N个TTI或每隔N个反馈间隔出现的，而差分反馈则用于剩余的TTI或反馈间隔。在复位周期，完整的预编码矩阵将被反馈，而在复位之间或者在非差分反馈之间，所反馈的仅仅是增量预编码矩阵。

反馈开销是可以减小的。对差分反馈来说，量化所需要的比特相对较少(例如2比特)。而对非差分反馈来说，量化所需要的比特则相对较多(例如3比特)。

举个例子，对非差分反馈来说，所使用的是包含了八个码字的码本，其中该码本需要三个(3)反馈比特来实施量化，而对差分反馈来说，所使用的将会是四个码字，并且它需要的是相对较少的反馈比特(2比特)。该反馈可以基于多个资源块(RB)(例如2、5、6、10个RB)上的平均值，其中RB被定义成是具有多个子载波(例如12或25个子载波)的组块。

在这里使用了两个码本。用于量化的码本(差分码本)集中在用于差分反馈的(θ，φ)平面的原点，而用于非差分反馈的码本(非差分码本)则是均匀的，其中码字是均匀分布的。在一种实施方式中，差分码本包含了四个码字。非差分码本包含了八个码字。组合的差分和非差分反馈可以减小反馈开销，并且可以提供MIMO预编码处理的性能。

模拟假设

在下表1中给出了所使用的模拟假设和参数

表1

参数	假设
参数	假设	载波频率	2.0GHz
符号速率	4.096兆符号/秒	载波频率	2.0GHz
符号速率	4.096兆符号/秒	传输带宽	5MHz
TTI长度	0.5ms(2048个符号)	传输带宽	5MHz
TTI长度	0.5ms(2048个符号)	每个TTI的数据块数量	6
每个TTI的数据符号数量	1536	每个TTI的数据块数量	6
每个TTI的数据符号数量	1536	快速傅里叶变换(FFT)块大小	512
被占用的子载波数量	256	快速傅里叶变换(FFT)块大小	512
被占用的子载波数量	256	循环前缀(CP)长度	7.8125μs(32个采样)
信道模型	典型市区(TU6)，SCME-C	循环前缀(CP)长度	7.8125μs(32个采样)
信道模型	典型市区(TU6)，SCME-C	天线结构	2 x 2(MIMO)
发射/接收天线之间的衰落相关	对TU6以及SCME-C来说，ρ＝0，	天线结构	2 x 2(MIMO)

移动速度	3km/hr，30km/hr，120km/hr
移动速度	3km/hr，30km/hr，120km/hr	数据调制	QPSK和16QAM
信道编码	具有软判定解码的Turbo码	数据调制	QPSK和16QAM
信道编码	具有软判定解码的Turbo码	编码速率	1/2和1/3
均衡器	LMMSE	编码速率	1/2和1/3
均衡器	LMMSE	群组反馈	每1、12和25个子载波具有一个反馈
反馈差错	无(假设是理想的)	群组反馈	每1、12和25个子载波具有一个反馈
反馈差错	无(假设是理想的)	反馈延迟	2和6个TTI
信道估计	理想信道估计	反馈延迟	2和6个TTI

模拟结果和论述

图1显示了用于TU6信道模型以及3km/hr的车辆速度的MIMO预编码的性能。在这里对具有群组反馈的MIMO预编码处理的性能进行了比较，其中这些群组反馈具有不同的群组大小。该群组反馈并不是在需要最高反馈开销的每个子载波上反馈的。并且群组反馈为每L个子载波使用了一个反馈。与无群组反馈，也就是L＝1的情况的性能相比，在每12个子载波使用一个反馈的情况下，为群组反馈观察到的降级大约是0.3dB。而对每25个子载波使用一个反馈的情况来说，与无群组反馈相比，为群组反馈观察到的降级大约是0.8dB。

此外，在图1中还对具有和不具有量化处理的MIMO预编码处理的性能进行了比较。对在每个反馈群组使用2个比特的差分反馈来说，为所有群组反馈大小L＝1、12和25个子载波观察到的因为量化处理而导致的降级大约是0.3dB。该反馈会在每个TTI得到更新，并且会每隔10个TTI被复位。

图2显示的是用于SCME-C信道和3km/hr的车辆速度并且使用了群组反馈和码本量化的MIMO预编码处理的性能。与无群组反馈、也就是L＝1的情况相比，在每12个子载波使用一个反馈的情况下，为群组反馈观察到的降级是大约0.1dB。另外，与无群组反馈的情况相比，在每25个子载波使用一个反馈的情况，为群组反馈观察到的降级大约是0.2dB。此外还可以观察到的是，由于在每个反馈群组使用2个比特的量化处理而导致的降级大约是0.3dB。

图3显示的是使用了差分和非差分反馈的MIMO预编码处理的性能比较。对使用混合的2比特/3比特方案的组合的差分和非差分反馈来说，其性能是与使用了3个比特的非差分反馈相比较的。对组合的差分和非差分反馈来说，其在每个复位周期是将2比特量化与3比特量化结合使用的。

可以观察到的是，对具有用于差分处理的恰当复位间隔并且使用了较少比特(2比特)的差分反馈来说，其性能与使用完整反馈以及更多比特(3比特)的非差分反馈的性能是相似的。与非差分反馈的反馈开销相比，组合的差分和非差分反馈可以将反馈开销减小33％，这一点则取决于迭代间隔以及复位周期。与没有量化的理想预编码/TxBF相比，对使用量化的预编码处理来说，其性能大约会有0.3-0.4dB的降级。

图4显示的是将差分反馈与复位处理结合使用的MIMO预编码处理的性能。如所示，在具有恰当复位处理的情况下，每个TTI的差分反馈的性能可以将性能提升2dB。这是因为量化处理所导致的预编码差错有可能因为差分反馈而累积或传播。复位处理则会纠正这个差错，由此提高性能。

在这里对具有不同复位间隔N＝10、20、30和50个TTI的差分反馈的性能进行了比较。性能降级是可以忽略的；对50个TTI的最长复位间隔来说，所观察到的降级是大约0.1dB。应该指出的是，这种情况并未顾及可能出现的反馈比特差错的效果；但是，我们相信这种差错会因为差错保护而很稀少。

图5显示的是用于SCME-C信道和车辆速度3km/h并且使用了具有反馈延迟的差分反馈的MIMO预编码处理的性能。与无量化和无反馈延迟的情况相比，对2个TTI的反馈延迟来说，2比特量化和反馈延迟的组合性能降级大约是0.3dB，而对6个TTI的反馈延迟来说，其性能降级大约是0.4dB。

图6显示的是用于SCME-C信道和车辆速度120km/h并且使用了具有反馈延迟的差分反馈的MIMO预编码处理的性能。如所示，与没有反馈延迟的性能相比，由2个TTI的反馈延迟产生的降级大约是0.6dB，由6个TTI的反馈延迟产生的降级大约是1.5dB。在与没有量化和没有反馈的理想预编码的性能相比较时，对组合的量化以及2个TTI和6个TTI的反馈延迟来说，差分反馈的性能分别具有大约1.7dB和2.7dB的降级。

图7显示的是用于SCME-C信道和120km/h并且使用了差分反馈的MIMO预编码的性能。如所示，与没有反馈延迟的性能相比，对2个TTI的反馈延迟来说，性能降级大约是0.5dB，而对6个TTI的反馈延迟来说，性能降级大约是2dB。相应地，在与没有量化并且没有反馈的理想预编码的性能相比较时，对组合的量化与2个TTI和6个TTI的反馈延迟来说，差分反馈的性能具有大约0.7dB和2.2dB的降级。很明显，对高速信道来说，较优选的是较短的反馈延迟，由此可以减小因为速度所导致的性能损失。

使用了差分反馈、非差分反馈和群组反馈的MIMO预编码可以应用于SC-FDMA或OFDMA空中接口的上行链路或下行链路MIMO。在下文中显示了用于具有SC-FDMA空中接口的上行链路MIMO的差分反馈操作。

这些技术可以扩展到大于一的任意数量的天线。

架构

图8A是根据本发明的发射机800的框图，它涉及的是将预编码处理与双发射链结合使用的上行链路MIMO的DCW结构。对SCW来说，编码数据分成了并行信息流，其中每个信息流都具有不同的调制。该发射机800可以是e节点B或基站(也就是LTE术语中的e节点B)。

参考图8A，发射机800包括解复用器810、多个信道编码器815₁-815_n、多个速率匹配单元820₁-820_n、多个频率交织器825₁-825_n、多个星座映射单元830₁-830_n、多个快速傅里叶变换(FFT)单元835₁-835_n、预编码器840、子载波映射单元845、多个复用器850₁-850_n、多个逆FFT(IFFT)单元855₁-855_n、多个循环前缀(CP)插入单元860₁-860_n、多个天线865₁-865_n以及预编码矩阵生成器875。应该指出的是，发射机800的结构是作为实例而不是限制提供的，所述处理可以由更多或更少的组件执行，并且处理顺序是可以改变的。

首先，发射数据805由解复用器810解复用成多个数据流812₁-812_n。对每一个数据流812₁-812_n来说，自适应调制编码(AMC)都是可以使用的。然后，每个数据流812₁-812_n上的比特由每个信道编码器815₁-815_n进行编码，以便产生编码比特818₁-818_n，随后，这些编码比特将会由每个速率匹配单元820₁-820_n进行凿孔(punctured)，以便进行速率匹配。作为替换，多个输入数据流也可以由信道编码器和速率匹配单元来执行编码和凿孔，而不是将一个发射数据解析成多个数据流。

优选地，经过速率匹配之后的编码数据822₁-822_n将会由交织器825₁-825_n进行交织。然后，经过交织的数据比特828₁-828_n由星座映射单元830₁-830_n依照选定调制模式映射成符号832₁-832_n。该调制方案则可以是二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、8PSK、16正交振幅调制(QAM)、64QAM或类似的调制方案。每个数据流上的符号832₁-832_n由FFT单元835₁-835_n进行处理，并且该单元将会输出频域数据838₁-838_n。

预编码矩阵生成器875使用非差分或差分反馈比特(或反馈信道矩阵)来产生一组预编码加权880(也就是预编码矩阵)，这些加权将被馈送到预编码器840，以便对频域数据流838₁-838_n执行预编码处理。

图8B和8C显示的是图8A的发射机800中的预编码矩阵生成器875的细节。

如果反馈比特870包含非差分反馈比特870’，那么预编码矩阵生成器875可以被配置成是图8B所示的预编码生成器875’。该预编码矩阵生成器875’包括一个反馈比特-完整预编码矩阵映射单元890，该单元则使用非差分码本888而将非差分反馈比特870’转换成完整预编码矩阵880’(J)。

如果反馈比特870包含了差分反馈比特870”，那么预编码矩阵生成器875可以被配置成是图8C所示的预编码矩阵生成器875”。该预编码矩阵生成器875”包括一个反馈比特-增量预编码映射单元894，该单元使用差分码本892而将差分反馈比特870”变换成增量预编码矩阵896(ΔJ)。该增量预编码矩阵896是用

和

表示的。此外，预编码矩阵生成器875”还包括一个完整预编码矩阵生成和更新单元898，并且该单元会将增量预编码矩阵896变换成用

和

表示的完整预编码矩阵880”(J)。

回过来参考图8A，与空间扩展或波束成形相类似，预编码器840将加权应用于每一个频域数据流838₁-838_n，并且输出预编码数据流842₁-842_n。子载波映射单元845则将预编码数据流842₁-842_n映射成为用户指定的子载波。而所述子载波映射处理既可以是分布式子载波映射，也可以是集中式(localized)子载波映射。

对经过子载波映射处理的数据842₁-842_n来说，复用器850₁-850_n会将这些数据与导频849相复用，然后，其输出852₁-852_n将会由IFFT单元855₁-855_n进行处理。该IFFT单元855₁-855_n输出时域数据流858₁-858_n。CP插入单元860₁-860_n会在每个时域数据流858₁-858_n中插入CP。然后，带有CP的时域数据862₁-862_n将会经由天线865₁-865_n而被发射。

图9A是根据本发明并对图8A的发射机800发射的信号进行接收和处理的接收机900的框图。对SCW来说，其中可以使用单个解码器。所述接收机900可以是WTRU。

在这里假设预编码器矩阵码字索引将被从基站(也就是LTE术语中的e节点B)反馈到WTRU。

接收机900包括多个天线905₁-905_n、多个CP移除单元910₁-910_n、多个FFT单元915₁-915_n、信道估计器920、子载波解映射单元925、MIMO解码器930、多个IFFT单元935₁-935_n、多个数据解调器940₁-940_n、多个解交织器945₁-945_n、多个前向纠错(FEC)单元950₁-950_n、空间逆解析器(deparser)955以及反馈生成器960。该MIMO解码器930可以是最小均方误差(MMSE)解码器、MMSE连续干扰消除(SIC)解码器、最大似然比(ML)解码器或是使用了用于MIMO的其他任何先进技术的解码器。

仍旧参考图9A，CP移除单元910₁-910_n从天线905₁-905_n接收的每个数据流908₁-908_n中移除CP。在CP移除之后，CP移除单元910₁-910_n输出的经处理的数据流912₁-912_n将会由FFT单元915₁-915_n转换成频域数据918₁-918_n。信道估计器920使用常规方法而从这些频域数据918₁-918_n中产生信道估计值922。并且该信道估计是基于每个子载波执行的。子载波解映射单元925执行的操作与在图8的发射机800上执行的操作相反。然后，经过子载波解映射处理的数据928₁-928_n将会由MIMO解码器930进行处理。

在MIMO解码之后，解码数据932₁-932_n将会由IFFT单元935₁-935_n进行处理，以便转换成时域数据938₁-938_n。这些时域数据938₁-938_n由数据解调器940₁-940_n进行处理，以便产生比特流942₁-942_n。解交织器945₁-945_n则对这些比特流942₁-942_n进行处理，并且它执行的操作与图8发射机800中的交织器825₁-825_n的操作相反。然后，每一个解交织比特流948₁-948_n将会由每一个FEC单元950₁-950_n进行处理。FEC单元950₁-950_n输出的数据比特流952₁-952_n则由空间逆解析器955进行整合，以便恢复数据962。反馈生成器产生非差分或差分反馈比特，并且这些比特将被反馈到发射机800的预编码矩阵生成器875。

图9B和9C显示的是图9A的接收机900的反馈生成器960的细节。

如果反馈比特870包含了非差分反馈比特870’，那么反馈生成器960可以被配置成图9B所示的反馈生成器960’。该反馈生成器960’包括一个预编码矩阵生成器1005’，它输出的是用其参数

和

表示的完整预编码矩阵1010(J)。该完整预编码矩阵1010被馈送到反馈比特生成器1020’，该生成器则使用非差分码本1015来产生非差分反馈比特870’。

如果反馈比特870包含差分反馈比特870”，那么反馈生成器960可以被配置成是图9C所示的反馈生成器960”。该反馈生成器960”包括一个预编码矩阵生成器1005”，它输出的是采用其参数和

为形式的增量预编码矩阵1012(ΔJ)。该增量预编码矩阵1012被馈送到反馈比特生成器1020”，该生成器则使用差分码本1018来产生差分反馈比特870”。

图10A和10B显示的是在图9B的反馈生成器960’中使用的预编码矩阵生成器1005’的不同实施例。在一个实施例中，预编码矩阵生成器1005’基于等式(1)和(6b)而产生了用于生成非差分比特的完整预编码矩阵1010’。在另一个实施例中，预编码矩阵生成器1005’基于等式(2)、(9)和(10)而产生了用于生成非差分反馈比特的完整预编码矩阵1010”。

图10C和10D显示的是在图9C的反馈生成器960”中使用的预编码矩阵生成器1005”的不同实施例。在一个实施例中，预编码矩阵生成器1005”基于等式(2)、(12)、(15)和(16)而产生了用于生成差分反馈比特的增量预编码矩阵1012’。在另一个实施例中，预编码矩阵生成器1005”则基于等式(17)而产生了用于生成差分反馈比特的增量预编码矩阵1012”。

预编码

预编码处理是以发射波束成形(TxBF)为基础的，其中举例来说，所述波束成形使用的是基于SVD的本征波束成形。虽然SVD是最优的，但是节点B也可以使用其他算法。

如先前在等式(1)中所示，信道矩阵是使用SVD或如下所示的等价操作分解的，

H＝UDV^H

其中H是信道矩阵。用于空间复用、波束成形等等的预编码处理可以表述成

x＝Ts 等式(20)

其中s是数据矢量，T是广义预编码矩阵或变换矩阵。在使用发射本征波束成形时，预编码或变换矩阵T将被选定为波束成形矩阵V，其中该矩阵是从上述SVD操作中获取的，也就是说，T＝V。作为替换，预编码或变换矩阵T也可以从码本或量化中选定。对在码本或量化中选择用于预编码矩阵T的码字的处理来说，该处理是以某些预定判据为基础的，例如SINR、均方误差(MSE)、信道容量等等。根据估计的信道矩阵H，在所有候选预编码矩阵中具有最高量度的预编码矩阵将被选择，其中所述最高量度可以是最高SINR、最大信道容量或最小MSE。作为替换，根据SVD操作，在码本的所有候选预编码矩阵中具有矩阵V的最佳量化的码字或预编码矩阵将被选择。这对OFDMA的本征波束成形是类似的，而本征波束成形应用到SC-FDMA上需要被修改。

由于SVD操作将会产生正交信息流，因此e节点B可以使用一个简单的线性MMSE(LMMSE)接收机。它可以表述为：

R = R_{ss} {\tilde{H}}^{H} {({\tilde{H} R}_{ss} {\tilde{H}}^{H} + R_{vv})}^{- 1}

等式(21)

其中R是接收处理矩阵，R_ss和R_vv是相关矩阵，

则是包含了V矩阵对估计信道响应所产生的效应的有效信道矩阵。在图8A中，e节点B(也就是发射机800)中的预编码器840将会使用从e节点B发射到WTRU的最新量化预编码器矩阵而在WTRU上产生有效信道矩阵。

反馈

一种用于反馈预编码矩阵的方法是通过使用先前部分中所述的组合的差分和非差分反馈来使用基于码本的MIMO预编码方案。

本部分给出的是为SU-MIMO选定的模拟结果。在这里首先论述的是SU-MIMO与SIMO之间的比较，其后则是对单码字与双码字SU-MIMO的性能所进行的比较。

模拟参数

在表1中提供了假设的模拟参数。而在下表2中则提供了用于每一个空间流的不同MCS选择的可实现吞吐量。

表2

MCS	可实现的数据速率(Mbps)	频谱效率(bps/Hz)
MCS	可实现的数据速率(Mbps)	频谱效率(bps/Hz)	16QAM r7/8-16QAM r3/4	19.9680	3.99
16QAM r7/8-16QAM r1/2	16.8960	3.38	16QAM r7/8-16QAM r3/4	19.9680	3.99
16QAM r7/8-16QAM r1/2	16.8960	3.38	16QAM r7/8-16QAM r1/3	14.8480	2.97
16QAM r5/6-QPSK r1/8	11.08	2.22	16QAM r7/8-16QAM r1/3	14.8480	2.97
16QAM r5/6-QPSK r1/8	11.08	2.22	16QAM r5/6-QPSK r1/2	10.752	2.15
16QAM r3/4-QPSK r1/6	10.24	2.05	16QAM r5/6-QPSK r1/2	10.752	2.15
16QAM r3/4-QPSK r1/6	10.24	2.05	16QAM r1/2-QPSK r1/3	8.192	1.64
16QAM r1/2-QPSK r1/6	7.168	1.43	16QAM r1/2-QPSK r1/3	8.192	1.64
16QAM r1/2-QPSK r1/6	7.168	1.43	16QAM r1/3-QPSK r1/8	4.864	0.97
16QAM r1/4-QPSK r1/8	3.840	0.77	16QAM r1/3-QPSK r1/8	4.864	0.97

有必要指出的是，在5MHz，使用双码字和实际码率的最大可实现吞吐量是19.968Mbps，其在20MHz带宽中将会扩展到79.87Mbps，并且将会具有大小为4bps/Hz的频谱效率。另一方面，SIMO在5MHz将被限制成10.75Mbps，并且其频谱效率将会是2.15。由此，与SIMO相比，SU-MIMO的上行链路数据速率几乎是其两倍。

SU-MIMO与SIMO的比较

图11显示的是用于高数据吞吐量SNR区域的SU-MIMO与SIMO的双码字性能比较。当SNR是24dB时，最大可实现吞吐量大约是19Mbps，而在SNR大于26dB时，可实现吞吐量大约是19.97Mbps。根据该比较，有必要指出的是，在SIMO的情况下，SNR为20dB时的最大可实现吞吐量是10.5Mbps。

对具有单和双码字的SU-MIMO所进行的比较

本部分给出的是将用于WTRU和e节点B上的两个天线的上行链路预编码MIMO与SCME-C信道结合使用的单、双码字的性能比较。由于没有模拟HARQ，因此，为SCW和DCW使用的是相同的码速率，以便对其进行公平的比较。此外，在使用预编码处理时，为这两个信息流全都使用用于SCW的相同调制也是不切实际的，因此，在这里只显示了QPSK与16QAM的组合。这样一来，在这里并未显示可以借助DCW实现的较高吞吐量。

图12显示的是将用于WTRU和e节点B上的两个天线的上行链路预编码MIMO与SCME-C信道结合使用的单、双码字的性能比较。

DCW在较低的SNR上实现了较高的吞吐量，而相反的情况在较高的SNR上也是成立的。与DCW相比，SCW的性能相对较好。而其差别在可以看到3dB差值的最高数据速率时则较为显著。最终，由于使用了相同的调制和编码，因此这两种方案将会达到相同的最大吞吐量，对所模拟的最高MCS来说，其在5MHz中几乎是14Mbps。

对DCW来说，其在较低SNR时的性能较优的原因是因为与整个系统的SNR相比，上层本征模型具有更高的SNR。由此，在具有低SNR时，信息流将会促成某些成功传输，而更低的信息流则通常不会如此。但是，在具有较高SNR时，较低的信息流仍旧具有相对较高的BLER，而这往往会减小DCW的总吞吐量。然而对SCW来说，由于编码处理同时涵盖了两个信息流，因此，较高的信息流将会保护较低的信息流。这样则会导致SCW在较高SNR时具有总体的较低的BLER。

从这些结果中可以推断出，使用任何一种方法都可以实现大约2.8bps/Hz的很高上行链路频谱效率。但是，由于DCW可以在每个信息流上使用具有不同码率的16QAM，而SCW则必须使用单个码率以及不同的调制，因此，DCW可以实现大约4bps/Hz的较高频谱效率。

总而言之，根据优选实施例，用于SC-FDMA的上行链路SU-MIMO将会实现：

1)UE上的预编码可以以SVD或是在e节点B上执行的可比拟的算法为基础。对SCME-C信道来说，码本可以基于在若干相邻RB上获取的信道平均值，例如六个相邻RB。

2)通过使用组合的差分和非差分反馈，可以有效执行预编码矩阵索引反馈。典型的反馈参数是每6个TTI发射的每6个RB的2个比特，或者对5MHz中的24个RB来说，其最大值是1333bps。由于等价的最大数据速率是19.968Mbps，因此反馈效率是很高的。

3)如模拟所示，与SIMO相比，SU-MIMO的上行链路数据速率几乎是其两倍(186％)。

实施例

1.一种用于在包含接收机和发射机的多输入多输出(MIMO)无线通信系统中提供预编码反馈的方法，该方法包括：

接收机发射非差分反馈比特或差分反馈比特；以及

发射机基于所述反馈比特来更新第一预编码矩阵，并且使用所述第一预编码矩阵来对多个频域数据流进行预编码。

2.根据实施例1所述的方法，该方法还包括：

所述发射机发射多个时域数据流，每个时域数据流都包括循环前缀(CP)；

所述接收机接收所述时域数据流；

所述接收机从所述时域数据流中移除所述CP，以便产生多个经处理的数据流；

所述接收机将所述经处理的数据流转换成频域数据；

所述接收机对所述频域数据执行信道估计，以产生信道估计值；

所述接收机基于所述信道估计值而产生第二预编码矩阵；以及

所述接收机基于所述第二预编码矩阵而产生和发射反馈比特。

3.根据实施例2所述的方法，其中所述第二预编码矩阵是增量预编码矩阵，而所述反馈比特是差分反馈比特。

4.根据实施例2所述的方法，其中所述第二预编码矩阵是完整预编码矩阵，而所述反馈比特是非差分反馈比特。

5.根据实施例4所述的方法，其中非差分反馈比特是通过使用Jacobi旋转来对与所述信道估计相关联的信道响应矩阵和信道相关矩阵中的至少一者执行矩阵对角线化处理而产生的。

6.根据实施例1-5中任一实施例所述的方法，其中所述反馈比特是非差分反馈比特，并且该方法还包括：

所述发射机通过使用非差分码本而将所述非差分反馈比特映射成完整预编码矩阵。

7.根据实施例1-5中任一实施例所述的方法，其中所述反馈比特是差分反馈比特，并且该方法还包括：

所述发射机通过使用差分码本而将所述非差分反馈比特映射成增量预编码矩阵；以及

所述发射机基于所述增量预编码矩阵而产生完整预编码矩阵。

8.根据实施例1-7中任一实施例所述的方法，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

9.根据实施例1-8中任一实施例所述的方法，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

10.根据实施例1-8中任一实施例所述的方法，其中所述发射机是基站。

11.一种用于在包含接收机和发射机的多输入多输出(MIMO)无线通信系统中提供预编码反馈的方法，该方法包括：

接收机发射非差分反馈比特和差分反馈比特；以及

所述发射机基于所述反馈比特来更新第一预编码矩阵，并且使用所述第一预编码矩阵来对多个频域数据流进行预编码。

12.根据实施例11所述的方法，其中差分反馈在每N个传输时间间隔(TTI)被复位，其中N是预定整数。

13.根据实施例11所述的方法，其中差分反馈在每N个反馈间隔被复位，其中N是预定整数。

14.根据实施例11所述的方法，其中差分反馈被非周期性复位，以避免因为差分处理而导致的差错累积或传播。

15.根据实施例11所述的方法，其中非差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)或每N个反馈间隔出现，而差分反馈则被用于剩余TTI或反馈间隔，其中N是预定整数。

16.根据实施例11所述的方法，其中两(2)个比特被用于差分反馈，而三(3)个比特被用于非差分反馈。

17.根据实施例11所述的方法，其中为非差分反馈使用由八个码字的组成码本，并且所述码字需要用三(3)个反馈比特来执行量化。

18.根据实施例11所述的方法，其中为差分反馈使用由四个码字组成的码本，并且所述码字需要用两(2)个反馈比特来执行量化。

19.根据实施例11-18中任一实施例所述的方法，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

20.根据实施例11-19中任一实施例的方法，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

21.根据实施例11-19中任一实施例的方法，其中所述发射机是基站。

22.一种用于为发射机提供反馈以更新由所述发射机用以预编码多个频域数据流的第一预编码矩阵的接收机，该接收机包括：

信道估计器，该信道估计器被配置成通过对与由所述发射机发射的多个时域数据流相关联的频域数据执行信道估计来产生信道估计值；以及

与所述信道估计器电耦合的反馈生成器，该反馈生成器被配置成基于所述信道估计值而产生传输到所述发射机的反馈比特，其中所述反馈比特是非差分反馈比特或差分反馈比特。

23.根据实施例22所述的接收机，该接收机还包括：

被配置成接收所述时域数据流的多个天线；

与所述天线中相应的天线电耦合的多个循环前缀(CP)移除单元，每一个CP移除单元都被配置成从由所述天线接收的多个时域数据流中的每一个时域数据流中移除CP，以产生经处理的数据流；以及

与所述CP移除单元中相应的CP移除单元以及所述信道估计器电耦合的多个快速傅立叶变换(FFT)单元，每一个FFT单元都被配置成将所述经处理的数据流转换成频域数据。

24.根据实施例22所述的接收机，其中所述反馈生成器包括：

预编码矩阵生成器，该预编码矩阵生成器被配置成基于所述信道估计值来产生第二预编码矩阵；以及

与所述预编码矩阵生成器电耦合的反馈比特生成器，该反馈比特生成器被配置成基于所述第二预编码矩阵来产生和发射反馈比特。

25.根据实施例24所述的接收机，其中所述第二预编码矩阵是增量预编码矩阵，而所述反馈比特是差分反馈比特。

26.根据实施例24所述的接收机，其中所述第二预编码矩阵是完整预编码矩阵，而所述反馈比特是非差分反馈比特。

27.根据实施例22-26中任一实施例所述的接收机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

28.根据实施例22-27中任一实施例所述的接收机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

29.根据实施例22-27中任一实施例所述的接收机，其中所述发射机是基站。

30.一种用于为发射机提供反馈以更新由所述发射机用以预编码多个频域数据流的第一预编码矩阵的接收机，该接收机包括：

与所述信道估计器电耦合的反馈生成器，该反馈生成器被配置成基于所述信道估计值而产生传输到所述发射机的反馈比特，其中所述反馈比特包括差分反馈比特和非差分反馈比特。

31.根据实施例30所述的接收机，其中差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)被复位，其中N是预定整数。

32.根据实施例30所述的接收机，其中差分反馈每N个反馈间隔被复位，其中N是预定整数。

33.根据实施例30所述的接收机，其中差分反馈被非周期性复位，以避免因为差分处理而导致的差错累积或传播。

34.根据实施例30所述的接收机，其中非差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)或每N个反馈间隔出现，而差分反馈则被用于剩余TTI或反馈间隔，其中N是预定整数。

35.根据实施例30所述的接收机，其中两(2)个比特被用于差分反馈，而三(3)个比特被用于非差分反馈。

36.根据实施例30所述的接收机，其中为非差分反馈使用由八个码字组成的码本，并且所述码字需要用三(3)个反馈比特来执行量化。

37.根据实施例30所述的接收机，其中为差分反馈使用由四个码字组成的码本，并且所述码字需要用两(2)个反馈比特来执行量化。

38.根据实施例30-37中任一实施例所述的接收机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

39.根据实施例30-38中任一实施例所述的接收机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

40.根据实施例30-38中任一实施例所述的接收机，其中所述发射机是基站。

41.一种基于由接收机提供的反馈来执行预编码的发射机，所述反馈是基于所述接收机从所述发射机接收的多个时域数据流而产生的，所述发射机包括：

预编码矩阵生成器，该预编码矩阵生成器被配置成接收来自所述接收机的反馈比特并且基于所述反馈比特来更新预编码矩阵，其中所述反馈比特是非差分反馈比特或差分反馈比特；以及

与所述预编码矩阵生成器电耦合的预编码器，该预编码器被配置成使用所述预编码矩阵来对多个频域数据流进行预编码。

42.根据实施例41所述的发射机，其中所述预编码器包括：

反馈比特-增量预编码映射单元，用于将差分反馈比特映射成增量预编码矩阵；以及

完整预编码矩阵生成和更新单元，用于基于所述增量预编码矩阵而产生和更新完整预编码矩阵，其中所述预编码器使用所述完整预编码矩阵来对所述频域数据流进行预编码。

43.根据实施例41所述的发射机，其中所述预编码器包括：

反馈比特-完整预编码映射单元，用于将非差分反馈比特映射成完整预编码矩阵，其中所述预编码器使用所述完整预编码矩阵来对所述频域数据流进行预编码。

44.根据实施例41-43中任一实施例所述的发射机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

45.根据实施例41-44中任一实施例所述的发射机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

46.根据实施例41-44中任一实施例所述的发射机，其中所述发射机是基站。

47.一种基于由接收机提供的反馈来执行预编码的发射机，所述反馈是基于所述接收机从所述发射机接收的信号而产生的，所述发射机包括：

预编码矩阵生成器，该预编码矩阵生成器被配置成接收来自所述接收机的反馈比特并基于所述反馈比特而产生预编码矩阵，其中所述反馈比特包括差分反馈比特和非差分反馈比特；以及

与预编码矩阵生成器电耦合的预编码器，所述预编码器被配置成使用所述预编码矩阵来对多个频域数据流进行预编码。

48.根据实施例47所述的发射机，其中差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)被复位，其中N是预定整数。

49.根据实施例47所述的发射机，其中差分反馈每N个反馈间隔被复位，其中N是预定整数。

50.根据实施例47所述的发射机，其中差分反馈被非周期性复位，以避免因为差分处理而导致的差错累积或传播。

51.根据实施例47所述的发射机，其中非差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)或每N个反馈间隔出现，而差分反馈则被用于剩余TTI或反馈间隔，其中N是预定整数。

52.根据实施例47所述的发射机，其中两(2)个比特被用于差分反馈，而三(3)个比特被用于非差分反馈。

53.根据实施例47所述的发射机，其中为非差分反馈使用由八个码字组成的码本，并且所述码字需要用三(3)个反馈比特来执行量化。

54.根据实施例47所述的发射机，其中为差分反馈使用由四个码字组成的码本，并且所述码字需要用两(2)个反馈比特来执行量化。

55.根据实施例47-54中任一实施例所述的发射机，其中所述预编码器包括：

56.根据实施例47-54中任一实施例所述的发射机，其中所述预编码器包括：

反馈比特-完整预编码映射单元，用于将非差分反馈比特映射成完整预编码矩阵，其中所述预编码器使用完整预编码矩阵来对所述频域数据流进行预编码。

57.根据实施例47-56中任一实施例所述的发射机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

58.根据实施例47-57中任一实施例所述的发射机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

59.根据实施例47-57中任一实施例所述的发射机，其中所述发射机是基站。

虽然本发明的特征和元素在优选的实施方式中以特定的结合进行了描述，但每个特征或元素可以在没有所述优选实施方式的其他特征和元素的情况下单独使用，或在与或不与本发明的其他特征和元素结合的各种情况下使用。本发明提供的方法或流程图可以在由通用计算机或处理器执行的计算机程序、软件或固件中实施，其中所述计算机程序、软件或固件是以有形的方式包含在计算机可读存储介质中的，关于计算机可读存储介质的实例包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、寄存器、缓冲存储器、半导体存储设备、内部硬盘和可移动磁盘之类的磁介质、磁光介质以及CD-ROM碟片和数字多功能光盘(DVD)之类的光介质。

举例来说，恰当的处理器包括：通用处理器、专用处理器、传统处理器、数字信号处理器(DSP)、多个微处理器、与DSP核心相关联的一个或多个微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)电路、任何一种集成电路(IC)和/或状态机。

与软件相关联的处理器可以用于实现射频收发信机，以在无线发射接收单元(WTRU)、用户设备、终端、基站、无线电网络控制器或是任何一种主机计算机中加以使用。WTRU可以与采用硬件和/或软件形式实施的模块结合使用，例如相机、摄像机模块、视频电路、扬声器电话、振动设备、扬声器、麦克风、电视收发信机、免提耳机、键盘、蓝牙

模块、调频(FM)无线电单元、液晶显示器(LCD)显示单元、有机发光二极管(OLED)显示单元、数字音乐播放器、媒体播放器、视频游戏机模块、因特网浏览器和/或任何一种无线局域网(WLAN)模块。

Claims

接收机发射反馈比特；

发射机接收所述反馈比特；

所述发射机基于所述反馈比特而更新第一预编码矩阵，其中所述反馈比特是非差分反馈比特或差分反馈比特；以及

所述发射机使用所述第一预编码矩阵来对多个频域数据流进行预编码。

2.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括：

所述接收机接收所述时域数据流；

所述接收机从所述时域数据流中移除所述CP，以产生多个经处理的数据流；

所述接收机将所述经处理的数据流转换成频域数据；

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述第二预编码矩阵是增量预编码矩阵，而所述反馈比特是差分反馈比特。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述第二预编码矩阵是完整预编码矩阵，而所述反馈比特是非差分反馈比特。

5.根据权利要求4所述的方法，其中非差分反馈比特是通过使用Jacobi旋转来对与所述信道估计相关联的信道响应矩阵和信道相关矩阵中的至少一者执行矩阵对角线化处理而产生的。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述反馈比特是非差分反馈比特，并且该方法还包括：

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述反馈比特是差分反馈比特，并且该方法还包括：

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

9.根据权利要求1所述的方法，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述发射机是基站。

接收机发射反馈比特；

发射机接收所述反馈比特；

所述发射机基于所述反馈比特来更新第一预编码矩阵，其中所述反馈比特包括差分反馈比特和非差分反馈比特；以及

12.根据权利要求11所述的方法，其中差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)被复位，其中N是预定整数。

13.根据权利要求12所述的方法，其中差分反馈每N个反馈间隔被复位，其中N是预定整数。

14.根据权利要求12所述的方法，其中差分反馈被非周期性复位，以避免因为差分处理而导致的差错累积或传播。

15.根据权利要求12所述的方法，其中非差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)或每N个反馈间隔出现，而差分反馈则被用于剩余TTI或反馈间隔，其中N是预定整数。

16.根据权利要求12所述的方法，其中两(2)个比特被用于差分反馈，而三(3)个比特被用于非差分反馈。

17.根据权利要求16所述的方法，其中为非差分反馈使用由八个码字组成的码本，所述码字需要用三(3)个反馈比特来执行量化。

18.根据权利要求16所述的方法，其中为差分反馈使用由四个码字组成的码本，所述码字需要用两(2)个反馈比特来执行量化。

19.根据权利要求11所述的方法，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

20.根据权利要求11所述的方法，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

21.根据权利要求11所述的方法，其中所述发射机是基站。

23.根据权利要求22所述的接收机，该接收机还包括：

被配置成接收所述时域数据流的多个天线；

24.根据权利要求22所述的接收机，其中所述反馈生成器包括：

预编码矩阵生成器，该预编码矩阵生成器被配置成基于所述信道估计值而产生第二预编码矩阵；以及

25.根据权利要求24所述的接收机，其中所述第二预编码矩阵是增量预编码矩阵，而所述反馈比特是差分反馈比特。

26.根据权利要求24所述的接收机，其中所述第二预编码矩阵是完整预编码矩阵，而所述反馈比特是非差分反馈比特。

27.根据权利要求22所述的接收机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

28.根据权利要求22所述的接收机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

29.根据权利要求22所述的接收机，其中所述发射机是基站。

31.根据权利要求30所述的接收机，其中差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)被复位，其中N是预定整数。

32.根据权利要求30所述的接收机，其中差分反馈每N个反馈间隔被复位，其中N是预定整数。

33.根据权利要求30所述的接收机，其中差分反馈被非周期性复位，以避免因为差分处理而导致的差错累积或传播。

34.根据权利要求30所述的接收机，其中非差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)或每N个反馈间隔出现，而差分反馈则被用于剩余TTI或反馈间隔，其中N是预定整数。

35.根据权利要求30所述的接收机，其中两(2)个比特被用于差分反馈，而三(3)个比特被用于非差分反馈。

36.根据权利要求30所述的接收机，其中为非差分反馈使用由八个码字组成的码本，并且所述码字需要用三(3)个反馈比特来执行量化。

37.根据权利要求30所述的接收机，其中为差分反馈使用由四个码字组成的码本，并且所述码字需要用两(2)个反馈比特来执行量化。

38.根据权利要求30所述的接收机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

39.根据权利要求30所述的接收机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

40.根据权利要求30所述的接收机，其中所述发射机是基站。

42.根据权利要求41所述的发射机，其中所述预编码器包括：

43.根据权利要求41所述的发射机，其中所述预编码器包括：

44.根据权利要求41所述的发射机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

45.根据权利要求41所述的发射机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

46.根据权利要求41所述的发射机，其中所述发射机是基站。

48.根据权利要求47所述的发射机，其中差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)被复位，其中N是预定整数。

49.根据权利要求47所述的发射机，其中差分反馈每N个反馈间隔被复位，其中N是预定整数。

50.根据权利要求47所述的发射机，其中差分反馈被非周期性复位，以避免因为差分处理而导致的差错累积或传播。

51.根据权利要求47所述的发射机，其中非差分反馈每N个传输时间间隔(TTI)或每N个反馈间隔出现，而差分反馈则被用于剩余TTI或反馈间隔，其中N是预定整数。

52.根据权利要求47所述的发射机，其中两(2)个比特被用于差分反馈，而三(3)个比特被用于非差分反馈。

53.根据权利要求47所述的发射机，其中为非差分反馈使用由八个码字组成的码本，并且所述码字需要用三(3)个反馈比特来执行量化。

54.根据权利要求47所述的发射机，其中为差分反馈使用由四个码字组成的码本，并且所述码字需要用两(2)个反馈比特来执行量化。

55.根据权利要求47所述的发射机，其中所述预编码器包括：

56.根据权利要求47所述的发射机，其中所述预编码器包括：

57.根据权利要求47所述的发射机，其中所述接收机是无线发射/接收单元(WTRU)。

58.根据权利要求47所述的发射机，其中所述发射机是演进型节点-B(e节点B)。

59.根据权利要求47所述的发射机，其中所述发射机是基站。