RU2407158C1 - Способ и устройство для обеспечения эффективной обратной связи с предварительным кодированием в системе беспроводной связи mimo - Google Patents

Способ и устройство для обеспечения эффективной обратной связи с предварительным кодированием в системе беспроводной связи mimo Download PDF

Info

Publication number
RU2407158C1
RU2407158C1 RU2009109419/09A RU2009109419A RU2407158C1 RU 2407158 C1 RU2407158 C1 RU 2407158C1 RU 2009109419/09 A RU2009109419/09 A RU 2009109419/09A RU 2009109419 A RU2009109419 A RU 2009109419A RU 2407158 C1 RU2407158 C1 RU 2407158C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
feedback
precoding matrix
precoding
differential
matrix
Prior art date
Application number
RU2009109419/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2009109419A (ru
Inventor
Кайл Цзюн-Линь ПАНЬ (US)
Кайл Цзюн-Линь ПАНЬ
Роберт Л. ОЛЕСЕН (US)
Роберт Л. ОЛЕСЕН
Дональд М. ГРИЕКО (US)
Дональд М. ГРИЕКО
Original Assignee
Интердиджитал Текнолоджи Корпорейшн
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=38996664&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=RU2407158(C1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Интердиджитал Текнолоджи Корпорейшн filed Critical Интердиджитал Текнолоджи Корпорейшн
Publication of RU2009109419A publication Critical patent/RU2009109419A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2407158C1 publication Critical patent/RU2407158C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0634—Antenna weights or vector/matrix coefficients
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0641—Differential feedback
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0658—Feedback reduction
    • H04B7/066—Combined feedback for a number of channels, e.g. over several subcarriers like in orthogonal frequency division multiplexing [OFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0658—Feedback reduction
    • H04B7/0663—Feedback reduction using vector or matrix manipulations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0675—Space-time coding characterised by the signaling
    • H04L1/0687—Full feedback
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

Изобретение относится к технике связи. Технический результат состоит в повышении надежности связи. Для этого в системе (MIMO) используются предварительное кодирование и обратная связь в системе беспроводной связи, включающей в себя передатчик и приемник. Система может использовать либо единичное кодовое слово (SCW), либо двойное кодовое слово (DCW). Схема предварительного кодирования базируется на формировании диаграммы направленности передачи (T×BF). Рассматривается комбинированная дифференциальная и недифференциальная обратная связь с периодической переустановкой. 3 н. и 7 з.п. ф-лы, 12 ил., 2 табл.

Description

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ
Настоящее изобретение относится, в общем, к системам беспроводной связи. Более конкретно, настоящее изобретение относится к способу и устройству для выполнения эффективного предварительного кодирования множественного входа и множественного выхода (MIMO) с использованием дифференциальной обратной связи, скомбинированной с групповой обратной связью, что вызывает значительно уменьшенную служебную информацию обратной связи в системе с множественным доступом с разделением частот с единичной несущей (SC-FDMA).
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
MIMO считается существенным для усовершенствованного универсального наземного радиодоступа (E-UTRA) для обеспечения высокой скорости данных и увеличенной емкости системы для нисходящей линии связи (DL) множественного доступа с ортогональным разделением частот (OFDMA). Желательно использовать MIMO для восходящей линии связи (UL) SC-FDMA по тем же причинам. Было показано значительное улучшение в скоростях данных и пропускной способности с использованием предварительного кодирования MIMO для SC-FDMA для восходящей линии связи. E-UTRA поддерживает мгновенную пиковую скорость данных восходящей линии связи в 50 Мб/с внутри 20 МГц назначения спектра восходящей линии связи (2,5 битов в секунду/Гц), предполагая модуляцию 16-QAM.
Когда используются практические скорости кодирования (например, 1/2), мгновенная пиковая скорость данных восходящей линии связи намного меньше, чем 50 Мб/с. Для достижения этой скорости данных при использовании практических скоростей кодирования использование конфигурации MIMO является необходимым. Также было замечено, что для достижения наивысшей пропускной способности в передаче восходящей линии связи, использование предварительного кодирования является необходимым. Использование MIMO для восходящей линии связи (UL) SC-FDMA требует использования, по меньшей мере, двух передатчиков, одного для каждой антенны MIMO восходящей линии связи. Дополнительным преимуществом к наличию двух или более передатчиков в WTRU является возможность использовать формирование диаграммы направленности для усиления многопользовательского MIMO и также схем разнесения передачи, таких как пространства времени (ST)/частотного декодирования (FD).
Эффективная обратная связь может уменьшать служебную информацию обратной связи или улучшать производительность. Потенциальное уменьшение служебной информации обратной связи достижимо, когда используется преобразование Якоби для обратной связи собственного базиса. Дополнительное уменьшение служебной информации достижимо с использованием дифференциальной обратной связи посредством итеративного подхода для преобразования Якоби для отслеживания дельты собственного базиса и затем обеспечения обратной связи для нового собственного базиса.
Является желательным использовать дифференциальную обратную связь и итеративное преобразование Якоби для потенциального уменьшения служебной информации обратной связи и улучшения производительности. Базирующаяся на итеративном преобразовании Якоби обратная связь является потенциальным решением для предложения MIMO с двумя или более антеннами передачи.
РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Настоящее изобретение оценивает производительность схемы предварительного кодирования MIMO и рассматривает эффекты квантизации, групповой обратной связи и задержки обратной связи для предварительного кодирования MIMO в системе беспроводной связи, включающей в себя передатчик и приемник. Система может использовать либо конфигурацию единичного кодового слова (SCW), либо конфигурацию двойного кодового слова (DCW). Разложение по сингулярным значениям (SVD) может использоваться для генерирования матрицы предварительного кодирования. Квантизация для предварительного кодирования MIMO или собственное формирование диаграммы направленности передачи (T×BF) может быть базирующейся на кодовой книге. Групповая обратная связь рассматривает одну обратную связь в расчете на группу поднесущих или ресурсных блоков (RB). Также обеспечивается базирующаяся на кодовой книге схема предварительного кодирования MIMO с использованием комбинированной дифференциальной и недифференциальной обратной связи. Схема предварительного кодирования только может использовать недифференциальную обратную связь.
Настоящее изобретение оценивает производительность схемы предварительного кодирования MIMO и рассматривает эффекты квантизации, групповой обратной связи и задержки обратной связи для предварительного кодирования MIMO. SVD может использоваться для генерирования матрицы предварительного кодирования. Квантизация для MIMO предварительного кодирования или TxBF может быть базирующейся на кодовой книге. Групповая обратная связь рассматривает одну обратную связь в расчете на группу поднесущих или ресурсных блоков (RB). Мы рассматриваем базирующуюся на кодовой книге схему предварительного кодирования MIMO с использованием комбинированной дифференциальной и недифференциальной обратной связи.
Настоящее изобретение обеспечивает схему обратной связи с предварительным кодированием на основе преобразований Якоби для MIMO восходящей линии связи. Настоящее изобретение также может применяться к MIMO нисходящей линии связи, где используется OFDM(A). Рассматривается комбинированная дифференциальная и недифференциальная обратная связь с периодической переустановкой. Показано, что дифференциальная обратная связь с должной переустановкой улучшает производительность. Дифференциальная обратная связь требует значительно меньше, около 33%, служебной информации обратной связи, чем недифференциальная обратная связь при сохранении производительности.
Изучается деградация производительности для предварительного кодирования MIMO вследствие квантизации, групповой обратной связи и задержки обратной связи. Показано, что деградация производительности вследствие квантизации для предварительного кодирования MIMO находится внутри дробного значения децибел. Деградация производительности предварительного кодирования MIMO вследствие групповой обратной связи зависит от канальной когерентной полосы пропускания и размера группы обратной связи. Потеря находится в пределах 1 дБ для обратной связи каждые 25 RB (ресурсных блоков). Также показано, что деградация производительности вследствие задержки обратной связи находится внутри дробного дБ для низкой скорости или более короткой задержки обратной связи, такой как 3 км/ч, или задержки обратной связи из 2 интервалов времени передачи (TTI). Производительность деградирует более по мере того, как скорость или задержка обратной связи увеличивается.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Более детальное понимание этого изобретения может быть видно из последующего описания предпочтительного варианта осуществления, данного в качестве примера, и должно пониматься в соединении с сопровождающими чертежами, где:
Фиг. 1 - это график, иллюстрирующий частоту ошибок кадра (FER) по отношению к отношению сигнала к шуму (SNR) с использованием Обычной Городской 6 (TU-6) канальной модели. Дано сравнение идеальной и квантованной обратной связи;
Фиг. 2 - это график, иллюстрирующий частоту ошибок кадра (FER) по отношению к отношению сигнала к шуму (SNR) с использованием канальной модели Пространственной Канальной Модели Расширенной C (SCME-C). Дано сравнение идеальной и квантованной обратной связи. Как наблюдается, имеется меньшая потеря от квантованной обратной связи для канальной модели SCME-C, чем канальной модели TU-6. Это вследствие свойств корреляции канальной модели SCME-C;
Фиг. 3 - это график, сравнивающий дифференциальную обратную связь и недифференциальную обратную связь;
Фиг. 4 - это график обратной связи с использованием разных интервалов переустановки;
Фиг. 5 - это график, сравнивающий дифференциальную обратную связь с задержкой обратной связи для SCME-C при более низкой скорости;
Фиг. 6 - это график дифференциальной обратной связи и задержки обратной связи для SCME-C при высокой скорости; и
Фиг. 7 - это график недифференциальной обратной связи и задержки обратной связи для SCME-C при высокой скорости.
Фиг. 8A - это блок-схема передатчика, включающего в себя генератор матрицы предварительного кодирования для обработки битов дифференциальной или недифференциальной обратной связи в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг. 8B и 8C иллюстрируют детали генератора матрицы предварительного кодирования из Фиг. 8A;
Фиг. 9A - это блок-схема приемника, включающего в себя генератор обратной связи, который генерирует биты обратной связи, обработанные генератором матрицы предварительного кодирования передатчика из Фиг. 8A в соответствии с настоящим изобретением;
Фиг. 9B и 9C показывают детали генератора обратной связи приемника из Фиг. 9A;
Фиг. 10A и 10B показывают разные варианты осуществления генератора матрицы предварительного кодирования, используемого в генераторе обратной связи из Фиг. 9B;
Фиг. 10C и 10D показывают разные варианты осуществления генератора матрицы предварительного кодирования, используемого в генераторе обратной связи из Фиг. 9C;
Фиг. 11 показывает сравнение производительности двойного кодового слова для единичного пользовательского MIMO (SU-MIMO) с единичным входом, множественным выходом (SIMO) для областей SNR высокой пропускной способности данных; и
Фиг. 12 показывает сравнение производительности для единичного и двойного кодовых слов с использованием MIMO предварительного кодирования восходящей линии связи для двух или более антенн в WTRU и усовершенствованном Узле-B (eNodeB) с каналом SCME-C.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
При указании в дальнейшем термин "блок беспроводной передачи/приема (WTRU)" включает в себя, но не ограничен этим, пользовательское оборудование (UE), мобильную станцию, фиксированный или мобильный блок абонента, пейджер, сотовый телефон, персональный цифровой ассистент (PDA), компьютер или любой другой тип пользовательского устройства, способного работать в беспроводной среде. При указании в дальнейшем терминология "базовая станция" включает в себя, но не ограничена этим, Узел-B, контроллер сайта, точку доступа (AP) или любой другой тип интерфейсного устройства, способного работать в беспроводной среде.
Недифференциальная обратная связь
Преобразование Якоби используется для выполнения диагонализации матрицы. Матрица H отклика канала (или оценка матрицы отклика канала) может быть разложена в:
Η=UDVH,
Figure 00000001
Уравнение (1)
где U и V - это унитарные матрицы, т.е. UHU=I и VHV=I. D - это диагональная матрица, которая имеет сингулярные значения на диагонали, V - это собственная матрица (состоящая из собственных векторов) и может использоваться как матрица предварительного кодирования в передатчике, и VH - это Эрмитово преобразование матрицы предварительного кодирования (собственной матрицы) V. Матрица R канальной корреляции определяется как:
R≡HHH,
Figure 00000002
Уравнение (2)
что является произведением Эрмитового транспонирования матрицы H отклика канала и матрицы H отклика канала самой. Матрица R канальной корреляции может быть разложена в:
R=VD2VH
Figure 00000003
Уравнение (3)
Преобразование Якоби используется для выполнения диагонализации матрицы над матрицей R канальной корреляции, так что:
D2=JHRJ
Figure 00000004
Уравнение (4)
Диагонализация является процессом преобразования любой произвольной матрицы в диагональную матрицу. Диагонализация обычно используется в приложениях беспроводной связи и обработки сигналов для отделения множественных сигналов и/или для отделения требуемого сигнала и помехи. Уравнение (4) описывает процесс диагонализации матрицы R канальной корреляции в диагональную матрицу D2. В Уравнении (4) матрица J преобразования Якоби умножается с матрицей R канальной корреляции с правой стороны, и Эрмитово транспонирование матрицы J преобразования Якоби умножается с матрицей R канальной корреляции с левой стороны. Результирующая матрица - это D2, которая является диагональной матрицей. При сравнении уравнений (1) и (3) наблюдается, что диагонализация матрицы H отклика канала для нахождения собственной матрицы V эквивалентна диагонализации матрицы R канальной корреляции для нахождения собственной матрицы V. Уравнение (3) может быть переписано как:
VHRV=D2
Figure 00000005
Уравнение (5)
При сравнении уравнений (4) и (5) наблюдается, что матрица J Якоби становится собственной матрицей V, когда матрица R канальной корреляции диагонализируется с использованием разложения по собственным значениям (или SVD) и преобразования Якоби для преобразования диагонализации. Преобразование преобразования Якоби или матрица предварительного кодирования (или оценка преобразования Якоби или матрицы предварительного кодирования) для 2×2 конфигурации представляется как:
Figure 00000006
где
Figure 00000007
и
Figure 00000008
- это оценки параметров для преобразования Якоби.
Параметры
Figure 00000009
и
Figure 00000010
могут быть получены посредством уравнений 9 и 10. Параметры
Figure 00000009
и
Figure 00000010
могут также быть получены посредством решения уравнения 6b ниже.
Figure 00000011
Матрица предварительного кодирования (собственная матрица) V представляется как:
Figure 00000012
Матрица R канальной корреляции представляется как:
Figure 00000013
Для недифференциальной обратной связи выполняется обратная связь матрицы предварительного кодирования V. Так как матрица предварительного кодирования V эквивалентна матрице преобразования Якоби J, посредством сравнения уравнений (4) и (5), как описано в предыдущих разделах, матрица предварительного кодирования V может быть преобразована в матрицу преобразования Якоби J. Подача назад матрицы предварительного кодирования V эквивалентна подаче назад матрицы J преобразования Якоби или подаче назад параметров
Figure 00000007
и
Figure 00000010
матрицы преобразования Якоби. Обратная связь матрицы предварительного кодирования V может быть представлена посредством двух элементов:
Figure 00000007
и
Figure 00000010
, вместо v11, v12, v21 и v22 (элементы или собственные векторы матрицы предварительного кодирования V) или r11, r12, r21 и r22 (элементы матрицы R канальной корреляции). Обратная связь параметров матричного преобразования (такого как обратная связь
Figure 00000007
и
Figure 00000010
) является более эффективной, чем обратная связь целой матрицы предварительного кодирования или векторов предварительного кодирования самих (как например, обратная связь матрицы предварительного кодирования V или эквивалентно ее элементов v11, v12, v21 и v22 или обратная связь матрицы R канальной корреляции или эквивалентно ее элементов r11, r12, r21 и r22).
Параметры преобразования Якоби
Figure 00000007
и
Figure 00000010
могут быть вычислены с использованием следующих двух уравнений:
Figure 00000014
где rij - это элемент матрицы R канальной корреляции, который соответствует i-й строке и j-му столбцу.
Чтобы дополнительно уменьшить служебную информацию обратной связи, вводится дифференциальная обработка, на которой только изменения или различия параметров матричного преобразования (Δ
Figure 00000007
и Δ
Figure 00000010
) между обновлениями вычисляются и подаются назад.
Чтобы избежать накопления и распространения ошибок, введенных дифференциальной обработкой, рассматривается подход, который комбинирует дифференциальную и недифференциальную обратную связь, в котором предлагается дифференциальная обратная связь с периодической переустановкой ошибок.
Дифференциальная обратная связь
Предлагается дифференциальная обратная связь с использованием итеративного преобразования Якоби. Для примера обратной связи n преобразование Якоби J(n) применяется над матрицей R канальной корреляции и выражается посредством:
Figure 00000015
Для следующего экземпляра обратной связи n+1, если матрица преобразования Якоби не обновляется, диагонализация матрицы R с использованием преобразования Якоби экземпляра обратной связи n может быть выражена посредством:
Figure 00000016
Figure 00000017
недиагональная. Однако когда канал изменяется медленно,
Figure 00000017
является близкой к диагональной. Когда канал не изменяется,
Figure 00000017
является диагональной. Когда MIMO каналы изменяются,
Figure 00000017
больше не является диагональной. Матрица предварительного кодирования, и поэтому, матрица преобразования Якоби, должна быть обновлена для корректной диагонализации. Назовем ΔJ (или ΔJ(n)) дифференциальной матрицей предварительного кодирования (дельта матрицей предварительного кодирования), которая представляет дельту обновления матрицы обратной связи в экземпляре обратной связи n. Параметры Δ
Figure 00000007
и Δ
Figure 00000010
для преобразования Якоби дельта матрицы предварительного кодирования посылаются назад в передатчик от приемника. Это в отличие от недифференциальной обратной связи, в которой полная матрица предварительного кодирования вместо дельта матрицы предварительного кодирования подается назад. Параметры
Figure 00000007
и
Figure 00000010
для преобразования Якоби полной матрицы предварительного кодирования подаются назад в передатчик. Когда канал изменяется, преобразование Якоби или преобразование должно быть обновлено для корректной диагонализации:
Figure 00000018
где ΔJ(n) - это дельта обновления обратной связи в экземпляре обратной связи n. Дифференциальная обратная связь или дельта обратная связь ΔJ(n) оценивается и вычисляется в приемнике и посылается назад в передатчик от приемника для обновления матрицы предварительного кодирования J(n) для следующей обработки предварительного кодирования J(n+1) в передатчике (и/или в приемнике, если необходимо).
Дифференциальная обратная связь или дельта обратная связь ΔJ может быть получена из
Figure 00000017
, где:
Figure 00000019
Последующие уравнения (15) и (16) могут использоваться для получения дифференциальной матрицы предварительного кодирования ΔJ (т.е. для получения Δ
Figure 00000007
и Δ
Figure 00000010
):
Figure 00000020
Альтернативно, дифференциальная обратная связь ΔJ может быть вычислена в приемнике посредством умножения Эрмитового транспонирования предыдущей матрицы предварительного кодирования J(n) с матрицей предварительного кодирования J(n+1) посредством:
Figure 00000021
где J(n+1) может быть вычислено из матрицы корреляции R(n+1) в приемнике, как описано в уравнениях (2) и (4) для экземпляра обратной связи n+1. Передатчик принимает обратную связь ΔJ(n) и использует ее для обновления матрицы предварительного кодирования для J(n+1). Отметим, что матрица предварительного кодирования обозначается как J (что равно V, так как J и V эквивалентны, как описано в предыдущих разделах). Предыдущая матрица предварительного кодирования J(n) в передатчике обновляется для получения следующей матрицы предварительного кодирования J(n+1). Передатчик сначала принимает и декодирует биты обратной связи, и транслирует эти биты обратной связи в дельта матрицу предварительного кодирования ΔJ. Это может быть выполнено в передатчике посредством умножения предыдущей матрицы предварительного кодирования J(n), которая используется в передатчике, с дифференциальной матрицей предварительного кодирования ΔJ(n), которая принимается, декодируется и транслируется посредством передатчика из приемника, посредством:
Figure 00000022
J(n+1) может быть вычислена из R(n+1), и R(n+1) вычисляется из H(n+1).
Диагонализация достигается с использованием обновленной дифференциальной матрицы предварительного кодирования ΔJ, как описано посредством уравнения (13), и результирующее уравнение может быть переписано как:
Figure 00000023
где J(n+1) и ΔJ связаны посредством уравнения (18).
Комбинированная дифференциальная и недифференциальная обратная связь
Отметим, что как комбинированная дифференциальная, так и недифференциальная обратная связь может использоваться с групповой обратной связью. Групповая обратная связь предполагает, что смежные поднесущие или ресурсный блок (KB) будут демонстрировать аналогичное поведение замирания, и как таковые эти технологии могут применяться к ним совместно.
В общем, дифференциальная обратная связь может быть более подходящей для низкоскоростных каналов и недифференциальная обратная связь может быть подходящей для высокоскоростных каналов. Комбинированная дифференциальная и недифференциальная обратная связь может рассматриваться для уменьшения служебной информации обратной связи и улучшения производительности.
Дифференциальная обратная связь может переустанавливаться каждые N TTI, каждые N интервалов обратной связи, каждый некоторый период времени или апериодически для избегания накопления или распространения ошибок вследствие дифференциальной обработки. N является предопределенным целым числом. В каждой переустановке используется недифференциальная обратная связь. Недифференциальная обратная связь происходит каждые N TTI или каждые N интервалов обратной связи и дифференциальная обратная связь используется для оставшихся TTI или интервалов обратной связи. В период переустановки полная матрица предварительного кодирования подается назад, в то время как между переустановками или между недифференциальными обратными связями только дельта матрица предварительного кодирования подается назад.
Служебная информация обратной связи может быть уменьшена. Для дифференциальной обратной связи меньше битов (например, 2 бита) требуется для квантизации. Для недифференциальной обратной связи больше битов (например, 3 бита) требуются для квантизации.
Например, кодовая книга, состоящая из восьми кодовых слов, которая требует три (3) бита обратной связи для квантизации, используется для недифференциальной обратной связи, в то время как четыре кодовых слова используются для дифференциальной обратной связи, что требует меньше битов обратной связи (2 бита). Обратная связь может базироваться на средних по множественным ресурсным блоках (RB) (например, 2, 5, 6, 10 RB), где RB определяется как блок с множественными поднесущими (например, 12 или 25 поднесущих).
Используются две кодовые книги. Кодовая книга (дифференциальная кодовая книга), используемая для квантизации, концентрируется на начале плоскости (θ,
Figure 00000024
) для дифференциальной обратной связи, в то время как кодовая книга (недифференциальная кодовая книга) для недифференциальной обратной связи является единообразной с кодовыми словами распределенными равномерно. Для одного варианта осуществления дифференциальная кодовая книга состоит из четырех кодовых слов. Недифференциальная кодовая книга состоит из восьми кодовых слов. Комбинированная дифференциальная и недифференциальная обратная связь может уменьшать служебную информацию обратной связи и улучшать производительность для предварительного кодирования MIMO.
Предположения моделирования
Предположение моделирования и параметры, которые используются, даны в таблице 1 ниже.
Таблица 1
Параметр Предположение
Несущая частота 2,0 ГГц
Символьная скорость 4,096 миллионов символов/сек
Полоса пропускания передачи 5 МГц
Длина TTI 0,5 мс (2048 символов)
Количество блоков данных в расчете на TTI 6
Количество символов данных в расчете на TTI 1536
Размер блока быстрого преобразования Фурье (FFT) 512
Количество занятых поднесущих 256
Длина циклического префикса (CP) 7,8125 мкс (32 выборки)
Канальная модель Обычная Городская (TU6), SCME-C
Антенные конфигурации 2×2 (MIMO)
Корреляция замирания между антеннами передачи/приема ρ=0 для TU6 и SCME-C
Скорость перемещения 3 км/ч, 30 км/ч, 120 км/ч
Модуляция данных QPSK и 16QAM
Канальное кодирование Турбокод с декодированием мягкого решения
Скорость кодирования 1/2 и 1/3
Эквалайзер LMMSE
Групповая обратная связь Одна обратная связь в расчете на 1, 12 и 25 поднесущих
Ошибка обратной связи Отсутствует (предполагается идеальной)
Задержка обратной связи 2 и 6 TTI
Канальное оценивание Идеальное канальное оценивание
Результаты моделирования и описания
Фиг. 1 иллюстрирует производительность предварительного кодирования MIMO для канальной модели TU6 и скорости транспортного средства при 3 км/ч. Сравнивается производительность предварительного кодирования MIMO с групповой обратной связью разных групповых размеров. Никакая групповая обратная связь не является обратной связью в расчете на поднесущую, которая требует наивысшей служебной информации обратной связи. Групповая обратная связь использует одну обратную связь для каждых L поднесущих. Около 0,3 дБ деградация наблюдается для групповой обратной связи с использованием одной обратной связи в расчете на 12 поднесущих по отношению к производительности не групповой обратной связи, т.е. L=1. Около 0,8 дБ деградация в производительности наблюдается для групповой обратной связи с использованием одной обратной связи в расчете на 25 поднесущих по отношению к негрупповой обратной связи.
В дополнение производительность предварительного кодирования MIMO с и без квантизации сравнивается на Фиг. 1. С дифференциальной обратной связью, которая использует 2 бита в расчете на группу обратной связи, около 0,3 дБ деградация является результатом квантизации для всех размеров групповой обратной связи, L=1, 12 и 25 поднесущих наблюдается. Обратная связь обновлялась каждый TTI и переустанавливалась каждые 10 TTI.
Фиг. 2 иллюстрирует производительность предварительного кодирования MIMO с использованием групповой обратной связи и квантизации кодовой книги для канала SCME-C и скорости транспортного средства при 3 км/ч. Около 0,1 дБ деградация наблюдается для групповой обратной связи с использованием одной обратной связи в расчете на 12 поднесущих по отношению к производительности негрупповой обратной связи, т.е. L=1. Около 0,2 дБ деградация наблюдается для групповой обратной связи с использованием одной обратной связи в расчете на 25 поднесущих по отношению к негрупповой обратной связи. В дополнение наблюдается около 0,3 дБ деградация вследствие квантизации, которая использует 2 бита в расчете на группу обратной связи.
Фиг. 3 иллюстрирует сравнение производительности для предварительного кодирования MIMO c использованием дифференциальной и недифференциальной обратной связи. Производительность комбинированной дифференциальной и недифференциальной обратной связи, которая использует смешанную схему 2 бита/3 бита, сравнивается с недифференциальной обратной связью с использованием 3 бит. Комбинированная дифференциальная и недифференциальная обратная связь использует 2-битовую квантизацию с 3-битовой квантизацией в каждом периоде переустановки.
Наблюдается, что производительность дифференциальной обратной связи с использованием меньшего количества бит (2 бита) с должным интервалом переустановки для дифференциальной обработки аналогична производительности недифференциальной обратной связи с использованием полной обратной связи и большего количества бит (3 бита). Комбинированная дифференциальная и недифференциальная обратная связь может уменьшать служебную информацию обратной связи на столько много, как 33%, по сравнению со служебной информацией обратной связи недифференциальной обратной связи, в зависимости от интервала итерации и периода переустановки. Около 0,3-0,4 дБ деградация в производительности для предварительного кодирования с использованием квантизации по отношению к идеальному предварительному кодированию/T×BF с отсутствующей квантизацией.
Фиг. 4 показывает производительность предварительного кодирования MIMO с использованием дифференциальной обратной связи с переустановкой. Показано, что производительность дифференциальной обратной связи каждый TTI с должной переустановкой может улучшать производительность на 2 дБ. Это из-за того, что ошибка предварительного кодирования вследствие квантизации может накапливаться или распространяться для дифференциальной обратной связи. Процесс переустановки корректирует ошибку, таким образом, улучшая производительность.
Сравниваются производительность дифференциальной обратной связи с разными интервалами переустановки N=10, 20, 30 и 50 TTI. Деградация производительности является незначительной; около 0,1 дБ деградация в производительности наблюдается с самым длинным интервалом переустановки из 50 TTI. Отметим, что это не учитывает эффекты возможных ошибок битов обратной связи; однако предполагается, что такие ошибки будут редкими из-за защиты от ошибок.
Фиг. 5 иллюстрирует производительность предварительного кодирования MIMO с использованием дифференциальной обратной связи с задержкой обратной связи для канала SCME-C и скорости транспортного средства 3 км/ч. Комбинированная деградация производительности для 2-битной квантизации и задержки обратной связи - это около 0,3 дБ для задержки обратной связи из 2 TTI и около 0,4 дБ для задержки обратной связи из 6 TTI по отношению к отсутствующей квантизации и отсутствующей задержке обратной связи.
Фиг. 6 иллюстрирует производительность предварительного кодирования MIMO с использованием дифференциальной обратной связи с задержкой обратной связи для канала SCME-C и скорости транспортного средства 120 км/ч. Показано, что около 0,6 дБ деградация является результатом 2 TTI задержки обратной связи и около 1,5 дБ деградация является результатом 6 TTI задержки обратной связи по отношению к производительности отсутствующей задержки обратной связи. При сравнении с производительностью идеального предварительного кодирования с отсутствующей квантизацией и отсутствующей обратной связью производительность дифференциальной обратной связи имеет около 1,7 дБ и 2,7 дБ деградацию для комбинированной квантизации и задержки обратной связи из 2 TTI и 6 TTI соответственно.
Фиг. 7 иллюстрирует производительность предварительного кодирования MIMO с использованием недифференциальной обратной связи для канала SCME-C и 120 км/ч. Показано, что производительность деградирует около 0,5 дБ для 2 TTI задержки обратной связи и около 2 дБ для 6 TTI задержки обратной связи по сравнению с производительностью незадержки обратной связи. При сравнении с производительностью идеального предварительного кодирования с отсутствующей квантизацией и отсутствующей обратной связью производительность дифференциальной обратной связи имеет около 0,7 дБ и 2,2 дБ деградацию для комбинированной квантизации и задержки обратной связи из 2 TTI и 6 TTI соответственно. Более короткая задержка обратной связи является очевидно предпочтительной для таких высокоскоростных каналов для уменьшения потери производительности вследствие скорости.
Предварительное кодирование MIMO с использованием дифференциальной обратной связи, недифференциальной и групповой обратной связи может применяться к MIMO восходящей линии связи или нисходящей линии связи для SC-FDMA или OFDMA эфирных интерфейсов. Последующее показывает работу дифференциальной обратной связи для MIMO восходящей линии связи с эфирным интерфейсом SC-FDMA.
Эти техники могут быть расширены до любого количества антенн больше, чем одна.
Архитектура
Фиг. 8A - это блок-схема передатчика 800 для конфигурации DCW MIMO восходящей линии связи с использованием предварительного кодирования с дуальными передающими цепями в соответствии с настоящим изобретением. В случае SCW кодированные данные разбивают в параллельные потоки, каждый с разной модуляцией. Передатчик 800 может быть eNodeB или базовой станцией (т.е. eNodeB в терминологии LTE).
Ссылаясь на Фиг. 8A, передатчик 800 включает в себя демультиплексор 810, множество канальных кодировщиков 8151-815n, множество блоков 8201-820n сопоставления скорости, множество частотных модулей 8251-825n перемежения, множество блоков 8301-830n преобразования совокупности, множество блоков 8351-835n быстрого преобразования Фурье (FFT), предварительный кодировщик 840, блок 845 преобразования поднесущей, множество мультиплексоров 8501-850n, множество блоков 8551-855n обратного FFT (IFFT), множество блоков 8601-860n вставки циклического префикса (CP), множество антенн 8651-865n и генератор 875 матрицы предварительного кодирования. Следует отметить, что конфигурация передатчика 800 предоставляется в качестве примера, не как ограничение, и обработка может выполняться посредством большего количества или меньшего количества компонентов и порядок обработки может изменяться.
Данные 805 передачи сначала демультиплексируются во множество потоков 8121-812n данных посредством демультиплексора 810. Адаптивная модуляция и кодирование (AMC) могут использоваться для каждого из потоков 8121-812n данных. Биты на каждом из потоков 8121-812n данных затем кодируются посредством каждого из канальных кодировщиков 8151-815n для генерирования кодированных битов 8181-818n, которые затем прокалываются для сопоставления скорости посредством каждого из блоков 8201-820n сопоставления скорости. Альтернативно, множественные входные потоки данных могут кодироваться и прокалываться канальными кодировщиками и блоками сопоставления скорости, нежели осуществлять синтаксический разбор одних данных передачи во множественные потоки данных.
Кодированные данные после сопоставления 8221-822n скорости предпочтительно перемежаются посредством модулей 8251-825n перемежения. Биты данных после перемежения 8281-828n затем преобразуются в символы 8321-832n посредством блоков 8301-830n преобразования совокупности в соответствии с выбранной схемой модуляции. Схема модуляции может быть двоичной фазовой манипуляцией (БИТ/CK), четвертичной фазовой манипуляцией (QPSK), 8PSK, 16 квадратурной амплитудной модуляцией (QAM), 64 QAM или аналогичными схемами модуляции. Символы 8321-832n на каждом потоке данных обрабатываются посредством блоков 8351-835n FFT, что выводит данные 8381-838n частотной области.
Генератор 875 матрицы предварительного кодирования использует биты недифференциальной или дифференциальной обратной связи (или метрики канала обратной связи) для генерирования набора весов 880 предварительного кодирования (т.е. матрицы предварительного кодирования), которые подаются в предварительный кодировщик 840 для выполнения предварительного кодирования над потоками 8381-838n данных частотной области.
Фиг. 8B и 8C иллюстрируют детали генератора 875 матрицы предварительного кодирования передатчика 800 из Фиг. 8A.
Если биты 870 обратной связи включают в себя биты 870' недифференциальной обратной связи, генератор 875 матрицы предварительного кодирования может быть сконфигурирован как генератор 875' предварительного кодирования, показанный на Фиг. 8B. Генератор 875' матрицы предварительного кодирования включает в себя блок 890 преобразования битов обратной связи в полную матрицу предварительного кодирования, который транслирует биты 870' недифференциальной обратной связи в полную матрицу 880' предварительного кодирования (J) с использованием недифференциальной кодовой книги 888.
Если биты 870 обратной связи включают в себя биты 870" дифференциальной обратной связи, генератор 875 матрицы предварительного кодирования может быть сконфигурирован как генератор 875" матрицы предварительного кодирования, показанный на Фиг. 8C. Генератор 875" матрицы предварительного кодирования включает в себя блок 894 преобразования битов обратной связи в дельта матрицу предварительного кодирования, который транслирует биты 870" дифференциальной обратной связи в дельта матрицу 896 предварительного кодирования (ΔJ) с использованием дифференциальной кодовой книги 892. Дельта матрица 896 предварительного кодирования представляется посредством Δ
Figure 00000025
и Δ
Figure 00000026
. Генератор 875" матрицы предварительного кодирования дополнительно включает в себя блок 898 генерирования и обновления полной матрицы предварительного кодирования, который транслирует дельта матрицу 896 предварительного кодирования в полную матрицу 880" предварительного кодирования (J), которая представляется посредством
Figure 00000027
и
Figure 00000028
.
Ссылаясь назад на Фиг. 8A, предварительный кодировщик 840 применяет веса к каждому потоку данных 8381-838n частотной области аналогично пространственному разбросу или формированию диаграммы направленности и выводит предварительно кодированные потоки 8421-842n данных. Блок 845 преобразования поднесущей преобразует предварительно кодированные потоки 8421-842n данных в поднесущие, которые назначаются для пользователя. Преобразование поднесущих может быть либо распределенным преобразованием поднесущих, либо локализованным преобразованием поднесущих.
Преобразованные в поднесущие данные 8421-842n мультиплексируются с пилот-сигналами 849 посредством мультиплексоров 8501-850n, выходы 8521-852n которых затем обрабатываются блоками 8551-855n IFFT. Блоки 8551-855n IFFT выводят данные 8581-858n временной области. CP добавляется к каждому потоку 8581-858n данных временной области посредством блоков 8601-860n вставки CP. Данные временной области с CP 8621-862n затем передаются через антенны 8651-865n.
Фиг. 9A - это блок-схема приемника 900, который принимает и обрабатывает сигналы, переданные передатчиком 800 из Фиг. 8A в соответствии с настоящим изобретением. Единичный декодер может использоваться в случае SCW. Приемник 900 может быть WTRU.
Предполагается, что индекс кодового слова матрицы предварительного кодировщика подается назад из базовой станции (т.е. eNodeB в терминологии LTE) в WTRU.
Приемник 900 включает в себя множество антенн 9051-905n, множество блоков 9101-910n удаления CP, множество блоков 9151-915n FFT, канальный модуль 920 оценивания, блок 925 обратного преобразования поднесущих, декодер 930 MIMO, множество блоков 9351-935n IFFT, множества демодуляторов 9401-940n данных, множество модулей 9451-945n устранения перемежения, множество блоков 9501-950n прямой коррекции ошибок (FEC), пространственный блок 955 обратного синтаксического разбора и генератор 960 обратной связи. Декодер 930 MIMO может быть декодером минимальной среднеквадратической ошибки (MMCE), декодером MMCE-последовательного аннулирования помех (SIC), декодером максимального правдоподобия (ML) или декодером, использующим любые другие передовые технологии для MIMO.
Все еще ссылаясь на Фиг. 9A, блоки 9101-910n удаления CP удаляют CP из каждого из потоков 9081-908n данных, принятых антеннами 9051-905n. После удаления CP обработанные потоки 9121-912n данных, выведенные блоками 9101-910n удаления CP преобразуются в данные 9181-918n частотной области блоками 9151-915n FFT. Канальный модуль 920 оценивания генерирует канальную оценку 922 из данных 9181-918n частотной области с использованием стандартных способов. Канальное оценивание выполняется на основе в расчете на поднесущую. Блок 925 обратного преобразования поднесущей выполняет противоположную операцию, которая выполняется в передатчике 800 из Фиг. 8A. Обратно преобразованные данные 9281-928n поднесущих затем обрабатываются декодером 930 MIMO.
После декодирования MIMO декодированные данные 9321-932n обрабатываются блоками 9351-935n IFFT для преобразования в данные 9381-938n временной области. Данные 9381-938n временной области обрабатываются демодуляторами 9401-940n данных для генерирования битовых потоков 9421-942n. Битовые потоки 9421-942n обрабатываются модулями 9451-945n устранения перемежения, которые выполняют противоположную операцию модулей 8251-825n перемежения передатчика 800 из Фиг. 8A. Каждый из битовых потоков 9481-948n устраненного перемежения затем обрабатывается каждым из блоков 9501-950n FEC. Битовые потоки 9521-952n данных, выведенные блоками 9501-950n FEC, объединяются пространственным блоком 955 обратного синтаксического разбора для восстановления данных 962. Генератор обратной связи генерирует биты недифференциальной или дифференциальной обратной связи, которые подаются назад в генератор 875 матрицы предварительного кодирования передатчика 800.
Фиг. 9B и 9C показывают подробности генератора 960 обратной связи приемника 900 из Фиг. 9A.
Если биты 870 обратной связи включают в себя биты 870' недифференциальной обратной связи, генератор 960 обратной связи может быть сконфигурирован как генератор 960' обратной связи, показанный на Фиг. 9B. Генератор 960' обратной связи включает в себя генератор 1005' матрицы предварительного кодирования, который выводит полную матрицу 1010 (J) предварительного кодирования в форме ее параметров
Figure 00000027
и
Figure 00000026
. Полная матрица 1010 предварительного кодирования подается в генератор 1020' битов обратной связи, который использует недифференциальную кодовую книгу 1015 для генерирования битов 870' недифференциальной обратной связи.
Если биты 870 обратной связи включают в себя биты 870" дифференциальной обратной связи, генератор 960 обратной связи может быть сконфигурирован как генератор 960" обратной связи, показанный на Фиг. 9C. Генератор 960" обратной связи включает в себя генератор 1005" матрицы предварительного кодирования, который выводит дельта матрицу 1012 предварительного кодирования (ΔJ) в форме ее параметров Δ
Figure 00000027
и Δ
Figure 00000029
. Дельта матрица 1012 предварительного кодирования подается в генератор 1020" битов обратной связи, который использует дифференциальную кодовую книгу 1018 для генерирования битов 870" дифференциальной обратной связи.
Фиг. 10A и 10B показывают разные варианты осуществления генератора 1005' матрицы предварительного кодирования, используемой в генераторе 960' обратной связи из Фиг. 9B. В одном варианте осуществления генератор 1005' матрицы предварительного кодирования генерирует полную матрицу 1010' предварительного кодирования, используемую для генерирования битов недифференциальной обратной связи на основе уравнений (1) и (6b). В другом варианте осуществления генератор 1005' матрицы предварительного кодирования генерирует полную матрицу 1010" предварительного кодирования, используемую для генерирования битов недифференциальной обратной связи на основе уравнений (2), (9) и (10).
Фиг. 10C и 10D показывают разные варианты осуществления генератора 1005" матрицы предварительного кодирования, используемого в генераторе 960" обратной связи из Фиг. 9C. В одном варианте осуществления генератор 1005" матрицы предварительного кодирования генерирует дельта матрицу 1012' предварительного кодирования, используемую для генерирования битов дифференциальной обратной связи на основе уравнений (2), (12), (15) и (16). В другом варианте осуществления генератор 1005" матрицы предварительного кодирования генерирует дельта матрицу 1012" предварительного кодирования, используемую для генерирования битов дифференциальной обратной связи на основе уравнения (17).
Предварительное кодирование
Предварительное кодирование основывается на формировании диаграммы направленности передачи (T×BF) с использованием, например, собственного формирования диаграммы направленности на основе SVD. В то время как SVD является оптимальным, Узлом B могут использоваться другие алгоритмы.
Как показано ранее посредством уравнения (1), канальная матрица разлагается с использованием SVD или эквивалентной операции как
H=UDVH,
где H - это канальная матрица. Предварительное кодирование для пространственного мультиплексирования, формирования диаграммы направленности, и подобного, может быть выражено как:
x=Ts,
Figure 00000030
Уравнение (20)
где s - это вектор данных и T - это обобщенная матрица предварительного кодирования или матрица преобразования. В случае, когда используется собственное формирование диаграммы направленности передачи, предварительное кодирование или матрица преобразования T выбирается, чтобы быть матрицей формирования диаграммы направленности V, которая получается из операции SVD выше, т.е. T=V. Альтернативно, предварительное кодирование или матрица преобразования T выбирается из кодовой книги или квантизации. Выбор кодового слова из кодовой книги или квантизации для матрицы предварительного кодирования T основывается на некотором предопределенном критерии, таком как SINR, среднеквадратическая ошибка (MCE), канальная емкость и подобное. На основе оцененной канальной матрицы H выбирается матрица предварительного кодирования среди всех кандидатов-матриц предварительного кодирования, которая имеет наивысшие метрики, такие как наивысшее SNIR, самую большую канальную емкость или наименьшую MCE. Альтернативно, на основе операции SVD выбирается кодовое слово или матрица предварительного кодирования среди всех кандидатов-матриц предварительного кодирования в кодовой книге, которая является наилучшей квантизацией матрицы V. Это аналогично собственному формированию диаграммы направленности для OFDMA, модифицированному для применения к SC-FDMA.
Так как операция SVD дает результатом ортогональные потоки, eNodeB может использовать приемник простого линейного MMCE (LMMCE). Это может быть выражено как:
Figure 00000031
где R - это матрица обработки приема, Rss и Rvv - это матрицы корреляции и
Figure 00000032
- это эффективная канальная матрица, которая включает в себя действие V матрицы на оцененный отклик канала. На Фиг. 8A предварительный кодировщик 840 в eNodeB (т.е. передатчик 800) формирует эффективную канальную матрицу в WTRU с использованием последней квантованной матрицы предварительного кодировщика, посланной от eNodeB в WTRU.
Обратная связь
Подход к обратной передаче матрицы предварительного кодирования применяет базирующуюся на кодовой книге схему предварительного кодирования MIMO с использованием комбинированной дифференциальной и недифференциальной обратной связи, как это описано выше.
Данный раздел представляет выбранные результаты моделирования для SU-MIMO. Первым описывается сравнение между SU-MIMO и SIMO, за которым следует сравнение производительности для SU-MIMO единичного и двойного кодового слова.
Параметры моделирования
Предполагаемые параметры моделирования предоставляются в таблице 1. Достижимые пропускные способности для различных выборов MCS для каждого пространственного потока предоставляются в таблице 2 ниже.
Таблица 2
MCS Достижимая скорость данных (Мбит/c) Спектральная эффективность (битов в секунду/Гц)
16QAM r7/8-16QAM r3/4 19,9680 3,99
16QAM r7/8-16QAM r1/2 16,8960 3,38
16QAM r7/8-16QAM r1/3 14,8480 2,97
16QAM r5/6-QPSK r1/8 11,08 2,22
16QAM r5/6-QPSK r1/2 10,752 2,15
16QAM r3/4-QPSK r1/6 10,24 2,05
16QAM r1/2-QPSK r1/3 8,192 1,64
16QAM r1/2-QPSK r1/6 7,168 1,43
16QAM r1/3-QPSK r1/8 4,864 0,97
16QAM r1/4-QPSK r1/8 3,840 0,77
Следует отметить, что максимальная достижимая пропускная способность с использованием двойного кодового слова и практических кодовых скоростей в 5 МГц - это 19,968 Мбит/c, что масштабируется в 79,87 Мбит/c в 20 МГц полосе пропускания, и имеет спектральную эффективность 4 битов в секунду/Гц. SIMO, с другой стороны, ограничен 10,75 Мбит/c в 5 МГц, спектральная эффективность 2,15. Поэтому SU-MIMO может почти удваивать скорость данных восходящей линии связи, по сравнению с SIMO.
Сравнение SU-MIMO с SIMO
Фиг. 11 показывает сравнение производительности двойного кодового слова для SU-MIMO с SIMO для областей SNR высокой пропускной способности данных. Когда SNR - это 24 дБ максимальная достижимая пропускная способность приблизительно 19 Мбит/c и когда SNR больше чем 26 дБ достижимая пропускная способность приблизительно 19,97 Мбит/c. Из этого сравнения следует заметить, что с использованием SIMO максимальная достижимая пропускная способность - это 10,5 Мбит/c при SNR 20 дБ.
Сравнение SU-MIMO с единичным и двойным кодовыми словами
Этот раздел представляет сравнение производительности для единичного и двойного кодовых слов с использованием MIMO предварительного кодирования восходящей линии связи для двух антенн в WTRU и eNodeB с каналом SCME-C. Так как HARQ не был смоделирован, одна и та же кодовая скорость была использована как для SCW, так и DCW, чтобы сравнить их справедливо. Также является непрактичным использовать одну и ту же модуляцию для SCW для обоих потоков, при использовании предварительного кодирования, таким образом, показаны только комбинации QPSK и 16QAM. Поэтому более высокая пропускная способность, достижимая с DCW, не показана.
Фиг. 12 иллюстрирует сравнение производительности для единичного и двойного кодовых слов с использованием MIMO предварительного кодирования восходящей линии связи для двух антенн в WTRU и eNodeB с каналом SCME-C.
DCW достигает более высокой пропускной способности при более низких SNR, в то время как противоположное истинно при более высоких SNR. SCW осуществляет выполнение лучше, чем DCW. Различие более заявляется при наивысших скоростях данных, где 3 дБ различие может быть видно. В конечном счете, так как были использованы равная модуляция и кодирование, обе схемы достигают одной и той же максимальной пропускной способности, почти 14 Мбит/c в 5 МГц для наивысшей смоделированной MCS.
Причина, что DCW осуществляет выполнение лучше при более низком SNR, - это так как верхний собственный режим имеет более высокое SNR, чем полное SNR системы. Поэтому при низком SNR этот поток вносит некоторые успешные передачи, в то время как более низкий поток, в общем, нет. Однако при более высоком SNR более низкий поток все еще имеет относительно высокую BLER, что имеет тенденцию уменьшать полную пропускную способность для DCW. Но в случае SCW верхний поток защищает более низкий поток, так как кодирование покрывает оба потока. Это дает результатом полную более низкую BLER для SCW при более высоких SNR.
Из этих результатов можно заключить, что очень высокая спектральная эффективность восходящей линии связи, около 2,8 битов в секунду/Гц, может быть достигнута с использованием каждого способа. Однако DCW может достигать более высокой спектральной эффективности, около 4 битов в секунду/Гц, так как оно может использовать 16QAM с разными кодовыми скоростями на каждом потоке, тогда как SCW должно использовать единичную кодовую скорость и разные модуляции.
Резюмируя, SU-MIMO восходящей линии связи для SC-FDMA согласно предпочтительным вариантам осуществления достигает следующее:
1) Предварительное кодирование в UE может базироваться на SVD или соизмеримом алгоритме, выполняемом в eNodeB. Для канала SCME-C кодовая книга может базироваться на канальных средних взятых по нескольким, например, шести смежным RB.
2) Обратная связь индекса матрицы предварительного кодирования может выполняться эффективно с использованием комбинированной дифференциальной и недифференциальной обратной связи. Показательные параметры обратной связи - это 2 бита каждые 6 RB, посылаемые каждые 6 TTI, или максимум 1333 бит/c для 24 RB в 5 МГц. Так как эквивалентная максимальная скорость данных - это 19,968 Мбит/c, эффективность обратной связи очень высока.
3) Моделирования показали, что SU-MIMO может почти удвоить (186%) скорость данных восходящей линии связи по сравнению с SIMO.
Варианты осуществления
1. Способ обеспечения обратной связи с предварительным кодированием в системе беспроводной связи множественного входа и множественного выхода (MIMO), включающий в себя приемник и передатчик, при этом способ содержит этапы, на которых:
приемник передает либо биты недифференциальной обратной связи, либо биты дифференциальной обратной связи; и
передатчик обновляет первую матрицу предварительного кодирования на основе битов обратной связи и предварительно кодирует множество потоков данных частотной области с использованием первой матрицы предварительного кодирования.
2. Способ по варианту 1 осуществления, дополнительно содержащий этапы, на которых:
передатчик передает множество потоков данных временной области, каждый поток данных временной области включает в себя циклический префикс (CP);
приемник принимает потоки данных временной области;
приемник удаляет CP из потоков данных временной области, чтобы генерировать множество обработанных потоков данных;
приемник преобразует обработанные потоки данных в данные частотной области;
приемник выполняет канальное оценивание над данными частотной области, чтобы сгенерировать канальную оценку;
приемник генерирует вторую матрицу предварительного кодирования на основе канальной оценки; и
приемник генерирует и передает биты обратной связи на основе второй матрицы предварительного кодирования.
3. Способ по варианту 2 осуществления, в котором вторая матрица предварительного кодирования является дельта матрицей предварительного кодирования и биты обратной связи являются битами дифференциальной обратной связи.
4. Способ по варианту 2 осуществления, в котором вторая матрица предварительного кодирования является полной матрицей предварительного кодирования и биты обратной связи являются битами недифференциальной обратной связи.
5. Способ по варианту 4 осуществления, в котором биты недифференциальной обратной связи генерируются посредством использования преобразования Якоби для выполнения диагонализации матрицы над, по меньшей мере, одной из матрицей отклика канала и матрицей канальной корреляции, ассоциированной с канальной оценкой.
6. Способ по любому из вариантов 1-5 осуществления, в котором биты обратной связи являются битами недифференциальной обратной связи, способ дополнительно содержит:
передатчик, преобразующий биты недифференциальной обратной связи в полную матрицу предварительного кодирования посредством использования недифференциальной кодовой книги.
7. Способ по любому из вариантов 1-5 осуществления, в котором биты обратной связи являются битами дифференциальной обратной связи, причем способ дополнительно содержит этапы, на которых:
передатчик преобразует биты недифференциальной обратной связи в дельта матрицу предварительного кодирования посредством использования дифференциальной кодовой книги; и
передатчик генерирует полную матрицу предварительного кодирования на основе дельта матрицы предварительного кодирования.
8. Способ по любому из вариантов 1-7 осуществления, в котором приемник является блоком беспроводной передачи/приема (WTRU).
9. Способ по любому из вариантов 1-8 осуществления, в котором передатчик является усовершенствованным Узлом-B (eNodeB).
10. Способ по любому из вариантов 1-8 осуществления, в котором передатчик является базовой станцией.
11. Способ обеспечения обратной связи с предварительным кодированием в системе беспроводной связи множественного входа и множественного выхода (MIMO), включающей в себя приемник и передатчик, при этом способ содержит этапы, на которых:
приемник передает биты недифференциальной обратной связи и биты дифференциальной обратной связи; и
передатчик обновляет первую матрицу предварительного кодирования на основе битов обратной связи и предварительно кодирует множество потоков данных частотной области с использованием первой матрицы предварительного кодирования.
12. Способ по варианту 11 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается каждые N временных интервалов передачи (TTI), где N - это предопределенное целое число.
13. Способ по варианту 11 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается каждые N интервалов обратной связи, где N - это предопределенное целое число.
14. Способ по варианту 11 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается апериодически для избегания накопления или распространения ошибки вследствие дифференциальной обработки.
15. Способ по варианту 11 осуществления, в котором недифференциальная обратная связь происходит каждые N временных интервалов передачи (TTI) или каждые N интервалов обратной связи, и дифференциальная обратная связь используется для оставшихся TTI или интервалов обратной связи, где N - это предопределенное целое число.
16. Способ по варианту 11 осуществления, в котором два (2) бита используются для дифференциальной обратной связи и три (3) бита используются для недифференциальной обратной связи.
17. Способ по варианту 11 осуществления, в котором кодовая книга, состоящая из восьми кодовых слов, которые требуют три (3) бита обратной связи для квантизации, используется для недифференциальной обратной связи.
18. Способ по варианту 11 осуществления, в котором кодовая книга, состоящая из четырех кодовых слов, которые требуют два (2) бита обратной связи для квантизации, используется для дифференциальной обратной связи.
19. Способ по любому из вариантов 11-18 осуществления, в котором приемник является блоком беспроводной передачи/приема (WTRU).
20. Способ по любому из вариантов 11-19 осуществления, в котором передатчик является усовершенствованным Узлом-B (eNodeB).
21. Способ по любому из вариантов 11-19 осуществления, в котором передатчик является базовой станцией.
22. Приемник для обеспечения обратной связи передатчику для обновления первой матрицы предварительного кодирования, используемой передатчиком для предварительного кодирования множества потоков данных частотной области, причем приемник содержит:
канальный модуль оценивания, сконфигурированный генерировать канальную оценку посредством выполнения канального оценивания на данных частотной области, ассоциированных с множеством потоков данных временной области, переданных передатчиком; и
генератор обратной связи, электрически соединенный с канальным модулем оценивания, генератор обратной связи сконфигурирован, чтобы генерировать биты обратной связи для передачи передатчику на основе канальной оценки, при этом биты обратной связи являются либо битами недифференциальной обратной связи, либо битами дифференциальной обратной связи.
23. Приемник по варианту 22 осуществления, дополнительно содержащий:
множество антенн, сконфигурированных, чтобы принимать потоки данных временной области;
множество блоков удаления циклического префикса (CP), электрически соединенных с соответствующими одними из антенн, каждый блок удаления CP сконфигурирован, чтобы удалять CP из каждого из множества потоков данных временной области, принятых антеннами, чтобы генерировать обработанные потоки данных; и
множество блоков быстрого преобразования Фурье (FFT), электрически соединенных с соответствующими одними из блоков удаления CP и канальным модулем оценивания, каждый блок FFT сконфигурирован, чтобы преобразовывать обработанные потоки данных в данные частотной области.
24. Приемник по варианту 22 осуществления, в котором генератор обратной связи содержит:
генератор матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный, чтобы генерировать вторую матрицу предварительного кодирования на основе канальной оценки; и
генератор битов обратной связи, электрически соединенный с генератором матрицы предварительного кодирования, причем генератор битов обратной связи сконфигурирован, чтобы генерировать и передавать биты обратной связи на основе второй матрицы предварительного кодирования.
25. Приемник по варианту 24 осуществления, в котором вторая матрица предварительного кодирования является дельта матрицей предварительного кодирования и биты обратной связи являются битами дифференциальной обратной связи.
26. Приемник по варианту 24 осуществления, в котором вторая матрица предварительного кодирования является полной матрицей предварительного кодирования и биты обратной связи являются битами недифференциальной обратной связи.
27. Приемник по любому из вариантов 22-26 осуществления, в котором приемник является блоком беспроводным передачи/приема (WTRU).
28. Приемник по любому из вариантов 22-27 осуществления, в котором передатчик является усовершенствованным Узлом-B (eNodeB).
29. Приемник по любому из вариантов 22-27 осуществления, в котором передатчик является базовой станцией.
30. Приемник для обеспечения обратной связи передатчику для обновления первой матрицы предварительного кодирования, используемой передатчиком, чтобы предварительно кодировать множество потоков данных частотной области, причем приемник содержит:
канальный модуль оценивания, сконфигурированный, чтобы генерировать канальную оценку посредством выполнения канального оценивания на данных частотной области, ассоциированных с множеством потоков данных временной области, переданных передатчиком; и
генератор обратной связи, электрически соединенный с канальным модулем оценивания, генератор обратной связи сконфигурирован, чтобы генерировать биты обратной связи для передачи в передатчик на основе канальной оценки, при этом биты обратной связи включают в себя биты дифференциальной обратной связи и недифференциальные биты.
31. Приемник по варианту 30 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается каждые N временных интервалов передачи (TTI), где N - это предопределенное целое число.
32. Приемник по варианту 30 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается каждые N интервалов обратной связи, где N - это предопределенное целое число.
33. Приемник по варианту 30 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается апериодически для избегания накопления или распространения ошибки вследствие дифференциальной обработки.
34. Приемник по варианту 30 осуществления, в котором недифференциальная обратная связь происходит каждые N временных интервалов передачи (TTI) или каждые N интервалов обратной связи, и дифференциальная обратная связь используется для оставшихся TTI или интервалов обратной связи, где N - это предопределенное целое число.
35. Приемник по варианту 30 осуществления, в котором два (2) бита используются для дифференциальной обратной связи и три (3) бита используются для недифференциальной обратной связи.
36. Приемник по варианту 30 осуществления, в котором кодовая книга, состоящая из восьми кодовых слов, которые требуют три (3) бита обратной связи для квантизации, используется для недифференциальной обратной связи.
37. Приемник по варианту 30 осуществления, в котором кодовая книга, состоящая из четырех кодовых слов, которые требуют два (2) бита обратной связи для квантизации, используется для дифференциальной обратной связи.
38. Приемник по любому из вариантов 30-37 осуществления, в котором приемник является блоком беспроводной передачи/приема (WTRU).
39. Приемник по любому из вариантов 30-38 осуществления, в котором передатчик является усовершенствованным Узлом-B (eNodeB).
40. Приемник по любому из вариантов 30-38 осуществления, в котором передатчик является базовой станцией.
41. Передатчик, который выполняет предварительное кодирование на основе обратной связи, обеспеченной приемником, обратная связь генерируется на основе множества потоков данных временной области, которые приемник принимает от передатчика, передатчик содержит:
генератор матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный, чтобы принимать биты обратной связи от приемника и обновлять матрицу предварительного кодирования на основе битов обратной связи, при этом биты обратной связи являются либо битами недифференциальной обратной связи, либо битами дифференциальной обратной связи; и
предварительный кодировщик, электрически соединенный с генератором матрицы предварительного кодирования, предварительный кодировщик сконфигурирован, чтобы предварительно кодировать множество потоков данных частотной области с использованием матрицы предварительного кодирования.
42. Передатчик по варианту 41 осуществления, в котором предварительный кодировщик содержит:
блок преобразования битов обратной связи в дельта предварительное кодирование для преобразования битов дифференциальной обратной связи в дельта матрицу предварительного кодирования; и
блок генерирования и обновления полной матрицы предварительного кодирования для генерирования и обновления полной матрицы предварительного кодирования на основе дельта матрицы предварительного кодирования, при этом предварительный кодировщик использует полную матрицу предварительного кодирования для предварительного кодирования потоков данных частотной области.
43. Передатчик по варианту 41 осуществления, в котором предварительный кодировщик содержит:
блок преобразования битов обратной связи в полное предварительное кодирование для преобразования битов недифференциальной обратной связи в полную матрицу предварительного кодирования, при этом предварительный кодировщик использует полную матрицу предварительного кодирования для предварительного кодирования потоков данных частотной области.
44. Передатчик по любому из вариантов 41-43 осуществления, в котором приемник является блоком беспроводной передачи/приема (WTRU).
45. Передатчик по любому из вариантов 41-44 осуществления, в котором передатчик является усовершенствованным Узлом-B (eNodeB).
46. Передатчик по любому из вариантов 41-44 осуществления, в котором передатчик является базовой станцией.
47. Передатчик, который выполняет предварительное кодирование на основе обратной связи, обеспеченной приемником, обратная связь генерируется на основе сигналов, которые приемник принимает от передатчика, причем передатчик содержит:
генератор матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный, чтобы принимать биты обратной связи от приемника и генерировать матрицу предварительного кодирования на основе битов обратной связи, при этом биты обратной связи включают в себя биты дифференциальной обратной связи и недифференциальные биты; и
предварительный кодировщик, электрически соединенный с генератором матрицы предварительного кодирования, предварительный кодировщик сконфигурирован, чтобы предварительно кодировать множество потоков данных частотной области с использованием матрицы предварительного кодирования.
48. Передатчик по варианту 47 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается каждые N временных интервалов передачи (TTI), где N - это предопределенное целое число.
49. Передатчик по варианту 47 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается каждые N интервалов обратной связи, где N - это предопределенное целое число.
50. Передатчик по варианту 47 осуществления, в котором дифференциальная обратная связь переустанавливается апериодически для избегания накопления или распространения ошибки вследствие дифференциальной обработки.
51. Передатчик по варианту 47 осуществления, в котором недифференциальная обратная связь происходит каждые N временных интервалов передачи (TTI) или каждые N интервалов обратной связи, и дифференциальная обратная связь используется для оставшихся TTI или интервалов обратной связи, где N - это предопределенное целое число.
52. Передатчик по варианту 47 осуществления, в котором два (2) бита используются для дифференциальной обратной связи и три (3) бита используются для недифференциальной обратной связи.
53. Передатчик по варианту 47 осуществления, в котором кодовая книга, состоящая из восьми кодовых слов, которые требуют три (3) бита обратной связи для квантизации, используется для недифференциальной обратной связи.
54. Передатчик по варианту 47 осуществления, в котором кодовая книга, состоящая из четырех кодовых слов, которые требуют два (2) бита обратной связи для квантизации, используется для дифференциальной обратной связи.
55. Передатчик по любому из вариантов 47-54 осуществления, в котором предварительный кодировщик содержит:
блок преобразования битов обратной связи в дельта предварительное кодирование для преобразования битов дифференциальной обратной связи в дельта матрицу предварительного кодирования; и
блок генерирования и обновления полной матрицы предварительного кодирования для генерирования и обновления полной матрицы предварительного кодирования на основе дельта матрицы предварительного кодирования, при этом предварительный кодировщик использует полную матрицу предварительного кодирования для предварительного кодирования потоков данных частотной области.
56. Передатчик по любому из вариантов 47-54 осуществления, в котором предварительный кодировщик содержит:
блок преобразования битов обратной связи в полное предварительное кодирование для преобразования битов недифференциальной обратной связи в полную матрицу предварительного кодирования, при этом предварительный кодировщик использует полную матрицу предварительного кодирования для предварительного кодирования потоков данных частотной области.
57. Передатчик по любому из вариантов 47-56 осуществления, в котором приемник является блоком беспроводной передачи/приема (WTRU).
58. Передатчик по любому из вариантов 47-57 осуществления, в котором передатчик является усовершенствованным Узлом-B (eNodeB).
59. Передатчик по любому из вариантов 47-57 осуществления, в котором передатчик является базовой станцией.
Хотя признаки и элементы настоящего изобретения описаны в предпочтительных вариантах осуществления в конкретных комбинациях, каждый признак или элемент может использоваться одиночно без других признаков и элементов предпочтительных вариантов осуществления или в различных комбинациях с или без другими признаками и элементами настоящего изобретения. Способы или блок-схемы последовательности операций, предоставленные в настоящем изобретении, могут быть реализованы в компьютерной программе, программном обеспечении, или встроенном программном обеспечении, материально воплощенном в машиночитаемом носителе хранения для исполнения общего назначения компьютером или процессором. Примеры машиночитаемых запоминающих носителей включают в себя постоянное запоминающее устройство (ROM), оперативное запоминающее устройство (RAM), регистр, кэш память, полупроводниковые устройства памяти, магнитные носители, такие как внутренние жесткие диски и съемные диски, магнитооптические носители, и оптические носители, такие как диски CD-ROM, и универсальные цифровые диски (DVD).
Подходящие процессоры включают в себя в качестве примера процессор общего назначения, процессор специального назначения, стандартный процессор, цифровой сигнальный процессор (DSP), множество микропроцессоров, один или более микропроцессоров в связи с ядром DSP, контроллер, микроконтроллер, специализированные интегральные схемы (ASIC), схемы программируемых пользователем вентильных матриц (FPGA), любой другой тип интегральной схемы (IC) и/или конечного автомата.
Процессор в ассоциации с программным обеспечением может использоваться для реализации радиочастотного приемопередатчика для использования в блоке беспроводной передачи приема (WTRU), пользовательском оборудовании (UE), терминале, базовой станции, радиосетевом контроллере (RNC) или любом хостовом компьютере. WTRU может использоваться в соединении с модулями, реализованными в аппаратном обеспечении и/или программном обеспечении, таком как камера, модуль видеокамеры, видеотелефон, спикерфон, вибрационное устройство, громкоговоритель, микрофон, телевизионный приемопередатчик, гарнитура "свободные руки", клавиатура, модуль Bluetooth®, частотно модулируемый (FM) радиоблок, устройство отображения жидкокристаллического отображения (LCD), устройство отображения органического светоизлучающего диода (OLED), цифровой музыкальный проигрыватель, медиапроигрыватель, модуль проигрывателя видеоигры, Интернет браузер, и/или любой модуль беспроводной локальной сети (WLAN).

Claims (10)

1. Способ обеспечения обратной связи предварительного кодирования, при этом способ содержит этапы, на которых:
принимают биты обратной связи, при этом биты обратной связи представляют изменения или различия параметров матричного преобразования;
обновляют первую матрицу предварительного кодирования на основе битов обратной связи и
предварительно кодируют множество потоков данных частотной области с использованием первой матрицы предварительного кодирования.
2. Способ по п.1, дополнительно содержащий этапы, на которых:
принимают множество потоков данных временной области, причем каждый поток данных временной области включает в себя циклический префикс (СР);
удаляют СР из потоков данных временной области, чтобы сгенерировать множество обработанных потоков данных;
преобразуют обработанные потоки данных в данные частотной области;
осуществляют канальное оценивание на данных частотной области, чтобы сгенерировать канальную оценку;
генерируют вторую матрицу предварительного кодирования на основе канальной оценки и
генерируют и передают биты обратной связи на основе второй матрицы предварительного кодирования.
3. Способ по п.2, в котором вторая матрица предварительного кодирования является дельта-матрицей предварительного кодирования.
4. Способ по п.2, в котором вторая матрица предварительного кодирования является полной матрицей предварительного кодирования.
5. Блок беспроводной передачи/приема (WTRU), содержащий модуль оценивания канала, сконфигурированный для
генерирования канальной оценки посредством выполнения оценивания канала на данных частотной области, ассоциированных с множеством потоков данных временной области; и
генератор обратной связи, электрически связанный с модулем оценивания канала, причем генератор обратной связи сконфигурирован для генерирования битов обратной связи на основе канальной оценки, при этом биты обратной связи представляют изменения или различия параметров матричного преобразования.
6. Блок по п.5, дополнительно содержащий:
множество антенн, сконфигурированных для приема потоков данных временной области;
множество блоков удаления циклического префикса (СР), электрически связанных с соответствующими антеннами, причем каждый блок удаления СР сконфигурирован для удаления СР из каждого из множества потоков данных временной области, принятых антеннами, чтобы генерировать обработанные потоки данных; и
множество блоков быстрого преобразования Фурье (FFT), электрически связанных с соответствующими блоками удаления СР и модулем оценивания канала, при этом каждый блок FFT сконфигурирован для преобразования обработанных потоков данных в данные частотной области.
7. Блок по п.6, в котором генератор обратной связи содержит:
генератор матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный для генерации второй матрицы предварительного кодирования на основе канальной оценки; и
генератор битов обратной связи, электрически связанный с генератором матрицы предварительного кодирования, при этом генератор битов обратной связи сконфигурирован, чтобы генерировать и передавать биты обратной связи на основе второй матрицы предварительного кодирования.
8. Блок беспроводной передачи/приема (WTRU), содержащий:
генератор матрицы предварительного кодирования, сконфигурированный, чтобы принимать биты обратной связи от приемника и обновлять матрицу предварительного кодирования на основе битов обратной связи, при этом биты обратной связи представляют изменения или различия параметров матричного преобразования; и
предварительный кодировщик, электрически связанный с генератором матрицы предварительного кодирования, при этом предварительный кодировщик сконфигурирован, чтобы предварительно кодировать множество потоков данных частотной области с использованием матрицы предварительного кодирования.
9. Блок по п.8, в котором предварительный кодировщик содержит:
блок преобразования битов обратной связи в дельта-предварительное кодирование для преобразования битов дифференциальной обратной связи в дельта-матрицу предварительного кодирования; и
блок генерирования и обновления полной матрицы предварительного кодирования для генерирования и обновления полной матрицы предварительного кодирования на основе дельта-матрицы предварительного кодирования, при этом предварительный кодировщик использует полную матрицу предварительного кодирования, чтобы предварительно кодировать потоки данных частотной области.
10. Блок по п.9, в котором предварительный кодировщик содержит:
блок преобразования битов обратной связи в полное предварительное кодирование для преобразования битов недифференциальной обратной связи в полную матрицу предварительного кодирования, при этом предварительный кодировщик использует полную матрицу предварительного кодирования, чтобы предварительно кодировать потоки данных частотной области.
RU2009109419/09A 2006-08-17 2007-08-15 Способ и устройство для обеспечения эффективной обратной связи с предварительным кодированием в системе беспроводной связи mimo RU2407158C1 (ru)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US83827306P 2006-08-17 2006-08-17
US60/838,273 2006-08-17
US83919506P 2006-08-21 2006-08-21
US60/839,195 2006-08-21
US89271907P 2007-03-02 2007-03-02
US60/892,719 2007-03-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2009109419A RU2009109419A (ru) 2010-09-27
RU2407158C1 true RU2407158C1 (ru) 2010-12-20

Family

ID=38996664

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2009109419/09A RU2407158C1 (ru) 2006-08-17 2007-08-15 Способ и устройство для обеспечения эффективной обратной связи с предварительным кодированием в системе беспроводной связи mimo

Country Status (18)

Country Link
US (1) US7881247B2 (ru)
EP (2) EP2060020A2 (ru)
JP (1) JP5420407B2 (ru)
KR (3) KR101066151B1 (ru)
CN (2) CN101512929B (ru)
AR (1) AR062414A1 (ru)
AU (1) AU2007284477B2 (ru)
BR (1) BRPI0714537A2 (ru)
CA (1) CA2660945C (ru)
ES (1) ES2672397T3 (ru)
HK (1) HK1133495A1 (ru)
HU (1) HUE038842T2 (ru)
IL (2) IL197082A (ru)
MX (1) MX2009001761A (ru)
MY (1) MY157698A (ru)
RU (1) RU2407158C1 (ru)
TW (1) TWI479822B (ru)
WO (1) WO2008021396A2 (ru)

Families Citing this family (164)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060028989A (ko) * 2004-09-30 2006-04-04 엘지전자 주식회사 다중입출력 시스템에 적용되는 신호 처리 방법
ES2422289T3 (es) * 2005-10-27 2013-09-10 Qualcomm Inc Precodificación para la programación sensible por segmento en sistemas de comunicación inalámbricos
US7917176B2 (en) * 2006-02-14 2011-03-29 Nec Laboratories America, Inc. Structured codebook and successive beamforming for multiple-antenna systems
US10873375B2 (en) * 2006-03-20 2020-12-22 Texas Instruments Incorporated Pre-coder selection based on resource block grouping
TW200824378A (en) * 2006-08-17 2008-06-01 Interdigital Tech Corp Method and apparatus for reducing a peak-to-average power ratio in a multiple-input multiple-output system
TWI508478B (zh) 2006-10-30 2015-11-11 Interdigital Tech Corp 無線發射／接收單元及用於處理在無線發射／接收單元中執行的回饋的方法
KR101403105B1 (ko) * 2006-10-31 2014-06-09 엘지전자 주식회사 귀환 데이터 전송 방법, 귀환 데이터 생성 방법 및 데이터스케줄링 방법
US8885744B2 (en) * 2006-11-10 2014-11-11 Qualcomm Incorporated Providing antenna diversity in a wireless communication system
US8290067B2 (en) * 2006-11-13 2012-10-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Spectrum sharing in a wireless communication network
US7813315B2 (en) * 2006-11-13 2010-10-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Spectrum sharing in a wireless communication network
US8411709B1 (en) 2006-11-27 2013-04-02 Marvell International Ltd. Use of previously buffered state information to decode in an hybrid automatic repeat request (H-ARQ) transmission mode
KR100874264B1 (ko) 2006-12-01 2008-12-16 한국전자통신연구원 Ｓｃ－ｆｄｍａ 시스템에서의 다중 코드 워드 송수신 방법및 장치
WO2008066349A1 (en) 2006-12-01 2008-06-05 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for transmitting/receiving multiple codewords in sc-fdma system
US20080153428A1 (en) * 2006-12-04 2008-06-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting/receiving feedback information in a mobile communication system using array antennas
US7983366B2 (en) * 2006-12-05 2011-07-19 Intel Corporation Transmission signaling techniques to enhance receiver interference mitigation performance
DK3174221T3 (en) 2007-01-12 2019-01-07 Ericsson Telefon Ab L M Method and device in a wireless communication system
CN101257367B (zh) * 2007-02-28 2013-03-27 皇家飞利浦电子股份有限公司 选择预编码的方法和装置
US7839945B2 (en) * 2007-03-20 2010-11-23 Nec Laboratories America, Inc. Static and differential precoding codebook for MIMO systems
ES2645226T3 (es) 2007-04-30 2017-12-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Método y disposición para adaptar una transmisión multiantena
KR100932260B1 (ko) * 2007-05-31 2009-12-16 한국전자통신연구원 다중입력 다중출력 시스템을 위한 복호화 장치 및 그 방법
WO2008157620A2 (en) * 2007-06-19 2008-12-24 Interdigital Technology Corporation Constant modulus mimo precoding for constraining transmit antenna power for differential feedback
US20080317145A1 (en) * 2007-06-25 2008-12-25 Bruno Clerckx Multiple input multiple output communication system and a method of adaptively generating codebook
KR20080114452A (ko) * 2007-06-26 2008-12-31 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 데이터 전송방법 및 코드북구성방법
US8467367B2 (en) 2007-08-06 2013-06-18 Qualcomm Incorporated Multiplexing and transmission of traffic data and control information in a wireless communication system
KR101397341B1 (ko) * 2007-08-21 2014-06-19 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서의 데이터 전송 방법
KR20090024623A (ko) * 2007-09-04 2009-03-09 한국전자통신연구원 고속 무선 통신을 위한 프레임 구성 방법 및 이를 이용한 고속 무선 통신 장치
US8897393B1 (en) * 2007-10-16 2014-11-25 Marvell International Ltd. Protected codebook selection at receiver for transmit beamforming
US8040278B2 (en) * 2007-11-09 2011-10-18 Intel Corporation Adaptive antenna beamforming
US8542725B1 (en) 2007-11-14 2013-09-24 Marvell International Ltd. Decision feedback equalization for signals having unequally distributed patterns
CN101471907A (zh) * 2007-12-28 2009-07-01 三星电子株式会社 多入多出系统中的预编码方法及使用该方法的装置
GB0800366D0 (en) * 2008-01-09 2008-02-20 Icera Inc System and method of wireless communication
GB2456217B (en) * 2008-01-09 2013-01-02 Icera Inc System and method of wireless communication
US8340060B2 (en) * 2008-03-03 2012-12-25 Ntt Docomo, Inc. OFDMA-based co-channel femtocell
KR101499255B1 (ko) * 2008-03-12 2015-03-06 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 파일럿의 전송방법
US8233559B2 (en) * 2008-03-12 2012-07-31 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting a pilot in multi-antenna system
US8565325B1 (en) 2008-03-18 2013-10-22 Marvell International Ltd. Wireless device communication in the 60GHz band
GB2459284A (en) * 2008-04-17 2009-10-21 Stephen George Nunney MIMO spatial multiplexing system
KR20090115829A (ko) * 2008-05-04 2009-11-09 포스데이타 주식회사 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치 및 방법
US8848816B2 (en) * 2008-05-21 2014-09-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for determining the spatial channels in a spatial division multiple access (SDMA)-based wireless communication system
US8958408B1 (en) * 2008-06-05 2015-02-17 The Boeing Company Coded aperture scanning
US8295868B2 (en) * 2008-06-09 2012-10-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Downlink control information format for multiple codeword transmission
US20110134782A1 (en) * 2008-06-23 2011-06-09 Sharp Kabushiki Kaisha Mobile station apparatus, communication system and communication method
KR101467586B1 (ko) * 2008-06-26 2014-12-02 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101507170B1 (ko) * 2008-06-26 2015-03-31 엘지전자 주식회사 Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101497154B1 (ko) * 2008-06-26 2015-03-02 엘지전자 주식회사 Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101567078B1 (ko) * 2008-06-26 2015-11-09 엘지전자 주식회사 다중안테나를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR101534349B1 (ko) * 2008-06-26 2015-07-10 엘지전자 주식회사 Ｓｔｂｃ 기법을 이용한 데이터 전송방법
KR100912226B1 (ko) 2008-06-27 2009-08-14 삼성전자주식회사 다중 입출력 시스템을 위한 코드북 설계 방법 및 상기 코드북의 사용 방법
US9325538B2 (en) * 2008-07-03 2016-04-26 Apple Inc. Precoding in high-order MIMO
US8320492B2 (en) * 2008-07-07 2012-11-27 Wi-Lan Inc. Closed form singular value decomposition
US20110122963A1 (en) * 2008-07-07 2011-05-26 Jun Yuan Codebook restructure, differential encoding/decoding, and scheduling
WO2010005997A2 (en) * 2008-07-07 2010-01-14 Wi-Lan, Inc. Closed form singular value decomposition
US8498342B1 (en) 2008-07-29 2013-07-30 Marvell International Ltd. Deblocking filtering
US8761261B1 (en) 2008-07-29 2014-06-24 Marvell International Ltd. Encoding using motion vectors
KR101027237B1 (ko) * 2008-07-30 2011-04-06 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 데이터 전송방법
KR20100013251A (ko) * 2008-07-30 2010-02-09 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 데이터 전송방법
KR101056614B1 (ko) 2008-07-30 2011-08-11 엘지전자 주식회사 다중안테나 시스템에서 데이터 전송방법
US8249540B1 (en) 2008-08-07 2012-08-21 Hypres, Inc. Two stage radio frequency interference cancellation system and method
KR20100019948A (ko) * 2008-08-11 2010-02-19 엘지전자 주식회사 공간 다중화 기법을 이용한 데이터 전송방법
US9001802B2 (en) 2008-08-11 2015-04-07 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting uplink signals using multi-antenna
KR101440628B1 (ko) * 2008-08-11 2014-09-17 엘지전자 주식회사 Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템에서 전송 다이버시티를 이용한 데이터 전송장치 및 방법
KR20100019929A (ko) * 2008-08-11 2010-02-19 엘지전자 주식회사 Ｓｃ－ｆｄｍａ ｍｉｍｏ 코드북 설계 방법
US8345533B1 (en) 2008-08-18 2013-01-01 Marvell International Ltd. Frame synchronization techniques
US8422469B2 (en) 2008-08-29 2013-04-16 Ntt Docomo, Inc. Method for interference-minimizing resource block-size selection at a macrocell, a microcell and a femtocell
US8089993B2 (en) * 2008-09-09 2012-01-03 Nec Laboratories America, Inc. Sliceable router with packet over optical OFDM transmission
WO2010031131A1 (en) * 2008-09-18 2010-03-25 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Vector quantization in wireless communication
US8107550B2 (en) * 2008-09-23 2012-01-31 Alcatel Lucent Methods for precoding signals for transmission in wireless MIMO system
US9608780B2 (en) * 2008-09-23 2017-03-28 Qualcomm Incorporated Transmit diversity for SC-FDMA
US8681893B1 (en) 2008-10-08 2014-03-25 Marvell International Ltd. Generating pulses using a look-up table
US8644408B2 (en) 2008-10-10 2014-02-04 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for channel feedback in a wireless communication system
US8310981B2 (en) * 2008-10-22 2012-11-13 Qualcomm Incorporated Common and dedicated modulation and coding scheme for a multicarrier system
US8902805B2 (en) * 2008-10-24 2014-12-02 Qualcomm Incorporated Cell relay packet routing
AU2008363680B2 (en) * 2008-10-31 2014-11-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Channel-assisted iterative precoder selection
US8446981B2 (en) * 2008-10-31 2013-05-21 Sharp Kabushiki Kaisha Transmission apparatus, reception apparatus and communication system
KR101183658B1 (ko) * 2008-12-19 2012-09-17 한국전자통신연구원 이산 퓨리에 변환의 고속 처리 장치 및 방법
CN101771446B (zh) * 2008-12-29 2014-06-04 株式会社Ntt都科摩 一种多输入多输出信号处理方法、装置及系统
CN102217206B (zh) 2009-01-05 2014-10-08 马维尔国际贸易有限公司 用于mimo通信系统的预编码码本
US8874046B2 (en) * 2009-01-05 2014-10-28 Intel Corporation Techniques utilizing step size adaptation for differential beamforming in wireless networks
CN101771648B (zh) * 2009-01-06 2018-03-23 中兴通讯股份有限公司 一种多天线信号处理系统及方法
US8787183B2 (en) * 2009-01-06 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for channel estimation using multiple description codes
CN101783700B (zh) * 2009-01-21 2013-03-27 电信科学技术研究院 对上行数据传输的指示方法、上行数据传输方法及装置
CN101820405B (zh) * 2009-02-27 2013-11-06 富士通株式会社 多输入多输出合作通信方法、预编码装置和无线通信系统
US8654740B2 (en) 2009-03-03 2014-02-18 Intel Corporation Polar cap reset method for differential codebook for wireless communications
US8830918B2 (en) 2009-03-16 2014-09-09 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for performing uplink transmit diversity
WO2010105700A1 (en) * 2009-03-19 2010-09-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Mimo transceiver controlling a repeater according to performance parameters
US9226270B1 (en) * 2009-03-24 2015-12-29 Marvell International Ltd. Multi-radio device for WLAN
US10411846B1 (en) 2009-03-24 2019-09-10 Marvell International Ltd. Multi-radio device for WLAN
US8773969B1 (en) 2009-03-24 2014-07-08 Marvell International Ltd. Multi-radio device for WLAN
HUE037041T2 (hu) * 2009-04-29 2018-08-28 Intel Corp Különbségi visszajelzési módszer zárt hurkú MIMO nyalábformázáshoz
US8520771B1 (en) 2009-04-29 2013-08-27 Marvell International Ltd. WCDMA modulation
CN102077627B (zh) * 2009-04-30 2013-03-27 华为技术有限公司 一种上行信号的处理方法、基站和用户终端
JP2011004161A (ja) * 2009-06-18 2011-01-06 Sharp Corp 通信システム、通信装置および通信方法
US8848603B2 (en) * 2009-06-22 2014-09-30 Qualcomm Incorporated Precoding control channels in wireless networks
CN102035626B (zh) * 2009-09-30 2013-06-12 华为技术有限公司 一种获取预编码矩阵指示的方法和装置
US8675794B1 (en) * 2009-10-13 2014-03-18 Marvell International Ltd. Efficient estimation of feedback for modulation and coding scheme (MCS) selection
US8917796B1 (en) 2009-10-19 2014-12-23 Marvell International Ltd. Transmission-mode-aware rate matching in MIMO signal generation
KR101652869B1 (ko) 2009-11-02 2016-09-01 삼성전자주식회사 네트워크 다중 입출력 시스템에서 협력 멀티 포인트 송신을 위한 동적 채널 피드백 제어 방법
US8645093B2 (en) * 2009-11-04 2014-02-04 Qualcomm Incorporated Calibrating multi-dimensional sensor for offset, sensitivity, and non-orthogonality
US8880373B2 (en) * 2009-11-04 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Accurate magnetic compass in mobile electronic device
WO2011055238A1 (en) 2009-11-09 2011-05-12 Marvell World Trade Ltd Asymmetrical feedback for coordinated transmission systems
CN102783120B (zh) * 2009-12-17 2015-07-01 马维尔国际贸易有限公司 用于交叉极化天线的mimo反馈方案
CN102111197B (zh) * 2009-12-28 2014-03-12 电信科学技术研究院 预编码矩阵索引信息上报方法和设备
US8755455B2 (en) 2010-01-12 2014-06-17 Quantenna Communications Inc. Quality of service and rate selection
EP2525507A1 (en) * 2010-01-13 2012-11-21 Alcatel Lucent Method and device for generating feedback codebook in network equipment
CN103220087B (zh) * 2010-01-16 2017-06-06 华为技术有限公司 获取预编码矩阵指示以及预编码矩阵的方法和装置
JP5258002B2 (ja) 2010-02-10 2013-08-07 マーベル ワールド トレード リミテッド Ｍｉｍｏ通信システムにおける装置、移動通信端末、チップセット、およびその方法
KR101707022B1 (ko) * 2010-02-11 2017-02-15 삼성전자주식회사 여러 피드백 모드들을 지원하는 통합된 피드백 프레임 및 그 피드백 프레임을 이용하는 다중 입출력 통신 시스템
CN102201886B (zh) * 2010-03-22 2014-03-12 中兴通讯股份有限公司 闭环多输入多输出系统中预编码矩阵的选取方法和系统
KR101192041B1 (ko) 2010-04-06 2012-10-17 서울대학교산학협력단 다중안테나 무선 시스템에서 채널 정보의 차등적 양자화 방법 및 장치
GB2479377B (en) * 2010-04-07 2013-08-14 Toshiba Res Europ Ltd Dual indicator scheme for channel state information feedback
CN102725992B (zh) * 2010-04-07 2016-03-23 上海贝尔股份有限公司 转换装置和方法
KR101231487B1 (ko) * 2010-06-03 2013-02-07 (주)휴맥스 차분 선부호화 방법 및 그 방법을 지원하는 기지국
US9119203B2 (en) 2010-06-22 2015-08-25 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting channel state information
EP2586165B1 (en) * 2010-06-23 2014-01-01 Koninklijke Philips N.V. A method for operating a secondary station
US8817771B1 (en) 2010-07-16 2014-08-26 Marvell International Ltd. Method and apparatus for detecting a boundary of a data frame in a communication network
KR20120009649A (ko) * 2010-07-20 2012-02-02 삼성전자주식회사 다중 사용자 다중안테나 시스템에서 채널 직교화를 이용한 선처리 방법 및 장치
US8976770B2 (en) 2010-07-27 2015-03-10 Lg Electronics Inc. Method and device whereby base station allocates nodes to terminal in a semi-static fashion in multi-node system
US8446971B2 (en) * 2010-08-23 2013-05-21 Intel Corporation Communication station and method for efficiently providing channel feedback for MIMO communications
US9118364B2 (en) * 2010-10-06 2015-08-25 Broadcom Corporation Differential feedback within single user, multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communications
JP2012100254A (ja) 2010-10-06 2012-05-24 Marvell World Trade Ltd Ｐｕｃｃｈフィードバックのためのコードブックサブサンプリング
JP5578617B2 (ja) 2010-10-18 2014-08-27 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信方法、送信装置、受信方法および受信装置
WO2012093899A2 (ko) * 2011-01-06 2012-07-12 엘지전자 주식회사 데이터 통신을 위한 신호 변조 방법 및 그 장치
US9048970B1 (en) 2011-01-14 2015-06-02 Marvell International Ltd. Feedback for cooperative multipoint transmission systems
US8730989B2 (en) 2011-02-11 2014-05-20 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for closed loop transmit diversity transmission initial access
WO2012131612A1 (en) 2011-03-31 2012-10-04 Marvell World Trade Ltd. Channel feedback for cooperative multipoint transmission
CN102752071B (zh) * 2011-04-20 2015-12-16 上海交通大学 用于多点协作系统的下行链路预编码方法和中心处理节点
WO2012170530A1 (en) * 2011-06-07 2012-12-13 Marvel World Trade Ltd. Systems and methods for compressed feedback and subcarrier grouping for beamforming
US9541393B2 (en) 2011-06-30 2017-01-10 Qualcomm Incorporated Reducing power consumption or error of digital compass
CN102957496A (zh) * 2011-08-19 2013-03-06 中兴通讯股份有限公司 一种实现码本重排的方法和系统
US8891656B2 (en) * 2011-10-27 2014-11-18 Ntt Docomo, Inc. Low-complexity, rank extendable, codebook design and method for supporting precoding matrix feedback for multi-user and single-user MIMO systems
WO2013068916A1 (en) 2011-11-07 2013-05-16 Marvell World Trade Ltd. Codebook sub-sampling for frequency-selective precoding feedback
US9020058B2 (en) 2011-11-07 2015-04-28 Marvell World Trade Ltd. Precoding feedback for cross-polarized antennas based on signal-component magnitude difference
US9031597B2 (en) 2011-11-10 2015-05-12 Marvell World Trade Ltd. Differential CQI encoding for cooperative multipoint feedback
US9220087B1 (en) 2011-12-08 2015-12-22 Marvell International Ltd. Dynamic point selection with combined PUCCH/PUSCH feedback
US9178590B2 (en) 2011-12-27 2015-11-03 Industrial Technology Research Institute Channel information feedback method and wireless communication device using the same
FR2985397A1 (fr) 2012-01-03 2013-07-05 France Telecom Procede de pre-codage en tdd
US8902842B1 (en) 2012-01-11 2014-12-02 Marvell International Ltd Control signaling and resource mapping for coordinated transmission
KR101297578B1 (ko) * 2012-03-23 2013-08-19 주식회사 이노와이어리스 Ｌｔｅ 업링크 전송을 위한 프리코딩 장치 및 방법
WO2014018146A2 (en) * 2012-04-27 2014-01-30 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Exploiting spatial degrees of freedom in multiple input multiple output (mimo) radio systems
CN104521269B (zh) 2012-04-27 2018-05-11 马维尔国际贸易有限公司 用于基站和移动通信终端之间的多点协作(CoMP)通信方法和装置
ES2539362T3 (es) * 2012-08-24 2015-06-30 Airbus Ds Gmbh Generación y procesamiento de señales CDMA
CN103220093B (zh) * 2013-03-15 2016-05-11 国核电力规划设计研究院 一种控制输出信号的方法和装置
US20150043444A1 (en) * 2013-08-12 2015-02-12 Acer Incorporated Concurrent device to device and cellular communication method with multiple antennas, user equipment using the same, base station using the same and communication system using the same
WO2015149312A1 (zh) 2014-04-02 2015-10-08 华为技术有限公司 一种基于波束成形的通信方法及装置
US10333609B2 (en) * 2014-04-27 2019-06-25 Lg Electronics Inc. Method of generating transmission signal using preprocessing filter of MIMO transmitter
CN105323036A (zh) * 2014-08-01 2016-02-10 中国移动通信集团公司 对复矩阵进行奇异值分解的方法、装置及计算设备
CN105323037A (zh) * 2014-08-01 2016-02-10 中国移动通信集团公司 根据复矩阵进行预编码的方法及装置
EP3182610B1 (en) 2014-10-17 2019-09-11 Huawei Technologies Co., Ltd. Wireless communication method and system
EP3211845A4 (en) * 2014-11-14 2018-05-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Interleaving processing method and apparatus in wlan system based on ofmda
US9635574B2 (en) * 2014-11-19 2017-04-25 Intel IP Corporation Systems and methods for signaling in an increased carrier monitoring wireless communication environment
WO2016117982A2 (ko) * 2015-01-23 2016-07-28 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 장치 대 장치 통신 단말의 신호 생성 방법 및 장치
CN112134605B (zh) * 2015-11-13 2024-04-09 华为技术有限公司 数据传输方法和装置
US10637548B2 (en) 2016-07-07 2020-04-28 Bar-Ilan University System and method for reduced overhead feedback scheme for interference mitigation in cellular networks
US10700904B2 (en) * 2016-09-16 2020-06-30 Huawei Technologies Co., Ltd. Systems and methods for the coexistence of differing cyclic prefix lengths
US10401475B2 (en) * 2016-12-06 2019-09-03 GM Global Technology Operations LLC Multiple modulation element radar waveform generation
CN106788464B (zh) * 2016-12-12 2020-08-11 中国科学院上海高等研究院 一种15线转4线编码电路
US10171144B2 (en) 2017-03-24 2019-01-01 At&T Intellectual Property I, L.P. Low complexity high performance single codeword MIMO for 5G wireless communication systems
CN109391382B (zh) * 2017-08-03 2021-10-15 华硕电脑股份有限公司 无线通信系统中混合自动重复请求反馈处理的方法和设备
US10594380B1 (en) * 2018-09-28 2020-03-17 At&T Intellectual Property I, L.P. Channel state information determination using demodulation reference signals in advanced networks
CN109784282A (zh) * 2019-01-18 2019-05-21 重庆邮电大学 基于信号相干特征的被动式人员运动检测与追踪方法
US11190244B1 (en) 2020-07-31 2021-11-30 Samsung Electronics Co., Ltd. Low complexity algorithms for precoding matrix calculation
KR102287791B1 (ko) * 2021-04-30 2021-08-09 세종대학교산학협력단 대용량 하향링크 MIMO 시스템을 위한 향상된 Jacobi 프리코더
US11621750B2 (en) * 2021-06-29 2023-04-04 Qualcomm Incorporated Demodulator report for smart receiver power optimization
WO2023092339A1 (en) * 2021-11-24 2023-06-01 Huawei Technologies Co.,Ltd. Devices, methods and computer programs for two-part feedback information transmission

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100689398B1 (ko) * 1999-10-09 2007-03-08 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 폐루프 송신 안테나 다이버시티 장치 및 방법
FI107307B (fi) * 2000-01-18 2001-06-29 Tellabs Oy Menetelmä ja laitteisto kanavakorjauksen tekemiseksi digitaalisella tietoliikenneyhteydellä
US6792049B1 (en) * 2000-06-15 2004-09-14 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Digital transceiver system with adaptive channel pre-coding in an asymmetrical communications network
ATE326088T1 (de) * 2000-11-21 2006-06-15 Koninkl Philips Electronics Nv Übertragungssystem mit anzeige von schlechten rahmen zur wiedersynchronisierung
US6771706B2 (en) * 2001-03-23 2004-08-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system
KR100724847B1 (ko) 2001-05-09 2007-06-04 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 부호화 및 복호화장치 및 방법
US20030125040A1 (en) * 2001-11-06 2003-07-03 Walton Jay R. Multiple-access multiple-input multiple-output (MIMO) communication system
US20050286663A1 (en) * 2004-06-23 2005-12-29 Intel Corporation Compact feedback for closed loop MIMO systems
US7570696B2 (en) * 2004-06-25 2009-08-04 Intel Corporation Multiple input multiple output multicarrier communication system and methods with quantized beamforming feedback
KR100932487B1 (ko) * 2004-11-03 2009-12-17 엘지전자 주식회사 광대역 무선 접속 시스템에 있어서, 다중 입출력 시스템을위한 피드백 정보 전송 방법
US20080260053A1 (en) * 2004-11-04 2008-10-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting and receiving data using space-time block coding
US7711762B2 (en) * 2004-11-15 2010-05-04 Qualcomm Incorporated Efficient computation for eigenvalue decomposition and singular value decomposition of matrices
TWI407320B (zh) * 2004-11-15 2013-09-01 Qualcomm Inc 用於以ｊａｃｏｂｉ旋轉分解矩陣之裝置及方法
KR100895992B1 (ko) * 2005-09-16 2009-05-07 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 무선통신시스템에서 안테나 개수를확장하기 위한 장치 및 방법
CN100340077C (zh) * 2005-11-29 2007-09-26 东南大学 多天线无线传输系统中信道环境自适应传输方法
WO2007106366A2 (en) * 2006-03-10 2007-09-20 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for scaling soft bits for decoding
WO2007106980A1 (en) * 2006-03-17 2007-09-27 Nortel Networks Limited Closed-loop mimo systems and methods
US10044532B2 (en) * 2006-03-20 2018-08-07 Texas Instruments Incorporated Pre-coder selection based on resource block grouping
US8271043B2 (en) * 2006-08-21 2012-09-18 Qualcomm Incorporated Approach to a unified SU-MIMO/MU-MIMO operation

Also Published As

Publication number Publication date
WO2008021396A9 (en) 2009-05-14
US20080049709A1 (en) 2008-02-28
CN103986556B (zh) 2019-07-02
IL197082A0 (en) 2009-11-18
RU2009109419A (ru) 2010-09-27
ES2672397T3 (es) 2018-06-14
AR062414A1 (es) 2008-11-05
TWI479822B (zh) 2015-04-01
JP2010501136A (ja) 2010-01-14
CN103986556A (zh) 2014-08-13
KR20090041441A (ko) 2009-04-28
MX2009001761A (es) 2009-05-12
CN101512929B (zh) 2014-06-25
IL233294A (en) 2016-06-30
AU2007284477B2 (en) 2012-02-02
EP2448145A1 (en) 2012-05-02
CA2660945A1 (en) 2008-02-21
MY157698A (en) 2016-07-15
TW200814578A (en) 2008-03-16
JP5420407B2 (ja) 2014-02-19
US7881247B2 (en) 2011-02-01
WO2008021396A3 (en) 2008-08-28
IL233294A0 (en) 2014-08-31
KR20130067488A (ko) 2013-06-25
KR101325434B1 (ko) 2013-11-04
HK1133495A1 (en) 2010-03-26
EP2448145B1 (en) 2018-04-25
KR101325370B1 (ko) 2013-11-11
EP2060020A2 (en) 2009-05-20
KR101066151B1 (ko) 2011-09-20
CA2660945C (en) 2013-05-28
BRPI0714537A2 (pt) 2013-04-30
CN101512929A (zh) 2009-08-19
KR20090074825A (ko) 2009-07-07
WO2008021396A2 (en) 2008-02-21
AU2007284477A1 (en) 2008-02-21
IL197082A (en) 2014-07-31
HUE038842T2 (hu) 2018-11-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2407158C1 (ru) Способ и устройство для обеспечения эффективной обратной связи с предварительным кодированием в системе беспроводной связи mimo
AU2007215314B2 (en) Method and apparatus for performing uplink transmission in a multiple-input multiple-output single carrier frequency division multiple access system
RU2407177C2 (ru) Способ и устройство для выполнения передачи восходящей линии связи в системе множественного доступа с частотным разделением с одной несущей с множеством входов и множеством выходов
US8582680B2 (en) MIMO codebook generation
JP5236753B2 (ja) 開ループ空間多重化モードでの信号送受信方法
US20070211815A1 (en) Method and apparatus for scaling soft bits for decoding
CN101379748A (zh) 在多输入多输出单载波频分多址系统中用于执行上行链路传输的方法和设备
Salim et al. Combining training and quantized feedback in multiantenna reciprocal channels
AU2013270616B2 (en) Method and apparatus for providing efficient precoding feedback in a MIMO wireless communication system
KR101599532B1 (ko) Ｍｉｍｏ 코드북 생성 방법 및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
PC41 Official registration of the transfer of exclusive right

Effective date: 20131101