KR20090115829A - 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 무선통신 시스템에서 채널 정보를 전송하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따른 채널 정보를 전송하는 장치 및 방법은, 복소 채널에 대한 채널 행렬 요소(channel matrix element)를 실수부와 허수부로 분리하여 채널을 측정하고, 상기 실수부와 허수부로 분리 측정된 채널을 각각 기 설정된 경계값에 기초하여 양자화(quantization)하며, 상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 양자화값에 상응하는 채널 정보를 생성하여, 상기 생성된 채널 정보를 송신단으로 전송하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치 및 방법 {Apparatus and method for transmitting channel information in wireless telecommunication system}
본 발명은 무선통신 시스템에서 채널 정보를 전송하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세히는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식을 사용하는 멀티유저(Multiuser) MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템에서 FDD(Frequency Division Duplex) 다운링크(Downlink) 채널에 대한 양자화(quantization)된 채널 정보를 피드백 채널을 통해 전송하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근 무선통신의 전송용량을 높이기 위하여 송신단과 수신단이 다수의 안테나를 사용하는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템이 큰 각광을 받으며 연구되고 있다.
이러한 MIMO 시스템은 크게 개루프(open loop) MIMO와 폐루프(closed loop) MIMO로 구분될 수 있는데, 개루프 MIMO는 송신단이 채널 상황을 모르는 상태로 통신하는 방식이고, 폐루프 MIMO는 송신단이 수신단으로부터 피드백된 채널 정보를 참조하여 통신하는 방식이다. 개루프 MIMO의 경우 이론적 전송용량에 이르기 위해 서는 시간영역과 공간영역에서 동시에 적용된 복잡한 코딩 기법을 이용해야 하고 이는 또한 안테나의 수가 증가할수록 검출의 복잡도가 크게 증가하는 단점이 있다. 이에 따라, 실제 시스템에서는 각 송신 안테나별로 채널 상태에 따라 독립적인 변조 및 코딩 기법을 적용함으로써 개루프 방식의 이론적 용량에 근접하는 폐루프 MIMO가 선호된다.
이하에서는 전술한 폐루프 MIMO 구현시 수신단이 채널 정보를 송신단으로 전송하기 위한 종래기술에 따른 피드백 기법의 예를 설명한다.
먼저, 첫번째로 코드북(code book)을 이용하는 방법이 있다. 이는 수신단이 채널을 측정하고 적절한 메트릭(metric)을 통해 송신단과 수신단이 미리 알고 있는 코드북 내의 코드워드(codeword)의 인덱스(index)를 피드백하는 방식이다. IEEE 802.16e에 적용된 방식을 예로 들어 상술하면, 먼저 채널 행렬(Channel Matrix) H에 대해 특이값 분해(SVD; Singular Value Decomposition)를 수행하여 프리코딩 행렬(Precoding Matrix) V를 구한다. 참고로, 특이값 분해(SVD)는 채널 행렬 H를 2개의 유니터리 행렬(Unitary Matrix) U 및 V와 대각선 행렬(Diagonal Matrix) S로 분해한 것인데, 여기서 행렬 U는 행렬 H의 좌측 고유벡터(eigenvector)의 유니터리 행렬이고, 행렬 V는 행렬 H의 우측 고유벡터의 유니터리 행렬이고, 행렬 S는 행렬 H의 고유값(eigenvalue)의 대각선 행렬이다(수학식 1 참조).
[수학식 1]
H = U S V H
그리고, 이와 같이 구해진 프리코딩 행렬 V를 정해진 코드워드들과 각각 비교하여 해당하는 코드워드의 인덱스를 송신단에 피드백 한다. 여기서, 피드백 비트는 하나의 서브캐리어(subcarrier)에 3비트 또는 6비트가 할당된다.
그러나, 전술한 코드북을 이용하는 방법은 피드백 비트의 수가 적은 장점이 있지만, 수신단이 채널 행렬에 대해 특이값 분해(SVD)를 수행해야 하고 또한 코드북 내의 코드워드들과 각각 비교해야 하기 때문에 계산량이 많아 수신단의 부담이 커지는 단점이 있다.
한편, 두번째로 사운딩 신호(sounding signal)를 이용하는 방법이 있다. 이는 다운링크 채널과 업링크 채널이 동일하다는 채널 상호성(Channel Reciprocity)에 기인한 것으로, 수신단이 사운딩 신호를 사운딩 채널을 통해 송신단으로 전송하면, 송신단이 상기 사운딩 신호를 이용하여 업링크 채널을 측정함으로써 다운링크 채널에 대한 정보를 얻는 방식이다. 따라서, 본 방법은 동일한 주파수 대역을 시간에 따라 다운링크 채널과 업링크 채널로 사용하는 TDD(Time Division Duplex) 방식에는 적합하지만, 다운링크 채널과 업링크 채널로 서로 다른 주파수 대역을 사용하는 FDD 방식에는 적용할 수 없는 단점이 있다.
이와 관련하여 최근 IEEE 802.16 표준에서는 듀플렉스(duplex) 방식으로 TDD 외에 FDD를 추가로 적용하고 있으며(IEEE 802.16m), 이에 따라 OFDMA 방식을 사용하는 멀티유저 MIMO 시스템에서 시스템 성능의 저하 없이 수신단의 계산량을 줄이면서도 FDD 방식에 적용가능한 효율적인 채널 정보 피드백 방법이 요구된다.
본 발명은 전술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창안된 것으로, 본 발명의 목적은 멀티유저 MIMO 시스템에서 FDD 방식에 적용될 수 있는 채널 정보 전송 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 양자화된 채널 정보를 송신단으로 피드백하는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
상기 목적을 위하여, 본 발명의 일 형태에 따른 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치는, 복소 채널에 대한 채널 행렬 요소(channel matrix element)를 실수부와 허수부로 분리하여 채널을 측정하는 채널 측정부; 상기 실수부와 허수부로 분리 측정된 채널을 각각 기 설정된 경계값에 기초하여 양자화(quantization)하여 상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 양자화값(quantization value)을 산출하는 채널 양자화부; 상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 양자화값에 상응하는 채널 정보를 생성하는 채널 정보 생성부; 및 상기 생성된 채널 정보를 전송하는 채널 정보 전송부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
한편, 본 발명의 일 형태에 따른 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법은, 상기 복소 채널에 대한 채널 행렬 요소(channel matrix element)를 실수부와 허수부로 분리하여 채널을 측정하는 단계; 상기 실수부와 허수부로 분리 측정된 채널을 각각 기 설정된 경계값에 기초하여 양자화(quantization)하는 단계; 상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 양자화 결과에 상응하는 채널 정보를 생 성하는 단계; 및 상기 생성된 채널 정보를 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고, 본 발명의 다른 형태에 따른 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법은, FDD 다운링크 신호로부터 채널을 추정하는 단계; 상기 채널의 요소(element)를 양자화하여 채널 정보를 생성하는 단계; 및 상기 생성된 채널 정보를 피드백하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 멀티유저 MIMO 시스템에서 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 분리하여 양자화한 채널 정보를 전송함으로써 수신단의 계산량을 줄이고 FDD 방식에도 적합한 피드백 기법을 구현할 수 있다.
그리고, 본 발명에 따르면 가우시안 분포를 이용하여 최적화된 경계값을 산출하고, 이에 따라 산출된 경계값에 기초하여 채널 행렬의 각 요소를 양자화함으로써 적은 양의 채널 정보로도 최적의 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 채널 정보 전송시 이전 채널 정보와의 차등 정보만 전송함으로써 송신단으로 피드백되는 정보량을 줄여 시스템 성능을 높일 수 있는 효과를 가진다.
이하에서는 첨부 도면 및 바람직한 실시예를 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 참고로, 하기 설명에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.
먼저 도 1은 본 발명에 적용되는 MIMO 시스템을 예시한 것이다. MIMO 시스템은 전술한 바와 같이 송신단과 수신단의 안테나 수를 복수개로 늘려 복수개의 채널을 통해 송수신하는 방식으로, 도 1에서는 4개의 송신 안테나(TxAnt1, TxAnt2, TxAnt3, TxAnt4)를 구비하는 송신단과 2개의 수신 안테나(RxAnt1, RxAnt2)를 구비하는 수신단이 8개의 채널(h11, h12, h13, h14, h21, h22, h23, h24)을 통해 송수신하는 4×2 MIMO 시스템을 예시하였다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치의 구성도이다.
도시된 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치(100)는 채널 측정부(110), 경계값 산출부(120), 채널 양자화부(130), 채널 정보 생성부(140), 채널 정보 전송부(150) 등을 포함한다.
먼저, 채널 측정부(110)는 송신단과 수신단 사이에 형성된 복소 채널(complex channel)에 대하여 채널 행렬(channel matrix)의 각 요소(element)를 실수부(real part)와 허수부(imaginary part)로 분리하여 채널을 측정한다. 채널 측정은 예컨대 각 채널의 실수부와 허수부를 주기적으로 샘플링(sampling)하여 수행될 수 있으며, 이와 같이 측정된 채널값은 채널 양자화부(130)로 전송된다.
그리고, 경계값 산출부(120)는 상기 채널값을 양자화(quantization)하기 위한 기준이 되는 경계값을 채널 양자화부(130)로 전송한다. 경계값 산출부(120)는 양자화 레벨(quantization level) N에 상응하는 개수(N-1)의 경계값을 직접 계산하거나 또는 테이블 형태로 저장하고 있다가 이를 채널 양자화부(130)로 전송하는데, 이하에서는 도 3을 참고하여 본 실시예에 적용될 수 있는 경계값 산출 방법을 설명한다.
본 발명은 복소 채널 행렬이 복소 가우시안(Gaussian) 분포를 따른다고 가정하고, 가우시안 분포의 확률밀도함수(pdf; probability density function)와 누적분포함수(cdf; cumulative distribution function)를 이용하여 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 양자화하기 위한 경계값을 산출한다.
이를 상술하면, 먼저 확률변수를
Figure 112008031983231-PAT00001
, 확률밀도함수를
Figure 112008031983231-PAT00002
, 양자화를 위한 경계값(boundary value)을
Figure 112008031983231-PAT00003
, 대표값(quantization value)을
Figure 112008031983231-PAT00004
라고 두고, 양자화에 의한 왜곡(distortion)을 D, 양자화 레벨(quantization level)을 N이라고 하면, 양자화에 의한 왜곡 D는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112008031983231-PAT00005
여기서, D를 최소화 시키는
Figure 112008031983231-PAT00006
의 조건을 알기 위해서 D를
Figure 112008031983231-PAT00007
에 대해서 하기수학식 3과 같이 편미분하면, 하기 수학식 4와 같은 결과를 얻을 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112008031983231-PAT00008
[수학식 4]
Figure 112008031983231-PAT00009
이에 의해, D를 최소화하는 경계값
Figure 112008031983231-PAT00010
는 대표값들(
Figure 112008031983231-PAT00011
,
Figure 112008031983231-PAT00012
)의 가운데 값이라는 것을 알 수가 있다.
다음에 D를 최소화하는 대표값을 알기 위해서 D를
Figure 112008031983231-PAT00013
에 대해서 하기 수학식 5와 같이 편미분하면, 하기 수학식 6과 같은 결과를 얻을 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112008031983231-PAT00014
[수학식 6]
Figure 112008031983231-PAT00015
이에 의하면, 대표값
Figure 112008031983231-PAT00016
는 경계값
Figure 112008031983231-PAT00017
의 함수이며, 구간
Figure 112008031983231-PAT00018
,
Figure 112008031983231-PAT00019
동안의 평균이라는 것을 알 수 있다.
따라서, 먼저
Figure 112008031983231-PAT00020
를 정하고
Figure 112008031983231-PAT00021
를 구한 다음 다시
Figure 112008031983231-PAT00022
를 구하는 방식으로
Figure 112008031983231-PAT00023
와
Figure 112008031983231-PAT00024
의 유효 자리수가 변하지 않을 때까지 반복(iteration)해서 최종적으로
Figure 112008031983231-PAT00025
와
Figure 112008031983231-PAT00026
를 산출한다. 하기 표 1은 양자화 비트수(양자화 레벨)에 따라 이와 같은 방식으로 산출된 경계값과 대표값을 나타낸 것으로, 참고로 유효 자리수는 소수점 4자리로 설정하였다.
[표 1] 양자화 비트수에 따른 경계값과 대표값
Figure 112008031983231-PAT00027
한편, 채널 양자화부(130)는 채널 측정부(110)에서 측정된 채널값을 경계값 산출부(130)에서 제공된 경계값을 기준으로 양자화한다. 전술한 바와 같이, 본 발명에서는 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부에 대하여 각각 양자화를 수행하며, 양자화된 결과는 채널 정보 생성부(140)로 전송된다.
채널 정보 생성부(140)는 채널 양자화부(130)에서 전송된 양자화 값을 인코딩(encoding)하여 채널 정보를 생성한다. 이 경우, 채널 정보는 각 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부에 대한 정보가 상기 양자화 레벨에 상응하는 비트수로 각각 생성된다.
참고로, 도 4는 양자화 비트수에 따른 단일 유저(user)와 멀티유저(multiuser)의 SNR(Signal to Noise Ratio) 대 BER(Bit Error Rate)를 비교한 그 래프이다. 먼저, 도 4a는 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 각각 3비트로 양자화한 경우 단일 유저와 멀티유저의 SNR 대 BER를 나타내는 그래프인데, 이 경우 SNR이 15와 20 사이에서 단일 유저의 BER이 멀티유저 BER보다 더 나빠지는 크로스오버(crossover)가 발생됨을 알 수 있다. 그리고, 도 4b는 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 각각 4비트로 양자화한 경우 단일 유저와 멀티유저의 SNR 대 BER를 나타내는 그래프인데, 이 경우에는 도 4a와 같은 크로스오버가 발생하지 않으며, 따라서 양자화 비트를 4비트(한 채널당 8비트) 이상으로 설정하는 것이 바람직함을 알 수 있다.
마지막으로, 채널 정보 전송부(150)는 이와 같이 생성된 채널 정보를 피드백 채널을 통해 송신단으로 전송한다.
이하에서는 도 5를 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치를 설명한다. 참고로, 본 발명의 제2 실시예는 채널 정보 전송시 전체 채널 정보를 전송하지 않고 이전 채널 정보와의 차등 정보(differential information)만 전송하는 방식이다.
도시된 바와 같이, 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치(200)는 채널 측정부(210), 경계값 산출부(220), 채널 양자화부(230), 채널 정보 생성부(240), 차등 정보 생성부(250), 채널 정보 전송부(260) 등을 포함한다. 여기서 채널 측정부(210), 경계값 산출부(220), 채널 양자화부(230), 채널 정보 생성부(240)는 전술한 제1 실시예의 해당 구성요소와 실질적으로 동일하므로, 이하에서 는 차등 정보 생성부(250)와 채널 정보 전송부(260)에 대하여 상술한다.
차등 정보 생성부(250)는 채널 정보 생성부(240)에서 전송된 현재의 채널 정보를 이전의 채널 정보와 비교하여 그 차이에 해당하는 차등 정보(differential information)를 생성한다. 이를 위해, 차등 정보 생성부(250)는 채널 정보 생성부(240)에서 전송된 채널 정보를 임시 저장하기 위한 버퍼(buffer) 등을 구비할 수 있으며, 상기 버퍼에 저장된 이전 채널 정보와 채널 정보 생성부(240)에서 바로 전송된 현재 채널 정보를 비교하여 그 차이에 해당하는 차등 정보를 생성한다.
예컨대, 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대해 각각 4비트의 양자화를 통해 생성된 8비트의 채널 정보의 경우, 최초 생성된 8비트 채널 정보는 비교를 위한 이전 채널 정보가 없으므로 그 자체가 차등 정보로 생성되고(이 경우 버퍼를 모두 0으로 설정할 수 있음), 두번째 채널 정보부터는 버퍼에 저장된 바로 이전의 실수부 및 허수부의 채널 정보와 비교하여 그 차이에 해당하는 예컨대, 1비트 또는 2비트(한 채널 전체로는 2비트 내지 4비트)의 차등 정보를 생성한다.
참고로, 도 6은 동일한 8비트를 사용하여 직교좌표(rectangular coordinate) 방식과 극좌표(polar coordinate) 방식으로 각각 양자화한 경우 총 용량(sum capacity)의 차이를 나타내는 그래프인데, 본 발명과 같이 실수부와 허수부를 각각 4비트로 양자화한 경우가 가장 우수하다는 것을 알 수 있으며, 이는 극좌표 방식을 사용한 경우 채널 행렬 요소를 5비트의 위상(phase)과 3비트의 크기(magnitude)로 양자화한 경우만이 직교좌표 방식과 유사한 성능을 보인다는 것을 알 수 있다. 그러나, 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 구하는 계산량이 위상과 크기를 구하는 계산량보다 작으므로, 실제 구현에 있어서는 본 발명과 같이 직교좌표를 이용하는 방식이 훨씬 유리하다.
마지막으로, 채널 정보 전송부(260)는 이와 같이 생성된 차등 정보를 피드백 채널을 통해 송신단으로 전송한다. 이 경우, 전술한 바와 같이, 최초 전송시는 예컨대 8비트의 전체 채널 정보가 전송되고, 그 이후부터는 2 비트 내지 4비트의 차등 정보가 전송된다.
이하에서는 도 7 및 도 8을 참조하여 본 발명에 따른 채널 정보 전송 방법을 설명한다. 참고로, 본 발명에 따른 채널 정보 전송 방법에 대한 구체적 과정 또는 동작 원리는 전술한 채널 정보 전송 장치에 대한 설명을 참조할 수 있으므로 중복적인 설명은 생략한다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 방법의 흐름도이다.
이를 상술하면, 먼저 단계 S710에서, 수신단은 송신단과 형성된 복소 채널에 대하여 채널 행렬의 각 요소를 실수부와 허수부로 분리하고, 분리된 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대하여 채널을 측정한다. 그리고, 단계 S720에서, 이와 같이 측정된 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부의 채널값을 각각 경계값을 기준으로 양자화한다. 이 경우 경계값은 가우시안(Gaussian) 분포를 이용하여 산출하는 것이 바람직하다.
그리고, 단계 S730에서, 수신단은 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대해 각각 양자화된 값을 인코딩(encoding)하여 소정 비트의 채널 정보를 생성한다. 그리고, 단계 S740에서, 상기 생성된 소정 비트의 채널 정보를 송신단으로 전송한다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 방법의 흐름도이다. 참고로, 본 실시예는 채널 정보 전송시 차등 정보를 전송하는 방식이다.
이를 간단히 설명하면, 먼저 단계 S810에서, 수신단은 채널 행렬의 각 요소를 실수부와 허수부로 분리하고, 분리된 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대하여 채널을 측정한다. 그리고, 단계 S820에서, 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부의 채널값을 각각 경계값을 기준으로 양자화한다. 그리고, 단계 S830에서, 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대해 각각 양자화된 값을 인코딩(encoding)하여 소정 비트의 채널 정보를 생성한다.
한편, 단계 S840에서는, 현재의 채널 정보를 바로 이전의 채널 정보와 비교하여 차등 정보(differential information)를 생성한다. 이 경우, 최초 채널 정보는 그 자체가 차등 정보로 이용된다. 그리고, 단계 S850에서, 이와 같이 생성된 차등 정보를 송신단으로 전송한다. 즉, 처음에는 최초의 채널 정보를 송신단으로 전송하고, 그 후 이전 채널 정보와의 차등 정보를 송신단으로 전송한다.
마지막으로, 도 9는 도 7과 도 8의 양자화 단계(S720, S820)에서 가우시안 분포를 이용하여 양자화 경계값 산출하는 과정을 설명하는 흐름도이다. 이에 대한 상세 내용은 전술한 경계값 산출부(120, 220)를 참고할 수 있다.
먼저, 단계 S910에서, 양자화 레벨에 상응하는 개수의 대표값을 설정한다. 예컨대, 도 3과 같이 양자화 레벨이 4인 경우, 크기 순서로 임의의 3개의 경계값
Figure 112008031983231-PAT00028
,
Figure 112008031983231-PAT00029
,
Figure 112008031983231-PAT00030
를 설정한다. 그리고, 단계 S920에서, 설정된 경계값을 기준으로 왜곡 D가 최소가 되는 대표값
Figure 112008031983231-PAT00031
,
Figure 112008031983231-PAT00032
,
Figure 112008031983231-PAT00033
,
Figure 112008031983231-PAT00034
를 산출한다(수학식 5,6 참조). 그리고, 단계 S930에서, 산출된 대표값
Figure 112008031983231-PAT00035
,
Figure 112008031983231-PAT00036
,
Figure 112008031983231-PAT00037
,
Figure 112008031983231-PAT00038
를 기준으로 다시 경계값
Figure 112008031983231-PAT00039
,
Figure 112008031983231-PAT00040
,
Figure 112008031983231-PAT00041
를 산출한다(수학식 3,4 참조). 그리고, 단계 S940에서, 산출된 경계값을 이전의 경계값과 비교한다. 이 경우, 동일성 여부는 유효 자리수까지만 비교하는 것이 바람직하다. 만약, 이전의 경계값과 새로 산출된 경계값이 다른 경우에는 다시 단계 S920으로 진행하여 대표값과 경계값을 산출하는 단계(S920, S930)를 되풀이한다. 참고로, 전술한 단계 S910 내지 S940은 대안적으로 먼저 대표값을 설정한 후에 경계값과 대표값을 반복하여 계산하는 방식으로 최종 경계값을 산출할 수도 있다. 한편, 만약 이전의 경계값과 새로 산출된 경계값이 동일한 경우에는 단계 S950으로 진행하여, 산출된 최종 경계값을 이용하여 양자화를 수행한다.
참고로, 전술한 본 발명에 따른 채널 정보 전송 장치 및 방법에서, 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 각각 4비트로 양자화하는 것을 예시하였는데, 이와 같이 채널 행렬 요소를 8비트(실수부 4비트, 허수부 4비트)로 양자화할 경우 시스템 성능을 일정 수준 이상 유지하면서도 전송되는 비트수를 줄일 수 있어 매우 효과적이다.
예컨대, 도 1의 4×2 MIMO 시스템인 경우, 수신단의 각 수신 안테나는 해당 4개의 채널에 대하여 각각 32비트의 채널 정보를 전송하는데, 이는 코드북을 이용 할 경우 17비트의 채널 정보를 전송하는 성능과 대등하게 관찰되었다. 따라서, 코드북을 이용할 경우 수신단의 계산(특이값 분해, 코드워드 비교 등)이 매우 복잡하다는 점을 고려할 때, 본 발명은 최적화된 비트수로 채널 정보를 효율적으로 전송함을 알 수 있다.
특히, 본 발명을 복수개의 안테나를 구비하는 기지국과 각각 하나의 안테나를 구비하는 단말들로 구성되는 C-MIMO(Collaborative MIMO) 시스템에 적용할 경우, 각 단말은 하나의 안테나만을 사용하기 때문에 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 피드백되는 정보량을 크게 줄일 수 있다.
지금까지 본 발명을 바람직한 실시예를 참조하여 상세히 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적 특징들을 변경하지 않고서 다른 구체적인 다양한 형태로 실시할 수 있는 것이므로, 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다.
그리고, 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 특정되는 것이며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
도 1은 본 발명에 적용되는 멀티유저 MIMO 시스템을 예시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치의 구성도이다.
도 3은 가우시안(Gaussian) 분포를 이용하여 복소 채널 행렬 요소의 실수부와 허수부를 각각 2비트로 양자화하는 경우를 설명하는 도면이다.
도 4는 양자화 비트수에 따른 단일 유저(user)와 멀티유저의 SNR 대 BER을 비교한 그래프이다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 장치의 구성도이다.
도 6은 동일한 8비트를 사용하여 직교좌표 방식과 극좌표 방식으로 각각 양자화한 경우 총 용량(sum capacity)의 차이를 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 채널 정보 전송 방법의 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 채널 정보 전송 방법의 흐름도이다.
도 9는 본 발명에 따른 가우시안 분포를 이용한 양자화 경계값 산출 방법의 흐름도이다.

Claims (20)

  1. 무선통신 시스템에서 송신단과 수신단 사이에 형성된 복소 채널(complex channel)에 대한 채널 정보를 전송하는 장치로서,
    상기 복소 채널에 대한 채널 행렬 요소(channel matrix element)를 실수부와 허수부로 분리하여 채널을 측정하는 채널 측정부;
    상기 실수부와 허수부로 분리 측정된 채널을 각각 기 설정된 경계값에 기초하여 양자화(quantization)하여 상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 양자화값(quantization value)을 산출하는 채널 양자화부;
    상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 양자화값에 상응하는 채널 정보를 생성하는 채널 정보 생성부; 및
    상기 생성된 채널 정보를 전송하는 채널 정보 전송부를 포함하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 경계값은 가우시안(Gaussian) 분포를 이용하여 산출되는 것을 특징으 로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 채널 정보 생성부에서 전송되는 현재의 채널 정보를 이전의 채널 정보 와 비교하여 그 차에 해당하는 차등 정보(differential information)를 생성하여 상기 채널 정보 전송부로 전송하는 차등 정보 생성부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 채널 정보 전송부는 최초 전송시 최초 생성된 채널 정보를 전송하고, 두번째 이후 전송시 상기 차등 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 채널 정보는 각각 4비트이고, 상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 차등 정보는 1비트 또는 2비트인 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 채널 정보 전송부는 피드백 채널을 통해 상기 채널 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 복소 채널은 FDD(Frequency Division Duplex) 다운링크(Downlink) 채널 인 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 채널 정보 전송 장치는 단말인 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 채널 정보 전송 장치는 C-MIMO(Collaborative MIMO) 시스템을 지원하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 장치.
  10. 무선통신 시스템에서 송신단과 수신단 사이에 형성된 복소 채널(complex channel)에 대한 채널 정보를 전송하는 방법으로서,
    상기 복소 채널에 대한 채널 행렬 요소(channel matrix element)를 실수부와 허수부로 분리하여 채널을 측정하는 단계;
    상기 실수부와 허수부로 분리 측정된 채널을 각각 기 설정된 경계값에 기초하여 양자화(quantization)하는 단계;
    상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 양자화 결과에 상응하는 채널 정보를 생성하는 단계; 및
    상기 생성된 채널 정보를 전송하는 단계를 포함하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 경계값은 가우시안(Gaussian) 분포를 이용하여 산출되는 것을 특징으 로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  12. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    상기 채널 정보를 생성하는 단계 이후에,
    상기 생성된 현재의 채널 정보와 이전의 채널 정보를 비교하여 그 차에 해당하는 차등 정보(differential information)를 생성하는 단계를 더 포함하고,
    상기 채널 정보를 전송하는 단계는 최초 전송시 채널 정보를 전송하고 두번째 이후 전송시 차등 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  13. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 채널 정보는 각각 4비트이고, 상기 채널 행렬 요소의 실수부 및 허수부에 대한 차등 정보는 1비트 또는 2비트인 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  14. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    상기 채널 정보를 전송하는 단계는 피드백 채널을 통해 상기 채널 정보를 전 송하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  15. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    상기 복소 채널은 FDD(Frequency Division Duplex) 다운링크(Downlink) 채널인 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  16. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    상기 채널 정보 전송 방법은 C-MIMO(Collaborative MIMO) 시스템을 지원하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  17. FDD(Frequency Division Duplex) 방식의 MU-MIMO(Multiuser Multiple Input Multiple Output)를 지원하는 무선통신 시스템에서 채널 정보를 전송하는 방법으로서,
    FDD 다운링크 신호로부터 채널을 추정하는 단계;
    상기 채널의 요소(element)를 양자화하여 채널 정보를 생성하는 단계; 및
    상기 생성된 채널 정보를 피드백하는 단계를 포함하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 양자화는 가우시안(Gaussian) 분포를 이용하여 산출된 경계값을 기준으 로 수행되는 것을 특징으 로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  19. 제17항 또는 제18항에 있어서,
    상기 채널 정보를 생성하는 단계 이후에,
    상기 생성된 현재의 채널 정보와 이전의 채널 정보를 비교하여 그 차에 해당하는 차등 정보(differential information)를 생성하는 단계를 더 포함하고,
    상기 채널 정보를 피드백하는 단계는 최초 전송시 채널 정보를 전송하고 두번째 이후 전송시 차등 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
  20. 제17항 또는 제18항에 있어서,
    상기 채널 정보 전송 방법은 C-MIMO(Collaborative MIMO)를 지원하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템에서의 채널 정보 전송 방법.
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