KR20090042874A

KR20090042874A - 공급전력 조정기 및 반도체 제조장치

Info

Publication number: KR20090042874A
Application number: KR1020097007943A
Authority: KR
Inventors: 히데오 이시즈; 마사유키 스즈끼
Original assignee: 가부시키가이샤 코쿠사이덴키 세미컨덕터 서비스; 가부시키가이샤 산코
Priority date: 2005-04-04
Filing date: 2006-04-03
Publication date: 2009-04-30
Also published as: CN102122892B; CN101902131A; HK1157078A1; CN102122892A; CN101128972A; JP2013118385A; HK1112536A1; CN101902131B; KR20070102571A; CN101128972B; JP5727450B2; JPWO2006107013A1; KR100940306B1; KR100966375B1; WO2006107013A1; JP5204481B2

Abstract

반응로 내에 복수 매의 기판을 장전한 기판보지구를 반입하여 열처리를 하는 반도체제조장치에 있어서, 상기 반응로의 주위에 설치된 히터와, 상기 히터로의 공급전력을 조정하는 공급전력 조정기를 포함하고, 상기 공급전력 조정기는, 교류전원의 교류전압을, 제어신호의 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하여 상기 히터에 공급하는 전력용 IGBT 변환기와, IGBT 변환기의 스위칭 동작에 의하여 발생하는 역기전력을 회생하여 상기 교류전원에 되돌리는 회생용 IGBT 변환기로 구성되어 있다.

히터, 조정기, 변환기

Description

공급전력 조정기 및 반도체 제조장치 {SUPPLY POWER ADJUSTING APPARATUS AND SEMICONDUCTOR MANUFACTURING APPARATUS}

본 발명은, 히터에 전력을 공급하는 공급전력 조정기 및 이를 사용한 반도체제조장치에 관한 것이다.

도 3에 종래의 히터용 공급전력 조정기를 도시한다. 히터용 공급전력 조정기(20)는, 그 입력단에 교류전원(1)에 접속되는 수전단자대(2)를 갖고, 그 출력단에 히터(7)에 접속되는 분배용 단자대(6)를 가진다. 수전단자대(2)와 분배용 단자대(6)와의 사이에, 전원브레이커(3), 전원트랜스(4), 전력조정기로서의 전력제어용 사이리스터(thyristor)(5)가 접속된다. 히터(7)에 온도측정용 열전대(8)가 설치된다.

교류전원(1)을 수전단자대(2)에서 수전하여, 전원브레이커(3)를 통하여, 전원트랜스(4)에 전력을 공급한다. 전원트랜스(4)에서 변압된 전력은, 전력제어용 사이리스터(5)로 제어되고, 분배용 단자대(6)에서 히터(7)로 공급된다. 이에 따라 히터(7)가 가열되고, 히터(7)의 온도가 변화된다. 이 히터온도는 온도측정용 열전대(8)에 의하여 측정되어 온도조절계(9)에 입력된다. 온도조절계(9)는, 온도측정용 열전대(8)에서 측정된 측정온도와 설정온도와의 차를 구하고, 그 온도차에 대응하여 히터(7)에 공급할 전력량을 연산한다. 이 연산결과는 위상제어량으로 환산되어, 온도조절계(9)로부터 전력제어용 사이리스터(5)에 제어신호로서 출력된다. 전력제어용 사이리스터(5)는, 그 제어신호의 타이밍에 대응한 전력을 히터(7)에 공급한다. 이와 같이 히터용 공급전력 조정기(20)는, 온도를 검출하고 나서 온도조절계(9)로 제어신호를 출력하는 타이밍을 결정하고, 그 타이밍에 대응하여 전력제어용 사이리스터(5)를 위상제어함으로써 히터(7)의 온도가 설정온도로 되도록 제어하고 있다.

이 위상제어 방법을 도 4에 도시한다. 도 4(a)은 교류전원의 전원파형을 나타내며, 도 4(b)은 전력제어용 사이리스터를 제어하는 전력제어용 사이리스터 제어신호를 나타낸다. 위상제어방법에서는, 교류전원의 1사이클마다, 전력제어용 사이리스터 제어신호의 발생시로부터 전원파형의 0 볼트(volt)시까지의 기간을 전력제어기간(A)으로 하고, 0 볼트시로부터 제어신호의 발생시까지의 기간을 무효전력기간(B)으로 한다. 또한, 온도안정시에 필요한 전력보다 큰 최대전력이 전원에 요구된다. 따라서, 온도안정시의 유효전력은 최대전력의 60%∼80% 정도에 머물고, 그 이외는 무효전력으로 되기 때문에, 전원으로서의 효율이 나빴다.

이를 개선하기 위해서, 이론적으로 무효전력이 생기지 않는 제로크로스(zero cross)제어를 채용하거나, 역률(力率) 개선용 진상(進相)콘덴서를 사용해 유효전력의 비율을 85% 이상으로 높이는 수단이 강구되고 있다.

제로크로스 제어는, 회로적으로는 도 3과 같지만, 일반적으로 전력제어용 소 자로서 사이리스터가 아니라, SSR(solid state relay)를 채용하여, 그 제어신호의 내용을 바꾸고 있는 점이 다르다. 이 제로크로스 제어를 하는 방법을 도 5에 보인다. 도 5(a)는 교류전원의 전원파형을 나타내고, 도 5(b)는 SSR를 제어하는 전력제어용 SSR 제어신호를 나타낸다. 전원파형의 0 볼트시에 SSR를 ON시키는 점호(点弧)방식을 채용하고, 교류전원의 규정시간(A+B)을 1주기(1 cycle time)로 하여, 그 사이에 전력제어용 SSR 제어신호가 출력되어 통전하고 있는 기간을 전력제어기간(A)으로 하고, 그 이외는 전력이 소비되지 않는 비통전(非通電)기간(B)으로 하고 있다. 제로크로스 제어는, 전원을 ON/OFF할 뿐, 이론적으로 무효전력은 생기지 않는다.

또한, 진상콘덴서에 의한 제어방식을 도 6에 보인다. 도 6(a)의 실선이 공급측 교류전원파형(W1)을 나타내고, 점선이 제어측 전원파형(W2)을 나타낸다. 또한, 도 6(b)는 전력제어용 사이리스터 제어신호를 나타낸다. 이 제어신호에 의하여 실선으로 나타낸 공급측 교류전원파형(W1)을 제어하는 경우, 무효전력기간(B)이 크기 때문에, 위상각(P1)에서의 전력제어는 예를 들면 70%에 머문다. 그러나, 진상콘덴서에서 위상을 전진시킨 점선으로 나타낸 제어측 전원파형(W2)을 전력제어용 사이리스터 제어신호로 제어하도록 하면, 위상각(P2)이 진행한 만큼 무효전력기간(B')이 작게 되고, 외형상의 역률이 향상하여, 전력제어는 90%로 증가한다.

그러나, 제로크로스 제어의 경우에는, 전력제어용 소자로, 절연형 바이폴라 트랜지스터 IGBT(insulated gate bipolor transistor)와 같은 고속 스위칭 전력제어용 반도체와 비교할 때 ON전압이 비교적 큰 SSR를 사용하고 있기 때문에, 히터온 도의 응답성이 나빠지는 문제가 있었다. 또한, 진상콘덴서에 의한 경우에는, 진상콘덴서의 보정이 있으므로 최대전력에 이르기까지의 프로필(profile)을 제한하는 전력조정이 필요하게 된다. 이것은 진상하고 있기 때문에, 갑자기 최대전력을 걸면 결상(欠相) 하기 때문이다. 따라서 사용하기가 나빴다.

전술한 바와 같이 종래의 전력제어용 소자에 SSR를 사용한 공급전력 조정기에서는, 전력제어용 사이리스터를 제로크로스 제어하여 온도제어하는 경우에 온도응답성이 나빠진다는 문제가 있었다. 또한, 진상콘덴서에 의한 경우에는, 최대전력에 이르기까지의 프로필을 제한하는 전력조정이 필요하게 되어, 사용하기가 나빴다. 또한, 양자 모두 전원변동및 부하변동에 대하는 조치를 강구하고 있지 않기 때문에, 전원변동 및 부하변동에 대한 안정도가 나쁘다는 문제가 있었다.

본 발명의 목적은, 전술한 종래 기술의 문제점을 해소하고, 콤팩트하며, 온도응답성이 뛰어나고, 전원변동 및 부하변동에 대한 안정도도 양호하며, 사용하기 좋은 공급전력 조정기 및 반도체제조장치를 제공하는 데 있다.

본 발명의 형태에 의하면, 반응로 내에 복수 매의 기판을 장전한 기판보지구를 반입하여 열처리를 하는 반도체제조장치에 있어서,

상기 반응로의 주위에 설치된 히터와, 상기 히터에 대한 공급전력을 조정하는 공급전력 조정기를 포함하고,

상기 공급전력 조정기는, 교류전원의 교류전압을 제어신호의 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하여 상기 히터에 공급하는 전력용 IGBT 변환기와, 상기 IGBT 변환기의 스위칭 동작에 의하여 생기는 역기전력을 회생하여 상기 교류전원에 되돌리는 회생용 IGBT 변환기로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 반도체제조장치가 제공된다.

본 발명의 실시 형태에 의하면, 콤팩트하고, 온도응답성에 뛰어나며, 전원변동 및 부하변동에 대한 안정도도 양호하고, 사용하기 좋은 공급전력 조정기 및 반도체제조장치를 제공할 수 있다.

본 발명자는, 전술한 목적을 달성하기 위해 연구한 결과, IGBT가 소비전력, 고속 스위칭 등을 고려했을 때 상기 목적에 가장 적합하다는 것을 발견하고, 또한 IGBT로 교류전압을 직접 스위칭하면, 정류회로를 갖출 필요가 없어진다는 지식을 얻어 본 발명을 창안하는데 이르렀다.

이하 본 발명의 공급전력 조정기의 하나의 실시 형태에 관하여 설명한다.

본 실시 형태의 공급전력 조정기는, 고속 스위칭 동작하는 변환기의 출력을 히터에 전력으로서 공급하는 것으로서, 그 변환기의 소자(device)에 고속 스위칭 전력제어용 소자인 IGBT를 사용하고 있다. 교류전원의 교류전압을 IGBT에서 직접 스위칭하여 펄스변조한 교류전력을 히터에 공급하여, 무효전력을 실질적으로 0으로 하여 전원을 유효하게 이용하고 있다.

도 1에 나타나 있는 것과 같이, 교류전원(1)으로부터 히터(7)에 전력을 공급 하는 공급전력 조정기(21)는, 그 입력단에 교류전원(1)에 접속하는 수전단자대(2)를 구비하고, 그 출력단에 히터(7)에 접속하는 분배용 단자대(6)를 구비한다. 교류전원(1)은, 예를 들면 주파수 50/60Hz, AC200 볼트 단상의 상용(商用)전원이다. 히터(7)는, 예를 들면 니켈화 몰리브덴제의 저항가열 히터이다.

수전단자대(2)에는, 전원브레이커(3)가 접속되고, 또한 필요에 따라 전원트랜스(4)가 접속된다. 교류전원(1)을 수전단자대(2)로 수전하여, 전원브레이커(3)를 통하여, 전원트랜스(4)에 전력을 공급하게 되어 있다. 이 전원트랜스(4)는, 히터(7)의 사양에 따라 사용하지 않는 경우도 있다. 한편, 공급전력 조정기(21)는, 히터(7)를 복수의 영역으로 분할하여 개별로 전력제어가 가능하도록, IGBT 변환기(11)를 복수 준비하는 경우도 있다.

전원트랜스(4)의 2차측에는, 입력측 필터회로(10)와, IGBT 변환기(11)와, 전원변동 검출수단(22)과, 부하변동 검출수단(23)과, 온도변동 검출수단(24)과, 주파수 가변 수단(이하 주파수 가변회로)(15)과, 출력측 필터회로(30)를 구비한다. 전원트랜스(4)에서 변압된 전력은, 입력측 필터회로(10)를 통하여, 주파수 가변회로(15)에 의하여 제어되는 IGBT 변환기(11)에 공급되고, 출력측 필터회로(30)를 거쳐 분배용 단자대(6)에 접속된 히터(7)에 가해지도록 되어 있다.

다음에, 도 7에 나타내는 공급전력 조정기의 중요 부분의 그림을 사용하여 입력측 필터회로(10), 출력측 필터회로(30) 및 IGBT 변환기(11)에 관해서 설명한다.

입력측 필터회로(10)는, 필터방식에 LC를 사용한 로우패스 필터(lowpass filter) 이며, 필터요소가 CLC의 순서로 배치되어 있다. 코일(L)은, 입력 라인과 코먼 라인(common line)에 L1-1과 L1-2로 분할되어 삽입되고 있다. LC 전(前)의 콘덴서(C1-1)는 전원파형에 실린 고주파성분의 제거 및 손실저감을 위한 것으로서, 대단히 작은 용량의 콘덴서로 하는 것이 바람직하다. 로우패스 필터의 차단주파수는, 전원파형이나 노이즈(noise)의 관점에서, 스위칭 주파수(IGBT가 1초간 ON/OFF 하는 회수로서, 본 실시예에서는 20 KHz로 한다)의 1/10∼1/40(500 Hz∼2KHz)로 설정되어 있다. 따라서, 높은 주파수성분을 차단하여, 목적하는 상용주파수(50 또는 60Hz) 정도의 전력을 확실히 히터(7)에 공급할 수 있다.

입력측 필터회로(10)는, IGBT 변환기(11)를 고속, 고주파로 스위칭 동작시킴으로써 발생하는 전자노이즈를 억제한다. 따라서, 교류전원(1)측에 연결되는 IGBT 변환기(11)의 입력라인에 전자노이즈가 유도되는 것을 억제할 수 있고, 교류전원에 노이즈 장해가 발생하는 것을 방지할 수 있다.

출력측 필터회로(30)는, 입력측 필터회로(10)와 마찬가지로, 필터방식에 LC를 사용한 로우패스 필터이며, 필터요소 LCC의 순서로 배치된 구성을 하고 있다. 코일(L)은, 출력 라인 및 코먼 라인에 L2-1과 L2-2로 분할되어 삽입되고 있다. LC 뒤의 콘덴서(C2-2)는, 입력측 필터회로(10)에서 설명한 것처럼, 전원파형에 실린 고주파성분을 제거하기 위한 콘덴서이다. 또한, 이 로우패스 필터의 차단주파수도 마찬가지로 500 Hz∼2kHz 이다.

출력측 필터회로(30)는, IGBT 변환기(11)에서 스위칭하여 얻은 출력을 평활(smoothing)하게 함과 동시에, 출력 중에 포함되는 고주파 성분을 유효하게 제거 한다.

IGBT 변환기(11)는 전력용 IGBT 변환기(11a)와 회생용 IGBT 변환기(11b)를 구비하고 있다. IGBT 변환기(11)는, 정(正) 전압전류와 부(負) 전압전류파형의 스위칭을 별도로 하기 때문에, 더블암(double-arm)형이 바람직하다. 전력용 IGBT 변환기(11a)는 고속 정류회로(FRD1)와, IGBT2를 갖는 초퍼(chopper)부로 구성되어 있다. 초퍼부는, 초퍼부 PWM(pulse width modulation) 신호가 가해지는 위쪽 암과, 아래쪽 암을 갖는다. 회생용 IGBT 변환기(11b)는 IGBT3과 고속 정류회로(FRD2)를 구비하고 있다.

상기 IGBT2에 의하여 교류를 고속·고주파의 기본 캐리어(carrier) 주파수에서 직접 스위칭시킨다. 예를 들면 PWM 방식에 의한 스위칭 타이밍은, 공급원인 교류로부터 제로크로스점을 검출하고, 그 제로크로스점을 기준으로 제어신호(PWM 신호)를 합한다. 그리하여, 합쳐진 캐리어 주파수에서 공급원인 교류를 스위칭하여 펄스변조파를 얻고, 이를 출력측 필터회로(30)를 거쳐 히터(7)로 공급한다. 주파수 가변회로(15)로부터 출력되는 제어신호는, IGBT의 게이트(암)에 가해지는 제어신호의 듀티비(duty ratio)의 변동(온도, 전력, 부하)에 대응하여 바뀐다.

도 8은, 도 7에 나타내는 공급전력 조정기의 중요부분의 스위칭 동작 및 도 7에 나타내는 각 포인트(a)∼(e), (f)∼(i)에서의 전압파형을 나타낸 것이다. 도 8을 사용하여 IGBT 변환기(11)의 작용에 관하여 전술한다. 우선, 단자대(TB1)에 상용주파수 교류전원의 전압파형(A)이 (a)에 나타낸 것과 같이 공급된다. 암을 개재하여 가해지는 IGBT 변환기(11)에 대한 PWM 신호의 입력주파수는 20KHz(50μsec)로 고정된다. IGBT2의 위쪽 암 및 아래쪽 암에, 각각 (b),(c)에 나타내는 것과 같이 초퍼부의 PWM 신호가 가해진다. IGBT 변환기(11)의 출력의 전압파형(B)은, IGBT2가 ON일 때(PWM 신호가 가해지고 있을 때)만 상용주파수 교류전원을 통전시키고, IGBT2가 OFF일 때에는 상용주파수 교류전원을 차단시키기 때문에, (d)와 같은 출력파형이 된다. 이 출력은 출력측 필터회로(30)에 의하여 평활화되고, 출력측 필터회로(30)로부터 분배용 단자대(TB2)를 거쳐 왜곡(distortion)이 적은 상용주파수의 전압파형(C)이 (e)와 같이 출력된다. 이와 같이, IGBT2가 ON하고 있는 시간을 변화시켜 최종적인 부하로 출력되는 공급전압의 전압 파고치를 제어한다. 따라서, IGBT 변환기(11)에 사용되는 IGBT2에 대한 PWM 신호에 의하여, 공급전압의 주파수를 바꾸지 않고, 파고치만 0∼70%의 범위로 제어하여, 부하로 출력할 수 있게 되어 있다.

IGBT2의 위쪽 암 및 아래쪽 암에 가해지는 초퍼부 PWM 신호의 펄스폭을 (f), (g)와 같이, 전술한 (b),(c)에 나타내는 펄스폭보다 크게 하면, IGBT 변환기(11)의 출력의 전압파형(B)은 (h)와 같은 파형이 되고, 최종적인 부하에 출력되는 공급전압의 전압파형(C)은 (i)와 같이, 전술한 (e)보다 전압파고치를 크게 할 수 있다.

IGBT 변환기(11)안에 있는 IGBT2에서 교류를 직접 스위칭하고 있기 때문에, IGBT 변환기(11)의 입력측에 다이오드 전파 정류회로가 불필요하게 된다.

이 IGBT 변환기(11)를 구성하는 스위칭 소자인 IGBT2는, 전압구동 게이트를 조합한 바이폴라 파워 트랜지스터이며, 게이트 구동 소비전력이 적고 고속 스위칭에 적합하다. 또한, 고주파이며 대용량 소자로서, ON전압이 MOSFET(SSR)보다 대폭 작다. 이 IGBT2는 무효전력을 저감하기 위해서 고주파로 제어된다.

온도변동 검출수단(24)은, 히터(7)의 온도변동을 검출하여, 그 변동에 대응한 피드백(feedback) 신호를 주파수 가변회로(15)로 출력한다. 이 온도변동 검출수단(24)은, 온도센서로서의 온도측정용 열전대(8)와, 히터온도를 조절하기 위한 온도조절계(9)를 갖는다.

온도측정용 열전대(8)는, 히터(7)의 근방에 필요한 수만큼 설치되어, 열기전력(熱起電力)에 의해 히터온도를 측정한다. 온도조절계(9)는, 온도측정용 열전대(8)로 측정된 히터(7)의 측정온도와 설정온도와의 온도차(온도변동)를 구한다. 이 온도차에 대응하여, 히터(7)에 공급해야 할 전력량을 연산하여, 주파수 가변회로(15)에 연산결과를 피드백 신호로서 출력한다. 또한, 온도조절계(9)는, 온도 이상을 검출했을 때는 알람(alarm)을 출력한다.

전원변동 검출수단(22)은, 입력측 필터회로(10)로부터의 출력전력의 변동을 검출하여, 그 변동에 대응한 피드포워드(feed forward)신호를 주파수 가변회로(15)에 출력한다. 이 전원변동 검출수단(22)은, 입력측 필터회로(10)의 출력에 흐르는 전류를 측정하는 변류기(current transformer)(12)와, 입력측 필터회로(10)의 출력선 간(間) 전압을 측정하는 전압측정 라인(13)과, 전원전압전류 피드포워드 회로(14)를 갖는다. 출력전력의 변동을 검출하기 위해서, 전원전압전류 피드포워드 회로(14)는, 변류기(12)에서 측정한 측정전류와 설정전류와의 차 및 전압측정 라인(13)에서 측정한 측정전압과 설정전압과의 차를 구한다. 이들 차의 곱(전력)이 전원변동이 된다. 이 전원변동이 주파수 가변회로(15)에 피드포워드 신호로서 가해 진다.

부하변동 검출수단(23)은, 히터(7)에 공급되는 출력전력의 변동을 검출하여, 그 변동에 대응한 피드백 신호를 주파수 가변회로(15)에 출력한다. 이 부하변동 검출수단(23)은, 출력측 필터회로(30)의 출력선간(間) 전압을 측정하는 전압측정 라인(17)과, 히터(7)에 흐르는 전류를 측정하는 변류기(18)와, 제어전압전류 피드백 회로(16)를 갖는다. 부하변동을 검출하기 위해서, 제어전압전류 피드백 회로(16)는, 전압측정 라인(17)에서 측정한 측정전압과 설정전압과의 차 및 변류기(18)에서 측정한 측정전류와 설정전류와의 차를 구한다. 이들 차의 곱(전력)이 부하변동이 된다. 이 부하변동이 주파수 가변회로(15)에 피드백 신호로서 가해진다.

한편, 변류기(18)는 부하전류의 변동을 정밀하게 측정하기 위해, 분배용 단자대(6)보다 외측의 히터(7) 측에 설치하면 된다.

주파수 가변회로(15)는, 전원변동 검출수단(22) 및 부하변동 검출수단(23)의 변동 결과에 대응하여 IGBT 변환기(11)를 주파수 제어한다. 구체적으로는, 주파수 가변회로(15)는, 전원변동 검출수단(22)의 전원전압전류 피드포워드 회로(14) 및 부하변동 검출수단(23)의 제어전압전류 피드백 회로(16)로부터 출력되는 변동신호와, 온도변동 검출수단(24)의 온도조절계(9)로부터 출력되는 신호로부터, 히터(7)에 공급해야 할 전력량에 대응한 주파수를 갖는 게이트제어 신호를 IGBT 변환기(11)를 구성하는 각 IGBT의 게이트에 가한다.

IGBT는 주파수 제어되고, 주파수를 대략 연속적으로 변화시킴으로써, 히터(7)에 투입되는 전력을 제어하고 있다. 주파수 가변폭이 클수록 전력의 제어성이 좋게 된다.

주파수 가변회로(15)에 의한 주파수 제어는, 주파수를 변화시킨다는 점에서, VVVF 제어의 VF(가변 주파수)제어와 같다. 본 주파수 제어에는, 기본캐리어 주파수를 일정하게 하고 듀티비를 제어하는 PWM 제어도 포함된다. VF 제어, PWM 제어의 어느 것이나 0 볼트시에 IGBT가 ON하므로 제로크로스 제어가 된다.

*전술한 실시 형태에 의한 공급전력 조정기(21)에 있어서, 온도조절계(9) 및 주파수 가변회로(15)는, 다음과 같이 하여 히터(7)의 온도를 설정온도가 되도록 제어한다.

온도조절계(9)는, 측정온도와 설정온도와의 온도차를 구하고, 그 온도차에 대응하여 히터(7)에 공급해야 할 전력량을 연산하여, 주파수 가변회로(15)에 연산결과를 출력한다. 주파수 가변회로(15)는, 온도조절계(9)로부터의 출력치에 대응한 주파수를 갖는 게이트 제어신호를 IGBT 변환기(11)에 가한다. IGBT 변환기(11)는, 입력측 필터회로(10)로부터의 교류전력을, 주파수 가변회로(15)의 게이트 제어신호에 대응한 주파수의 교류전력으로 변환하여, 출력측 필터회로(30)를 거쳐 히터(7)에 공급한다. 히터(7)에 전력이 공급됨으로써, 히터(7)의 온도가 변화된다.

이와 같은 온도변동검출→제어연산→출력치의 출력→온도의 변화→온도변동의 검출→…이라는 폐루프(closed loop)에 의하여 피드백 제어를 한다. 온도상태를 검출하고 나서, 온도조절계(9) 및 주파수 가변회로(15)에 의하여 출력량을 결정하므로 양호하게 피드백 제어할 수 있다. 따라서, 히터의 온도변동이 보정되어 히 터(7)에 안정된 전력을 공급하고, 히터(7)를 소정의 온도로 보지할 수 있다. 또한, 주파수 제어는 제로크로스 제어이기 때문에, 무효전력 없이 높은 효율로 제어할 수 있다.

전술한 바와 같이 온도가 양호하게 피드백 제어되고 있을 때 교류전원(1)의 전압이 변동하면, 그 전압변동은 입력측 필터회로(10)의 출력에 전류변동 및 전압변동이 되어 나타난다. 이 전류변동 및 전압변동은, 변류기(12)와 전압측정 라인(13)에서 측정되고, 전원전압전류 피드포워드 회로(14)에서 검출된다. 전원전압전류 피드포워드 회로(14)로부터, 그 전력변동에 대응한 제어신호가 주파수 가변회로(15)에 입력된다. 주파수 가변회로(15)는, 이 신호를 사용해, 전원전력과 설정전력과의 차에 대응한 주파수의 게이트 제어신호를 출력한다. 이 게이트 제어신호를 IGBT 변환기(11)에 가하여 IGBT 변환기(11)를 주파수 제어한다. 따라서, 교류전원(1)의 전압변동이 보정되어 히터(7)에 안정된 전력을 공급할 수 있다. 또한, 주파수 제어는 제로크로스 제어이기 때문에, 무효전력 없이 효율이 높은 제어가 된다. 이 피드포워드 제어에 의하여, 입력측 필터(교류전원)(10)으로부터 온도측정용 열전대(8)까지의 응답특성이 개선된다. 또한, 전술한 바와 같이 히터온도가 양호히 피드백 제어되어 있을 때에, 히터(7)에 외란(예를 들면 외기와 접촉하는 등)이 생기거나, 히터의 성질이 다소 변화하거나 하여 부하가 변동하면, 이것은 IGBT 변환기(11)의 출력전력의 변동으로서 나타난다. 즉 히터(7)에 흐르는 부하전류 및 히터(7)에 가해지는 부하전압이 변동한다. 이 전류변동 및 전압변동은, 변류기(18)와 전압측정 라인(17)에서 검출되고, 제어전압전류 피드백 회로(16)에서 측정된다. 제 어전압전류 피드백 회로(16)로부터, 이 전력변동에 대응한 신호가 주파수 가변회로(15)에 입력된다. 주파수 가변회로(15)는, 이 신호를 사용하여, 전원전력과 설정전력과의 차에 대응한 주파수의 게이트 제어신호를 출력한다. 그 게이트 제어신호를 IGBT 변환기(11)에 가하여 주파수 제어한다. 따라서, 부하변동이 보정되어 히터(7)에 안정된 전력을 공급할 수 있다. 또한, 주파수 제어는 제로크로스 제어이기 때문에, 무효전력 없이 효율이 높은 제어를 할 수 있다.

이 부하변동제어는, 외란→히터온도 변화→열전대 검출의 3스텝을 거치는 온도변동 제어와 비교하여, 외란→전력변동 검출이라는 2스텝으로서, 열전대 검출의 스텝이 생략될 수 있기 때문에, 응답특성이 빠르다.

상기 실시형태에서는, 전원변동 검출수단(22), 부하변동 검출수단(23), 온도변동 검출수단(24), 주파수 가변회로(15)가 공급전력 조정기(21)에 구비되어 있었으나, 이 형태에 의하지 아니하고, 예를 들면 부하(히터)에 대한 공급전력을 조정하는 공지의 전력조정기와 제어신호를 출력하는 수단으로서, 전원변동 검출수단(22), 부하변동 검출수단(23), 온도변동 검출수단(24), 주파수 가변회로(15)를 설치하여, 이들을 조합해도 된다.

주파수 가변회로(15)가, 전원변동 검출수단(22), 부하변동 검출수단(23), 온도변동 검출수단(24)으로부터의 변동신호에 의하여, IGBT에 게이트 제어신호를 출력하는 처리에 있어서, 도 9를 사용하여 별도의 실시형태에 관해서 설명한다.

전원변동 검출수단(22)은, 변류기(12)에 의한 전류, 전압측정 라인(13)에 의한 전압을 실효치(RMS)로부터 AC/DC 변환기(22a), (22b)에서 각각 DC 변환하고, 연 산기(22c)에서 전류(DC)×전압(DC)=1차측 전력을 계산하여, 1차측 전원변동피드백신호(FB1)로서 주파수 가변회로(15)에 입력한다.

부하변동 검출수단(23)은, 변류기(18)에 의한 전류, 전압측정 라인(17)에 의한 전압을 실효치(RMS)로부터 AC/DC 변환기(23a), (23b)에서 각각 DC 변환하고, 연산기(23c)에서 전류(DC)×전압(DC)= 2차측 전력을 계산하여, 2차측 부하변동 피드백신호(FB2)로서 주파수 가변회로(15)에 입력한다.

온도변동 검출수단(24)은, 온도조절계(9)로부터 출력되는 신호를 전력설정신호로서 주파수 가변회로(15)에 입력한다.

주파수 가변회로(15)는, 내부에 2개의 전력이득 조정기(15a), (15b)와, 1개의 전력설정 이득조정기(15c)를 갖고, 개별적으로 조정 가능한 아날로그 연산 또는 CPU 연산에 의하여, 각각의 신호레벨의 레벨조정을 한다. 그리하여, 레벨조정된 각각의 신호를 가산기(15f)에 입력하여 가산한다. 이 가산도 아날로그 연산 또는 CPU 연산에 의하여 수행된다.

상기와 같은 구성에 있어서, 주파수 가변회로(15)에 1차측 전원변동 피드백 신호(FB1) 및 2차측 부하변동 피드백 신호(FB2)가 각각 입력되면, 1차측 피드백 전원변동신호(FB1) 및 2차측 부하변동 피드백 신호(FB2)는, 전력이득 조정기(15a), (15b)에서 이득이 조정되어, 인버터(15d), (15e)에 의하여 각각 부(負)로 반전되어 가산기(15f)에 입력된다. 그리고, 가산기(15f)에서는, 미리 전력설정신호를 출력할 때의 피드백 신호(FB1')(FB2')와 피드백신호(FB1)(FB2)가 비교된다. 이 차가 전원변동(부하변동)으로서, 전력설정신호에 가산된다.

온도변동 검출수단(24)으로부터 주파수 가변회로(15)에 전력설정신호가 입력되면, 전력설정신호는, 전력설정 이득조정기(15c)에서 이득이 조정되어 가산기(15f)에 입력된다. 주파수 가변회로(15)는, 전원변동 또는 부하변동이 생긴 경우, 상기한 바와 같이 이득조정된 1차측 전원변동 피드백 신호(FB1) 및 2차측 부하변동 피드백 신호(FB2)의 변동분을, 가산기(15f) 내에서 전력설정신호에 가산하여, 최적의 전력설정신호를 게이트 제어신호(IGBT 주파수설정신호)로서 출력한다.

이와 같이 고속 스위칭 전력제어용 반도체 변환기를 구성하는 소자로서 고주파이며 대용량인 IGBT를 사용해, 온도제어에 대한 피드백 제어에, 전원변동에 대한 피드 포워드 제어 및 부하변동에 대한 피드백 제어를 수용하도록 했기 때문에, 온도안정도, 전원변동 및 부하변동에 대한 안정도가 극히 뛰어나, 히터온도에 높은 안정성이 얻어진다. 특히, 온도변동에 가하여 전원전압변동 및 부하변동을 수용하는 것은, 고주파이며 대용량 소자인 IGBT를 채용함으로써 비로소 가능하게 된다.

도 2는, 전술한 입력측 필터회로(10), IGBT 변환기(11), 출력측 필터회로(30)의 구체적인 설명도이다.

입력측 필터회로(10) 및 출력측 필터회로(30)는 모두 노말 모드 필터(normal mode filter)회로로 구성된다. 즉, 입력측 필터회로(10)는, 입력라인(31)에 직렬로 접속된 초크코일(choke coil)(ACL1)과, 초크코일(ACL1)의 전력용 IGBT 변환기(11a) 측의 입력라인(31)과 코먼라인(33) 간에 병렬접속된 복수의 콘덴서(CF1∼CF6)로 구성된다. 입력측 필터회로(10)를 노말 모드 필터회로로 구성하면, IGBT 변환기(11)로부터 입력측으로 누설되는 전자(電磁)노이즈를 유효하게 감쇠시킬 수 있다.

또한, 출력측 필터회로(30)는, 출력라인(32)에 직렬로 접속된 초크코일(ACL2)과, 초크코일(ACL2)의 히터(7)측의 출력라인(32)과 코먼라인(33) 간에 병렬접속된 복수의 콘덴서(CF7∼CF12)로 구성된다. 출력측 필터회로(30)를 노말 모드 필터 회로로 구성하면, IGBT 변환기(11)로부터 출력되는 교류전력에 포함되는 고주파 성분을 유효하게 제거할 수 있다. 또한, 코먼라인(33)에 소자를 설치하지 않은 노말 모드 필터라면, 높은 주파수의 스파이크 성분(역기전력)을 히터(7)를 개재하여 코먼라인(33)으로부터 회생용 IGBT 변환기(11b)에 유효하게 되돌릴 수 있다. 그 결과, 코먼라인(33)에서의 에너지 방출 없이 전력회생을 유효하게 수행할 수 있어, 교류전원(1)의 에너지 효율을 향상할 수 있다.

IGBT 변환기(11)는, 주회로를 ON/OFF 수행하는 주회로 스위칭 소자부인 전력용 IGBT 변환기(11a)와, 주회로 스위칭 소자의 OFF시에 동작하는 회생용 IGBT 변환기(11b)로 구성되며, 각각 일체화되고 패키지화되고 있다. 각 소자는, 정(正)의 전압전류용과 부(負)의 전압전류용의 2계통으로 구성되고, 역류방지를 위해 고속정류소자도 각각 배치된다.

전력용 IGBT 변환기(11a)는, 고속 정류회로(FRD1)와, 직렬 상하 2단의 전단 스위치회로(IGBT1)와, 스너버회로(snubber circuit)(CRF1)와, 직렬 상하 2단의 후단 스위치 회로(초퍼부) (IGBT2)로 구성된다. 도 2에서는, 전류를 많이 흘리기 때문에 IGBT를 2개 준비하고 있다. 스위칭 방법으로서, 전력용 IGBT 변환기(11a)는, 전술한 바와 같이 PWM 제어(펄스폭변조)로 ON/OFF 제어한다. 회생용 IGBT 변환기(11b)는 전원전압의 정부(正負)를 판단하여 동작한다. 부하가 순(純)저항부하 또 는 유도성부하를 가진 순저항부하의 경우에는 스위칭 동작에 지연시간을 넣어 조정할 수 있도록 회로를 구성해 두는 것이 바람직하다.

고속 정류회로(FRD1)는, 센터탭(center tap)에 입력라인(31)이 접속되는 센터탭형 고속정류소자로 구성되고, 입력라인(31)으로부터 가해지는 공급원인 교류를 정의 반파(半波)와 부의 반파로 정류하여, 극성에 대응하여 전단 스위치회로 (IGBT1)의 상단과 하단으로 배분한다.

전단 스위치회로 (IGBT1)와 후단 스위치회로 (IGBT2)는, 모두 직렬 상하 2단 적층한 타블라 암(Tabla arm)형 IGBT로 구성되고, 각 IGBT에 병렬로 프리휠 다이오드(freewheel diode)가 접속되어 있다. 전단 스위치회로 IGBT1와 후단 스위치회로 (IGBT2)는 병렬운전되어, 고속 정류회로(FRD1)에 의하여 분배된 정의 반파를 상단 IGBT로, 부의 반파를 하단 IGBT로 각각 직접 스위칭한다.

스너버회로(CRF1)는, 마찬가지로 타블라 암형으로 구성되어, 전단스위치회로 (IGBT1) 및 후단스위치회로 (IGBT2)와 공통접속되고, 이들을 구성하는 각 IGBT의 off 시에 회로내에서 발생하여 프리휠 다이오드(FWD)를 통하여 흐르는 전류를 열로서 소비시킨다. 전력용 IGBT 변환기(11a)는, 입력라인(31)에 가해지는 교류를 극성에 대응하여 고속 정류회로(FRD1)로 분배하고, 전단스위치회로 (IGBT1) 및 후단스위치회로 (IGBT2)로 스위칭하여 교류전력을 얻고, 이 교류전력을 출력측 필터회로(30)에 가한다. 또한, 스너버회로(CRF1)에 의하여 전력용 IGBT 변환기(11a) 내에서 발생하는 역기전력을 열소비시킨다.

회생용 IGBT 변환기(11b)는, 센터탭에 코먼라인(33)이 접속되는 센터탭형 고 속 정류회로(FRD2)와, 직렬 상하 2단의 타블라형 스위치회로 (IGBT3)와, 스위치회로 (IGBT3)의 각 단에 병렬로 접속되는 2개의 싱글타입의 스너버회로(CRF2), (CRF3)로 구성된다.

회생용 IGBT 변환기(11b)에서는, IGBT 변환기(11) 밖에서 발생하여 코먼라인(33)으로부터 되돌아오는 역기전력을 극성에 대응하여 고속 정류회로(FRD2)에서 분배하고, 스위치회로 (IGBT3)의 각 단에서 극성에 대응하여 직접 교류를 스위칭하여 회생전력을 얻고, 이 회생전력을 전력용 IGBT 변환기(11a), 입력측 필터회로(10)를 거쳐 교류전원(1)으로 되돌린다. 또한, 스너버회로(CRF2), (CRF3)에서는, 회생용 IGBT 변환기(11b) 내에서 발생하는 역기전력을 열소비시킨다.

도 10에, 본 발명의 실시 형태에 관련되는 반도체를 제조하는 프로세스의 하나인, 반도체기판에 열처리하기 위한 반도체제조장치로서의 열처리장치(110)의 사시도의 한 예를 보인다. 이 열처리장치(110)는, 배치(batch)식 종형 열처리 로서, 주요부가 배치되는 광체(112)를 가진다.

광체(112) 내의 배면측 상측에는 반응로(140)가 배치되어 있다. 이 반응로(140) 내에, 복수 매의 기판을 장전한 기판 지지구(130)가 반입되어 열처리가 이루어진다.

도 11에 반응로(140)의 단면도의 한 예를 나타낸다. 이 반응로(140)는, 석영제의 반응관(142)을 갖는다. 이 반응관(142)은, 상단부가 폐색되고 하단부가 개방된 원통형상을 하고 있다. 이 반응관(142)의 아래쪽에는 반응관(142)을 지지하도록 석영제의 어댑터(144)가 배치된다. 이 반응관(142)과 어댑터(144)에 의하여 반응용 기(143)가 형성되어 있다. 또한, 반응용기(143)안에 어댑터(144)를 제외한 반응관(142)의 주위에는, 히터(146)가 배치되어 있다.

반응관(142)과 어댑터(144)에 의하여 형성되는 반응용기(143)의 하부는, 기판 지지구(130)를 삽입하기 위해 개방되고, 이 개방부분(노구부)는 노구(爐口) 실캡(seal cap)(148)이 어댑터(144)의 하단부 플랜지(flange)의 하면에 당접(當接)함으로써 밀폐되도록 하고 있다. 노구 실캡(148)은 기판 지지구(130)를 지지하고, 기판 지지구(130)와 함께 승강(昇降)할 수 있도록 설치되어 있다. 기판 지지구(130)는, 다수 매, 예를 들면 25∼100매의 기판(154)을 대략 수평상태로 간격을 두고 다단으로 지지하여, 반응관(142) 내에 장전된다.

어댑터(144)에는, 어댑터(144)와 일체로 가스 공급구(156)와 가스배기구(159)가 설치되고 있다. 가스 공급구(156)에는 가스 도입관(160)이, 가스배기구(159)에는 배기관(162)이 각각 접속되어 있다.

가스 도입관(160)으로부터 가스 공급구(156)로 도입된 처리가스는, 어댑터(144)의 측벽부에 설치된 가스 도입경로(164) 및 노즐(166)을 거쳐 반응관(142) 내로 공급된다.

다음으로, 전술한 바와 같이 구성된 열처리장치(110)의 작용에 관해서 설명한다.

한편, 이하의 설명에서, 열처리장치(110), 즉 열처리를 하기 위한 기판처리장치를 구성하는 각부의 동작은 컨트롤러(170)에 의하여 제어된다.

우선, 포드스테이지(pod stage)(114)에 복수 매의 기판(154)을 수용한 포 드(pod)(116)가 세트되면, 포드 반송장치(118)에 의하여 포드(116)를 포드 스테이지(114)로부터 포드 선반(120)으로 반송하고, 포드 선반(120)에 장전한다. 다음에, 포드 반송장치(118)에 의하여, 이 포드 선반(120)에 장전된 포드(116)를 포드오프너(122)에 반송하여 세트하고, 이 포드오프너(122)에 의하여 포드(116)의 뚜껑을 열어, 기판 매수검지기(124)에 의하여 포드(116)에 수용되어 있는 기판(154)의 매수를 검지한다.

다음에, 기판이재기(126)의 트위저(132)에 의하여, 포드오프너(122)의 위치에 있는 포드(116)로부터 기판(154)을 꺼내, 노치 얼라이너(notch aligner)(128)에 이재(移載)한다. 이 노치 얼라이너(128)에 있어서는, 기판(154)을 회전시키면서, 노치를 검출하고, 정렬시킨다. 다음에, 기판이재기(126)의 트위저(132)에 의하여, 노치 얼라이너(128)로부터 기판(154)을 꺼내, 기판 지지구(130)로 이재한다.

이와 같이 하여, 1 배치분의 기판(154)을 기판 지지구(130)로 이재하면, 예를 들면 600℃ 정도의 온도로 설정된 반응로(140)[반응용기(143)] 내에 복수 매의 기판(154)을 장전한 기판 지지구(130)를 삽입하고, 노구 실캡(148)에 의하여 반응로(140) 내를 밀봉한다. 다음에, 노내 온도를 열처리온도로까지 승온시키고, 가스 도입관(160)으로부터 가스 공급구(156), 어댑터(144) 측벽부에 설치된 가스 도입 경로(164) 및 노즐(166)을 거쳐 반응관(142) 내에 처리가스를 도입한다. 기판(154)을 열처리할 때, 기판(154)은 예를 들면 1000℃의 설정온도로 가열된다. 설정온도로 하기 위해 공급전력을 조절할 때에는, 본 실시 형태의 공급전력 조정기가 상기 컨트롤러(170)의 일부로서 사용된다.

기판(154)의 열처리가 끝나면, 예를 들면 노내 온도를 600℃ 정도의 온도로 강온(降溫) 한 후, 열처리 후의 기판(154)을 지지한 기판 지지구(130)를 반응로(140)로부터 언로드(unload)하고, 기판 지지구(130)에 지지된 모든 기판(154)이 냉각되는 동안, 기판 지지구(130)를 소정 위치에서 대기시킨다. 다음에, 대기시킨 기판 지지구(130)의 기판(154)이 소정온도까지 냉각되면, 기판이재기(126)에 의하여, 기판 지지구(130)에서 기판(154)을 꺼내, 포드오프너(122)에 세트되어 있는 빈 포드(116)로 반송하여 수용한다. 다음에, 포드 반송장치(118)에 의하여, 기판(154)이 수용된 포드(116)를 포드 선반(120), 또는 포드 스테이지(114)로 반송하여 일련의 처리가 완료한다.

이상 기술한 것과 같이, 본 실시 형태의 공급전력 조정기에 의하면 다음과 같은 효과를 가져다준다.

교류전원의 교류전압을 직접 IGBT 변환기로 스위칭하고 있기 때문에, IGBT 변환기의 전단의 다이오드 전파정류회로가 불필요하게 되어, 컴팩트한 공급전력 조정기를 실현할 수 있다.

예를 들면, 전파정류회로는, 그 용량에도 의존하지만, 200A 급에서는, 200(W)× 350(D)×100(H) 정도의 크기가 된다. 이러한 정파정류회로를 구비한 공급전력 조정기 전체의 크기는, 600(W)×800(D)×1200(H) 정도의 크기가 된다. 본 실시 형태로서는, 전파정류회로가 없기 때문에, 공급전력 조정기 전체의 크기를 80% 정도의 크기로 할 수 있다.

또한, IGBT 변환기에서 발생한 전자노이즈는, 입력측 필터회로에 의하여 억 제되므로 교류전원에 전자노이즈가 혼입되는 것을 방지할 수 있다. 따라서, 교류전원에 노이즈 장해가 발생하는 것을 방지할 수 있다. 또한, 교류전원으로부터 IGBT 변환기에 이르는 입력케이블에 전자노이즈가 유도되는 것을 억제할 수 있다.

또한, IGBT 변환기의 출력에 포함되는 고주파 성분은, 출력측 필터회로에 의하여 억제되므로, 히터에 공급되는 교류전력 중의 고주파 성분을 감쇠할 수 있다.

또한, 회생용 IGBT 변환기를 구비하고, IGBT 변환기 밖에서 발생하는 역기전력을 회생하여 교류전원에 되돌리기 때문에, 교류전원의 에너지 효율을 향상시킬 수 있다. 특히, IGBT 변환기는, 고속, 고주파로 스위칭 동작시키므로 역기전력의 발생 회수도 그만큼 많고, 전력회생이 빈번히 이루어지기 때문에, 에너지 효율의 향상에 크게 기여할 수 있다.

전원전압변동을 피드포워드 제어하고, 부하변동을 피드백 제어하여, 온도변동의 피드백 제어에 이용하였기 때문에, 온도안정성에 뛰어난 제어시스템을 제공할 수 있게 된다. 또한, 안정된 전력제어가 가능해지고, 사용하기가 좋다.

제로크로스 제어인 관계로, 이론적으로 무효전력이 없고, 전원전력을 유효하게 이용할 수 있어, 고효율인 공급전력 조정기를 제공할 수 있다.

기존의 온도조절계(9)를 사용해, 그 출력을 주파수 가변회로(15)에 가하여 IGBT의 게이트 제어신호를 출력하도록 한 관계로, 종래의 시스템과 호환성을 갖게 할 수 있어, 약간의 변경을 가하면, 종래 시스템으로부터 본 시스템으로 용이하게 변경할 수 있다. 한편, 온도조절계에 기존의 것을 사용하지 않고, 전원변동이나 부 하변동의 경우와 마찬가지로, 연산기능을 주파수 가변회로(15)에 이식하여, 온도조절계는, 단지 온도변동만을 검출하는 회로로서 구성하도록 해도 무방하다.

고속 스위칭 소자를 채용함으로써 전기가 절약되고, 낭비 없이 필요한 전력을 얻을 수 있다. 특히, 고주파 소자인 IGBT를 사용하고 있기 때문에, 온도응답성이 뛰어 나고, 또한 노이즈를 기피하는 계장(計裝) 라인 부근 히터제어에 매우 적합하다.

한편, 전술한 실시 형태에서는, 온도변동에 더하여 전원전압 변동 및 부하변동 양쪽을 제어하도록 했으나, 온도변동제어에 전원전압변동만을 제어하도록 하거나, 또는 온도변동제어에 부하변동만을 제어하도록 해도 된다. 전자에서는 공급전원의 전압변동을 보정하여, 안정한 공급전력을 얻을 수 있게 된다. 후자에서는, 히터의 부하변동을 억제할 수 있게 된다.

본 발명의 실시 형태에 의하여, 사용하는 기기에의 오동작, 파손, 또한 주변기기의 오동작 원인이 되고 있는 고속 스위칭시 발생하는 서지(surge) 전류나 고주파노이즈를 작게 할 수 있게 되어, 왜곡이 적고, 깨끗한 교류 정현파(正弦波)출력으로 할 수 있게 되었다.

또한, 전술한 실시 형태의 공급전력 조정기(21)는, 히터에 의하여 가열되는 반응로를 구비한 반도체제조장치에 사용할 수 있다. 반응로는, 석영튜브와, 그 석영튜브를 외부로부터 가열하는 통상(筒狀)의 히터로 구성된다. 이 히터를 가열하기 위해 본 실시 형태의 공급전력 조정기를 사용한다. 전술한 공급전력 조정기를 반도체제조장치에 사용하면, 히터 온도의 안정성을 얻을 수 있으므로 고성능인 반도체 소자를 얻을 수 있다.

이하, 본 발명이 바람직한 형태를 기재한다.

제1의 형태는, 교류전원의 교류전압을, 제어신호의 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하고, 이 교류전력을 히터에 공급하는 IGBT 변환기와, 상기 IGBT 변환기의 입력측에 설치되고, 상기 IGBT 변환기에서 발생하는 전자노이즈를 억제하는 입력측 필터회로와, 상기 IGBT 변환기의 출력측에 설치되고, 상기 IGBT 변환기로부터 출력되는 교류전력에 포함되는 고주파 성분을 억제하는 출력측 필터회로와, 상기 히터의 온도변동을 검출하는 온도변동 검출수단과, 상기 교류전원으로부터 상기 IGBT 변환기에 공급되는 교류전압으로부터 상기 교류전원의 전원변동을 검출하는 전원변동 검출수단과, 상기 IGBT 변환기로부터 상기 히터에 공급되는 교류전력으로부터 부하변동을 검출하는 부하변동 검출수단과, 상기 온도변동 검출수단, 상기 전원변동 검출수단 및 상기 부하변동 검출수단의 각 검출결과에 대응하여, 상기 히터에 공급할 전력량을 연산하고, 그 연산결과에 대응하여 상기 IGBT 변환기에 가하는 상기 제어신호의 주파수를 제어하는 주파수 가변수단을 구비한 것을 특징으로 하는 공급전력 조정기이다.

본 형태에 의하면, 교류전원의 교류전압을 직접 IGBT 변환기로 스위칭하고 있는 관계로, IGBT 변환기 전단의 정류회로가 불필요하게 되어, 컴팩트한 전원이 실현된다.

또한, IGBT 변환기에서 발생한 전자노이즈는, 입력측 필터회로에 의하여 억제되기 때문에, 교류전원에 전자노이즈가 혼입하는 것을 방지할 수 있다.

또한, IGBT 변환기의 출력에 포함되는 고주파 성분은, 출력측 필터회로에 의하여 억제되기 때문에, 히터에 공급되는 교류전력 중 고주파 성분이 포함되는 것을 방지할 수 있다.

또한, 온도변동 검출수단으로 온도변동을 검출하고, 주파수 가변수단으로 그 검출결과에 대응한 전력량을 연산하고, 그 연산결과에 대응하여 IGBT 변환기를 주파수 제어함으로써, 온도변동에 대한 히터로의 공급전력을 피드백 제어하고 있다. 따라서, 히터의 온도를 소정의 온도로 양호하게 유지할 수 있다.

또한, 교류전원이 변동하면, 이 변동은 IGBT 변환기의 입력측에 전력의 변동으로서 나타난다. 전원변동 검출수단에서, 이 전력변동을 검출하고, 주파수 가변수단에서 이 검출결과에 대응한 전력량을 연산하고, 그 연산결과에 대응하여 IGBT 변환기를 주파수 제어함으로써, 전원변동에 대한 공급전력을 피드포워드 제어하고 있다. 따라서, 양호하게 피드백 제어되고 있을 때 전원변동이 일어나 히터로의 공급전력량이 변동되 버림으로써 발생하는 히터온도의 난조(亂調)를 억제할 수 있다.

또한, 부하가 변동하면, 그 변동은 히터에 공급되는 전력의 변동으로서 나타난다. 부하변동 검출수단에서 이 전력변동을 검출하고, 주파수 가변수단에서 그 검출결과에 대응한 전력량을 연산하고, 그 연산결과에 대응하여 IGBT 변환기를 주파수 제어함으로써, 부하변동에 대한 공급전력을 피드백 제어하고 있다. 따라서, 양호하게 피드백 제어되고 있을 때 부하변동이 일어나 히터로의 공급전력량의 제어가 부하변동으로 크게 난조함으로써 발생하는 히터온도의 난조를 억제할 수 있다.

이와 같이 IGBT 변환기를 사용하여, 온도제어에 대한 피드백 제어에, 전원변 동에 대한 피드포워드 제어 및 부하변동에 대한 피드백 제어를 수용함으로써, 온도안정도 및 전원변동 및 부하변동에 대한 안정도가 극히 뛰어나, 히터온도에 높은 안정성이 얻어진다. 또한, IGBT 변환기에 고속 스위칭 동작을 시킴으로써 온도응답성이 좋다. 또한, 진상콘덴서의 보정에 의존하지 않는 제어인 관계로, 사용하기 좋게 된다. 또한, 변환기를 IGBT로 구성한 관계로, 특히 과도(過度)응답성이 뛰어나다. 또한, IGBT의 주파수 제어는, 제로크로스 제어이기 때문에, 전원의 효율을 향상할 수 있다.

제2의 형태는, 제1의 형태에 있어서, 상기 IGBT 변환기는, 상기 IGBT 변환기의 스위칭동작에 의하여 발생하는 역기전력을 회생하여 상기 교류전원으로 되돌리는 회생용 IGBT 변환기를 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 공급전력 조정기이다.

IGBT 변환기가 회생용 IGBT 변환기를 구비하고, 열에너지로서 방출되는 역기전력을 회생하여 교류전원에 되돌리고 있는 관계로, 교류전원의 에너지 효율을 올릴 수 있다.

제3의 형태는, 제1 내지 제2의 형태의 공급전력 조정기를 히터용 전원으로 사용한 반도체제조장치이다. 히터온도에 높은 안정성이 얻어지는 제1의 발명 내지 제2 발명의 공급전력 조정기를 구비하고 있는 관계로, 고성능 반도체소자를 제조할 수 있다.

본 발명에 따르면, 콤팩트하며, 온도응답성이 뛰어나고, 전원변동 및 부하변동에 대한 안정도도 양호하며, 사용하기 좋은 공급전력 조정기 및 반도체제조장치 를 얻을 수 있다.

도 1은 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 공급전력 조정기의 블록도.

도 2는 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 공급전력 조정기의 중요부의 구체적인 블록도.

도 3은 종래의 예에 따른 공급전력 조정기의 블록도.

도 4는 종래의 위상제어에 의해 전력을 공급하는 방법의 설명도.

도 5는 종래와 본 실시예에 공통된 제로크로스 제어에 의한 전력을 공급하는 방법의 설명도.

도 6은 종래의 진상콘덴서 방식에 따른 역률개선의 설명도.

도 7은 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 공급전력 조정기의 중요부의 도면.

도 8은 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 공급전력 조정기 중요부의 스위칭 동작 및 각 점에서의 전압파형을 나타내는 도면.

도 9는 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 전원변동 검출수단(22), 부하변동 검출수단(23) 및 주파수 가변회로(15)의 구체적인 설명도.

도 10은 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 반도체를 제조하는 공정의 하나인 반도체기판에 열처리를 하기 위한 열처리장치의 한 예를 나타내는 사시도.

도 11은 본 발명의 하나의 실시 형태에 따른 반응로의 한 예를 나타내는 단면도.

<도면 부호의 설명>

1 : 교류전원 7 : 히터

8 : 온도측정용 열전대 9 : 온도조절계

10 : 입력측 필터회로 11 : IGBT 변환기

20 : 출력측 필터회로 21 : 공급전력 조정기

14 : 전원전압전류 피드포워드 회로

16 : 제어전압전류피드백 회로

15 : 주파수 가변회로(주파수 가변수단)

22 : 전원변동 검출수단 23 부하변동 검출수단

24 온도변동 검출수단

Claims

반응로 내에 기판을 반입하여 열처리를 하는 반도체제조장치에 있어서,

상기 반응로의 주위에 설치된 히터와,

상기 히터에의 공급전력을 조정하는 공급전력 조정기를 포함하고,

상기 공급전력 조정기는,

교류전원의 교류전압을, 제어신호의 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하여, 이 교류 전력을 히터에 공급하는 IGBT 변환기와,

상기 히터의 온도변동을 검출하는 온도변동 검출 수단과,

상기 교류전원으로부터 상기 공급전력 조정기에 공급되는 교류전압으로부터 상기 교류전원의 전원변동을 검출하는 전원변동 검출수단과,

상기 온도변동 검출수단의 검출결과와 상기 전원변동 검출수단의 검출결과에 대응하여,

상기 제어신호의 주파수를 제어하는 고주파 가변수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 반도체 제조장치.
반응로 내에 기판을 반입하여 열처리를 하는 반도체제조장치에 있어서,

상기 반응로의 주위에 설치된 히터와,

상기 히터에의 공급전력을 조정하는 공급전력 조정기를 포함하고,

상기 공급전력 조정기는,

교류전원의 교류전압을, 제어신호의 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하여, 이 교류 전력을 히터에 공급하는 IGBT 변환기와,

상기 히터의 온도변동을 검출하는 온도변동 검출 수단과,

상기 히터에 공급되는 교류전력으로부터 부하변동을 검출하는 부하변동 검출수단과,

상기 온도변동 검출수단의 검출결과와 상기 부하변동 검출수단의 검출결과에 대응하여,

상기 제어신호의 주파수를 제어하는 주파수 가변수단,

을 포함하는 것을 특징으로 하는 반도체 제조장치.
외부 히터로의 공급전력을 조정하기 위한 공급전력 조정기에 있어서,

교류전원의 교류전압을 제어신호의 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하여 이 교류전력을 히터에 공급하는 IGBT 변환기와,

상기 히터의 온도변동을 검출하는 온도변동 검출 수단과,

상기 교류전원으로부터 상기 공급전력 조정기에 공급되는 교류전압으로부터 상기 교류전원의 전원변동을 검출하는 전원변동 검출수단과,

상기 온도변동 검출수단의 검출결과와 상기 전원변동 검출수단의 검출결과에 대응하여,

상기 제어신호의 주파수를 제어하는 주파수 가변수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 공급전력조정기.
외부 히터로의 공급전력을 조정하기 위한 공급전력 조정기에 있어서,

교류전원의 교류전압을 제어신호의 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하여 이 교류전력을 히터에 공급하는 IGBT 변환기와,

상기 히터의 온도변동을 검출하는 온도변동 검출 수단과,

상기 히터에 공급되는 교류전력으로부터 부하변동을 검출하는 부하변동 검출수단과,

상기 온도변동 검출수단의 검출출력과 상기 전원변동 검출수단의 검출출력에 근거하여,

상기 제어신호의 주파수를 제어하는 주파수 가변수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 공급전력조정기.
반응로 내에 기판을 반입하여 열처리를 하는 반도체제조장치에 있어서,

상기 반응로의 주위에 설치된 히터와,

상기 히터로의 공급전력을 조정하는 공급전력 조정기를 포함하고,

상기 공급전력 조정기는,

상기 히터의 온도변동을 검출하는 온도변동 검출수단과,

상기 교류전원으로부터 상기 공급전력조정기에 공급되는 교류전압으로부터 상기 교류전원의 전원변동을 검출하는 전원변동 검출수단과,

상기 히터에 공급되는 교류전력으로부터 부하변동을 검출하는 부하변동 검출 수단과,

상기 온도변동검출 수단, 상기 전원변동검출수단 및 상기 부하변동 검출수단의 각 검출결과에 대응하여,

상기 교류전원의 교류전압을, 주파수에 대응한 교류전력으로 변환하여 상기 히터에 공급하기 위한 제어신호에 있어서, 상기 교류전압의 제로크로스점을 기준으로 생성되는 제어신호의 주파수를 제어하는 고주파 가변수단

을 포함하는 것을 특징으로 하는 반도체 제조장치.