JPWO2006107013A1 - 供給電力調整器及び半導体製造装置 - Google Patents

Abstract

反応炉内に複数枚の基板を装填した基板保持具を搬入して熱処理を行う半導体製造装置において、前記反応炉の周囲に設けられたヒータと、前記ヒータへの供給電力を調整する供給電力調整器と、を有し、前記供給電力調整器は、交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して前記ヒータに供給する電力用ＩＧＢＴ変換器と、該ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作により生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器とで構成されている。

Description

本発明は、ヒータに電力を供給する供給電力調整器、及びそれを用いた半導体製造装置に関するものである。

図３に従来のヒータ用の供給電力調整器を示す。ヒータ用の供給電力調整器２０は、その入力端に交流電源１に接続される受電端子台２を持ち、その出力端にヒータ７に接続される分配用端子台６を持つ。受電端子台２と分配用端子台６との間に、電源ブレーカ３、電源トランス４、電力調整器としての電力制御用サイリスタ５が接続される。ヒータ７に温度測定用熱電対８が設けられる。

交流電源１を受電端子台２で受電し、電源ブレーカ３を通して、電源トランス４に電力を供給する。電源トランス４で変圧された電力は、電力制御用サイリスタ５で制御され、分配用端子台６からヒータ７に供給される。これによりヒータ７が加熱されて、ヒータ７の温度が変化する。このヒータ温度は温度測定用熱電対８によって測定されて温度調節計９に入力される。温度調節計９は、温度測定用熱電対８で測定された測定温度と設定温度との差を求め、その温度差に応じてヒータ７に供給すべき電力量を演算する。この演算結果は位相制御量に換算されて、温度調節計９から電力制御用サイリスタ５に制御信号として出力される。電力制御用サイリスタ５は、その制御信号のタイミングに応じた電力をヒータ７に供給する。
このようにヒータ用の供給電力調整器２０は、ヒータ温度を検出してから温度調節計９で制御信号を出力するタイミングを決定し、このタイミングに応じて電力制御用サイリスタ５を位相制御することで、ヒータ７の温度が設定温度となるように制御している。

この位相制御のやり方を図４に示す。図４（ａ）は交流電源の電源波形を示し、図４（ｂ）は電力制御用サイリスタを制御する電力制御用サイリスタ制御信号を示す。位相制御方法では、交流電源の１サイクル毎に、電力制御用サイリスタ制御信号の発生時から電源波形のゼロボルト時までの期間を電力制御期間Ａとし、ゼロボルト時から制御信号の発生時までの期間を無効電力期間Ｂとする。また、温度安定時に必要とされる電力よりも大きな最大電力が電源に求められる。したがって、温度安定時の有効電力は最大電力の６０％〜８０％程度にとどまり、それ以外は無効電力となるため、電源としての効率が悪かった。

これを改善するために、無効電力が原理的に生じないゼロクロス制御を採用したものや、力率改善用の進相コンデンサを用いて有効電力の比率を８５％以上に高める工夫がされている。

ゼロクロス制御は、回路的には図３と同じであるが、一般に電力制御用素子としてサイリスタではなく、ＳＳＲ（ソリッドステートリレー）を採用し、その制御信号の内容を変えている点が異なる。このゼロクロス制御のやり方を図５に示す。図５（ａ）は交流電源の電源波形を示し、図５（ｂ）はＳＳＲを制御する電力制御用ＳＳＲ制御信号を示す。電源波形のゼロボルト時にＳＳＲをオンさせる点弧方式を採用し、交流電源の規定時間（Ａ＋Ｂ）を１周期（１サイクルタイム）として、その間に電力制御用ＳＳＲ制御信号が出力されて通電している期間を電力制御期間Ａとし、それ以外を電力の消費されない非通電期間Ｂとしている。ゼロクロス制御は、電源をオン／オフするだけなので、原理的に無効電力は生じない。

また、進相コンデンサによる制御方式を図６に示す。図６（ａ）の実線が供給側交流電源波形Ｗ１を示し、点線が制御側電源波形Ｗ２を示す。また、図６（ｂ）は電力制御用サイリスタ制御信号を示す。この制御信号により実線で示す供給側交流電源波形Ｗ１を制御する場合、無効電力期間Ｂが大きいため、位相角Ｐ１のときの電力制御は例えば７０％にとどまる。しかし、進相コンデンサで位相を進ませた点線で示す制御側電源波形Ｗ２を電力制御用サイリスタ制御信号で制御するようにすると、位相角Ｐ２の進んだ分だけ無効電力期間Ｂ’が小さくなり、見かけ上の力率が向上し、電力制御は９０％に増加する。

しかし、ゼロクロス制御の場合には、電力制御用素子に、絶縁型バイポーラトランジスタＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌｏｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のような高速スイッチング電力制御用半導体と比べて、オン電圧が比較的大きいＳＳＲを用いているため、ヒータ温度の応答性が悪くなるという問題があった。また、進相コンデンサによる場合は、進相コンデンサの補正があることで最大電力に至るまでのプロフィールを制限する電力調整が必要となる。これは進相しているので、いきなり最大電力をかけると欠相するからである。したがって、使い勝手が悪かった。

上述したように従来の電力制御用素子にＳＳＲを用いた供給電力調整器では、電力制御用サイリスタをゼロクロス制御して温度制御する場合は、温度応答性が悪くなるという問題があった。また、進相コンデンサによる場合は、最大電力に至るまでのプロフィールを制限する電力調整が必要となり、使い勝手が悪かった。さらに、両者に共通して言えることであるが、電源変動及び負荷変動に対する措置を講じていないため、電源変動及び負荷変動に対する安定度が悪いという問題があった。

本発明の目的は、上述した従来技術の問題点を解消して、コンパクトで、温度応答性に優れ、電源変動及び負荷変動に対する安定度も良好で、使い勝手のよい供給電力調整器及び半導体製造装置を提供することにある。

本発明の態様によれば、反応炉内に複数枚の基板を装填した基板保持具を搬入して熱処理を行う半導体製造装置において、
前記反応炉の周囲に設けられたヒータと、前記ヒータへの供給電力を調整する供給電力調整器と、を有し、
前記供給電力調整器は、交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して前記ヒータに供給する電力用ＩＧＢＴ変換器と、該ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作により生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器とで構成されていることを特徴とする半導体製造装置が提供される。

本発明の実施の形態によれば、コンパクトで、温度応答性に優れ、電源変動及び負荷変動に対する安定度も良好で、使い勝手のよい供給電力調整器及び半導体製造装置を得ることができる。

本発明者は、前述した目的を達すべく研究の結果、ＩＧＢＴが、消費電力、高速スイッチング等を考慮した場合、上記目的に最適であることを見出し、さらにＩＧＢＴで交流電圧を直接スイッチングすれば、整流回路を備える必要がなくなるとの知見を得て本発明を創案するに至ったものである。
以下に本発明の供給電力調整器の一実施の形態について説明する。

実施の形態の供給電力調整器は、高速スイッチング動作する変換器の出力をヒータに電力として供給するものであり、その変換器のデバイスに高速スイッチング電力制御用素子であるＩＧＢＴを用いている。交流電源の交流電圧をＩＧＢＴで直接スイッチングしてパルス変調した交流電力をヒータに供給し、無効電力をほとんどゼロにして電源を有効利用している。

図１に示すように、交流電源１からヒータ７に電力を供給する供給電力調整器２１は、その入力端に交流電源１に接続する受電端子台２を備え、その出力端にヒータ７に接続する分配用端子台６とを備える。交流電源１は、例えば周波数５０／６０Ｈｚ、ＡＣ２００Ｖの単相の商用電源である。ヒータ７は、例えばニケイ化モリブデン製の抵抗加熱ヒータである。

受電端子台２には、電源ブレーカ３が接続され、さらに必要に応じて電源トランス４が接続される。交流電源１を受電端子台２で受電し、電源ブレーカ３を通して、電源トランス４に電力を供給するようになっている。この電源トランス４は、ヒータ７の仕様により、使われない場合もある。なお、供給電力調整器２１は、ヒータ７を複数の領域に分割して個別に電力制御が可能なように、ＩＧＢＴ変換器１１を複数用意することもある。

電源トランス４の２次側には、さらに入力側フィルタ回路１０と、ＩＧＢＴ変換器１１と、電源変動検出手段２２と、負荷変動検出手段２３と、温度変動検出手段２４と、周波数可変手段（以下周波数可変回路）１５と、出力側フィルタ回路３０とを備える。電源トランス４で変圧された電力は、入力側フィルタ回路１０を通して、周波数可変回路１５により制御されるＩＧＢＴ変換器１１へ供給され、出力側フィルタ回路３０を介して分配用端子台６に接続されたヒータ７に加えられるようになっている。

次に、図７に示す供給電力調整器の要部図を用いて入力側フィルタ回路１０、出力側フィルタ回路３０、及びＩＧＢＴ変換器１１について説明する。

入力側フィルタ回路１０は、フィルタ方式にＬＣを用いたローパスフィルタであり、フィルタ要素がＣＬＣの順に配置された構成をしている。コイルＬは、入力ライン及びコモンラインにＬ１−１とＬ１−２とに分割されて挿入されている。尚、ＬＣの前のコンデンサＣ１−１は電源波形にのった高周波成分を除去するためと損失低減のためのものであり、非常に小さな容量のコンデンサとするのが望ましい。ローパスフィルタの遮断周波数は、電源波形やノイズの観点からスイッチング周波数（ＩＧＢＴが１秒間にＯＮ／ＯＦＦする回数で本実施例では２０ＫＨｚとする。）の１／１０〜１／４０（５００Ｈｚ〜２ＫＨｚ）に設定されている。従って、高い周波数成分を遮断して、目的とする商用周波数（５０又は６０Ｈｚ）程度の電力を確実にヒータ７に供給できる。
入力側フィルタ回路１０は、ＩＧＢＴ変換器１１を高速・高周波でスイッチング動作させることにより発生する電磁ノイズを抑制する。したがって、交流電源１側につながるＩＧＢＴ変換器１１の入力ラインに電磁ノイズが誘導されるのを抑制でき、交流電源にノイズ障害が発生するのを防止することができる。

出力側フィルタ回路３０は、入力側フィルタ回路１０と同様に、フィルタ方式にＬＣを用いたローパスフィルタであり、フィルタ要素ＬＣＣの順に配置された構成をしている。コイルＬは、出力ライン及びコモンラインにＬ２−１とＬ２−２とに分割されて挿入されている。尚、ＬＣの後のコンデンサＣ２−２は、入力側フィルタ回路１０においても説明したように、電源波形にのった高周波成分を除去するためのコンデンサである。更に、このローパスフィルタの遮断周波数も同様に５００Ｈｚ〜２ｋＨｚである。
出力側フィルタ回路３０は、ＩＧＢＴ変換器１１でスイッチングして得た出力をスムージング（平滑）すると共に、出力中に含まれる高調波成分を有効に除去する。

ＩＧＢＴ変換器１１は電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａと回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂとを備えている。ＩＧＢＴ変換器１１は、正の電圧・電流と負の電圧・電流波形のスイッチングを別々に行うため、ダブルアーム型が望ましい。電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは高速整流回路ＦＲＤ１と、ＩＧＢＴ２を有するチョッパー部とから構成されている。チョッパー部はチョッパー部ＰＷＭ信号が加えられる上アームと、下アームとを有する。回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂはＩＧＢＴ３と高速整流回路ＦＲＤ２とを備えている。

上記ＩＧＢＴ２により交流を高速・高周波の基本キャリア周波数で直接スイッチさせる。例えばＰＷＭ方式によるスイッチのタイミングは、供給元の交流からゼロクロス点を検出し、そのゼロクロス点を基準に、制御信号（ＰＷＭ信号）を合わせる。そして、合わせたキャリア周波数で供給元の交流をスイッチしてパルス変調波を得、これを出力側フィルタ回路３０を介してヒータ７に供給する。周波数可変回路１５から出力される制御信号は、ＩＧＢＴのゲート（アーム）に加えられる制御信号のデューティ比を変動（温度、電力、負荷）に応じて変える。

図８は、図７に示される供給電力調整器の要部のスイッチング動作、並びに図７に示される各ポイント（（ａ）〜（ｅ）、（ｆ）〜（ｉ））での電圧波形を示したものである。図８を用いてＩＧＢＴ変換器１１の作用について詳述する。まず、端子台ＴＢ１に商用周波数交流電源の電圧波形Ａが（ａ）に示すように供給される。アームを介して加えられるＩＧＢＴ変換器１１へのＰＷＭ信号の入力周波数は２０ＫＨｚ（５０μｓｅｃ）で固定される。ＩＧＢＴ２の上アーム及び下アームに、それぞれ（ｂ）、（ｃ）に示すようなチョッパー部ＰＷＭ信号が加えられる。ＩＧＢＴ変換器１１の出力の電圧波形Ｂは、ＩＧＢＴ２がＯＮの時（ＰＷＭ信号が加えられている時）だけ商用周波数交流電源を通電させ、ＩＧＢＴ２がＯＦＦの時には商用周波数交流電源を遮断させるため、（ｄ）のような出力波形となる。この出力は出力側フィルタ回路３０により平滑化され、出力側フィルタ回路３０から分配用端子台（ＴＢ２）を介して、歪みの少ない商用周波数の電圧波形Ｃが（ｅ）のように出力される。このように、ＩＧＢＴ２がＯＮしている時間を変えて最終的な負荷へ出力される供給電圧の電圧波高値を制御する。したがって、ＩＧＢＴ変換器１１に用いられるＩＧＢＴ２へのＰＷＭ信号により、供給電圧の周波数を変えないで、波高値のみを０〜７０％の範囲で制御し、負荷へ出力できるようになっている。

尚、ＩＧＢＴ２の上アーム及び下アームに加えられるチョッパー部ＰＷＭ信号のパルス幅を（ｆ）、（ｇ）のように、上述した（ｂ）、（ｃ）に示すパルス幅よりも大きくすると、ＩＧＢＴ変換器１１の出力の電圧波形Ｂは、（ｈ）のような波形となり、最終的な負荷へ出力される供給電圧の電圧波形Ｃは（ｉ）のように、上述した（ｅ）よりも電圧波高値を大きくできる。

ＩＧＢＴ変換器１１内に組込んだＩＧＢＴ２で交流を直接スイッチしているので、ＩＧＢＴ変換器１１の入力側にダイオード全波整流回路が不要となる。
このＩＧＢＴ変換器１１を構成するスイッチング素子であるＩＧＢＴ２は、電圧駆動のゲートを組み合わされたバイポーラパワートランジスタであり、ゲート駆動消費電力が少なく高速スイッチングに適している。また、高周波かつ大容量の素子であり、オン電圧がＭＯＳＦＥＴ（ＳＳＲ）より大幅に小さい。このＩＧＢＴ２は無効電力を低減するために高周波で制御される。

温度変動検出手段２４は、ヒータ７の温度変動を検出して、その変動に応じたフィードバック信号を周波数可変回路１５に出力する。この温度変動検出手段２４は、温度センサとしての温度測定用熱電対８と、ヒータ温度を調節するための温度調節計９とを有する。
温度測定用熱電対８は、ヒータ７の近傍に必要数設けられ、熱起電力によりヒータ温度を測定する。温度調節計９は、温度測定用熱電対８で測定されたヒータ７の測定温度と設定温度との温度差（温度変動）を求める。この温度差に応じて、ヒータ７に供給すべき電力量を演算し、周波数可変回路１５に演算結果をフィードバック信号として出力する。また、温度調節計９は、温度異常を検出した時は、アラームを出力する。

電源変動検出手段２２は、入力側フィルタ回路１０からの出力電力の変動を検出して、その変動に応じたフィードフォワード信号を周波数可変回路１５に出力する。この電源変動検出手段２２は、入力側フィルタ回路１０の出力に流れる電流を測定するカレントトランス１２と、入力側フィルタ回路１０の出力線間電圧を測定する電圧測定ライン１３と、電源電圧・電流フィードフォワード回路１４とを有する。出力電力の変動を検出するために、電源電圧・電流フィードフォワード回路１４は、カレントトランス１２で測定した測定電流と設定電流との差、及び電圧測定ライン１３で測定した測定電圧と設定電圧との差を求める。これらの差の積（電力）が電源変動となる。この電源変動が周波数可変回路１５にフィードフォワード信号として加えられる。

負荷変動検出手段２３は、ヒータ７に供給される出力電力の変動を検出して、その変動に応じたフィードバック信号を周波数可変回路１５に出力する。この負荷変動検出手段２３は、出力側フィルタ回路３０の出力線間電圧を測定する電圧測定ライン１７と、ヒータ７に流れる電流を測定するカレントトランス１８と、制御電圧・電流フィードバック回路１６とを有する。負荷変動を検出するために、制御電圧・電流フィードバック回路１６は、電圧測定ライン１７で測定した測定電圧と設定電圧との差、及びカレントトランス１８で測定した測定電流と設定電流との差を求める。これらの差の積（電力）が負荷変動となる。この負荷変動が周波数可変回路１５にフィードバック信号として加えられる。
なお、カレントトランス１８は負荷電流の変動を精度良く測定するために、分配用端子台６よりも外側のヒータ７側に設けるとよい。

周波数可変回路１５は、電源変動検出手段２２、及び負荷変動検出手段２３の変動結果に応じてＩＧＢＴ変換器１１を周波数制御する。具体的には、周波数可変回路１５は、電源変動検出手段２２の電源電圧・電流フィードフォワード回路１４、及び負荷変動検出手段２３の制御電圧・電流フィードバック回路１６から出力される変動信号と、温度変動検出手段２４の温度調節計９から出力される信号とから、ヒータ７に供給するべき電力量に応じた周波数をもつゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１を構成する各ＩＧＢＴのゲートに加える。
ＩＧＢＴは周波数制御され、周波数を略連続的に変化させることで、ヒータ７に投入される電力を制御している。周波数可変幅が大きいほど電力の制御性が良くなる。
周波数可変回路１５による周波数制御は、周波数を変化させるという点で、ＶＶＶＦ制御のＶＦ（可変周波数）制御と同じである。本周波数制御には、基本キャリア周波数を一定としてデューティ比を制御するＰＷＭ制御も含まれる。ＶＦ制御、ＰＷＭ制御のいずれも、ゼロボルト時にＩＧＢＴがオンするのでゼロクロス制御となる。

上述した実施の形態による供給電力調整器２１において、温度調節計９及び周波数可変回路１５は、次のようにしてヒータ７の温度を設定温度となるように制御する。

温度調節計９は、測定温度と設定温度との温度差を求め、この温度差に応じて、ヒータ７に供給すべき電力量を演算し、周波数可変回路１５に演算結果を出力する。周波数可変回路１５は、温度調節計９からの出力値に応じた周波数を持つゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１に加える。ＩＧＢＴ変換器１１は、入力側フィルタ回路１０からの交流電力を、周波数可変回路１５のゲート制御信号に応じた周波数の交流電力に変換し、出力側フィルタ回路３０を介してヒータ７に供給する。ヒータ７に電力が供給されることにより、ヒータ７の温度が変化する。

このような温度変動検出→制御演算→出力値の出力→温度の変化→温度変動の検出→…という閉じたループによりフィードバック制御を行う。温度状態を検出してから、温度調節計９及び周波数可変回路１５により出力量を決定するので、良好にフィードバック制御することができる。したがって、ヒータの温度変動が補正されてヒータ７に安定した電力を供給し、ヒータ７を所定の温度に保持できる。また、周波数制御はゼロクロス制御であるため、無効電力がなく、効率の高い制御ができる。

上述したようにヒータ温度が良好にフィードバック制御されているときに、交流電源１の電圧が変動すると、その電圧変動は入力側フィルタ回路１０の出力に、電流変動及び電圧変動となってあらわれる。この電流変動及び電圧変動は、カレントトランス１２と電圧測定ライン１３で測定され、電源電圧・電流フィードフォワード回路１４で検出される。電源電圧・電流フィードフォワード回路１４から、その電力変動に応じた制御信号が周波数可変回路１５に入力される。周波数可変回路１５は、この信号を用いて、電源電力と設定電力との差に応じた周波数のゲート制御信号を出力する。そのゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１に加えてＩＧＢＴ変換器１１を周波数制御する。したがって、交流電源１の電圧変動が補正されてヒータ７に安定した電力を供給できる。また、周波数制御はゼロクロス制御であるため、無効電力がなく、効率の高い制御ができる。このフィードフォワード制御によって、入力側フィルタ（交流電源）１０から温度測定用熱電対８までの応答特性が改善される。

また、上述したようにヒータ温度が良好にフィードバック制御されているときに、ヒータ７に外乱（例えば外気が当たる等）が生じたり、ヒータの性質が多少変化したりして負荷が変動すると、それはＩＧＢＴ変換器１１の出力電力の変動として現れる。すなわちヒータ７に流れる負荷電流、及びヒータ７に加わる負荷電圧が変動する。この電流変動及び電圧変動は、カレントトランス１８と電圧測定ライン１７で検出され、制御電圧・電流フィードバック回路１６で測定される。制御電圧・電流フィードバック回路１６から、その電力変動に応じた信号が周波数可変回路１５に入力される。周波数可変回路１５は、この信号を用いて、電源電力と設定電力との差に応じた周波数のゲート制御信号を出力する。そのゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１に加えて周波数制御する。したがって、負荷変動が補正されてヒータ７に安定した電力を供給できる。また、周波数制御はゼロクロス制御であるため、無効電力がなく、効率の高い制御ができる。
この負荷変動制御は、外乱→ヒータ温度変化→熱電対検出の３ステップを経る温度変動制御と比べて、外乱→電力変動検出と２ステップであり、熱電対検出のステップが省略できるので、応答特性が速い。
上記実施形態では、電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、温度変動検出手段２４、周波数可変回路１５が供給電力調整器２１に備えられていたが、この形態によらず、例えば負荷（ヒータ）への供給電力を調整する公知の電力調整器と制御信号を出力する手段として、電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、温度変動検出手段２４、周波数可変回路１５を設け、これらを組み合わせてもよい。

周波数可変回路１５が、電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、温度変動検出手段２４からの変動信号より、ＩＧＢＴへのゲート制御信号を出力する処理について、図９を用いて別の実施形態について説明する。

電源変動検出手段２２は、カレントトランス１２による電流、電圧測定ライン１３による電圧を実効値（ＲＭＳ）からＡＣ／ＤＣ変換器２２ａ、２２ｂでそれぞれＤＣ変換し、演算器２２ｃで電流（ＤＣ）×電圧（ＤＣ）＝一次側電力を計算して、一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１として周波数可変回路１５に入力する。

負荷変動検出手段２３は、カレントトランス１８による電流、電圧測定ライン１７による電圧を実効値（ＲＭＳ）からＡＣ／ＤＣ変換器２３ａ、２３ｂでそれぞれＤＣ変換し、演算器２３ｃで電流（ＤＣ）×電圧（ＤＣ）＝二次側電力を計算して、二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２として周波数可変回路１５に入力する。

温度変動検出手段２４は、温度調節計９から出力される信号を電力設定信号として周波数可変回路１５に入力する。

周波数可変回路１５は、内部に２個の電力ゲイン調整器１５ａ、１５ｂと、１個の電力設定ゲイン調整器１５ｃとを有し、個別に調整可能なアナログ演算又はＣＰＵ演算により、それぞれの信号レベルのレベル調整を行う。そして、レベル調整されたそれぞれの信号を加算器１５ｆに入力して加算を行う。この加算もアナログ演算またはＣＰＵ演算によって行われる。

上記のような構成において、周波数可変回路１５に一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２がそれぞれ入力されると、一次側フィードバック電源変動信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２は、電力ゲイン調整器１５ａ、１５ｂでゲインが調整され、インバータ１５ｄ、１５ｅによりそれぞれ負に反転されて加算器１５ｆに入力される。そして、加算器１５ｆでは、予め電力設定信号を出力するときのフィードバック信号ＦＢ１´（ＦＢ２´）とフィードバック信号ＦＢ１（ＦＢ２）が比較される。その差が電源変動（負荷変動）として、電力設定信号に加算される。
温度変動検出手段２４から周波数可変回路１５に電力設定信号が入力されると、電力設定信号は、電力設定ゲイン調整器１５ｃでゲインが調整されて加算器１５ｆに入力される。周波数可変回路１５は、電源変動または負荷変動が生じた場合、上記のようにゲイン調整した一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２の変動分を、加算器１５ｆ内で電力設定信号に加算して、最適な電力設定信号をゲート制御信号（ＩＧＢＴ周波数設定信号）として出力する。

このように高速スイッチング電力制御用半導体変換器を構成する素子として高周波かつ大容量のＩＧＢＴを用いて、温度制御に対するフィードバック制御に、電源変動に対するフィードフォワード制御及び負荷変動に対するフィードバック制御を取り込むようにしたので、温度安定度、及び電源変動及び負荷変動に対する安定度が極めて優れ、ヒータ温度に高い安定性が得られる。特に、温度変動に加えて電源電圧変動及び負荷変動を取り込むことは、高周波かつ大容量の素子であるＩＧＢＴを採用することで初めて可能になる。

図２は、上述した入力側フィルタ回路１０、ＩＧＢＴ変換器１１、出力側フィルタ回路３０の具体的な説明図である。

入力側フィルタ回路１０及び出力側フィルタ回路３０はともにノーマルモードフィルタ回路で構成する。すなわち、入力側フィルタ回路１０は、入力ライン３１に直列に接続されたチョークコイルＡＣＬ１と、チョークコイルＡＣＬ１の電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａ側の入力ライン３１とコモンライン３３間に並列接続された複数のコンデンサＣＦ１〜ＣＦ６とから構成される。入力側フィルタ回路１０をノーマルモードフィルタ回路で構成すると、ＩＧＢＴ変換器１１から入力側に漏れる電磁ノイズを有効に減衰させることができる。

また、出力側フィルタ回路３０は、出力ライン３２に直列に接続されたチョークコイルＡＣＬ２と、チョークコイルＡＣＬ２のヒータ７側の出力ライン３２とコモンライン３３間に並列接続された複数のコンデンサＣＦ７〜ＣＦ１２とから構成される。出力側フィルタ回路３０をノーマルモードフィルタ回路で構成すると、ＩＧＢＴ変換器１１から出力される交流電力中に含まれる高調波成分を有効に除去できる。また、コモンライン３３に素子を設けないノーマルモードフィルタであると、高い周波数のスパイク成分（逆起電力）をヒータ７を介してコモンライン３３から回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂに有効に戻すことができる。その結果、コモンライン３３でのエネルギー放出なしに電力回生を有効に行うことができ、交流電源１のエネルギー効率を向上できる。

ＩＧＢＴ変換器１１は、主回路のＯＮ／ＯＦＦを行う主回路スイッチング素子部である電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａと、主回路スイッチング素子のＯＦＦ時に動作する回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂとから構成され、それぞれ一体化されてパッケージ化されている。各素子は、正の電圧・電流用と負の電圧・電流用の２系統で構成され、逆流防止のため、高速整流素子も各々配置される。

電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは、高速整流回路ＦＲＤ１と、直列上下二段の前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と、スナバ回路ＣＲＦ１と、直列上下二段の後段スイッチ回路（チョッパー部）ＩＧＢＴ２とから構成される。図２では、電流を多く流すためＩＧＢＴを２つ用意している。スイッチング方法として、電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは、上述したようにＰＷＭ制御（パルス幅変調）にてＯＮ／ＯＦＦ制御する。回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂは電源電圧の正負を判断して動作する。負荷が純抵抗負荷又は誘導性負荷をもった純抵抗負荷によってはスイッチング動作に遅延時間を入れて調整できるような回路構成にしておくのが望ましい。
高速整流回路ＦＲＤ１は、センタタップに入力ライン３１が接続されるセンタタップ型の高速整流素子で構成され、入力ライン３１から加えられる供給元の交流を正の半波と負の半波とに整流して、極性に応じて前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１の上段と下段とに振分ける。

前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２は、ともに直列上下二段積みされたタブラ型のＩＧＢＴで構成され、各ＩＧＢＴに並列にフリーホイールダイオードが接続されている。前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２は、並列運転され、高速整流回路ＦＲＤ１により振分けられた正の半波を上段のＩＧＢＴで、負の半波を下段のＩＧＢＴでそれぞれ直接スイッチする。
スナバ回路ＣＲＦ１は、同じくタブラ型で構成され、前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２とに共通接続され、これらを構成する各ＩＧＢＴのオフ時に回路内で発生し、フリーホイールダイオードＦＷＤを通して流れる電流を熱として消費させる。

電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａは、入力ライン３１に加えられる交流を極性に応じて高速整流回路ＦＲＤ１で振分け、前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１及び後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２でスイッチして交流電力を得て、この交流電力を出力側フィルタ回路３０に加える。また、スナバ回路ＣＲＦ１により電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａ内で発生する逆起電力を熱消費させる。

回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂは、センタタップにコモンライン３３が接続されるセンタタップ型の高速整流回路ＦＲＤ２と、直列上下二段のタブラ型のスイッチ回路ＩＧＢＴ３と、スイッチ回路ＩＧＢＴ３の各段に並列に接続される２つのシングルタイプのスナバ回路ＣＲＦ２、ＣＲＦ３とから構成される。
この回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂでは、ＩＧＢＴ変換器１１外で発生してコモンライン３３から戻ってくる逆起電力を極性に応じて高速整流回路ＦＲＤ２で振分け、スイッチ回路ＩＧＢＴ３の各段で極性に応じて直接交流をスイッチして回生電力を得、この回線電力を電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａ、入力側フィルタ回路１０を介して交流電源１に戻す。また、スナバ回路ＣＲＦ２、ＣＲＦ３では、回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂ内で発生する逆起電力を熱消費させる。

図１０に、本発明の実施の形態に係る半導体を製造するプロセスの一つである、熱処理を半導体基板に行うための半導体製造装置としての熱処理装置１１０の斜視図の一例を示す。この熱処理装置１１０は、バッチ式縦型熱処理であり、主要部が配置される筐体１１２を有する。

筐体１１２内の背面側上側には反応炉１４０が配置されている。この反応炉１４０内に、複数枚の基板を装填した基板支持具１３０が搬入され熱処理が行われる。

図１１に反応炉１４０の断面図の一例を示す。この反応炉１４０は、石英製の反応管１４２を有する。この反応管１４２は、上端部が閉塞され下端部が開放された円筒形状をしている。この反応管１４２の下方には反応管１４２を指示するよう石英製のアダプタ４４が配置される。この反応管１４２とアダプタ１４４により反応容器１４３が形成されている。また、反応容器１４３のうち、アダプタ４４を除いた反応管１４２の周囲には、ヒータ１４６が配置されている。

反応管１４２とアダプタ１４４により形成される反応容器１４３の下部は、基板支持具１３０を挿入するために開放され、この開放部分（炉口部）は炉口シールキャップ１４８がアダプタ１４４の下端部フランジの下面に当接することにより密閉されるようにしてある。炉口シールキャップ１４８は基板支持具１３０を支持し、基板支持具１３０と共に昇降可能に設けられている。基板支持具１３０は、多数枚、例えば２５〜１００枚の基板１５４を略水平状態で隙間をもって多段に支持し、反応管１４２内に装填される。

アダプタ１４４には、アダプタ１４４と一体にガス供給口１５６とガス排気口１５９とが設けられている。ガス供給口１５６にはガス導入管１６０が、ガス排気口１５９には排気管１６２がそれぞれ接続されている。

ガス導入管１６０からガス供給口１５６に導入された処理ガスは、アダプタ１４４の側壁部に設けられたガス導入管１６０、ノズル１６６を介して反応管１４２内に供給される。

次に上述したように構成された熱処理装置１１０の作用について説明する。
なお、以下の説明において、熱処理装置１１０、すなわち熱処理を行うための基板処理装置を構成する各部の動作はコントローラ１７０により制御される。

まず、ポッドステージ１１４に複数枚の基板１５４を収容したポッド１１６がセットされると、ポッド搬送装置１１８によりポッド１１６をポッドステージ１１４からポッド棚１２０へ搬送し、このポッド棚１２０にストックする。次に、ポッド搬送装置１１８により、このポッド棚１２０にストックされたポッド１１６をポッドオープナ１２２に搬送してセットし、このポッドオープナ１２２によりポッド１１６の蓋を開き、基板枚数検知器１２４によりポッド１１６に収容されている基板１５４の枚数を検知する。

次に、基板移載機１２６により、ポッドオープナ１２２の位置にあるポッド１１６から基板１５４を取り出し、ノッチアライナ１２８に移載する。このノッチアライナ１２８に置いては、基板１５４を回転させながら、ノッチを検出し、整列させる。次に、基板移載機１２６により、ノッチアライナ１２８から基板１５４を取り出し、基板支持具１３０に移載する。

このようにして、１バッチ分の基板１５４を基板支持具１３０に移載すると、例えば６００℃程度の温度に設定された反応炉１４０（反応容器１４３）内に複数枚の基板１５４を装填した基板支持具１３０を挿入し、炉口シールキャップ１４８により反応炉１４０内を密封する。次に、炉内温度を熱処理温度まで昇温させて、ガス導入管１６０からガス供給口１５６、アダプタ１４４側壁部に設けられたガス導入経路１６４、及びノズル１６６を介して反応管１４２内に処理ガスを導入する。基板１５４を熱処理する際、基板１５４は例えば１０００℃の設定温度に加熱される。設定温度にするためヒータへの供給電力を調節する際に、実施の形態の供給電力調整器が前記コントローラ１７０の一部として用いられる。

基板１５４の熱処理が終了すると、例えば炉内温度を６００℃程度の温度に降温した後、熱処理後の基板１５４を支持した基板支持具１３０を反応炉１４０からアンロードし、基板支持具１３０に支持された全ての基板１５４が冷える間で、基板支持具１３０を所定位置で待機させる。次に、待機させた基板支持具１３０の基板１５４が所定温度まで冷却されると、基板移載機１２６により、基板支持具１３０から基板１５４を取り出し、ポッドオープナ１２２にセットされている空のポッド１１６に搬送して収容する。次に、ポッド搬送装置１１８により、基板１５４が収容されたポッド１１６をポッド棚１２０、またはポッドステージ１１４に搬送して一連の処理が完了する。

以上述べたように、実施の形態の供給電力調整器によれば次のような効果を奏する。

交流電源の交流電圧を直接ＩＧＢＴ変換器でスイッチングしているので、ＩＧＢＴ変換器の前段のダイオード全波整流回路が不要となり、コンパクトな供給電力調整器を実現できる。
例えば、全波整流回路は、その容量にも依存するが、２００Ａクラスでは、２００（Ｗ）×３５０（Ｄ）×１００（Ｈ）位の大きさとなる。このような全波整流回路を備えた供給電力調整器全体の大きさは、６００（Ｗ）×８００（Ｄ）×１２００（Ｈ）位の大きさとなる。本実施の形態では、全波整流回路がないので、供給電力調整器全体の大きさを、この８０％位のサイズにすることが可能になる。

また、ＩＧＢＴ変換器で発生した電磁ノイズは、入力側フィルタ回路によって抑制されるので、交流電源へ電磁ノイズが混入するを防止できる。したがって、交流電源にノイズ障害が発生するのを防止することができる。また、交流電源からＩＧＢＴ変換器に至る入力ケーブルに電磁ノイズが誘導されるのを抑制することができる。

また、ＩＧＢＴ変換器の出力に含まれる高調波成分は、出力側フィルタ回路によって抑制されるので、ヒータに供給される交流電力中の高調波成分を減衰することできる。

また、回生用ＩＧＢＴ変換器を備え、ＩＧＢＴ変換器外で発生する逆起電力を回生して交流電源に戻しているので、交流電源のエネルギー効率を向上できる。特に、ＩＧＢＴ変換器は、高速・高周波でスイッチング動作させるので、逆起電力の発生回数もそれだけ多く、電力回生が頻繁に行われるので、エネルギー効率の向上に大きく寄与できる。

電源電圧変動をフィードフォワード制御として、及び負荷変動をフィードバック制御として、温度変動のフィードバック制御に取り込んだので、温度安定性に優れた制御システムが提供可能となる。また、安定した電力制御が可能となり、使い勝手がよい。
ゼロクロス制御であるため、原理的に無効電力のない、電源電力を有効利用でき、高効率な供給電力調整器を提供することができる。

既存の温度調節計９を用いて、その出力を周波数可変回路１５に加えて、ＩＧＢＴのゲート制御信号を出力するようにしたので、従来のシシステムと互換性を持たせることができ、僅かな変更を加えるだけで、従来システムから本システムに容易に変更できる。なお、温度調節計に既存のものを用いず、電源変動や負荷変動の場合と同様に、演算機能を周波数可変回路１５に移植して、温度調節計は、単に温度変動のみを検出する回路として構成するようにしてもよい。

高速スイッチング素子を採用することで省電力化され、無駄なく必要な電力を得ることが可能となる。特に、高周波の素子であるＩＧＢＴを用いているので、温度応答性に優れ、またノイズを嫌う計装ライン近辺のヒータ制御に好適である。

なお、上述した実施の形態では、温度変動に加えて電源電圧変動及び負荷変動の両方を制御に取り込むようにしたが、温度変動制御に電源電圧変動のみを制御に取り込むようにしたり、あるいは温度変動制御に負荷変動のみを制御に取り込むようにしたりしても良い。前者では供給電源の電圧変動を補正して、安定した供給電力を得ることが可能となる。後者では、ヒータの負荷変動を押さえることが可能となる。

本発明の実施の形態より、使用する機器への誤動作・破損、更に周辺機器への誤動作原因となっていた高速スイッチング時に発生させるサージ電流や高周波ノイズを小さくすることができるようになり、歪みの少ない、きれいな交流正弦波出力にすることができるようになった。

また、上述した実施の形態の供給電力調整器２１は、ヒータにより加熱される反応炉を備えた半導体製造装置に用いることが可能である。反応炉は、石英チューブと、この石英チューブを外部から加熱する筒状のヒータとから構成される。このヒータを加熱するために実施の形態の供給電力調整器を用いる。上述した供給電力調整器を半導体製造装置に用いれば、ヒータ温度の安定性が得られるので、高性能な半導体デバイスを得ることができる。

以下に、本発明の好ましい態様を付記する。
第１の態様は、交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して、この交流電力をヒータに供給するＩＧＢＴ変換器と、前記ＩＧＢＴ変換器の入力側に設けられ、前記ＩＧＢＴ変換器で発生する電磁ノイズを抑制する入力側フィルタ回路と、前記ＩＧＢＴ変換器の出力側に設けられ、前記ＩＧＢＴ変換器から出力される交流電力に含まれる高調波成分を抑制する出力側フィルタ回路と、前記ヒータの温度変動を検出する温度変動検出手段と、前記交流電源から前記ＩＧＢＴ変換器に供給される交流電圧から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、前記ＩＧＢＴ変換器から前記ヒータに供給される交流電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び前記負荷変動検出手段の各検出結果に応じて、前記ヒータに供給すべき電力量を演算して、その演算結果に応じて前記ＩＧＢＴ変換器に加える前記制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、を備えたことを特徴とする供給電力調整器である。

本態様によれば、交流電源の交流電圧を直接ＩＧＢＴ変換器でスイッチングしているので、ＩＧＢＴ変換器の前段の整流回路が不要となり、コンパクトな電源を実現できる。

また、ＩＧＢＴ変換器で発生した電磁ノイズは、入力側フィルタ回路によって抑制されるので、交流電源へ電磁ノイズが混入するを防止できる。
また、ＩＧＢＴ変換器の出力に含まれる高調波成分は、出力側フィルタ回路によって抑制されるので、ヒータに供給される交流電力中に高調波成分が含まれるのを防止できる。

また、温度変動検出手段で温度変動を検出し、周波数可変手段でその検出結果に応じた電力量を演算し、その演算結果に応じてＩＧＢＴ変換器を周波数制御することにより、温度変動に対するヒータへの供給電力をフィードバック制御している。したがって、ヒータの温度を所定の温度に良好に保つことができる。

また、交流電源が変動すると、その変動はＩＧＢＴ変換器の入力側に電力の変動として現れる。電源変動検出手段で、この電力変動を検出し、周波数可変手段でその検出結果に応じた電力量を演算し、その演算結果に応じてＩＧＢＴ変換器を周波数制御することにより、電源変動に対する供給電力をフィードフォワード制御している。したがって、良好にフィードバック制御されているときに電源変動が生じて、ヒータへの供給電力量が変動してしまうことで生じるヒータ温度の乱れを抑制することができる。

また、負荷が変動すると、その変動はヒータに供給される電力の変動として現れる。負荷変動検出手段でこの電力変動を検出し、周波数可変手段でその検出結果に応じた電力量を演算し、その演算結果に応じてＩＧＢＴ変換器を周波数制御することにより、負荷変動に対する供給電力をフィードバック制御している。したがって、良好にフィードバック制御されているときに負荷変動が生じて、ヒータへの供給電力量の制御が負荷変動で大きく乱れてしまうことで生じるヒータ温度の乱れを抑制することができる。

このようにＩＧＢＴ変換器を用いて、温度制御に対するフィードバック制御に、電源変動に対するフィードフォワード制御及び負荷変動に対するフィードバック制御を取り込むようにしたので、温度安定度、及び電源変動及び負荷変動に対する安定度が極めて優れ、ヒータ温度に高い安定性が得られる。また、ＩＧＢＴ変換器に高速スイッチング動作をさせるので温度応答性に優れる。また、進相コンデンサの補正によらない制御なので、使い勝手がよくなる。さらに、変換器をＩＧＢＴで構成したので、特に過渡応答性に優れる。また、ＩＧＢＴの周波数制御は、ゼロクロス制御であるので、電源の効率を向上できる。

第２の態様は、第１の態様において、前記ＩＧＢＴ変換器は、該ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作により生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器を備えていることを特徴とする供給電力調整器である。
ＩＧＢＴ変換器が回生用ＩＧＢＴ変換器を備えて、熱エネルギーとして放出される逆起電力を回生して交流電源に戻しているので、交流電源のエネルギー効率を上げることができる。

第３の態様は、第１ないし第２の態様の供給電力調整器をヒータ用電源に用いた半導体製造装置である。ヒータ温度に高い安定性が得られる第１の発明ないし第２の発明の供給電力調整器を備えているので、高性能な半導体デバイスを製造することができる。

本発明の一実施の形態による供給電力調整器のブロック図である。 本発明の一実施の形態による供給電力調整器の要部の具体的なブロック図である。 従来例による供給電力調整器のブロック図である。 従来の位相制御による電力の与え方の説明図である。 従来と実施例とに共通したゼロクロス制御による電力の与え方の説明図である。 従来の進相コンデンサ方式による力率改善の説明図である。 本発明の一実施の形態による供給電力調整器の要部図である。 本発明の一実施の形態による供給電力調整器の要部のスイッチング動作、並びに各ポイントでの電圧波形を示す図である。 本発明の一実施の形態による電源変動検出手段２２、負荷変動検出手段２３、及び周波数可変回路１５の具体的な説明図である。 本発明の一実施の形態による半導体を製造するプロセスの一つである、半導体基板に熱処理を行うための熱処理装置の一例を示す斜視図である。 本発明の一実施の形態による反応炉の一例を示す断面図である。

符号の説明

１ 交流電源
７ ヒータ
８ 温度測定用熱電対
９ 温度調節計
１０ 入力側フィルタ回路
１１ ＩＧＢＴ変換器
２０ 出力側フィルタ回路
２１ 供給電力調整器
１４ 電源電圧・電流フィードフォワード回路
１６ 制御電圧・電流フィードバック回路
１５ 周波数可変回路（周波数可変手段）
２２ 電源変動検出手段
２３ 負荷変動検出手段
２４ 温度変動検出手段

前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２は、ともに直列上下二段積みされたタブラアーム型のＩＧＢＴで構成され、各ＩＧＢＴに並列にフリーホイールダイオードが接続されている。前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２は、並列運転され、高速整流回路ＦＲＤ１により振分けられた正の半波を上段のＩＧＢＴで、負の半波を下段のＩＧＢＴでそれぞれ直接スイッチする。
スナバ回路ＣＲＦ１は、同じくタブラアーム型で構成され、前段スイッチ回路ＩＧＢＴ１と後段スイッチ回路ＩＧＢＴ２とに共通接続され、これらを構成する各ＩＧＢＴのオフ時に回路内で発生し、フリーホイールダイオードＦＷＤを通して流れる電流を熱として消費させる。

回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂは、センタタップにコモンライン３３が接続されるセンタタップ型の高速整流回路ＦＲＤ２と、直列上下二段のタブラ型のスイッチ回路ＩＧＢＴ３と、スイッチ回路ＩＧＢＴ３の各段に並列に接続される２つのシングルタイプのスナバ回路ＣＲＦ２、ＣＲＦ３とから構成される。
この回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂでは、ＩＧＢＴ変換器１１外で発生してコモンライン３３から戻ってくる逆起電力を極性に応じて高速整流回路ＦＲＤ２で振分け、スイッチ回路ＩＧＢＴ３の各段で極性に応じて直接交流をスイッチして回生電力を得、この回生電力を電力用ＩＧＢＴ変換器１１ａ、入力側フィルタ回路１０を介して交流電源１に戻す。また、スナバ回路ＣＲＦ２、ＣＲＦ３では、回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂ内で発生する逆起電力を熱消費させる。
ＩＧＢＴは周波数ゼロから電源周波数より高い周波数（例えば３００Ｈｚ）に連続的に変化させることが可能であるが、周波数が３００Ｈｚよりも高くなると、負荷のインダクタンス要素に起因して発生する逆起電力の影響が無視できくなる。しかし、本実施の形態
では、回生用ＩＧＢＴ変換器１１ｂを設けているので、誘導負荷の逆起電力を効率良く交流電源１に戻すことができるため、その影響を無視できる。

図１１に反応炉１４０の断面図の一例を示す。この反応炉１４０は、石英製の反応管１４２を有する。この反応管１４２は、上端部が閉塞され下端部が開放された円筒形状をしている。この反応管１４２の下方には反応管１４２を支持するよう石英製のアダプタ１４４が配置される。この反応管１４２とアダプタ１４４により反応容器１４３が形成されている。また、反応容器１４３のうち、アダプタ１４４を除いた反応管１４２の周囲には、ヒータ１４６が配置されている。

ガス導入管１６０からガス供給口１５６に導入された処理ガスは、アダプタ１４４の側壁部に設けられたガス導入経路１６４、及びノズル１６６を介して反応管１４２内に供給される。

次に、基板移載機１２６のツイーザ１３２により、ポッドオープナ１２２の位置にあるポッド１１６から基板１５４を取り出し、ノッチアライナ１２８に移載する。このノッチアライナ１２８においては、基板１５４を回転させながら、ノッチを検出し、整列させる。次に、基板移載機１２６のツイーザ１３２により、ノッチアライナ１２８から基板１５４を取り出し、基板支持具１３０に移載する。

Claims (12)

1. 反応炉内に複数枚の基板を装填した基板保持具を搬入して熱処理を行う半導体製造装置において、
   前記反応炉の周囲に設けられたヒータと、前記ヒータへの供給電力を調整する供給電力調整器と、を有し、
   前記供給電力調整器は、交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して前記ヒータに供給する電力用ＩＧＢＴ変換器と、該ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作により生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器とで構成されていることを特徴とする半導体製造装置。
2. 前記供給電力調整器は、前記電力用ＩＧＢＴ変換器の入力側と前記回生用ＩＧＢＴ変換器の出力側にフィルタ回路が設けられていることを特徴とする請求項１記載の半導体製造装置。
3. 前記供給電力調整器の入力側に設けられている入力側フィルタ回路が、前記電力用ＩＧＢＴ変換器で発生する電磁ノイズを抑制することを特徴とする請求項２記載の半導体製造装置。
4. 前記供給電力調整器の出力側に設けられている出力側フィルタ回路が、前記回生用ＩＧＢＴ変換器から出力される交流電力に含まれる高調波成分を抑制することを特徴とする請求項２記載の半導体製造装置。
5. 前記供給電力調整器は、前記ヒータの温度変動を検出する温度検出手段と、
   前記交流電源から前記ＩＧＢＴ変換器に供給される交流電圧から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、
   前記ＩＧＢＴ変換器から前記ヒータに供給される交流電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、
   前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び負荷変動検出手段の各検出結果に応じて、前記供給電力調整器に加える前記ヒータに供給すべき電力量に応じた制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、
   を更に備えたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一つの半導体製造装置。
6. 反応炉内に複数枚の基板を装填した基板保持具を搬入して熱処理を行う半導体製造装置において、
   前記反応炉の周囲に設けられたヒータと、前記ヒータへの供給電力を調整する供給電力調整器と、を有し、
   前記供給電力調整器は、前記ヒータの温度変動を検出する温度検出手段と、
   交流電源から前記供給電力調整器に供給される交流電圧から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、
   前記ヒータに供給される交流電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、
   前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び負荷変動検出手段の各検出結果に応じて、前記供給電力調整器に加える前記ヒータに供給すべき電力量に応じた制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、
   を備えたことを特徴とする半導体製造装置。
7. 外部ヒータへの供給電力を調整するための供給電力調整器であって、
   前記供給電力調整器は、交流電源の交流電圧を、制御信号の周波数に応じた交流電力に変換して前記ヒータに供給する電力用ＩＧＢＴ変換器と、該ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作により生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器とで構成されていることを特徴とする供給電力調整器。
8. 前記供給電力調整器は、前記電力用ＩＧＢＴ変換器の入力側と前記回生用ＩＧＢＴ変換器の出力側にフィルタ回路が設けられていることを特徴とする請求項７記載の供給電力調整器。
9. 前記供給電力調整器の入力側に設けられている入力側フィルタ回路が、前記電力用ＩＧＢＴ変換器で発生する電磁ノイズを抑制することを特徴とする請求項８記載の供給電力調整器。
10. 前記供給電力調整器の出力側に設けられている出力側フィルタ回路が、前記回生用ＩＧＢＴ変換器から出力される交流電力に含まれる高調波成分を抑制することを特徴とする請求項８記載の供給電力調整器。
11. 前記供給電力調整器は、前記ヒータの温度変動を検出する温度検出手段と、
    前記交流電源から前記ＩＧＢＴ変換器に供給される交流電圧から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、
    前記ＩＧＢＴ変換器から前記ヒータに供給される交流電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、
    前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び負荷変動検出手段の各検出結果に応じて、前記供給電力調整器に加える前記ヒータに供給すべき電力量に応じた制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、
    を更に備えたことを特徴とする請求項７乃至１０のいずれか一つの供給電力調整器。
12. 外部ヒータへの供給電力を調整するための供給電力調整器であって、
    前記供給電力調整器は、前記ヒータの温度変動を検出する温度検出手段と、
    交流電源から前記供給電力調整器に供給される交流電圧から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、
    前記ヒータに供給される交流電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、
    前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び負荷変動検出手段の各検出結果に応じて、前記供給電力調整器に加える前記ヒータに供給すべき電力量に応じた制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、
    を備えたことを特徴とする供給電力調整器。

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