JP2003309973A - 交流電力調整器 - Google Patents
交流電力調整器Info
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- JP2003309973A JP2003309973A JP2002113428A JP2002113428A JP2003309973A JP 2003309973 A JP2003309973 A JP 2003309973A JP 2002113428 A JP2002113428 A JP 2002113428A JP 2002113428 A JP2002113428 A JP 2002113428A JP 2003309973 A JP2003309973 A JP 2003309973A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流スイッチのスイッチング損失を小さく
し、高効率の交流電力調整器を提供する。 【解決手段】 入力端子１ａと出力端子３ａとの間に設
けられた、半導体素子およびダイオードで構成される第
一交流スイッチ４と、第一交流スイッチ４の出力端子３
ａ側の一端とコモン線Ｙとの間に設けられた、半導体素
子およびダイオードで構成される第二交流スイッチ５と
を備え、入力交流電源Ｐから任意の交流電圧を取り出し
て出力する交流電力調整器において、第一交流スイッチ
４は高周波信号発生器８からの高周波信号で制御させ、
第二交流スイッチ５は電流検出器１２から発せられる出
力交流電流の半周期毎の検出信号で制御させる。その結
果、第二交流スイッチ５のスイッチング損失が非常に小
さくて済むため、高効率の交流電力調整器が実現でき
る。
し、高効率の交流電力調整器を提供する。 【解決手段】 入力端子１ａと出力端子３ａとの間に設
けられた、半導体素子およびダイオードで構成される第
一交流スイッチ４と、第一交流スイッチ４の出力端子３
ａ側の一端とコモン線Ｙとの間に設けられた、半導体素
子およびダイオードで構成される第二交流スイッチ５と
を備え、入力交流電源Ｐから任意の交流電圧を取り出し
て出力する交流電力調整器において、第一交流スイッチ
４は高周波信号発生器８からの高周波信号で制御させ、
第二交流スイッチ５は電流検出器１２から発せられる出
力交流電流の半周期毎の検出信号で制御させる。その結
果、第二交流スイッチ５のスイッチング損失が非常に小
さくて済むため、高効率の交流電力調整器が実現でき
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用の入力交流電
源を０％から１００％まで連続可変して出力できるよう
にした交流電力調整器に関する。
源を０％から１００％まで連続可変して出力できるよう
にした交流電力調整器に関する。
【０００２】
【従来の技術】商用の入力交流電源から、任意の正弦波
交流電圧を取り出して出力する手段として、誘導電圧調
整器、スライド変圧器、およびサイリスタ制御による電
圧調整器などが知られている。
交流電圧を取り出して出力する手段として、誘導電圧調
整器、スライド変圧器、およびサイリスタ制御による電
圧調整器などが知られている。
【０００３】上記の誘導電圧調整器やスライド変圧器
は、正弦波の出力交流電圧を連続的に可変して出力する
ことができるので、研究実験用設備等に多く用いられて
いる。しかし、その原理は商用周波数に用いる単巻変圧
器であるため、容積、重量が共に大きい。また、巻線の
スライドにより出力交流電圧を可変するため、巻線間の
ステップ電圧を生じ、完全な連続可変電圧を出力するこ
とは事実上不可能である。
は、正弦波の出力交流電圧を連続的に可変して出力する
ことができるので、研究実験用設備等に多く用いられて
いる。しかし、その原理は商用周波数に用いる単巻変圧
器であるため、容積、重量が共に大きい。また、巻線の
スライドにより出力交流電圧を可変するため、巻線間の
ステップ電圧を生じ、完全な連続可変電圧を出力するこ
とは事実上不可能である。
【０００４】また、サイリスタ制御による電圧調整器
は、小型・軽量・低価格であるため、家電機器、照明装
置、および電気炉等に広く用いられている。しかし、サ
イリスタ制御は位相角制御であるため、高次の高調波が
発生し、これが商用電源ラインに漏洩して他の電子機器
に悪影響を及ぼす恐れがある。
は、小型・軽量・低価格であるため、家電機器、照明装
置、および電気炉等に広く用いられている。しかし、サ
イリスタ制御は位相角制御であるため、高次の高調波が
発生し、これが商用電源ラインに漏洩して他の電子機器
に悪影響を及ぼす恐れがある。
【０００５】さらに、この種の交流電力調整器として、
例えば特開平９−３４５６４号公報に記載のものが知ら
れている。この文献に記載の交流電力調整器では、二組
の交流スイッチを用い、第一交流スイッチを入力側と出
力側の間に設け、さらに第二交流スイッチを第一交流ス
イッチよりも出力側で且つ出力側を短絡する位置に設け
ている。そして、第一交流スイッチと第二交流スイッチ
とを、所定の周期で交互にオン・オフさせている。しか
し、第一交流スイッチと第二交流スイッチを交互にオン
・オフさせていても、両交流スイッチが共にオンしてし
まい、回路がショートして短絡電流が発生する場合があ
る。そこで、第一交流スイッチおよび第二交流スイッチ
が共にオフするオフ期間を設け、回路がショートするの
を防止している。
例えば特開平９−３４５６４号公報に記載のものが知ら
れている。この文献に記載の交流電力調整器では、二組
の交流スイッチを用い、第一交流スイッチを入力側と出
力側の間に設け、さらに第二交流スイッチを第一交流ス
イッチよりも出力側で且つ出力側を短絡する位置に設け
ている。そして、第一交流スイッチと第二交流スイッチ
とを、所定の周期で交互にオン・オフさせている。しか
し、第一交流スイッチと第二交流スイッチを交互にオン
・オフさせていても、両交流スイッチが共にオンしてし
まい、回路がショートして短絡電流が発生する場合があ
る。そこで、第一交流スイッチおよび第二交流スイッチ
が共にオフするオフ期間を設け、回路がショートするの
を防止している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記文
献のような交流電力調整器では、例えば交流スイッチと
してトランジスタを使用すると、トランジスタの蓄積時
間により、交流スイッチの制御に遅れが生じてしまう。
また、この蓄積時間はトランジスタの周囲温度やコレク
タ電流の大きさによって大きく変化するため、交流スイ
ッチを適切に制御し、上記のオフ期間を適切に設けるこ
とが非常に難しく、実用化は困難である。
献のような交流電力調整器では、例えば交流スイッチと
してトランジスタを使用すると、トランジスタの蓄積時
間により、交流スイッチの制御に遅れが生じてしまう。
また、この蓄積時間はトランジスタの周囲温度やコレク
タ電流の大きさによって大きく変化するため、交流スイ
ッチを適切に制御し、上記のオフ期間を適切に設けるこ
とが非常に難しく、実用化は困難である。
【０００７】さらに、第一交流スイッチおよび第二交流
スイッチのそれぞれには、サージ電圧を吸収させるため
のスナバー回路が接続されているが、上記のオフ期間を
トランジスタの蓄積時間よりも長い時間設けると、この
オフ期間で回路のオープン状態を生じてしまう。その結
果、回路のリアクタンス成分によるサージ電圧が発生
し、スナバー回路における損失が増大して発熱、焼損を
生じやすくなる。よって、適切なオフ期間を設けるため
には交流スイッチの制御方法を複雑なものにせざるを得
ず、実用化は困難である。
スイッチのそれぞれには、サージ電圧を吸収させるため
のスナバー回路が接続されているが、上記のオフ期間を
トランジスタの蓄積時間よりも長い時間設けると、この
オフ期間で回路のオープン状態を生じてしまう。その結
果、回路のリアクタンス成分によるサージ電圧が発生
し、スナバー回路における損失が増大して発熱、焼損を
生じやすくなる。よって、適切なオフ期間を設けるため
には交流スイッチの制御方法を複雑なものにせざるを得
ず、実用化は困難である。
【０００８】本発明は、このような従来技術が有してい
た問題を解決しようとするものであり、第一交流スイッ
チを構成する二つの半導体素子をそれぞれ１０ｋＨｚ以
上の高周波でオン・オフさせ、第二交流スイッチを構成
する二つの半導体素子を商用周波数の半周期毎（５０Ｈ
ｚまたは６０Ｈｚ）に交互にオン・オフさせる。これに
より、従来のように高周波でオン・オフさせていた第二
交流スイッチのスイッチング損失に比べ、本発明の第二
交流スイッチのスイッチング損失は非常に少なくなり、
高効率の交流電力調整器が実現できる。
た問題を解決しようとするものであり、第一交流スイッ
チを構成する二つの半導体素子をそれぞれ１０ｋＨｚ以
上の高周波でオン・オフさせ、第二交流スイッチを構成
する二つの半導体素子を商用周波数の半周期毎（５０Ｈ
ｚまたは６０Ｈｚ）に交互にオン・オフさせる。これに
より、従来のように高周波でオン・オフさせていた第二
交流スイッチのスイッチング損失に比べ、本発明の第二
交流スイッチのスイッチング損失は非常に少なくなり、
高効率の交流電力調整器が実現できる。
【０００９】また、第二交流スイッチを制御するのに必
要な信号を出力交流電流から検出することにより、出力
端子に接続される負荷が誘導負荷の場合でも還流動作に
支障はなく、第二交流スイッチは安定な動作を行う。
要な信号を出力交流電流から検出することにより、出力
端子に接続される負荷が誘導負荷の場合でも還流動作に
支障はなく、第二交流スイッチは安定な動作を行う。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、入力交流電源を接続する一対の入力端子
と、負荷を接続する一対の出力端子と、第一交流スイッ
チおよび第二交流スイッチと、を備え、前記入力端子の
一方と前記出力端子の一方は共通のコモン線に接続さ
れ、前記入力端子の他方は前記第一交流スイッチの一端
と接続され、前記出力端子の他方は前記第一交流スイッ
チの他端および前記第二交流スイッチの一端と接続さ
れ、前記第二交流スイッチの他端は前記コモン線に接続
され、前記入力交流電源と同期した周波数の任意の交流
電圧を取り出して出力する交流電力調整器において、前
記第一交流スイッチは、高周波信号発生器からの高周波
信号で制御させ、前記第二交流スイッチは電流検出器に
より出力交流電流の位相と周期を検出した検出信号で制
御させることを特徴とする。
成するために、入力交流電源を接続する一対の入力端子
と、負荷を接続する一対の出力端子と、第一交流スイッ
チおよび第二交流スイッチと、を備え、前記入力端子の
一方と前記出力端子の一方は共通のコモン線に接続さ
れ、前記入力端子の他方は前記第一交流スイッチの一端
と接続され、前記出力端子の他方は前記第一交流スイッ
チの他端および前記第二交流スイッチの一端と接続さ
れ、前記第二交流スイッチの他端は前記コモン線に接続
され、前記入力交流電源と同期した周波数の任意の交流
電圧を取り出して出力する交流電力調整器において、前
記第一交流スイッチは、高周波信号発生器からの高周波
信号で制御させ、前記第二交流スイッチは電流検出器に
より出力交流電流の位相と周期を検出した検出信号で制
御させることを特徴とする。
【００１１】また、本発明は、前記第一交流スイッチお
よび前記第二交流スイッチはそれぞれ、二つの半導体素
子を備え、該二つの半導体素子の被制御端子間に、それ
ぞれその導通方向とは逆方向にダイオードを接続し、前
記二つの半導体素子の同一極の前記被制御端子同志を接
続して構成したことを特徴とする。さらに、前記第二交
流スイッチを構成する前記二つの半導体素子は、前記出
力交流電流の半周期毎に交互にオン・オフすることを特
徴とする。
よび前記第二交流スイッチはそれぞれ、二つの半導体素
子を備え、該二つの半導体素子の被制御端子間に、それ
ぞれその導通方向とは逆方向にダイオードを接続し、前
記二つの半導体素子の同一極の前記被制御端子同志を接
続して構成したことを特徴とする。さらに、前記第二交
流スイッチを構成する前記二つの半導体素子は、前記出
力交流電流の半周期毎に交互にオン・オフすることを特
徴とする。
【００１２】この構成によれば、従来のように高周波で
オン・オフさせていた第二交流スイッチのスイッチング
損失に比べ、本発明の第二交流スイッチのスイッチング
損失は非常に少なくなり、高効率の交流電力調整器が実
現できる。
オン・オフさせていた第二交流スイッチのスイッチング
損失に比べ、本発明の第二交流スイッチのスイッチング
損失は非常に少なくなり、高効率の交流電力調整器が実
現できる。
【００１３】さらに、本発明の前記高周波信号発生器
は、鋸波を発生する発信器と、任意の基準電圧を発生す
る基準電圧発生器と、前記発信器からの前記鋸波と前記
基準電圧発生器からの前記基準電圧とを比較して前記第
一交流スイッチに前記高周波信号を出力する比較器と、
から構成したことを特徴とする。
は、鋸波を発生する発信器と、任意の基準電圧を発生す
る基準電圧発生器と、前記発信器からの前記鋸波と前記
基準電圧発生器からの前記基準電圧とを比較して前記第
一交流スイッチに前記高周波信号を出力する比較器と、
から構成したことを特徴とする。
【００１４】また、本発明は、前記電流検出器は、前記
コモン線に流れる前記出力交流電流の位相および周期を
検出する変流器と、該変流器からの前記検出信号を前記
第二交流スイッチの前記二つの半導体素子に交互に供給
する制御部とから構成したことを特徴とする。
コモン線に流れる前記出力交流電流の位相および周期を
検出する変流器と、該変流器からの前記検出信号を前記
第二交流スイッチの前記二つの半導体素子に交互に供給
する制御部とから構成したことを特徴とする。
【００１５】この構成によれば、比較的簡単な制御回路
で第一交流スイッチおよび第二交流スイッチを制御する
ことが可能となる。また、第二交流スイッチを制御する
のに必要な信号を出力交流電流から検出することによ
り、出力端子に接続される負荷が誘導負荷の場合でも還
流動作に支障はなく、第二交流スイッチは安定した動作
を行なう。
で第一交流スイッチおよび第二交流スイッチを制御する
ことが可能となる。また、第二交流スイッチを制御する
のに必要な信号を出力交流電流から検出することによ
り、出力端子に接続される負荷が誘導負荷の場合でも還
流動作に支障はなく、第二交流スイッチは安定した動作
を行なう。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１乃
至図４に基づいて説明する。図１は、本発明による交流
電力調整器の回路構成図、図２は、第一交流スイッチに
供給する高周波信号のタイミングチャート、図３は、第
一、第二交流スイッチのタイミングチャート、図４は、
本発明による交流電力調整器の動作説明用回路図であ
る。
至図４に基づいて説明する。図１は、本発明による交流
電力調整器の回路構成図、図２は、第一交流スイッチに
供給する高周波信号のタイミングチャート、図３は、第
一、第二交流スイッチのタイミングチャート、図４は、
本発明による交流電力調整器の動作説明用回路図であ
る。
【００１７】まず、本発明による交流電力調整器の回路
構成を図１に基づいて説明する。交流電力調整器は、入
力交流電源Ｐを接続する入力端子１ａ、１ｂと、負荷２
を接続する出力端子３ａ、３ｂと、第一交流スイッチ４
および第二交流スイッチ５と、入力フィルタ６および出
力フィルタ７と、から構成されている。入力端子１ｂと
出力端子３ｂは、共通のコモン線Ｙで接続されている。
入力端子１ａは、入力フィルタ６を介して第一交流スイ
ッチ４の一端に接続され、また、出力端子３ａは、出力
フィルタ７を介して、第一交流スイッチ４の他端および
第二交流スイッチ５の一端に接続されている。さらに、
第二交流スイッチ５の他端は、コモン線Ｙに接続されて
いる。また、第一交流スイッチ４には、発信器９、基準
電圧発生器１０、および比較器１１からなる高周波信号
発生器８が接続される。第二交流スイッチ５には、変流
器１３および制御部１４からなる電流検出器１２が接続
される。
構成を図１に基づいて説明する。交流電力調整器は、入
力交流電源Ｐを接続する入力端子１ａ、１ｂと、負荷２
を接続する出力端子３ａ、３ｂと、第一交流スイッチ４
および第二交流スイッチ５と、入力フィルタ６および出
力フィルタ７と、から構成されている。入力端子１ｂと
出力端子３ｂは、共通のコモン線Ｙで接続されている。
入力端子１ａは、入力フィルタ６を介して第一交流スイ
ッチ４の一端に接続され、また、出力端子３ａは、出力
フィルタ７を介して、第一交流スイッチ４の他端および
第二交流スイッチ５の一端に接続されている。さらに、
第二交流スイッチ５の他端は、コモン線Ｙに接続されて
いる。また、第一交流スイッチ４には、発信器９、基準
電圧発生器１０、および比較器１１からなる高周波信号
発生器８が接続される。第二交流スイッチ５には、変流
器１３および制御部１４からなる電流検出器１２が接続
される。
【００１８】入力交流電源Ｐは、商用周波数（５０Ｈｚ
または６０Ｈｚ）の入力交流電圧（例えば単相２００
Ｖ）であり、また負荷２は、抵抗ＲとリアクトルＬ３か
ら構成され、出力端子３ａ、３ｂに接続される。
または６０Ｈｚ）の入力交流電圧（例えば単相２００
Ｖ）であり、また負荷２は、抵抗ＲとリアクトルＬ３か
ら構成され、出力端子３ａ、３ｂに接続される。
【００１９】第一交流スイッチ４は、二個のトランジス
タＱ１、Ｑ２、および二個のダイオードＤ１、Ｄ２から
構成される。トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間
に、ダイオードＤ１をその導通方向とは逆方向に接続す
る。同様に、トランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ間
にダイオードＤ２をその導通方向とは逆方向に接続す
る。そして、トランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれのエミ
ッタ同志を接続し、第一交流スイッチ４を構成する。
タＱ１、Ｑ２、および二個のダイオードＤ１、Ｄ２から
構成される。トランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間
に、ダイオードＤ１をその導通方向とは逆方向に接続す
る。同様に、トランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ間
にダイオードＤ２をその導通方向とは逆方向に接続す
る。そして、トランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれのエミ
ッタ同志を接続し、第一交流スイッチ４を構成する。
【００２０】第二交流スイッチ５は、二個のトランジス
タＱ３、Ｑ４、および二個のダイオードＤ３、Ｄ４から
構成される。トランジスタＱ３のコレクタ、エミッタ間
に、ダイオードＤ３をその導通方向とは逆方向に接続す
る。同様に、トランジスタＱ４のコレクタ、エミッタ間
にダイオードＤ４をその導通方向とは逆方向に接続す
る。そして、トランジスタＱ３、Ｑ４のそれぞれのエミ
ッタ同志を接続し、第二交流スイッチ５を構成する。
タＱ３、Ｑ４、および二個のダイオードＤ３、Ｄ４から
構成される。トランジスタＱ３のコレクタ、エミッタ間
に、ダイオードＤ３をその導通方向とは逆方向に接続す
る。同様に、トランジスタＱ４のコレクタ、エミッタ間
にダイオードＤ４をその導通方向とは逆方向に接続す
る。そして、トランジスタＱ３、Ｑ４のそれぞれのエミ
ッタ同志を接続し、第二交流スイッチ５を構成する。
【００２１】高周波信号発生器８は、高周波の鋸波１５
を発生する発信器９と、任意の基準電圧１６を発生する
基準電圧発生器１０と、発信器９からの鋸波１５と基準
電圧発生器１０からの基準電圧１６とを比較して第一交
流スイッチ４に約２０ｋＨｚの高周波信号を出力する比
較器１１と、から構成される。この比較器１１からの高
周波信号は、出力交流電流の半周期毎（５０Ｈｚまたは
６０Ｈｚ）にトランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれのベー
スに交互に出力される。その結果、トランジスタＱ１、
Ｑ２は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで交互に動作し、且つト
ランジスタＱ１、Ｑ２はそれぞれ約２０ｋＨｚでオン・
オフを繰り返す。この高周波信号により、出力端子３
ａ、３ｂへの出力交流電圧を制御する。
を発生する発信器９と、任意の基準電圧１６を発生する
基準電圧発生器１０と、発信器９からの鋸波１５と基準
電圧発生器１０からの基準電圧１６とを比較して第一交
流スイッチ４に約２０ｋＨｚの高周波信号を出力する比
較器１１と、から構成される。この比較器１１からの高
周波信号は、出力交流電流の半周期毎（５０Ｈｚまたは
６０Ｈｚ）にトランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれのベー
スに交互に出力される。その結果、トランジスタＱ１、
Ｑ２は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで交互に動作し、且つト
ランジスタＱ１、Ｑ２はそれぞれ約２０ｋＨｚでオン・
オフを繰り返す。この高周波信号により、出力端子３
ａ、３ｂへの出力交流電圧を制御する。
【００２２】電流検出器１２は、コモン線Ｙに介挿され
出力交流電流の位相と周期を検出する変流器１３と、変
流器１３からの検出信号を制御して出力交流電流の半周
期毎（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）にその検出信号をトラ
ンジスタＱ３、Ｑ４のベースに交互に出力する制御部１
４と、から構成される。制御部１４からの検出信号によ
りトランジスタＱ３、Ｑ４は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで
交互にオン・オフを繰り返す。
出力交流電流の位相と周期を検出する変流器１３と、変
流器１３からの検出信号を制御して出力交流電流の半周
期毎（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）にその検出信号をトラ
ンジスタＱ３、Ｑ４のベースに交互に出力する制御部１
４と、から構成される。制御部１４からの検出信号によ
りトランジスタＱ３、Ｑ４は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで
交互にオン・オフを繰り返す。
【００２３】入力フィルタ６は、リアクトルＬ１および
コンデンサＣ１から構成される。また、出力フィルタ７
は、リアクトルＬ２およびコンデンサＣ２から構成され
る。入力フィルタ６および出力フィルタ７により、入力
交流電圧および出力交流電圧の脈動を縮小させ、高周波
成分を除去することができる。
コンデンサＣ１から構成される。また、出力フィルタ７
は、リアクトルＬ２およびコンデンサＣ２から構成され
る。入力フィルタ６および出力フィルタ７により、入力
交流電圧および出力交流電圧の脈動を縮小させ、高周波
成分を除去することができる。
【００２４】次に、交流電力調整器の回路動作を図２乃
至図４に基づいて説明する。入力交流電源Ｐとして６０
Ｈｚ、単相２００Ｖの入力交流電圧を用い、出力端子３
ａ、３ｂに６０Ｈｚ、単相１００Ｖの出力交流電圧を供
給する場合についての動作を説明する。
至図４に基づいて説明する。入力交流電源Ｐとして６０
Ｈｚ、単相２００Ｖの入力交流電圧を用い、出力端子３
ａ、３ｂに６０Ｈｚ、単相１００Ｖの出力交流電圧を供
給する場合についての動作を説明する。
【００２５】まず、入力交流電圧Ｖの、正の半周期であ
る期間Ｔ２（図３参照）において、発信器９で発生され
る約２０ｋＨｚの高周波の鋸波１５と、基準電圧発生器
１０で発生される所定の値に調整された基準電圧１６と
を、比較器１１にて比較させる。そして、鋸波１５の立
ち上がり部分と基準電圧１６との共通領域における期間
であるオン時間Ｔ１（図２参照）をハイレベル、それ以
外の期間をローレベルとする高周波信号を高周波信号発
生器８よりトランジスタＱ１のベースに出力し、オン時
間Ｔ１の期間のみトランジスタＱ１をオンさせた状態に
保持し、それ以外の期間ではオフさせた状態に保持す
る。その結果、トランジスタＱ１は約２０ｋＨｚでオン
・オフを繰り返し、トランジスタＱ２はオフの状態を保
持する。また、変流器１３により出力交流電流の位相お
よび周期を検出し、その検出信号を制御部１４よりトラ
ンジスタＱ４のベースに出力することにより、トランジ
スタＱ４はオンの状態を保持し、トランジスタＱ３はオ
フの状態を保持する。
る期間Ｔ２（図３参照）において、発信器９で発生され
る約２０ｋＨｚの高周波の鋸波１５と、基準電圧発生器
１０で発生される所定の値に調整された基準電圧１６と
を、比較器１１にて比較させる。そして、鋸波１５の立
ち上がり部分と基準電圧１６との共通領域における期間
であるオン時間Ｔ１（図２参照）をハイレベル、それ以
外の期間をローレベルとする高周波信号を高周波信号発
生器８よりトランジスタＱ１のベースに出力し、オン時
間Ｔ１の期間のみトランジスタＱ１をオンさせた状態に
保持し、それ以外の期間ではオフさせた状態に保持す
る。その結果、トランジスタＱ１は約２０ｋＨｚでオン
・オフを繰り返し、トランジスタＱ２はオフの状態を保
持する。また、変流器１３により出力交流電流の位相お
よび周期を検出し、その検出信号を制御部１４よりトラ
ンジスタＱ４のベースに出力することにより、トランジ
スタＱ４はオンの状態を保持し、トランジスタＱ３はオ
フの状態を保持する。
【００２６】図３で示す期間Ｔ２では、トランジスタＱ
１がオンすると、回路電流は実線の矢印１７(図４参照)
のようにトランジスタＱ１とダイオードＤ２を流れ、負
荷２に回路電流が供給される。そして、トランジスタＱ
１がオフすると、回路電流は実線の矢印１８(図４参照)
のようにトランジスタＱ４とダイオードＤ３を流れ、リ
アクトルＬ２、Ｌ３に蓄積されたエネルギーが放出され
る。期間Ｔ２の間は、約２０ｋＨｚの高周波で上記の動
作を繰り返す。
１がオンすると、回路電流は実線の矢印１７(図４参照)
のようにトランジスタＱ１とダイオードＤ２を流れ、負
荷２に回路電流が供給される。そして、トランジスタＱ
１がオフすると、回路電流は実線の矢印１８(図４参照)
のようにトランジスタＱ４とダイオードＤ３を流れ、リ
アクトルＬ２、Ｌ３に蓄積されたエネルギーが放出され
る。期間Ｔ２の間は、約２０ｋＨｚの高周波で上記の動
作を繰り返す。
【００２７】次に、入力交流電圧Ｖの、負の半周期であ
る期間Ｔ３（図３参照）において、高周波信号発生器８
からの高周波信号がトランジスタＱ２のベースに出力さ
れ、トランジスタＱ２は約２０ｋＨｚの高周波でオン・
オフを繰り返す。この時トランジスタＱ１はオフとな
り、その状態を保持する。また、変流器１３により出力
交流電流の位相および周期を検出し、その検出信号を制
御部１４よりトランジスタＱ３のベースに出力し、トラ
ンジスタＱ３はオンとなり、その状態を保持する。この
時、トランジスタＱ４はオフとなり、その状態を保持す
る。
る期間Ｔ３（図３参照）において、高周波信号発生器８
からの高周波信号がトランジスタＱ２のベースに出力さ
れ、トランジスタＱ２は約２０ｋＨｚの高周波でオン・
オフを繰り返す。この時トランジスタＱ１はオフとな
り、その状態を保持する。また、変流器１３により出力
交流電流の位相および周期を検出し、その検出信号を制
御部１４よりトランジスタＱ３のベースに出力し、トラ
ンジスタＱ３はオンとなり、その状態を保持する。この
時、トランジスタＱ４はオフとなり、その状態を保持す
る。
【００２８】図３で示す期間Ｔ３では、トランジスタＱ
２がオンすると、回路電流は破線の矢印１９（図４参
照）のようにトランジスタＱ２とダイオードＤ１を流
れ、負荷２に回路電流が供給される。そして、トランジ
スタＱ２がオフすると、回路電流は破線の矢印２０（図
４参照）のようにトランジスタＱ３とダイオードＤ４を
流れ、リアクトルＬ２、Ｌ３に蓄積されたエネルギーが
放出される。期間Ｔ３の間は、約２０ｋＨｚの高周波で
上記の動作を繰り返す。
２がオンすると、回路電流は破線の矢印１９（図４参
照）のようにトランジスタＱ２とダイオードＤ１を流
れ、負荷２に回路電流が供給される。そして、トランジ
スタＱ２がオフすると、回路電流は破線の矢印２０（図
４参照）のようにトランジスタＱ３とダイオードＤ４を
流れ、リアクトルＬ２、Ｌ３に蓄積されたエネルギーが
放出される。期間Ｔ３の間は、約２０ｋＨｚの高周波で
上記の動作を繰り返す。
【００２９】この時、入力交流電圧と出力交流電流は同
位相・同周期であるため、電流検出器１２により出力交
流電流の位相および周期を検出すれば、入力交流電圧と
等しい位相および周期を検出できる。その結果、入力交
流電圧と同位相・同周期の出力交流電圧を出力できる。
位相・同周期であるため、電流検出器１２により出力交
流電流の位相および周期を検出すれば、入力交流電圧と
等しい位相および周期を検出できる。その結果、入力交
流電圧と同位相・同周期の出力交流電圧を出力できる。
【００３０】以上のように、トランジスタＱ１、Ｑ２は
６０Ｈｚで交互に動作するとともに、それぞれ約２０ｋ
Ｈｚの高周波でオン・オフし、また、トランジスタＱ
３、Ｑ４は６０Ｈｚで交互にオン・オフを繰り返す。以
上の動作により、負荷２に６０Ｈｚ、単相１００Ｖの出
力交流電圧を供給する。
６０Ｈｚで交互に動作するとともに、それぞれ約２０ｋ
Ｈｚの高周波でオン・オフし、また、トランジスタＱ
３、Ｑ４は６０Ｈｚで交互にオン・オフを繰り返す。以
上の動作により、負荷２に６０Ｈｚ、単相１００Ｖの出
力交流電圧を供給する。
【００３１】以上は、単相２００Ｖの入力交流電圧を単
相１００Ｖの出力交流電圧に変換する場合について説明
したが、基準電圧１６の大きさを可変することにより、
出力交流電圧を任意に調整することができるものであ
る。すなわち、基準電圧１６の大きさを可変することに
より図２に示すオン時間Ｔ１が可変され、出力交流電圧
の大きさが調整できる。オン時間Ｔ１の大きさに比例し
て、出力交流電圧が増大する。したがって、高周波信号
発生器８からの高周波信号により、出力交流電圧を制御
でき、また、基準電圧１６の大きさを連続的に可変する
ことにより、出力交流電圧の大きさもゼロ電圧付近から
入力交流電圧付近、すなわち０％から１００％まで連続
的に可変できるのである。
相１００Ｖの出力交流電圧に変換する場合について説明
したが、基準電圧１６の大きさを可変することにより、
出力交流電圧を任意に調整することができるものであ
る。すなわち、基準電圧１６の大きさを可変することに
より図２に示すオン時間Ｔ１が可変され、出力交流電圧
の大きさが調整できる。オン時間Ｔ１の大きさに比例し
て、出力交流電圧が増大する。したがって、高周波信号
発生器８からの高周波信号により、出力交流電圧を制御
でき、また、基準電圧１６の大きさを連続的に可変する
ことにより、出力交流電圧の大きさもゼロ電圧付近から
入力交流電圧付近、すなわち０％から１００％まで連続
的に可変できるのである。
【００３２】以上、本発明の実施例について説明した
が、その他の態様でも実施し得るものである。例えば、
第一交流スイッチおよび第二交流スイッチを構成する半
導体素子として、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。以上、
本発明を種々説明したが、本発明はその趣旨を逸脱しな
い範囲で当業者の知識に基づき種々なる改良、修正、変
形を加えた態様で実施できるものである。
が、その他の態様でも実施し得るものである。例えば、
第一交流スイッチおよび第二交流スイッチを構成する半
導体素子として、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。以上、
本発明を種々説明したが、本発明はその趣旨を逸脱しな
い範囲で当業者の知識に基づき種々なる改良、修正、変
形を加えた態様で実施できるものである。
【００３３】
【発明の効果】本発明の交流電力調整器では、第二交流
スイッチを商用周波数でオン・オフさせるため、高周波
で第二交流スイッチをオン・オフさせていた従来技術に
比べてスイッチング損失が非常に小さくて済むため、高
効率の交流電力調整器が実現できる。また、比較的簡単
な制御回路で第一交流スイッチおよび第二交流スイッチ
を制御することができるため、回路構成が簡単となる。
さらに、第二交流スイッチを制御するのに必要な信号を
出力交流電流から検出することにより、出力端子に接続
される負荷が誘導負荷の場合でも還流動作に支障はな
く、第二交流スイッチの動作は安定となる。
スイッチを商用周波数でオン・オフさせるため、高周波
で第二交流スイッチをオン・オフさせていた従来技術に
比べてスイッチング損失が非常に小さくて済むため、高
効率の交流電力調整器が実現できる。また、比較的簡単
な制御回路で第一交流スイッチおよび第二交流スイッチ
を制御することができるため、回路構成が簡単となる。
さらに、第二交流スイッチを制御するのに必要な信号を
出力交流電流から検出することにより、出力端子に接続
される負荷が誘導負荷の場合でも還流動作に支障はな
く、第二交流スイッチの動作は安定となる。
【図１】 本発明の交流電力調整器の回路構成図。
【図２】 本発明の高周波信号のタイミングチャート。
【図３】 本発明の第一、第二交流スイッチのタイミン
グチャート。
グチャート。
【図４】 図１の交流電力調整器の動作説明用回路図。
Ｐ 入力交流電源
１ａ、１ｂ 入力端子
２ 負荷
３ａ、３ｂ 出力端子
４ 第一交流スイッチ
５ 第二交流スイッチ
６ 入力フィルタ
７ 出力フィルタ
８ 高周波信号発生器
９ 発信器
１０ 基準電圧発生器
１１ 比較器
１２ 電流検出器
１３ 変流器
１４ 制御部
Claims (5)
- 【請求項１】 入力交流電源を接続する一対の入力端子
と、負荷を接続する一対の出力端子と、第一交流スイッ
チおよび第二交流スイッチと、を備え、前記入力端子の
一方と前記出力端子の一方は共通のコモン線に接続さ
れ、前記入力端子の他方は前記第一交流スイッチの一端
と接続され、前記出力端子の他方は前記第一交流スイッ
チの他端および前記第二交流スイッチの一端と接続さ
れ、前記第二交流スイッチの他端は前記コモン線に接続
され、前記入力交流電源と同期した周波数の任意の交流
電圧を取り出して出力する交流電力調整器において、前
記第一交流スイッチは、高周波信号発生器からの高周波
信号で制御させ、前記第二交流スイッチは電流検出器に
より出力交流電流の位相と周期を検出した検出信号で制
御させることを特徴とする交流電力調整器。 - 【請求項２】 前記第一交流スイッチおよび前記第二交
流スイッチはそれぞれ、二つの半導体素子を備え、該二
つの半導体素子の被制御端子間に、それぞれその導通方
向とは逆方向にダイオードを接続し、前記二つの半導体
素子の同一極の前記被制御端子同志を接続して構成した
ことを特徴とする請求項１に記載の交流電力調整器。 - 【請求項３】 前記第二交流スイッチの前記二つの半導
体素子は、前記出力交流電流の半周期毎に交互にオン・
オフすることを特徴とする請求項２に記載の交流電力調
整器。 - 【請求項４】 前記高周波信号発生器は、鋸波を発生す
る発信器と、任意の基準電圧を発生する基準電圧発生器
と、前記発信器からの前記鋸波と前記基準電圧発生器か
らの前記基準電圧とを比較して前記第一交流スイッチに
前記高周波信号を出力する比較器と、から構成したこと
を特徴とする請求項１乃至３に記載の交流電力調整器。 - 【請求項５】 前記電流検出器は、前記コモン線に流れ
る前記出力交流電流の位相及び周期を検出する変流器
と、該変流器からの前記検出信号を前記第二交流スイッ
チの前記二つの半導体素子に交互に供給する制御部とか
ら構成したことを特徴とする請求項２乃至４に記載の交
流電力調整器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002113428A JP2003309973A (ja) | 2002-04-16 | 2002-04-16 | 交流電力調整器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002113428A JP2003309973A (ja) | 2002-04-16 | 2002-04-16 | 交流電力調整器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003309973A true JP2003309973A (ja) | 2003-10-31 |
Family
ID=29395619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002113428A Pending JP2003309973A (ja) | 2002-04-16 | 2002-04-16 | 交流電力調整器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003309973A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100944445B1 (ko) * | 2007-07-06 | 2010-02-25 | 주식회사 파워트론 | 교류 저전압 보상회로 및 그 제어 방법 |
| US8193730B2 (en) | 2008-06-12 | 2012-06-05 | 3M Innovative Properties Company | Dimmer and illumination apparatus with amplitude ordered illumination of multiple strings of multiple color light emitting devices |
| CN102801333A (zh) * | 2012-08-13 | 2012-11-28 | 北京星网锐捷网络技术有限公司 | 电压提供装置 |
| JP2013118385A (ja) * | 2005-04-04 | 2013-06-13 | Kokusai Electric Semiconductor Service Inc | 供給電力調整器、半導体製造装置及び半導体デバイスの製造方法 |
| WO2016067443A1 (ja) * | 2014-10-31 | 2016-05-06 | 理化工業株式会社 | 交流電力調整器及び交流電力調整制御方法 |
-
2002
- 2002-04-16 JP JP2002113428A patent/JP2003309973A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013118385A (ja) * | 2005-04-04 | 2013-06-13 | Kokusai Electric Semiconductor Service Inc | 供給電力調整器、半導体製造装置及び半導体デバイスの製造方法 |
| KR100944445B1 (ko) * | 2007-07-06 | 2010-02-25 | 주식회사 파워트론 | 교류 저전압 보상회로 및 그 제어 방법 |
| US8193730B2 (en) | 2008-06-12 | 2012-06-05 | 3M Innovative Properties Company | Dimmer and illumination apparatus with amplitude ordered illumination of multiple strings of multiple color light emitting devices |
| CN102801333A (zh) * | 2012-08-13 | 2012-11-28 | 北京星网锐捷网络技术有限公司 | 电压提供装置 |
| WO2016067443A1 (ja) * | 2014-10-31 | 2016-05-06 | 理化工業株式会社 | 交流電力調整器及び交流電力調整制御方法 |
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