KR20060044988A - 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 - Google Patents

스위칭 전원 제어용 반도체 장치 Download PDF

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KR20060044988A
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테츠지 야마시타
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마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은, 스위칭소자(1)와 스위칭 동작 제어회로를 구비한 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)에 있어서, 스위칭 오프시의 전류 검출신호를 받은 후에, 그 전류 검출신호에 대하여, 지연회로(47)에 의해 어느 일정한 지연시간을 줌으로써, 그 지연시간에 대응하는 블랭킹 시간 내에는, 트랜스의 3차 권선로부터의 신호에 기초하여 얻어진 트랜스 리셋 펄스신호에 의한 스위칭 온 제어를 접수하지 않도록 하여, 스위칭소자(1)의 스위칭을 정지한다.

Description

스위칭 전원 제어용 반도체 장치{SEMICONDUCTOR DEVICE FOR SWITCHING POWER SUPPLY CONTROL}
도 1은 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도.
도 2는 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원장치의 일구성예를 도시한 회로도.
도 3은 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 상기 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원 장치의 동작을 설명하기 위한 타임 차트.
도 4는 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 기준 전압원의 동작을 설명하기 위한 타임 차트.
도 5는 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 기준 전압원의 내부회로의 일구성예를 나타내는 회로도.
도 6은 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 스위칭 동작을 나타내는 파형도.
도 7은 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 지연회로의 일구성예를 나타내는 회로도.
도 8은 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 다른 구성예를 도시한 회로도.
도 9는 본 발명의 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도.
도 10은 본 발명의 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 다른 구성예를 도시한 회로도.
도 11은 본 발명의 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도.
도 12는 본 발명의 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 지연회로의 일구성예를 도시한 회로도.
도 13은 본 발명의 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 지연회로의 동작을 나타내는 파형도.
도 14는 본 발명의 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 다른 구성예를 도시한 회로도.
도 15는 본 발명의 실시형태 4의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도.
도 16은 종래의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도.
본 발명은 스위칭 전원의 출력전압을 스위칭 동작에 의해 제어하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 관한 것이다.
종래부터, 가전제품 등의 일반가정용 기기에는, 그 전원장치로서, 소비전력의 저감화에 의한 전력효율 향상 등의 목적으로 반도체(트랜지스터 등의 스위칭소자)에 의한 스위칭 동작을 이용해서 출력전압을 제어(안정화 등)하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 사용한 스위칭 전원장치가 광범위하게 사용되고 있다.
특히 최근에, 또한 지구온난화 방지대책의 관점에서, 가전제품 등의 기기에서는, 그것들의 동작 대기(스탠바이)시에 있어서의 소비전력 감소가 주목받아, 스탠바이시에 있어서의 소비전력이 보다 낮은 스위칭 전원장치가 강하게 요구되고 있다.
이 요구에 응하기 위해서, 예를 들면, 기기의 통상 동작상태(통상 모드)에서의 정격부하시 전원을 공급하기 위한 주전원용 스위칭 전원장치와, 그것과는 별개로 독립시켜서, 기기의 대기 동작상태(대기 모드)에서의 스탠바이시 전원을 공급하기 위한 스탠바이 전용 스위칭 전원장치를 설치하여, 기기의 스탠바이시에는 스탠바이 전용 스위칭 전원장치로부터 전원을 공급하고, 정격부하시에는 주전원용 스위칭 전원장치로부터 전원을 공급하도록, 기기의 동작 모드에 따라 2개의 스위칭 전원장치를 적절하게 분간하여 사용하는 전원 시스템 등이 개발되어 있다.
이 전원 시스템에서는, 2개의 스위칭 전원장치(컨버터)를 필요로 하므로, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 등을 포함하는 회로 전체의 비용이 높아지는 결점이 있었다. 따라서, 가격을 억제해야만 하는 요청이 강할 경우 등에는, 1개의 스위칭 전원장치(컨버터)로 구성할 수 있는 전원 시스템을 채용하는 일이 많았다. 이 경우, 이 스위칭 전원장치로는 전원의 효율 및 노이즈면에서 부분 공진형이 많이 사용되어 왔다.
그러나 상기와 같은 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서는, 대기시 등의 경부하시(輕負荷時)에는, 스위칭소자에 흐르는 전류는 저감되도록 되어 있지만, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 내부회로 전류는 트랜스를 통하여 항상 공급할 필요가 있다. 따라서, 스위칭소자에 흐르는 전류를 포함하여 스위칭 전원에 흐르는 전류를 0으로 할 수는 없기 때문에, 무부하시에도 소정 크기의 전류가 흐른다. 따라서, 무부하시에도, 스위칭소자에서의 스위칭 동작에 의해 손실이 발생하게 되고, 부하가 적어지는 만큼 이 스위칭소자에서의 손실의 비율이 커진다. 그 결과, 스위칭 전원의 전력효율이 저하하기 때문에, 전원의 대기시의 전력저감화라는 요망이 실현되지 않는다는 문제가 있다.
또한, 부분 공진형의 스위칭 전원장치에서는, 경부하시에 발진 주파수가 높아지기 때문에 스위칭 손실이 커지고, 대기 모드(스탠바이 모드)의 전원효율이 저하된다고 하는 문제점 등이 있다.
(종래예 1)
상기와 같은 스탠바이 모드에서의 전원효율의 저하 문제에 대한 해소안( 예를 들면, 일본국 특허공개공보 2002-315333호 참조)으로서, 전원의 2차측의 부하 상태를 마이크로 컴퓨터에 의해 검출하고, 그 신호를 받아 대기 모드에 이행하고, 피드백 제어에 의해, 상용주파수를 기초로 해서 간헐발진하는 제어 기술을 받아 들이고 있다. 이 경우에는, 대기 모드시에 있어서의 전원효율을 개선하기 위해서, 경부하로 되어 출력전압이 상승해서 소정값 이상이 되면, 스위칭소자에 의한 스위칭 동작을 정지하고, 그 후에, 출력전압이 하강해서 소정값 이하가 되면, 스위칭소자에 의한 스위칭 동작을 재개하도록, 마이크로 컴퓨터에 의해 피드백 제어되고 있다.
이 스위칭 전원에서는, 스위칭 동작이 간헐적인 때의 발진 주파수는 부하 상태에 관계없이 일정하게 되어 있기 때문에, 대기시의 전원효율의 개선이라고 하는 것에 관해서는 아직 충분하다고 할 수 없다.
(종래예 2)
이상의 문제점에 대하여, 이하와 같은 스위칭 전원장치가 고려된다. 이 스위칭 전원장치에 대해서, 그 개략을 도 16을 사용해서 이하에 설명한다.
도 16은 종래의 스위칭 전원장치의 일 구성예를 도시한 회로도이다. 이 스위칭 전원장치는 도 16에 도시된 바와 같이, 직류의 입력전압(VIN)을 트랜스(103)의 1차 권선(103a)을 통하여 스위칭소자(1)에 인가하고, 스위칭소자(1)의 스위칭 동작에 의해, 트랜스(103)의 2차 권선(103b)에 발생한 교류전류를 정류기(104) 및 콘덴서(105)에 의해 정류 평활하여 얻어진 직류의 출력전압(Vo)를 제어하여, 부하(109)에 전력공급하는 스위칭 전원에 있어서, 트랜스(103)의 3차 권선(103c)에 발생한 교류전압으로부터 스위칭소자(1)의 스위칭 동작에 의해 발생하는 트랜스(103)의 리셋 상태를 검출하고, 그 리셋 상태를 나타내는 트랜스 리셋 검출신호를 출력하는 트랜스 리셋 검출회로(13)와, 트랜스(103)의 2차 권선(103b)에 발생한 직류전압(Vo)의 변화를 기초로 해서 출력전압 검출회로(106) 및 포토트랜지스터(110)를 통하여 얻어진 제어전류의 변화를, 그 전류값에 대응한 전압으로 변환하는 I-V 변환기(21)와, I-V 변환기(21)로부터의 출력전압(VEAO)의 변화에 기초하여 부하(109)로의 전력공급의 크기를 나타내는 부하 상태로서 경부하시를 검출했을 경우에, 스위칭소자(1)에 의한 스위칭의 간헐동작을 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 경부하시 검출회로(24)를 가지고 있고, 이들에 의해, 스위칭소자(1)의 제어 전극(게이트 전극)을 구동하는 제어회로의 일부를 구성하고 있다.
그리고, 경부하시 검출회로(24)는 I-V 변환기(21)로부터의 출력전압(VEAO) 이 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 하한전압(VR1)보다 작아졌을 때에, 스위칭소자(1)의 스위칭 동작을 정지하고, I-V 변환기(21)로부터의 출력전압(VEAO)이 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 상한전압(VR2)보다 커졌을 때에, 스위칭소자(1)의 스위칭 동작을 재개하도록 간헐동작을 제어하기 위한 제어신호를 출력한다. 또한, 제어회로는 트랜스 리셋 검출회로(13)로부터의 트랜스 리셋 검출신호, 및 경부하시 검출회로(24)로부터의 제어신호에 기초하여, 스위칭소자(1)의 제어 전극(게이트 전극)을 구동하여, 경부하시의 간헐동작을 제어하도록 구성되어 있다.
이상과 같이 구성된 스위칭 전원장치의 개략동작을 설명한다. 여기에서는, 경부하를 검출했을 경우에, 스위칭소자에 의한 스위칭의 간헐동작을 행하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 전원동작을 설명한다.
도 16에 있어서, 내부회로가 기준전압까지 상승하면 제어회로가 기동하고, 그 후, 단자(41)와 단자(42) 사이에 접속된 콘덴서(118)에 의해 단자(41)의 전압이 상승하여 기동전압이 되면, 파워 MOSFET 등의 스위칭소자(1)가 턴온되어 온 상태가 되고, 그 드레인 전류가 트랜스(103)의 2차 권선(103b)에 접속된 출력전압 검출회로(106)로부터 포토트랜지스터(110)로의 포토 커플러 전류에 의한 피드백 전류로 결정되는 과전류 검출레벨에 이르면, 스위칭소자(1)는 턴오프하여 오프 상태가 된다. 스위칭소자(1)가 오프되면, 그 드레인 전압은 트랜스(103)의 인덕턴스와 스위칭소자(1)의 드레인-소스간 용량과의 공진에 의해, 링잉(ringing) 동작을 행한다.
이렇게 하여, 일단 스위칭 전원 제어용 반도체 장치가 기동하면, 다음의 온 신호는 트랜스(103)의 3차 권선(바이어스 권선)(103c)에 의해 검출되지만, 제어회로 내부에서는 바이어스 권선 전압은 +∼-레벨로 클램프되어 있고, 제어회로 내부에서 바이어스 권선전압이 설정값 이하가 되면, 온 신호를 출력한다. 또한, 바이어스 권선 검출단자(44)에는 저항(116)과 콘덴서(117)를 접속하여, 스위칭소자(1)의 드레인 전압의 보톰(bottom)에서 스위칭소자(1)가 온되는 타이밍이 얻어지도록 저항(116)과 콘덴서(117)의 각 값에 의한 시정수가 조정되어 있다.
이상의 동작을 반복하여, 소망의 출력전압(Vo)를 얻도록 하고 있지만, 경부하시의 전원효율을 개선하기 위해서, 피드백 전류가 어느 일정값 이상 흐르면 스위칭소자(1)에 의한 스위칭 동작을 정지하고, 피드백 전류가 어느 일정값 이하가 되면 스위칭소자(1)에 의한 스위칭 동작을 재개하는 간헐발진제어(간헐스위칭동작)을 행함으로써, 경부하시의 전원효율을 개선하여 소비전력을 삭감하고 있다.
또한, 스위칭소자(1)에 의한 스위칭동작의 제어 방법으로서는 의사 공진형의 링잉 쵸크 컨버터(RCC) 제어이며, 스위칭소자 온 시의 스위칭 손실을 저감할 수 있음과 아울러, 저노이즈를 실현할 수 있기 때문에, 저노이즈ㆍ고효율 및 고출력이 요구되는 시장에 적합하다. 또한, 경부하시에는 간헐발진제어에 의한 간헐 스위칭 동작으로 되기 때문에, 일반적으로 RCC에서 문제가 되는 경부하시의 스위칭 주파수의 상승은 억제되고, 경부하시의 스위칭 손실에 대해서는 어느 정도 저감되어 있다.
그러나, 상기와 같은 종래의 스위칭 전원장치에서는, RCC 제어이기 때문에, 트랜스의 2차 권선측의 부하가 가벼워질수록, 스위칭 주파수가 높아지게 되어, 스위칭소자(1)에서의 단위시간당 스위칭 손실이 커지고, 대기시와 같은 경부하시에는 전원효율이 악화되어 버린다는 문제점을 가지고 있었다.
본 발명은 상기 종래의 문제점을 해결하는 것으로, 경부하시의 고주파수 동작화를 억제하여 스위칭 손실을 저감하고, 경부하시의 전원효율을 개선할 수 있고, 경부하시의 소비전력을 삭감시킬 수 있는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기의 과제를 해결하기 위해서, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 직류의 입력전압을 트랜스의 1차 권선을 통하여 스위칭소자에 인가하고, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 트랜스의 2차 권선에 발생된 교류전류를 정류 평활하여 얻어진 직류전압을 제어하여, 부하에 전력 공급하는 스위칭 전원에 있어서, 상기 트랜스의 3차 권선에 발생된 교류전압으로부터, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 발생되는 상기 트랜스의 리셋 상태를 검출하고, 그 리셋 상태를 나타내는 트랜스 리셋 검출신호를 출력하는 트랜스 리셋 검출회로와, 상기 트랜스의 2차 권선에 발생된 교류전류에 기초한 상기 직류전압의 변화를 나타내는 제어전류의 전류값을 전압으로 변환하는 I-V 변환기와, 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압을 기초로 하여 상기 스위칭소자에 흐르는 전류를 검출하고, 그 검출값에 따라서 상기 스위칭소자의 스위칭 온을 제어하기 위한 전류 검출신호를 출력하는 전류 검출신호 출력수단을 갖는 제어회로를 구비하고, 상기 제어회로에 의해, 상기 트랜스 리셋 검출회로로부터의 트랜스 리셋 검출신호, 및 상기 전류 검출신호 출력수단으로부터의 전류 검출신호에 기초하여, 상기 스위칭소자의 제어전극을 구동하여, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치로서, 상기 전류 검출신호 출력수단으로부터의 전류 검출신호에 대하여 소정의 지연시간을 부여하는 지연회로를 설치하고, 상기 지연회로로부터 소정의 시간 지연된 상기 전류 검출신호를 출력할 때까지, 상기 트랜스 리셋 검출회로로부터의 트랜스 리셋 검출신호를 마스크하여, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 정지하도록 구성되어 있다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압의 변화에 기초하여, 상기 부하로의 전력공급의 크기를 나타내는 부하 상태로서 경부하시를 검출했을 경우에, 상기 스위칭소자에 의한 스위칭의 간헐동작을 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 경부하시 검출회로를 설치하고, 상기 경부 하시 검출회로를, 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압이 상기 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 하한 전압보다 작아졌을 때, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 정지하고, 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압이 상기 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 상한전압보다 커졌을 때, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 재개하도록, 상기 간헐동작을 제어하기 위한 제어신호를 출력하도록 구성하고, 상기제어회로에 의해, 상기 트랜스 리셋 검출회로로부터의 트랜스 리셋 검출신호, 및 상기 경부하시 검출회로로부터의 제어신호에 기초하여, 상기 스위칭소자의 제어 전극을 구동하고, 상기 간헐동작을 제어하도록 구성되어 있다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는, 상기 스위칭소자와 상기 제어회로를 동일한 반도체 기판 상에 집적화하고, 상기 반도체 기판 상에 적어도, 상기 입력전압을 상기 트랜스의 1차 권선을 통하여 상기 스위칭소자에 입력하기 위한 스위칭소자 입력단자와, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 얻어진 스위칭 전류를 출력하기 위한 스위칭소자 출력단자와, 상기 제어회로에 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 상기 트랜스의 3차 권선에 발생된 전류에 기초한 직류전압을 공급하기 위한 전원단자와, 상기 부하 상태에 따라서 변화되는 상기 트랜스의 2차 권선측의 직류전압에 기초하여, 상기 스위칭소자에 의한 스위칭 동작을 제어하는 제어신호를 입력하기 위한 제어단자와, 상기 트랜스 리셋 검출회로에 상기 트랜스 리셋 검출신호를 공급하기 위한 트랜스 리셋 검출용 단자를, 외부 접속 단자로서 설치하고 있다.
이상과 같이 본 발명에 따르면, 스위칭 오프시의 전류검출신호를 수신한 후, 그 전류검출신호에 대하여 어떤 일정한 지연 시간을 부여함으로써, 그 지연 시간에 대응하는 블랭킹 시간 내에는, 트랜스의 3차 권선으로부터의 신호에 기초하여 얻어진 트랜스 리셋 펄스신호에 의한 스위칭 온 제어를 받지 않도록 하여, 스위칭소자의 스위칭을 정지할 수 있다.
그 때문에, 경부하시의 고주파수 동작화를 억제해서 스위칭 손실을 저감하고, 경부하시의 전원효율을 개선할 수 있고, 경부하시의 소비전력을 삭감시킬 수 있음과 아울러, 의사 공진동작이기 때문에, 통상 동작시에도 경부하시로부터 중부하시까지의 모든 부하영역에서 고효율화 및 저노이즈화를 용이하게 실현할 수 있다.
이하, 본 발명의 실시의 형태를 나타내는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 대해서, 도면을 참조하면서 구체적으로 설명한다.
(실시형태 1)
본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 설명한다.
도 1은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다. 도 2는 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 사용하여 구성한 스위칭 전원의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 1에 도시된 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)에는, 제어단자(45)로부터 유출되는 전류를 I-V 변환기(21)에 의해 전압변환한 출력전압(VEAO)이 제공되는 경부하시 검출회로(24)가 설치되어 있다. 이 경부하시 검출회로(24)에는, 경부하시 검출용 비교기(22)가 설치되어 있다. 경부하시 검출용 비교기(22)의 마이너스 입력 으로는, I-V 변환기(21)로부터 출력되는 출력전압(VEAO)이 제공되고 있고, 플러스 입력으로는, 기준 전압원(23)로부터 출력되는 기준전압(VR)이 제공되고 있다. 경부하시 검출용 비교기(22)는 입력되는 출력전압(VEAO)과 기준전압(VR)을 비교하여, 출력전압(VEAO)이 기준전압(VR)을 밑도는 경우에, 소정의 출력신호(VO1)를 인버터(25)을 통하여 AND회로(26)에 출력하게 되어 있다. 또한, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)는 기준 전압원(23)에도 제공되고 있고, 기준 전압원(23)은 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)를 받아서 출력전압(VR)이 변화하도록 되어 있다.
AND 회로(26)에는, 트랜스 리셋 검출단자(44)의 전압을 검출해서 트랜스 리셋 검출회로(13)로부터 출력되는 트랜스 리셋 검출신호가 클록신호로서, 다른 입력 신호로 제공되고 있고, AND 회로(26)의 출력이, 원-샷 펄스 형태(one-shot pulse type)의 트랜스 리셋 펄스를 발생시키는 트랜스 리셋 펄스 발생회로(27)에 제공되고 있다. 경부하시 검출시, 즉, 스위칭소자(1) 정지시에는, 그 정지 시간에 의해 공진동작의 진폭이 작아져서, 트랜스 리셋 신호를 검출할 수 없게 될 우려가 있기 때문에, 트랜스 리셋 펄스 발생회로(27)가 동작하지 않도록 하고 있다.
또한, 경부하시 검출 비교기(22)의 출력(VO1)은 인버터(25)를 통하여 간헐종료 펄스 발생회로(28)에 입력되고 있지만, 정지기간 종료후, 간헐종료 펄스 발생회로(28)의 출력이 OR 회로(29)에 입력되고, 그 출력신호는 RS 플립플롭(30)의 세트 신호로서 입력된다. RS 플립플롭(30)의 출력신호는 NAND 회로(39)에 입력되고, 그 출력은 게이트 드라이버(40)을 통과하여 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)의 게이트에 출력된다. 이와 같이, 경부하시 검출 비교기(22)에 의해, 대기상태인 경부하 상태를 검출하면, 트랜스 리셋 검출회로(13)를 동작하지 않도록 하고, 간헐종료 펄스 발생회로(28)의 출력신호에 의해 스위칭소자(1)의 스위칭을 재개시키도록 스위칭제어된다.
이 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)에서는, 파워 MOSFET 등에 의한 스위칭소자(1)와 스위칭소자의 스위칭 제어를 행하기 위한 제어회로가 동일한 반도체기판 상에 집적화되어 있고, 스위칭소자(1)의 입력단자(41)와 출력단자(42), 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 기동전압 검출용 단자 및 제어회로의 전원단자(43), 제어신호를 입력하기 위한 제어단자(45), 트랜스(103)의 바이어스 권선(3차 권선) 전압 검출용 단자(트랜스 리셋 검출단자)(44)의 5단자로 구성되어 있다.
레귤레이터(6)는 스위칭소자(1)의 입력단자(41), 기동전압 검출용 단자(43) 및 제어회로 및 게이트 드라이버용 기준전원(8)의 사이에 접속되어 있고, 스위칭소자(1)의 입력단자(41)의 전압이 일정값 이상이 되었을 때, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 내부회로 전류를 공급하고, 비교기(9)에 의해, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 제어회로 및 게이트 드라이버 기준전원(8)의 전압이 일정값이 되도록 제어하고 있다.
기동/정지 회로용 비교기(7)의 출력은 NAND회로(39)에 입력되고, 그 출력신호는 게이트 드라이버(40)를 통하여 스위칭소자(1)의 게이트에 출력되고 있으며, 단자(43)의 전압의 크기에 따라, 스위칭소자(1)의 발진 및 정지를 제어하고 있다.
14는 클램프 회로이며, 제어단자(45)에 접속되어 있고, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 외부에 포토트랜지스터(110) 등이 접속되기 때문에 일정 전위로 설정되어 있다.
21은 I-V 변환기이며, 제어단자(45)로부터 유출되는 전류를 전압으로 내부변환한다. 트랜스(103)의 바이어스 권선(103c)의 전압을 검출하는 단자(44)에는, 하이사이드 클램프 회로(12) 및 로우사이드 클램프 회로(11)가 접속되어, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 내부에 입력되는 전압을 제한하고 있다. 또한, 단자(44)에는 트랜스 리셋 검출회로(13)가 접속되어 있어, 원샷 펄스(트랜스 리셋) 발생회로(27)에 의해, 스위칭소자(1)의 턴온 신호의 타이밍을 결정하고 있다.
10은 스타트 펄스(기동펄스) 발생회로이며, 비교기(7)의 출력신호, 즉, 기동신호에 의해 출력을 발생하고, OR 회로(29)를 통하여 RS 플립플롭(30)의 세트 단자에 입력되며, 그 출력(Q)은 NAND 회로(39)에 입력된다.
기동후에는, 스타트 펄스신호, 그리고 통상 동작중에는, 원샷(트랜스 리셋)펄스신호에 의해, OR회로(29)를 통하여, RS 플립플롭(30)의 출력신호(Q)가 H가 되고, 스위칭소자(1)을 턴온 상태로 한다.
스위칭소자(1)의 온 후, 스위칭소자(1)에 흐르는 전류와 스위칭소자(1)의 온 저항에 의한 전압, 즉, 온 전압이 드레인 전류 검출용 비교기(36)의 플러스측에 입력되고, 이 전압이 마이너스측의 전위보다 높아졌을 때, 온시 블랭킹 펄스 발생회로(37)와의 AND 회로(38)를 통하여, RS 플립플롭(30)의 리셋 신호로서 입력되어, 스위칭소자(1)가 턴오프된다. 즉, 스위칭소자(1)의 온 저항을 검출하는 것에 의해, 드레인 전류의 제한을 행하고 있다.
또한, 드레인 전류 검출용 비교기(36)의 마이너스측에는, 클램프 회로(31)와 제어단자(45)로부터 유출되는 전류에 대응해서 I-V 변환기(21)에 의해 내부변환된 출력전압(VEAO)에 기초하여, 정전류원(32) 및 P형 MOSFET(33)에 의해 생성된 전압이 인가되고 있고, 클램프 회로(31)에서 드레인 전류의 상한(최대 드레인 전류)을 제한해서, I-V 변환기(21)로부터의 출력전압(VEAO)의 레벨에 의해, 스위칭소자(1)의 드레인 전류를 변화시킬 수 있다. 즉, 제어단자(45)로부터의 유출 전류가 증가할수록 I-V 변환기(21)의 출력전압(VEAO)이 저하되기 때문에, 드레인 전류 검출용 비교기(36)의 마이너스측의 전위가 저하하고, 그 결과로서, 스위칭소자(1)의 드레인 전류는 저하하게 된다.
이와 같이, 제어단자(45)의 전류에 의해 내부전압변환된 I-V 변환기(21)의 출력전압(VEAO)과 단자(44)에 의해 트랜스(103)의 바이어스 권선(103c)의 전압을 검출하고, 스위칭소자(1)의 턴온 타이밍을 결정하는 트랜스 리셋 검출회로(13)의 출력에 의해 원샷 펄스를 발생하는 트랜스 리셋 펄스 발생회로(27)의 출력신호에 의해, 스위칭소자(1)의 온/오프 기간이 결정된다.
이 스위칭 전원장치에서는, 상용의 교류전원이, 다이오드 브릿지 등의 정류기(101)에 의해 정류되고, 입력 콘덴서(102)에서 평활화됨으로써 직류전압(VIN)으로 되어, 전력변환용 트랜스(103)에 제공되고 있다. 전력변환용의 트랜스(103)는 1차 권선(103a)과 2차 권선(103b)과 3차 권선(바이어스 권선로서 사용)(103c)을 가지고 있고, 직류전압(VIN)이 1차 권선(103a)에 제공된다.
트랜스(103)의 1차 권선(103a)에 제공된 직류전압(VIN)은 스위칭 전원 제어 용 반도체 장치(46) 내의 스위칭소자(1)에 의해 스위칭된다. 그리고, 그 스위칭소자(1)의 스위칭 동작에 의해, 트랜스(103)의 2차 권선(103b)에 전류가 취출된다. 2차 권선(103b)에 취출된 전류는, 2차 권선(103b)에 접속된 다이오드(104) 및 콘덴서(105)에 의해, 정류 및 평활화되어, 출력전압(Vo)에 의한 직류전력으로서 부하(109)에 공급된다.
콘덴서(105)의 양단에는, 예를 들면, LED(107) 및 제너 다이오드(108)로 구성된 출력전압 검출회로(106)가 접속되어 있고, 출력전압(Vo)을 안정화시키기 위한 귀환 신호를, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 제어단자(45)에 접속되어 있는 1차측의 포토트랜지스터(110)에 출력하고 있다.
또한, 트랜스의 3차 권선(103c)에는, 바이어스 권선 전압 검출용 단자(44), 및 다이오드(112)를 통하여, 기동전압 검출용 단자(43)에 접속되어 있다. 또한, 콘덴서(111)는 단자(43)가 급격하게 저하하지 않도록 하는 것, 즉, 안정화시키는 것이며, 단자(44)에 접속된 저항기(116) 및 콘덴서(117)는 지연시간을 생성하기 위한 것이며, 이것들에 의해 단자(44)에서 검출되는 트랜스 리셋 검출의 타이밍을 조정하고 있다. 스위칭소자(1)의 입출력 사이에 접속된 콘덴서(118)는 트랜스(103)와의 공진에 의한 링잉의 크기 및 주기를 결정하기 위한 것인다.
이상과 같이, 경부하시에 간헐제어를 행하는 것에 의해, 스위칭소자(1)에 의한 스위칭 손실을 억제하고, 경부하시의 전원효율을 개선할 수 있지만, 또한 도 1 에 도시된 바와 같이, 지연회로(47)가 스위칭 오프시의 전류 검출신호를 수신한 후, 그 전류 검출신호에 대하여, 지연회로(47)에 의해 어느 일정한 지연시간을 부여 함으로써, 그 지연시간에 대응하는 블랭킹 시간 내에는, 트랜스(103)의 3차 권선(103c)으로부터의 신호에 기초하여 트랜스 리셋 펄스 검출회로(27)에서 얻어진 트랜스 리셋 펄스신호에 의한 스위칭 온 제어를 받지 않도록 하고, 스위칭소자(1)로 온 신호를 제공하지 않도록 하여, 스위칭소자(1)의 스위칭을 정지해서 스위칭 온의 타이밍을 늦추도록 구성되어 있다.
이와 같이 구성된 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46) 및 스위칭 전원장치의 경부하시에서의 동작을 설명한다. 또한, 이 스위칭 전원장치는 부분 공진동작을 이용한 링잉 쵸크 컨버터(RCC)이며, 본 실시형태 1을 설명하기 위한 일구성예이다.
도 3은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치, 및 상기 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원장치의 동작을 설명하기 위한 타임 차트이다. 도 4는 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 기준 전압원의 동작을 설명하기 위한 타임 차트이다. 도 5는 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서의 기준 전압원의 내부회로의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 1 및 도 2에서, 정류기(101)에 상용전원으로부터의 교류전원이 입력되면, 정류기(101)와 콘덴서(102)에 의해, 정류 및 평활화되어서, 직류전압(VIN)으로 변환된다. 이 직류전압(VIN)이 트랜스(103)의 1차 권선(103a)에 인가된다. 그리고, 직류전압(VIN)이 일정값 이상이 되면, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46) 내의 레귤레이터(6)를 통하여, 콘덴서(111)에 충전 전류가 흐르고, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 단자(43)의 전압이 기동/정지용 비교기(7)에서 설정된 기동전압 에 도달하면, 스위칭소자(1)에 의한 스위칭 동작의 제어가 개시된다.
기동/정지용 비교기(7)의 출력신호를 기초로 기동펄스 발생회로(10)에 의해 스타트 펄스(기동펄스)가 발생하고, 스위칭소자(1)이 턴온된다. 또한, 2차측의 출력은 기동시에 낮아서, 출력전압 검출회로(106)의 제너 다이오드(108)에는 전류가 흐르지 않기 때문에, 포토트랜지스터(110)에는 전류가 흐르지 않는다. 따라서, I-V 변환기(21)의 출력전압(VEAO)은 클램프 회로(31)보다 높은 레벨이 되고, 드레인 전류 검출용 비교기(36)의 마이너스측은 클램프 회로(31)에서 결정되는 전압으로 설정되어 있다. 기동펄스 발생회로(10)에 의해 스타트 펄스가 발생하고, 스위칭소자(1)가 턴온되면, 스위칭소자(1)에 전류가 흐르고, 온 저항과의 곱으로 결정되는 온 전압이 드레인 전류 검출용 비교기(36)의 플러스측에 입력되지만, 마이너스측에서 결정되는 전압 이상 상승하면, RS 플립플롭(30)의 리셋 단자신호에 H가 입력되어, 스위칭소자(1)는 턴오프된다.
이 후, 트랜스(103)의 인덕턴트와 콘덴서(118) 및 스위칭소자(1)의 입출력간 용량으로 결정되는 공진동작에 의해, 트랜스(103)의 3차 권선(바이어스 권선)(103c)의 전압이 정으로부터 부, 즉, 스위칭소자(1)의 입력단자(41)의 전압이 저하되었을 때, 트랜스 리셋 검출회로(13)에 의해, 트랜스 리셋 펄스 발생회로(27)로부터의 원샷 펄스신호가 OR 회로(29)를 통하여, RS 플립플롭(30)의 세트 단자에 H가 입력되어, 스위칭소자(1)는 턴온된다.
또한, 트랜스(103)의 3차 권선(바이어스 권선)(103c)과 단자(44) 사이에 접속된 저항기(116) 및 콘덴서(117)에 의해, 트랜스 리셋 검출회로(13)의 검출 시간 을 조정하고, 스위칭소자(1)의 입력단자(41)의 전압이 대략 0볼트가 되는 지점에서 스위칭소자(1)를 턴온하도록 하고 있다.
이상과 같은 스위칭 동작이 반복되어서, 출력전압(Vo)이 상승해 가지만, 출력전압 검출회로(106)에서 설정된 전압 이상이 되면, LED(107)가 도통되고, 포토트랜지스터(110)에 전류가 흘러, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 제어단자(45)로부터 전류가 유출된다. 이 유출 전류의 크기로, I-V 변환기(21)의 출력전압(VEAO)이 저하되고, 이로 인해, 드레인 전류 검출용 비교기(36)의 마이너스측이 저하되기 때문에, 스위칭소자(1)의 드레인 전류는 감소한다. 이와 같이, 스위칭소자(1)의 온 듀티는 적절한 상태로 변화되어 간다. 즉, 스위칭은 트랜스 리셋 검출회로(13)로부터의 출력신호에 의해, 트랜스 리셋 펄스 발생회로(27)로부터 출력된 원샷 펄스에 의해 턴온하고, 스위칭소자(1)의 온 듀티는 제어단자(45)로부터 유출되는 전류에 의해 결정된다.
즉, 도 6에 도시된 바와 같이, 부하(109)로의 전류공급이 작은 경부하시에는 스위칭소자(1)에 전류(IDS)가 흐르는 기간이 짧아지고, 통상 동작중과 같이, 중부하시에는 스위칭소자(1)에 전류(IDS)가 흐르는 기간이 길어진다.
이와 같이, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)는 스위칭 전원의 부하(109)에 공급되는 전력에 따라, 스위칭소자(1)의 드레인 전류(IDS)를 제어하고, 온 듀티를 변화시키는 제어를 행한다. 또한, 스위칭소자(1)의 턴온 타이밍은, 공진동작중에 스위칭소자(1)의 입력전압이 가장 저하됐을 때 출력하도록 설정되어 있기 때문에, 온 시의 스위칭 손실이 거의 없다. 즉, 온 시의 스위칭 손실을 무시할 수 있는 부분 공진 동작을 행한다. 이와 같은 동작을 행함으로써 통상 동작시의 고효율화 및 저노이즈화를 실현할 수 있다.
다음에, 경부하시 검출용 비교기(22)는 제어단자(45)로부터 유출되는 전류를 I-V 변환기(21)에 의해 전압변환된 출력전압(VEAO)과 기준 전압원(23)의 출력전압(VR)을 비교한다. 기준 전압원(23)의 출력전압(VR)은 당초(도 3의 통상시), 경부하시 검출 하한전압(VR1)으로 되어 있다. 스위칭 전원의 출력에 접속된 부하(109)로의 전류공급이 작아지는 대기시의 경우(도 3의 부하 변동상태) 등에서는, 부하로의 공급 전류가 저하되면, 출력전압(Vo)이 상승하고, LED(107)에 의한 포토트랜지스터(110)의 전류가 증가한다. 이 전류에 의해 제어단자(45)로부터 유출되는 전류가 증가하기 때문에, 식(1)에 따라, I-V 변환기(21)의 변환 전압(VEAO)이 하강한다.
VEAO=V0-R ×I …(1)
여기서, V0는 미리 설정된 기준 전압원(20)에 의한 기준전압, R은 저항기(19)의 저항값, I는 제어단자(45)로부터 유출되는 전류를 내부의 미러 회로(15∼18)에 의해 변환한, 저항기(19)를 흐르는 전류값이다.
그러므로, 상기의 식(1)로부터, 제어단자(45)로부터의 유출 전류가 증가할수록 I-V 변환기(21)의 출력전압(VEAO)은 저하된다. 이에 따라, 드레인 전류 검출용 비교기(36)의 기준전원(마이너스측)이 저하되고, 스위칭소자(1)의 드레인 전류는 서서히 저하되어 부하(109)로의 전력공급이 저하되어 간다. 그리고, 이 I-V 변환기(21)의 변환 전압(VEAO)이 경부하시 검출 하한전압(VR1)보다 작아지면, 경부하시 검출 상태가 되고, 도 4에 도시된 바와 같이, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력 신호(VO1)는 저 레벨로부터 고 레벨로 변화된다.
이것에 의해, 인버터(25)를 통한 AND 회로(26)의 출력은 저 레벨이 되고, 트랜스 리셋 펄스 발생회로(27)의 원샷 펄스신호가 출력되지 않기 때문에, 스위칭소자(1)의 스위칭동작이 정지한다. 이 때(도 3의 무부하시) 동시에, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)를 받아서, 기준 전압원(23)의 출력전압(VR)은 경부하시 검출 하한전압(VR1)으로부터 경부하시 검출 상한전압(VR2)으로 변경된다.
스위칭소자(1)에 의한 스위칭 동작이 정지하고, 스위칭소자(1)가 오프 상태가 되면, 스위칭소자(1)에는 전류가 흐르지 않는 상태가 된다. 이것에 의해, 부하(109)로의 전력공급이 없어지기 때문에, 부하(109)로의 출력전압(Vo)은 서서히 저하된다. 이것에 의해, I-V 변환기(21)의 출력전압(VEAO)이 서서히 상승하지만, 기준 전압원(23)의 출력전압은 경부하시 검출 하한전압(VR1)보다 높은 경부하시 검출 상한전압(VR2)으로 되어 있기 때문에, 도 4에 도시된 바와 같이, 스위칭소자(1)에 의한 스위칭 동작은 즉시 재개되지 않는다.
그리고, 도 3에 나타낸 바와 같이, 또한 부하(109)에의 출력전압(Vo)이 저하되고, 도 4에 나타낸 바와 같이, I-V변환기(21)의 출력전압(VEAO)이 경부하시 검출 상한전압(VR2)보다 상승했을 때에는, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)는 저 레벨이 되고, 그 신호를 받아, 인버터(25)를 통과한 간결종료 펄스 발생회로(28)의 신호가 출력된다. 그리고 이 출력신호에 의해, 스위칭소자(1)의 스위칭 동작이 재개된다. 동시에, AND회로(26)에 의해 동작을 정지시키고 있었던 트랜스 리셋 검출회로(13)가 유효하게 되어 트랜스 리셋 펄스 발생회로(27)의 원샷 펄스 출 력신호에 의해, 스위칭소자(1)는 통상의 부분 공진형의 온오프 동작이 재개(도 3의 통상시와 동일상태) 된다.
또한 이 때 동시에, 도 4에 나타낸 바와 같이, 기준 전압원(23)의 출력전압(VR)은, 대기시(경부하시) 검출 상한전압(VR2)으로부터 대기시(경부하시) 검출 하한전압(R1)으로 변경된다. 스위칭소자(1)에 의한 스위칭 동작이 재개되면, 스위칭소자(1)의 온 듀티는, 경부하시 검출시의 온 듀티보다 넓어져 있기 때문에, 부하(109)에의 전력공급은 과잉으로 되고, 다시 부하에의 출력전압(Vo)이 상승해, I-V 변환기(21)의 출력전압(VEAO)이 저하된다. 그리고 다시 경부하시 검출되면, 스위칭소자(1)의 온오프의 반복에 의한 스위칭 동작이 정지한다.
이와 같이, 기준 전압원(23)으로부터의 출력전압(VR)이, 경부하시 검출됨으로써, 경부하시 검출 하한값(VR1)으로부터 경부하시 검출 상한값(VR2)으로 변화되기 때문에, 대기시를 검출하고 있는 동안은, 스위칭소자(1)의 온오프 동작을 반복하는 스위칭 제어는 정지와 재개가 반복된다고 한 간헐 발진상태(간헐 스위칭 동작)로 된다.
부하(109)에의 출력전압(Vo)은, 이 간헐 발진의 정지기간 중에 저하하지만, 이 저하의 정도는 부하(109)에의 공급 전류에 의존한다. 즉, 부하(109)에서 소비되는 전류가 작게 될수록 부하(109)의 출력전압(Vo)의 저하가 완만해지고, 간헐 발진의 정지기간은 부하(109)에서 소비되는 전류가 작을수록 길어지기 때문에, 부하가 가벼워지면 질수록 스위칭소자(1)의 스위칭 동작이 감소하게 된다.
도 5에 나타내는 기준 전압원(23)은, 기준 전압원(23)의 출력전압(VR)을 결 정하기 위한 정전류원(300)과 정전류원(301) 및 저항(303)과, P형 MOSFET 등의 스위칭소자(302) 및 인버터 회로(304)로 구성되어 있다.
정전류원(300)은, 정전류(I1)를 공급하고, 저항기(303)에 접속되어 있다. 또한, 정전류원(301)은 정전류(I2)를 공급하고, 스위치소자(P형 MOSFET)(302)를 통하여 저항기(303)에 접속되어 있다. 스위치소자(302)의 게이트 등의 입력단자에는, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)가 인버터 회로(304)를 통하여 입력된다. 또한, 정전류원(300) 및 정전류원(301)과 저항(303)으로 만들어지는 전압이, 기준전압원(23)의 출력전압(VR)으로서 출력되어, 경부하시 검출용 비교기(22)의 플러스측 단자에 입력되게 되어 있다.
이와 같이 구성된 경부하시 검출회로(24)의 동작을 이하에 설명한다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출전 상태에 있어서는, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)는 저 레벨(LOW)로 되어 있기 때문에, 스위치소자(302)는 오프로 된다. 따라서, 이 때의 기준 전압원(23)의 출력신호(VR), 즉 경부하시 검출 하한전압(VR1)은 식(2)로 나타내어진다.
VR1=R1×(I1) ····(2)
한편, 경부하시 검출상태로 되면, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)는 고 레벨(HIGH)로 되기 때문에, 스위치소자(302)가 온으로 되어 정전류원(301)으로부터 공급되는 전류(I2)도 저항(303)으로 흐르게 된다. 따라서, 이 때의 기준 전압원(23)의 출력신호(VR), 즉 경부하시 검출 상한전압(VR2)은 식(3)으로 나타내어진다.
VR2=R1×(I1+I2) ····(3)
이상에 의해, 도 4에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)에 따라서, 기준 전압원(23)의 출력전압(VR)이 경부하시 검출 하한전압(VR1)이 되거나, 경부하시 검출 상한전압(VR2)이 되거나 함으로써, 대기시의 간헐발진상태를 만들어 낼 수 있다.
또, 본 실시형태 1에서는, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)에 따라서, 기준 전압원(23)의 출력전압 설정용의 정전류값을 변화시키게 되어 있지만, 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력신호(VO1)에 따라서, 기준 전압원(23)의 출력전압 설정용의 저항치를 변화시키도록 해도 좋다.
다음에, 도 6 및 도 7을 사용하여, 지연회로(47)의 구성예 및 그 동작을 설명한다.
도 6은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 파형도이다. 도 7은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 지연회로의 일구성예를 나타내는 회로도이다. 도 8은 본 실시형태1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 다른 구성예를 나타내는 회로도이다.
도 1 및 도 2에서는, 도 16에 나타내는 종래예의 구성에 지연회로(47)를 추가하고 있고, 이와 같이 지연회로(47)를 설치하고 있는 이유를, 이하에 설명한다.
우선, 최고주파수의 제한에 대해서 설명한다.
의사 공진은 RCC(링잉 쵸크 컨버터)이며, 기본은 자려이므로, 부하가 가벼워지면 질수록 발진 주파수는 높아진다.
전원에서는, 노이즈 규제가 엄격하고, 발진 주파수가 150kHz이상으로 되면 고주파 노이즈가 발생한다. 이 고주파 노이즈는, 일반적으로 전자파 장해를 초래하는 주파수 대역(150kHz∼1GHz)에서 문제가 되는 라디오 노이즈를 말하지만, 이 노이즈는, 전원라인 등을 전해져 오는 전도성의 노이즈와 공간을 향해서 방사되는 방사성 노이즈로 대별된다.
그러한 것으로부터, 경부하시에 발진 주파수가 높아져, 고주파 노이즈가 되는 주파수 대역에 들어가지 않도록, 최고주파수를 제한하고 있다.
다음에, 스위칭 손실 저감에 의한 경부하시의 전원효율의 개선에 대해서 설명한다.
경부하시에 발진 주파수가 높아지면, 단위시간당의 스위칭 회수가 증가하게 된다. 따라서, 스위칭에 따르는 스위칭 손실이 증가하게 되고, 이 손실을 저감하기 위해서 주파수가 일정 이상 높아지지 않도록 제한하도록 하고 있다.
상기의 지연방법에서는, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)에의 오프신호 출력시, 즉, 부하에 따른 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)의 온 저항에 의한 드레인 전류 검출을 행한 후부터, 그 신호와 한쪽의 입력이 트랜스 리셋 펄스신호인 AND회로(48)의 사이에 지연회로(47)를 삽입한다. 드랜스 리셋 펄스 발생회로(27)로부터의 온 신호는, 드레인 전류 검출에 의한 오프 신호와의 AND, 즉 드레인 전류 검출상태에 기초한 오프시에 트랜스 리셋 펄스신호(온 신호)가 입력되면 출력되기 때문에, AND회로(48)에 드레인 전류 검출에 의한 오프 신호가 입력되지 않으면, 트랜스 리셋 펄스신호가 입력되어도 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)는 온하지 않는다.
이상의 것으로부터, 드레인 전류 검출에 의한 오프 신호에 대하여 지연회로(47)에 의해 어느 일정시간의 지연을 주면, 그 지연기간은, 링잉에 의한 트랜스 리셋 펄스신호(온 신호)가 AND회로(48)에 출력되었다고 해도, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)는 온하지 않기 때문에, 그 지연시간(즉, 트랜스 리셋 펄스신호에 의한 온 상태의 마스크 시간)을 결정하면, 그 시간보다 짧은 시간으로 트랜스 리셋 검출신호가 입력되었다고 해도, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)는 온하지 않게 된다.
실동작에서는, 경부하시에 발진 주파수가 높고, 트랜스 리셋 검출신호보다 마스크 시간의 쪽이 나중에 입력되면, 링잉을 하나 스킵하고, 다음의 트랜스 리셋 검출신호로 온 하게 된다. 이렇게 하여, 상기와 같은 효과를 얻을 수 있다.
다음에, 도 1 및 도 2에 나타낸 바와 같이, 지연회로(47)를 갖는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)에 대해서, 부하상태의 통상시, 경부하시, 무부하시를 경우별로 나누어, 도 6을 사용해서 설명한다.
도 6에 나타낸 바와 같이, 부하상태가 통상시(도 6(a)의 경우)로부터 경부하시(도 6(b)의 경우)로, 또한 무부하시(도 6(c)의 경우)로 가벼워짐에 따라서, 발진 주파수가 높아질 것이지만, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)의 드레인 전압(VDS)의 파형에 대응하는 파형 타이밍을 갖는 트랜스 리셋 펄스신호에 대하여, 지연회로(47)에 의한 지연시간만큼 마스크하는 블랭깅시간 이내에서는, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)가 온 하지 않기 때문에 드레인 전류(IDS)는 흐르지 않고, 그 스위칭 주파수는 어느 일정이상의 주파수보다 높아지는 일은 없다.
즉, 부하상태가 경부하로 되어, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)를 온시키기 위 한 트랜스 리셋 펄스신호의 주기가 짧아지면 짧아질수록, 도 6(b), (c)에 나타낸 바와 같이, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)의 드레인 전압(VDS)에 대응하는 트랜스 리셋 펄스신호의 파형에 있어서, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)에의 온 타이밍에 대하여, 블랭킹시간에 의해 스킵하는 수가 증가되기 때문에, 그 기간은, 드레인 전압(VDS)이 0V로 되어 있어도 드레인 전류(IDS)는 흐르지 않고, 스위칭에 있어서의 발진 주파수는 어느 일정이상으로 높아지는 일은 없다.
다음에, 지연회로(47)의 일구성예를 도 7을 사용해서 설명한다.
도 7에 나타내는 지연회로(47)에서는, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)에의 오프 신호를 받고, 드레인 전류 검출신호로서 H레벨이 입력되면, NchMOSFET(901)가 온되기 때문에, 초기상태에서 VDD의 레벨까지 충전되어 있었던 용량(C)으로부터 정전류(I)로 전하를 뺀다. 즉, 용량 C로부터 일정 전류 I로 방전해 가는 것이지만, 그 용량(C)의 전위가 인버터(902)의 임계값을 밑돌아 L레벨이 되면, 출력을 마스크하는 블랭킹시간을 해제하는 출력 블랭킹 해제신호가 H레벨로 된다.
이 마스크 시간(t)은, t=CV/I로 결정되고, V는 VDD전압-인버터(902)의 임계값 전압으로 결정된다. 예를 들면, I=1㎂, C=3㎊, V=2.8V라고 하면 , t=8.4㎲의 지연시간으로 된다.
이상에 의해, 경부하시의 고주파수 동작화를 억제해서 스위칭 손실을 저감하고, 경부하시의 전원효율을 개선할 수 있고, 경부하시의 소비전력을 삭감할 수 있는 동시에, 의사 공진동작이기 때문에, 통상 동작시에도 경부하시에서 중부하시까지의 전체 부하영역에서 고효율화 및 저노이즈화를 용이하게 실현할 수 있다.
또한, 상기에서는, 도 1에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출회로(24)를 사용함으로써, 경부하시에는, 스위칭소자에 의한 스위칭동작이 간헐 스위칭 동작이 되도록 한 구성에 있어서, 지연회로(47)를 사용했을 경우를 설명했지만, 도 8에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출회로(24)를 사용하지 않는 구성으로 해서 스위칭소자에 의한 간헐 스위칭 동작이 행하여지지 않을 경우에도, 마찬가지로 실시할 수 있어 같은 효과를 얻을 수 있다.
(실시형태 2)
본 발명의 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 설명한다.
도 9는 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 나타내는 회로도이다. 도 10은 본 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 다른 구성예를 나타내는 회로도이다.
이 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)에서는, 도 9에 나타낸 바와 같이, 지연회로(47)에 접속된 단자(50)를 설치하고, 이 단자(50)와 단자(그라운드:GND)(42)의 사이에 콘덴서(51)를 외부 접속한 구성으로 하고 있다.
이 구성에 있어서는, 단자(50)와 단자(42) 사이에 외부 접속한 콘덴서(51)를, 도 7에 나타내는 지연회로(47)의 충전용 콘덴서(C)로서 사용하고 있다.
이 경우도, 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치와 같은 효과가 얻어짐과 아울러, 충전용 콘덴서(C)로서 콘덴서(51)를 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 외부에 접속할 수 있게 구성하고 있기 때문에, 지연회로(47)에 의한 블랭킹 시간을, 수시 변경해서 조절할 수 있다.
또, 상기에서는, 도 9에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출회로(24)를 사용함으로써, 경부하시에는, 스위칭소자에 의한 스위칭 동작이 간헐 스위칭 동작이 되도록 한 구성에 있어서, 도 7에 나타내는 지연회로(47)의 충전용 콘덴서(C)를 콘덴서(51)로서 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 외부에 접속할 경우를 설명했지만, 도 10에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출회로(24)를 사용하지 않는 구성으로 해서 스위칭소자에 의한 간헐 스위칭 동작이 행하여지지 않을 경우에도, 마찬가지로 실시할 수 있어 같은 효과를 얻을 수 있다.
(실시형태 3)
본 발명의 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 설명한다.
도 11은 본 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 나타내는 회로도이다. 도 12는 본 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 지연회로의 일구성예를 나타내는 회로도이다. 도 13은 본 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 지연회로의 동작을 나타내는 파형도이다. 도 14는 본 실시형태 3의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 다른 구성예를 나타내는 회로도이다.
도 11은, 도 1에 나타내는 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 지연회로(47)에 대하여, 제어단자(45)로 검출하고 있는 부하상태에 따라서, I-V 변환기(21)로부터 노드(49)를 통해서 자동적으로 지연시간을 변경하기 위한 구성예를 나타내고 있고, 부하상태에 의해 변화되는 제어단자(45)로부터 유출되는 전류에 따라서, P형 MOSFET(15, 16) 및 N형 MOSFET(17), 도 12에 나타내는 N형 MOSFET(1101)로 구성된 미러 회로에 의해 전류를 끌어당기고, 부하가 가벼워져서 전류를 끌어당기면 당길수록, 노드(49)를 통해서 지연회로(47)에 의한 지연시간이 길어지도록 구성되어 있다.
또, 도 12는 도 11에 있어서의 지연회로(47)에 대하여 부하의 변화에 따라 서 리니어 지연시간을 변화시킬 경우의 지연회로(47)의 구성예이며, 도 11의 노드(49)가 N형 MOSFET(1101)의 게이트에 접속되어 있다. 이 구성에 있어서, 정전류원(1100)에 의한 일정 전류(It)와 N형 MOSFET(1101)에 있어서의 전류(I1)와 N형 MOSFET(1102)에 있어서의 전류(I2)와 용량(C)으로부터의 방전 전류(Ic) 사이에는,
It(일정)=I1+I2
I2=It(일정)-I1=Ic
의 관계가 있고, 일정 전류(It)로부터 N형 MOSFET(1101)에 있어서의 전류(I1)를 뺀 나머지가 N형 MOSFET(1102)에 있어서의 전류(I2)로 되고, 그 미러로서 얻어지는 전류(Ic)가 용량(C)으로부터의 방전전류가 되고, 이 방전시간에 의해 지연회로(47)의 지연시간이 결정된다. 이 경우, 제어단자(45)로부터의 피드백 전류(IFB)의 증가에 따라서 전류(I1)가 커지게 되면 전류(I2)가 작아져서 같은 값의 전류(Ic)도 작아지고, 용량(C)으로부터의 방전시간이 길어져서 지연시간도 길어진다.
따라서, 도 13에 나타낸 바와 같이, 시간(t1)에 있어서 부하가 가벼워져 출력전압(Vout)이 상승하면 피드백 전류(IFB)가 늘어나고, 이 피드백 전류(IFB)의 증가에 따라서 전류(I1)가 커지면 전류(I2)가 작아져서 전류(Ic)도 작아지고, 용량(C)으로부터의 방전시간이 길어져서 지연시간이 길어져, 블랭킹 시간(t)도 길어진 다.
이상에 의해, 트랜스 리셋 검출신호에 의한 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)의 온 개시를 지연시키기 위한 블랭킹 시간을, 부하상태에 따라서 자동적으로 변화시킬 수 있고, 부하가 가벼워지면 가벼워질수록 최고주파수가 낮아지기 때문에, 스위칭소자(파워 MOSFET)(1)에 있어서의 스위칭 손실을 억제할 수 있고, 특히 경부하시에 있어서의 스위칭 손실의 억제 효과로서 큰 것이 있다.
또, 상기에서는, 도 11에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출회로(24)를 사용함으로써, 경부하시에는 스위칭소자(1)에 의한 스위칭동작이 간헐 스위칭 동작이 되도록 한 구성에 있어서, 지연회로(47)를 설치하고, 이 지연회로(47)에 대하여, 제어단자(45)에서 검출하고 있는 부하상태에 따라서, I-V 변환기(21)로부터 노드(49)를 통해서 자동적으로 지연시간을 변경할 경우를 설명했지만, 도 14에 나타낸 바와 같이, 경부하시 검출회로(24)를 사용하지 않는 구성으로 해서 스위칭소자(1)에 의한 간헐 스위칭 동작이 행하여지지 않을 경우에도, 마찬가지로 실시할 수 있어 같은 효과를 얻을 수 있다.
(실시형태 4)
본 발명의 실시형태 4의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 설명한다.
도 15는 본 실시형태 4의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 나타내는 회로도이다. 이 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)는, 도 15에 나타낸 바와 같이, 도 1에 나타내는 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 경부하시 검출회로(24)에 대하여, 그 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력에 접 속한 단자(53)와 단자(GND)(42) 사이에 저항(54)을 외부 접속했을 경우에, 지연회로(47)를 도 1과 마찬가지로 설치한 구성으로 하고 있다.
즉, 이 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)에서는, 대기시 검출전압을 임의로 설정하기 위한 단자(53)가 설치되어 있고, 검출전압 변경수단인 외장형의 경부하시 검출전압 조정용 저항(54)을 접속할 수 있게 되어 있다. 그 밖의 구성은, 도 1에 나타내는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(46)의 구성과 마찬가지로 되어 있다.
이상과 같이 구성된 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서, 스위칭소자(1)의 온 타이밍에 대한 지연회로(47)에 의한 지연동작은, 도 1에 나타내는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치와 같으므로, 여기에서는, 주로 경부하시 검출회로(24)에 있어서의 동작을 이하에 설명한다.
경부하시 검출전압 조정용 저항(54)은, 기준 전압원(23)로부터 출력되는 기준전압을 조정하기 위해서, 경부하시 검출용 비교기(22)의 마이너스 단자의 전위와 기준전위 사이에 설치되어 있고, 이 경부하시 검출전압 조정용 저항(54)의 값을 변화시킴으로써 경부하시 검출용 비교기(22)의 플러스측 단자에 입력되는 경부하시 검출전압(VR)이 조정된다.
이와 같이, 경부하시 검출전압 조정용 저항(54)을 형성하고, 경부하시 검출전압을 임의로 조정함으로써, 대기중의 경부하시에 있어서의 필요로 되는 부하에 맞추어, 스위칭소자(1)의 스위칭 동작이 정지 및 재개할 때의 부하전류를 최적으로 조정할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 경부하시 검출회로(24)에 대하여, 그 경부하시 검출용 비교기(22)의 출력에 접속한 단자(53)와 단자(42) 사이에 저항(54)을 외부 접속한 구성은, 상술의 각 실시형태의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서도, 경부하시 검출회로(24)를 설치한 구성으로 했을 경우에 적용할 수 있어 같은 효과를 얻을 수 있다.
이상의 각 실시형태의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치와 같이, 스위칭소자의 간헐 스위칭 동작을 위한 구성에, 스위칭소자의 온 타이밍에 대한 지연동작을 위한 구성을 새롭게 설치함으로써, 전원효율의 개선을 더욱 실현할 수 있다. 제품으로서는, 에너지 절약에 중점을 두고, 현재 세상에서 말해지고 있는 W.W 입력으로 대기전력 0.1W를 클리어할 수 있는 것이다.
이상과 같이 본 발명에 따르면, 스위칭 오프시의 전류검출신호를 수신한 후, 그 전류검출신호에 대하여 어떤 일정한 지연 시간을 부여함으로써, 그 지연 시간에 대응하는 블랭킹 시간 내에는, 트랜스의 3차 권선으로부터의 신호에 기초하여 얻어진 트랜스 리셋 펄스신호에 의한 스위칭 온 제어를 받지 않도록 하여, 스위칭소자의 스위칭을 정지할 수 있다.
그 때문에, 경부하시의 고주파수 동작화를 억제해서 스위칭 손실을 저감하고, 경부하시의 전원효율을 개선할 수 있고, 경부하시의 소비전력을 삭감시킬 수 있음과 아울러, 의사 공진동작이기 때문에, 통상 동작시에도 경부하시로부터 중부하시까지의 모든 부하영역에서 고효율화 및 저노이즈화를 용이하게 실현할 수 있 다.

Claims (6)

  1. 직류의 입력전압을 트랜스의 1차 권선을 통하여 스위칭소자에 인가하고, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 트랜스의 2차 권선에 발생된 교류전류를 정류 평활하여 얻어진 직류전압을 제어하여, 부하에 전력 공급하는 스위칭 전원에 있어서, 상기 트랜스의 3차 권선에 발생된 교류전압으로부터, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 발생되는 상기 트랜스의 리셋 상태를 검출하고, 그 리셋 상태를 나타내는 트랜스 리셋 검출신호를 출력하는 트랜스 리셋 검출회로와, 상기 트랜스의 2차 권선에 발생된 교류전류에 기초한 상기 직류전압의 변화를 나타내는 제어전류의 전류값을 전압으로 변환하는 I-V 변환기와, 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압을 기초로 하여 상기 스위칭소자에 흐르는 전류를 검출하고, 그 검출값에 따라서 상기 스위칭소자의 스위칭 온을 제어하기 위한 전류 검출신호를 출력하는 전류 검출신호 출력수단을 갖는 제어회로를 구비하고, 상기 제어회로에 의해, 상기 트랜스 리셋 검출회로로부터의 트랜스 리셋 검출신호, 및 상기 전류 검출신호 출력수단으로부터의 전류 검출신호에 기초하여, 상기 스위칭소자의 제어전극을 구동하고, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치로서, 상기 전류 검출신호 출력수단으로부터의 전류 검출신호에 대하여 소정의 지연시간을 부여하는 지연회로를 설치하고, 상기 지연회로로부터 소정의 시간 지연된 상기 전류 검출신호를 출력할 때까지, 상기 트랜스 리셋 검출회로로부터의 트랜스 리셋 검출신호를 마스크하여, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 정지하도록 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 지연회로에 의한 상기 지연시간을 결정하기 위한 부품을 외부 접속으로 하고, 상기 지연회로를, 외부 접속한 부품의 정수에 따라서 상기 지연시간을 결정하도록 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 지연회로를, 상기 부하상태의 변동에 따라서 변화하는 상기 제어전류의 전류값에 따라서 상기 지연시간을 자동적으로 결정하도록 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압의 변화에 기초하여, 상기 부하에의 전력공급의 크기를 나타내는 부하상태로서 경부하시를 검출했을 경우에, 상기 스위칭소자에 의한 스위칭의 간헐동작을 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 경부하시 검출회로를 설치하고, 상기 경부하시 검출회로를, 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압이 상기 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 하한전압보다 작아졌을 때, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 정지하고, 상기 I-V 변환기로부터의 출력전압이 상기 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 상한전압보다 커졌을 때, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작을 재개하도록, 상기 간헐동작을 제어하기 위한 제어신호를 출력하도록 구성하고, 상기 제어회로에 의 해, 상기 트랜스 리셋 검출회로로부터의 트랜스 리셋 검출신호, 및 상기 경부하시 검출회로로부터의 제어신호에 기초하여, 상기 스위칭소자의 제어전극을 구동하여, 상기 간헐동작을 제어하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위칭소자와 상기 제어회로를 동일한 반도체 기판 상에 집적화하고, 상기 반도체 기판 상에 적어도, 상기 입력전압을 상기 트랜스의 1차 권선을 통하여 상기 스위칭소자에 입력하기 위한 스위칭소자 입력단자와, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 얻어진 스위칭 전류를 출력하기 위한 스위칭소자 출력단자와, 상기 제어회로에 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 상기 트랜스의 3차 권선에 발생된 전류에 기초한 직류전압을 공급하기 위한 전원단자와, 상기 부하상태에 따라서 변화되는 상기 트랜스의 2차 권선측의 직류전압에 기초하여, 상기 스위칭소자에 의한 스위칭 동작을 제어하는 제어신호를 입력하기 위한 제어단자와, 상기 트랜스 리셋 검출회로에 상기 트랜스 리셋 검출신호를 공급하기 위한 트랜스 리셋 검출용 단자를, 외부 접속단자로서 설치한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  6. 제4항에 있어서, 상기 스위칭소자와 상기 제어회로를 동일한 반도체 기판 상에 집적화하고, 상기 반도체 기판 상에, 적어도, 상기 입력전압을 상기 트랜스의 1차 권선을 통하여 상기 스위칭소자에 입력하기 위한 스위칭소자 입력단자와, 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 얻어진 스위칭 전류를 출력하기 위한 스위칭소자출력단자와, 상기 제어회로에 상기 스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 상기 트랜스의 3차 권선에 발생한 전류에 기초한 직류전압을 공급하기 위한 전원단자와, 상기 부하상태에 따라서 변화되는 상기 트랜스의 2차 권선측의 직류전압에 기초하여, 상기 스위칭소자에 의한 스위칭 동작을 제어하는 제어신호를 입력하기 위한 제어단자와, 상기 트랜스 리셋 검출회로에 상기 트랜스 리셋 검출신호를 공급하기 위한 트랜스 리셋 검출용 단자를, 외부 접속단자로서 설치한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
KR1020050026380A 2004-03-31 2005-03-30 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 KR20060044988A (ko)

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