KR20010110710A - Ｄｃ/ｄｃ 변환 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명은 DC/DC 변환 회로(1)에 관한 것으로서 주권선(3), 부권선(4) 및 예비 권선(5)을 갖는 변압기(2), 제 1 및 제 2 직류(direct current : DC) 입력 단자(6, 7) 사이에 주권선(3)과 직렬인 회로를 포함하는 스위칭 트랜지스터 (T), DC 입력 단자(6, 7)에 전력을 인가함으로써 스위칭 트랜지스터(T)를 스위칭온하기 위해 스위칭 트랜지스터(T)의 제어 전극에 접속되는 개시 회로(R1, C1), 동작 동안 직렬 회로를 통해 흐르는 전류에 따라 스위칭 트랜지스터(T)를 스위칭오프하기 위해 스위칭 트랜지스터(T)의 제어 전극에 접속되는 제어 트랜지스터를 포함한다. 예비 권선(5)과 제어 트랜지스터(Q)는 주권선(3) 내에 흐르는 전류의 값에 따라 제어되는 스위칭 트랜지스터(T)의 스위칭온을 통해 동작 동안 변압기(2)의 부 권선(4)에서 제어되는 출력 전력을 설정하기 위해 전압 제어 회로(8)에 접속된다. 변환 회로(1)는 동작 동안 스위칭 트랜지스터(T)를 스위칭온하기 위해 필요한 전압이 부권선(4)에 제공되는 출력 전력의 값에 반비례하는 시간 동안 제어 전극 상에 형성하게 된다.

Description

ＤＣ/ＤＣ 변환 회로{DC/DC CONVERSION CIRCUIT}

문자 그대로 스위칭 모드 전원 또는 자가 발진 전원(self-oscillating power supply : SOPS)이라고도 지칭되는 이런 종류의 변환 회로는 본래 미국 특허 제5,675,479 호로부터 잘 알려져 있다.

통상의 필드 효과 트랜지스터 유형, 예컨대, 금속 산화물 반도체 트랜지스터(MOST)인 스위칭 트랜지스터 내의 스위칭 손실(switching losses)은 스위칭 트랜지스터의 주 도전 경로(main conductive path) 양단의 전압에 따라 2차 함수적으로(quadratically) 증가한다는 것이 알려져 있다. 이는 MOST의 경우에는 드레인 소스 전압이다. 따라서, 스위칭 트랜지스터를 스위칭온(switching on)하는 순간의 드레인 소스 전압 감소는 스위칭 손실의 감소에 주된 영향을 준다.

또한, 스위칭 트랜지스터가 SOPS 내에서 스위칭되는 주파수는 변압기의 부권선에서의 출력 전력이 감소함에 따라 증가하고, 0인 출력 전원에 대해서는 이론적으로 무한대가 될 것이라는 것이 알려져 있다. 그러나, MOST의 스위칭 손실은 스위칭 주파수에 따라 선형적으로 증가하기 때문에, 낮은 출력 전력에서는 스위칭 트랜지스터 내에서 열적 문제가 발생할 수 있다. 특히, 회로의 유휴 전력 또는 대기 전력이 상당히 높아지는데, 이는 가령 경제적인 이유에서 바람직하지 않다.

스위칭 트랜지스터의 열적 과부하를 피하기 위해서, 인용된 미국 특허 제 5,675,479 호에서는, 생성된 출력 전력이 낮을 때 발진 주파수를 줄이는 억제 회로(suppression circuit)가 변환 회로 내에 사용된다. 억제 회로는 출력 전력이 높을 때 스위칭오프된다.

억제 회로의 스위칭온 및 오프는 이 알려진 변환 회로 내의 발진 주파수 내에서 점프(jump)를 일으킨다. 억제 회로의 스위칭온 및 오프는 소정의 히스터레시스(hysteresis)를 받기 때문에 이런 점프가 변압기의 부권선에 제공되는 출력 전력의 정확한 제어를 더 어렵게 만든다.

발명의 개요

따라서, 본 발명의 목적은 비교적 낮은 출력 전력, 즉, 변환 회로에 의해 제공될 수 있는 정규 전력에 비해 낮은 출력 전력에서, 스위칭 트랜지스터의 스위칭 주파수도 낮고 발생되는 출력 전력에 따라 점진적으로 변하도록 서문에서 언급된 것과 같은 DC/DC 변환 회로를 개선하는 것이다.

본 발명에 따라, 동작 동안 스위칭 트랜지스터를 스위칭온하는 데 필요한 전압이 부권선에 제공되는 출력 전력의 값에 반비례하는 시간 동안 스위칭 트랜지스터의 제어 전극 상에 형성하도록 설계함으로써 이러한 목적이 달성된다.

스위칭 트랜지스터가 개시 회로를 통해 스위칭온된 후, 변압기의 주권선과 스위칭 트랜지스터의 직렬 회로를 통해 입력 접속 단자로부터 전류가 흐를 것이다. 이 전류는 에너지가 변압기 내에서 형성되기 때문에 증가할 것이다. 전류가 사전설정된 피크값에 이를 때, 스위칭 트랜지스터의 제어 전극에서의 전압이 줄어들도록 접속된 제어 트랜지스터에 전압이 가해져서(energized), 스위칭 트랜지스터가 자신을 스위칭오프하도록 한다. 이제 변압기에 저장된 에너지는 변압기의 부권선에 접속된 부하에 전해진다. 후속하여, 자가 발진 효과가 용량성 및 유도성 작용의 영향으로 변압기의 주권선에서 일어나서 AC 전압이 예비 권선 내로 유도된다. 이 전압은 전압 제어 회로를 통해 스위칭 트랜지스터의 제어 전극에 접속된다.

본 발명에 따른 변환 회로는 변압기의 부권선에서의 더 높은 출력 전력을 위한 예비 권선의 유도 전압이 더 낮은 출력 전력을 위한 경우보다 더 크게 되는 효과를 이용한다. 따라서, 스위칭 트랜지스터를 스위칭온하는 제어 전극에서의 전압은 낮은 출력 전력의 경우보다 비교적 더 높은 출력 전력의 경우에서 더 빨리 증가된다. 그 결과, 스위칭 트랜지스터는 변환 회로의 더 높은 출력 전력의 경우에서보다는 더 낮은 출력 전력의 경우에 상대적으로 더 낮은 스위칭 주파수로 스위칭 될 것이다. 스위칭 주파수는 점진적으로 출력 부하에 의존하는, 즉, 출력 부하가 줄어들 때 스위칭 주파수가 줄어드는 비교적 단순한 방식으로 형성되어 스위칭 트랜지스터의 스위칭 손실을 제한한다는 것이 명백할 것이다.

스위칭 주파수 내의 점프(jump)는 본 발명에 따른 해결책을 이용하여 효과적으로 막을 수 있다. 회로의 출력 전력, 즉 출력 전압은 히스터레시스 효과(hysteresis effects)가 없기 때문에 비교적 낮은 출력 전력에 대해서도 잘 제어할 수 있다.

본 발명에 따른 변환 회로의 바람직한 실시예에서, 스위칭 트랜지스터의 제어 전극은 용량성 작용을 하는 적어도 하나의 구성 요소에 의해 용량적으로 로드(load)되어 동작 동안 스위칭 트랜지스터를 스위칭온하는데 필요한 전압이 전술한 구성 요소 내에 형성되도록 한다.

본 발명에 따른 변환 회로의 실시예는 회로 기술의 단순성을 특징으로 하는데, 즉, 회로가 복잡한 집적 제어 회로 등이 없이도 본질적으로 단지 몇몇 분리된 구성 요소로만 구현될 수 있다.

스위칭 트랜지스터의 제어 전극, 즉 MOST의 경우에 게이트 상의 용량성 부하와 전압 제어 회로에 대한 적절한 크기가 주어진 경우에는 스위칭 트랜지스터가 스위칭 트랜지스터의 주 도전 경로 양단의 전압, 즉 MOST의 경우에 있어서 드레인 소스 전압의 제 1 의 최소값 또는 그 근처에서 스위칭온된다는 것이 밝혀졌다.

비교적 높은 출력 전력, 즉, 예비 권선 내로 유도된 비교적 높은 전압에서, 이것은 스위칭 트랜지스터의 주 도전 경로 양단에 걸리는 제 1 최소 전압이 될 것이다. 그러나, 출력 부하가 비교적 낮은 경우에는 스위칭 트랜지스터의 제어 전극 상의 용량성 부하와 예비 권선 내의 낮은 유도성 전압으로 인해 제어 전극에서의 전압이 스위칭 트랜지스터를 다시 스위칭온하기 위해 충분히 높아지는 데는 약간의 시간이 걸릴 것이다. 그런 다음, 스위칭 트랜지스터는 예를 들어, 주 도전 경로 양단의 제 2, 제 3 또는 후속의 최소 전압에서 스위칭온할 것이다.

또한, 스위칭 트랜지스터 양단의 전압이 최소값을 나타낼 때, 즉 "골(trough)"일 때 스위칭 트랜지스터의 스위칭온도 스위칭 손실을 제한한다.

본 발명에 따른 변환 회로의 실제 실시예에서는 용량성 동작을 하는 적어도 하나의 전술한 구성 요소가 스위칭 트랜지스터의 제어 전극에 접속되고 개시 회로의 일부를 형성하는 캐패시터 - 전압 제어 회로를 스위칭 트랜지스터의 제어 전극에 접속함 - 와 스위칭 트랜지스터 자체의 고유 게이트 소스 캐패시턴스에 의해 형성된다. 여러 가지 구성 요소의 정확한 값은 스위칭 트랜지스터와 변환 회로 자체의 특성에 의존함이 명백하여 당업자에 의해 비교적 단순한 방법으로 결정될 수 있다.

본 발명에 따른 변환 회로의 또 다른 실시예에서, 동작 동안 변압기의 부권선 쪽에서의 출력 전압은 전압 제어 회로가 예비 권선과 병렬로 접속되어 바이어스 전압을 제어 트랜지스터에 인가하는 정류 회로를 포함하기 때문에 쉽게 조정될 수 있다.

제어 트랜지스터가 스위칭 트랜지스터를 스위칭오프하는 순간은 바이어스 전압의 값에 따라 동적으로 변할 수 있고, 그 결과 부권선에서 생성된 출력 전압의 값도 변할 수 있다.

본 발명에 따른 변환 회로의 또 다른 실시예에서, 동작 동안 제어 트랜지스터와 정류 회로에 접속되어 스위칭 트랜지스터에 인가된 바이어스 전압에 영향을 주는 광 결합 회로가 제공된다. 따라서, 출력 전압은 변압기의 부권선과 전기적으로 분리된 광 결합 회로(문자 그대로 광 결합기(optocoupler)라 지칭됨)에 의해 조정된다.

본 발명은 주권선(a primary winding), 부권선(a secondary winding) 및 예비 권선(an auxiliary winding)을 갖는 변압기(a transformer), 제 1 및 제 2 DC 전압 입력 접속 단자 사이에서 주권선과 직렬인 회로를 형성하는 스위칭 트랜지스터, DC 전압 입력 접속 단자에 전력이 인가될 때, 스위칭 트랜지스터의 제어 전극(control electrode)에 접속되어 스위칭 트랜지스터를 스위칭온(switching on)하는 개시 회로(a start circuit), 스위칭 트랜지스터의 제어 전극에 접속되어 동작 동안 전술한 직렬 회로 내에 흐르는 전류에 따라 스위칭 트랜지스터를 스위칭오프(switching off)하는 제어 트랜지스터(a control transistor), 그리고 예비 권선 및 제어 트랜지스터에 접속되어 동작 중 주권선 내에 흐르는 전류값에 따라 제어되는 방식으로 스위칭 트랜지스터의 스위칭온을 통해 변압기의 부권선에 제공되는 출력 전력을 제어하는 전압 제어 회로를 포함하는 DC/DC 변환 회로에 관한 것이다.

본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 이하 더 상세히 설명될 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 단순화된 DC/DC 변환 회로의 단순화된 회로도,

도 2 내지 도 7은 도 1에 도시된 변환 회로의 동작을 설명하기 위한 여러 가지 축적에서의 그래프.

도 1은 본 발명에 따라 참조 부호(1)로 표시되는 DC/DC 변환 회로를 도시하고 있다. 그 단순화된 실시예에서, 변환 회로(1)는 주권선(3), 부권선(4) 및 예비 권선(5)을 갖는 변압기(2)를 포함한다. 예비 권선(5)은 단지 작도의 편의를 위해 변압기(2)와 분리된 것처럼 도시된다. 실제로, 예비 권선(5)은 변압기(2)의 일부를 형성하고 주권선(3)에 대해 반대편로 감겨 있으며 신호 접지단(signal ground)(11)에 접속되어 있다.

본 발명에서 "금속 산화물 반도체 트랜지스터(MOST)"인 스위칭 트랜지스터 T는 제 1 의 양의 DC 입력 접속 단자(6)와 변환 회로(1)의 신호 접지단(11)에 접속된 제 2 의 음의 DC 입력 접속 단자(7) 사이에서 변압기(2)의 주권선(3)과 직렬로 접속되는 주 도전 경로를 갖는다. 도시된 일 실시예에서, 스위칭 트랜지스터(T)의 드레인은 주권선(3)의 한 끝단에 접속되지만 전류 감지 저항 Rs는 소스와 제 2 DC 입력 접속 단자(7) 또는 신호 접지단(11) 사이에 접속된다.

스위칭 트랜지스터 T의 게이트는 저항 R1을 통하여 제 1 DC 입력 접속 단자(6)에 접속되고, 캐패시터 C1을 통하여 신호 접지(11)에 접속된다. 저항 R1 및 캐패시터 C1은 DC 입력 접속 단자(6, 7)에 DC 전압이 인가될 때 트랜지스터 T를 스위칭 하는 개시 회로를 형성한다.

변환 회로(1)는 도시된 실시예에서는 NPN 형인 제어 트랜지스터 Q를 포함하는데, 그 베이스는 저항 Rb를 통하여 저항 Rs와 스위칭 트랜지스터 T의 소스의 접합점에 접속된다. 제어 트랜지스터 Q의 컬렉터는 다이오드 D1을 통하여 스위칭 트랜지스터 T의 게이트에 접속된다. 다이오드 D1은 제어 트랜지스터 Q의 컬렉터 전류에 대해 순바이어스되어 스위칭 트랜지스터 T의 게이트 상의 전압이 음인 경우에제어 트랜지스터 Q 내에 있을 수 있는 컬렉터 전류를 막는다. 제어 트랜지스터 Q의 에미터는 저항 Re 및 캐패시터 Ce의 병렬 회로를 통해 변환 회로(1)의 신호 접지(11)에 접속된다.

전압 제어 회로(8)는 저항 R2 및 캐패시터 C2의 직렬 회로를 통해 스위칭 트랜지스터 T의 게이트에 접속된다. 전압 제어 회로(8)는 병렬로 접속된 저항 Ra 및 캐패시터 Ca로 이루어진 정류기를 포함하는데, 그 병렬 회로는 예비 권선(5)을 통해 다이오드 D2 및 저항 R3와 직렬로 접속된다. 예비 권선(5)은 동작 동안 신호 접지단에 비해 음인 전압이 다이오드 D2를 통해 캐패시터 Ca 내에서 형성되도록 감겨서 접속된다. 캐패시터 Ca는 제너 다이오드 Z와 출력 접속 단자가 전술한 제너 다이오드와 병렬로 접속되는 광결합 부재(optocoupler : OC)를 통해 제어 트랜지스터 Q의 에미터에 접속된다. 제너 다이오드 Z는 캐패시터 Ca 양단의 전압에 역방향으로 접속된다.

변압기(2)의 부권선은 변환 회로(1)의 DC 출력 접속 단자(9, 10) 사이의 정류 다이오드 D3과 직렬로 접속된다. 평활 캐패시터(smoothing capacitor) C3은 DC 출력 접속 단자(9, 10)와 병렬로 나타난다.

지금부터, 도 2 내지 도 7에 도시된 그래프를 참조하여 변환 회로(1)의 동작을 기술할 것이다. 이들 그래프는 이상적인 파형을 나타내는 것으로서 단지 설명을 위해 이용되며, 어떤 특정 전압 및 전류 값 또는 시간 지표도 그래프로부터 유도될 수 없다.

도 2는 스위칭 트랜지스터 T의 주 도전 경로 양단의 전압, 즉 도시된 실시예에서, 드레인 및 소스 양단의 전압 Vds의 변화를 시간 t의 함수로서 도시한다.

도 3은 스위칭 트랜지스터 T의 제어 전극에서의 제어 전압, 즉 도시된 실시예에서의 게이트에서 전압 Vg를 시간 t의 함수로 도시한다.

도 4는 주권선(3), 스위칭 트랜지스터 T 및 감지 저항 R에 의해 형성된 직렬 회로를 통한 전류 Id의 변화를 시간 t의 함수로 도시한다.

스위칭 트랜지스터 T는 변환 회로(1)의 DC 입력 접속 단자(6 ,7)에 DC 전압을 인가함으로써 개시 회로를 통해 t0인 순간에 스위칭온된다고 가정한다. 도 4에서 볼 수 있듯이 스위칭 트랜지스터 T를 스위칭온하는 것은 변압기 내에 에너지가 더 많이 저장될수록 점차 증가하는 전류 Id가 변압기(2)의 주권선(3)을 통해 흐르기 시작하도록 한다. 전류 감지 저항 Rs 양단의 전압도 전류 Id의 증가에 비례하여 증가한다. 변압기의 예비 권선(5)의 전압은 (신호 접지단에 대해) 양인데, 이는 스위칭 트랜지스터 T의 게이트에서의 순방향 접속을 초래하여 스위칭 트랜지스터 T의 게이트에서의 전압 Vg가 실질적으로 같도록 한다. 스위칭 트랜지스터 T의 게이트 소스 전압은 스위칭 트랜지스터 T의 임계 전압보다 높게 정해지기 때문에, 트랜지스터 T는 도 3에서 알 수 있듯이 포화 상태가 될 것이다. 그런 다음에는 도 2에서와 같이 스위칭 트랜지스터 T 양단의 드레인 소스 전압 Vds가 실질적으로 0이 된다.

제어 트랜지스터 Q는 전류 감지 저항 Rs 양단의 전압이 제어 트랜지스터 Q의 베이스 에미터 전압이 t1의 순간에 제어 트랜지스터 Q를 도전 상태로 만드는 데 충분히 높은 값에 도달할 때 캐패시터 C1 및 스위칭 트랜지스터 T의 게이트 소스 캐패시턴스를 방전시키는데, 이는 스위칭 트랜지스터 T를 스위칭오프되도록 한다. 본 상세한 설명에서 논의 중인 변환 회로(1)의 실시예에서, 스위칭 트랜지스터 T는 전류 Id의 피크값에서 스위칭 된다.

t1의 순간에 변압기(2)에 저장된 에너지는 다이오드 D3이 도전 상태로 된다는 사실 때문에 DC 출력 접속 단자(9, 10)에 접속된 부하(도시되지 않음)에 제공될 것이다. t2의 순간에서는 다이오드 D3를 통한 전류는 0으로 줄어들 것이다. 그러므로, 스위칭 트랜지스터 T 및 다이오드 D3 모두는 이 순간 비도전 상태가 된다. 변압기(2)와 스위칭 트랜지스터 T 각각의 주 인덕턴스 및 전체 드레인 소스 캐패시턴스의 결과로 발진이 일어나서, 신호 접지단에 대해 양인 AC 전압이 변압기(2)의 예비 권선(5)에 유도된다. 또한, 이 전압은 도 3에서 보다시피 저항 R2 및 캐패시터 C2를 통해 제어 전극, 즉, 스위칭 트랜지스터 T의 게이트에 제공된다.

이제 전압 제어 회로(8)의 다이오드 D2가 도전 상태로 되어, 신호 접지단에 대해 음인 전압이 전압 제어 회로(8)의 캐패시터 Ca 양단에서 형성된다. 이 음의 전압은 제어 트랜지스터 Q의 에미터 전압을 줄이기 위해 광결합 부재(OC)와 결합하여 사용될 수 있는데, 이는 제어 트랜지스터 Q를 스위칭온하는 베이스 에미터 전압이 그것에 의해 줄어들기 때문에 주 피크 전류를 낮추게 된다. 따라서, DC 출력 접속 단자(9, 10)에서의 출력 전압이 조정될 것이다.

이 회로는 특히 변압기의 권선의 권선비와 여러 가지 전자 구성 요소의 선택을 통해 최적의 치수가 정해져서, t3의 순간에 예비 권선(5)에서 생성된 전압의 제 1 최대값이 스위칭 트랜지스터 T가 다시 스위칭 된 경우 변환 회로(1)의 정규 전력에 비해 평균적으로 높은 출력 전력으로 스위칭 트랜지스터 T의 임계 전압보다 충분히 높게 되도록 한다. 예비 권선(5)에서의 전압은 권선 또는 접속 모드로 인해 주권선(3)에서의 전압에 대해 역이기 때문에, 트랜지스터 T 양단의 전압 Vd는 도 2에서 알 수 있다시피 트랜지스터 T가 스위칭온될 때 최소값이 되어, 스위칭 트랜지스터 T 양단의 스위칭 손실은 스위칭온할 때 최소값이다. 그런 다음, 싸이클은 t0인 순간부터 시작하여 반복된다.

비교적 낮은, 즉 변환 회로의 정규 전력과 비교할 때 낮은 출력 전력에서는 스위칭 트랜지스터 T의 스위칭 주파수가 본 발명에 따라 줄어들어, 출력 부하의 감소를 수반하는 스위칭 손실이 바람직하지 못하게 증가하는 것을 막는다. 이는 도 5 내지 도 7의 그래프 내에서 이상적인 파형으로 도시된다.

도 5는 스위칭 트랜지스터 T 양단의 드레인 소스 전압 Vds의 변화를 시간 t에 대한 함수로 다시 그래프로 나타내어 도시한 것이다.

도 6은 제어 전극에서의 전압, 즉 스위칭 트랜지스터 T의 게이트 전압 Vg의 변화를 시간 t에 대한 함수로 그래프로 나타내어 도시한 것이다.

도 7은 부권선(4), 스위칭 트랜지스터 T 및 전류 감지 저항 Rs의 직렬 회로를 통하는 전류 Id를 시간 t에 대한 함수로 그래프로 나타내어 도시한 것이다.

도 5, 6 및 7의 시간 스케일은 도 2, 3 및 4의 시간 스케일과 비교할 때 압축되었다는 것을 유의해야 한다.

스위칭 트랜지스터 T는 도 7에 도시된바와 같이 t0의 순간에 스위칭온되고, 이는 다시 전류 Id를 증가시킨다고 가정한다.

전류 감지 저항 Rs 양단의 전압 상승은 제어 트랜지스터 Q가 t'1의 순간에 도전 상태로 되어 전술한 바와 같이 스위칭 트랜지스터 T를 스위칭오프시킨다. 비교적 낮은 출력 부하가 가정되기 때문에, 더 작은 전하가 예비 권선(5)을 통해 스위칭 트랜지스터 T의 게이트 캐패시턴스로 저장되는데, 이는 도 4에 도시된 비교적 높은 출력 부하를 갖는 상황과 달리, 도 6에 도시된 것처럼 더 낮은 게이트 전압 Vg를 초래한다. 다이오드 D3가 도전 상태로 되는 t'1의 순간으로부터의 주기 동안, 즉, DC 출력 접속 단자(9, 10)에 전력을 공급하는 동안, 스위칭 트랜지스터 T의 게이트 전압은 예비 권선(5)을 통해 조금 상승할 것이다. 그러나, 전체 게이트 전압은 여전히 스위칭 트랜지스터 T의 임계 전압 아래일 것이다. 발진은 전술한 바와 같이 t'2의 순간으로부터 다시 발생하게 된다.

제어 전극, 즉 도 1의 회로도에서 캐패시터 C1, C2 및 스위칭 트랜지스터 T 자체의 게이트 소스 캐패시턴스에 의해 형성되는 스위칭 트랜지스터 T의 게이트에서의 전체 용량성 부하는 본 발명에 따라 트랜지스터 T를 스위칭온하기에 충분히 높은 전압이 몇 번의 발진이 생긴 뒤까지 트랜지스터 T의 제어 전극, 즉 게이트 상에서 형성되지 않도록 조정된다. 도 5 및 도 6에서 명료하게 기술된 바와 같이, 게이트 전압 Vg은 t'3의 순간, 즉, 사인형 발진(sinusoidal oscillation)의 제 1 최대값에서 스위칭 트랜지스터 T를 스위칭온하기에 여전히 불충분하다. 스위칭은 다음 최대값, 즉 t'4의 순간에서야 일어난다.

스위칭 트랜지스터 T의 제어 전극, 즉 게이트에 인가된 용량성 부하는 게이트 전압 Vg가 지수적으로 증가하도록 하는 반면, 스위칭 트랜지스터 T의 양단의 드레인 소스 전압 Vd는 도 5에 도시된 바와 같이 최소값과 최대값 사이에서 발진한다. 최적의 치수를 가정하면, 스위칭 트랜지스터 T의 스위칭온은 이 경우에도 드레인 소스 전압의 최소값 또는 그 부근에서 발생하여, 다시 스위칭 손실을 가능한 한 작게 할 것이다.

전술한 바와 같이 트랜지스터 T의 스위칭온을 지연시키면 출력 부하의 정도에 따라 자동적으로 그리고 점진적으로 스위칭 주파수를 줄여, 출력 접속 단자(9, 10)에서의 출력 전력의 감소를 수반하는 스위칭 주파수의 자동적 상승에 기인한 SOPS 내의 스위칭 트랜지스터 T에서의 과도한 스위칭 손실의 위험이 본 발명에 의해 효과적으로 방지된다.

스위칭 주파수는 점진적으로 변하기 때문에, 변환 회로(1)의 출력 전력은 비교적 낮은 값의 경우에도 전압 제어 회로(8)를 통해 효과적으로 제어될 수 있다.

당업자들에게는 바이폴라 트랜지스터 또는 다른 전계 효과 트랜지스터가 MOST 대신에 스위칭 트랜지스터 T로서 사용될 수 있다는 것이 명백할 것이다. 더욱이, 변압기(2)는 단일 코일로 제조될 수 있고, 변환 회로는 개별 구성 요소를 이용하여 단순하게 구현되거나 이와 달리 집적 회로로서 구현될 수 있다.

제어 트랜지스터 Q는 캐패시터 Ce 및 저항 Re를 적절히 선택하고 광결합 부재(OC)를 적절히 제어함으로써 바이어스되어, 트랜지스터 Q가 전류 감지 저항 Rs 양단에서의 비교적 낮은 전압에서 도전 상태로 되도록 함으로써 변압기 회로(1)의 출력 접속 단자(9, 10)에서 낮은 출력 전력을 초래할 수 있다. 따라서, 출력 전압, 즉, 변환 회로에 의해 제공되는 출력 전력은 바이어스 전압의 변화를 통해 동적으로 변할 것이다.

Claims (7)

1. 주권선(3), 부권선(4) 및 예비 권선(5)을 갖는 변압기(2)와,

   제 1 및 제 2 DC 전압 입력 접속 단자(6, 7) 사이에서 상기 주권선(3)과 직렬 회로를 형성하는 스위칭 트랜지스터(T)와,

   상기 스위칭 트랜지스터의 제어 전극에 접속되어 상기 DC 전압 입력 접속 단자(6, 7)에 전력이 들어올 때 상기 스위칭 트랜지스터(T)를 스위칭온하는 개시 회로(R1, C1)와,

   상기 스위칭 트랜지스터(T)의 상기 제어 전극에 접속되어 동작 동안 상기 직렬 회로 내에 흐르는 전류에 따라 상기 스위칭 트랜지스터(T)를 스위칭오프하는 제어 트랜지스터(Q)와,

   상기 예비 권선(5)과 상기 제어 트랜지스터(Q)에 접속되어 상기 주권선(3) 내에 흐르는 전류의 값에 따라 제어되는 방식으로 동작 동안 스위칭 트랜지스터(T)의 스위칭온을 통해 상기 변압기(2)의 상기 제 2 부권선에 제공되는 출력 전력을 제어하는 전압 제어 회로(8)

   를 포함하되,

   상기 변환 회로(1)는 동작 동안 상기 스위칭 트랜지스터(T)를 스위칭온하기 위해 필요한 전압이 상기 부권선에 제공되는 출력 전력의 값에 반비례하는 시간 동안 상기 제어 전극 상에 형성되도록 하는 것을 특징으로 하는

   DC/DC 변환 회로.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 스위칭 트랜지스터(T)의 상기 제어 전극은 용량성 작용(a capacitive action)을 하는 적어도 하나의 구성 요소에 의해 용량적으로 로드되어 동작 동안 스위칭 트랜지스터(T)를 스위칭온 하기 위해 필요한 상기 전압이 상기 구성 요소 내에 형성되도록 하는 것을 특징으로 하는

   DC/DC 변환 회로.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 용량성 작용을 하는 적어도 하나의 구성 요소는 상기 스위칭 트랜지스터(T)의 상기 제어 전극에 접속되고 상기 개시 회로(R1, C1)의 일부, 상기 전압 제어 회로(8)를 상기 스위칭 트랜지스터(T)의 상기 제어 전극에 접속시키는 접속 캐패시터(C2) 및 상기 스위칭 트랜지스터(T) 자체의 고유 게이트 소스 캐패시턴스를 형성하는 캐패시터(C1)에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는

   DC/DC 변환 회로.
4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,

   상기 용량성 작용을 하는 적어도 하나의 구성 요소와 상기 전압 제어회로(8)는 동작 동안 상기 스위칭 트랜지스터(T)가 상기 변압기(2)의 상기 주권선(3)에서 유도되는 발진 전압의 최소값에 대응하는 상기 예비 권선(5)의 전압의 최대값 또는 그 부근에서 자신을 스위칭온하도록 크기가 정해지는 것을 특징으로 하는

   DC/DC 변환 회로.
5. 제 1 항 내지 제 4 항에 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 전압 제어 회로(8)는 동작 동안 바이어스 전압을 상기 제어 트랜지스터(Q)에 인가하기 위해 상기 예비 권선(5)과 병렬로 접속되는 정류기 회로(D2, R3, Ca, Ra)를 포함하는 것을 특징으로 하는

   DC/DC 변환 회로.
6. 제 5 항에 있어서,

   동작 동안 상기 정류기 회로(D2, R3, Ca, Ra)에 의해 상기 스위칭 트랜지스터(T)에 인가되는 상기 바이어스 전압을 유도하기 위해 상기 제어 트랜지스터(Q) 및 상기 정류기 회로(D2, R3, Ca, Ra)에 접속되는 광결합 회로(OC)를 특징으로 하는

   DC/DC 변환 회로.
7. 제 1 항 내지 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

   적어도 상기 변압기(2)의 상기 주권선(3) 및 상기 부권선(4)은 적절한 탭을 갖는 하나의 권선에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는

   DC/DC 변환 회로.