KR20010032300A - 기준 발진기의 고조파 간섭 억제 방법 및 관련 수신기 - Google Patents

기준 발진기의 고조파 간섭 억제 방법 및 관련 수신기 Download PDF

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Abstract

다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기는 기준 주파수 발생기, 다운컨버터, 아날로그-디지털 변환기 및 프로세서를 포함한다. 기준 주파수 발생기는 기준 주파수 신호를 발생시키고, 다운컨버터는 수신 신호를 저역 변환시켜 중간 주파수 신호를 제공한다. 더욱이, 다운컨버터는 기준 주파수 신호에 동기화된다. 아날로그-디지털 변환기는 중간 주파수 신호에 응답하는 간섭 성분을 포함하는 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 데, 여기서, 아날로그-디지털 변환기는 기준 주파수 신호에 동기화된다. 프로세서는 다수의 복소수에 대한 원점을 평가하여, 각 복소수에서 원점을 감산함으로써, 내부적으로 발생되는 간섭을 저감시킨 수신 신호를 나타내는 간섭 보상 복소수를 생성시킨다. 더욱이, 이런 프로세서는 간섭 보상 복소수를 처리하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득한다. 관련 방법도 기술된다.

Description

기준 발진기의 고조파 간섭 억제 방법 및 관련 수신기{METHODS OF SUPPRESSING REFERENCE OSCILLATOR HARMONIC INTERFERENCE AND RELATED RECEIVERS}
무선 수신기의 분야에서는, 수신기에 사용된 동조 회로의 수를 감소시키려고 부단한 노력을 해왔다. 동조 회로의 수를 감소시킴으로써, 수신기의 큰 부분을 통합하여 더욱 작은 수신기가 제작될 수 있다. 이런 소형의 수신기는 그때 셀룰러 전화기와 같은 많은 영역에 사용될 수 있다. 그런 수신기의 설계면에서는 "zero-IF" 기술로서 공지된 기술로 많은 발전을 해왔다.
zero-IF 수신기에서의 슬로프(slope), 드리프트(drift) 및 오프셋 보상에 대해서는 예컨대 명칭이 "zero-IF 수신기에서의 슬로프 드리프트 및 오프셋 보상"인 미국 특허 제5,568,520호에 기술되어 있다. 게다가, 명칭이 "zero-IF 수신기에서의 슬로프 드리프트 및 오프셋 보상"인 미국 특허 제5,241,702호는, 아날로그 미분 회로를 이용하여 디지털화하기 전에 I,Q 신호를 미분하여, 미분되지 않은 신호의 파형을 복원하도록 디지털화한 후에 신호 샘플을 수적으로 적분함으로써 호모다인(homodyne)(zero-IF) 수신기에서의 DC 오프셋의 저감을 개시하고 있다. 이런 특허의 각각은 여기서 참조로 포함된다. 더욱이, 본 발명의 발명자는 이런 특허의 각각의 발명자이다.
호모다인 수신기에서, 바람직한 수신 채널의 중심에 배치된 국부 발진기에 수신 신호를 혼합시킴으로써 수신 신호는 직교 기저대(quadrature baseband)라 부르는 제로 주파수 I 및 Q 신호로 직접 저역 변환된다. 이런 국부 발진기가 수신 신호의 상부에 직접 있으므로, 이는 수신에 대한 간섭의 중요 소스일 수 있다. 그러나, 간섭 신호가 저역 변환(downconversion) 발진기와 동일할 수 있기 때문에, 이는 고유 간섭이고, I,Q 출력상에서 DC 오프셋으로 나타난다. 이런 DC 오프셋은, 수신기가 수신하기를 바라는 가장 약한 신호보다 클 수 있고, 상당한 스케일(scale) 이상으로 I,Q 아날로그-디지털 변환기를 구동시켜 신호 열화를 유발시킨다.
따라서, 상술한 특허는 호모다인 수신기내에서의 국부 발진기로부터 간섭을 저감시키도록 I,Q 신호의 DC 오프셋을 저감시키는 방법을 제공한다. 공지된 호모다인 수신기에서, 국부 발진기 주파수는 주 크리스털-관련 간섭 신호일 수 있는 데, 그 이유는 국부 발진기가 기준으로서 크리스털을 이용하여 디지털 주파수 합성기에 의해 채널 주파수로 동조되기 때문이다.
그러나, 이런 특허는 수퍼헤테로다인(superhetrodyne) 수신기에 관한 문제를 해결할 수 없는 데, 여기서, 수신 신호는 국부 발진기와 혼합되며, 이런 국부 발진기는, 채널 주파수로 동조되지 않고, 채널 주파수 플러스 또는 마이너스 바람직한 제 1 중간 주파수와 동일한 정(constant) 오프셋으로 동조된다. 그런 시스템에서, 국부 발진기는 바람직한 신호에 대한 간섭의 중요 소스일 수 없고, I 및 Q 신호의 DC 오프셋의 문제는 명백하지 않을 수 있다.
그러나, 크리스털 고조파와 같은 다른 크리스털 관련 주파수에 의한 바람직한 신호에 대한 간섭은 또한 I 및 Q 신호의 DC 오프셋에 부여할 수 있다. 따라서, 본 기술 분야에서는 개선된 수신기 및 간섭 저감 방법을 위한 필요성이 계속 존재한다.
본 발명은 통신 분야에 관한 것으로써, 특히, 수신기 및, 크리스털 제어형 수신기의 수신 감도를 저감시키는 방법에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 수신기를 설명한 블록도이다.
도 2는 도 1의 프로세서의 동작을 설명한 플로우차트이다.
그래서, 본 발명의 목적은 개선된 수신기 및 방법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명의 다른 목적은 간섭이 저감된 수신기 및 관련 방법을 제공하기 위한 것이다.
본 발명에 따르면, 이런 및 다른 목적은, 기준 주파수 발생기, 다운컨버터, 위상 디지타이저(digitizer)와 같은 아날로그-디지털 변환기 및 프로세서를 포함하는 수신기에 의해 달성되는 데, 여기서, 다운컨버터 및 아날로그-디지털 변환기는 양자 모두 기준 주파수 발생기에 의해 발생된 공통 기준 주파수 신호에 동기화된다. 특히, 다운컨버터는 수신 신호를 저역 변환(downconvert)시켜 중간 주파수 신호를 제공하고, 아날로그-디지털 변환기는 중간 주파수 신호에 응답하여 간섭 성분을 포함하는 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시킨다. 게다가, 프로세서는 이런 복소수를 처리하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득한다.
아날로그-디지털 변환 처리로 도입된 계통적(systematic) 주파수 오차는 디지털화된 신호 샘플을 처리함으로써 감소될 수 있다. 더욱이, 수신기가 기준 주파수 발생기의 크리스털 고조파인 주파수 채널에 동조될 시에, 크리스털 관련 간섭은 예컨대 디지털 고역 통과 필터 또는 평균화를 이용하여 감소되어 일정한 에러 성분을 판별할 수 있다.
특히, 본 발명의 실시예에 따른 수신기는 다수의 주파수 채널에 동조할 수 있다. 이런 수신기는 기준 주파수 발생기, 다운컨버터, 아날로그-디지털 변환기 및 프로세서를 포함한다. 기준 주파수 발생기는 기준 주파수 신호를 발생시키고, 다운컨버터는 수신 신호를 저역 변환시켜 중간 주파수 신호를 제공하는 데, 여기서, 다운컨버터는 기준 주파수 신호에 동기화된다. 아날로그-디지털 변환기는 기준 주파수 신호에 관련된 간섭 성분을 포함하는 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 데, 여기서, 아날로그-디지털 변환기는 기준 주파수 신호에 동기화된다. 프로세서는 다수의 복소수에 대한 원점(origin point)을 평가하여, 각 복소수에서 원점을 감산함으로써, 내부적으로 발생되는 간섭을 저감시킨 수신 신호를 나타내는 간섭 보상 복소수를 생성시킨다. 이런 프로세서는 또한 간섭 보상 복소수를 처리하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득한다.
특히, 다운컨버터는 기준 주파수 신호에 동기화된 국부 발진기, 이런 발진기에 의해 구동된 제 1 및 2 믹서(mixer) 와 결합망을 포함함으로써, 수신 신호가 제 1 및 2 믹서에 제공되고, 이런 믹서의 출력은 결합망에서 결합되어 중간 주파수 신호를 제공할 수 있다. 기준 주파수 발생기는 기준 주파수 발진기를 포함할 수 있다. 더욱이, 수신 신호는 안테나에서 수신될 수 있고, 필터는 안테나 와 아날로그-디지털 변환기 사이의 다운컨버터와 직렬로 결합될 수 있다. 게다가, 증폭기는 안테나 와 아날로그-디지털 변환기 사이의 다운컨버터와 직렬로 결합될 수 있고, 평가된 원점은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함할 수 있다.
수신기는 또한 기준 주파수 발생기와 결합됨으로써, 2 정수비만큼 기준 주파수에 관련된 채널 주파수에 동조되도록 하는 디지털 주파수 합성기를 포함한다. 더욱이, 아날로그-디지털 변환기는 아날로그 I 및 Q 신호로의 직교 저역 변환을 실행한 후에, 상기 I 및 Q 신호의 각각의 아날로그-디지털 변환을 실행할 수 있다. 선택적으로, 아날로그-디지털 변환기는 중간 주파수 신호를 순시 신호 위상 및 순시 신호 진폭을 나타내는 값의 쌍으로 변환하거나, 중간 주파수 신호의 직교 샘플링을 실행할 수 있다.
다수의 복소수는 수신기에서의 계통적 주파수 오차에 대한 보상을 포함할 수 있고, 평가된 원점은 다수의 복소수의 실수 성분의 평균치 및, 다수의 복소수의 허수 성분의 평균치로부터 평가될 수 있다. 게다가, 원점은 다수의 복소수가 위치하기로 되어 있는 원 및 호(arc) 중의 하나의 중심을 평가하거나, 수신 신호에 포함되는 공지된 신호 패턴을 사용함으로써 평가될 수 있다. 평가된 원점은 또한 바람직한 신호 전송 정보를 이용하여 재평가될 수 있다.
따라서, 본 발명에 따른 수신기는 DC를 감소시켜 크리스털 고조파 또는 크리스털 관련 주파수를 포함한 어떤 주파수 채널에 대한 간섭을 감소시킬 수 있다.
이하, 본 발명은 본 발명의 양호한 실시예를 도시한 첨부한 도면을 참조로 더욱 상세히 설명된다. 그러나, 본 발명은 다양한 형태로 실시될 수 있고, 여기에 설명된 실시예로 제한되는 것으로 구성되지 않으며, 오히려, 본 실시예는 개시가 본 발명의 범주를 당업자에게 충분히 전달할 수 있도록 제공된다. 여기서, 동일한 번호는 동일한 소자를 나타낸다.
본 발명에 따른 무선 수신기는 수신 신호를 제 1 국부 발진기로부터의 신호와 혼합함으로써 수신 신호를 중간 주파수(IF)로 저역 변환시킨다. 국부 발진기는 디지털 주파수 합성기의 위상 동기 루프(phase lock loop)를 이용하여 기준 크리스털 발진기에 위상 동기된다. 단일 저역 변환 단계 및 단일 국부 발진기가 제공될 수 있거나(단일 수퍼헤테로다인), 선택적으로, 2 단계 저역 변환이 제 1 및 2 국부 발진기(이중 수퍼헤테로다인)를 제공될 수 있다. 이런 경우에, 제 1 및 2 국부 발진기는 양자 모두 동일한 크리스털 기준 발진기에 위상 동기된다. 각 국부 발진기가 동일한 크리스털 기준 발진기에 위상 동기되는 한, 부가적인 저역 변환이 이용될 수 있다.
최종 중간 주파수는, 모든 저역 변환 단계가 그때 진폭 및 위상 정보를 보존하는 아날로그-디지털 변환기를 이용하여 디지털화된 후에 획득된다. 예를 들면, 직교 다운컨버터는 I 및 Q 신호를 획득하는 데에 사용될 수 있는 데, 이런 신호는 그때 제각기 아날로그-디지털 변환되어 제각기 실수부 및 허수부(I 및 Q 스트림)를 가진 복소수의 스트림을 획득한다. 선택적으로, 직교 샘플링이 사용될 수 있는 데, 여기서, 최종 중간 주파수 신호는 선택적으로 I 및 Q에 관련된 샘플을 획득하도록 공칭 중간 주파수의 1/4 사이클의 홀수가 분리된(taken apart) 샘플쌍에서 샘플되어 디지털화된다. 더욱이, 로그폴라(logpolar) 변환은 중간 주파수 신호 위상 및 진폭에 관련된 수의 값쌍을 획득하는 데에 사용될 수 있다. 후자는, 예컨대, 조사표(look-up table)를 이용하여 로그폴라-카티전(Cartesian) 변환을 실행함으로써, 디지털 신호 처리 회로에 의해 I 및 Q 샘플로 변환될 수 있다.
아날로그-디지털 변환 단계는, 예컨대, 아날로그-디지털 변환을 위한 샘플링율을 획득하도록 크리스털 주파수를 정수 분할비로 분할함으로써, 크리스털 기준 주파수에 고정되는 샘플링율을 이용할 수 있다. 로그폴라 변환 프로세스에서의 위상 디지털화는 또한 위상 설정 기준으로서 크리스털 기준 발진기로부터 유도된 신호를 사용한다.
따라서, 아날로그-디지털 변환 단계에 의해 도입된 계통적 주파수 오차는 감소될 수 있다. 예를 들면, 계통적 주파수 오차는 위상 기준 신호의 사용으로부터 유발될 수 있는 데, 이런 신호는 공칭적인 최종 중간 주파수에 대한 일정한 주파수차 또는 일정한 위상 기울기를 갖는다. 계통적 주파수 오차는 직교 다운컨버터의 사용으로부터 유발되어, 공칭적인 최종 중간 주파수로부터의 일정한 주파수 오프셋을 가진 주파수로 최종 중간 주파수 신호를 코사인 및 사인 신호와 혼합함으로써 I 및 Q 신호를 획득할 수 있고, 이런 오차는 이제 디지털화된 신호 샘플을 처리함으로써 수적으로 제거될 수 있다.
예를 들면, 로그폴라 솔루션에서, 계통적 주파수 오차는, 위상 샘플로부터 위상 누산기의 값을 감산함으로서, 로그폴라-카티전 변환을 실행하기 전에 편리하게 제거될 수 있는 데, 여기서, 위상 누산기의 값은 샘플링 주기마다 위상 인크리먼트(increment)로서 표현된 주파수 오차에 대응하는 인크리먼트만큼 위상 샘플링율로 증분된다. 카티전 또는 I,Q 형으로의 샘플로부터의 계통적 주파수 오차 리덕션(reduction)은 각 (I,Q) 값의 복소 증배에 의해 복소수(cos(θ)-j.sin(θ))만큼 감소될 수 있는 데, 여기서, θ는 상술한 위상 누산기의 값과 동일하다. 선택적으로, 카티전-폴라 변환은 주파수 오차가 상술한 바와 같이 위상 누산기를 이용하여 위상 각도값으로부터 제거되도록 실행되고나서, 다시 폴라-카티전 변환이 실행될 수 있다.
각 경우에, 최종 결과는 카티전 I 및 Q 샘플의 스트림인 데, 이는, 수신기가 동조되는 채널 중심에 있는 공칭적 보정(correct) 비변조 신호를 수신하게 될 경우에, 샘플간의 일정한 값을 나타낸다. 공칭적 보정 신호는, 주파수 정도(accuracy)의 표준으로 간주되는 기준 주파수 크리스털에 대한 기대 관계를 지닌 신호로서 정의되는 데, 이런 관계는 예컨대 2 정수의 비이다.
종래 기술에 따른 수신기가 상술한 정수중의 하나가 1이도록 크리스털의 고조파인 주파수 채널로 동조될 시에, 종래의 수신기는 크리스털 발진기로부터의 간섭에 의해 둔감해질 수 있는 데, 이런 크리스털 발진기는 상당한 강도의 고조파를 발생시킬 수 있으며, 이런 고조파 중의 하나는 수신기 채널내에 존재한다. 본 발명에 따른 수신기에서, 크리스털 관련 신호로부터의 그런 간섭은 제각기 I 및 Q 샘플의 최종 스트림에 대해 일정한 가산(addition)(IO및 QO)을 생성시킨다. 그러나, 그런 간섭으로 인한 일정한 부가 오차는 예컨대 디지털 고역 통과 필터를 이용하여 I 및 Q 샘플 스트림의 DC 성분을 차단하도록 제거될 수 있다. 선택적으로, 부가 오차(IO및 QO)는, 상당히 긴 시간에 걸쳐 I 및 Q 샘플 스트림을 평균하여 일정한 오차 성분을 가변 변조 성분과 구별함으로써 판정될 수 있다. 이와 같이 판정된 I 및 Q 값은 각 I, Q 샘플에서 감산되어, 크리스털 관련 스퓨리어스(spurious) 신호로부터의 간섭을 감소시킬 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 수신기를 도시한 블록도이다. 이런 블록도는 본 발명에 따른 수신기내에 제공될 수 있는 다양한 구성 요소를 포함하는 본 발명의 일례의 실시예를 설명한 것이다. 그러나, 이런 구성 요소의 모두가 본 발명에 따른 수신기를 제공하는 데에 필요한 것은 아니다. 예를 들면, 도 1의 수신기는 이중 수퍼헤테로다인 수신기이지만, 본 발명은 단일 수퍼헤테로다인 수신기로도 구현될 수 있다.
도 1에서, 무선 신호는 안테나(10)에서 수신되고, 이중 또는 수신 필터와 같은) 수신 대역 통과 필터(11)에 필터되어, 단말기의 전송기에 의해 발생된 자신의 전송기 신호와 같은 대역외 신호를 감소시킨다. 필터된 신호는 저잡음 증폭기(12)에 의해 증폭되고, 대역 통과 필터(13)에 의해 더 필터되어, 전송기 신호와 같은 대역외 신호 및 (2,2) 또는 half-IF 스퓨리어스 응답과 같은 믹서 스퓨리어스 응답 주파수를 더 억제한다. 그 후, 이런 신호는 제 1 영상 배제(image rejection) 다운컨버터(14)를 이용하여 저역 변환되는 데, 이런 제 1 영상 배제 다운컨버터(14)는 직교 발진기(14c)로부터의 코사인 및 사인 국부 발진기 신호에 의해 구동된 믹서(14a 및 14b) 및 중간 주파수(IF) 힐버트 네트워크를 포함한다. 믹서의 출력은 IF 힐버트 네트워크(14d)에 의해 결합된다. 영상 배제 믹서(14)는 영상 주파수로서 공지된 원치않는 믹서 스퓨리어스 주파수의 수신을 더 억제한다.
제 1 직교 국부 발진기(14c)는 이중 디지털 주파수 합성기(25)의 위상 동기 루프(PLL)를 이용하여 채널 주파수로 동조된다. 이런 채널 주파수는 예컨대 (8×81)로 분할된 19.44MHz 기준 주파수와 동일한 30KHz의 배수일 수 있다. 따라서, 합성기(25)는 채널 선택 비트에 의해 프로그램되어, (8×81)로 분할된 기준 주파수의 정수배로 발진기(14c)를 제어할 수 있다. 제 1 국부 발진기(14c)의 주파수는 사실상 바람직한 채널 주파수 플러스 바람직한 제 1 중간 주파수와 동일한 오프셋, 예컨대 71.64MHz로 제어될 수 있다. 이런 주파수의 선택에 대해서는, 1997년 11월 19일자로 출원되고, 명칭이 "이동 전화기에서의 간략화된 기준 주파수 분배"인 고리 등에 의한 미국 특허 출원 제08/974,227호에 기재되어 있다. 이런 출원은 여기서 참조로 포함된다.
제 1 IF 필터(15)는 원치 않은 주파수 채널상의 신호를 억제하도록 제 1 중간 주파수, 예컨대 71.64MHz상에서 중심을 이룬 대역 통과 필터이다. 일반적으로, 바람직한 다른 채널 억제 정도를 달성하기 위해서는 군데 군데 증폭단을 배치한 2 또는 3 개의 채널 필터링단을 제공한다. 그러나, 누설(leakage), 또는 인쇄 회로판의 트랙 간의 다른 원치않은 스퓨리어스 커플링 때문에 단일 주파수로 충분한 필터링 및 증폭을 달성하기가 어려울 수 있다. 그래서, 이중 수퍼헤테로다인 수신기에서, 제 1 IF 증폭기(16)에서의 부분 증폭 후에, 이미 필터된 제 1 IF 신호는 양호하게도 영상 배제형인 제 2 다운컨버터(17)에서 더 저역 변환될 수 있다. 제 2 다운컨버터는 제 2 국부 발진기(17c)를 포함하는 데, 이런 국부 발진기는 또한 기준 크리스털 발진기(30)로부터의 기준 주파수 신호, 예컨대 19.44MHz에 디지털적으로 위상 동기된다. 합성기(25)에 대해 적당한 이중 주파수 합성기의 위상 동기 회로는 필립스사의 부품 번호 UM1002로 사용 가능하다.
제 2 다운컨버터는 제 1 중간 주파수 신호를 제 2 중간 주파수 신호로 변환하는 데, 이런 제 2 중간 주파수 신호는 2의 누승(power)으로 분할된 기준 주파수에 근접시켜 위상 디지타이저(23)의 디자인을 증폭하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 25로 분할된 19.44MHz는 607.5KHz와 동일함으로써, 30KHz 채널 스페이싱의 배수인 600KHz의 제 2 중간 주파수가 선택되도록 한다. 그 후, 제 2 국부 발진기의 주파수는 제 1 중간 주파수 플러스 600KHz(예컨대, 71.64+0.6 = 72.24MHz), 또는 제 1 중간 주파수 마이너스 600KHz(예컨대, 71.64-0.6 = 71.04MHz)이다. 이런 주파수는 제각기 301 ×(19.44MHz/81) 및 296 ×(19.44MHz/81)이고, 합성기(23)가 이런 주파수를, 정수 81로 분할함으로써 크리스털 기준 주파수로부터 유도할 수 있는 240KHz의 정수배로서 합성하게 할 수 있다.
제 2 다운컨버터(17)로부터의 600KHz의 제 2 중간 주파수 신호는 군데 군데 제 2 중간 주파수 증폭기(19 및 21)를 배치한 제 2 중간 주파수 필터(18 및 20)에서 더 필터되고 증폭된다. 증폭기(16, 19 및 21)는 예컨대 대수 증폭기를 제공할 수 있고, 그의 각 단은 신호 진폭을 측정하기 위한 관련된 검출기를 가지는 데, 각 단은 신호 진폭이 증가할 시에 점진적으로 포화한다. 동일한 증폭기 블록내의 검출기로부터의 출력을 합산하여 부분 무선 신호 세기 인디케이터 RSSI(1), RSSI(2) 및 RSSI(3)를 생성시킬 수 있다. 이런 3개의 부분 RSSI 신호는, 지연 보상 합성 RSSI 신호를 발생시키도록 조합하기 전에 필터(18 및 20)를 통하는 신호의 상대 지연에 대해 보상될 수 있는 데, 이런 지연 보상 합성 RSSI 신호는 지연 보상기 및 디지타이저(22)에서 디지털화되어, 선택된 디지털 샘플링율로 로그폴라 값의 스트림을 발생시킨다. 지연 보상에 대해 적절한 기술에 대해서는, 예컨대 본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "대수 증폭기/검출기 지연 보상"인 미국 특허 제5,070,303호에 기재되어 있다. 이런 특허는 여기서 참고로 포함된다.
증폭기(21)로부터의 최종 제 2 중간 주파수 출력은 영교차번(zero crossing times)내에서 신호 위상 정보를 보유한 사각형파를 획득하도록 하드리미트(hardlimit)된다. 제 2 중간 주파수 영교차의 시간은 위상 디지타이저 회로(23)에 의해 정확히 기준 클럭 사이클의 절반으로 결정될 수 있다. 위상 디지타이저 회로(23)는 예컨대 분할기(23d)에서 19.44MHz의 기준 주파수를 81로 분할하여, 240KHz의 바람직한 샘플링율을 획득한다. 위상 디지타이저 회로(23)는 또한 5-비트 카운터(23b)에서 19.44MHz의 기준 주파수를 32로 분할하는 데, 이런 카운터는 단지 1의 이진 디지트가 동시에 변하는 그레이 코드로 카운트한다. 따라서, 카운터 상태는 계통적 7.5KHz 오차를 가진 600KHz의 제 2 IF에 가까운 607.5KHz의 율로 반복한다.
위상값을 디지털화하는 것이 바람직할 시에는 트리거 회로(23c)가 제공되고, 트리거가 제공된 후에 다음 중간 주파수 영교차는 기준 클럭 파형의 업/다운 상태와 함께 5-비트 카운터(23b)의 상태가 6-비트 래치(23a)로 래치되도록 한다. 이런 래치의 값은 0 과 63 사이에 있고, 순시 신호 위상을 360/64 = 5.625도의 배수로 양자화한다.
제 2 중간 주파수 신호가 카운터(23b)의 반복율과 동일한 607.5KHz의 주파수를 갖는다면, 카운터(23b)는 중간 주파수 영교차가 샘플되었을 때마다 동일한 상태에 도달하고, 래치(23a)로 래치된 위상값은 일정하다. 그러나, 공칭 제 2 중간 주파수는, 결과적으로 일정한 래치값으로 되는 607.5KHz의 값보다 7.5KHz 낮은 600KHz이다. 결과적으로, 제 2 중간 주파수 영교차는 각 240KHz 샘플링 주기 동안에 2개의 위상 단계인 7.5/240 사이클 또는 11.25도만큼 점진적으로 더 늦게 발생한다. 따라서, 래치(23a)는 점진적으로 각 연속 샘플상에서 2 최하위 단계(least significant step)만큼 더 커지는 위상값을 래치한다. 이런 점진적 위상 기울기는 동일한 위상 기울기를 생성시키도록 각 샘플 클럭에서 위상 누산기(23e)를 2 최하위 비트만큼 증분시킴으로써 제거되어, 모듈로-2Pi 감산기(23f)에서 래치(23a)의 값으로부터 누산기값을 감산하여 시스템내의 계통적 7.5KHz 주파수를 보상하는 위상값을 획득한다. 이런 보상된 위상값은, 수신기가 600KHz의 제 2 중간 주파수로 저역 변환시키는 공칭 온-채널(on-channel) 신호를 수신할 시에 일정하다.
신호의 순시 위상을 직접 디지털화하는 데에 사용될 수 있는 위상 디지타이저 회로는, 양자 모두 본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "직접 위상 디지털화"인 미국 특허 제5,084,669호 및, 명칭이 "신호 펄스 트레인의 시간 또는 위상 위치의 정확한 디지털 결정을 위한 방법 및 장치"인 미국 특허 제5,148,373호에 기재되어 있다. 이런 특허는 양자 모두 여기서 참고로 포함된다. 로그폴라형으로 복소 벡터 정보를 보존하면서 무선 신호를 디지털화하는 RSSI 디지타이저(22) 및, 회로(23)와 같은 위상 디지타이저의 사용에 대해서는 본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "로그폴라 신호 처리"인 미국 특허 제5,048,059호에 기재되어 있다. 이런 특허도 여기서 참고로 포함된다. 선택적으로, 예컨대, 여기서 참고로 포함되고, 퍽케트 아이브이 등에 의한 명칭이 "디지털 저조파 샘플링 다운컨버터"인 미국 특허 제4,888,557호에 기재되어 있는 바와 같이, 저역 변환된 무선 주파수 신호는 예컨대 직각 샘플링을 이용하여 카티전 복소수의 표시 스트림으로 변환될 수 있다.
본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "고속 자동 이득 제어"인 미국 특허 제5,568,518호에 기재되어 있는 바와 같이, 로그폴라 값은 진폭 스케일링(scaling)(디지털 AGC)을 적용하고, 수신 신호 와 기준 주파수 크리스털 발진기(30)(AFC)의 정확한 주파수차의 주파수 보정을 적용하는 데에 편리하다. 이런 특허는 여기서 참고로 포함된다. 본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "적응 최대 우도 복조기"인 미국 특허 제5,331,666호에 기재되어 있는 바와 같이,디지털 변조 신호를 복조하는 것과 같은 다른 기능에 대해, 카티전 표시는 더욱 편리할 수 있다. 이런 특허는 여기서 참고로 포함된다.
상술한 미국 특허 제5,568,518호 및 제5,332,666호에서, 수신 주파수 오차의 보정에 대해서는 복조를 위한 카티전 변환 전의 로그폴라 도메인에서 기술된다. 그러나, 본 발명에 따르면, 신호(로그폴라형인 경우)는, 상대 전송기/수신기 부정확도 또는 도플러 시프트에 의해 유발된 무작위 수신 신호 주파수가 아닌 계통적 주파수 오차만을 보상한 후에 카티전형으로 변환된다. 카티전형으로 디지털화되지 않았다면, 카티전형으로 변환한 후, 발진기(30)의 고조파와 같은 내부 크리스털 기준 주파수에 관련된 스푸리어스 신호는 자신을 일정한 오프셋으로서 카티전 표시의 실수부 및 허수부(I 및 Q)로 명백히 할 수 있다. 이런 일정한 오프셋은, 휴대형 수신기가 손에 쥐어지거나 객체(object)가 안테나에 근접해 있는 방식과 같이, 수신기가 다른 요소(factor) 중에서 동조되는 채널 주파수에 의존할 수 있다. 그러나, 이런 요소는 원하는 신호의 정보 변조에 대해 단지 저속으로 변함으로써, 원하는 정보 변조가 변화율에 의해 원치않는 내부 스푸리어스 신호와 구별될 수 있다.
따라서, 신호가 카티전형으로 디지털화되지 않았다면, 디지털 신호 프로세서(24)는 로그폴라 신호를 카티전형으로 변환시켜, 예컨대 더욱 고속 변화 정보 변조가 취소하도록 상당히 긴 주기에 걸쳐 I 및 Q 신호를 평균화함으로써 I 및 Q의 일정하거나 비교적 저속 변화 성분을 평가한다. 이동 블록 애버리저(averager) 또는 지수 포겟팅(exponential forgetting) 애버리저와 같은 상이한 형의 공지된 애버리저가 사용될 수 있다. 선택적으로, 원하는 신호가 동위상에서만 변조되는 일정한 진폭 신호로 구성되는 것으로 알려져 있을 시에, 신호 벡터는 일정한 반경의 원형 또는 호(arc)를 나타낸다. 그러나, 이런 원형의 중심은 내부 간섭에 의해 유발된 I,Q 상수의 원점 0,0으로부터 변위될 수 있다. 본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "무선 수신기에서의 D.C. 오프셋 보상"인 미국 특허 제5,241,702호는 반경 R 및 중심 좌표 (IO,QO) 양자를 결정하도록 원형 또는 원형의 호가 어떻게 연속 신호 벡터의 수에 가장 적합하게 될 수 있는 가를 기술하고 있다. 이런 특허는 여기서 참고로 포함된다.
이 출원에의 결정된 중심 좌표는 예컨대 크리스털 고조파로부터 내부 간섭에 의해 유발된 I 및 Q 오프셋이고, 각 I,Q 값에서 감산되어 I,Q 값을 산출함으로써 간섭이 감소될 수 있다. 이런 간섭 감소는 양호하게도 수신 신호 주파수 오차의 어느 다른 주파수 보정을 적용하기 전에 발생한다. 이런 주파수 보정은, 필요하다면, 점진적 증가 또는 감소 위상각을 통해 간섭 보상 I,Q 값을 선회시킴으로써 적용될 수 있고, 위상 기울기는 어느 잔여 주파수 오차를 더 감소시키도록 선택된다.
도 2는 신호 프로세서(24)에서의 간섭 저감을 구현하기 위한 동작을 설명한 플로우챠트이다. 선택적으로, 계통적 주파수 오차를 제거하는 단계는, 하드웨어 구성 요소 분할기(23d) 및 감산기(23f) 대신에 디지털 신호 프로세서(30)에서 실행될 수 있다. 블록(100)에서, 복소 신호 샘플은 아날로그-디지털 변환기로부터의 입력이다. 잔여 계통적 주파수 오차는, 위상 누산기(23e) 및 모듈로-2π감산기(23f)와 같은 하드웨어 구성 요소에 의해 감소되지 않았다면, 블록(101)에서 디지털로 감소될 수 있고, 신호 진폭은 워드 길이 오버플로우(word length overflow)가 수많은 처리 동안에 발생하지 않도록 스케일(scale)될 수 있다. 이런 조정은 로그폴라 도메인에서 고정 소수점 연산 가산 및 감산에 의해 가장 쉽게 실행되는 데, 여기서, 신호 진폭 스케일링은 로그 진폭값에 대한 스케일링 값의 가산 또는 감산이며, 주파수 오차 보상은 계통적 위상 기울기를 제거할 위상값으로부터의 위상 누산값의 모듈로-2Pi 가산 또는 감산이다.
이런 신호가 카티전형일 경우, 스케일링 및 주파수 오차 보정은 복소 승산을 필요로 할 수 있고, 디지털 신호 프로세서는 전력 소비의 견지에서 약간 부가적인 복잡성 및/또는 비용을 가지고 수행할 수 있다. 블록(102)에서, 스케일 값 및 계통적 주파수 오차 보정값은, 카티전형이 아닐 경우, 로그폴라형에서 카티전형으로 변환된다. 카티전 또는 I,Q 형은 블록(103 및 104)에서 간섭 소거 단계를 구현하는 것이 바람직하다. 블록(103)에서, I 및 Q 값의 평균값이나, I-값의 원점(IO) 및 Q-값의 원점(QO)은 상술한 바와 같이 평가된다. 평가된 IO,QO값은 블록(102)으로부터의 I 및 Q 값과 함께 블록(104)로 통과되고, 블록(104)에서, IO의 최근 평가치 및 QO의 최근 평가치는 각 Q 값에서 감산된다. 블록(104)의 출력은 코히어런트(coherent) 내부 간섭을 저감시키는 I 및 Q 값을 포함한다.
디지털 신호 처리 시에, 한 배치(batch)의 신호 샘플을 처리하기 위해 한번에 입력시키는 것이 보통이다. 특히, 정보를 할당된 타임슬롯내에서 특정 수신기로 전송하는 시분할 다중 접속 무선 전화 통신 시스템에서, 수신기는 신호를 수신하여 할당된 타임슬롯을 통해 수집된 다수의 표시 복소 샘플로 디지털화시켜, 처리를 위해 샘플의 전체 타임슬롯의 가치(worth)를 디지털 신호 프로세서(30)로 통과시킨다. 따라서,I(IO)의 평균값 및 Q(QO)의 평균값은 모든 샘플을 이용하여 타임슬롯으로부터 계산되어, 더 처리하기 전에 수집된 샘플에서 감산될 수 있다. 이런 점에서, 일찍 수집된 I,Q 샘플은 명백한 시간의 역방향으로 늦게 수집된 샘플로부터 평가된 신호 특성을 위해 보상될 수 있다. 예를 들면, 본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "디지털 변조 신호의 양방향 복조를 위한 방법 및 장치"인 미국 특허 제5,335,250호는 개선된 성능을 획득하도록 수집된 신호 샘플을 시간에 맞게 순방향 또는 역방향으로 처리하는 것을 기술하고 있다. 이런 특허는 여기서 참고로 포함된다.
블록(104)에서 간섭을 저감시킨 후에, 전송기 및 수신기 또는 도플러 시프트 간의 주파수 오차와 같이 비계통적 신호 주파수 오차를 저감시킬 수 있다. 간섭 보상 I,Q 값은 블록(105)에서 비계통적 신호 주파수 오차를 저감시키도록 복소 선회로 보정될 수 있다. 그 후, 간섭 및 주파수 오차를 보상한 신호 값(I',Q')은 원하는 정보를 디코드하는 블록(106)에서 디코드하기 위해 블록(105)에서 통과된다. 그 후, 디코드된 정보는 블록(107)에서 출력된다.
예컨대, 본 발명의 발명자에 의한 명칭이 "코히어런트 무선 수신기의 주파수를 급속히 제어하는 방법 및, 이런 방법을 실행하기 위한 장치"인 미국 특허 제5,136,616호와, 레이스에 의한 명칭이 "코히어런트 무선 수신기의 주파수를 제어하는 방법 및, 이런 방법을 실행하기 위한 장치"인 미국 특허 제5,093,848호에 기술되어 있는 바와 같이, 디코딩은 또한 블록(108)에서 신호 주파수 오차를 재평가하여, 블록(105)에서 보정을 위해 블록(109)에서 개선된 평가를 제공한다. 이런 특허의 양자 모두는 여기서 참고로 포함된다. 또한, I,Q 값의 크기가 블록(110)에서 최적 범위내에 있지 않다면, 블록(101)에서 수행된 스케일링 량은 블록(111)에서 신호 디코딩 동안에 재평가될 수 있고, 갱신된 스케일링 값은 블록(101)으로 통과되어, 자동 이득 제어(ACG)를 구현한다.
도 2의 동작에 대한 수정으로서, 블록(103, 104, 105 및 106)은 단일 동작으로 조합될 수 있는 데, 여기서 IO및 QO값 및 정보 심볼은 결합하여 평가된다. 정보 심볼에 의한 I 및 Q의 변조가 제외될 수 있다면, IO및 QO값의 평가는 개선될 수 있다. 더욱이, IO및 QO값의 평가를 개선시킴으로써 정보 심볼의 개선된 평가는 제공될 수 있다. 정보 심볼에 대한 평가의 개선에 의한 IO및 QO값의 평가의 개선의 상호 의존성 및 그 반대도 반복적으로 정련(refinement)시키거나 비터비 알고리즘을 이용함으로써 해결될 수 있다.
피터비 알고리즘은 정보 심볼의 시퀀스에 대한 각종 포스투레이트(postulate)를 테스트하여, 이런 시퀀스가 수신된 복소 신호 샘플을 얼마나 잘 설명하는 가에 따라, 각 조건에 대한 "스코어(score)"를 계산한다. 각 포스투레이트된 심볼 시퀀스와 관련된 IO및 QO값의 개별 평가가 저장되는 데, 이는 제각기 관련된 시퀀스가 정확한 시퀀스이다는 가정을 토대로 하고, 이것은 "스코어"를 계산하기 전에 수신된 I 및 Q 값에서 감산된다. 그 후, 피터비 알고리즘은 새로운 한 심볼의 모든 가능 값에 의해 포스투레이트된 시퀀스를 확장(extend)하여, 가장 오래된 심볼 위치에서만 다른 최상의 각 그룹의 확장된 시퀀스를 보유한다. 보유할 시퀀스를 선택할 시에, 그 시퀀스를 확장하는 데에 사용된 최신 심볼이 정확한 심볼이고, 선택된 시퀀스의 가장 오래된 심볼이 각 보유된 시퀀스를 위한 히스토리 메모리내에 기억된다는 가정으로 관련된 IO및 QO값은 갱신된다. 이런 식으로, IO및 QO값은 결합하여 정보 심볼 시퀀스가 디코드됨과 동시에 평가된다.
따라서, 모든 국부 발진기 및 샘플링 클럭을 획득하는 데에 사용되는 것과 동일한 기준 주파수 발진기로부터 발생한 수시기내의 간섭이, 적당한 예비 처리 후에, 복소 신호 벡터의 실수 및 허수 카티전 성분에 일정한 오프셋으로서 어떤 식으로 나타나는 지에 대해서는 전술되었고, 이는 예컨대 제로-IF(호모다인) 수신기와 관련하여 전술된 기술에 의해 제거될 수 있다. 따라서, 수신기가 내부 간섭 주파수와 일치하는 채널 주파수로 동조될 시에 발생하는 블록된 채널의 인시던스(incidence)는 실질적으로 감소될 수 있다. 수신기의 블록도의 다양한 변경은, 아래의 청구범위로 기술되는 바와 같이, 본 발명의 정신 및 범주내에서 당업자에게는 행해질 수 있다.
도면 및 명세서에서, 본 발명의 양호한 실시예가 기술되었고, 특별한 항목이 사용되었지만, 이는 제한을 위한 것이 아니라 일반적이고 예시를 위한 것이며, 본 발명의 범주는 다음의 청구의 범위에서 설명된다.

Claims (75)

  1. 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 기준 주파수 발생기,
    수신 신호를 저역 변환시켜 중간 주파수 신호를 제공하는 다운컨버터로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 다운컨버터,
    상기 중간 주파수 신호에 응답하는 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 아날로그-디지털 변환기로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 아날로그-디지털 변환기 및,
    상기 다수의 복소수에 대한 원점을 평가하여, 각각의 상기 복소수에서 상기 원점을 감산함으로써, 내부적으로 발생되는 간섭을 저감시킨 상기 수신 신호를 나타내는 간섭 보상 복소수를 생성시키는 프로세서로서, 상기 간섭 보상 복소수를 처리하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하는 프로세서를 구비하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 다운컨버터는 상기 기준 주파수 신호에 동기화된 국부 발진기, 상기 발진기에 의해 구동된 제 1 및 2 믹서 와 결합망을 포함함으로써, 상기 수신 신호가 상기 제 1 및 2 믹서에 제공되고, 상기 믹서의 출력은 상기 결합망에서 결합되어 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기는 기준 주파수 발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 안테나에서 수신되고, 상기 수신기는,
    상기 안테나 와 상기 아날로그-디지털 변환기 사이의 상기 다운컨버터와 직렬로 결합된 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 안테나에서 수신되고, 상기 수신기는,
    상기 안테나 와 상기 아날로그-디지털 변환기 사이의 상기 다운컨버터와 직렬로 결합된 증폭기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기와 결합됨으로써, 상기 수신기가 2 정수비만큼 상기 기준 주파수에 관련된 채널 주파수에 동조되도록 하는 디지털 주파수 합성기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 변환기는 아날로그 I 및 Q 신호로의 직교 저역 변환을 실행한 후에, 상기 I 및 Q 신호의 각각의 아날로그-디지털 변환을 실행하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 변환기는 상기 중간 주파수 신호를 순시 신호 위상 및 순시 신호 진폭을 나타내는 값의 쌍으로 변환하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 변환기는 상기 중간 주파수 신호의 직교 샘플링을 실행하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수는 수신기에서의 계통적 주파수 오차에 대한 보상을 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 다수의 복소수의 실수 성분의 평균치 및, 상기 다수의 복소수의 허수 성분의 평균치로부터 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 다수의 복소수가 위치하기로 되어 있는 원 및 호 중의 하나의 중심을 평가함으로써 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 수신 신호에 포함되는 공지된 신호 패턴을 사용하여 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 바람직한 신호 전송 정보를 이용하여 재평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  16. 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 수단,
    중간 주파수 신호를 제공하도록 수신 신호를 저역 변환시키는 수단으로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 저역 변환 수단,
    상기 중간 주파수 신호에 응답하는 잡음 및 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 아날로그-디지털 변환기 수단으로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 아날로그-디지털 변환기 수단 및,
    상기 다수의 복소수에 대한 원점을 평가하여, 각각의 상기 복소수에서 상기 원점을 감산함으로써, 내부적으로 발생되는 간섭을 저감시킨 상기 수신 신호를 나타내는 간섭 보상 복소수를 생성시키고, 상기 간섭 보상 복소수를 처리하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 저역 변환 수단은 상기 기준 주파수 신호에 동기화된 국부 발진기 수단, 상기 국부 발진기 수단에 의해 구동된 제 1 및 2 믹서 수단과 결합망 수단을 포함함으로써, 상기 수신 신호가 상기 제 1 및 2 믹서 수단에 제공되고, 상기 믹서 수단의 출력은 상기 결합망 수단에서 결합되어 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기 수단은 기준 주파수 발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  19. 제 16 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 안테나에서 수신되고, 상기 수신기는,
    상기 안테나 와 상기 아날로그-디지털 변환기 수단 사이의 상기 다운컨버터수단과 직렬로 결합된 필터 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  20. 제 16 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 안테나에서 수신되고, 상기 수신기는,
    상기 안테나 와 상기 아날로그-디지털 변환기 수단 사이의 상기 다운컨버터수단과 직렬로 결합된 증폭기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  21. 제 16 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  22. 제 16 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기 수단과 결합되어, 2 정수비만큼 상기 기준 주파수에 관련된 채널 주파수에 상기 수신기를 동조시키는 디지털 주파수 합성기 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  23. 제 16 항에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 변환기 수단은 아날로그 I 및 Q 신호로의 직교 저역 변환을 제공한 후에, 상기 I 및 Q 신호의 각각의 아날로그-디지털 변환을 제공하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  24. 제 16 항에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 변환기 수단은 상기 중간 주파수 신호를 순시 신호 위상 및 순시 신호 진폭을 나타내는 값의 쌍으로 변환하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  25. 제 16 항에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 변환기 수단은 상기 중간 주파수 신호의 직교 샘플링을 실행하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  26. 제 16 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수는 수신기에서의 계통적 주파수 오차에 대한 보상을 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  27. 제 16 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 다수의 복소수의 실수 성분의 평균치 및, 상기 다수의 복소수의 허수 성분의 평균치로부터 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  28. 제 16 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 다수의 복소수가 위치하기로 되어 있는 원 및 호 중의 하나의 중심을 평가함으로써 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  29. 제 16 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 수신 신호에 포함되는 공지된 신호 패턴을 이용하여 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  30. 제 16 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 바람직한 신호 전송 정보를 이용하여 재평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  31. 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 단계,
    중간 주파수 신호를 제공하도록 수신 신호를 저역 변환시키는 단계로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 저역 변환 단계,
    상기 중간 주파수 신호에 응답하는 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 단계로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 복소수 생성 단계,
    상기 다수의 복소수에 대한 원점을 평가하는 단계,
    각각의 상기 복소수에서 상기 원점을 감산함으로써, 내부적으로 발생되는 간섭을 저감시킨 상기 수신 신호를 나타내는 간섭 보상 복소수를 생성시키는 단계 및,
    상기 간섭 보상 복소수를 처리하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 저역 변환 단계는 국부 발진기를 상기 기준 주파수 신호에 동기화하는 단계, 상기 동기화된 국부 발진기로 제 1 및 2 믹서를 구동하는 단계, 상기 동기화된 국부 발진기에 의해 구동된 상기 제 1 및 2 믹서를 이용하여 상기 수신 신호를 혼합하는 단계 및, 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 상기 제 1 및 2 믹서의 출력을 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  33. 제 31 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 신호는 기준 주파수 발진기를 이용하여 발생되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  34. 제 31 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수를 생성시키기 전에 상기 수신 신호를 필터하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  35. 제 31 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수를 생성시키기 전에 상기 수신 신호를 증폭하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  36. 제 31 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  37. 제 31 항에 있어서,
    2 정수비만큼 상기 기준 주파수에 관련된 채널 주파수에 상기 수신기를 동조시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  38. 제 31 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수를 생성시키는 상기 단계는 아날로그 I 및 Q 신호로의 직교 저역 변환을 실행한 후에, 상기 I 및 Q 신호의 각각의 아날로그-디지털 변환을 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  39. 제 31 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수를 생성시키는 상기 단계는 상기 중간 주파수 신호를 순시 신호 위상 및 순시 신호 진폭을 나타내는 값의 쌍으로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  40. 제 31 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수를 생성시키는 상기 단계는 상기 중간 주파수 신호의 직교 샘플링을 실행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  41. 제 31 항에 있어서,
    상기 다수의 복소수는 계통적 주파수 오차에 대한 보상을 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  42. 제 31 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 다수의 복소수의 실수 성분의 평균치 및, 상기 다수의 복소수의 허수 성분의 평균치로부터 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  43. 제 31 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 다수의 복소수가 위치하기로 되어 있는 원 및 호 중의 하나의 중심을 평가함으로써 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  44. 제 31 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 수신 신호에 포함되는 공지된 신호 패턴을 이용하여 평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  45. 제 31 항에 있어서,
    상기 평가된 원점은 상기 바람직한 신호 전송 정보를 이용하여 재평가되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  46. 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 기준 주파수 발생기,
    수신 신호를 저역 변환시켜 중간 주파수 신호를 제공하는 다운컨버터로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 다운컨버터,
    상기 기준 주파수 신호에 관련된 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 아날로그-디지털 변환기로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 아날로그-디지털 변환기 및,
    상기 간섭 성분을 보상하도록 상기 복소수를 처리하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하는 프로세서를 구비하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  47. 제 46 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 복소수의 각각에 대한 원점 변위를 평가하면서, 상기 원점 변위에 대해 보정된 상기 복소수에 따라 정보 심볼을 복조하여 디코드하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  48. 제 47 항에 있어서,
    상기 복소수의 각각에 대한 상기 원점 변위의 각각의 상기 평가의 각각은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  49. 제 46 항에 있어서,
    상기 다운컨버터는 상기 기준 주파수 신호에 동기화된 국부 발진기, 상기 발진기에 의해 구동된 제 1 및 2 믹서 와 결합망을 포함함으로써, 상기 수신 신호가 상기 제 1 및 2 믹서에 제공되고, 상기 믹서의 출력은 상기 결합망에서 결합되어 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  50. 제 46 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기는 기준 주파수 발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  51. 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 수단,
    중간 주파수 신호를 제공하도록 수신 신호를 저역 변환시키는 수단으로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 저역 변환 수단,
    상기 기준 주파수 신호에 동기화되어, 상기 기준 주파수 신호에 관련된 잡음 및 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 수단 및,
    상기 간섭 성분을 보상하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하도록 상기 복소수를 처리하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  52. 제 51 항에 있어서,
    상기 처리 수단은 상기 복소수의 각각에 대한 원점 변위를 평가하면서, 상기 원점 변위에 대해 보정된 상기 복소수에 따라 정보 심볼을 복조하여 디코드하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  53. 제 52 항에 있어서,
    상기 복소수의 각각에 대한 상기 원점 변위의 각각의 상기 평가의 각각은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  54. 제 51 항에 있어서,
    상기 저역 변환 수단은 상기 기준 주파수 신호에 동기화된 국부 발진기 수단, 상기 국부 발진기 수단에 의해 구동된 제 1 및 2 믹서 수단 과 결합망 수단을 포함함으로써, 상기 수신 신호가 상기 제 1 및 2 믹서 수단에 제공되고, 상기 믹서 수단의 출력은 상기 결합망 수단에서 결합되어 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  55. 제 51 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기 수단은 기준 주파수 발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  56. 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 단계,
    중간 주파수 신호를 제공하도록 수신 신호를 저역 변환시키는 단계로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 저역 변환 단계,
    상기 기준 주파수 신호에 관련된 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 단계로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 복소수 생성 단계 및,
    상기 간섭 성분을 보상하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하도록 상기 복소수를 처리하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  57. 제 56 항에 있어서,
    상기 처리 단계는 상기 복소수의 각각에 대한 원점 변위를 평가하면서, 상기 원점 변위에 대해 보정된 상기 복소수에 따라 정보 심볼을 복조하여 디코드하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  58. 제 57 항에 있어서,
    상기 복소수의 각각에 대한 상기 원점 변위의 각각의 상기 평가의 각각은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  59. 제 56 항에 있어서,
    상기 저역 변환 단계는 국부 발진기를 상기 기준 주파수 신호에 동기화하는 단계, 상기 동기화된 국부 발진기로 제 1 및 2 믹서를 구동하는 단계, 상기 동기화된 국부 발진기에 의해 구동된 상기 제 1 및 2 믹서를 이용하여 상기 수신 신호를 혼합하는 단계 및, 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 상기 제 1 및 2 믹서의 출력을 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  60. 제 56 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 신호는 기준 주파수 발진기를 이용하여 발생되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  61. 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 기준 주파수 발생기,
    수신 신호를 저역 변환시켜 중간 주파수 신호를 제공하는 다운컨버터로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 다운컨버터,
    상기 기준 주파수 신호에 관련된 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 아날로그-디지털 변환기로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 아날로그-디지털 변환기 및,
    상기 기준 주파수 관련 간섭을 보상하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하도록 상기 복소수를 디지털로 고역 통과 필터하는 프로세서를 구비하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  62. 제 61 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 복소수의 각각에 대한 원점 변위를 평가하면서, 상기 원점 변위에 대해 보정된 상기 복소수에 따라 정보 심볼을 복조하여 디코드하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  63. 제 62 항에 있어서,
    상기 복소수의 각각에 대한 상기 원점 변위의 각각의 상기 평가의 각각은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  64. 제 61 항에 있어서,
    상기 다운컨버터는 상기 기준 주파수 신호에 동기화된 국부 발진기, 상기 발진기에 의해 구동된 제 1 및 2 믹서 와 결합망을 포함함으로써, 상기 수신 신호가 상기 제 1 및 2 믹서에 제공되고, 상기 믹서의 출력은 상기 결합망에서 결합되어 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  65. 제 61 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기는 기준 주파수 발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  66. 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 수단,
    중간 주파수 신호를 제공하도록 수신 신호를 저역 변환시키는 수단으로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 저역 변환 수단,
    상기 기준 주파수 신호에 동기화되어, 상기 기준 주파수 신호에 관련된 잡음 및 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 수단 및,
    상기 기준 주파수 관련 간섭을 보상하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하도록 상기 복소수를 디지털로 고역 통과 필터하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  67. 제 66 항에 있어서,
    상기 처리 수단은 상기 복소수의 각각에 대한 원점 변위를 평가하면서, 상기 원점 변위에 대해 보정된 상기 복소수에 따라 정보 심볼을 복조하여 디코드하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  68. 제 67 항에 있어서,
    상기 복소수의 각각에 대한 상기 원점 변위의 각각의 상기 평가의 각각은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  69. 제 66 항에 있어서,
    상기 저역 변환 수단은 상기 기준 주파수 신호에 동기화된 국부 발진기 수단, 상기 국부 발진기 수단에 의해 구동된 제 1 및 2 믹서 수단 과 결합망 수단을 포함함으로써, 상기 수신 신호가 상기 제 1 및 2 믹서 수단에 제공되고, 상기 믹서 수단의 출력은 상기 결합망 수단에서 결합되어 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  70. 제 66 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 발생기 수단은 기준 주파수 발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널로 동조 가능한 수신기.
  71. 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법에 있어서,
    기준 주파수 신호를 발생시키는 단계,
    중간 주파수 신호를 제공하도록 수신 신호를 저역 변환시키는 단계로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 저역 변환 단계,
    상기 기준 주파수 신호에 관련된 간섭 성분을 포함하는 상기 수신 신호를 나타내는 다수의 복소수를 생성시키는 단계로서, 상기 기준 주파수 신호에 동기화되는 복소수 생성 단계 및,
    상기 기준 주파수 관련 간섭을 보상하여 바람직한 신호 전송 정보를 획득하도록 상기 복소수를 디지털로 고역 통과 필터하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  72. 제 71 항에 있어서,
    상기 처리 단계는 상기 복소수의 각각에 대한 원점 변위를 평가하면서, 상기 원점 변위에 대해 보정된 상기 복소수에 따라 정보 심볼을 복조하여 디코드하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  73. 제 72 항에 있어서,
    상기 복소수의 각각에 대한 상기 원점 변위의 각각의 상기 평가의 각각은 'x' 좌표(IO) 및 'y' 좌표(QO)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  74. 제 71 항에 있어서,
    상기 저역 변환 단계는 국부 발진기를 상기 기준 주파수 신호에 동기화하는 단계, 상기 동기화된 국부 발진기로 제 1 및 2 믹서를 구동하는 단계, 상기 동기화된 국부 발진기에 의해 구동된 상기 제 1 및 2 믹서를 이용하여 상기 수신 신호를 혼합하는 단계 및, 상기 중간 주파수 신호를 제공하도록 상기 제 1 및 2 믹서의 출력을 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
  75. 제 71 항에 있어서,
    상기 기준 주파수 신호는 기준 주파수 발진기를 이용하여 발생되는 것을 특징으로 하는 다수의 주파수 채널 중의 하나를 통한 신호 수신 방법.
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