KR19980702998A

KR19980702998A - 양방향 무선 호출 시스템 및 장치

Info

Publication number: KR19980702998A
Application number: KR1019970706406A
Authority: KR
Inventors: 폴 더블유. 덴트
Original assignee: 찰스 엘. 무어, 주니어; 에릭슨인크.
Priority date: 1995-03-13
Filing date: 1996-03-08
Publication date: 1998-09-05
Also published as: WO1996028944A3; US5940742A; CN1449201A; CN1183879A; EP0815692A2; EP1071159A3; EP1071159B1; CA2213994A1; EP0815692B1; JPH11508096A; DE69636646T2; US6088593A; US5708971A; DE69636646D1; WO1996028944A2; SG86334A1; AU4995996A; NO974126D0; EP1071159A2; AU707169B2

Abstract

일반적으로 무선 호출 시스템은 개인이 착용한 소위, 무선 호출기로 알려진 소형의 배터리 구동 무선 호출 수신기로 무선 호출 메시지를 전송하기 위한 송신기 및 안테나를 구비한 지상국들 또는 궤도 위성들의 망을 포함한다. 종래의 무선 호출기는 장치들만을 수신하며, 망은 무선 호출이 성공되었다는 확인 신호를 수신하지 못한다. 본 발명은 무선 호출 메시지의 수신을 확인하는 수신 확인 신호를 전송하기 위한 송신기 및 상기 수신 확인 신호를 수신할 수 있는 수신국들의 망을 구비한 양방향 무선 호출기들의 제공을 포함한다. 망은 진보된 위상 어레이 안테나 신호 처리 기술을 이용하여 기지국에 의해 사용되는 것보다 훨씬 적은 휴대 장치의 송신기 전력으로 복귀 링크가 동작할 수 있게 한다.

Description

양방향 무선 호출 시스템 및 장치

종래의 무선 호출 시스템들은 휴대 유닛이 수신기만으로 이루어진 단방향 통신 시스템이다. 그러나, 무선 호출 서비스는 최근의 셀룰러 폰들이 소형, 저가이고 연장된 배터리 수명과 음성 통신을 제공하게 됨에 따라 양방향 셀룰러 폰 시스템과의 치열한 경쟁에 직면하고 있다. 따라서, 무선 호출 서비스 시장은 망 내에서의 짧은 메시지 서비스 또는 음성 사서함 등과 같은 양방향 통신 서비스로의 이동에 관심을 표현함으로써, 경쟁에 대처하고 있는데, 이러한 서비스는 무선 호출 유닛에 의해 중앙에 저장된 메시지를 재생하도록 트리거되어야 하고, 이에 따라 역방향, 즉 무선 호출 유닛에서 망으로의 통신을 필요로 한다.

그러나, 무선 호출 유닛에서 기지국으로 역방향 통신을 제공하는 데는 많은 기술적인 문제가 있다. 일반적으로, 무선 호출 방송 송신기는, 통상 사용자의 신체에 가깝게 착용되는 무선 호출 수신기 안테나의 저효율을 보상하기 위하여 예컨대 100 내지 250 와트 정도의 고출력을 필요로 한다. 따라서, 무선 호출기의 역방향 통신 능력의 제공은 역방향 링크를 폐쇄하기 위한 유사하게 높은 송신기 출력의 필요에 의해 심각하게 방해된다.

종래에는 순방향, 즉 기지 유닛에서 휴대 유닛으로의 통신에서 사용되는 것보다 훨씬 낮은 휴대 송신기 출력으로 휴대 유닛에서 기지 유닛으로의 양방향 무선 통신을 제공하는 시스템이 없다. 에릭슨사에 의해 제조된 EDACS 시스템과 같은 육상 이동 무선 시스템이 상기한 시스템의 일례이다. 이러한 종래의 시스템들에서, 역방향 링크는 휴대 유닛으로부터 가장 가까운 수신소까지의 범위가 기지 송신기로부터 휴대 송신기까지의 범위보다 훨씬 작도록 복수의 분산된 기지국 수신소를 제공하여 휴대 송신기 출력이 기지 송신기 출력보다 훨씬 작게 함으로써 폐쇄된다. 그러나, 복수 수신소의 제공은 비용을 증가시킬 수 있다.

또한, 종래의 시스템들은 순방향 통신에서 사용되는 것보다 낮은 출력을 사용하고 고정 송신기 사이트(site)들보다 훨씬 더 많은 수의 고정 수신기 사이트를 사용하지 않고도 휴대 유닛에서 기지 유닛으로의 양방향 통신이 이루어지는 예들을 포함한다. 셀룰러 폰 시스템이 상기한 시스템의 일례이다. 셀 사이트로 알려진 각 사이트는 적어도 하나의 송신기 및 적어도 하나의 수신기를 포함한다. 따라서, 모든 사이트는 송신기 사이트들 및 수신기 사이트들이다. 동일한 거리 상에서의 통신 동안에 휴대 유닛이 기지 유닛보다 낮은 출력을 사용할 수 있도록 하기 위하여, 고정 수신 시스템은 종종 2개의 이격된 수신 안테나를 사용하여 공간 다이버시티 수신을 제공한다. 이것은 신호들이 레일리 페이딩을 겪을 때 7dB의 이득을 제공하여 휴대 유닛의 전력이 원리적으로 기지 전력보다 5배 낮게 될 수 있게 한다.

또한, 종래의 셀룰러 시스템들은 기지국에서 방향성 안테나의 사용을 포함한다. 일반적으로, 기지국 안테나는 120도 간격으로 마스트 주위에 설치된 3개의 방향성 안테나를 포함하는데, 이들 각각은 3개의 120도 섹터 또는 셀을 담당한다. 섹터화된 셀룰러 시스템은 3개의 인접 셀의 기지 사이트들을 집합시킨 것으로 간주될 수 있으며, 셀들은 이들은 개별 중심 대신에 공통 변부로부터 조사되어 사이트수를 3만큼 감소시켜 부동산 비용을 절약할 수 있다. 기지에서 서비스해야 하는 여분의 통신 거리, 즉 중심에서 변부까지의 거리 대신 셀 변부에서 셀 변부까지의 거리는 중심 조사의 경우에 사용되는 다방향 안테나와 비교할 때 120도 섹터 안테나의 여분의 방향 이득에 의해 제공된다. 따라서, 셀룰러 시스템의 섹터화는 감소된 부동산 비용으로 동일한 성능을 제공하는 한 방법이다.

특정 이동 전화 서비스를 위하여 사용되는 안테나 방향 또는 섹터는 호출 셋업시에 결정되며, 상대적으로 긴 전화 호출 시간 때문에 사용될 섹터를 확보하는 데 적절한 시간이 이용될 수 있다. 셀룰러 시스템의 수신은 물론 전송을 위해 동일 안테나 방향이 사용된다. 그러나, 이러한 해결책은, 휴대 유닛이 위치할 수 있고 시스템이 미리, 전송 또는 수신을 위해 사용하는 안테나 방향이 무엇인지를 알지 못하는 완전 360도 방위각으로 무선 호출 메시지를 방송하는 무선 호출 시스템에 대해서는 적용되지 못한다. 무선 호출 시스템에서, 메시지 대체로 너무 짧아서 셀룰러 전화 호출을 행하는 데 사용된 것과 유사한 호출 셋업 절차를 수행할 수 없으며, 적절히 선택되는 안테나 방향성이 호출 서비스를 가능하게 한다.

상기 합체된 참조용 모 특허 출원들은 안테나 어레이를 사용하여 수신 안테나 방향성을 향상시키는 방법 및 시스템을 개시하고 있다. 또한, 모 출원들은 안테나 요소들로부터의 신호들이 수신을 보강하도록 결합될 수 있는 최적 계수들을 결정하기 위하여 기지 수신기 사이트에서 이동 송신기들에 의해 전송된 공지의 심볼 패턴들을 사용하는 방법을 개시하고 있다. 더우기, 이 출원들은 또한 어레이 요소들 간의 위상 및 진폭 에러를 결정하고 장기간에 걸쳐 이를 보정하기 위하여 수신 신호들을 사용하는 방법을 기술하고 있다. 이러한 기술들은 양방향 무선 호출 시스템의 실현을 방해하는 종래 무선 호출 시스템의 결함을 극복하도록 아래에 더욱 개발되어 있다.

발명의 요약

상기한 결점들, 그 외 다른 결점들, 한계 및 문제점들은 휴대 유닛 전송 전력을 크게 감소시키면서 다수의 수신소를 감소시키는 것을 목적으로 하는 본 발명에 의해 극복된다. 본 발명의 예시적인 실시예들에 따른 양방향 무선 호출 시스템은 수신부, 송신부 및 제어부를 각각 구비한 소형의 휴대용 배터리 구동 무선 호출 유닛들을 포함한다. 제어부는 수신기가 배터리 전력을 보존하기 위해 낮은 시간 비율로만 동작하도록 수신기의 전력 상승 및 강하를 제어하는 저전력 타이머를 구비하고 있다. 전력 상승시, 수신기는 하나의 신호를 수신하고 이를 처리하여 하나의 어드레스를 디코딩한다. 하나의 주소를 성공적으로 디코딩한 후, 제어부로 수신 타이밍 표시가 출력되고, 제어부는 송신기를 구동하여 수신 타이밍에 관한 상수 타이밍을 가진 수신 확인 신호를 생성한다. 수신 확인 신호는, 예컨대, 수신 메시지 비트들로부터 계산된 순환 중복 검사(CRC) 코드일 수 있지만, 또한 더 많은 정보가 이어지는 표시를 제공할 수 있다.

본 발명에 따른 무선 호출 망들은 무선 호출 송신소와 함께 위치하거나 송신소로부터 분리될 수 있는 수신소들의 망을 포함한다. 수신소들은 각각 수신 확률을 향상시킬 수 있도록 함께 처리될 수 있는 신호들을 가진 요소적 방향성 안테나들의 어레이를 포함할 수 있다. 안테나 요소들로부터의 신호들은 수신 확인 신호를 수신하기 위하여 무선 호출 메시지의 전송 후 소정의 시간에 샘플링된다. 수신을 위해 전송과 동일한 주파수를 사용하는 경우, 기지 송신기들은 수신 타이밍 윈도우 동안 저지될 수 있다.

샘플링된 신호들은 디지탈화되어 메모리에 저장된 다음, 수치 처리기에 의해 처리되어 수신 확인의 검출을 시도한다. 예컨대, 처리기는 저장 매체에서 수신 확인의 시작에 대응하는 샘플들이 존재하는 장소에 대한 여러 가설들(즉, 도달 시간 가설들), 수신 확인이 수신되는 방향에 대한 여러 가설들(즉, 도달 방향 가설들), 및 수신 확인이 전송된 라디오 주파수에 대한 여러 가설들(즉, 주파수 가설들)을 평가할 수 있다. 주파수 가설들에 대한 하나의 대안으로, 무선 호출 수신기에 의해 수신된 신호에 대해 측정된 주파수 에러를 이용하여 주파수에 대한 보정을 행함으로써 휴대용 무선 호출 장치에서의 주파수 부정확성이 방지될 수 있다.

본 발명의 상기한 특징, 다른 특징, 목적들 및 장점들은 첨부된 도면들을 참조한 아래의 상세한 설명을 읽음으로써 쉽게 이해될 것이다.

발명자 폴 더블유. 덴트에 의해 공간 최대 확률 절차 예측이라는 발명의 명칭으로 1995년 2월 24일 출원된 미국 특허 출원 번호 제 08/393,809호 및 동일 발명자에 의해 공동 채널 간섭 제거 방법을 사용한 셀룰러 통신 시스템이라는 발명의 명칭으로 199년 1월 11일 출원된 미국 특허 출원 번호 제 08/179,953호가 본 명세서에 참고 자료로 합체되어 있다.

본 발명은 휴대 장치를 사용하는 사람들에게 전자적으로 경보를 발하고 휴대 장치로 짧은 메시지, 예컨대 호출될 전화 번호를 전송하기 위한 시스템에 관한 것이다. 이러한 짧은 메시지의 단방향 무선 통신 분야는 무선 호출로 알려져 있다.

도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 무선 호출기의 블록도.

도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 수신기의 블록도.

도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 예시적인 디코딩 데이타 포맷을 나타내는 도면.

도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 송신기의 블록도.

도 5(a)는 본 발명의 상수 엔벨로프 OQPSK 실시예에 따른 예시적인 무선 신호의 복소수 벡터 표현을 나타내는 도면.

도 5(b)는 예시적인 Q 성분 파형을 나타내는 도면.

도 5(c)는 예시적인 I 성분 파형을 나타내는 도면.

도 6은 예시적인 안테나 구조를 나타내는 도면.

도 7은 도 6의 안테나의 패치들을 위한 예시적인 접속부들을 나타내는 도면.

도 8은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 기지국의 수신 신호 처리 채널의 블록도.

도 9는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 원형 어레이 및 공통 어레이 처리를 나타내는 도면.

도 10은 나이키스트 위상 필터링된 상수 엔벨로프 OQPSK를 나타내는 도면.

도 11은 GMSK 파형을 나타내는 도면.

도 12는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 섹터화된 처리예를 나타내는 도면.

본 발명을 구현하기 위한 무선 호출기의 일반 예시도가 도 1에 도시되어 있다. 안테나(10)는 송수신 안테나 스위치(11)를 통해 수신부(12) 또는 송신부(13)에 교대로 결합된다. 스위치(11)는 예컨대, PIN 다이오드들, 및 유닛이 전송 모드에 있을 때 외에는 전류를 소모하지 않는 공지 기술을 사용하여 구성될 수 있다. 또한, PIN 다이오드들이 송신기 또는 수신기가 동작할 때 외에는 배터리로부터 전류를 공급받지 않도록 배열하는 것도 가능하다.

무선 호출기의 중요한 설계 과제는 스탠바이 모드에서의 배터리 소모의 최소화라는 것을 알 것이다. 이를 위해, 무선 호출기 및 무선 호출망은 휴대 유닛에 의한 연속 수신을 필요로 하지 않지만 특정 무선 호출기에 대한 무선 호출이 항상 전송되는 반복 프레임 주기로 시간 슬롯을 정하기 위해 공조하도록 설계된다. 무선 호출기는 수신기의 전력을 강하시킬 수 있거나 배터리 에너지를 보존하기 위하여 프레임 주기의 대부분 동안 슬립 모드(sleep mode)에 들어갈 수 있다. 슬립 모드에서 동작 상태에 있는 유일한 회로는 무선 호출기가 무선 호출국 자신의 어드레스를 가진 가능 메시지를 위한 무선 호출국의 전송을 검사하기 위해 동작 상태로 될 때를 결정하는 저전류 발진기에 의해 구동되는 저전력 타이머이다. 이 타이머(도 1에 도시되지 않음)는 필요할 때에 수신기 또는 송신기 회로로 전력 상승 제어 신호들을 발하는 제어부(14) 내에 제공된다.

수신기(12) 또는 송신기(13)가 동작하려 할 때, 수신기 또는 송신기가 정확한 무선 채널 주파수 상에서 동작하도록 보장하는 데 필요한 주파수 정확도는 대체로 제어부(14) 내의 저전력 타이밍 발진기가 제공할 수 있는 것보다 높다. 이러한 저전력 발진기들은 전자 손목 시계 칩들에 사용되는 것과 같이 대체로 100,000분의 몇 정도의 정확도를 가진 32 KHz 수정을 사용한다. 그러나, 500-1000 MHz의 송신기 또는 수신기 동작 주파수에서 수십 KHz의 주파수 부정확도로 변한다. 조건에 맞는 무선 주파수 정확도를 얻기 위하여, 고온 안정성을 보장하도록 설계된 특정 절삭각을 가진 고주파 수정, 즉 AT 절삭 수정을 대체로 10 MHz 영역에서 사용하는 것이 필요하다. 그러나, 이러한 발진기는 바람직하지 않게도 배터리로부터 연속적으로 높은 전류를 소모하며 전송 또는 수신시 외에는 이상적으로 전력 강하되어야 한다. 더우기, 전력 상승시, 이렇게 높은 안정성의 발진기는 고안정성 수정의 높은 Q 계수 때문에 안정 동작 조건에 도달하는 데 수십 밀리초가 걸릴 수 있다. 대신에, 외부 32 KHz 수정을 사용하지 않고도 동작하고 수신기의 나머지의 전력 상승 전에 고안정성 발진기로 사전 전력 상승 명령을 발하는 저전력 스탠바이 타이머가 제공되어 발진 안정 시간을 제공한다. 더우기, 집적 회로 칩 상에 전체적으로 형성될 수 있는 저정확도의 비수정(non-crystal) 발진기는 모든 전력 상승 기회에 고정확도 발진기(16)에 대해 보정되어, 타이머가 다음 전력 상승 주기에 대해 계수해야 하는 계수가 재계산될 수 있다. 또한, 제어부(14)는 인간-기계 인터페이스(MMI;15)에 접속된다. MMI는 인간 사용자가 전자 또는 기계 장치와 인터페이싱할 수 있게 하는 이어폰, 마이크로폰, 부저, 디스플레이 및 키보드 등의 통칭이다. 대체로, 무선 호출기 MMI는 비퍼, 디스플레이 및 하나 또는 두 개의 키 버튼이다. 디스플레이는 사용자가 전화하도록 무선 호출되고 있는 전화 번호를 표시하거나, 사용자가 예컨대 좌우 또는 상하 버튼의 도움으로 스크롤링할 수 있는 더 긴 문자 메시지도 표시할 수 있다.

본 발명에 따르면, 제어부(14)는 또한 송신부(13)와의 인터페이스를 구비하고 있다. 제어부가 그의 수신 시간 슬롯에서 그의 어드레스를 검출하고 메시지를 수신할 때, 제어부는 전자적으로 수신 확인 또는 사전 준비된 응답을 모아 송신부(13)를 구동시켜 그 응답을 전송한다. 기지 수신기의 응답 검출 작업을 쉽게 하기 위하여, 제어부는 바람직하게도 무선 호출 메시지의 수신 후 선정된 시간 지연하에 응답의 전송을 유발한다. 선정된 시간 지연은 수신기가 최종 메시지 비트를 수신한 후 그 어드레스를 확인하기 위해 필요한 시간에, 송신기를 주파수에 동조시키는 데 필요한 시간, 예컨대 2 내지 10 밀리초를 더한 시간보다 길 필요가 없다.

또한, 무선 호출기는 본 발명에 따라 무선 호출되지 않고도 짧은 메시지의 전송을 시작할 수 있다. 이 경우에, 제어부(14)는 무선 호출 슬롯이 무선 호출기의 어드레스를 갖고 있는지의 여부에 관계없이 무선 호출기 자신의 시간 슬롯 내에서 하나의 메시지를 수신한 뒤 선정 시간 후에 송신부(13)를 구동시킨다. 무선 호출기는 다른 무선 호출기가 응답하고 있을 때에 그 자신의 메시지를 전송할 수 있거나, 또는 수신 슬롯이 유휴 표시를 갖고 있을 때에만 무선 호출기에 의한 전송이 허용될 수 있다. 더우기, 무선 호출기 자체의 어드레스의 검출에 응답하지 않은 무선 호출 메시지 또는 자체 개시 메시지에 대한 수신 확인을 각각 전송하기 위하여 무선 호출 유닛에서의 대체 전송 채널들에 대응하여 개별적인 수신 주파수 채널이 제공될 수 있다. 또 하나의 시스템 옵션은 수신 시간 슬롯이 다른 무선 호출기의 어드레스를 갖고 있을 때에만 자체 개시 메시지를 전송하기 위해 대체 주파수 채널을 사용하고 수신 시간 슬롯이 유휴 표시를 갖고 있을 때에는 기본 역채널 주파수를 사용하는 것이다. 기지망은 자체 개시 메시지의 수신 확인과 함께 응답할 수 있으며, 무선 호출기는 수신 확인의 미수신과 동시에 성공될 때까지 연속적으로 전송을 반복할 수 있다.

본 발명에 따른 또 다른 시스템 옵션은 순방향 및 복귀 링크들에 대하여 동일한 주파수를 사용하는 것을 포함한다. 무선 호출 유닛을 기지국으로부터 수신된 타이밍 표시자에 대해 상대적으로 정확한 전송 버스트 타이밍으로 응답하도록 배열함으로써, 망은 예상된 응답 윈도우 동안에 송신기를 차단하여 무선 호출기로부터 저전력 응답을 수신할 수 있다. 전술한 모든 대안들은 첨부된 청구 범위에 의해 특정된 바와 같이 본 발명의 영역 및 사상 안에 있는 것으로 고려된다.

도 2는 휴대 유닛에서의 바람직한 수신기 구현에 대한 상세도를 나타낸다. T/R 스위치(11)로부터 수신된 신호는 강한 대역 밖의 방해 신호들을 배제하는 안테나 필터(20)를 통해 들어간다. 필터링된 신호는 저잡음 증폭기(21) 및 직교 하향 변환기들(22, 23)로 들어가서, 증폭 신호는 주파수 합성기(35)에 의해 제어되는 직교 발진기(24)로부터 코사인 및 사인 신호들과 혼합된다. 소위 프론트-엔드(front-end) 기능들 모두를, 즉 단일 칩 내의 소자들(21, 22, 23, 24)에 의해 수행되는 것들을 수행하는 집적 회로 칩들이 제조될 수 있다.

프론트-엔트 칩의 출력은 I 및 Q로 알려진 2개의 기저 대역 신호를 포함한다. I, Q 신호들은 능동형 필터들(25, 26)에서 저역 필터링되며 기저 대역 증폭기들(27, 28)에서 증폭된다. 이러한 처리 시점에서 필요한 증폭량은, 넓은 동적 범위 상의 어느 곳에서나 신호들이 무선 호출기에 의해 수신될 수 있기 때문에, 알지 못한다. 그러나, 증폭량은 포화에 이르기에 충분히 강한 신호를 피할 수 있도록 제한되어야 한다. 더우기, 도 2에 도시된 수신기는 동기(homodyne) 수신기이기 때문에, 포화없이도 사용 가능한 증폭량을 더욱 제한하는 믹서들(22, 23) 및 증폭기들(27, 28)의 출력 상에서의 높은 DC 오프셋을 겪는다. 이러한 오프셋은 실제 회로의 불균형은 물론, 동기 수신기에서 대체로 원하는 수신 주파수 채널의 중심에서 보강 간섭을 일으키고 있는 그 자신의 로컬 발진기로부터 신호를 수신하는 수신기로부터 발생한다. DC 오프셋의 문제는 본원 명세서에 참조로 합체된, 폴 더블유. 덴트에 의해 DC 오프셋 보정이라는 제목으로 출원된 미국 특허 제 5,241,702호에 기술된 바와 같이 경감될 수 있다. 상기 특허에 더 상세히 기술되어 있는 바와 같이, 바람직하지 못한 DC 오프셋은 커패시터들(29, 30)을 사용하여 I, Q 신호들을 미분한 다음 이중 채널 AD 변환기(31)를 사용하여 미분된 I, Q 신호들을 디지탈화함으로써 제거된다. I, Q 신호들의 미분을 완수하는 압신(companded) 델타 변조를 이용하는 AD 변환 기술이 사용될 수 있다.

미분되고 디지탈화된 I, Q 신호들은 AD 변환기(31)에서, 제어부(14)를 구현하는 데 사용된 것과 동일한 CMOS 집적 회로의 일부를 구성할 수 있는 디지탈 신호 처리 유닛(32)으로 전송된다. 신호 처리 유닛은 미분되고 디지탈화된 I, Q 신호들을 메모리(33)에 저장한 다음, 오프 라인 처리를 위해 이 신호들을 불러낸다. 그러나, 저장된 각 샘플은 기준 수정 발진기(16)에 의해 구동되는 제어 유닛(14) 내의 마스터 클럭에 관해 정확히 알려진 순간에 수신되며, 마스터 클럭은 샘플들을 디지탈화하기 위해 AD 변환기(31)의 시작 순간을 제어한다. 따라서, 오프 라인 신호 처리는 신호의 실시간 거동에 대한 지식의 손실을 유발하지 않는다. 이러한 지식은 특수 심볼 또는 신호 패턴이 수신 메시지 내에서 검출된 뒤 소정 시간 후에 응답을 전송하도록 송신기(13)를 시발시킬 수 있도록 하기 위하여 유지된다.

신호 처리는 대체로 디지탈화된 I, Q 신호들을 재적분하고 초기에 0으로 설정된 I 및 Q 디지탈 누산기들을 사용하여 이 신호들의 원시 특징들을 재저장하는 것을 포함한다. 또한, 신호 처리는 재적분된 신호들 내의 오프셋 에러를 예측하고 상기 합체된 미국 특허 제 5,241,702호에 따라 오프셋 에러를 보정하는 것을 포함할 수 있다. 더우기, 재적분 신호들 내의 계층적 상향 또는 하향 기울기가 보상될 수 있다. 그 다음, 보상된 신호들은 디지탈 방식으로 복조되어 전송된 디지탈 데이타를 추출하게 되는데, 이 데이타는 이진 FM, MSK, GMSK, PSK, QPSK, OQPSK, Pi/4-DQPSK, QAM 또는 다른 기술 등과 같은 공지의 디지탈 변조 기술에 의해 변조되어 있다.

상기한 바와 같이 수신 신호를 처리한 후, 디코딩된 데이타는 도 3에 도시된 바와 같은 포맷으로 메모리에 저장될 수 있다. 여기서, 도달 시간 워드는 수신 메시지에서 특정 비트의 시작을 가진 것으로 간주된 메모리 버퍼(33) 내의 샘플수를 표시한다. 이것은 적절하게 예컨대, 코딩된 형태의 어드레스 성분(42)의 제1 비트일 수 있다. 코딩된 형태의 어드레스는 리던던시를 추가함으로써 비트수를 확장하는 전송용 에러 보정 코드를 사용하기 때문에 디코딩된 형태의 어드레스보다 많은 수의 비트를 포함할 수 있다. 더우기, 확장된 수의 코딩된 비트들은 페이딩 또는 비가우스(non-Gaussian) 잡음을 방지하기 위하여 인터리브되어 비 시간 순차적으로 전송될 수 있다. 그러나, 전송 포맷(인터리브 포맷을 포함)은 수신기에 선천적으로 알려져 어드레스의 제1 코딩 비트가 수신 신호 샘플 스트림에 배치될 수 있다. 도달 시간 워드(40)는 메시지 내의 지정된 표시자가 검출된 제어부(14)에 의해 시발되어 신호를 AD 변화하기 시작한 후 샘플수에 의해 시간을 표시한다. 한편, 제어부(14) 내의 실시간 카운터는 계속 증분되어, 상기 표시자가 수신된 후 소정 시간에 도달되는 수치는 카운터 시작 상태에 도달 시간 워드를 추가하고 전송이 발생하게 되는 표시자의 수신 후 선정된 지연을 추가함으로써 계산될 수 있다. 이 결과는 롤링 카운터와 비교되며, 이들이 일치하는 경우 송신기는 수신 확인 신호를 전송하도록 구동된다.

도 3은 메모리도 주파수 에러 워드(41)를 갖고 있다는 것을 나타낸다. 이것은 기지국에 의해 전송된 주파수와 휴대 유닛의 주파수 기준과의 주파수 에러를 보정하기 위한 복조 알고리즘에서 사용되는 데이타 복조에 의해 생성된 값이다. 예컨대, 이 값은 수신된 코딩 메시지 비트들에 대해 계산되는 비트당 위상 시프트를 나타낼 수 있다. 이 에러값은 송신부(13)에 의한 수신 확인 신호의 전송 전에 휴대 유닛의 기준 발진기의 출력 주파수를 보정하기 위해 사용될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 주파수 에러 워드는 각각의 수신 기회에 예컨대, 수정을 가로지르는 버랙터 다이오드(도시되지 않음)를 제어하는 DA 변환기의 도움으로 기준 발진기(16)에 적용되는 보정값을 갱신하기 위해 사용된다. 그러나, 슬립 기간이 수초 또는 수초분의 1인 대신 수분 길이인 경우에 발생할 수 있는 것처럼 각각의 수신 기회 후에 커다란 주파수 변화가 예상되는 경우, 수신 기회에 할당된 보정은 전송 전에 즉시 적용되어야 하며, 이것은 예컨대 5개의 주파수 단계를 가진 분산-N(fractional-N) 전송 주파수 합성기를 사용하여 필요한 방향의 전송 신호 주파수를 사전 왜곡함으로써 이루어질 수 있다.

도 3의 메모리 포맷의 나머지는 무선 호출기 자신의 어드레스에 비교되는 어드레스(42), 몇몇 다른 데이타(43), 예컨대 호출될 전화 번호, 및 CRC 검사 코드(44)를 포함한 수신 메시지를 갖고 있다. CRC 검사 코드(44)는 어드레스 및 다른 데이타 비트들에 따라 송신기에서 계산된 비트수이며, 동일한 방법으로 수신기에서 재계산된다. 재계산된 코드가 디코딩되어 저장된 코드(44)와 일치하는 경우, 메시지는 정확하게 디코딩된 것으로 간주된다. 정확히 디코딩된 메시지가 무선 호출기 자신의 어드레스를 갖고 있는 경우, 도달 시간 워드(40)를 기초로 한 전송 타이밍과 함께 수신 확인 신호가 전송된다.

도 4는 본 발명의 구현하기 위한 예시적인 송신기의 블록도이다. 전송 전력 증폭기는 합성기(35)에 의해 제어되는 전송 발진기(51)에 의해 구동될 수 있는데, 이 합성기는 경제성을 위해 수신부(12)에 사용된 것과 간은 주파수 합성기 칩일 수 있다. 전력 증폭기(50)와 전송 발진기(51)는 단일 모듈로 결합될 수 있다. 전송 발진기 신호는 송신기를 위해 수신 발진기 신호보다는 주파수 합성 칩(35)에 인가된다. 이러한 접속이 도 4에만, 즉 전송 발진기(51)에서 주파수 합성기(35)로 연장된 화살표에 의해 도시되어 있지만, 예컨대 합성기 칩(35)상의 두 입력(즉, 수신 발진기 신호용 및 전송 발진기 신호용)을 포함할 수 있는데, 1회에 이들 중 하나만이 동작한다. 또한, T/R 스위치(11)와 같은 스위치는 신호들을 합성기(35)로 스위칭하기 위해 사용될 수 있으며, 또는 전송 발진기 신호는 수신 모드에서 합성기 칩(35)으로 전송될 수신 발진기(24) 및 전송 모드시 합성기로 전송될 전송 발진기(51)를 선택하는 수신 칩(36) 내의 버퍼를 통해 전송될 수 있다. 바람직하게도, 수신 기능들(36), 전송 기능들(52) 및 T/R 스위치(11)는 모두 결합된 전송/수신 칩 안에 집적됨으로써 이들 간의 신호 전송과 관련된 핀 접속을 방지할 수 있다. 루프 필터(34)는 VCO 제어 라인 상의 위조 신호들을 감소시키면서 수신 및 전송 주파수 사이에서 합성기의 고속 재동조화를 허용하기 위해 제공된다. 이러한 합성기는 본원 명세서에 참조된 미국 특허 제 5,180,993호에 기술되어 있다.

무선 호출기에 할당된 전송 주파수는 수신 주파수와 다를 수 있다. 수신 확인 주파수 채널은 예컨대 수신용의 UHF 및 전송용의 VHF와 같은 다른 주파수 대역에 있을 수도 있다. 그러나, 합성기 칩(35)은 수신 주파수와 실질적으로 다른 전송 주파수를 제어하도록 충분히 유연하게 프로그램될 수 있다.

그러나, 수신 주파수의 제어에서 전송 주파수의 제어로의 스위칭에 있어서, 합성기를 재프로그래밍하고 새로 제어된 발진기 주파수가 원하는 주파수로 설정될 수 있도록 하는 일정 시간이 허용된다. 예컨대, 본원 명세서에 참조된 미국 특허 제 5,095,288호 및 제 5,180,933호에 기술된 기술을 사용하여 고속 설정 시간이 얻어질 수 있으며, 이러한 기술들은 필립스사에서 제조되어 판매되는 UM1005 합성기 칩에서 구현된다. 고속 설정 시간은 배터리로부터 시간 에너지가 방출되고 있는 수신 및 전송 모드 간의 상기 지연을 최소화하는 데 유효하다.

무선 호출기로 지정된 신호의 수신과 수신 확인의 전송 간의 지연을 결정하는 또 하나의 인자는 신호 처리 지연 및 CRC를 검사하여 그 자신의 어드레스가 수신 메시지의 일부인 것을 증명하기 위해 수신기에 의해 필요한 시간이다. 이러한 기능들을 수행하기 위한 하드 와이어드 논리는 전력 소모 및 시간 지연의 관점에서 바람직하지만, 또한 이들은 프로그래머블 디지탈 신호 처리기 또는 적절한 프로그램을 구비한 마이크로 프로세서에 의해 실행될 수 있다.

따라서, 수신기에 의한 유효 메시지의 검출 후의 송신기 구동 절차는 예컨대 다음을 포함할 수 있다:

전송 발진기의 구동;

수신기에서 송신기로의 합성기 제어 함수의 전달;

수신기에서 송신기로의 안테나 스위칭;

0에서 최대값으로의 전송 전력의 램프-업(ramp-up);

램프-업이 일시적이고 합성기가 설정되는 것을 허용하기 위한 대기;

전송 신호에 데이타 변조를 적용;

최대값에서 0으로의 전송 전력의 램프-다운(ramp-down);

전송에서 수신으로의 안테나 스위칭;

발진기의 스위칭 오프;

합성기 및 기준 발진기의 스위칭 오프, 및 모든 회로의 슬립 모드로의 복귀.

상기 절차에 있어서, 송신기에 데이타 변조가 적용되는 고전력 기간은 유효 대역폭 내의 유용한 수의 정보 비트들을 전송하기에 필요한 만큼 짧아야 한다. 데이타 전송 기간은 어느 경우에나 무선 호출기가 최대 100 kM/Hr의 속도로 전송되고 있을 때 고속 페이딩에 의해 유발되는 전송 기간에서의 전파 경로 위상 또는 진폭의 커다란 변화를 방지하기 위하여 1GHz 범위의 전송 주파수에 대해 1mS보다 작아야 한다. 25 KHz의 채널 대역폭을 가정할 때, 오프셋 QPSK 등과 같은 스펙트럼적으로 효율적인 2진 디지탈 변조를 사용함으로써 약 32 KB/S의 비트 전송률이 지원될 수 있기 때문에, 32 비트의 수신 확인 신호를 전송할 수 있게 된다. 이것은 기지국에 대해 메시지가 정확하게 수신되었다는 것을 증명하는, 수신 메시지에 대해 계산된 CRC 검사의 속도 1/2의 블록 코딩된 버전일 수 있다. 더우기, 기지 수신기에서 수신된 잡음이 수신 확인 신호의 수신으로서 부정확하게 해석되는 것은 65536번 중의 1번뿐이다. 전송 비트수를 결정하고 전송 버스트의 추가적인 길이 감소를 방해하는 이러한 확률을 최소화하는 것이 바람직하다.

소정의 바람직한 변조를 생성할 수 있는 디지탈 데이타 변조기가 예컨대 본원 명세서에 참조된, 1994년 9월 14일자로 집적 분산 RC 필터들을 구비한 직교 변조기라는 명칭으로 출원된 미국 특허 출원 제 08/305,702호에 기술되어 있다. 이러한 기술들은 전술한 바와 같은 단일 결합 전송/수신 칩으로 집적되는 경우 무선 호출기에 사용되는 경제적 지원자일 수 있다. 또한, 상부 엔벨로프 OQPSK라고 하는 더욱 간단한 변조 기술이 그러한 변조기 칩을 사용하지 않고도 이용될 수 있으며, 아래에 기술되는 바와 같이, 주파수 합성기(35) 안에 대신 형성될 수 있다.

도 5(a)-5(c)는 상수 엔벨로프 OQPSK 변조의 신호도이다. 무선 신호의 복소수 벡터값은 도 5(a)의 상수 반경 원 주위에서만 이동하도록 제한되며, 짝수 및 홀수 비트 기간들과 관련된 8개 유형의 전이를 겪는다.

짝수 비트 기간에서, I 비트에 의해 전송되는 비트 정보 비트는 정적인 반면, Q 비트에 의해 전송되는 정보 비트는 동일하게 유지되거나 변경된다. I 비트는 0 또는 1로 정적일 수 있고 Q 비트는 0 또는 1로 정적이거나 0에서 1로 또는 1에서 0으로 변경될 수 있기 때문에, 이것은 짝수 비트 기간에 대해 8개의 가능한 신호 파형 전이를 정의한다. 그러나, 전이 동안에 Q 파형은 I 비트가 0인지 1인지에 무관하며, 따라서 도 5(b)에 도시된 기간에 대해 4개의 가능한 Q 파형이 존재한다.

홀수 비트 기간에서는, Q 비트는 0 또는 1로 정적인 반면, I 비트는 0에서 1로 또는 1에서 0으로 전이되거나 불변으로 유지된다. 이것은 도 5(c)에 도시된 바와 같이 홀수 기간을 모방하도록 I 신호에 대해 4개의 가능한 궤적을 유도한다. I 및 Q의 제곱의 합은 항상 상수 반경 원과 동일하기 때문에, I의 부호가 변할 때 그 값은 0이 되며, 그 순간에 Q는 루트 2분의 1의 크기에서 1로 상승한다. 또한, 0을 지나 Q의 부호가 변하는 경우, I의 크기는 Q가 0을 지나는 순간에 1로 상승하여 제곱의 합이 1로 유지된다.

OQPSK 신호는 다른 비트열들에 대한 예측 파형들로 수신된 I 및 Q 파형들을 상관시켜 가장 근사한 상관 관계를 가진 열을 취하는 정합 필터를 사용하여 디코딩될 수 있다. 그러나, 짝수 비트 기간들의 중간에서 I 파형을 샘플링하고 홀수 비트 기간들의 중간에서 Q 파형을 샘플링하는 방법이 사용되어, 샘플들의 부호들이 변조에 의해 전송된 데이타 정보를 산출할 수 있다.

신호의 진폭(도 5(a)에서 원의 반경으로 표시)은 일정하게 유지되기 때문에, 벡터의 위상각만이 변화하며, 이것은 또한 순간 주파수 시프트가 위상 변화율과 동일하게 되는 관계를 통해 주파수 변조 파형과 동일하게 될 수 있다. 아크탄젠트 함수를 사용하여 I, Q 파형들을 변환한 다음 이 파형들을 미분하는 것은 주파수 변조 함수를 생성하게 된다. 주파수 변조 파형은 3개의 주요한 값들, 즉 비트 기간에 걸쳐 90도를 통한 시계 방향 위상 변화에 대응하는 -B/4, 비트 기간에 걸쳐 90도를 통한 반시계 방향 위상 변화에 대응하는 +B/4, 또는 비트 기간에 걸쳐 위상 변화를 일으키지 않는 2개의 연속한 동일 I 비트들 및 2개의 연속한 동일 Q 비트들에 대응하는 0을 갖는다. 그 다음, 이러한 3개의 값으로 구성된 주파수 변조 파형은 전이를 평탄하게 하기 위하여 저역 필터에 적용됨으로써 할당된 무선 채널 내의 신호 에너지의 스펙트럼 억제력을 향상시킨다. 적절한 필터는 예컨대 주파수 영역에서의 파형 형성을 위한 추가적인 X/sin(X) 항을 가진 상승 코사인 나이키스트 필터일 수 있다. 추가적인 X/sin(X) 항의 제공은 sin(X)/X 필터와 수학적 연산이 동일한 비트 기간에 걸친 주파수 파형의 적분인 비트 기간에 걸친 위상 변화에 기인한다. 따라서, 주파수 파형이 나이키스트 필터에 의해 필터링되는 경우, 위상 파형들은 나이키스트 필터 및 추가적인 sin(X)/X 필터 파형에 의해 필터링되었을 것이다. 따라서, 추가적인 sin(X)/X 필터는 그 역, 즉 X/sin(X) 필터를 적용함으로써 제거되어 위상 나이키스트 필터링된 파형이 남게 된다. 위상의 나이키스트 필터링은 아래에 더 자세히 기술되는 도 10에 도시된 바와 같이, 비트 기간 간격들에서 점들 (±1 ±j)을 통과하는 위상을 발생시킨다.

이러한 변조에 의해 생성된 파형들은 팬 유럽 GSM 디지탈 셀룰러 시스템을 위해 특정된 변조 기법인 가우스 미니멈 시프트 키잉(GMSK)과 같은 다른 상수 엔벨로프 변조에 의해 생성된 파형들과 밀접한 관계가 있다. GMSK 파형은 아래에 상세히 기술되는 도 11에 비교를 위해 도시되어 있다. 물론, 본 발명을 구현하기 위하여 어떠한 형태의 변조 기법도 사용될 수 있다.

저역 필터링 후, 주파수 변조 함수는 연속 파형이다. 연속 파형의 주파수 변조는 파형에 전압 제어 발진기(VCO)를 적용함으로써 수행될 수 있다. 그러나, 발진기의 변조 감도가 정확하지 않은 경우, 생성되는 위상 변화율은 정확하지 않기 때문에 위상은 비트 기간에 대해 너무 많이 또는 너무 적게 회전하여 위상이 원하는 정보 표현값들로부터 점차 이탈하게 된다. 또 하나의 문제는 주파수 합성기(35)가 또 다른 에러 소스를 제공하는 VOC 주파수에 대해 변조에 의해 발생하는 주파수 변화를 보정하려고 시도한다는 것이다.

이러한 문제들은 VCO에 대한 변조가 적용되는 동시에 변조가 +B/4, -B/4 또는 0의 위상 변화율을 요구하고 있는지를 표시하기 위해 합성기 논리에 제어 비트들이 적용되는 주파수 합성기의 2점 변조를 사용하여 해결될 수 있다. 이러한 방법으로, 합성기 제어 루프는 변조와의 경합이 방지되며, 대신에 원하는 위상 변화를 이루기 위하여 공조한다. 예컨대, 본원 명세서에 참조된 미국 특허 제 5,180,993호에 개시된 형태의 분산-N 합성기가 사용될 수 있다. 그 다음, 본 발명의 예시적인 실시예들에 따라 저전력 무선 호출기로부터의 망의 응답 검출을 수신하는 기지국이 설명된다.

도 6은 약 5 dB의 방위 방향성과 수직 빔폭 압축을 제공하기 위한 패치 안테나들의 예시적인 수직 동일 선상 어레이를 나타낸다. 물론, 도시된 치수는 예시적이다. 이중 편파(polarization) 패치 안테나들은 스트립 라인 위상 및 결합선들과 함께 긴 인쇄 회로 기판상에 인쇄되어 있다. 각각의 패치(60)는 후방 접지판에 대해 동작하며, 인쇄 조준기 패치들(도시되지 않음)의 선택적인 평면(도 6에 점선으로 표시됨)은 방향성 이득을 증가시키고 빔폭을 감소시키기 위하여 피구동 패치들의 정면에 장착될 수 있다.

따라서, 각각의 동일 선상 어레이는 2개의 출력, 예컨대 좌측 원형 편파 수신파에 대응하는 출력과 우측 원형 편파에 대응하는 출력을 제공한다. 강한 대역외 방해 신호들을 제거하기 위한 대역 필터들과 함께 저잡음 사전 증폭기들이 인쇄 회로 기판 상에 어레이 소자들에 밀접하게 배치되어 라인 손실을 감소시킬 수 있다. 완성 어셈블리는 무선-투명의 전천후 튜브(59) 안에 넣어진다.

도 7은 동일 선상 어레이를 형성하는 안테나 요소들 간의 내부 접속을 더욱 상세히 나타낸다. 패치(60)는 2개 사이트, 즉 라인들(66, 67)에 접속되고 직교 선형 편파를 제공하도록 중심에 대해 90도 이격된 사이트들에 편심되게 제공될 수 있다. 직교 결합기(61)는 2개의 선형 편파 신호 출력을 결합하여 원형 편파 신호 출력들을 형성한다. 대역 필터들(62, 63)은 다른 주파수로 동작하는 강한 근접 무선 호출 송신기와 같은 저잡음 증폭기들(64, 65)을 감지할 수 없는 원하지 않는 신호들을 제거한다.

도 8은 도 6 및 7의 안테나의 사전 증폭 출력들 중 하나에 접속될 수 있는 적절한 수신기 신호 처리 채널의 일부를 나타낸다. 필요한 경우, 원하지 않는 신호를 감쇠시키고 화상 제거 증폭기/믹서 칩(71)에 선행하도록 추가적인 대역 필터(70)가 제공될 수 있다. 칩(71)은 외부에서 공급된 제1 로컬 발진기(LO) 주파수를 사용하여 수신 신호들을 제1 중간 주파수(IF)로 하향 변환한다. 제1 LO는 제1 IF 출력들 간에 고정 위상 관계를 유지하도록 모든 수신기 채널에 공통이다. 그 다음, 제1 IF 신호는 IF 필터(72)에서 필터링되어 무선 호출기로부터의 응답을 수신하기 위해 채널 대역폭을 최적화한다. 추가적인 증폭 및 공통 제2 LO를 사용한 제2 하향 변환이 IF 칩(73)에서 발생한다. 적합한 IF 칩으로는 예컨대, 전에 미국에서 시그네틱스사로 알려진 필립스사에서 제조된 SA637이 있다. IF 칩(73)은 2개의 제2 IF 증폭기 블록과 이들 사이에 제2 IF 필터들(74, 75)을 삽입하여 인접 채널 신호들에 대한 선택성을 향상시키기 위한 준비물을 구비하고 있다. 또한, IF 칩은 하드리미티드 제2 IF 출력, 및 RSSI로 알려진 순간 신호 진폭의 로그에 비례하는 신호를 제공한다. 이러한 출력 신호들은 예컨대, 본원 명세서에 참조된 로그폴라(logpolar) 신호 처리라는 제목의 미국 특허 제 5,048,059호의 개시에 따른 기능을 가진 로그폴라 디지타이저(76)로 공급된다. 로그폴라 디지탈화 방법은 수신 신호들을 일련의 시간에 복소 벡터값으로 나타내는 일련의 수치 샘플들을 제공한다. 수치 샘플들은 벡터의 순간 위상각을 나타내는 비트들 및 진폭의 로그값을 나타내는 비트들을 포함한다. 보여지는 바와 같이, 이러한 포맷은 수신 방향성을 향상시키기 위한 신호 결합을 위해 여러 안테나의 출력들에 위상 회전 및 진폭 축소를 적용하기 위해 특히 매력적이다. 도 8의 수신 체인은 또한 안테나 어레이의 인쇄 회로 기판 상에 포함되어 전천후 튜브 안에 넣어질 수 있다. 이 경우에 안테나로부터의 출력은 좌측 원형 편파를 나타내는 로그폴라 포맷의 복소수의 디지탈 스트림 및 우측 원형 편파를 나타내는 또 하나의 스트림일 것이다. 2개의 스트림은 또한 배선을 절약하기 위해 하나의 스트림으로 다중화될 수 있으며, 광섬유에 의해 안테나 마스트의 바닥부에 위치할 수 있는 중앙 처리점으로 전송될 수도 있다. 도 9는 예컨대, 마스트 주위에 동일한 각 간격으로 배치된 8개의 동일 선상 어레이들(80)을 나타내는데, 이들의 출력 로그폴라 스트림들은 중앙 처리 유닛(81)에 접속된다. 실제로, 16, 32, 또는 64와 같은 더 큰 수의 어레이들이 사용될 수 있다.

신호 파면이 특정 방향에서 어레이 상에 충돌하는 경우, 동일 선상 어레이(80) 중 다른 것들은 이들의 빔 중심 방향에 대한 도달각에 의존하는 여러 강도로, 그리고 도달각 및 안테나의 위치에 의존하는 여러 상대 위상으로 신호를 수신한다. 본 발명의 특징은 도 8에 도시된 바와 같은 개별 신호 처리 채널들이 위상 정합될 필요가 없다는 것이다. 채널들 간에 위상차가 존재하는 것에 관계없이, 각각의 가능한 안테나 도달 방향에 대한 여러 안테나에 의해 수신된 신호의 상대 위상 및 진폭들의 독특한 세트가 존재하게 된다. 이러한 특징적인 상대 위상 및 진폭을 적절히 결정함으로써, 신호 처리 유닛(81)은 각각의 안테나로부터의 신호들을 다른 신호들과 결합하여 임의의 모든 방향에서의 수신을 향상시키는 방법을 학습한다. 이러한 적응 학습이 일어나는 방법은 후에 설명된다.

대체로, 각각의 안테나가 중요치 않은 120도 섹터의 외측에 존재하는 이미 제한된 방위 빔 패턴을 갖고 있는 경우, 안테나의 1/3만이 주로 주어진 방향으로부터 신호를 수신한다. 예컨대, 8개 안테나 시스템의 경우, 안테나들 1, 2 및 3은 북쪽(즉, 0도)으로부터 신호를 주로 수신하며, 안테나 2, 3 및 4는 북동쪽으로부터, 안테나 3, 4 및 5는 동쪽으로부터, 이와 같이 신호를 수신한다. 예컨대 북쪽으로부터의 수신을 강화하기 위하여 안테나 신호 처리 체인들 1, 2 및 3으로부터의 신호들은 위상 결합되어야 한다.

각각의 신호는 로그 진폭 L(i)와 위상 PHI(i)을 포함하는 로그폴라 복소 샘플들의 스트림을 포함한다. 위상값들은 예컨대, 8 비트 길이의 정수 2진수이며, 모듈로 256 산술법이 위상들이 모듈로 2π 방식으로 더해지거나 감해지는 것과 동일한 방법으로 사용될 때 정수값들은 랩어라운딩된다. 따라서, 신호의 위상은 조정값 THETA(I)에 PHI(i)의 바이트폭 추가에 의해 변경될 수 있다.

또한, 복수의 진폭 축소는 로그 영역에서 로그 진폭 L(i)으로부터 축소값 S(i)의 정수 감산으로 단순화된다. 총계를 위한 신호들 1, 2 및 3의 위상화, 가중화 버전을 형성하기 위하여, 신호 처리 유닛은 간단한 정수 2진 감산기들을 사용하여 다음을 형성한다:

L(1)-S(1); PHI(1)-THETA(1)

L(2)-S(2); PHI(2)-THETA(2)

L(3)-S(3); PHI(3)-THETA(3)

그 다음, 이렇게 수정된 로그폴라 복소수들은 반로그 및 코사인/사인 탐색표들을 이용하여 데카르트 형태로 변환되는데, 이에 대한 논의는 전술한 미국 특허 제 5,048,059호에서 찾아볼 수 있다. 수정된 로그폴라 값들을 데카르트 복소수 형태 X(i)+jY(i)로 변환하면, 합 X1+X2+X3; Y1+Y2+Y3가 형성되며 위상값들 THETA(i)의 선택에 의해 주로 결정된 특정 방향으로부터 수신된 신호의 향상을 나타낸다.

본 발명에 따르면, 신호 처리 유닛은 많은 다른 가능한 도달 방향에 대응하는 전자 메모리(예컨대 RAM 칩)에 위상 및 축소값들의 매트릭스를 유지한다. 한 쌍의 위상 및 축소값들(L(i); THETA(I))을 V(i,j)(여기서 j는 관련 방향수를 나타낸다)로 표시하며, 저장 매트릭스는 다음의 형태를 갖는다:

V11, V21, V31, 0 , 0 , 0 , 0 , 0 N

NNE

0 , V22, V32, V42 , 0 , 0 , 0 , 0 NE

ENE

0 , 0 , V33, V43 , V53 , 0 , 0 , 0 E

ESE

0 , 0 , 0 , V44 , V54 , V64 , 0 , 0 SE

SSE

0 , 0 , 0 , 0 , V55 , V65 , V75 , 0 S

SSW

0 , 0 , 0 , 0 , 0 , V66 , V76 , V86 SW

WSW

V17, 0 , 0 , 0 , 0 , 0 , V77 , V87 W

WNW

V18, V28, 0 , 0 , 0 , 0 , 0 , V88 NW

NNW

상기 매트릭스에서, 널 값 0은 값이 0인 것과는 달리 그 위치에는 어떠한 값도 존재하지 않는다는 것을 나타낸다. 산재한 널 요소들을 가진 대역 매트릭스 형태는 주어진 방향으로부터의 수신에 크게 기여하는 단지 3개의 안테나 때문이다. 물론, 본 기술 분야의 전문가들은 안테나들이 다소 조밀하게 제공되거나 다소 제한된 방위를 가짐으로써 3개보다 적거나 많은 안테나가 소스로부터 주요 신호 성분들을 수신할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 간결하게 하기 위하여, 나침반의 8개 점들에 대응하는 행들만이 위에 표시되어 있지만, WNW와 같은 중간 방향은 대응 열들을 가지며 4개의 0이 아닌 항목을 가질 수 있다.

이러한 하나의 위상 및 축소표는 2개의 직교 편파의 각각을 위해 제공된다. 다른 편파 간의 관계는 미지의 사용자 신체의 근접 효과와 무선 호출기 안테나의 임의 방향 때문에 미리 예측될 수 없기 때문에, 각 편파로부터 수신된 신호들이 어떻게 비보강적으로 함께 처리되는가는 후에 설명될 것이다.

신호 처리 유닛(81)은 각각의 안테나로부터의 로그폴라 샘플들 및 선정된 윈도우 동안의 편파를 메모리에 기록하도록 신호 처리 유닛을 시동하는 무선 호출 송신기 제어 유닛(도시되지 않음)으로부터 타이밍 동기화 신호를 수신한다. 그 다음, 오프 라인된 처리기(81)는 저장된 위상 및 축소 매트릭스들을 사용하여 무선 호출기로부터의 여러 응답 도달 예측 방향들에 대응하는 모든 다른 방향들에서 연속적으로 좌측 원형(LHC) 편파에 대응하는 안테나들로부터 신호들을 결합한다. 동시에, RHC 편파에 대한 대응 결합이 이루어진다. 그 다음, 양 편파 및 특정 방향에 대한 샘플 결합 절차는 그 방향으로부터 수신된 무선 호출기로부터의 응답의 존재를 검출하기 위하여 동시에 처리된다. 이러한 응답을 검색하는 방법은 정확한 도달 시간을 예측하는 과정을 포함하며, 이것은 이제 도 10을 참조하여 설명될 것이다.

도 10은 도 5의 상수 엔벨로프의 OQPSK 파형을 나타내는데, 이것은 본 예에서 무선 호출기로부터의 전송을 설명하기 위해 사용된다. 도 10은 수신된 복소 신호 벡터를 디지탈화하기 위해 도 8의 수신기 체인에 의해 사용되는 다수의 샘플링 순간을 표시한다. AD 변환기(76)는 예컨대 비트 기간당 8개 샘플의 속도로 신호 벡터를 샘플링하여 디지탈화하며, 연속 샘플들은 Z1, Z2 .... Z10으로 표시되는 것으로 가정한다. Z10 이상의 샘플들은 도 10에 도시되지 않았다.

그 다음, 이러한 복소 샘플열은 아래와 같은 비트 기간당 하나의 샘플을 각각 포함하는 다수의 비트 이격 샘플열들로 1/10로 감소된다:

샘플 위상 1: Z1 Z9 Z17 Z25 ....

샘플 위상 2: Z2 Z10 Z18 Z26 ....

샘플 위상 3: Z3 Z11 Z19 Z27 ....

샘플 위상 8: Z8 Z16 Z24 Z32 ....

무선 호출기로부터 예측된 응답은 알려져 있기 때문에, Z1이 참으로 도 10의 +/-1, +/-j 점들에 대응하는 샘플인 경우, 4개의 복소수값들 중 어느 것이 수신되어야 하는지가 알려진다. 이 값이 135도의 위상각에 대응하는 (-1+j)/루트(2)인 것으로 가정하면, Z1은 1의 예측값을 제공하기 위하여 상기 샘플에 exp(-jπ/4)를 곱함으로써 -135도만큼 회전된다. 이것은 동일 샘플 위상에 속하는 모든 점들 Z9, Z17 등에 대해 연속적으로 수행되며, 이 점에 대한 대응 공지 데이타 비트쌍을 사용하여 회전 복소수값들은 함께 축적되어 복소 상관값을 형성한다. 모든 경우에 회전값은 1인 것으로 예측되기 때문에, 예측 상관값은 단순히 추가된 샘플수인 N이 된다.

실제로, 에테르를 통한 전송은 미지의 위상 시프트 ALPHA를 유발하기 때문에, 상관값은 N이 아니라 Nexp(jALPHA)가 된다. 복소수의 결과 각은 미지의 전송 위상각 ALPHA를 산출하며, 그 크기는 샘플 위상 1의 수신 파형이 예측 응답과 얼마나 양호하게 일치하는지를 결정한다. 또한, 동일 샘플 위상 및 반대 편파로부터의 대응 샘플들에 대해 계산이 반복되며, 각 편파에 대한 결과적인 크기들이 더해진다. 그 다음, 이러한 과정은 샘플 위상 1이 정확한 타이밍을 나타내는지에 대한 불확실성 때문에 모든 샘플 위상에 대해 반복된다. 각각의 편파로부터 수신된 신호들을 사용하여 상관값들이 계산되어야 하는 샘플 위상들의 수는 도달 시간 불확실성에 의존한다. 예컨대, 무선 호출기가 기지국으로부터 0 내지 30 km의 임의 거리에 있는 경우, 왕복 지연은 0 내지 200 μS의 전파 시간 불확실성을 가질 수 있다. 비트들이 32 KB/s(기간당 30 μS)의 속도로 전송되는 경우, 도달 시간 불확실성은 약 7 비트 기간 또는 56, 1/8 비트 샘플이다. 따라서, 상기 계산은 56 샘플 위상들에 대해 반복되어야 한다. 더우기, 모든 56 샘플 위상의 계산은 모든 가능한 도달 방향에 대해, 즉 로그폴라 결합 계수들의 각 행을 교대로 사용하여 안테나 요소들로부터의 신호들을 결합함으로써 반복된다. 매트릭스 결합은 선형 연산이기 때문에, 복소 상관 과정에 필요한 각 회전을 도 8의 수신기 체인에 의해 출력된 로그폴라 값들에 적용하는 것이 유리한 반면, 신호들은 여전히 로그폴라 포맷이며 각 회전은 위상값들에 대한 정수 가산에 의해 간단히 수행된다. 그 다음, 계수 매트릭스를 사용하여 역회전 값 열들이 결합되어 샘플 위상당 하나씩 상관 결과들이 생성되는데, 이로부터 공지 데이타 변조는 역회전 과정에 의해 제거되어 있다. 그 다음, 하나의 편파에 대한 결과의 제곱 크기가 다른 편파에 대한 대응 결과의 제곱 크기에 더해져 주어진 도달 방향 및 도달 시간에 대한 편파 다이버시티 결합 상관 결과가 산출된다. 특정 방향 및 도달 시간에 대한 결과가 임계값을 초과하는 경우, 무선 호출기로부터의 응답은 검출된 것으로 간주된다. 임계값은 부정확한 방향 또는 도달 시간으로, 또는 잡음만이 존재하는 것으로 알려져 있는 경우에 생성된 값들에 관해 결정됨으로써 오검출의 확률이 감소된다.

때로는 무선 호출기로부터 간단한 수신 확인보다 많은 정보를 전송하는 것이 바람직할 것이다. 본 발명의 변형례는 최대로 다르도록 선택된 제1 코드 또는 제2 코드, 예컨대 직교 코드들을 사용하여 무선 호출기로 하여금 무선 호출에 응답하게 하는 것을 포함한다. 그 다음, 기지 수신기는 양 코드들을 사용하여 상기 상관 과정을 수행하며, 최대 상관을 산출하는 것이 무엇이든지 간에 그것이 전송된 것으로 간주한다. 제1 코드가 검출되는 경우, 이것은 예컨대 응답이 단순한 수신 확인이라는 것을 나타내지만, 다른 코드가 검출되는 경우, 이것은 다른 정보가 추가된 것을 표시하기 위해 사용될 수 있다. 본 발명의 다른 특징에 따르면, 기지 수신 시스템은 도 8의 수신기 체인으로부터 메모리에 저장된 샘플들을 그 순간에 연속 처리할 수 있지만, 이제 검출된 도달 방향에 대응하는 매트릭스 결합 계수들의 단일 세트, 도달 시간을 산출하도록 검출된 샘플 위상, 및 각각의 편파에 대해 생성된 대응 상관들의 크기를 사용하여 추가적인 처리 동안 안테나 요소 신호들의 단방향 결합을 결정함으로써 무선 호출기에 의해 전송된 다른 정보를 추출할 수 있다. 제3 및 추가 코드들이 또한 제공되어 무선 호출기로부터의 다른 응답을 표시할 수 있다. 그 다음, 로그폴라 결합 계수들이 적응 학습되는 예시적인 방법이 설명된다.

모든 무선 호출기들이 기지국으로부터 소정의 최대 범위에 위치하지 않으며 하루의 일정중에도 모든 서비스 영역에 걸쳐 분포된 사이트들로부터 많은 응답이 처리될 것이라는 것을 알 것이다. 많은 무선 호출기는 사이트가 밀접하거나 무선 전파 관점에서 우호적이므로 여분의, 예컨대 많은 동일 선상 어레이 신호들을 함께 결합함으로써 제공되는 15 dB의 방향성없이도 응답들이 검출될 수 있다. 따라서, 본 발명은 또한 편파 결합 및 도달 시간 검사만을 이용하여, 도달 방향 검사없이도 각각의 동일 선상 어레이로부터의 비결합 신호들을 처리하는 것을 포함한다. 그 다음, 이러한 방법으로 검출된 응답들은 각각의 개별 동일 선상 어레이로부터의 상관 위상 및 진폭을 상기 특정 방향에 관련시키기 위하여 사용된다. 임의의 특정 방향에 대응하는 상대 위상 및 진폭은 안테나 구조를 알면 예측될 수 있기 때문에, 도 8의 수신기 채널들 간의 위상 또는 이들 불일치와는 별도로 이득 및 위상 불일치의 재평가가 이루어지며 따라서 무선 호출기의 수신 확인이 검출될 때마다 갱신이 이루어질 수 있다. 여분의 방향 이득없이 검출된 응답들을 이용하여 부정확한 시작 근사로부터 학습된 계수들의 수렴이 가능하게 되지만, 일단 적당한 값들이 학습되면, 어레이 이득을 사용하여 검출된 응답들도 처리되어 계수들이 근소하게 변하였는가, 그리고 조절될 수 있는가를 결정할 수 있다. 이러한 이동 보조 어레이 보정 절차에 포함된 수학은 모 출원들의 설명에 의해 유도되는 바와 같이 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자에 의해 형성될 수 있다. 이러한 수학 연산은 어레이 성분들이 빠르게 특성이 변할 것으로 예측되지 않기 때문에 저가 마이크로 프로세서 또는 다른 적절한 컴퓨터에 의해 오프 라인으로 수행될 수 있다. 시스템은 수신 신호들이 비결합 방식으로 처리될 수 있는지를 반드시 알 필요가 없기 때문에, 예컨대 먼저 각각의 비결합 안테나 신호 상에서의 무선 호출기의 응답을 검색하고 응답이 검출되지 않은 경우 전술한 결합 방식으로 신호를 처리할 수 있다. 수신 신호들은 메모리에 저장되기 때문에, 이러한 반복 과정은 쉽게 이루어질 수 있다.

전술한 발명을 사용하여 높이가 감소된 빔폭과 수직 적층 치수에 의해서만 제한된 대응 방향 이득을 가진 동일 선상 안테나 어레이가 구성될 수 있는 방법이 개시된다. 더우기, 이러한 안테나들은 방위각(예컨대 120도)이 감소된 빔폭과 예컨대 5 dB의 추가적인 대응 방향 이득을 가질 수 있다. 최종적으로, 로그폴라 계수 매트릭스를 함께 사용하여 임의의 120도 섹터에서 예컨대 11개의 안테나를 결합함으로써 다수의 동일 선상 안테나들, 예컨대 32개의 마스트 주위에의 원형 배치가 예컨대 9 dB의 추가적인 방향 이득을 얻기 위해 사용될 수 있는 방법이 개시되어 있다. 최종적으로, 양 편파를 사용함으로써 적어도 3 dB의 추가적인 이득이 얻어지며, 따라서 무선 호출기 안테나가 임의의 방향에 있을 때 정상적으로 허용되는 3 dB 이상의 편파 손실을 방지할 수 있게 된다. 예컨대, 동일 수직 구경을 갖지만 방위면에서 다방향성인 무선 호출 송신기 안테나에 비해 약 17 dB의 총이득은 무선 호출기에서 기지국으로의 역전송 방향에서 전송 전력의 적어도 50:1의 감소를 가능하게 한다. 공지의 무선 호출기 응답의 예측 비트 패턴을 사용하여 기지 수신기에서 32 비트 상관을 형성함으로써 순방향에서의 비트 정보의 전송에 대해 추가적인 이득이 얻어진다. 따라서, 본 발명은 예컨대 순방향 통신을 위해 100 와트 이상을 요구하는 경로들에 대해 예컨대 1 와트 RF 전력의 매우 짧은 버스트들을 전송하는 무선 호출기로부터의 응답을 신뢰성있게 검출하는 가능성을 제공한다.

본 발명에 의해 제공되는 또 다른 능력은 여러 다른 기지 수신점들에서 계산된 상관값들을 중앙 처리점으로 송신하고 다른 기지 수신기들로부터의 상관들의 제곱값들을 결합하는 것이다. 결합되는 다른 기지들로부터의 상관값들은 동일한 무선 호출기 사이트의 예측과 일관된 도달 시간 및 도달 방향 예측에 일치해야 한다. 3개의 기지 사이트들에 의해 둘러싸인 삼각 영역은 예컨대 다수의 더 작은 영역, 예컨대 4 μS 또는 1.2 kM의 1/8 비트 샘플 지연에 대응하는 크기의 예컨대 육각형 셀들로 분할될 수 있다. 기지 사이트들이 예컨대 60 kM 떨어져 있는 경우, 이들에 의해 정해지는 삼각 영역은 대체로 1600개의 작은 영역을 포함하게 된다. 무선 호출기는 이러한 작은 셀들의 각각에 교대로 위치하며 각 사이트에서의 도달 방향 및 상대적인 도달 시간이 예측될 수 있는 것으로 가정될 수 있다. 이것은 하나의 사이트로부터의 어느 DOA/TOA 대응 상관들이 무선 호출기 신호를 검출하기 위하여 다른 사이트의 상관들과 결합되어야 하는지를 결정하게 된다. 실제로, 하나 또는 다른 사이트 근처에 위치한 무선 호출기는 그 사이트만을 이용하여 강하게 수신되는 것으로 예측되기 때문에, 모든 가능한 사이트들이 무선 호출기 신호 검출을 향상시키기 위하여 다수 사이트 수신의 이익을 필요로 하는 것은 아니다. 본 발명의 이러한 특징의 예가 도 12를 참조로 설명된다. 도 12는 기지국 사이트들 1, 2 및 3에 의해 정해진 삼각 서비스 영역 123; 기지국 사이트들 2, 3 및 4에 의해 정해진 영역 234 등을 포함하는 예시적인 시나리오를 나타낸다. 이렇게 상대적으로 큰 삼각 영역들, 예컨대 일변이 수십 킬로미터인 영역들은 영역 123에 X로 표시된 셀에 의해 대표되는 바와 같이 직경이 1 킬로미터인 작은 영역들 또는 셀들로 분할된 것으로 가정된다.

망이 특정 유닛을 호출하여 그 유닛으로부터 응답이 수신되었고 그 유닛이 현재 셀 X에 위치하고 있는지에 대한 예측을 검사하기를 원하는 경우, 망은 응답이 방향 SSE로부터 +5도 방향으로 기지 1에서 수신될 것으로 예측하게 되며 그 거리도 일 방향으로 19 내지 20 킬로미터 범위에 있는 것이 알려지기 때문에 정확한 도달 시간이 정확한 어드레스의 수신에 대한 수신 확인의 전송을 정확히 조정하는 발명적인 무선 호출기의 특징에 따라 예컨대 +4μS 또는 심볼 기간의 1/8의 루프 지연 불확실성으로 예측될 수 있다는 것을 알 수 있다. 또한, 기지 2 및 3에서의 도달 방향 및 상대적인 도달 시간이 예측될 수 있으며, 여러 안테나 어레이 요소들에 의해 기지들 1, 2 및 3에서 각각 수신되어 메모리 안으로 처리된 신호들이 먼저 그 사이트에서의 예측 도달 방향을 이용하여 동일한 사이트 및 편파의 안테나 요소들로부터의 신호들과 결합될 수 있다. 그 다음, 그 사이트에서의 예측 도달 시간으로부터 도출된 각 사이트에 대한 시간 조절로 예측된 수신 확인 코드와의 상관 후, 다른 사이트들에서 얻은 다른 편파의 상관들의 크기는 모든 사이트에서 수신된 신호들을 사용하여 복합 상관값을 얻도록 추가된다. 이것은 추가적인 데이타가 전송되었는지를 지시하는 코드 및 임계값을 얻기 위한 하나 이상의 직교 코드 또는 더미 코드와 같은 다른 코드들, 및 수신 확인이 수신되었는지, 메시지 플래그가 수신되었는지, 또는 어떠한 응답도 수신되지 않았는지를 결정하기 위해 임계값에 대해 비교되는 합성 크기들을 사용하여 반복될 수 있다. 상관들이 비교되는 임계값을 결정하는 또 하나의 방법은 상관된 수신 신호 샘플들의 크기를 수신 확인 신호에 더하여 도달 가능한 최대 상관을 산출하는 것이다. 실제 상관이 최대보다 훨씬 낮지 않은 경우, 수신 확인은 검출된 것으로 간주된다. 본 기술 분야의 전문가는 명세서 표준에 따라 최적값을 검출하기 위하여 상기 검출 임계값의 여러 선택으로 각종 신호 대 잡음비의 정확한 검출, 미진한 검출 및 오검출의 확률을 예측하기 위한 컴퓨터 시뮬레이션을 실시할 수 있을 것이다.

무선 호출기의 사이트를 예측하는 상기 기술을 사용하는 경우, 수행되어야 하는 도달 시간 예측수와 도달 방향 예측수의 곱은 감소하는 동시에 다수의 수신기 사이트 검출의 이익을 얻게 된다. 이러한 이익은 둘 이상의 사이트 내지 하나 이상의 공통 처리점에 있는 메모리에 수신 신호를 전송함으로써 얻어진다. 예컨대, 모든 사이트에서 수신된 모든 신호는 망 내의 공통 신호 처리 노드로 전송될 수 있다. 또한, 망의 동질성의 관점에서, 각 사이트는 신호 처리를 포함할 수 있고 상기 사이트 예측 검사 알고리즘을 실행하기 위해 모든 최근접 사이트들로부터 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 본 발명의 이러한 특징에 따르면, 처리의 감소, 다수 사이트 검출의 이익 및 응답 유닛의 근사 위치가 달성된다. 위치가 확정된 경우, 유닛으로 더 많은 정보가 전송되어야 하는 경우에는 망은 이를 위해 최상의 기지국 송신기를 선택할 수 있거나 정확한 수신 확률을 향상시키기 위해 다이버시티 전송을 수행하는 2개 이상의 송신기를 사용할 수도 있다. 디지탈 데이타의 다이버시티 전송은 다수의 송신기 간의 계획적인 시간 오프셋을 사용하여 이들 신호들이 수신기에서 하나 이상의 전체 디지탈 데이타 심볼 기간의 시간 오프셋으로 수신되도록 함으로써 최상의 공지 기술에 따라 이루어진다. 그 다음, 수신기는 바람직하게도 비터비 이퀄라이저를 사용하여 송신기들로부터의 신호들을 결합한다. 이러한 기법은 예컨대, 이동 유닛의 사이트를 정상적으로 계산하지 않음으로써 각 송신기에서 이동 수신기로의 전파 지연을 알지 못하는 디지탈 셀룰러 시스템에서는 구현되기 어려울 수 있다. 그러나, 상기 본 발명의 예시적인 실시예를 사용하면, 망은 특히 이동 무선 호출기 유닛의 사이트 또는 각 송신기로부터의 시간 지연을 검출하게 되며, 따라서 이러한 정보를 최적의 방식으로 다수 사이트 다이버시티 전송의 시간 오프셋을 제어하기 위해 사용할 수 있다.

전술한 처리는 고속의 짧은 워드 길이 디지탈 산술에 적합한 간단한 디지탈 논리 칩에서 기술된 과정들을 구현하기에 특히 적합한 로그폴라 포맷의 복소 신호들을 이용한다. 이러한 칩들은 특수 집적 회로(ASIC)로 구성될 수 있으며, 본 발명의 일 특징에 따르면 ASIC 칩은 방향성을 향상시키기 위하여 안테나 어레이의 요소들로부터의 무선 신호들을 결합하도록 로그폴라 신호 처리를 이용하기에 적합한 것으로 나타나 있다. 이러한 칩은 상기 결합을 매우 빠르게 형성할 수 있으며, 따라서 많은 다른 수신 방향에 대응하는 결합을 순차적으로 형성할 수 있다. 이러한 칩은 데카르트 수들 간의 복소수 곱셈을 수행할 수 있는 디지탈 신호 처리기를 사용하여 다른 구현이 가능하지만 로그폴라 빔포머(beamformer)라고 불리운다.

더우기, 본원 명세서에 개시된 신규한 양방향 무선 호출 시스템은 한 번에 하나의 무선 호출기로부터 응답을 검출할 수 있는 것으로 제한되지 않는다. 전술한 빔포머 및 상관 처리는 제1 무선 호출기로부터 수신될 것으로 예측되는 제1 코드 및 제2 무선 호출기로부터 수신될 것으로 예측되는 제2 코드를 검색하도록 프로그래밍될 수 있다. 최고 상관 레벨에서 어느 것이 검출되는지가 먼저 검사되고, 부분 상관에 의해 지시되는 바와 같이, 다른 무선 호출기들로부터 동일 주파수의 응답을 계속 검색하기 전에 각각의 동일 선상 어레이로부터의 신호들에 대한 기여도가 감산될 수 있으며, 따라서 본원 명세서에 참조된 CDMA 감산 복조라는 제목의 미국 특허 제 5,151,919호에 개시된 원리를 적용할 수 있고, 본 기술 분야의 전문가들은 무선 호출기로부터 전송될 것으로 예측되는 공지 코드를 가진 발명적인 상관이 상기 특허가 적용가능한 표시 접근 코드를 사용하여 CDMA 신호를 수렴하는 것과 유사하다는 것을 알 것이다. 동일 코드 및 주파수를 사용하여 다른 무선 호출기들로부터 전송된 신호들도 본 발명을 이용한 도달 방향에 의해 구별될 수 있으며, 모 출원에 기술된 바와 같이, 도달 방향의 분리가 부적절한 경우에는 독립적으로 코딩되거나 또는 결합하여 디코딩될 수 있다.

본 발명은 휴대 무선 호출 유닛이 수신에 비해 전송을 위한 개별 주파수 대역을 할당받는 경우, 또는 동일 주파수 대역을 사용해야 하는 경우에 사용하기 적합하다. 무선 호출기에 의해 기지 망으로부터 수신된 신호들에 대해 무선 호출기로부터의 수신 확인 또는 메시지 전송의 정확한 타이밍은 망이 역방향으로 신호 수신이 이루어지는 시간 슬롯들을 정확히 예측할 수 있도록 하며, 망은 그러한 짧은 시간 슬롯들 동안에 그 자신의 송신기들을 차단하여 그 자신의 수신 채널들에 대한 방해를 방지할 수 있다.

본 발명은 전술한 예시적인 실시예들에 의해 설명되었지만, 본 발명은 많은 변형 및 수정이 가능하다는 것이 본 기술 분야의 전문가에게 명백할 것이다. 이러한 모든 변형 및 수정은 첨부된 청구 범위에 기술된 바의 본 발명의 사상 및 영역 내에 있는 것으로 간주된다.

Claims

무선 호출망에 의해 자체로 전송되어 지정되는 경보 메시지를 수신하고 이 수신에 응답하여 수신 확인 신호를 전송하기 위한 무선 호출 유닛에 있어서,

신호를 송수신하기 위한 안테나 수단;

상기 안테나 수단에 결합되고 제어 수단에 의해 제어되어 수신과 전송 중 하나를 위해 상기 안테나 수단을 적응시키기 위한 안테나 결합 수단;

상기 안테나 결합 수단을 통해 상기 안테나 수단에 접속되어 신호를 수신하며 선정된 신호 패턴을 검출한 즉시 도달 시간 표시를 생성하기 위한 수신기; 및

상기 도달 시간 표시를 수신하며, 이에 응답하여 상기 표시된 도달 시간을 기초로 한 시간에 전송을 위해 상기 안테나 수단을 적응시키고 송신기를 구동시키기 위한 상기 제어 수단

을 포함하며,

상기 송신기는 상기 안테나 결합 수단을 통해 상기 안테나 수단에 결합되고 상기 제어 수단에 의해 구동되어, 디지탈 방식으로 코딩된 수신 확인 신호를 상기 시간에 전송하는 무선 호출 유닛.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은

상기 수신기 및 상기 송신기의 동작 주파수를 결정하기 위한 고주파 수정 기준 발진기 및 계수기 수단; 및

상기 수신기 및 상기 고주파 수정 기준 발진기에 대한 전력 강하 기간을 결정하기 위한 저주파 발진기 및 계수기 수단

을 더 포함하는 무선 호출 유닛.
제2항에 있어서, 상기 고주파 수정 기준 발진기 및 계수기 수단은, 상기 저주파 발진기 및 계수기 수단을 보정하도록 전력 온 기간 동안에 제어되는 무선 호출 유닛.
제2항에 있어서, 상기 동작 주파수 결정은, 전송 또는 수신 주파수를 적응적으로 생성하도록 상기 제어 수단에 의해 프로그래밍되는 주파수 합성기를 사용하여 수행되는 무선 호출 유닛.
제4항에 있어서, 상기 전송 주파수는 상기 수신 동작 채널 주파수와 동일하며, 상기 수신 주파수는 수신 로컬 발진기 주파수인 무선 호출 유닛.
제5항에 있어서, 상기 수신 로컬 발진기 주파수는 상기 수신 동작 채널 주파수와 동일한 무선 호출 유닛.
제1항에 있어서, 상기 수신기는 동기(homodyne) 수신기인 무선 호출 유닛.
무선 호출망으로부터 자체로 전송된 경보 메시지를 수신할 수 있고 그 수신 확인 신호를 전송할 수 있는 무선 호출 유닛에 있어서,

신호를 송수신하기 위한 안테나 수단;

상기 안테나 수단에 접속되어 신호를 수신하고 타이밍 제어 수단에 의해 지시된 때에 상기 신호를 수치 샘플들로 변환하기 위한 수신기;

상기 수치 샘플들을 수신 시간순으로 저장하기 위한 메모리 수단;

선정된 신호 패턴의 상기 메모리 수단 내의 위치를 결정하고 상기 위치를 기초로 하여 도달 시간 표시를 생성하도록 상기 저장된 수치 샘플들을 처리하기 위한 처리 수단; 및

상기 도달 시간 표시를 수신하고 송신기를 구동시켜, 디지탈 방식으로 코딩된 응답을 상기 표시된 도달 시간에 관한 선정된 타이밍으로 전송하기 위한 타이밍 제어 수단

을 포함하는 무선 호출 유닛.
제8항에 있어서, 상기 타이밍 제어 수단은 상기 송신기를 구동시키기 전에 상기 안테나 수단을 수신 상태에서 전송 상태로 적응시키는 무선 호출 유닛.
제8항에 있어서, 상기 처리 수단은 주파수 에러 표시를 생성하도록 상기 저장된 수치 샘플들을 더 처리하는 무선 호출 유닛.
제10항에 있어서, 상기 타이밍 제어 수단은 상기 주파수 에러 표시를 사용하여 상기 송신기를 원하는 주파수로 구동시키는 무선 호출 유닛.
제11항에 있어서, 상기 주파수 에러 표시는, 주파수 합성기를 조정하여 상기 주파수 에러가 보정된 전송 주파수를 생성하도록 상기 타이밍 제어 수단에 의해 사용되는 무선 호출 유닛.
제10항에 있어서, 상기 주파수 에러 표시는 수정 기준 발진기의 주파수를 보정하도록 사용되는 무선 호출 유닛.
제13항에 있어서, 상기 수정 기준 발진기는 상기 송신기의 동작 채널 주파수를 제어하도록 사용되는 무선 호출 유닛.
무선 호출망으로부터 전송된 경보 메시지를 수신할 수 있고 그 수신 응답 신호를 전송할 수 있는 무선 호출 유닛에 있어서,

보정 계산값을 기초로 하여 수신기 전력 강하 기간을 결정하기 위한 제1 발진기 수단;

상기 수신기 및 송신기의 동작 채널 주파수들을 결정하기 위한 제2 발진기 수단;

상기 제1 발진기 수단에 의해 제어된 신호에 의해 구동되어 수신 동작 채널 주파수의 수신 신호를 수신하고 처리하여 상기 수신 신호로부터 도달 시간 및 주파수 에러 표시를 생성하기 위한 상기 수신기;

상기 주파수 에러 표시를 사용하여 상기 제2 발진기 수단을 보정하고 상기 보정된 제2 발진기 수단을 사용하여 상기 보정 계산값을 결정하도록 보정 계측을 수행하기 위한 주파수 보정 수단; 및

상기 도달 시간 표시를 수신하고 이에 응답해 송신기를 구동하여, 상기 표시된 도달 시간에 관해 선정된 타이밍을 가지면서 상기 제2 발진기 수단으로부터 도출되고 상기 주파수 에러가 보정된 동작 채널 주파수에서 디지탈 방식으로 코딩된 응답을 전송하기 위한 타이밍 제어 수단

을 포함하는 무선 호출 유닛.
무선 호출 메시지를 전송하고 수신 확인 신호를 수신하기 위해 적어도 하나의 무선 호출 송신기 및 수신기 사이트(site)를 구비한 무선 호출망에 있어서,

상기 무선 호출 전송의 타이밍을 조절하고 수신 처리 채널들을 구동시키기 위한 타이밍 제어 유닛;

관련 수신 신호 처리 수단에 결합되어 각각의 안테나로부터 신호들을 수신하고 이 신호들을 상기 타이밍 제어 유닛에 의해 결정된 시간에 대응 복소수 샘플들로 변환하기 위한 복수의 방향성 안테나;

상기 복소수 샘플들을 저장하기 위한 메모리; 및

상기 수신 확인 신호의 검출 확률을 향상시키기 위하여 상기 무선 호출기들로부터의 수신 확인 신호 도달의 여러 가능한 방향들 및 시간들에 대응하는 복수의 방식으로 상기 복수의 안테나 각각으로부터의 상기 복소수 샘플들을 처리하기 위한 디지탈 빔 형성 및 처리 수단

을 포함하는 무선 호출망.
제16항에 있어서, 상기 복수의 방향성 안테나는 상이한 편파들(polarizations)을 가진 수신 신호들에 응답하는 안테나들을 포함하는 무선 호출망.
무선 호출 메시지를 전송하고 수신 확인 신호를 수신하기 위해 적어도 하나의 무선 호출 송신기 및 수신기 사이트(site)를 구비한 무선 호출망에 있어서,

상기 무선 호출 전송의 타이밍을 조절하고 수신기 회로를 구동시키기 위한 타이밍 제어 수단;

상이한 방향들 및 상이한 편파들 중 적어도 하나로부터의 신호를 수신하기 위한 복수의 안테나 수단;

복소수 샘플열들(sample sequences)을 저장하기 위한 메모리 수단;

상기 저장된 복소수 샘플열들을 처리하여 상이한 방향들로부터의 수신에 각각 대응하는 결합된 열들을 생성하기 위해 복소 계수 매트릭스를 구비한 디지탈 빔 형성 수단;

상기 결합된 열들의 각각을 선정된 신호 패턴과 상관시켜 수신 신호의 상이한 시간 지연들에 대응하는 상기 결합된 열들 각각의 상이한 시프트들을 위한 상관값들을 생성하기 위한 상관 수단; 및

수신 확인 신호가 특정 방향으로부터 특정 시간 지연되어 검출되었는지를 결정하기 위하여 상기 상관값들을 다른 상관값들 및 임계값과 비교하고 대응 검출 표시를 생성하기 위한 비교 수단

을 포함하며,

상기 수신기 회로는 상기 복수의 안테나 수단 각각에 결합되어 각각의 수신 신호들을 필터링하고 증폭하며 상기 타이밍 제어 수단의 제어 하에 대응하는 상기 복소수 샘플열들로 변환하는 무선 호출망.
제18항에 있어서, 상기 검출 표시를 수신하고 이 검출 표시를 기초로 하여 상기 무선 호출 메시지가 다시 전송되어야 하는지를 결정하기 위한 메시지 처리 수단을 더 포함하는 무선 호출망.
제18항에 있어서, 상기 검출 표시를 수신하고 이 검출 표시를 기초로 하여 수신 확인 무선 호출 유닛으로의 추가 정보의 전송을 제어하기 위한 메시지 처리 수단을 더 포함하는 무선 호출망.
제20항에 있어서, 상기 메시지 처리 수단은 상기 추가 정보가 상기 검출 표시에 의해 표시된 방향으로 전송되도록 제어하는 무선 호출망.
제20항에 있어서, 상기 메시지 처리 수단은 상기 추가 정보가 상기 검출 표시에 의해 표시된 전력 레벨로 전송되도록 제어하는 무선 호출망.
제20항에 있어서, 상기 메시지 처리 수단은 상기 추가 정보가 상기 검출 표시에 의해 표시된 사이트로부터 전송되도록 제어하는 무선 호출망.
제20항에 있어서, 상기 메시지 처리 수단은 상기 추가 정보가 선택된 사이트로부터 상기 검출 표시에 의해 표시된 바의 선택 방향 및 선택 전력 레벨로 전송되도록 제어하는 무선 호출망.
휴대 무선 호출 유닛들로 짧은 메시지들을 전송하고 그들로부터 짧은 메시지들을 수신할 수 있는 양방향 무선 호출망에 있어서,

각각의 수신 신호 샘플을 샘플 위상 및 샘플 진폭의 로그에 관해 대응하는 2진수들의 열들로 변환하는 각각의 수신 채널 처리 유닛들에 접속된 복수의 안테나;

상기 위상 및 로그 진폭 관련 수들 및 계수 매트릭스를 저장하기 위한 메모리 수단;

상기 저장된 위상 및 로그 진폭 관련 수들을 상기 저장된 계수들과 결합시켜, 실수 및 허수부를 가진 결합 복소수들로 구성되어 특정 방향으로부터의 향상된 신호 수신을 각각 나타내는 열들을 생성하기 위한 산술 유닛 수단; 및

상기 결합된 열들을 선정된 신호 패턴과 상관시켜 신호 검출 및 도달 방향 표시를 생성하기 위한 상관 수단

을 포함하는 양방향 무선 호출망.
휴대 무선 호출 유닛들로 짧은 메시지들을 전송하고 그들로부터 짧은 메시지들을 수신할 수 있는 무선 호출망에 있어서,

송신기 및 수신기 사이트들을 제어하여 상기 사이트들로 정보를 전송하고 상기 사이트들로부터 정보를 수신하기 위한 수단을 구비한 제어 사이트;

개별 무선 호출 유닛들로 지정된 짧은 메시지들을 전송하기 위한 적어도 하나의 송신기 사이트; 및

적어도 2개의 수신 사이트

를 포함하며, 상기 각각의 수신 사이트는

수신 신호들을 대응하는 복소수열들로 변환하는 각각의 수신 채널 신호 처리 유닛들에 접속된 복수의 안테나;

상기 제어 사이트로부터 동기화 표시를 수신하여 상기 송신기 사이트의 전송 시간에 관련하여 상기 수신 채널 처리 및 변환 동작을 제어하기 위한 동기화 메카니즘;

상기 복소수열들을 저장하고 상기 복소수열들을 상기 제어 사이트로 전송하기 위한 메모리 수단;

무선 호출기 위치의 상이한 가정들(postulates)을 이용해 상기 제어 사이트에서 수신된 복소수들을 처리하여 상이한 위치들로부터의 향상된 수신에 대응하는 결합된 복소수열들을 생성하기 위한 처리 수단; 및

상기 결합된 열들을 선정된 신호 패턴과 상관시켜 검출 표시 및 위치 표시를 생성하기 위한 상관 수단

을 포함하는 무선 호출망.
휴대 무선 호출 유닛들로 짧은 메시지들을 전송하고 그들로부터 짧은 응답들을 수신할 수 있는 양방향 무선 호출망에 있어서,

송신기 및 수신기 사이트들을 제어하여 상기 사이트들로 정보를 전송하고 상기 사이트들로부터 정보를 수신하기 위한 수단을 구비한 제어 사이트;

개별 무선 호출 유닛들로 지정된 짧은 메시지들을 전송하기 위한 적어도 하나의 송신기 사이트; 및

적어도 2개의 수신 사이트

를 포함하며, 상기 각각의 수신 사이트는

수신 신호들을 대응하는 복소수열들로 변환하는 각각의 수신 채널 신호 처리 유닛들에 접속된 복수의 안테나;

상기 제어 사이트로부터 동기화 표시를 수신하여 상기 송신기 사이트의 전송 시간에 관련하여 상기 수신 채널 처리 및 변환 동작을 제어하기 위한 동기화 메카니즘;

상기 복소수열들을 저장하고 상기 복소수열들을 상기 제어 사이트로 전송하기 위한 메모리 수단;

상기 적어도 2개의 수신기 사이트 각각에서의 도달 시간 및 도달 방향의 상이한 가정들을 이용해 상기 제어 사이트에서 수신된 복소수열들을 선정된 신호 패턴과 상관시켜 TOA 및 DOA-대응 상관값들을 생성하기 위한 상관 수단; 및

상기 수신기 사이트들에 관한 무선 호출기 위치의 상이한 가정들을 이용해 상기 상관값들을 결합하여 검출 표시 및 위치 표시를 생성하기 위한 결합 수단

을 포함하는 무선 호출망.
제25항에 있어서, 상기 무선 호출기로부터 미리 수신된 응답으로부터 결정된 상기 도달 방향 표시를 기초로 하여 무선 호출기로의 추가 정보 전송을 지시하는 무선 호출망.
제26항에 있어서, 상기 위치 표시를 기초로 하는 사이트 및 방향을 사용하여 무선 호출기로의 추가 정보 전송을 지시하는 무선 호출망.
제27항에 있어서, 상기 위치 표시를 기초로 하는 사이트 및 방향을 사용하여 무선 호출기로의 추가 정보 전송을 지시하는 무선 호출망.
휴대 무선 호출 유닛들로 짧은 메시지들을 전송하고 그들로부터 짧은 메시지들을 수신할 수 있는 양방향 무선 호출망에 있어서,

각각의 수신 신호 샘플들을 대응하는 복소수열들로 변환하는 각각의 수신 채널 처리 유닛들에 접속된 복수의 안테나;

상기 복소수들 및 복소 계수 매트릭스를 저장하기 위한 메모리 수단;

상기 저장된 복소수들을 상기 저장된 복소 계수 매트릭스와 결합시켜, 특정 방향으로부터의 신호 수신을 각각 나타내는 결합된 열들을 생성하기 위한 산술 유닛 수단;

상기 결합된 열들 각각을 선정된 신호 패턴들과 상관시켜 신호 검출 및 도달 방향 표시를 생성하기 위한 상관 수단; 및

상기 검출 표시가 제1 값을 갖는 경우에 구동되어, 상기 결합된 열들 중에서 상기 도달 방향 표시에 의해 표시된 대로 선택된 열들을 더 처리하여 휴대 무선 호출 유닛으로부터의 짧은 메시지를 디코딩하기 위한 디코딩 수단

을 포함하는 양방향 무선 호출망.
제31항에 있어서, 상기 결합된 열들의 상기 선택된 열들은 주어진 방향으로부터 상이한 편파들로 수신된 신호에 대응하는 양방향 무선 호출망.
휴대 무선 호출 유닛들로 짧은 메시지들을 전송하고 그들로부터 짧은 메시지들을 수신할 수 있는 양방향 무선 호출망에 있어서,

각각의 수신 신호 샘플들을 대응하는 복소수열들로 변환하는 각각의 수신 채널 처리 유닛들에 접속된 안테나들;

상기 복소수들 및 복소 계수 매트릭스를 저장하기 위한 메모리 수단;

상기 저장된 복소수들을 상기 저장된 복소 계수 매트릭스와 결합시켜, 특정 방향으로부터의 신호 수신을 각각 나타내는 결합된 열들을 생성하기 위한 산술 유닛 수단;

상기 결합된 열들 각각을, 무선 호출 유닛으로부터의 예측된 수신 확인 신호인 하나와 임의 접속 코드인 다른 하나로 이루어진 적어도 2개의 선정된 신호 패턴들과 상관시켜 수신 확인 검출 표시 및 임의 접속 표시 및 관련 방향 표시들을 생성하기 위한 상관 수단; 및

상기 임의 접속 표시에 의해 구동되어, 상기 결합된 열들 중에서 상기 관련 방향 표시에 의해 표시된 대로 선택된 열들을 더 처리하여 휴대 무선 호출 유닛으로부터의 임의 접속 메시지를 디코딩하기 위한 디코딩 수단

을 포함하는 양방향 무선 호출망.
휴대 무선 호출 유닛들로 짧은 메시지들을 지정하고 그들로부터 짧은 메시지들을 수신할 수 있는 양방향 무선 호출망에 있어서,

각각의 수신 신호 샘플들을 대응하는 복소수열들로 변환하는 각각의 수신 채널 처리 유닛들에 접속된 안테나들;

짧은 메시지가 지정된 무선 호출 유닛으로부터의 예측된 수신 확인에 대응하는 제1 신호 패턴을 검출하도록 시도하고 동일한 또는 상이한 무선 호출 유닛으로부터의 임의 접속 전송을 표시하는 신호 패턴을 검출하도록 시도하기 위해 상기 복소수열들을 처리하기 위한 처리 수단; 및

임의 접속 표시의 검출에 의해 구동되어, 상기 복소수열들을 더 처리하여 휴대 무선 호출 유닛으로부터의 임의 접속 메시지를 디코딩하기 위한 디코딩 수단

을 포함하는 양방향 무선 호출망.
휴대 무선 호출 유닛들로 짧은 메시지들을 전송하고 그들로부터 짧은 메시지들을 수신할 수 있는 양방향 무선 호출망에 있어서,

각각의 수신 신호 샘플들을 대응하는 복소수열들로 변환하는 각각의 수신 채널 처리 유닛들에 접속된 안테나들;

상기 복소수들 및 복소 계수 매트릭스를 저장하기 위한 메모리 수단;

상기 저장된 복소수들을 상기 저장된 복소 계수 매트릭스와 결합시켜, 특정 방향으로부터의 신호 수신을 각각 나타내는 결합된 열들을 생성하기 위한 산술 유닛 수단;

상기 결합된 열들 각각을 상기 무선 호출 유닛들 중 적어도 하나에 의한 임의 접속 시도를 표시하는 선정된 신호 패턴과 상관시켜 임의 접속 표시들 및 관련 방향 표시들을 생성하기 위한 상관 수단; 및

상기 임의 접속 표시들에 의해 구동되어, 상기 결합된 열들 중에서 상기 관련 방향 표시들에 의해 표시된 대로 선택된 열들을 더 처리하여 적어도 하나의 휴대 무선 호출 유닛으로부터의 임의 접속 메시지를 디코딩하기 위한 디코딩 수단

을 포함하는 양방향 무선 호출망.