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Zugehörige Patente
sind das US-Patent
US 5,790,606 ,
erteilt am 4. August 1998 mit dem Titel "Joint Demodulation Using Spatial Maximum
Likelihood " und
das US-Patent
US 5,619,503 ,
erteilt am 8. April 1997 mit dem Titel "Cellular/Satellite Communications System
with Improved Frequency Reuse".
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HINTERGRUND
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Die
vorliegende Erfindung betrifft Systeme zum elektronischen Alarmieren
von Leuten unter Verwendung von tragbaren Vorrichtungen und zum
Senden bzw. Übertragen
von Kurzmeldungen zu diesen Vorrichtungen, wie beispielsweise einer
Telefonnummer, die angerufen werden sollte. Dieses Gebiet von Einwege-Radiokommunikationen
bzw. Funkkommunikationen von kurzen Nachrichten ist als Paging (Funkruf)
bekannt.
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Herkömmliche
Funkruf-Systeme sind Einwege-Kommunikationssysteme,
in welchen die tragbare Einheit aus nur einem Empfänger besteht.
Funkruf-Dienste stehen jedoch einer größer werdenden Konkurrenz von
Zweiwege-Funktelefonsystemen
gegenüber,
da die neuesten Funktelefone klein sind, wenig kosten und eine lange
Batterielebensdauer und Sprachkommunikationen anbieten. Der Funkruf-Dienstmarkt
reagiert daher auf die Konkurrenz durch Zeigen eines Interesses
an einer Bewegung in Richtung zu Zweiwege-Kommunikationsdiensten, wie beispielsweise
Kurznachrichtendiensten bzw. SMS-Nachrichten oder Sprach-Mailboxen im Netzwerk,
welche Dienste durch die Funkruf-Einheit
getriggert werden müssen,
um die zentral gespeicherte Nachricht wiederzugeben, um dadurch
eine Kommunikation in der umgekehrten Richtung bzw. Rücklaufrichtung,
d.h. von der Funkruf-Einheit zum Netzwerk, nötig zu machen.
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Ein
Funkkommunikationssystem, das eine abgetastete Richtantenne benutzt,
ist aus WO 94/11956 bekannt, in dem ein Funkkommunikationssystem
offenbart wird, welches eine Basisstation zum Senden und Empfangen
von Signalen zu und von einer Fernsteuerungsstation oder mehreren
Fernsteuerungsstationen umfasst. Eine Basisstation ist mit zumindest
einer Empfangsantenne vorgesehen, die mit einem Basisstationsempfänger gekoppelt
ist. Die Erfassung eines Synchronisationssignals, das ein Muster
der Empfangsantenne abtastet, wird bis zu einer solchen Zeit gestoppt,
während
der Mitteilungsinformationen von einer Fernsteuerungsstation erhalten
und an einen bestimmten, durch die Fernsteuerungsstation angeforderten
Zielort übermittelt
werden können.
Nach dem Empfang der Informationen wird die Basisstation die Abtastung
der Antenne wiederaufnehmen, und die Informationen werden an einen
angeforderten Zielort übermittelt.
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Darüber hinaus
ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Multiplexen von Kommunikationssignalen durch
blinde, adaptive Raum-Filterung aus dem Dokument
US 5,260,968 bekannt, gemäß dem ein
solches System nicht die Verwendung eines Training-Signals erfordert,
sowie rechenbasierte, rechnerisch aufwendige Richtungsfinde-Verfahren
oder eine Antennenkalibrierung. Eine adaptive Antennenreihe an einer
Basisstation wird in Verbindung mit der Signalverarbeitung verwendet
durch selbst-kohärente
Wiederaufnahme, um die zeitlich und räumlich überlappenden Signale der Benutzer
voneinander zu trennen, die von unterschiedlichen, bestimmten Orten
ankommen, mit dem Ort, und um den Mehrwegeschwund und die Abschattung
an der Basisstation abzuschwächen
und umgekehrt, um in alle Richtungen zu übertragen, zum Minimieren der
an der mobilen Einheit angekommenen interferierenden Signale, und
um den Mehrwegeschwund und die Abschattung an den mobilen Einheiten
abzuschwächen.
Das Strahlungsmuster der übertragenen
Signale passt mit dem angepassten Empfangsmuster des an der Basisstation
empfangenen Signals zusammen.
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Jedoch
gibt es viele Technikprobleme beim Bereitstellen von Rücklaufkommunikation
von einer Funkruf-Einheit zu einer Basisstation. Funkruf-Rundsende-Sender
haben typischerweise eine hohe Leistung, wie beispielsweise 100
bis 250 Watt, um die geringe Effizienz der Funkruf-Empfängerantenne
zu kompensieren, die normalerweise nahe dem Körper eines Anwenders getragen
wird. Das Vorsehen einer Fähigkeit,
dass Funkrufempfänger
in der umgekehrten Richtung kommunizieren, wird somit ernsthaft
durch die Notwendigkeit nach einer gleich hohen Senderleistung zum
Schließen
der Verbindung in der umgekehrten Richtung behindert.
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Es
existieren herkömmliche
Systeme, die eine Zweiwege-Funkkommunikation
von einer tragbaren Einheit zurück
zu einer Basiseinheit mit einer viel niedrigeren Leistung eines
tragbaren Senders liefern, als sie in der Vorwärtsrichtung, d.h. von der Basis
zur tragbaren Einheit, verwendet wird. Ein Land-Mobilfunktionssystem,
wie beispielsweise das von Ericsson Inc. hergestellte EDACS-System
in Lynchburg, Virginia, ist ein Beispiel für ein solches System. Bei diesen
herkömmlichen
Systemen wird die Rückwärtsverbindung
durch Vorsehen von mehreren verteilten Basisstations-Empfangsorten
geschlossen, so dass der Bereich von einer tragbaren Einheit zum
nächsten
Empfangsort viel kleiner als der Bereich von dem Basissender zur
tragbaren Einheit ist, wodurch zugelassen wird, dass die Leistung
des tragbaren Senders viel geringer als die Leistung des Basissenders
ist. Jedoch kann das Vorsehen von mehreren Empfängerorten teuer werden.
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Herkömmliche
Systeme enthalten auch Beispiele für Zweiwegekommunikationen von
einer tragbaren Einheit zu einer Basiseinheit unter Verwendung einer
niedrigeren Leistung als derjenigen, die in der Vorwärtsrichtung
verwendet wird, und ohne eine Verwendung einer viel größeren Anzahl
von festen Empfängerorten als
feste Senderorte. Ein Funktelefonsystem ist ein Beispiel für ein solches
System. Jeder Ort, der als Zellenort bzw. Zellen-Standort bekannt
ist, weist wenigstens einen Sender und wenigstens einen Empfänger auf.
Alle Orte sind somit sowohl Senderorte als auch Empfängerorte.
Zum Zulassen, dass die tragbare Einheit während eines Kommunizierens über dieselbe
Entfernung eine niedrigere Leistung als die Basiseinheit verwendet,
liefert das feste Empfangssystem oft einen Raumdiversitätsempfang
durch Verwenden von zwei voneinander beabstandeten Empfangsantennen.
Dies liefert eine Verstärkung
von 7 dB, wenn Signale einem Rayleigh-Schwund ausgesetzt sind, was
zulässt,
dass die Leistung der tragbaren Einheit im Prinzip fünfmal niedriger
als die Basisleistung ist.
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Herkömmliche
zellulare Systeme enthalten auch die Verwendung von Richtantennen
bei der Basisstation. Typischerweise enthält die Antenne der Basisstation
drei Richtantennen, die um einen Masten in Intervallen von 120 Grad
angeordnet sind und jeweils drei Sektoren oder Zellen von 120 Grad
bedecken. Ein sektorisiertes zellulares System kann derart angesehen
werden, dass es die Basisorte von drei aneinandergrenzenden Zellen
zusammengesammelt hat, wobei die Zellen dann von ihrem gemeinsamen
Rand aus beleuchtet werden, anstelle von ihren separaten Zentren,
wodurch die Anzahl von Stellen um Drei reduziert wird, um Standortkosten
einzusparen. Die zusätzliche
Kommunikationsentfernung, die die Basis bedienen muss, d.h. vom
Zellenrand zum Zellenrand, anstelle vom Zentrum zum Rand, wird durch
die zusätzliche
Richtverstärkung der
120-Grad-Sektorantenne untergebracht, wenn sie mit der Antenne für alle Richtungen
verglichen wird, die im Fall einer zentralen Ausleuchtung verwendet
werden würde.
Eine Sektorisierung in zellulare Systeme ist daher ein Weg zum Bereitstellen
derselben Leistungsfähigkeit
mit reduzierten Standortkosten.
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Die
Antennenrichtung oder der Sektor, die bzw. der zum Bedienen eines
bestimmten Mobiltelefons zu verwenden ist, wird zur Zeit eines Verbindungsaufbaus
bestimmt, und eine adäquate
Zeit ist verfügbar,
um den zu verwendenden Sektor einzurichten, und zwar aufgrund der
relativ langen Dauer eines Telefongesprächs. Dieselbe Antennenrichtung
wird für
ein Senden und auch für
ein Empfangen in zellularen Systemen verwendet. Diese Lösung funktioniert
jedoch nicht für
ein Funkruf-System, das eine Funkruf-Nachricht über den vollen Azimut von 360
Gradüber
Broadcast sendet, in welchem eine tragbare Einheit lokalisiert sein
kann, und welches System nicht im voraus weiß, welche Antennenrichtung
zu verwenden ist, und zwar entweder für ein Senden oder ein Empfangen.
Bei einem Funkruf-System sind Nachrichten typischerweise zu kurz,
um eine Gesprächsaufbauprozedur
auszuführen,
die ähnlich
zu derjenigen ist, die beim Durchführen eines Funktelefonanrufs
verwendet wird, und welche ermöglicht,
dass eine Antennenrichtwirkung bzw. ein Antennengewinn richtig ausgewählt wird,
um den Aufruf zu bedienen.
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Das
Vorgänger-Patent
EP 0 815 692 offenbart Wege
und Systeme zum Erhöhen
eines Empfangsantennengewinns durch die Verwendung von Antennenfeldern.
Die Voranmeldung offenbart auch ein Verwenden bekannter Symbolmuster,
die durch mobile Sender übertragen
werden, bei dem Basisempfängerort,
um die optimalen Koeffizienten zu bestimmen, mit welchen Signale
von den Antennenelementen kombiniert werden können, um einen Empfang zu verstärken. Darüber hinaus
beschreibt diese Anmeldung auch eine Verwendung von Signalen, die
empfangen werden, um Phasen- und Amplitudenfehler zwischen Feldelementen
zu bestimmen und um dieselben auf einer Langzeitbasis zu korrigieren.
Diese Techniken werden nachfolgend weiterentwickelt, um die Nachteile
herkömmlicher
Funkruf-Systeme zu überwinden,
die eine Implementierung eines Zweiwege-Funkruf-Systems behindern.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Diese
und andere Nachteile, Beschränkungen
und Probleme werden mittels der vorliegenden Erfindung überwunden,
für die
es eine Aufgabe ist, die Notwendigkeit für mehrere Empfängerorte
zu reduzieren, während
noch eine große
Verminderung der Sendeleistung einer tragbaren Einheit zugelassen
wird.
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Das
Ziel der vorliegenden Erfindung wird durch ein Funkruf-Netzwerk nach Anspruch
1 gelöst,
vorteilhafte Ausführungsformen
werden in die abhängigen
Ansprüche
miteinbezogen.
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Gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
weist ein Funkruf-Netzwerk
mindestens einen Funkrufsender- und Empfängerort auf, zum Senden von
Funkrufnachrichten und zum Empfangen von Empfangsbestätigungen,
wobei das Funkruf-Netzwerk eine Vielzahl von Richtantennen umfasst,
die in einer festgelegten Antennenanordnung bei gleichen, winkelförmigen Intervallen
um einen zentralen Punkt aufgestellt sind, und gekoppelt sind mit
zugehörigen,
das Empfängersignal
verarbeitenden Mitteln zum Empfangen von Signalen von den zugehörigen Antennen
und zur Umwandlung von Signalen in entsprechende, komplexe, numerische Abtastungen
zu Zeiten, die durch eine Zeitsteuerungseinheit bestimmt werden,
und mit einem Verarbeitungsmittel mit Zeitsteuerung zur Wahl des
Zeitpunkts der Funkrufsendungen und zur Aktivierung der das Empfängersignal
verarbeitenden Kanäle,
und mit einem Datenspeicher zur Speicherung der komplexen, numerischen Abtastungen,
zur Verarbeitung der komplexen, numerischen Abtastungen von betreffenden
Antennenelementen auf eine Vielzahl von Wegen entsprechend unterschiedlicher,
möglicher
Richtungen und Ankunftszeiten der Empfangsbestätigungen von einer Vielzahl
von Funkrufempfänger-Netzwerken,
um die Detektierung der Empfangsbestätigungen zu verbessern.
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Ein
Funkruf-Netzwerk enthält
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
ein Verarbeitungsmittel mit einem digitalen Strahlformungs- bzw.
Beamforming-Mittel mit einer komplexen Koeffizientenmatrix zur Verarbeitung
der gespeicherten, komplexen, numerischen Abtastungssequenzen, um
kombinierte Sequenzen zu erzeugen, wobei jede Abtastungssequenz
dem Empfang aus unterschiedlichen Richtungen entspricht, einem Korrelationsmittel
zur Korrelation jeder der kombinierten Sequenzen mit einem vorbestimmten
Signalmuster, um Korrelationswerte für unterschiedliche Verschiebungen
jede der kombinierten Sequenzen zu erzeugen, entsprechend unterschiedlicher
Zeitverzögerungen
eines empfangenen Signals, und einem Vergleichsmittel zum Vergleichen
jeder der Korrelationswerte mit anderen und mit einem Schwellwert,
um zu entscheiden, ob eine Empfangsbestätigung aus einer bestimmten
Richtung und mit einer bestimmten Zeitverzögerung detektiert wurde, und
zur Erzeugung eines entsprechenden Detektierungshinweises.
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Ein
Funkruf-Netzwerk gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
enthält
ein Verarbeitungsmittel mit einem Nachrichtenverarbeitungsmittel
zum Empfangen des Detektierungshinweises und zur Bestimmung, ob eine
Funkrufnachricht wieder gesendet werden soll, basierend auf dem
Detektierungshinweis.
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Ein
Funkruf-Netzwerk enthält
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
ein Verarbeitungsmittel mit einem Nachrichtenverarbeitungsmittel
zum Empfangen des Detektierungshinweises und zur Steuerung der Übertragung
von weiterer Information zu einer den Empfang bestätigenden
Funkrufeinheit, basierend auf dem Detektierungshinweis.
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Zweiwege-Funkrufsysteme
gemäß beispielhaften
Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung enthalten kleine, tragbare, mittels Batterie
versorgte Funkruf-Einheiten,
die jeweils einen Empfängerabschnitt, einen Senderabschnitt
und einen Steuerabschnitt aufweisen. Der Steuerabschnitt hat einen
Zeitgeber niedriger Leistung, der ein Ein- und Ausschalten des Empfängers so
steuert, dass der Empfänger
nur für
einen geringen Prozentsatz der Zeit aktiv ist, um Batterieleistung
einzusparen. Wenn er eingeschaltet ist, empfängt der Empfänger ein
Signal und verarbeitet es zum Decodieren einer Adresse. Auf ein
erfolgreiches Decodieren einer Adresse hin wird eine Empfangszeitgabeanzeige
zum Steuerabschnitt ausgegeben, der wiederum den Sender aktiviert,
um ein Bestätigungssignal
mit einer bestimmten Zeitgabe relativ zur Empfangszeit zu erzeugen.
Das Bestätigungssignal
kann beispielsweise ein Code mit zyklischer Redundanzprüfung (CRC
= cyclic redundancy check) sein, der aus den empfangenen Nachrichtenbits
berechnet wird, kann aber auch eine Anzeige liefern, dass weitere
Information folgt.
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Funkruf-Netzwerke
gemäß der vorliegenden
Erfindung enthalten ein Netzwerk von Empfängerorten, die an der gleichen
Stelle wie die Funkruf-Senderorte oder getrennt von ihnen sein können. Die
Empfangsorte können
jeweils ein Feld von elementaren Richtantennen enthalten, deren
Signale gemeinsam verarbeitet werden können, um eine Wahrscheinlichkeit
eines Empfangs zu erhöhen.
Signale von den Antennenelementen werden zu bestimmten Zeiten nach
einer Übertragung
einer Funkruf-Nachricht
abgetastet, um ein Bestätigungssignal
einzufangen. Wenn dieselbe Frequenz für einen Empfang wie für ein Senden
verwendet wird, können
die Basissender während
des Empfangszeitfensters gesperrt werden.
-
Die
abgetasteten Signale werden digitalisiert und in einem Speicher
abgespeichert und dann durch einen numerischen Prozessor verarbeitet,
um eine Erfassung einer Bestätigung
zu versuchen. Beispielsweise kann der Prozessor verschiedene Hypothesen
bewerten, von wo aus im Speichermedium Abtastungen entsprechend
dem Start der Bestätigung
liegen (d.h. Hypothesen für
eine Ankunftszeit); unterschiedliche Hypothesen einer Richtung,
aus welcher die Bestätigung
empfangen wurde (d.h. Hypothesen für eine Ankunftsrichtung) und
unterschiedliche Hypothesen der Funkfrequenz, auf welcher die Bestätigung gesendet
wurde (d.h. Frequenzhypothesen). Alternative für eine Frequenzhypothese können Frequenzungenauigkeiten
in der tragbaren Funkrufempfänger-Vorrichtung durch
Korrigieren der Frequenz unter Verwendung eines Frequenzfehlers
vermieden werden, der an dem durch den Funkruf-Empfänger empfangenen
Signal gemessen wird.
-
KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
-
Diese
und andere Merkmale, Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden besser beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung
in Zusammenhang mit den Zeichnungen verstanden werden, wobei:
-
1 ein
allgemeines Blockdiagramm eines Funkrufempfängers ist;
-
2 ein
Blockdiagramm eines Empfängers
ist;
-
3 ein
beispielhaftes decodiertes Datenformat darstellt;
-
4 ein Blockdiagramm eines Senders ist;
-
5(a) eine beispielhafte Darstellung eines
komplexen Vektors eines Funksignals gemäß einem OQPSK-Ausführungsbeispiel
mit einer konstanten Hüllkurve
darstellt;
-
5(b) eine beispielhafte Q-Komponentenwellenform
darstellt;
-
5(c) eine beispielhafte I-Komponentenwellenform
darstellt;
-
6 einen
beispielhaften Antennenaufbau zeigt;
-
7 beispielhafte
Anschlüsse
für die
Stellen der Antenne der 6 zeigt;
-
8 eine
Blockdiagramm-Darstellung eines Basisstations-Signalverarbeitungskanals
für empfangene
Signale ist;
-
9 eine
Verarbeitung für
ein kreisförmiges
Feld und gemeinsames Feld gemäß einem
beispielhaften Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt;
-
10 die
OQPSK mit konstanter Hüllkurve
zeigt, die einer Nyquist-Phasenfilterung unterzogen worden ist;
-
11 eine
GMSK-Wellenform zeigt; und
-
12 ein Beispiel einer sektorisierten Verarbeitung
darstellt.
-
DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
-
Ein
allgemeines beispielhaftes Schema eines Funkrufempfängers zum
Implementieren der vorliegenden Erfindung ist in 1 gezeigt.
Eine Antenne 10 wird über
einen Sende-Empfangs-Antennenschalter 11 abwechselnd
mit einem Empfängerabschnitt 12 oder
einem Senderabschnitt 13 gekoppelt. Der Schalter 11 kann
beispielsweise unter Verwendung von PIN-Dioden aufgebaut sein, und
durch bekannte Techniken, durch welche die PIN-Dioden keinen Strom verbrauchen, außer dann,
wenn die Einheit in den Sendemodus versetzt wird. Es ist alternativ
dazu möglich,
es derart einzurichten, dass die PIN-Dioden keinen Strom von der
Batterie aufnehmen, außer
dann, wenn der Sender oder Empfänger
betrieben wird.
-
Es
wird angenommen, dass die Minimierung eines Batterieverbrauchs,
wenn die Funkrufempfänger
in einem Bereitschaftsmodus sind, ein signifikanter Entwicklungspunkt
bei Funkrufempfängern
ist. Dafür
werden Funkrufempfänger
und Funkruf-Netzwerke derart entwickelt, dass sie keinen kontinuierlichen
Empfang durch die tragbare Einheit benötigen, sondern zusammenarbeiten
bzw. kooperieren, um einen Zeitschlitz in einer sich wiederholenden
Rahmen-Periode zu definieren, in welcher Seiten immer zu einem bestimmten
Funkrufempfänger
gesendet werden würden.
Der Funkrufempfänger
kann dann für
den Großteil
der Rahmen-Periode seinen Empfänger
abschalten oder in einen "Schlafmodus" eintreten, um Energie
der Batterie zu bewahren. Die einzige Schaltung, die im Schlafmodus
aktiv bleibt, ist ein Zeitgeber mit niedriger Leistungsaufnahme,
der durch einen Oszillator mit niedrigem Strom betrieben wird, der
bestimmt, wann der Funkrufempfänger
aufwachen wird, um die Funkruf-Stations-Sendungen nach einer möglichen
Nachricht zu untersuchen, die seine Adresse enthält. Dieser Zeitgeber (in 1 nicht
gezeigt) ist im Steuerabschnitt 14 vorgesehen, der Einschalt-Steuersignale zu
entweder den Empfänger-
oder Senderschaltungen ausgibt, wenn es erforderlich ist.
-
Wenn
der Empfänger 12 oder
der Sender 13 zu aktivieren ist, ist die Frequenzgenauigkeit,
die dafür nötig ist,
sicherzustellen, dass der Empfänger
oder der Sender auf der richtigen Funkkanalfrequenz arbeitet, normalerweise
höher als
diejenige, die der Zeitgabeoszillator niedriger Leistung im Steuerabschnitt 14 zur
Verfügung
stellen kann. Solche Oszillatoren niedriger Leistung, die gleich
denjenigen sind, die in Chips für
elektronische Armbanduhren verwendet werden, verwenden allgemein
einen 32 kHz-Kristall mit einer Genauigkeit von einigen Teilen bei
100.000. Bei einer Betriebsfrequenz eines Senders oder eines Empfängers von 500–1000 MHz
erfolgt dabei jedoch eine Umsetzung zu einer Frequenzungenauigkeit
von mehreren 10 Kilohertz, was typischerweise nicht akzeptabel ist.
Zum Erhalten einer akzeptablen Funkfrequenzgenauigkeit ist es allgemein
nötig,
einen Kristall mit einer höheren
Frequenz zu verwenden, und zwar im 10 MHz-Bereich, welcher einen
bestimmten Schnittwinkel aufweist, der zum Sicherstellen einer hohen
Temperaturstabilität
entwickelt ist, d.h. einen AT-geschnittenen
Kristall. Ein solcher Oszillator verbraucht jedoch einen unerwünscht hohen
Strom von der Batterie im Dauerbetrieb und sollte Idealerweise außer während eines
Sendens oder während
eines Empfangens selbst abgeschaltet werden. Wenn er eingeschaltet
ist, kann ein solcher Oszillator hoher Stabilität darüber hinaus mehrere zehn Millisekunden
benötigen,
um einen stabilen Betriebszustand zu erreichen, und zwar aufgrund
des hohen Q-Faktors des Kristalls hoher Stabilität. Statt dessen kann ein Bereitschafts-Zeitgebersystem
niedriger Leistung, das ohne ein Verwenden eines externen 32 kHz-Kristalls
arbeitet und das einen Vor-Einschaltbefehl zum Oszillator hoher
Stabilität
vor einem Einschalten des Rests des Empfängers ausgibt, um der Oszillation
Zeit zu geben, sich zu stabilisieren, vorgesehen sein. Darüber hinaus
wird der Nicht-Kristall-Oszillator
niedriger Genauigkeit, der vollständig auf einem integrierten
Schaltungschip ausgebildet sein kann, gegenüber dem Oszillator 16 hoher
Genauigkeit bei jeder Gelegenheit eines Einschaltens kalibriert,
so dass die Anzahl von Zählungen,
die der Zeitgeber bis zur nächsten
Einschaltperiode zählen
muss, erneut berechnet werden kann. Der Steuerabschnitt 14 schließt auch
an eine Mensch-Maschinen-Schnittstelle (MMI) 15 an.
MMI ist ein allgemeiner Ausdruck, der für Kopfhörer, Mikrofone, Summer, Anzeigen
und Tastaturen verwendet wird, die dem menschlichen Anwender ermöglichen,
mit einer elektronischen oder einer mechanischen Vorrichtung zu
interagieren. Typischerweise weist eine Funkrufempfänger-MMI
einen Piepser, eine Anzeige und einen oder zwei Hauptknöpfe auf.
Die Anzeige kann eine Telefonnummer zeigen, die dem Anwender über Funk
mitgeteilt wird, damit er sie anruft, oder sogar längere Textnachrichten
anzeigen, die der Anwender mit der Hilfe von beispielsweise Rechts/Links-
oder Aufwärts/Abwärts-Knöpfen bzw.
-Tasten durchrollen kann.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung hat der Steuerabschnitt 14 eine Schnittstelle
zum Senderabschnitt 13. Wenn der Steuerabschnitt seine
Adresse in seinem Empfangs-Zeitschlitz erfasst und eine Nachricht
empfängt,
assembliert der Steuerabschnitt elektronisch eine Bestätigung oder
eine zuvor vorbereitete Antwort und aktiviert den Senderabschnitt 13,
um die Antwort zu senden. Zum Vereinfachen der Aufgabe des Basisempfängers zum
Erfassen der Antwort veranlasst die Steuereinheit vorzugsweise ein
Senden der Antwort mit einer vorbestimmten Zeitverzögerung nach
einem Empfang der Funkruf- bzw.
Funkrufnachricht. Die vorbestimmte Zeitverzögerung muss nicht länger als
die Zeit sein, die der Empfänger
zum Verifizieren seiner Adresse nach einem Empfangen des letzten
Nachrichtenbits benötigt,
plus der Zeit, die zum Einstellen bzw. Abstimmen des Senders auf
eine Frequenz nötig
ist, wie beispielsweise 2 Millisekunden bis 10 Millisekunden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist es für
den Funkrufempfänger
auch möglich,
ein Senden einer kurzen Nachricht zu initiieren, ohne dass er über Funk
gerufen worden ist. In diesem Fall aktiviert der Steuerabschnitt 14 den
Senderabschnitt 13 zu einer vorbestimmten Zeit nach einem
Empfangen einer Nachricht in den dem Funkrufempfänger eigenen Zeitschlitz, gleichgültig ob
der Funkruf- bzw. Funkruf schlitz die Funkrufempfänger-Adresse
enthielt oder nicht. Dem Funkrufempfänger kann erlaubt werden, seine
eigene Nachricht zu einer Zeit zu senden, zu welcher ein anderer
Funkrufempfänger
antworten kann, oder alternativ dazu können solche durch einen Funkrufempfänger initiierten
Sendungen nur dann zugelassen werden, wenn der Empfangsschlitz eine
Leer-Anzeige enthielt.
Darüber
hinaus kann ein separater Empfangsfrequenzkanal bei der Basisstation
mit entsprechenden alternativen Sendekanälen bei der Funkruf-Einheit
zum jeweiligen Senden einer Bestätigung
zu einer Funkruf-Nachricht
oder einer selbstinitiierten Nachricht, die nicht in Antwort auf
eine Erfassung der dem Funkrufempfänger eigenen Adresse war, vorgesehen
sein. Eine weitere Systemoption besteht im Verwenden des alternativen
Frequenzkanals zum Senden von selbstinitiierten Nachrichten nur
dann, wenn der Empfangs-Zeitschlitz die Adresse eines anderen Funkrufempfängers enthält, und
im Verwenden der primären
Rückkanalfrequenz,
wenn der Empfangs-Zeitschlitz eine Frei-Anzeige enthält. Das
Basisnetzwerk kann mit einer Bestätigung eines Empfangs einer
solchen selbstinitiierten Nachricht antworten, und der Funkrufempfänger kann
auf einen Nicht-Empfang einer Bestätigung hin damit fortfahren,
Sendungen zu wiederholen, bis er erfolgreich ist.
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Eine
weitere Systemoption, die gemäß der vorliegenden
Erfindung ermöglicht
wird, enthält
ein Verwenden derselben Frequenz für Vorwärts- und Rückwärtsverbindungen. Durch Einrichtungen
von Funkruf-Einheiten zum Antworten mit einer relativ genauen Sende-Burst-Zeitgabe
relativ zu einer Zeitgabemarkierung, die von der Basisstation empfangen
wird, kann das Netzwerk seine Sender während des erwarteten Antwortfensters
abschalten, um die Antworten niedriger Leistung von Funkrufempfängern bzw.
Funkrufeinheiten zu empfangen. Alle vorangehenden Alternativen werden
derart angesehen, dass sie innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden
Erfindung sind, wie er durch die beigefügten Ansprüche spezifiziert ist.
-
2 zeigt
weitere Details der bevorzugten Funkruf-Empfängerimplementierung
in der tragbaren Einheit. Das empfangene Signal vom T/R-Schalter 11 tritt über ein
Antennenfilter 20 ein, das starke interferierende Signale außerhalb
des Bandes ausschließt.
Das gefilterte Signal tritt in einen Verstärker 21 ein, und in
Quadratur-Abwärtswandler 22 und 23,
wo das verstärkte
Signal mit Kosinus- und Sinussignalen vom Quadraturoszillator 24 gemischt
wird, der durch einen Frequenzsynthesizer 35 gesteuert
wird. Integrierte Schaltungstypen können hergestellt werden, die
alle sogenannten "Vorfeldfunktionen", d.h. diejenigen,
die durch die Elemente 21, 22, 23 und 24 durchgeführt werden,
in einem einzigen Chip durchführen.
-
Die
Ausgabe des Vorfeldchips weist zwei Basisbandsignale auf, die als
I und Q bekannt sind. Die Signale I, Q werden in aktiven Filtern 25 und 26 einer
Tiefpassfilterung unterzogen und in Basisbandverstärkern 27 und 28 verstärkt. An
dieser Stelle bei der Verarbeitung ist das Ausmaß an erforderlicher Verstärkung nicht bekannt,
da Signale durch den Funkrufempfänger
irgendwo über
einem weiten Dynamikbereich empfangen werden können. Jedoch sollte das Ausmaß an Verstärkung beschränkt sein,
um ein Signal zu vermeiden, das stark genug ist, eine Sättigung
zu veranlassen. Darüber
hinaus leidet der in 2 gezeigte Empfänger deshalb,
weil er ein Homodynempfänger
ist, an einem hohen DC- bzw. Gleichstrom-Offset an den Ausgaben
von Mischern 22 und 23 und Verstärkern 27 und 28,
was das Ausmaß an
Verstärkung
weiter beschränkt,
welches ohne eine Sättigung
verwendet werden kann. Diese Offsets entstehen nicht nur aus Ungleichgewichten
einer praktischen Schaltung, sondern auch aus dem Empfänger, der
ein Signal von seinem eigenen Lokaloszillator 24 empfängt, welcher
bei einem Homodynempfänger
typischerweise im Zentrum des erwünschten Empfangsfrequenzkanals
ist, was zu einer kohärenten
Interferenz Anlass gibt. Das Problem eines DC-Offsets kann abgeschwächt werden,
wie es im US-Patent Nr. 5,241,702 von Paul W. Dent mit dem Titel "DC offset Compensation" beschrieben ist.
Wie es in diesem Patent detaillierter erörtert ist, werden die schwierigen
DC-Offsets durch Differenzieren der Signale I, Q unter Verwendung
von Kondensatoren 29 und 30 und darauffolgendes Digitalisieren der
differenzierten Signale I, Q unter Verwendung eines Zweikanal-A/D-Wandlers 31 entfernt. Eine
A/D-Umwandlungstechnik
kann verwendet werden, welche eine kompandierte Deltamodulation
verwendet, die die Differentiation der Signale I, Q begleitet.
-
Die
differenzierten und digitalisierten Signale I, Q werden vom A/D-Wandler 31 zu
einer Digitalsignalverarbeitungseinheit 32 geführt, die
einen Teil derselben integrierten CMOS-Schaltung bilden kann, wie sie zum Realisieren
des Steuerabschnitts 14 verwendet wird. Die Signalverarbeitungseinheit
kann die digitalisierten und differenzierten Signale I, Q im Datenspeicher 33 speichern
und dann diese Signale für
eine Offline-Verarbeitung erneut aufrufen. Jede gespeicherte Abtastung
würde jedoch
bei einem genau bekannten Zeitpunkt relativ zu einem Mastertakt
in der Steuereinheit 14 empfangen worden sein, die durch
den Referenz-Kristalloszillator 16 betrieben wird, wobei
der Mastertakt den Startzeitpunkt des A/D-Wandlers 31 zum
Digitalisieren von Abtastungen steuert. Somit enthält eine
Offline-Signalverarbeitung keinen Verlust über eine Kenntnis des Echtzeitverhaltens
eines Signals. Dieses Wissen wird bewahrt, um dazu fähig zu sein,
einen Sender 13 anzustoßen bzw. zu triggern, eine
Antwort zu einer bestimmten Zeit zu senden, nachdem ein spezifisches
Symbol oder ein Signalmuster in der empfangenen Nachricht erfasst
wurde.
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Eine
Signalverarbeitung 32 enthält typischerweise ein erneutes
Integrieren der digitalisierten Signale I, Q, um ihre ursprünglichen
Charakteristiken wiederherzustellen, und zwar unter Verwenden von
I und Q digitalen Akkumuliereinheiten, die anfangs auf Null eingestellt
sind. Die Signalverarbeitung kann auch ein Abschätzen eines Offsetfehlers bei
den erneut integrierten Signalen und ein Kompensieren des Offsetfehlers
gemäß dem oben
angezeigten US-Patent
Nr. 5,241,702 kompensieren. Zusätzlich
kann eine systematische Aufwärts-
oder Abwärtsneigung
in den erneut integrierten Signalen kompensiert werden. Die kompensierten
Signale werden dann digital demoduliert, um die gesendeten digitalen
Daten zu extrahieren, wobei die Daten durch irgendeine bekannte
digitale Modulationstechnik eingeprägt worden sind, wie beispielsweise
eine binäre FM-,
eine MSK-, eine GMSK-, eine PSK-, eine QPSK-, eine OQPSK-, eine
Pi/4-DQPSK-, eine
QAM- oder eine andere Technik.
-
Nach
einem Verarbeiten des empfangenen Signals, wie es oben beschrieben
ist, können
die decodierten Daten im Speicher mit einem derartigen Format gespeichert
werden, wie demjenigen, das in 3 gezeigt ist.
Dort zeigt ein Ankunftszeit-Wort 40 die Abtastanzahl im
Speicherpuffer 33 an, der dazu bestimmt wurde, den Start
eines bestimmten Bits in der empfangenen Nachricht zu enthalten.
Dies könnte
auf geeignete Weise das erste Bit der Adressenkomponente 42,
beispielsweise in seiner codierten Form, sein. Die Adresse in codierter
Form könnte
eine größere Anzahl
von Bits als die Adresse in ihrer decodierten Form enthalten, und zwar
aufgrund der Verwendung eines Fehlerkorrekturcodes für ein Senden,
was die Anzahl von Bits durch Hinzufügen einer Redundanz expandiert.
Darüber
hinaus kann die expandierte Anzahl von codierten Bits verschachtelt
und in einer zeitlich nicht sequentiellen Reihenfolge gesendet werden,
um einen Schutz gegenüber einem
Schwund oder einem Rausch ohne Gauß-Verteilung zur Verfügung zu
stellen. Nichts desto weniger ist das Sendeformat (einschließlich des
Verschachtelungsformats) dem Empfänger im voraus bekannt, so
dass das erste codierte Bit der Adresse im empfangenen Signalabtaststrom
lokalisiert werden kann. Das Ankunftszeit-Wort 40 zeigt
die Zeit in Ausdrücken
einer Abtastzahl nach dem Start einer A/D-Umwandlung des Signals an,
wie er durch den Steuerabschnitt 14 getriggert ist, zu
welcher die bestimmte Markierung in der Nachricht erfasst wurde.
Zwischenzeitlich fährt
der Echtzeit-Zähler
im Steuerabschnitt 14 damit fort, zu inkrementieren, so
dass die Zahl, die zu einer gegebenen Zeit erreicht werden wird,
nachdem diese Markierung empfangen wurde, durch Addieren des Ankunftszeit-Wortes
zu dem Zähler-Anfangszustand
und durch Addieren der vorbestimmten Verzögerung nach einem Empfang der
Markierung, bei welcher ein Senden auftreten soll, berechnet werden.
Das Ergebnis wird mit dem Roll-Zähler
verglichen, und dann, wenn eine Übereinstimmung
erhalten wird, wird der Sender aktiviert, um die Bestätigung zu
senden.
-
3 zeigt
an, dass der Speicher auch ein Frequenzfehler-Wort 41 enthält. Dies
ist ein Wert, der durch den Datendemodulator erzeugt wird, der beim
Demodulationsalgorithmus verwendet wird, um einen Frequenzfehler
zwischen der durch die Basisstation gesendeten Frequenz und der
Frequenzreferenz der tragbaren Einheit zu kompensieren. Beispielsweise
kann dieser Wert die Phasenverschiebung pro Bit darstellen, wie sie über die
empfangenen codierten Nachrichtenbits berechnet wird. Dieser Fehlerwert
kann verwendet werden, um die Ausgangsfrequenz des Referenzoszillators
der tragbaren Einheit vor dem Senden der Bestätigung durch den Senderabschnitt 13 zu
korrigieren. Bei beispielhaften Implementierungen wird das Frequenzfehler-Wort
bei jeder Empfangsgelegenheit dazu verwendet, einen Korrekturwert
zu aktualisieren, der an den Referenzoszillator 16 angelegt
wird, und zwar beispielsweise mit der Hilfe eines D/A-Wandlers,
der eine Varaktordiode (nicht gezeigt) über dem Kristall steuert. Wenn
jedoch signifikante Frequenzänderungen
nach einer jeweiligen Empfangsgelegenheit erwartet werden, wie sie
auftreten können,
wenn Schlafperioden mehrere Minuten lang waren, anstelle von nur
Sekunden oder Bruchteilen einer Sekunde, dann sollte die bei der
Empfangsgelegenheit festgelegte Korrektur sofort vor einem Senden
angewendet werden, und dies kann durch ein Vorverzerren der Sendesignalfrequenz
in der nötigen
Richtung bewirkt werden, und zwar unter Verwenden von beispielsweise
einem Bruchteil-N-Sendefrequenz-Synthesizer
mit fünf
Frequenzschritten.
-
Der
Rest des Speicherformats der 3 enthält die empfangene
Nachricht einschließlich
einer Adresse 42, die mit der dem Funkrufempfänger eigenen
Adresse verglichen wird, einiger anderer Daten 43, wie
beispielsweise einer anzurufenden Telefonnummer, und eines CRC-Prüfcodes 44.
Der CRC-Prüfcode 44 ist
eine Anzahl von Bits, die beim Sender in Abhängigkeit von der Adresse und
von anderen Datenbits berechnet wird, und wird beim Empfänger auf
dieselbe Weise erneut berechnet. Wenn die erneut berechnete Version
mit der decodierten gespeicherten Version 44 übereinstimmt,
dann wird bestimmt, dass die Nachricht richtig decodiert worden
ist. Wenn eine richtig decodierte Nachricht die dem Funkrufempfänger eigene
Adresse enthält,
dann wird eine Bestätigung
gesendet werden, wobei die Sendezeitgabe auf dem Ankunftszeit-Wort 40 basiert.
-
4 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften
Senders zum Implementieren der vorliegenden Erfindung. Ein Sende-Leistungsverstärker 50 wird
durch einen Sendeoszillator 51 betrieben, der durch einen Synthesizer 35 gesteuert
wird, der der Wirtschaftlichkeit halber derselbe Frequenzsynthesizerchip
sein kann, wie er für
den Empfängerabschnitt 12 verwendet
wird. Der Leistungsverstärker 50 und
der Sendeoszillator 51 können als einzelnes Modul 52 gepackt
sein. Das Sendeoszillatorsignal wird eher an das Frequenzsynthesizerchip 35 als
das Empfangsoszillatorsignal für
Senderzwecke angelegt. Obwohl diese Verbindung in 4 nur
allgemein dargestellt ist, d.h. durch einen Pfeil, der sich von
dem Sendeoszillator 51 zum Frequenzsynthesizer 35 erstreckt,
könnte
sie beispielsweise zwei Eingänge
am Synthesizerchip 35 (d.h. einen für das Empfangsoszillatorsignal
und einen für
das Sendeoszillatorsignal) aufweisen, von welchem nur einer zu einer
Zeit aktiv ist. Alternativ dazu kann ein Schalter, wie beispielsweise
der T/R-Schalter 11 zum Umschalten von Signalen in den
Synthesizer 35 verwendet werden, oder das Sendeoszillatorsignal
kann durch einen Puffer im Empfangschip 36 geführt werden,
was den Empfangsoszillator 24 dazu auswählen würde, im Empfangsmodus zum Synthesizerchip 35 geführt zu werden,
und den Sendeoszillator 51 während eines Sendemodus, um
zum Synthesizer geführt
zu werden. Vorzugsweise sind Empfangsfunktionen 36, Sendefunktionen 52 und
der T/R-Schalter 11 alle in einem kombinierten Sende/Empfangs-Chip
integriert, wodurch vermieden wird, dass die zu dem Signal zugehörigen Pinanschlüsse zwischen
ihnen verlaufen. Ein Loop-Filter 34 ist vorgesehen, um Störsignale
auf der VCO-Steuerleitung zu reduzieren, während ein schnelles erneutes
Abstimmen des Synthesizers zwischen Empfangs- und Sendefrequenzen
zugelassen ist. Ein solcher Synthesizer ist im US-Patent Nr. 5,180,993
beschrieben.
-
Die
dem Funkrufempfänger
zugeteilte Sendefrequenz kann sich von der Empfangsfrequenz unterscheiden.
Der Betätigungsfrequenzkanal
kann sogar in einem anderen Frequenzband sein, wie beispielsweise UHF
für ein
Empfangen und VHF für
ein Senden. Nichts desto weniger ist der Synthesizerchip 35 ausreichend flexibel,
um programmiert zu werden, um eine Sendefrequenz zu steuern, die
sich erheblich von der Empfangsfrequenz unterscheidet.
-
Beim
Umschalten von einem Steuern der Empfangsfrequenz zu einem Steuern
der Sendefrequenz ist jedoch eine bestimmte Zeit für ein erneutes
Programmieren des Synthesizers zugelassen, und für ein Zulassen, dass sich die
neu gesteuerte Oszillatorfrequenz auf die erwünschte Frequenz einstellt.
Eine schnelle Einstellzeit kann unter Verwenden von beispielsweise
den Techniken erhalten werden, die in den US-Patenten Nr. 5,095,288
und 5,180,933 beschrieben sind, und diese Techniken sind im Synthesizerchip
UM1005 verkörpert, der
von der Firma Philips hergestellt und verkauft wird. Eine schnelle
Einstellzeit ist nützlich
beim Minimieren der vorgenannten Verzögerung zwischen Empfangs- und
Sendemodi, während
welcher Zeit Energie von der Batterie abgezogen wird.
-
Ein
weiterer Faktor beim Bestimmen der Verzögerung zwischen einem Empfang
eines Signals, das zu einem Funkrufempfänger adressiert ist, und einem
Senden der Bestätigung
ist die Signalverarbeitungsverzögerung
und die Zeit, die vom Empfänger
benötigt
wird, den CRC zu prüfen
und zu verifizieren, dass seine eigene Adresse ein Teil der empfangenen
Nachricht ist. Eine hart verdrahtete Logik zum Durchführen dieser Funktionen
ist unter den Gesichtspunkten von sowohl dem Leistungsverbrauch
als auch der Zeitverzögerung vorzuziehen,
aber alternativ dazu können
sie durch einen programmierbaren Digitalsignalprozessor oder einen mit
einem geeigneten Programm ausgestatteten Mikroprozessor durchgeführt werden.
-
Die
Senderaktivierungssequenz nach einer Erfassung einer gültigen Nachricht
durch den Empfänger kann
somit beispielsweise folgendes enthalten:
Aktivierung des Senderoszillators;
Übertragung
der Synthesizer-Steuerfunktion vom Empfangen zum Senden;
ein
Umschalten der Antenne vom Empfänger
zum Sender;
ein Hochfahren der Sendeleistung von Null auf ein
Maximum;
ein Warten auf ein Zulassen des Hochfahrübergangs
und auf ein Einstellen des Synthesizers;
ein Anwenden einer
Datenmodulation auf das Sendesignal;
ein Herunterfahren der
Sendeleistung vom Maximum auf Null;
ein Umschalten der Antenne
von einem Senden zu einem Empfangen;
ein Umschalten des Oszillators
zu einem Aus-Zustand;
ein Umschalten des Synthesizers und des
Referenzoszillators zu einem Aus-Zustand und ein Zurückbringen aller
Schaltungen zu einem Schlafmodus.
-
Bei
der obigen Ablauffolge sollte die Periode hoher Leistung, während welcher
eine Datenmodulation auf den Sender angewendet wird, so kurz sein,
wie es für
ein Weiterleiten einer nützlichen
Anzahl von Informationsbits innerhalb der verfügbaren Bandbreite nötig ist.
Die Datenübertragungsperiode
sollte in jedem Fall kürzer
als 1 ms für
eine Sendefrequenz im 1 GHz-Bereich sein, um signifikante Änderungen
bezüglich
der Phase oder der Amplitude des Ausbreitungspfads während der
Sendeperiode zu vermeiden, die durch einen schnellen Schwund verursacht
werden, wenn der Funkrufempfänger
mit Geschwindigkeiten von bis zu 100 km/Std transportiert wird.
Unter der Annahme einer 25 kHz-Kanalbandbreite
kann eine Bitrate von etwa 32 KB/s durch Verwenden einer spektralen
effizienten binären
digitalen Modulation unterstützt
werden, wie beispielsweise einer Offset-QPSK, wodurch zugelassen
wird, dass eine 32-Bit-Bestätigung gesendet
wird. Dies kann eine Rate 1/2 sein, eine blockcodierte Version einer über die
empfangene Nachricht berechneten CRC-Prüfung, die zur Basis verifizieren
wird, dass die Nachricht richtig empfangen wurde. Darüber hinaus
gibt es nur eine Gelegenheit von 1 aus 65536, dass ein beim Basisempfänger empfangenes
Rauschen unrichtig als Empfang einer Bestätigung interpretiert werden
würde.
Es ist wünschenswert,
diese Wahrscheinlichkeit zu minimieren, die die Anzahl von Bits
bestimmt, die gesendet werden, und weitere Reduzierungen bezüglich der Länge des
Sende-Bursts verhindert.
-
Ein
digitaler Datenmodulator, der irgendeine erwünschte Modulation erzeugen
kann, ist beispielsweise im US-Patent mit der Seriennummer 08/305,702
mit dem Titel "Quadrature
Modulator with Integrated Distributed RC Filters", die am 14. September 1994 eingereicht
wurde, beschrieben. Solche Techniken können ökonomische Kandidaten zur Verwendung
bei einem Funkrufempfänger
sein, wenn sie in einem einzelnen kombinierten Sende/Empfangs-Chip
integriert sind, wie es zuvor angegeben ist. Alternativ dazu kann
statt dessen eine einfachere Modulationstechnik, die OQPSK mit konstanter
Einhüllenden
bzw. Hüllkurve
genannt wird, ohne Verwendung eines solchen Modulatorchips verwendet
und innerhalb des Frequenzsynthesizers 35 ausgebildet werden,
wie es nun beschrieben wird.
-
Die 5(a)–5(c) zeigen Signaldiagramme für eine OQPSK-Modulation mit konstanter
Hüllkurve. Der
komplexe Vektorwert eines Funksignals ist derart beschränkt, dass
er sich nur um den Kreis mit konstantem Radius der 5(a) bewegt,
und unterzieht sich acht Typen von Übergängen, die zu geradzahligen
und ungeradzahligen Bitperioden gehören.
-
Bei
geradzahligen Bitperioden ist das durch das I-Bit getragene Bitinformations-Bit
statisch, während das
durch das Q-Bit getragene Informationsbit entweder dasselbe bleibt
oder sich ändert.
Da das I-Bit statisch bei 0 oder 1 sein kann und das Q-Bit statisch
bei 0 oder 1 sein kann oder sich von 0 zu 1 oder von 1 zu 0 ändert, definiert
dies acht mögliche
Signalwellenformübergänge für geradzahlige
Bitperioden. Die Q-Wellenform während
eines Übergangs
ist jedoch unabhängig
davon, ob das I-Bit eine 0 oder eine 1 ist, so dass es vier mögliche Q-Wellenformen über die
Periode gibt, die in 5(b) dargestellt
sind.
-
Bei
ungeradzahligen Bitperioden ist das Q-Bit statisch bei 0 oder 1,
während
das I-Bit entweder von 0 zu 1 oder von 1 zu 0 übergeht oder unverändert bleibt.
Dies führt
zu vier möglichen
Trajektorien für
das I-Signal, um eine, ungeradzahlige Periode zu übernehmen,
wie es in 5(c) gezeigt ist. Da die Summe
der Quadrate von I und Q zu allen Zeiten gleich dem konstanten Radius
des Kreises ist, geht I dann, wenn es ein Vorzeichen ändert, durch
Null, und steigt Q zu diesem Zeitpunkt von einer Größe von 1/Wurzel
(2) zu Eins an. Gleichermaßen
verläuft
Q dann, wenn es das Vorzeichen ändert,
während
es durch Null läuft,
und die Größe von I
zu diesem Zeitpunkt zu Eins ansteigt, durch Null, damit die Summe
der Quadrate Eins bleibt.
-
Das
OQPSK-Signal kann unter Verwendung eines angepassten Filters decodiert
werden, das empfangene I- und Q-Wellenformen
mit erwarteten Wellenformen für
unterschiedliche Bitsequenzen korreliert und die Sequenz mit der
nächsten
Korrelation herausholt. Jedoch kann das Verfahren zum Abtasten der
U-Wellenform in der Mitte von geradzahligen Bitperioden und zum
Abtasten der Q-Wellenform in der Mitte von ungeradzahligen Bitperioden
verwendet werden, wobei die Vorzeichen der Abtastungen die durch
die Modulation getragene Dateninformation ergeben.
-
Da
die Amplitude (die durch den Radius des Kreises in 5(a) dargestellt
ist) des Signals konstant bleibt, ändert sich nur der Phasenwinkel
des Vektors, und dieser kann auch durch die Beziehung einer Frequenzmodulationswellenform
gleichgesetzt werden, das eine momentane Frequenzverschiebung gleich
der Änderungsrate
einer Phase ist. Ein Umwandeln der Wellenformen I, Q zu Phasen-Wellenformen
unter Verwendung einer ARCTAN-Funktion und durch darauffolgendes
Differenzieren dieser Wellenformen ergibt die Frequenzmodulationsfunktion.
Die Frequenzmodulationswellenform hat drei wichtige Werte von -B/4
entsprechend einer Phasenänderung
in Uhrzeigerrichtung über
90 Grad über
eine Bitperiode, von +B/4 entsprechend einer Phasenänderung
in Gegenuhrzeigerrichtung über
90 Grad über
eine Bitperiode oder von Null entsprechend zweier aufeinanderfolgender
gleicher I-Bits und zweier aufeinanderfolgender gleicher Q-Bits,
was Anlass zu keiner Phasenänderung über eine
Bitperiode gibt. Die Frequenzmodulationswellenform, die aus diesen drei
Werten zusammengesetzt ist, wird dann an ein Tiefpassfilter angelegt,
um Übergänge zu glätten und
somit den spektralen Gehalt der Signalenergie innerhalb eines zugeteilten
Funkkanals zu verbessern. Ein geeignetes Filter kann beispielsweise
ein erhöhtes
Kosinus-Nyquist-Filter mit einem zusätzlichen X/sin(X)-Ausdruck zur
Wellenformformung im Frequenzbereich sein. Das Vorsehen eines zusätzlichen X/sin(X)-Ausdrucks
erfolgt aufgrund der Phasenänderung über eine
Bitperiode, die das Integral der Frequenzwellenform über eine
Bitperiode ist, welche mathematische Operation äquivalent einem sin(X)/X-Filter
ist. Somit werden dann, wenn die Frequenzwellenform durch ein Nyquist-Filter
gefiltert wird, die Phasenwellenformen durch ein Nyquist-Filter plus
einer zusätzlichen
sin(X)/X-Filterwellenform gefiltert worden sein. Das zusätzliche
sin(X)/X-Filter wird somit durch Anwenden des Inversen, d.h. eines
X/sin(X)-Filters, entfernt, was die bezüglich der Phase einer Nyquist-Filterung
unterzogene Wellenform zurücklässt. Eine
Nyquist-Filterung der Phase resultiert darin, dass die Phase durch
die Stellen (±1, ±j) bei
Bit-Perioden-Intervallen verläuft,
wie es in 10 gezeigt ist, welche nachfolgend
detailliert beschrieben ist.
-
Die
durch diese Modulation erzeugten Wellenformen sind eng auf die Wellenformen
bezogen, die durch andere Modulationen mit konstanter Hüllkurve
erzeugt werden, wie beispielsweise eine Gaußsche Minimum-Umtastung (GMSK),
welches Modulationsschema für
das paneuropäische
digitale GSM-Funksystem spezifiziert
worden ist. Eine GMSK-Wellenform ist zum Vergleich in 11 gezeigt,
die auch nachfolgend detaillierter beschrieben wird. Natürlich kann
irgendein Typ von Modulationsschema zum Implementieren der vorliegenden
Erfindung verwendet werden.
-
Nach
einer Tiefpassfilterung ist die Frequenzmodulationsfunktion eine
kontinuierliche Wellenform. Eine Frequenzmodulation mit einer kontinuierlichen
Wellenform kann durch Anlegen der Wellenform an einen spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO) ausgeführt
werden. Wenn die Modulationsempfindlichkeit des Oszillators jedoch
nicht exakt ist, wird die Änderungsrate
einer erzeugten Phase nicht exakt sein, und somit wird sich die
Phase zu sehr oder zu wenig während
einer Bitperiode drehen, was dazu führt, dass die Phase nach und
nach von den erwünschten
Informationen darstellenden Werten abweicht. Ein weiteres Problem
besteht darin, dass der Frequenzsynthesizer 35 versuchen
wird, alle Frequenzänderungen
zu korrigieren, die die Modulation bezüglich der VCO-Frequenz durchführt, was
zu einer weiteren Fehlerquelle führt.
-
Diese
Probleme können
unter Verwendung einer Zweistellenmodulation des Frequenzsynthesizers gelöst werden,
wobei eine Modulation auf den VCO angewendet wird, und gleichzeitig
Steuerbits an die Synthesizerlogik angelegt werden, um anzuzeigen,
ob die Modulation eine +B/4-, eine -B/4- oder eine Null-Rate einer Änderung
einer Phase fordert. Auf diese Weise wird verhindert, dass die Synthesizer-Steuerschleife bzw. der
Synthesizer-Regelkreis die Modulation bekämpft, und sie bzw. er statt
dessen kooperiert, um die erwünschten
Phasenänderungen
zu bewirken. Beispielsweise kann ein Bruchteil- -N -Synthesizer
des im US-Patent Nr. 5,180,993 offenbarten Typs verwendet werden.
Als nächstes
wird die Erfassung eines Basisstations-Empfangsnetzwerks von Antworten
von den Funkrufeinheiten mit niedriger Leistung gemäß beispielhaften Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung erörtert
werden.
-
6 stellt
ein beispielhaftes vertikales kolineares Feld von Bereichsantennen
bzw. Schaltantennen zum Liefern einer vertikalen Strahlweitenkompression
sowie einer Azimut-Richtcharakteristik
von etwa 5 dB dar. Die dargestellten Dimensionen sind natürlich beispielhaft.
Dualpolarisierte Bereichsantennen sind auf langen Leiterplatten
zusammen mit streifenartigen Phasenbildungs- und Kopplungsleitungen
gedruckt. Jeder Bereich 60 arbeitet gegenüber einer
Rückseiten-Erdungsebene,
und eine optionale Ebene (die in 6 durch gestrichelte
Linien dargestellt ist) der gedruckten Richtungsbereiche (nicht
gezeigt) kann vor den angetriebenen Feldern angebracht sein, um
eine Richtwirkung bzw. einen Gewinn zu erhöhen und die Strahlbreite zu schmälern.
-
Jedes
solche kolineare Feld stellt somit zwei Ausgaben zur Verfügung, wie
beispielsweise eine Ausgabe entsprechend einer kreisförmig linkspolarisierten
empfangenen Welle und eine Ausgabe entsprechend einer kreisförmigen rechtspolarisierten
Welle. Vorverstärker
niedrigen Rauschens zusammen mit Bandpassfiltern zum Zurückweisen
starker Interferenzsignale, die außerhalb des Bandes sind, können auf
der Leiterplatte nahe den Feldelementen enthalten sein, um Leitungsverluste
zu reduzieren. Die vollständige
Anordnung ist in einem gegenüber
Funk transparenten, wetterbeständigen
Rohr 59 eingehüllt.
-
7 zeigt
mehrere Details der internen Anschlüsse zwischen Antennenelementen
zum Ausbilden des kolinearen Feldes. Ein Bereich 60 kann
an zwei Stellen aus der Mitte herausgeführt werden, d.h. denjenigen,
die mit Leitungen 66 und 67 verbunden sind, und
zwar um 90 Grad relativ gegenüber
der Mitte bzw. dem Zentrum beabstandet, um orthogonale lineare Polarisation
zu liefern. Ein Quadraturkoppler 61 koppelt die zwei linear
polarisierten Signalausgänge
zum Bilden kreisförmiger
polarisierter Signalausgänge.
Bandpassfilter 62 und 63 weisen unerwünschte Signale
zurück,
die Verstärker 64 und 65 mit
niedrigem Rauschen unempfindlich machen können, wie beispielsweise einen
starken Funkrufsender in der Nähe,
der auf einer anderen Frequenz arbeitet.
-
8 stellt
einen Teil eines geeigneten Empfängersignalverarbeitungskanals
dar, der mit jeder der vorverstärkten
Ausgaben der Antenne der 6 und 7 verbunden
sein kann. Ein weiteres Bandpassfilter 70 kann vorgesehen
sein, wenn es nötig
ist, um unerwünschte
Signale zu dämpfen
und es geht einem Bildzurückweisungs-Verstärker/Mischer-Chip 71 voran.
Der Chip 71 verwendet eine von außen zugeführte erste Lokaloszillator-(LO-)Frequenz
zum Abwärtsmischen
empfangener Signale zu einer ersten Zwischenfrequenz (IF). Der erste
LO ist allen Empfängerkanälen gemeinsam,
um eine feste Phasenbeziehung zwischen den ersten IF-Ausgaben zu
bewahren. Das erste IF- Signal
wird dann im IF-Filter 72 gefiltert, um eine Kanalbandbreite zu
besetzen, die optimal zum Empfangen von Antworten von den Funkrufeinheiten
ist. Eine weitere Verstärkung
und eine zweite Abwärtsmischung
unter Verwendung eines gemeinsamen zweiten LO findet in einem IF-Chip 73 statt.
Ein geeigneter IF-Chip ist beispielsweise der SA637, der von der
Firma Philips hergestellt wird, die bislang als Signetics in den
USA bekannt war. Der IF-Chip 73 hat zwei zweite IF-Verstärkerblöcke und sieht
vor, zweite IF-Filter 74 und 75 zwischen ihnen
einzufügen,
um eine Selektivität
gegenüber
benachbarten Kanalsignalen zu verbessern. Der IF-Chip sorgt auch für eine hart begrenzte zweite
IF-Ausgabe und ein Signal, das proportional zum Logarithmus der
momentanen Signalamplitude ist, das als RSSI bekannt ist. Diese Ausgangssignale
werden zu einer Log-Polar-Digitalisierungseinheit 76 zugeführt, die
beispielsweise gemäß der Offenbarung
im US-Patent Nr. 5,048,059 mit dem Titel "Logpolar Signal Processing" funktioniert. Das
Logpolar-Digitalisierungsverfahren liefert eine Sequenz von numerischen
Abtastungen, die den komplexen Vektorwert empfangener Signale bei
sequentiellen Zeitmomenten darstellen. Die numerischen Abtastungen
enthalten Bits, die den momentanen Phasenwinkel des Vektors darstellen,
und Bits, die den Logarithmus der Amplitude darstellen. Wie es gesehen
werden wird, ist dieses Format insbesondere attraktiv zum Anwenden
von Phasendrehungen und Amplitudenskalierungen auf die Ausgänge von
unterschiedlichen Antennen zu dem Zweck einer Signalkombination
zum Erhöhen
einer Richtcharakteristik eines Empfangs. Die Empfangskette von 8 kann
auch auf der Leiterplatte des Antennenfeldes enthalten und innerhalb
des wetterbeständigen Rohrs
untergebracht sein. Die Ausgabe von der Antenne wäre in diesem
Fall ein digitaler Strom komplexer Zahlen im Log-Polar-Format, das
eine zirkulare linkspolarisierte Welle darstellt, und ein weiterer
Strom, der eine zirkulare rechtsseitige Polarisation darstellt.
Die beiden Ströme
könnten
auch in einen Strom gemultiplext sein, um Verdrahtungen zu sparen,
und sogar durch eine optische Faser zu einer zentralen Verarbeitungsstelle weitergeleitet
werden, die am Boden des Antennenmastens angeordnet sein kann. 9 zeigt
beispielsweise acht solche kolinearen Felder 80, die in
gleichen Winkelintervallen um einen Mast angeordnet sind, wobei
ihre ausgegebenen Log-Polar-Ströme
mit einer zentralen Signalverarbeitungseinheit 81 verbunden
sind. In der Praxis kann eine größere Anzahl
von Feldern, wie beispielsweise 16, 32 oder 64,
verwendet werden.
-
Wenn
eine Signalwellenfront von einer bestimmten Richtung aus auf das
Feld stößt, werden
unterschiedliche der kolinearen Antennen 80 das Signal
in Abhängigkeit
vom Ankunftswinkel relativ zu ihren Strahlzentrumsrichtungen mit
unterschiedlichen Stärken
empfangen, und mit einer unterschiedlichen relativen Phase, die
vom Ankunftswinkel und der Position der Antenne abhängt. Ein
Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die einzelnen
Signalverarbeitungskanäle,
beispielsweise diejenigen, die in 8 gezeigt sind,
keiner Phasenanpassung unterzogen werden müssen. Welche Phasenunterschiede
auch immer zwischen Kanälen
existieren, so wird es doch eine eindeutige Gruppe von relativen
Phasen und Amplituden der von unterschiedlichen Antennen empfangenen
Signale für
jede mögliche
Ankunftsrichtung geben. Durch geeignetes Bestimmen dieser charakteristischen
relativen Phasen und Amplituden lernt die Signalverarbeitungseinheit 81,
wie die Signale von einer jeweiligen Antenne mit anderen zu kombinieren
sind, um einen Empfang in irgendeiner und in allen Richtungen zu
verstärken.
Die Art, auf welche dieses adaptive Lernen stattfindet, wird später beschrieben.
-
Typischerweise
wird dann, wenn jede Antenne bereits ein beschränktes Azimut-Strahlmuster empfangen
hat, das beispielsweise außerhalb
eines 120-Grad-Sektors nicht signifikant ist, nur ein Drittel der
Antennen auf signifikante Weise ein Signal aus einer gegebenen Richtung
empfangen. Beispielsweise können
die Antennen 1, 2 und 3 signifikant ein Signal aus genau Norden
(d.h. 0 Grad) empfangen; die Antenne 2, 3 und 4 ein Signal aus Nordosten;
die Antennen 3, 4-und 5 ein Signal aus Osten, und so weiter, und
zwar in dem Fall eines Systems mit acht Antennen. Zum Verstärken eines
Empfangs aus beispielsweise der Nordrichtung sollten die Signale
von den Antennensignalverarbeitungsketten 1, 2 und 3 bezüglich der
Phase kombiniert werden.
-
Jedes
Signal weist einen Strom aus komplexen Logpolar-Abtastungen auf, die eine logarithmische Amplitude
L(i) und eine Phase PHI (i) aufweisen. Die Phasenwerte sind ganzzahlige
binäre
Zahlen von beispielsweise einer Länge von acht Bits, und die
ganzzahligen Werte wiederholen sich, wenn eine Modulo-256-Arithmetik
verwendet wird, auf dieselbe Weise wie bei einer Phasenaddition
oder -Subtraktion auf eine Modulo-2π-Weise.
Die Phase eines Signals kann daher durch eine Bit-Weiten-Addition eines
Einstellwerts THETA(I) bis PHI(i) geändert werden.
-
Eine
multiplikative Amplitudenskalierung vereinfacht sich auch auf eine
Ganzzahlensubtraktion eines Skalierungswerts S(i) aus der logarithmischen
Amplitude L(i) im logarithmischen Bereich. Zum Bilden einer Phasen-
und Gewichtungsversion von Signalen 1, 2 und 3 zum Aufsummieren
bildet die Signalverarbeitungseinheit somit folgendes:
L(1)-S(1);
PHI(1)-THETA(1)
L(2)-S(2); PHI(2)-THETA(2)
L(3)-S(3);
PHI(3)-THETA(3)
wobei einfache ganzzahlige binäre Subtrahierer
verwendet werden.
-
Diese
modifizierten komplexen Logpolar-Zahlen werden dann mit der Hilfe
von Endlogarithmierungs- und cos/sin-Nachschautabellen in eine kartesische
Form umgewandelt, wovon eine Diskussion im vorgenannten US-Patent
Nr. 5,048,059 weitergefunden werden kann. Hat man die obigen modifizierten
Logpolar-Werte in eine kartesische komplexe Form X(i)+jY(i) transformiert,
wird die Summe X1 + X2 + X3; Y1 + Y2 + Y3 gebildet, und sie stellt
eine Verstärkung
des Signals dar, das aus einer bestimmten Richtung empfangen wird,
die hauptsächlich
durch die Auswahl von Phasenwerten THETA(i) bestimmt wird.
-
Gemäß der vorliegenden
Erfindung behält
die Signalverarbeitungseinheit eine Matrix aus Phasenbildungsund
Skalierungswerten in einem elektronischen Speicher (z.B. einem RAM-Chip)
entsprechend vieler unterschiedlicher möglicher Richtungen einer Ankunft
bei. Bezeichnet man ein Paar aus Phasenbildungs- und Skalierungswerten
L(i); THETA(I) mit V(i,j), wobei j eine Assoziationsrichtungszahl
j anzeigt, ist eine solche gespeicherte Matrix der folgenden Form:
V11,
V21, V31, 0, 0, 0, 0, 0 | N
NNE |
0,
V22, V32, V42, 0, 0, 0, 0 | NE
ENE |
0,
0, V33, V43, V53, 0, 0, 0 | E
ESE |
0,
0, 0, V44, V54, V64, 0, 0 | SE
SSE |
0,
0, 0, 0, V55, V65, V75, 0 | S
SSW |
0,
0, 0, 0, 0, V66, V76, V86, | SW
WSW |
V17,
0, 0, 0, 0, 0, V77, V87 | W
WNW |
V18,
V28, 0, 0, 0, 0, 0, V88 | NW
NNW |
-
In
der obigen Matrix zeigt der Nullwert 0 an, dass es keinen Wert bei
dieser Position gegenüberliegend zu
den Werten gibt, die Null sind. Die Bandmatrixform mit eingefügten Null-Elementen gibt es
aufgrund dessen, dass nur drei Antennen signifikant zu einem Empfangen
aus der gegebenen Richtung beitragen. Natürlich werden Fachleute auf
dem Gebiet einschätzen,
dass Antennen mehr oder weniger dicht vorgesehen sein könnten oder
einen mehr oder weniger beschränkten
Azimut haben könnten,
so dass mehr als oder weniger als drei Antennen signifikante Signalkomponenten
aus einer Quelle empfangen könnten.
Nur Zeilen, die acht Stellen des Bereichs entsprechen, sind oben
der Kürze
halber gezeigt, jedoch würden
dazwischen liegende Richtungen, wie beispielsweise WNW, entsprechende
Zeilen haben und könnten
vier Nicht-Null-Einträge haben.
-
Eine
solche Phasengebungs- und Skalierungstabelle ist für jede der
zweite orthogonalen Polarisationen vorgesehen. Da die Beziehung
zwischen den unterschiedlichen Polarisationen aufgrund der willkürlichen Orientierung
der Funkrufempfänger- Antenne sowie unbekannter
Effekte der Nähe
des Körpers
eines Anwenders nicht vorausgesagt werden kann, wird später beschrieben
werden, wie empfangene Signale von einer jeweiligen Polarisation
nicht kohärent
miteinander verarbeitet werden.
-
Die
Signalverarbeitungseinheit 81 empfängt ein Zeitgabe-Synchronisierungssignal
von der Funkruf-Sendersteuereinheit (nicht gezeigt), die die Signalverarbeitungseinheit
triggert, um Logpolar-Abtastungen in einem Speicher von jeder Antenne
und eine Polarisation während
eines vorbestimmten Fensters aufzuzeichnen. Der Prozessor 81 verwendet
dann offline die obigen gespeicherten Phasengebungs- und Skalierungsmatrizen
zum Kombinieren der Signale von Antennen entsprechend einer linksseitigen
zirkularen (LHC)-Polarisation aufeinanderfolgend in allen unterschiedlichen
Weisen entsprechend unterschiedlichen hypothetischen Ankunftsrichtungen
einer Antwort von einer Funkrufeinheit bzw. Funkrufempfänger-Einheit.
Parallel dazu werden entsprechende Kombinationen für eine RHC-Polarisation
gebildet. Die Sequenzen aus kombinierten Abtastungen für beide
Polarisierungen und eine bestimmte Richtung zu einer Zeit werden
dann verarbeitet, um zu versuchen, das Vorhandensein einer Antwort
von einer Funkrufeinheit zu erfassen, welche Antwort aus dieser
Richtung empfangen wird. Das Verfahren zum Suchen nach einer solchen
Antwort enthält
eine weitere Hypothese bezüglich
der exakten Ankunftszeit, und dies wird nun unter Bezugnahme auf 10 ausgearbeitet.
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10 zeigt
die OQPSK-Wellenform der 5 mit konstanter
Hüllkurve,
welche Wellenform bei diesem Beispiel zum Darstellen von Sendungen
von der Funkrufeinheit verwendet wird. 10 zeigt
eine Anzahl von Abtastmomenten an, die durch die Empfängerketten
der 8 zum Digitalisieren des empfangenen komplexen
Signalvektors verwendet werden. Es wird angenommen, dass der A/D-Wandler 76 den
Signalvektor mit der Rate von beispielsweise acht Abtastungen pro
Bitperiode abtastet und digitalisiert, und nachfolgende Abtastungen
werden mit Z1, Z2, ..., Z10 numeriert. Abtastungen, die über Z10
hinausgehen, sind in 10 nicht dargestellt worden.
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Diese
komplexe Abtastsequenz wird dann zu einer Anzahl von Bit-beabstandeten
Abtastsequenzen dezimiert, die jeweils eine Abtastung pro Bitperiode
aufweisen, d.h.
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Da
die von der Funkrufeinheit erwartete Antwort bekannt ist, ist es
dann, wenn Z1 tatsächlich
die Abtastung entsprechend der Stellen +/–1, +/–j der 10 ist,
bekannt, welcher der vier komplexen Werte empfangen werden sollte.
Unter der Annahme, dass dieser Wert (–1 + j)/Wurzel (2) entsprechend
einem Phasenwinkel von 135 Grad ist, wird dann Z1 durch eine komplexe
Multiplikation dieser Abtastung mit exp(–jπ/4) über –135 Grad gedreht, um einen
erwarteten Wert von 1 zu ergeben. Dies wird aufeinanderfolgend für alle Stellen Z9,
Z17 ... etc. durchgeführt,
die zur selben Abtastphase gehören,
und unter Verwendung des entsprechenden bekannten Datenbitpaars
für diese
Stelle werden die gedrehten komplexen Werte miteinander gesammelt,
um einen komplexen Korrelationswert zu bilden. Da in jedem Fall
erwartet wird, dass der gedrehte Wert 1 ist, ist der erwartete Korrelationswert
einfach N, wobei N die Anzahl von addierten Abtastungen ist.
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In
der Praxis veranlasst ein Senden über den Äther eine unbekannte Phasenverschiebung
ALPHA, so dass der Korrelationswert nicht N sein wird, sondern N.exp(jALPHA).
Der Winkel des komplexen Ergebnisses ergibt den Winkel ALPHA, der
unbekannten Sendephase, während
die Amplitude bestimmt, wie gut die empfangene Wellenform der Abtastphase
1 mit der erwarteten Antwort übereinstimmte.
Die Berechnung wird auch für
dieselbe Abtastphase und entsprechende Abtastungen von der entgegengesetzten
Polarisation wiederholt, und die Amplituden der Ergebnisse für jede Polarisation
werden addiert. Dieser Prozess wird dann für alle Abtastphasen wiederholt
und zwar aufgrund der Unsicherheit, dass die Abtastphase 1 die richtige
Zeitgabe darstellt. Die Anzahl von Abtastphasen, für welche
Korrelationswerte unter Verwendung von Signalen, die von jeder Polarisation
empfangen werden, berechnet werden sollte, hängt von der Unsicherheit über die
Ankunftszeit ab. Beispielsweise dann, wenn die Funkrufeinheit bei
irgendeinem Abstand von 0 bis 30 km von einer Basisstation sein
kann, kann die Rundlaufverzögerung
eine Ausbreitungszeit-Unsicherheit von 0 bis 200 μs haben. Wenn
Bits mit 32 kB/s (30 μs-Bit-Perioden)
gesendet werden, dann ist die Ankunftszeit-Unsicherheit näherungsweise
7 Bit-Perioden oder
56, 1/8-tes Bit-Abtastungen. Die obige Berechnung sollte somit mit
56 Abtastphasen wiederholt werden. Darüber hinaus wird die Berechnung
von allen 56 Abtastphasen für
alle möglichen Ankunftsrichtungen
wiederholt, d.h. durch Kombinieren der Signale von den Antennenelementen
unter Verwendung jeder Zeile von Log-Polar-Kombinationskoeffizienten in Folge.
Aufgrund dessen, dass die Matrizenkombination eine lineare Operation
ist, kann es vorteilhaft sein, die für den komplexen Korrelationsprozess
nötigen
Winkeldrehungen auf die Logpolar-Werte, die durch Empfängerketten
der 8 ausgegeben werden, anzuwenden, während die
Signale noch im Logpolar-Format sind und eine Winkeldrehung einfach
durch eine Ganzzahlenaddition zu den Phasenwerten durchgeführt wird.
Die entdrehten Wertesequenzen werden dann unter Verwendung der Koeffizientenmatrix
kombiniert, um Korrelationsergebnisse zu erzeugen, und zwar eines
pro Abtastphase, aus welchen die bekannte Datenmodulation durch
den Enddrehungsprozess entfernt worden ist. Die Amplitude im Quadrat
eines Ergebnisses für
eine Polarisation wird dann zur Amplitude im Quadrat eines entsprechenden
Ergebnisses für
die andere Polarisation addiert, um das mit der Polarisations-Diversität kombinierte Korrelationsergebnis
für eine
gegebene Richtung einer Ankunft und eine Ankunftszeit zu ergeben.
Wenn das Ergebnis für
eine bestimmte Richtung und eine bestimmte Zeit einer Ankunft eine
Schwelle übersteigt,
dann wird bestimmt, dass eine Antwort von der Funkrufeinheit erfasst
worden ist. Die Schwelle wird in Bezug auf Werte bestimmt, die mit
unrichtigen Richtungen oder Zeiten einer Ankunft erzeugt sind, oder
wenn ein Rauschen allein als vorhanden bekannt ist, so dass die
Wahrscheinlichkeit einer falschen Erfassung fernliegt.
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Es
wird manchmal wünschenswert
sein, mehr Information von der Funkrufeinheit zu senden, als eine einfache
Bestätigung.
Eine Variation der vorliegenden Erfindung enthält ein Zulassen, dass die Funkrufeinheit auf
einen Funkruf antwortet, der entweder einen ersten Code oder einen
zweiten Code verwendet, wobei die Codes derart ausgewählt sind,
dass sie maximal unterschiedlich sind, z.B. orthogonale Codes sind.
Der Basisempfänger
führt dann
den obigen Korrelationsprozess unter Verwendung beider Codes durch,
und welcher auch immer die größte Korrelation
ergibt, wird als derjenige bestimmt, der gesendet wird. Wenn ein
erster Code erfasst wird, kann er beispielsweise anzeigen, dass
die Antwort eine einfache Bestätigung
ist. Wenn jedoch der andere Code erfasst wird, kann er dazu verwendet
werden, anzuzeigen, dass eine andere Information folgt. Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung kann das Basisempfangssystem in diesem
Fall damit fortfahren, weitere Abtastungen zu verarbeiten, die im
Speicher gesammelt sind, und zwar von den Empfängerketten der 8,
aber nun unter Verwendung der einzigen Gruppe von Matrizenkombinationskoeffizienten entsprechend
der erfassten Ankunftsrichtung, der Abtastphase, die zum Ergeben
der Ankunftszeit erfasst wird, und der Amplituden der entsprechenden
Korrelationen, die für
jede Polarisation erzeugt werden, um einen einzigen Weg zum Kombinieren
der Antennenelementen-Signale zu bestimmen, und zwar während der
weiteren Verarbeitung, um andere Information zu extrahieren, die
durch die Funkrufeinheit gesendet wird. Dritte und zusätzliche
Codes könnten
auch vorgesehen sein, um andere Antworten von der Funkrufeinheit
anzuzeigen. Als nächstes
wird eine beispielhafte Weise, auf welche die Antenne von Logpolar-Kombinationskoeffizienten
adaptiv gelernt wird, beschrieben.
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Es
wird angenommen sein, dass nicht alle Funkrufeinheiten in irgendeinem
maximalen Bereich von einer Basisstation liegen werden und dass
im Verlauf von einem Tag viele Antworten von Stellen, überall im Dienstbereich
verteilt, verarbeitet werden. Viele von diesen werden von Stellen
sein, die unter einem Gesichtspunkt einer Funkausbreitung so nahe
oder günstig
sind, dass Antworten ohne die zusätzliche Richtcharakteristik
von beispielsweise 15 dB erfasst werden können, die durch Kombinieren
vieler kolinearer Feldsignale miteinander zur Verfügung gestellt
wird. Die vorliegende Erfindung kann daher auch eine Signalverarbeitung
von nicht kombinierten Signalen von jedem kolinearen Feld aufweisen,
wobei nur eine Polarisationskombination und ein Testen einer Ankunftszeit,
aber ohne ein Testen einer Ankunftsrichtung, verwendet wird. Diese
Antworten, die auf diese Weise erfasst werden, werden dann dazu
verwendet, die Korrelationsphasen und -amplituden von jedem einzelnen
kolinearen Feld zu dieser bestimmten Richtung zuzuordnen. Da die
relativen Phasen und Amplituden entsprechend irgendeiner bestimmten
Richtung vorausgesagt werden können,
wenn die Antennengeometrie bekannt ist, wenn es keine Phasen- oder
Verstärkungs-Fehlanpassungen zwischen
den Empfängerkanälen der 8 gibt,
lässt dies
eine erneute Abschätzung
der Verstärkungs- und Phasen-Fehlanpassungen
zu, was somit jedesmal aktualisiert werden kann, wenn eine Funkrufeinheiten-Bestätigung erfasst wird.
Unter Verwendung von Antworten, die ohne die zusätzliche Richtverstärkung erfasst
werden, ist eine Konvergenz der gelernten Koeffizienten selbst aus
einer schlechten anfänglichen
Annäherung
zugelassen, aber dann, wenn einmal vernünftige Werte gelernt worden
sind, können
sogar Antworten, die unter Verwendung der Feldverstärkung erfasst
werden, verarbeitet werden, um zu bestimmen, ob sich die Koeffizienten
etwas verschoben hatten, und könnten
eingestellt werden. Die Mathematik, die bei solchen mobilen unterstützten Feldkalibrierungsprozeduren
beteiligt ist, kann durch eine Person mit einer normalen Erfahrung
auf dem Gebiet formuliert werden, wenn sie durch die Offenbarungen
der Voranmeldungen geführt
wird. Solche mathematischen Operationen können offline durch einen billigen
Mikroprozessor oder einen anderen geeigneten Computer durchgeführt werden,
wenn nicht erwartet wird, dass sich die Feldkomponenten schnell
bezüglich der
Charakteristiken ändern.
Da das System nicht notwendigerweise weiß, ob ankommende Signale auf
eine nicht kombinierte Weise verarbeitet werden können, könnte es
beispielsweise zuerst nach Funkrufeinheit-Antworten bei jedem nicht
kombinierten Antennensignal suchen, und wenn keine Antwort erfasst
wird, dann die Signale auf die oben beschriebene kombinierte Weise
verarbeiten. Da die empfangenen Signale im Speicher gespeichert
werden, kann dieser iterative Prozess ohne weiteres untergebracht
werden.
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Unter
Verwendung der oben beschriebenen Erfindung ist offenbart, wie kolineare
Felder von Antennen mit einer reduzierten Strahlbreite bezüglich der
Höhe und
entsprechend einer Richtverstärkung,
die nur durch die vertikale Stapeldimension beschränkt ist,
ausgebildet werden können.
Darüber
hinaus können
solche Antennen eine reduzierte Strahlbreite bezüglich des Azimuts (beispielsweise
120 Grad) und eine entsprechende zusätzliche Richtverstärkung von
beispielsweise 5 dB haben. Schließlich ist offenbart worden,
wie eine zirkulare Anordnung um einen Masten einer Anzahl von solchen
kolinearen Antennen, wie beispielsweise von 32 Antennen, verwendet
werden kann, um eine zusätzliche
Richtverstärkung
von beispielsweise 9 dB zu erhalten, indem beispielsweise die 11
Antennen in irgendeinem 120-Grad-Sektor unter Verwendung einer Logpolar-Koeffizientenmatrix
miteinander kombiniert werden. Schließlich wird wenigstens eine
weitere Verstärkung
von 3 dB erreicht, indem beide Polarisationen verwendet werden,
und indem somit der Polarisationsverlust von 3 dB oder darüber vermieden
wird, der normalerweise zugelassen ist, wenn die Funkrufeinheitenantenne
willkürlich orientiert
bzw. ausgerichtet ist. Die Gesamtverstärkung von etwa beispielsweise
17 dB ist vergleichbar mit einer Funkruf- bzw. Funkruf-Senderantenne
derselben vertikalen Apertur, aber eine Gesamtausrichtung bezüglich des
Azimuts lässt
wenigstens eine Reduzierung von 50:1 bezüglich der Senderleistung in
der Rückwärtsrichtung
einer Funkrufeinheit zur Basissendung zu. Durch Ausbilden von 32-Bit-Korrelationen
beim Basisempfänger
unter Verwendung des bekannten erwarteten Bitmusters einer Funkrufeinheitenantwort
wird eine weitere Verstärkung
relativ zu einem Senden einer bitweisen Information in der Vorwärtsrichtung
erhalten. Die Erfindung liefert somit die Möglichkeit eines zuverlässigen Erfassens
von Antworten von Funkrufeinheiten, die sehr kurze Bursts senden,
wie beispielsweise von nur 1 Watt RF-Leistung, und zwar über Pfade,
die beispielsweise 100 Watt oder darüber für eine Kommunikation in der
Vorwärtsrichtung
erfordern.
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Eine
weitere durch die vorliegende Erfindung gelieferte Fähigkeit
besteht im Weiterleiten von Korrelationswerten, die bei mehreren
unterschiedlichen Basisempfangsstellen berechnet werden, zu einer
zentralen Verarbeitungsstelle, und im Kombinieren der quadrierten
Amplituden von Korrelationen von unterschiedlichen Basisempfängern. Die
Korrelationswerte von unterschiedlichen Basisstationen, die kombiniert
sind, sollten einer Ankunftszeit und einer Ankunftsrichtung von
Ankunftshypothesen entsprechen, die mit derselben Hypothese einer
Funkruflokalisierung konsistent sind. Der dreieckförmige Bereich,
der durch drei Basisorte begrenzt ist, kann beispielsweise in einer
Anzahl von kleineren Bereichen unterteilt werden, wie beispielsweise
in hexagonale Zellen, mit einer Dimension entsprechend von Eins,
nämlich
1/8-tes-Bit-Abtastverzögerung,
d.h. von beispielsweise 4 μs oder
1,2 kM in Querrichtung. Wenn die Basisorte beispielsweise 60 kM
auseinander liegen, wird der durch sie begrenzte dreieckförmige Bereich
grob 1600 solche kleineren Bereiche aufweisen. Es kann gefordert
werden, dass die Funkrufeinheit in jeder dieser kleineren Fälle in Aufeinanderfolge
lokalisiert wird, und die Ankunftsrichtung und die relative Ankunftszeit
an jedem Ort vorhergesagt wird. Dies wird bestimmen, welche DOA/TOA-entsprechenden
Korrelationen von einer Stelle mit denjenigen eines anderen Orts
kombiniert werden sollten, um das Funkrufsignal zu erfassen. In
der Praxis werden deshalb, weil erwartet werden würde, dass
Funkrufeinheiten, die nahe zu einem oder einen anderen Ort angeordnet
sind, unter Verwendung dieses Orts allein stark empfangen werden,
nicht alle möglichen
Orte den Vorteil eines Mehrstellenempfangs benötigen, um eine Funkrufsignalerfassung
zu verstärken.
Ein Beispiel dieses Aspekts der vorliegenden Erfindung wird nun
unter Bezugnahme auf 12 präsentiert. 12 zeigt ein beispielhaftes Szenario mit
einem dreieckförmigen
Servicebereich 123, der durch Basisstationsorte 1, 2 bzw.
3 begrenzt ist; einem Bereich 234, der durch Basisstationsorte
2, 3 und 4 begrenzt ist, und so weiter. Diese relativ großen dreieckförmigen Bereiche,
z.B. in der Größenordnung
von zehnfachen von Kilometern auf einer Seite, stellt man sich derart
vor, dass sie in kleinere Bereiche oder "Zellen" von vielleicht 1 Kilometer im Durchmesser
aufgeteilt sind, wie es durch die mit "X" im
Bereich 123 markierte Zelle typenmäßig angegeben ist.
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Wenn
das Netzwerk einen Funkruf an eine bestimmte Einheit abgibt und
wünscht,
die Hypothese zu testen, dass eine Antwort von dieser Einheit empfangen
wurde und dass die Einheit gegenwärtig in der Zelle X angeordnet
ist, kann gesehen werden, dass das Netzwerk erwarten wird, dass
die Antwort bei der Basis 1 aus der Richtung SSE unter +5 Grad empfangen
wird, und da der Abstand auch als derart bekannt ist, dass er zwischen
19 und 20 km über
einen Weg ist, kann die genaue Ankunftszeit mit einer Schleifenverzögerungsunsicherheit
von beispielsweise +4 μs
oder +1/8 einer Symbolperiode vorausgesagt werden, und zwar aufgrund
des erfinderischen Funkrufeinheiten-Merkmals einer genauen Zeitgabesendung
einer Bestätigung
relativ zu einem Empfang einer richtigen Adresse. Gleichermaßen können die
Ankunftsrichtungen und relativen Ankunftszeiten bei den Basisstationen
2 und 3 vorausgesagt werden, so dass jeweils bei den Basen 1, 2
und 3 durch unterschiedliche Antennenfeldelemente empfangene und
in den Speicher verarbeitete Signale zuerst einem Kombinieren der
Signale von den Antennenelementen desselben Orts und einer Polarisation
unter Verwendung der geforderten Ankunftsrichtung an diesem Ort
unterzogen werden können.
Dann werden nach einer Korrelation mit dem erwarteten Bestätigungscode
mit einer Zeitausrichtung für
jeden Ort, abgeleitet aus der geforderten Ankunftszeit an diesem
Ort, die Größen bzw.
Amplituden der Korrelation, die an unterschiedlichen Orten und mit
unterschiedlichen Korrelationen erhalten werden, addiert, um einen
zusammengesetzten Korrelationswert unter Verwendung der Signale
zu erhalten, die bei allen Stellen empfangen werden. Dies kann unter
Verwendung anderer Codes wiederholt werden, wie beispielsweise eines
Codes, der anzeigt, dass weitere Daten gesendet wurden, und eines
oder mehrerer orthogonaler Codes oder Dummy-Codes, um einen Schwellenwert
zu erhalten, und die zusammengesetzten Amplituden können mit
dem Schwellenwert verglichen werden, um zu bestimmen, ob die Bestätigung empfangen
wurde, ob das Nachrichtenflag empfangen wurde oder ob keine Antwort
empfangen wurde. Eine alternative Weise zum Bestimmen einer Schwelle
gegenüber
welcher Korrelationen verglichen werden, besteht im Addieren der
Amplituden bzw. Größen der
empfangenen Signalabtastungen, korreliert mit dem Bestätigungscode,
was die größte mögliche Korrelation
ergibt, die erreicht werden könnte.
Wenn die aktuelle Korrelation nicht zu weit unter dem Maximum ist,
wird bestimmt, dass die Bestätigung
erfasst werden muss. Ein Fachmann auf dem Gebiet wird zum Ausführen von Computersimulationen
fähig sein,
um die Wahrscheinlichkeiten einer richtigen Erfassung, einer fehlgeschlagenen
Erfassung und einer falschen Erfassung bei verschiedenen Signal-zu-Rausch-Verhältnissen
mit unterschiedlichen Auswahlen der oben angegebenen Erfassungsschwellen
vorauszusagen, um optimale Werte gemäß seinen Spezifikationskriterien
zu bestimmen.
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Unter
Verwendung der oben offenbarten Technik einer hypothesemäßigen Funkruflokalisierung
wird die Anzahl von Ankunftsrichtungs-Hypothesen mal der Anzahl
von Ankunftszeit-Hypothesen,
die durchzuführen
sind, reduziert, während
gleichzeitig der Vorteil einer Mehrfach-Empfängerstellenerfassung
erhalten wird. Dieser Vorteil wird erhalten, indem im Speicher empfangene
Signale bei mehr als einer Stelle zu einer oder mehreren gemeinsamen
Verarbeitungsstellen geführt
werden. Beispielsweise könnten
alle bei allen Orten empfangene Signale zu einem gemeinsamen Signalverarbeitungsknoten
im Netzwerk weitergeleitet werden. Alternativ dazu könnte im
Interesse einer Netzwerkhomogenität jeder Ort eine Signalverarbeitung
enthalten und könnte
Signale von allen ihren nächsten
Nachbarstellen empfangen, und zwar zu dem Zweck eines Ausführens des
obigen Lokalisierungs-Hypothese-Testalgorithmus. Somit werden gemäß diesem
Aspekt der Erfindung eine Reduzierung bezüglich einer Verarbeitung, die
Vorteile einer Mehrstellenerfassung und die Näherungslokalisierung der Antworteinheit
erreicht. wenn einmal die Lokalisierung gebildet worden ist, kann
das Netzwerk dann, wenn mehr Information zur Einheit weiterzuleiten
ist, den besten Basisstationssender für diesen Zweck auswählen oder
sogar zwei oder mehrere Sender verwenden, um eine Diversitäts-Sendung
zu bewirken, um eine Wahrscheinlichkeit eines richtigen Empfangs
zu erhöhen.
Ein Diversitäts-Senden
von digitalen Daten wird gemäß der besten
bekannten Technik dadurch erreicht, dass ein überlegter Zeit-Offset zwischen mehreren
Sendern verwendet wird, so dass ihre Signale mit einem Zeit-Offset
von einer oder mehreren ganzen digitalen Datensymbolperioden beim
Empfänger
empfangen werden. Der Empfänger
verwendet dann vorzugsweise einen Viterbi-Gleichrichter zum Kombinieren
der Signale von den Sendern. Dieses Schema kann in beispielsweise
digitalen zellularen Systemen schwer zu implementieren sein, die
normalerweise die Position von Mobilfunkeinheiten nicht berechnen,
und daher die Ausbreitungsverzögerungen
von einem jeweiligen Sender zum mobilen Empfänger nicht kennen. Unter Verwendung
des oben beschriebenen beispielhaften Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung leitet jedoch das Netzwerk spezifisch die Position der
mobilen Funkrufeinheit oder eine Zeitverzögerung von einem jeweiligen
Sender ab und kann somit diese Information zum Steuern des Zeit-Offsets
einer Mehrstellen-Diversitäts-Sendung
auf eine optimale Weise verwenden.
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Die
oben beschriebene Verarbeitung verwendet komplexe Signale in einem
Logpolar-Format, welches insbesondere zum Implementieren der beschriebenen
Verarbeitungen in einfachen digitalen Logikchips geeignet ist, die
für eine
schnelle digitale Arithmetik mit kurzer Wortlänge geeignet sind. Solche Chips
können
als anwenderspezifische integrierte Schaltungen (ASIC) ausgebildet
werden, und gemäß einem
Aspekt der Erfindung ist ein ASIC-Chip derart offenbart, dass er
zum Verwenden einer Logpolar-Signalverarbeitung geeignet ist, um
Funksignale bzw. Radiosignale von den Elementen eines Antennenfelds
zu kombinieren, um eine Richtcharakteristik zu verstärken. Ein
solcher Chip kann diese Kombinationen sehr schnell bilden und kann
somit sequentiell Kombinationen entsprechend vieler unterschiedlicher
Empfangsrichtungen bilden. Ein solcher Chip wird Strahlformer genannt,
und die bevorzugte Implementierung wird Logpolar-Strahlformer genannt,
obwohl andere Implementierungen möglich sind, die digitale Signalprozessoren
verwenden, die komplexe Multiplikationen zwischen Zahlen in einer
kartesischen Darstellung durchführen
können.
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Das
hierin offenbarte, neue Zweiwege-Funkrufsystem ist darüber hinaus
nicht darauf beschränkt,
dass es eine Antwort von einer-einzigen Funkrufeinheit zu einer
Zeit bzw. gleichzeitig erfassen kann. Der Strahlformer und die Korrelationsprozesse,
die oben beschrieben sind, können
programmiert sein, um nach einem ersten Code zu suchen, für den es
erwartet wird, dass er von einer ersten Funkrufeinheit empfangen
wird, und nach einem zweiten Code, für den es erwartet wird, dass
er von einer zweiten Funkrufeinheit empfangen wird. Welcher auch
immer auf dem höchsten
Korrelationspegel erfasst wird, wird zuerst bemerkt, und sein Beitrag zu
den Signalen von einem jeweiligen kolinearen Feld, wie es durch
die Teilkorrelationen angezeigt wird, kann dann subtrahiert werden,
bevor ein Suchen nach Antworten auf derselben Frequenz von anderen
Funkrufeinheiten fortgeführt
wird, um dadurch die im US-Patent Nr. 5,151,919 mit dem Titel "CDMA Subtractive
Demodulation" offenbarten
Prinzipien anzuwenden, und es wird von einem Fachmann auf dem Gebiet
erkannt werden, dass die erfinderische Korrelation mit einem bekannten
Code, für
den es erwartet wird, dass er von einer Funkrufeinheit gesendet
wird, analog zu einem Entspreizen bzw. Decodieren eines CDMA-Signals
unter Verwendung eines bestimmten Zugriffscodes ist, auf welches
das enthaltene Patent anwendbar ist. Sogar Signale, die von unterschiedlichen
Funkrufeinheiten gesendet werden, die denselben Code und dieselbe
Radiofrequenz bzw. Funkfrequenz verwenden, können unter Verwendung der Erfindung
durch eine Ankunftsrichtung unterschieden und separat codiert werden,
oder alternativ dazu gemeinsam decodiert werden, wenn eine Ankunftsrichtungsseparation
nicht adäquat
ist, wie es in den Voranmeldungen offenbart ist.
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Die
Erfindung ist zur Anwendung entweder dann geeignet, wenn die tragbare
Funkrufeinheit ein separates Frequenzband für ein Senden verglichen mit
einem Empfangen zugeteilt hat oder dasselbe Frequenzband verwenden
soll. Die genaue Zeitgabe einer Bestätigung oder eines Sendens einer
Nachricht von der Funkrufeinheit relativ zu Signalen, die vom Basisnetzwerk
durch die Funkrufeinheit empfangen werden, lassen zu, dass das Netzwerk
die Zeitschlitze genau vorwegnimmt, in welchen Signale in der Rückwärtsrichtung
empfangen werden, und das Netzwerk kann seine eigenen Sender während dieser
kurzen Zeitschlitze abschalten, um ein Interferieren mit seinen
eigenen Empfangskanälen
zu vermeiden.