DE69636646T2

DE69636646T2 - Zweiwegfunkrufsystem und -Gerät

Info

Publication number: DE69636646T2
Application number: DE69636646T
Authority: DE
Inventors: Paul W. Dent
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1995-03-13
Filing date: 1996-03-08
Publication date: 2007-08-23
Anticipated expiration: 2016-03-09
Also published as: WO1996028944A2; EP0815692B1; AU4995996A; NO974126D0; WO1996028944A3; DE69621610D1; AU707169B2; EP1071159A3; EP1071159B1; KR19980702998A; SG86334A1; US5708971A; US5940742A; CN1449201A; EP0815692A2; CN1183879A; CN1101113C; DE69636646D1; EP1071159A2; CA2213994A1

Description

Zugehörige Patente sind das US-Patent US 5,790,606 , erteilt am 4. August 1998 mit dem Titel "Joint Demodulation Using Spatial Maximum Likelihood " und das US-Patent US 5,619,503 , erteilt am 8. April 1997 mit dem Titel "Cellular/Satellite Communications System with Improved Frequency Reuse".
HINTERGRUND
Die vorliegende Erfindung betrifft Systeme zum elektronischen Alarmieren von Leuten unter Verwendung von tragbaren Vorrichtungen und zum Senden bzw. Übertragen von Kurzmeldungen zu diesen Vorrichtungen, wie beispielsweise einer Telefonnummer, die angerufen werden sollte. Dieses Gebiet von Einwege-Radiokommunikationen bzw. Funkkommunikationen von kurzen Nachrichten ist als Paging (Funkruf) bekannt.
Herkömmliche Funkruf-Systeme sind Einwege-Kommunikationssysteme, in welchen die tragbare Einheit aus nur einem Empfänger besteht. Funkruf-Dienste stehen jedoch einer größer werdenden Konkurrenz von Zweiwege-Funktelefonsystemen gegenüber, da die neuesten Funktelefone klein sind, wenig kosten und eine lange Batterielebensdauer und Sprachkommunikationen anbieten. Der Funkruf-Dienstmarkt reagiert daher auf die Konkurrenz durch Zeigen eines Interesses an einer Bewegung in Richtung zu Zweiwege-Kommunikationsdiensten, wie beispielsweise Kurznachrichtendiensten bzw. SMS-Nachrichten oder Sprach-Mailboxen im Netzwerk, welche Dienste durch die Funkruf-Einheit getriggert werden müssen, um die zentral gespeicherte Nachricht wiederzugeben, um dadurch eine Kommunikation in der umgekehrten Richtung bzw. Rücklaufrichtung, d.h. von der Funkruf-Einheit zum Netzwerk, nötig zu machen.
Ein Funkkommunikationssystem, das eine abgetastete Richtantenne benutzt, ist aus WO 94/11956 bekannt, in dem ein Funkkommunikationssystem offenbart wird, welches eine Basisstation zum Senden und Empfangen von Signalen zu und von einer Fernsteuerungsstation oder mehreren Fernsteuerungsstationen umfasst. Eine Basisstation ist mit zumindest einer Empfangsantenne vorgesehen, die mit einem Basisstationsempfänger gekoppelt ist. Die Erfassung eines Synchronisationssignals, das ein Muster der Empfangsantenne abtastet, wird bis zu einer solchen Zeit gestoppt, während der Mitteilungsinformationen von einer Fernsteuerungsstation erhalten und an einen bestimmten, durch die Fernsteuerungsstation angeforderten Zielort übermittelt werden können. Nach dem Empfang der Informationen wird die Basisstation die Abtastung der Antenne wiederaufnehmen, und die Informationen werden an einen angeforderten Zielort übermittelt.
Darüber hinaus ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Multiplexen von Kommunikationssignalen durch blinde, adaptive Raum-Filterung aus dem Dokument US 5,260,968 bekannt, gemäß dem ein solches System nicht die Verwendung eines Training-Signals erfordert, sowie rechenbasierte, rechnerisch aufwendige Richtungsfinde-Verfahren oder eine Antennenkalibrierung. Eine adaptive Antennenreihe an einer Basisstation wird in Verbindung mit der Signalverarbeitung verwendet durch selbst-kohärente Wiederaufnahme, um die zeitlich und räumlich überlappenden Signale der Benutzer voneinander zu trennen, die von unterschiedlichen, bestimmten Orten ankommen, mit dem Ort, und um den Mehrwegeschwund und die Abschattung an der Basisstation abzuschwächen und umgekehrt, um in alle Richtungen zu übertragen, zum Minimieren der an der mobilen Einheit angekommenen interferierenden Signale, und um den Mehrwegeschwund und die Abschattung an den mobilen Einheiten abzuschwächen. Das Strahlungsmuster der übertragenen Signale passt mit dem angepassten Empfangsmuster des an der Basisstation empfangenen Signals zusammen.
Jedoch gibt es viele Technikprobleme beim Bereitstellen von Rücklaufkommunikation von einer Funkruf-Einheit zu einer Basisstation. Funkruf-Rundsende-Sender haben typischerweise eine hohe Leistung, wie beispielsweise 100 bis 250 Watt, um die geringe Effizienz der Funkruf-Empfängerantenne zu kompensieren, die normalerweise nahe dem Körper eines Anwenders getragen wird. Das Vorsehen einer Fähigkeit, dass Funkrufempfänger in der umgekehrten Richtung kommunizieren, wird somit ernsthaft durch die Notwendigkeit nach einer gleich hohen Senderleistung zum Schließen der Verbindung in der umgekehrten Richtung behindert.
Es existieren herkömmliche Systeme, die eine Zweiwege-Funkkommunikation von einer tragbaren Einheit zurück zu einer Basiseinheit mit einer viel niedrigeren Leistung eines tragbaren Senders liefern, als sie in der Vorwärtsrichtung, d.h. von der Basis zur tragbaren Einheit, verwendet wird. Ein Land-Mobilfunktionssystem, wie beispielsweise das von Ericsson Inc. hergestellte EDACS-System in Lynchburg, Virginia, ist ein Beispiel für ein solches System. Bei diesen herkömmlichen Systemen wird die Rückwärtsverbindung durch Vorsehen von mehreren verteilten Basisstations-Empfangsorten geschlossen, so dass der Bereich von einer tragbaren Einheit zum nächsten Empfangsort viel kleiner als der Bereich von dem Basissender zur tragbaren Einheit ist, wodurch zugelassen wird, dass die Leistung des tragbaren Senders viel geringer als die Leistung des Basissenders ist. Jedoch kann das Vorsehen von mehreren Empfängerorten teuer werden.
Herkömmliche Systeme enthalten auch Beispiele für Zweiwegekommunikationen von einer tragbaren Einheit zu einer Basiseinheit unter Verwendung einer niedrigeren Leistung als derjenigen, die in der Vorwärtsrichtung verwendet wird, und ohne eine Verwendung einer viel größeren Anzahl von festen Empfängerorten als feste Senderorte. Ein Funktelefonsystem ist ein Beispiel für ein solches System. Jeder Ort, der als Zellenort bzw. Zellen-Standort bekannt ist, weist wenigstens einen Sender und wenigstens einen Empfänger auf. Alle Orte sind somit sowohl Senderorte als auch Empfängerorte. Zum Zulassen, dass die tragbare Einheit während eines Kommunizierens über dieselbe Entfernung eine niedrigere Leistung als die Basiseinheit verwendet, liefert das feste Empfangssystem oft einen Raumdiversitätsempfang durch Verwenden von zwei voneinander beabstandeten Empfangsantennen. Dies liefert eine Verstärkung von 7 dB, wenn Signale einem Rayleigh-Schwund ausgesetzt sind, was zulässt, dass die Leistung der tragbaren Einheit im Prinzip fünfmal niedriger als die Basisleistung ist.
Herkömmliche zellulare Systeme enthalten auch die Verwendung von Richtantennen bei der Basisstation. Typischerweise enthält die Antenne der Basisstation drei Richtantennen, die um einen Masten in Intervallen von 120 Grad angeordnet sind und jeweils drei Sektoren oder Zellen von 120 Grad bedecken. Ein sektorisiertes zellulares System kann derart angesehen werden, dass es die Basisorte von drei aneinandergrenzenden Zellen zusammengesammelt hat, wobei die Zellen dann von ihrem gemeinsamen Rand aus beleuchtet werden, anstelle von ihren separaten Zentren, wodurch die Anzahl von Stellen um Drei reduziert wird, um Standortkosten einzusparen. Die zusätzliche Kommunikationsentfernung, die die Basis bedienen muss, d.h. vom Zellenrand zum Zellenrand, anstelle vom Zentrum zum Rand, wird durch die zusätzliche Richtverstärkung der 120-Grad-Sektorantenne untergebracht, wenn sie mit der Antenne für alle Richtungen verglichen wird, die im Fall einer zentralen Ausleuchtung verwendet werden würde. Eine Sektorisierung in zellulare Systeme ist daher ein Weg zum Bereitstellen derselben Leistungsfähigkeit mit reduzierten Standortkosten.
Die Antennenrichtung oder der Sektor, die bzw. der zum Bedienen eines bestimmten Mobiltelefons zu verwenden ist, wird zur Zeit eines Verbindungsaufbaus bestimmt, und eine adäquate Zeit ist verfügbar, um den zu verwendenden Sektor einzurichten, und zwar aufgrund der relativ langen Dauer eines Telefongesprächs. Dieselbe Antennenrichtung wird für ein Senden und auch für ein Empfangen in zellularen Systemen verwendet. Diese Lösung funktioniert jedoch nicht für ein Funkruf-System, das eine Funkruf-Nachricht über den vollen Azimut von 360 Gradüber Broadcast sendet, in welchem eine tragbare Einheit lokalisiert sein kann, und welches System nicht im voraus weiß, welche Antennenrichtung zu verwenden ist, und zwar entweder für ein Senden oder ein Empfangen. Bei einem Funkruf-System sind Nachrichten typischerweise zu kurz, um eine Gesprächsaufbauprozedur auszuführen, die ähnlich zu derjenigen ist, die beim Durchführen eines Funktelefonanrufs verwendet wird, und welche ermöglicht, dass eine Antennenrichtwirkung bzw. ein Antennengewinn richtig ausgewählt wird, um den Aufruf zu bedienen.
Das Vorgänger-Patent EP 0 815 692 offenbart Wege und Systeme zum Erhöhen eines Empfangsantennengewinns durch die Verwendung von Antennenfeldern. Die Voranmeldung offenbart auch ein Verwenden bekannter Symbolmuster, die durch mobile Sender übertragen werden, bei dem Basisempfängerort, um die optimalen Koeffizienten zu bestimmen, mit welchen Signale von den Antennenelementen kombiniert werden können, um einen Empfang zu verstärken. Darüber hinaus beschreibt diese Anmeldung auch eine Verwendung von Signalen, die empfangen werden, um Phasen- und Amplitudenfehler zwischen Feldelementen zu bestimmen und um dieselben auf einer Langzeitbasis zu korrigieren. Diese Techniken werden nachfolgend weiterentwickelt, um die Nachteile herkömmlicher Funkruf-Systeme zu überwinden, die eine Implementierung eines Zweiwege-Funkruf-Systems behindern.
ZUSAMMENFASSUNG
Diese und andere Nachteile, Beschränkungen und Probleme werden mittels der vorliegenden Erfindung überwunden, für die es eine Aufgabe ist, die Notwendigkeit für mehrere Empfängerorte zu reduzieren, während noch eine große Verminderung der Sendeleistung einer tragbaren Einheit zugelassen wird.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung wird durch ein Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 1 gelöst, vorteilhafte Ausführungsformen werden in die abhängigen Ansprüche miteinbezogen.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform weist ein Funkruf-Netzwerk mindestens einen Funkrufsender- und Empfängerort auf, zum Senden von Funkrufnachrichten und zum Empfangen von Empfangsbestätigungen, wobei das Funkruf-Netzwerk eine Vielzahl von Richtantennen umfasst, die in einer festgelegten Antennenanordnung bei gleichen, winkelförmigen Intervallen um einen zentralen Punkt aufgestellt sind, und gekoppelt sind mit zugehörigen, das Empfängersignal verarbeitenden Mitteln zum Empfangen von Signalen von den zugehörigen Antennen und zur Umwandlung von Signalen in entsprechende, komplexe, numerische Abtastungen zu Zeiten, die durch eine Zeitsteuerungseinheit bestimmt werden, und mit einem Verarbeitungsmittel mit Zeitsteuerung zur Wahl des Zeitpunkts der Funkrufsendungen und zur Aktivierung der das Empfängersignal verarbeitenden Kanäle, und mit einem Datenspeicher zur Speicherung der komplexen, numerischen Abtastungen, zur Verarbeitung der komplexen, numerischen Abtastungen von betreffenden Antennenelementen auf eine Vielzahl von Wegen entsprechend unterschiedlicher, möglicher Richtungen und Ankunftszeiten der Empfangsbestätigungen von einer Vielzahl von Funkrufempfänger-Netzwerken, um die Detektierung der Empfangsbestätigungen zu verbessern.
Ein Funkruf-Netzwerk enthält gemäß einer beispielhaften Ausführungsform ein Verarbeitungsmittel mit einem digitalen Strahlformungs- bzw. Beamforming-Mittel mit einer komplexen Koeffizientenmatrix zur Verarbeitung der gespeicherten, komplexen, numerischen Abtastungssequenzen, um kombinierte Sequenzen zu erzeugen, wobei jede Abtastungssequenz dem Empfang aus unterschiedlichen Richtungen entspricht, einem Korrelationsmittel zur Korrelation jeder der kombinierten Sequenzen mit einem vorbestimmten Signalmuster, um Korrelationswerte für unterschiedliche Verschiebungen jede der kombinierten Sequenzen zu erzeugen, entsprechend unterschiedlicher Zeitverzögerungen eines empfangenen Signals, und einem Vergleichsmittel zum Vergleichen jeder der Korrelationswerte mit anderen und mit einem Schwellwert, um zu entscheiden, ob eine Empfangsbestätigung aus einer bestimmten Richtung und mit einer bestimmten Zeitverzögerung detektiert wurde, und zur Erzeugung eines entsprechenden Detektierungshinweises.
Ein Funkruf-Netzwerk gemäß einer beispielhaften Ausführungsform enthält ein Verarbeitungsmittel mit einem Nachrichtenverarbeitungsmittel zum Empfangen des Detektierungshinweises und zur Bestimmung, ob eine Funkrufnachricht wieder gesendet werden soll, basierend auf dem Detektierungshinweis.
Ein Funkruf-Netzwerk enthält gemäß einer beispielhaften Ausführungsform ein Verarbeitungsmittel mit einem Nachrichtenverarbeitungsmittel zum Empfangen des Detektierungshinweises und zur Steuerung der Übertragung von weiterer Information zu einer den Empfang bestätigenden Funkrufeinheit, basierend auf dem Detektierungshinweis.
Zweiwege-Funkrufsysteme gemäß beispielhaften Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung enthalten kleine, tragbare, mittels Batterie versorgte Funkruf-Einheiten, die jeweils einen Empfängerabschnitt, einen Senderabschnitt und einen Steuerabschnitt aufweisen. Der Steuerabschnitt hat einen Zeitgeber niedriger Leistung, der ein Ein- und Ausschalten des Empfängers so steuert, dass der Empfänger nur für einen geringen Prozentsatz der Zeit aktiv ist, um Batterieleistung einzusparen. Wenn er eingeschaltet ist, empfängt der Empfänger ein Signal und verarbeitet es zum Decodieren einer Adresse. Auf ein erfolgreiches Decodieren einer Adresse hin wird eine Empfangszeitgabeanzeige zum Steuerabschnitt ausgegeben, der wiederum den Sender aktiviert, um ein Bestätigungssignal mit einer bestimmten Zeitgabe relativ zur Empfangszeit zu erzeugen. Das Bestätigungssignal kann beispielsweise ein Code mit zyklischer Redundanzprüfung (CRC = cyclic redundancy check) sein, der aus den empfangenen Nachrichtenbits berechnet wird, kann aber auch eine Anzeige liefern, dass weitere Information folgt.
Funkruf-Netzwerke gemäß der vorliegenden Erfindung enthalten ein Netzwerk von Empfängerorten, die an der gleichen Stelle wie die Funkruf-Senderorte oder getrennt von ihnen sein können. Die Empfangsorte können jeweils ein Feld von elementaren Richtantennen enthalten, deren Signale gemeinsam verarbeitet werden können, um eine Wahrscheinlichkeit eines Empfangs zu erhöhen. Signale von den Antennenelementen werden zu bestimmten Zeiten nach einer Übertragung einer Funkruf-Nachricht abgetastet, um ein Bestätigungssignal einzufangen. Wenn dieselbe Frequenz für einen Empfang wie für ein Senden verwendet wird, können die Basissender während des Empfangszeitfensters gesperrt werden.
Die abgetasteten Signale werden digitalisiert und in einem Speicher abgespeichert und dann durch einen numerischen Prozessor verarbeitet, um eine Erfassung einer Bestätigung zu versuchen. Beispielsweise kann der Prozessor verschiedene Hypothesen bewerten, von wo aus im Speichermedium Abtastungen entsprechend dem Start der Bestätigung liegen (d.h. Hypothesen für eine Ankunftszeit); unterschiedliche Hypothesen einer Richtung, aus welcher die Bestätigung empfangen wurde (d.h. Hypothesen für eine Ankunftsrichtung) und unterschiedliche Hypothesen der Funkfrequenz, auf welcher die Bestätigung gesendet wurde (d.h. Frequenzhypothesen). Alternative für eine Frequenzhypothese können Frequenzungenauigkeiten in der tragbaren Funkrufempfänger-Vorrichtung durch Korrigieren der Frequenz unter Verwendung eines Frequenzfehlers vermieden werden, der an dem durch den Funkruf-Empfänger empfangenen Signal gemessen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und andere Merkmale, Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden besser beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung in Zusammenhang mit den Zeichnungen verstanden werden, wobei:
1 ein allgemeines Blockdiagramm eines Funkrufempfängers ist;
2 ein Blockdiagramm eines Empfängers ist;
3 ein beispielhaftes decodiertes Datenformat darstellt;
4 ein Blockdiagramm eines Senders ist;
5(a) eine beispielhafte Darstellung eines komplexen Vektors eines Funksignals gemäß einem OQPSK-Ausführungsbeispiel mit einer konstanten Hüllkurve darstellt;
5(b) eine beispielhafte Q-Komponentenwellenform darstellt;
5(c) eine beispielhafte I-Komponentenwellenform darstellt;
6 einen beispielhaften Antennenaufbau zeigt;
7 beispielhafte Anschlüsse für die Stellen der Antenne der 6 zeigt;
8 eine Blockdiagramm-Darstellung eines Basisstations-Signalverarbeitungskanals für empfangene Signale ist;
9 eine Verarbeitung für ein kreisförmiges Feld und gemeinsames Feld gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 die OQPSK mit konstanter Hüllkurve zeigt, die einer Nyquist-Phasenfilterung unterzogen worden ist;
11 eine GMSK-Wellenform zeigt; und
12 ein Beispiel einer sektorisierten Verarbeitung darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Ein allgemeines beispielhaftes Schema eines Funkrufempfängers zum Implementieren der vorliegenden Erfindung ist in 1 gezeigt. Eine Antenne 10 wird über einen Sende-Empfangs-Antennenschalter 11 abwechselnd mit einem Empfängerabschnitt 12 oder einem Senderabschnitt 13 gekoppelt. Der Schalter 11 kann beispielsweise unter Verwendung von PIN-Dioden aufgebaut sein, und durch bekannte Techniken, durch welche die PIN-Dioden keinen Strom verbrauchen, außer dann, wenn die Einheit in den Sendemodus versetzt wird. Es ist alternativ dazu möglich, es derart einzurichten, dass die PIN-Dioden keinen Strom von der Batterie aufnehmen, außer dann, wenn der Sender oder Empfänger betrieben wird.
Es wird angenommen, dass die Minimierung eines Batterieverbrauchs, wenn die Funkrufempfänger in einem Bereitschaftsmodus sind, ein signifikanter Entwicklungspunkt bei Funkrufempfängern ist. Dafür werden Funkrufempfänger und Funkruf-Netzwerke derart entwickelt, dass sie keinen kontinuierlichen Empfang durch die tragbare Einheit benötigen, sondern zusammenarbeiten bzw. kooperieren, um einen Zeitschlitz in einer sich wiederholenden Rahmen-Periode zu definieren, in welcher Seiten immer zu einem bestimmten Funkrufempfänger gesendet werden würden. Der Funkrufempfänger kann dann für den Großteil der Rahmen-Periode seinen Empfänger abschalten oder in einen "Schlafmodus" eintreten, um Energie der Batterie zu bewahren. Die einzige Schaltung, die im Schlafmodus aktiv bleibt, ist ein Zeitgeber mit niedriger Leistungsaufnahme, der durch einen Oszillator mit niedrigem Strom betrieben wird, der bestimmt, wann der Funkrufempfänger aufwachen wird, um die Funkruf-Stations-Sendungen nach einer möglichen Nachricht zu untersuchen, die seine Adresse enthält. Dieser Zeitgeber (in 1 nicht gezeigt) ist im Steuerabschnitt 14 vorgesehen, der Einschalt-Steuersignale zu entweder den Empfänger- oder Senderschaltungen ausgibt, wenn es erforderlich ist.
Wenn der Empfänger 12 oder der Sender 13 zu aktivieren ist, ist die Frequenzgenauigkeit, die dafür nötig ist, sicherzustellen, dass der Empfänger oder der Sender auf der richtigen Funkkanalfrequenz arbeitet, normalerweise höher als diejenige, die der Zeitgabeoszillator niedriger Leistung im Steuerabschnitt 14 zur Verfügung stellen kann. Solche Oszillatoren niedriger Leistung, die gleich denjenigen sind, die in Chips für elektronische Armbanduhren verwendet werden, verwenden allgemein einen 32 kHz-Kristall mit einer Genauigkeit von einigen Teilen bei 100.000. Bei einer Betriebsfrequenz eines Senders oder eines Empfängers von 500–1000 MHz erfolgt dabei jedoch eine Umsetzung zu einer Frequenzungenauigkeit von mehreren 10 Kilohertz, was typischerweise nicht akzeptabel ist. Zum Erhalten einer akzeptablen Funkfrequenzgenauigkeit ist es allgemein nötig, einen Kristall mit einer höheren Frequenz zu verwenden, und zwar im 10 MHz-Bereich, welcher einen bestimmten Schnittwinkel aufweist, der zum Sicherstellen einer hohen Temperaturstabilität entwickelt ist, d.h. einen AT-geschnittenen Kristall. Ein solcher Oszillator verbraucht jedoch einen unerwünscht hohen Strom von der Batterie im Dauerbetrieb und sollte Idealerweise außer während eines Sendens oder während eines Empfangens selbst abgeschaltet werden. Wenn er eingeschaltet ist, kann ein solcher Oszillator hoher Stabilität darüber hinaus mehrere zehn Millisekunden benötigen, um einen stabilen Betriebszustand zu erreichen, und zwar aufgrund des hohen Q-Faktors des Kristalls hoher Stabilität. Statt dessen kann ein Bereitschafts-Zeitgebersystem niedriger Leistung, das ohne ein Verwenden eines externen 32 kHz-Kristalls arbeitet und das einen Vor-Einschaltbefehl zum Oszillator hoher Stabilität vor einem Einschalten des Rests des Empfängers ausgibt, um der Oszillation Zeit zu geben, sich zu stabilisieren, vorgesehen sein. Darüber hinaus wird der Nicht-Kristall-Oszillator niedriger Genauigkeit, der vollständig auf einem integrierten Schaltungschip ausgebildet sein kann, gegenüber dem Oszillator 16 hoher Genauigkeit bei jeder Gelegenheit eines Einschaltens kalibriert, so dass die Anzahl von Zählungen, die der Zeitgeber bis zur nächsten Einschaltperiode zählen muss, erneut berechnet werden kann. Der Steuerabschnitt 14 schließt auch an eine Mensch-Maschinen-Schnittstelle (MMI) 15 an. MMI ist ein allgemeiner Ausdruck, der für Kopfhörer, Mikrofone, Summer, Anzeigen und Tastaturen verwendet wird, die dem menschlichen Anwender ermöglichen, mit einer elektronischen oder einer mechanischen Vorrichtung zu interagieren. Typischerweise weist eine Funkrufempfänger-MMI einen Piepser, eine Anzeige und einen oder zwei Hauptknöpfe auf. Die Anzeige kann eine Telefonnummer zeigen, die dem Anwender über Funk mitgeteilt wird, damit er sie anruft, oder sogar längere Textnachrichten anzeigen, die der Anwender mit der Hilfe von beispielsweise Rechts/Links- oder Aufwärts/Abwärts-Knöpfen bzw. -Tasten durchrollen kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung hat der Steuerabschnitt 14 eine Schnittstelle zum Senderabschnitt 13. Wenn der Steuerabschnitt seine Adresse in seinem Empfangs-Zeitschlitz erfasst und eine Nachricht empfängt, assembliert der Steuerabschnitt elektronisch eine Bestätigung oder eine zuvor vorbereitete Antwort und aktiviert den Senderabschnitt 13, um die Antwort zu senden. Zum Vereinfachen der Aufgabe des Basisempfängers zum Erfassen der Antwort veranlasst die Steuereinheit vorzugsweise ein Senden der Antwort mit einer vorbestimmten Zeitverzögerung nach einem Empfang der Funkruf- bzw. Funkrufnachricht. Die vorbestimmte Zeitverzögerung muss nicht länger als die Zeit sein, die der Empfänger zum Verifizieren seiner Adresse nach einem Empfangen des letzten Nachrichtenbits benötigt, plus der Zeit, die zum Einstellen bzw. Abstimmen des Senders auf eine Frequenz nötig ist, wie beispielsweise 2 Millisekunden bis 10 Millisekunden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es für den Funkrufempfänger auch möglich, ein Senden einer kurzen Nachricht zu initiieren, ohne dass er über Funk gerufen worden ist. In diesem Fall aktiviert der Steuerabschnitt 14 den Senderabschnitt 13 zu einer vorbestimmten Zeit nach einem Empfangen einer Nachricht in den dem Funkrufempfänger eigenen Zeitschlitz, gleichgültig ob der Funkruf- bzw. Funkruf schlitz die Funkrufempfänger-Adresse enthielt oder nicht. Dem Funkrufempfänger kann erlaubt werden, seine eigene Nachricht zu einer Zeit zu senden, zu welcher ein anderer Funkrufempfänger antworten kann, oder alternativ dazu können solche durch einen Funkrufempfänger initiierten Sendungen nur dann zugelassen werden, wenn der Empfangsschlitz eine Leer-Anzeige enthielt. Darüber hinaus kann ein separater Empfangsfrequenzkanal bei der Basisstation mit entsprechenden alternativen Sendekanälen bei der Funkruf-Einheit zum jeweiligen Senden einer Bestätigung zu einer Funkruf-Nachricht oder einer selbstinitiierten Nachricht, die nicht in Antwort auf eine Erfassung der dem Funkrufempfänger eigenen Adresse war, vorgesehen sein. Eine weitere Systemoption besteht im Verwenden des alternativen Frequenzkanals zum Senden von selbstinitiierten Nachrichten nur dann, wenn der Empfangs-Zeitschlitz die Adresse eines anderen Funkrufempfängers enthält, und im Verwenden der primären Rückkanalfrequenz, wenn der Empfangs-Zeitschlitz eine Frei-Anzeige enthält. Das Basisnetzwerk kann mit einer Bestätigung eines Empfangs einer solchen selbstinitiierten Nachricht antworten, und der Funkrufempfänger kann auf einen Nicht-Empfang einer Bestätigung hin damit fortfahren, Sendungen zu wiederholen, bis er erfolgreich ist.
Eine weitere Systemoption, die gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglicht wird, enthält ein Verwenden derselben Frequenz für Vorwärts- und Rückwärtsverbindungen. Durch Einrichtungen von Funkruf-Einheiten zum Antworten mit einer relativ genauen Sende-Burst-Zeitgabe relativ zu einer Zeitgabemarkierung, die von der Basisstation empfangen wird, kann das Netzwerk seine Sender während des erwarteten Antwortfensters abschalten, um die Antworten niedriger Leistung von Funkrufempfängern bzw. Funkrufeinheiten zu empfangen. Alle vorangehenden Alternativen werden derart angesehen, dass sie innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung sind, wie er durch die beigefügten Ansprüche spezifiziert ist.
2 zeigt weitere Details der bevorzugten Funkruf-Empfängerimplementierung in der tragbaren Einheit. Das empfangene Signal vom T/R-Schalter 11 tritt über ein Antennenfilter 20 ein, das starke interferierende Signale außerhalb des Bandes ausschließt. Das gefilterte Signal tritt in einen Verstärker 21 ein, und in Quadratur-Abwärtswandler 22 und 23, wo das verstärkte Signal mit Kosinus- und Sinussignalen vom Quadraturoszillator 24 gemischt wird, der durch einen Frequenzsynthesizer 35 gesteuert wird. Integrierte Schaltungstypen können hergestellt werden, die alle sogenannten "Vorfeldfunktionen", d.h. diejenigen, die durch die Elemente 21, 22, 23 und 24 durchgeführt werden, in einem einzigen Chip durchführen.
Die Ausgabe des Vorfeldchips weist zwei Basisbandsignale auf, die als I und Q bekannt sind. Die Signale I, Q werden in aktiven Filtern 25 und 26 einer Tiefpassfilterung unterzogen und in Basisbandverstärkern 27 und 28 verstärkt. An dieser Stelle bei der Verarbeitung ist das Ausmaß an erforderlicher Verstärkung nicht bekannt, da Signale durch den Funkrufempfänger irgendwo über einem weiten Dynamikbereich empfangen werden können. Jedoch sollte das Ausmaß an Verstärkung beschränkt sein, um ein Signal zu vermeiden, das stark genug ist, eine Sättigung zu veranlassen. Darüber hinaus leidet der in 2 gezeigte Empfänger deshalb, weil er ein Homodynempfänger ist, an einem hohen DC- bzw. Gleichstrom-Offset an den Ausgaben von Mischern 22 und 23 und Verstärkern 27 und 28, was das Ausmaß an Verstärkung weiter beschränkt, welches ohne eine Sättigung verwendet werden kann. Diese Offsets entstehen nicht nur aus Ungleichgewichten einer praktischen Schaltung, sondern auch aus dem Empfänger, der ein Signal von seinem eigenen Lokaloszillator 24 empfängt, welcher bei einem Homodynempfänger typischerweise im Zentrum des erwünschten Empfangsfrequenzkanals ist, was zu einer kohärenten Interferenz Anlass gibt. Das Problem eines DC-Offsets kann abgeschwächt werden, wie es im US-Patent Nr. 5,241,702 von Paul W. Dent mit dem Titel "DC offset Compensation" beschrieben ist. Wie es in diesem Patent detaillierter erörtert ist, werden die schwierigen DC-Offsets durch Differenzieren der Signale I, Q unter Verwendung von Kondensatoren 29 und 30 und darauffolgendes Digitalisieren der differenzierten Signale I, Q unter Verwendung eines Zweikanal-A/D-Wandlers 31 entfernt. Eine A/D-Umwandlungstechnik kann verwendet werden, welche eine kompandierte Deltamodulation verwendet, die die Differentiation der Signale I, Q begleitet.
Die differenzierten und digitalisierten Signale I, Q werden vom A/D-Wandler 31 zu einer Digitalsignalverarbeitungseinheit 32 geführt, die einen Teil derselben integrierten CMOS-Schaltung bilden kann, wie sie zum Realisieren des Steuerabschnitts 14 verwendet wird. Die Signalverarbeitungseinheit kann die digitalisierten und differenzierten Signale I, Q im Datenspeicher 33 speichern und dann diese Signale für eine Offline-Verarbeitung erneut aufrufen. Jede gespeicherte Abtastung würde jedoch bei einem genau bekannten Zeitpunkt relativ zu einem Mastertakt in der Steuereinheit 14 empfangen worden sein, die durch den Referenz-Kristalloszillator 16 betrieben wird, wobei der Mastertakt den Startzeitpunkt des A/D-Wandlers 31 zum Digitalisieren von Abtastungen steuert. Somit enthält eine Offline-Signalverarbeitung keinen Verlust über eine Kenntnis des Echtzeitverhaltens eines Signals. Dieses Wissen wird bewahrt, um dazu fähig zu sein, einen Sender 13 anzustoßen bzw. zu triggern, eine Antwort zu einer bestimmten Zeit zu senden, nachdem ein spezifisches Symbol oder ein Signalmuster in der empfangenen Nachricht erfasst wurde.
Eine Signalverarbeitung 32 enthält typischerweise ein erneutes Integrieren der digitalisierten Signale I, Q, um ihre ursprünglichen Charakteristiken wiederherzustellen, und zwar unter Verwenden von I und Q digitalen Akkumuliereinheiten, die anfangs auf Null eingestellt sind. Die Signalverarbeitung kann auch ein Abschätzen eines Offsetfehlers bei den erneut integrierten Signalen und ein Kompensieren des Offsetfehlers gemäß dem oben angezeigten US-Patent Nr. 5,241,702 kompensieren. Zusätzlich kann eine systematische Aufwärts- oder Abwärtsneigung in den erneut integrierten Signalen kompensiert werden. Die kompensierten Signale werden dann digital demoduliert, um die gesendeten digitalen Daten zu extrahieren, wobei die Daten durch irgendeine bekannte digitale Modulationstechnik eingeprägt worden sind, wie beispielsweise eine binäre FM-, eine MSK-, eine GMSK-, eine PSK-, eine QPSK-, eine OQPSK-, eine Pi/4-DQPSK-, eine QAM- oder eine andere Technik.
Nach einem Verarbeiten des empfangenen Signals, wie es oben beschrieben ist, können die decodierten Daten im Speicher mit einem derartigen Format gespeichert werden, wie demjenigen, das in 3 gezeigt ist. Dort zeigt ein Ankunftszeit-Wort 40 die Abtastanzahl im Speicherpuffer 33 an, der dazu bestimmt wurde, den Start eines bestimmten Bits in der empfangenen Nachricht zu enthalten. Dies könnte auf geeignete Weise das erste Bit der Adressenkomponente 42, beispielsweise in seiner codierten Form, sein. Die Adresse in codierter Form könnte eine größere Anzahl von Bits als die Adresse in ihrer decodierten Form enthalten, und zwar aufgrund der Verwendung eines Fehlerkorrekturcodes für ein Senden, was die Anzahl von Bits durch Hinzufügen einer Redundanz expandiert. Darüber hinaus kann die expandierte Anzahl von codierten Bits verschachtelt und in einer zeitlich nicht sequentiellen Reihenfolge gesendet werden, um einen Schutz gegenüber einem Schwund oder einem Rausch ohne Gauß-Verteilung zur Verfügung zu stellen. Nichts desto weniger ist das Sendeformat (einschließlich des Verschachtelungsformats) dem Empfänger im voraus bekannt, so dass das erste codierte Bit der Adresse im empfangenen Signalabtaststrom lokalisiert werden kann. Das Ankunftszeit-Wort 40 zeigt die Zeit in Ausdrücken einer Abtastzahl nach dem Start einer A/D-Umwandlung des Signals an, wie er durch den Steuerabschnitt 14 getriggert ist, zu welcher die bestimmte Markierung in der Nachricht erfasst wurde. Zwischenzeitlich fährt der Echtzeit-Zähler im Steuerabschnitt 14 damit fort, zu inkrementieren, so dass die Zahl, die zu einer gegebenen Zeit erreicht werden wird, nachdem diese Markierung empfangen wurde, durch Addieren des Ankunftszeit-Wortes zu dem Zähler-Anfangszustand und durch Addieren der vorbestimmten Verzögerung nach einem Empfang der Markierung, bei welcher ein Senden auftreten soll, berechnet werden. Das Ergebnis wird mit dem Roll-Zähler verglichen, und dann, wenn eine Übereinstimmung erhalten wird, wird der Sender aktiviert, um die Bestätigung zu senden.
3 zeigt an, dass der Speicher auch ein Frequenzfehler-Wort 41 enthält. Dies ist ein Wert, der durch den Datendemodulator erzeugt wird, der beim Demodulationsalgorithmus verwendet wird, um einen Frequenzfehler zwischen der durch die Basisstation gesendeten Frequenz und der Frequenzreferenz der tragbaren Einheit zu kompensieren. Beispielsweise kann dieser Wert die Phasenverschiebung pro Bit darstellen, wie sie über die empfangenen codierten Nachrichtenbits berechnet wird. Dieser Fehlerwert kann verwendet werden, um die Ausgangsfrequenz des Referenzoszillators der tragbaren Einheit vor dem Senden der Bestätigung durch den Senderabschnitt 13 zu korrigieren. Bei beispielhaften Implementierungen wird das Frequenzfehler-Wort bei jeder Empfangsgelegenheit dazu verwendet, einen Korrekturwert zu aktualisieren, der an den Referenzoszillator 16 angelegt wird, und zwar beispielsweise mit der Hilfe eines D/A-Wandlers, der eine Varaktordiode (nicht gezeigt) über dem Kristall steuert. Wenn jedoch signifikante Frequenzänderungen nach einer jeweiligen Empfangsgelegenheit erwartet werden, wie sie auftreten können, wenn Schlafperioden mehrere Minuten lang waren, anstelle von nur Sekunden oder Bruchteilen einer Sekunde, dann sollte die bei der Empfangsgelegenheit festgelegte Korrektur sofort vor einem Senden angewendet werden, und dies kann durch ein Vorverzerren der Sendesignalfrequenz in der nötigen Richtung bewirkt werden, und zwar unter Verwenden von beispielsweise einem Bruchteil-N-Sendefrequenz-Synthesizer mit fünf Frequenzschritten.
Der Rest des Speicherformats der 3 enthält die empfangene Nachricht einschließlich einer Adresse 42, die mit der dem Funkrufempfänger eigenen Adresse verglichen wird, einiger anderer Daten 43, wie beispielsweise einer anzurufenden Telefonnummer, und eines CRC-Prüfcodes 44. Der CRC-Prüfcode 44 ist eine Anzahl von Bits, die beim Sender in Abhängigkeit von der Adresse und von anderen Datenbits berechnet wird, und wird beim Empfänger auf dieselbe Weise erneut berechnet. Wenn die erneut berechnete Version mit der decodierten gespeicherten Version 44 übereinstimmt, dann wird bestimmt, dass die Nachricht richtig decodiert worden ist. Wenn eine richtig decodierte Nachricht die dem Funkrufempfänger eigene Adresse enthält, dann wird eine Bestätigung gesendet werden, wobei die Sendezeitgabe auf dem Ankunftszeit-Wort 40 basiert.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Senders zum Implementieren der vorliegenden Erfindung. Ein Sende-Leistungsverstärker 50 wird durch einen Sendeoszillator 51 betrieben, der durch einen Synthesizer 35 gesteuert wird, der der Wirtschaftlichkeit halber derselbe Frequenzsynthesizerchip sein kann, wie er für den Empfängerabschnitt 12 verwendet wird. Der Leistungsverstärker 50 und der Sendeoszillator 51 können als einzelnes Modul 52 gepackt sein. Das Sendeoszillatorsignal wird eher an das Frequenzsynthesizerchip 35 als das Empfangsoszillatorsignal für Senderzwecke angelegt. Obwohl diese Verbindung in 4 nur allgemein dargestellt ist, d.h. durch einen Pfeil, der sich von dem Sendeoszillator 51 zum Frequenzsynthesizer 35 erstreckt, könnte sie beispielsweise zwei Eingänge am Synthesizerchip 35 (d.h. einen für das Empfangsoszillatorsignal und einen für das Sendeoszillatorsignal) aufweisen, von welchem nur einer zu einer Zeit aktiv ist. Alternativ dazu kann ein Schalter, wie beispielsweise der T/R-Schalter 11 zum Umschalten von Signalen in den Synthesizer 35 verwendet werden, oder das Sendeoszillatorsignal kann durch einen Puffer im Empfangschip 36 geführt werden, was den Empfangsoszillator 24 dazu auswählen würde, im Empfangsmodus zum Synthesizerchip 35 geführt zu werden, und den Sendeoszillator 51 während eines Sendemodus, um zum Synthesizer geführt zu werden. Vorzugsweise sind Empfangsfunktionen 36, Sendefunktionen 52 und der T/R-Schalter 11 alle in einem kombinierten Sende/Empfangs-Chip integriert, wodurch vermieden wird, dass die zu dem Signal zugehörigen Pinanschlüsse zwischen ihnen verlaufen. Ein Loop-Filter 34 ist vorgesehen, um Störsignale auf der VCO-Steuerleitung zu reduzieren, während ein schnelles erneutes Abstimmen des Synthesizers zwischen Empfangs- und Sendefrequenzen zugelassen ist. Ein solcher Synthesizer ist im US-Patent Nr. 5,180,993 beschrieben.
Die dem Funkrufempfänger zugeteilte Sendefrequenz kann sich von der Empfangsfrequenz unterscheiden. Der Betätigungsfrequenzkanal kann sogar in einem anderen Frequenzband sein, wie beispielsweise UHF für ein Empfangen und VHF für ein Senden. Nichts desto weniger ist der Synthesizerchip 35 ausreichend flexibel, um programmiert zu werden, um eine Sendefrequenz zu steuern, die sich erheblich von der Empfangsfrequenz unterscheidet.
Beim Umschalten von einem Steuern der Empfangsfrequenz zu einem Steuern der Sendefrequenz ist jedoch eine bestimmte Zeit für ein erneutes Programmieren des Synthesizers zugelassen, und für ein Zulassen, dass sich die neu gesteuerte Oszillatorfrequenz auf die erwünschte Frequenz einstellt. Eine schnelle Einstellzeit kann unter Verwenden von beispielsweise den Techniken erhalten werden, die in den US-Patenten Nr. 5,095,288 und 5,180,933 beschrieben sind, und diese Techniken sind im Synthesizerchip UM1005 verkörpert, der von der Firma Philips hergestellt und verkauft wird. Eine schnelle Einstellzeit ist nützlich beim Minimieren der vorgenannten Verzögerung zwischen Empfangs- und Sendemodi, während welcher Zeit Energie von der Batterie abgezogen wird.
Ein weiterer Faktor beim Bestimmen der Verzögerung zwischen einem Empfang eines Signals, das zu einem Funkrufempfänger adressiert ist, und einem Senden der Bestätigung ist die Signalverarbeitungsverzögerung und die Zeit, die vom Empfänger benötigt wird, den CRC zu prüfen und zu verifizieren, dass seine eigene Adresse ein Teil der empfangenen Nachricht ist. Eine hart verdrahtete Logik zum Durchführen dieser Funktionen ist unter den Gesichtspunkten von sowohl dem Leistungsverbrauch als auch der Zeitverzögerung vorzuziehen, aber alternativ dazu können sie durch einen programmierbaren Digitalsignalprozessor oder einen mit einem geeigneten Programm ausgestatteten Mikroprozessor durchgeführt werden.
Die Senderaktivierungssequenz nach einer Erfassung einer gültigen Nachricht durch den Empfänger kann somit beispielsweise folgendes enthalten:
Aktivierung des Senderoszillators;
Übertragung der Synthesizer-Steuerfunktion vom Empfangen zum Senden;
ein Umschalten der Antenne vom Empfänger zum Sender;
ein Hochfahren der Sendeleistung von Null auf ein Maximum;
ein Warten auf ein Zulassen des Hochfahrübergangs und auf ein Einstellen des Synthesizers;
ein Anwenden einer Datenmodulation auf das Sendesignal;
ein Herunterfahren der Sendeleistung vom Maximum auf Null;
ein Umschalten der Antenne von einem Senden zu einem Empfangen;
ein Umschalten des Oszillators zu einem Aus-Zustand;
ein Umschalten des Synthesizers und des Referenzoszillators zu einem Aus-Zustand und ein Zurückbringen aller Schaltungen zu einem Schlafmodus.
Bei der obigen Ablauffolge sollte die Periode hoher Leistung, während welcher eine Datenmodulation auf den Sender angewendet wird, so kurz sein, wie es für ein Weiterleiten einer nützlichen Anzahl von Informationsbits innerhalb der verfügbaren Bandbreite nötig ist. Die Datenübertragungsperiode sollte in jedem Fall kürzer als 1 ms für eine Sendefrequenz im 1 GHz-Bereich sein, um signifikante Änderungen bezüglich der Phase oder der Amplitude des Ausbreitungspfads während der Sendeperiode zu vermeiden, die durch einen schnellen Schwund verursacht werden, wenn der Funkrufempfänger mit Geschwindigkeiten von bis zu 100 km/Std transportiert wird. Unter der Annahme einer 25 kHz-Kanalbandbreite kann eine Bitrate von etwa 32 KB/s durch Verwenden einer spektralen effizienten binären digitalen Modulation unterstützt werden, wie beispielsweise einer Offset-QPSK, wodurch zugelassen wird, dass eine 32-Bit-Bestätigung gesendet wird. Dies kann eine Rate 1/2 sein, eine blockcodierte Version einer über die empfangene Nachricht berechneten CRC-Prüfung, die zur Basis verifizieren wird, dass die Nachricht richtig empfangen wurde. Darüber hinaus gibt es nur eine Gelegenheit von 1 aus 65536, dass ein beim Basisempfänger empfangenes Rauschen unrichtig als Empfang einer Bestätigung interpretiert werden würde. Es ist wünschenswert, diese Wahrscheinlichkeit zu minimieren, die die Anzahl von Bits bestimmt, die gesendet werden, und weitere Reduzierungen bezüglich der Länge des Sende-Bursts verhindert.
Ein digitaler Datenmodulator, der irgendeine erwünschte Modulation erzeugen kann, ist beispielsweise im US-Patent mit der Seriennummer 08/305,702 mit dem Titel "Quadrature Modulator with Integrated Distributed RC Filters", die am 14. September 1994 eingereicht wurde, beschrieben. Solche Techniken können ökonomische Kandidaten zur Verwendung bei einem Funkrufempfänger sein, wenn sie in einem einzelnen kombinierten Sende/Empfangs-Chip integriert sind, wie es zuvor angegeben ist. Alternativ dazu kann statt dessen eine einfachere Modulationstechnik, die OQPSK mit konstanter Einhüllenden bzw. Hüllkurve genannt wird, ohne Verwendung eines solchen Modulatorchips verwendet und innerhalb des Frequenzsynthesizers 35 ausgebildet werden, wie es nun beschrieben wird.
Die 5(a)–5(c) zeigen Signaldiagramme für eine OQPSK-Modulation mit konstanter Hüllkurve. Der komplexe Vektorwert eines Funksignals ist derart beschränkt, dass er sich nur um den Kreis mit konstantem Radius der 5(a) bewegt, und unterzieht sich acht Typen von Übergängen, die zu geradzahligen und ungeradzahligen Bitperioden gehören.
Bei geradzahligen Bitperioden ist das durch das I-Bit getragene Bitinformations-Bit statisch, während das durch das Q-Bit getragene Informationsbit entweder dasselbe bleibt oder sich ändert. Da das I-Bit statisch bei 0 oder 1 sein kann und das Q-Bit statisch bei 0 oder 1 sein kann oder sich von 0 zu 1 oder von 1 zu 0 ändert, definiert dies acht mögliche Signalwellenformübergänge für geradzahlige Bitperioden. Die Q-Wellenform während eines Übergangs ist jedoch unabhängig davon, ob das I-Bit eine 0 oder eine 1 ist, so dass es vier mögliche Q-Wellenformen über die Periode gibt, die in 5(b) dargestellt sind.
Bei ungeradzahligen Bitperioden ist das Q-Bit statisch bei 0 oder 1, während das I-Bit entweder von 0 zu 1 oder von 1 zu 0 übergeht oder unverändert bleibt. Dies führt zu vier möglichen Trajektorien für das I-Signal, um eine, ungeradzahlige Periode zu übernehmen, wie es in 5(c) gezeigt ist. Da die Summe der Quadrate von I und Q zu allen Zeiten gleich dem konstanten Radius des Kreises ist, geht I dann, wenn es ein Vorzeichen ändert, durch Null, und steigt Q zu diesem Zeitpunkt von einer Größe von 1/Wurzel (2) zu Eins an. Gleichermaßen verläuft Q dann, wenn es das Vorzeichen ändert, während es durch Null läuft, und die Größe von I zu diesem Zeitpunkt zu Eins ansteigt, durch Null, damit die Summe der Quadrate Eins bleibt.
Das OQPSK-Signal kann unter Verwendung eines angepassten Filters decodiert werden, das empfangene I- und Q-Wellenformen mit erwarteten Wellenformen für unterschiedliche Bitsequenzen korreliert und die Sequenz mit der nächsten Korrelation herausholt. Jedoch kann das Verfahren zum Abtasten der U-Wellenform in der Mitte von geradzahligen Bitperioden und zum Abtasten der Q-Wellenform in der Mitte von ungeradzahligen Bitperioden verwendet werden, wobei die Vorzeichen der Abtastungen die durch die Modulation getragene Dateninformation ergeben.
Da die Amplitude (die durch den Radius des Kreises in 5(a) dargestellt ist) des Signals konstant bleibt, ändert sich nur der Phasenwinkel des Vektors, und dieser kann auch durch die Beziehung einer Frequenzmodulationswellenform gleichgesetzt werden, das eine momentane Frequenzverschiebung gleich der Änderungsrate einer Phase ist. Ein Umwandeln der Wellenformen I, Q zu Phasen-Wellenformen unter Verwendung einer ARCTAN-Funktion und durch darauffolgendes Differenzieren dieser Wellenformen ergibt die Frequenzmodulationsfunktion. Die Frequenzmodulationswellenform hat drei wichtige Werte von -B/4 entsprechend einer Phasenänderung in Uhrzeigerrichtung über 90 Grad über eine Bitperiode, von +B/4 entsprechend einer Phasenänderung in Gegenuhrzeigerrichtung über 90 Grad über eine Bitperiode oder von Null entsprechend zweier aufeinanderfolgender gleicher I-Bits und zweier aufeinanderfolgender gleicher Q-Bits, was Anlass zu keiner Phasenänderung über eine Bitperiode gibt. Die Frequenzmodulationswellenform, die aus diesen drei Werten zusammengesetzt ist, wird dann an ein Tiefpassfilter angelegt, um Übergänge zu glätten und somit den spektralen Gehalt der Signalenergie innerhalb eines zugeteilten Funkkanals zu verbessern. Ein geeignetes Filter kann beispielsweise ein erhöhtes Kosinus-Nyquist-Filter mit einem zusätzlichen X/sin(X)-Ausdruck zur Wellenformformung im Frequenzbereich sein. Das Vorsehen eines zusätzlichen X/sin(X)-Ausdrucks erfolgt aufgrund der Phasenänderung über eine Bitperiode, die das Integral der Frequenzwellenform über eine Bitperiode ist, welche mathematische Operation äquivalent einem sin(X)/X-Filter ist. Somit werden dann, wenn die Frequenzwellenform durch ein Nyquist-Filter gefiltert wird, die Phasenwellenformen durch ein Nyquist-Filter plus einer zusätzlichen sin(X)/X-Filterwellenform gefiltert worden sein. Das zusätzliche sin(X)/X-Filter wird somit durch Anwenden des Inversen, d.h. eines X/sin(X)-Filters, entfernt, was die bezüglich der Phase einer Nyquist-Filterung unterzogene Wellenform zurücklässt. Eine Nyquist-Filterung der Phase resultiert darin, dass die Phase durch die Stellen (±1, ±j) bei Bit-Perioden-Intervallen verläuft, wie es in 10 gezeigt ist, welche nachfolgend detailliert beschrieben ist.
Die durch diese Modulation erzeugten Wellenformen sind eng auf die Wellenformen bezogen, die durch andere Modulationen mit konstanter Hüllkurve erzeugt werden, wie beispielsweise eine Gaußsche Minimum-Umtastung (GMSK), welches Modulationsschema für das paneuropäische digitale GSM-Funksystem spezifiziert worden ist. Eine GMSK-Wellenform ist zum Vergleich in 11 gezeigt, die auch nachfolgend detaillierter beschrieben wird. Natürlich kann irgendein Typ von Modulationsschema zum Implementieren der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Nach einer Tiefpassfilterung ist die Frequenzmodulationsfunktion eine kontinuierliche Wellenform. Eine Frequenzmodulation mit einer kontinuierlichen Wellenform kann durch Anlegen der Wellenform an einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) ausgeführt werden. Wenn die Modulationsempfindlichkeit des Oszillators jedoch nicht exakt ist, wird die Änderungsrate einer erzeugten Phase nicht exakt sein, und somit wird sich die Phase zu sehr oder zu wenig während einer Bitperiode drehen, was dazu führt, dass die Phase nach und nach von den erwünschten Informationen darstellenden Werten abweicht. Ein weiteres Problem besteht darin, dass der Frequenzsynthesizer 35 versuchen wird, alle Frequenzänderungen zu korrigieren, die die Modulation bezüglich der VCO-Frequenz durchführt, was zu einer weiteren Fehlerquelle führt.
Diese Probleme können unter Verwendung einer Zweistellenmodulation des Frequenzsynthesizers gelöst werden, wobei eine Modulation auf den VCO angewendet wird, und gleichzeitig Steuerbits an die Synthesizerlogik angelegt werden, um anzuzeigen, ob die Modulation eine +B/4-, eine -B/4- oder eine Null-Rate einer Änderung einer Phase fordert. Auf diese Weise wird verhindert, dass die Synthesizer-Steuerschleife bzw. der Synthesizer-Regelkreis die Modulation bekämpft, und sie bzw. er statt dessen kooperiert, um die erwünschten Phasenänderungen zu bewirken. Beispielsweise kann ein Bruchteil- -N -Synthesizer des im US-Patent Nr. 5,180,993 offenbarten Typs verwendet werden. Als nächstes wird die Erfassung eines Basisstations-Empfangsnetzwerks von Antworten von den Funkrufeinheiten mit niedriger Leistung gemäß beispielhaften Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung erörtert werden.
6 stellt ein beispielhaftes vertikales kolineares Feld von Bereichsantennen bzw. Schaltantennen zum Liefern einer vertikalen Strahlweitenkompression sowie einer Azimut-Richtcharakteristik von etwa 5 dB dar. Die dargestellten Dimensionen sind natürlich beispielhaft. Dualpolarisierte Bereichsantennen sind auf langen Leiterplatten zusammen mit streifenartigen Phasenbildungs- und Kopplungsleitungen gedruckt. Jeder Bereich 60 arbeitet gegenüber einer Rückseiten-Erdungsebene, und eine optionale Ebene (die in 6 durch gestrichelte Linien dargestellt ist) der gedruckten Richtungsbereiche (nicht gezeigt) kann vor den angetriebenen Feldern angebracht sein, um eine Richtwirkung bzw. einen Gewinn zu erhöhen und die Strahlbreite zu schmälern.
Jedes solche kolineare Feld stellt somit zwei Ausgaben zur Verfügung, wie beispielsweise eine Ausgabe entsprechend einer kreisförmig linkspolarisierten empfangenen Welle und eine Ausgabe entsprechend einer kreisförmigen rechtspolarisierten Welle. Vorverstärker niedrigen Rauschens zusammen mit Bandpassfiltern zum Zurückweisen starker Interferenzsignale, die außerhalb des Bandes sind, können auf der Leiterplatte nahe den Feldelementen enthalten sein, um Leitungsverluste zu reduzieren. Die vollständige Anordnung ist in einem gegenüber Funk transparenten, wetterbeständigen Rohr 59 eingehüllt.
7 zeigt mehrere Details der internen Anschlüsse zwischen Antennenelementen zum Ausbilden des kolinearen Feldes. Ein Bereich 60 kann an zwei Stellen aus der Mitte herausgeführt werden, d.h. denjenigen, die mit Leitungen 66 und 67 verbunden sind, und zwar um 90 Grad relativ gegenüber der Mitte bzw. dem Zentrum beabstandet, um orthogonale lineare Polarisation zu liefern. Ein Quadraturkoppler 61 koppelt die zwei linear polarisierten Signalausgänge zum Bilden kreisförmiger polarisierter Signalausgänge. Bandpassfilter 62 und 63 weisen unerwünschte Signale zurück, die Verstärker 64 und 65 mit niedrigem Rauschen unempfindlich machen können, wie beispielsweise einen starken Funkrufsender in der Nähe, der auf einer anderen Frequenz arbeitet.
8 stellt einen Teil eines geeigneten Empfängersignalverarbeitungskanals dar, der mit jeder der vorverstärkten Ausgaben der Antenne der 6 und 7 verbunden sein kann. Ein weiteres Bandpassfilter 70 kann vorgesehen sein, wenn es nötig ist, um unerwünschte Signale zu dämpfen und es geht einem Bildzurückweisungs-Verstärker/Mischer-Chip 71 voran. Der Chip 71 verwendet eine von außen zugeführte erste Lokaloszillator-(LO-)Frequenz zum Abwärtsmischen empfangener Signale zu einer ersten Zwischenfrequenz (IF). Der erste LO ist allen Empfängerkanälen gemeinsam, um eine feste Phasenbeziehung zwischen den ersten IF-Ausgaben zu bewahren. Das erste IF- Signal wird dann im IF-Filter 72 gefiltert, um eine Kanalbandbreite zu besetzen, die optimal zum Empfangen von Antworten von den Funkrufeinheiten ist. Eine weitere Verstärkung und eine zweite Abwärtsmischung unter Verwendung eines gemeinsamen zweiten LO findet in einem IF-Chip 73 statt. Ein geeigneter IF-Chip ist beispielsweise der SA637, der von der Firma Philips hergestellt wird, die bislang als Signetics in den USA bekannt war. Der IF-Chip 73 hat zwei zweite IF-Verstärkerblöcke und sieht vor, zweite IF-Filter 74 und 75 zwischen ihnen einzufügen, um eine Selektivität gegenüber benachbarten Kanalsignalen zu verbessern. Der IF-Chip sorgt auch für eine hart begrenzte zweite IF-Ausgabe und ein Signal, das proportional zum Logarithmus der momentanen Signalamplitude ist, das als RSSI bekannt ist. Diese Ausgangssignale werden zu einer Log-Polar-Digitalisierungseinheit 76 zugeführt, die beispielsweise gemäß der Offenbarung im US-Patent Nr. 5,048,059 mit dem Titel "Logpolar Signal Processing" funktioniert. Das Logpolar-Digitalisierungsverfahren liefert eine Sequenz von numerischen Abtastungen, die den komplexen Vektorwert empfangener Signale bei sequentiellen Zeitmomenten darstellen. Die numerischen Abtastungen enthalten Bits, die den momentanen Phasenwinkel des Vektors darstellen, und Bits, die den Logarithmus der Amplitude darstellen. Wie es gesehen werden wird, ist dieses Format insbesondere attraktiv zum Anwenden von Phasendrehungen und Amplitudenskalierungen auf die Ausgänge von unterschiedlichen Antennen zu dem Zweck einer Signalkombination zum Erhöhen einer Richtcharakteristik eines Empfangs. Die Empfangskette von 8 kann auch auf der Leiterplatte des Antennenfeldes enthalten und innerhalb des wetterbeständigen Rohrs untergebracht sein. Die Ausgabe von der Antenne wäre in diesem Fall ein digitaler Strom komplexer Zahlen im Log-Polar-Format, das eine zirkulare linkspolarisierte Welle darstellt, und ein weiterer Strom, der eine zirkulare rechtsseitige Polarisation darstellt. Die beiden Ströme könnten auch in einen Strom gemultiplext sein, um Verdrahtungen zu sparen, und sogar durch eine optische Faser zu einer zentralen Verarbeitungsstelle weitergeleitet werden, die am Boden des Antennenmastens angeordnet sein kann. 9 zeigt beispielsweise acht solche kolinearen Felder 80, die in gleichen Winkelintervallen um einen Mast angeordnet sind, wobei ihre ausgegebenen Log-Polar-Ströme mit einer zentralen Signalverarbeitungseinheit 81 verbunden sind. In der Praxis kann eine größere Anzahl von Feldern, wie beispielsweise 16, 32 oder 64, verwendet werden.
Wenn eine Signalwellenfront von einer bestimmten Richtung aus auf das Feld stößt, werden unterschiedliche der kolinearen Antennen 80 das Signal in Abhängigkeit vom Ankunftswinkel relativ zu ihren Strahlzentrumsrichtungen mit unterschiedlichen Stärken empfangen, und mit einer unterschiedlichen relativen Phase, die vom Ankunftswinkel und der Position der Antenne abhängt. Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die einzelnen Signalverarbeitungskanäle, beispielsweise diejenigen, die in 8 gezeigt sind, keiner Phasenanpassung unterzogen werden müssen. Welche Phasenunterschiede auch immer zwischen Kanälen existieren, so wird es doch eine eindeutige Gruppe von relativen Phasen und Amplituden der von unterschiedlichen Antennen empfangenen Signale für jede mögliche Ankunftsrichtung geben. Durch geeignetes Bestimmen dieser charakteristischen relativen Phasen und Amplituden lernt die Signalverarbeitungseinheit 81, wie die Signale von einer jeweiligen Antenne mit anderen zu kombinieren sind, um einen Empfang in irgendeiner und in allen Richtungen zu verstärken. Die Art, auf welche dieses adaptive Lernen stattfindet, wird später beschrieben.
Typischerweise wird dann, wenn jede Antenne bereits ein beschränktes Azimut-Strahlmuster empfangen hat, das beispielsweise außerhalb eines 120-Grad-Sektors nicht signifikant ist, nur ein Drittel der Antennen auf signifikante Weise ein Signal aus einer gegebenen Richtung empfangen. Beispielsweise können die Antennen 1, 2 und 3 signifikant ein Signal aus genau Norden (d.h. 0 Grad) empfangen; die Antenne 2, 3 und 4 ein Signal aus Nordosten; die Antennen 3, 4-und 5 ein Signal aus Osten, und so weiter, und zwar in dem Fall eines Systems mit acht Antennen. Zum Verstärken eines Empfangs aus beispielsweise der Nordrichtung sollten die Signale von den Antennensignalverarbeitungsketten 1, 2 und 3 bezüglich der Phase kombiniert werden.
Jedes Signal weist einen Strom aus komplexen Logpolar-Abtastungen auf, die eine logarithmische Amplitude L(i) und eine Phase PHI (i) aufweisen. Die Phasenwerte sind ganzzahlige binäre Zahlen von beispielsweise einer Länge von acht Bits, und die ganzzahligen Werte wiederholen sich, wenn eine Modulo-256-Arithmetik verwendet wird, auf dieselbe Weise wie bei einer Phasenaddition oder -Subtraktion auf eine Modulo-2π-Weise. Die Phase eines Signals kann daher durch eine Bit-Weiten-Addition eines Einstellwerts THETA(I) bis PHI(i) geändert werden.
Eine multiplikative Amplitudenskalierung vereinfacht sich auch auf eine Ganzzahlensubtraktion eines Skalierungswerts S(i) aus der logarithmischen Amplitude L(i) im logarithmischen Bereich. Zum Bilden einer Phasen- und Gewichtungsversion von Signalen 1, 2 und 3 zum Aufsummieren bildet die Signalverarbeitungseinheit somit folgendes:
L(1)-S(1); PHI(1)-THETA(1)
L(2)-S(2); PHI(2)-THETA(2)
L(3)-S(3); PHI(3)-THETA(3)
wobei einfache ganzzahlige binäre Subtrahierer verwendet werden.
Diese modifizierten komplexen Logpolar-Zahlen werden dann mit der Hilfe von Endlogarithmierungs- und cos/sin-Nachschautabellen in eine kartesische Form umgewandelt, wovon eine Diskussion im vorgenannten US-Patent Nr. 5,048,059 weitergefunden werden kann. Hat man die obigen modifizierten Logpolar-Werte in eine kartesische komplexe Form X(i)+jY(i) transformiert, wird die Summe X1 + X2 + X3; Y1 + Y2 + Y3 gebildet, und sie stellt eine Verstärkung des Signals dar, das aus einer bestimmten Richtung empfangen wird, die hauptsächlich durch die Auswahl von Phasenwerten THETA(i) bestimmt wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung behält die Signalverarbeitungseinheit eine Matrix aus Phasenbildungsund Skalierungswerten in einem elektronischen Speicher (z.B. einem RAM-Chip) entsprechend vieler unterschiedlicher möglicher Richtungen einer Ankunft bei. Bezeichnet man ein Paar aus Phasenbildungs- und Skalierungswerten L(i); THETA(I) mit V(i,j), wobei j eine Assoziationsrichtungszahl j anzeigt, ist eine solche gespeicherte Matrix der folgenden Form:

V11, V21, V31, 0, 0, 0, 0, 0	N NNE
0, V22, V32, V42, 0, 0, 0, 0	NE ENE
0, 0, V33, V43, V53, 0, 0, 0	E ESE
0, 0, 0, V44, V54, V64, 0, 0	SE SSE
0, 0, 0, 0, V55, V65, V75, 0	S SSW
0, 0, 0, 0, 0, V66, V76, V86,	SW WSW
V17, 0, 0, 0, 0, 0, V77, V87	W WNW
V18, V28, 0, 0, 0, 0, 0, V88	NW NNW

In der obigen Matrix zeigt der Nullwert 0 an, dass es keinen Wert bei dieser Position gegenüberliegend zu den Werten gibt, die Null sind. Die Bandmatrixform mit eingefügten Null-Elementen gibt es aufgrund dessen, dass nur drei Antennen signifikant zu einem Empfangen aus der gegebenen Richtung beitragen. Natürlich werden Fachleute auf dem Gebiet einschätzen, dass Antennen mehr oder weniger dicht vorgesehen sein könnten oder einen mehr oder weniger beschränkten Azimut haben könnten, so dass mehr als oder weniger als drei Antennen signifikante Signalkomponenten aus einer Quelle empfangen könnten. Nur Zeilen, die acht Stellen des Bereichs entsprechen, sind oben der Kürze halber gezeigt, jedoch würden dazwischen liegende Richtungen, wie beispielsweise WNW, entsprechende Zeilen haben und könnten vier Nicht-Null-Einträge haben.
Eine solche Phasengebungs- und Skalierungstabelle ist für jede der zweite orthogonalen Polarisationen vorgesehen. Da die Beziehung zwischen den unterschiedlichen Polarisationen aufgrund der willkürlichen Orientierung der Funkrufempfänger- Antenne sowie unbekannter Effekte der Nähe des Körpers eines Anwenders nicht vorausgesagt werden kann, wird später beschrieben werden, wie empfangene Signale von einer jeweiligen Polarisation nicht kohärent miteinander verarbeitet werden.
Die Signalverarbeitungseinheit 81 empfängt ein Zeitgabe-Synchronisierungssignal von der Funkruf-Sendersteuereinheit (nicht gezeigt), die die Signalverarbeitungseinheit triggert, um Logpolar-Abtastungen in einem Speicher von jeder Antenne und eine Polarisation während eines vorbestimmten Fensters aufzuzeichnen. Der Prozessor 81 verwendet dann offline die obigen gespeicherten Phasengebungs- und Skalierungsmatrizen zum Kombinieren der Signale von Antennen entsprechend einer linksseitigen zirkularen (LHC)-Polarisation aufeinanderfolgend in allen unterschiedlichen Weisen entsprechend unterschiedlichen hypothetischen Ankunftsrichtungen einer Antwort von einer Funkrufeinheit bzw. Funkrufempfänger-Einheit. Parallel dazu werden entsprechende Kombinationen für eine RHC-Polarisation gebildet. Die Sequenzen aus kombinierten Abtastungen für beide Polarisierungen und eine bestimmte Richtung zu einer Zeit werden dann verarbeitet, um zu versuchen, das Vorhandensein einer Antwort von einer Funkrufeinheit zu erfassen, welche Antwort aus dieser Richtung empfangen wird. Das Verfahren zum Suchen nach einer solchen Antwort enthält eine weitere Hypothese bezüglich der exakten Ankunftszeit, und dies wird nun unter Bezugnahme auf 10 ausgearbeitet.
10 zeigt die OQPSK-Wellenform der 5 mit konstanter Hüllkurve, welche Wellenform bei diesem Beispiel zum Darstellen von Sendungen von der Funkrufeinheit verwendet wird. 10 zeigt eine Anzahl von Abtastmomenten an, die durch die Empfängerketten der 8 zum Digitalisieren des empfangenen komplexen Signalvektors verwendet werden. Es wird angenommen, dass der A/D-Wandler 76 den Signalvektor mit der Rate von beispielsweise acht Abtastungen pro Bitperiode abtastet und digitalisiert, und nachfolgende Abtastungen werden mit Z1, Z2, ..., Z10 numeriert. Abtastungen, die über Z10 hinausgehen, sind in 10 nicht dargestellt worden.
Diese komplexe Abtastsequenz wird dann zu einer Anzahl von Bit-beabstandeten Abtastsequenzen dezimiert, die jeweils eine Abtastung pro Bitperiode aufweisen, d.h.
Da die von der Funkrufeinheit erwartete Antwort bekannt ist, ist es dann, wenn Z1 tatsächlich die Abtastung entsprechend der Stellen +/–1, +/–j der 10 ist, bekannt, welcher der vier komplexen Werte empfangen werden sollte. Unter der Annahme, dass dieser Wert (–1 + j)/Wurzel (2) entsprechend einem Phasenwinkel von 135 Grad ist, wird dann Z1 durch eine komplexe Multiplikation dieser Abtastung mit exp(–jπ/4) über –135 Grad gedreht, um einen erwarteten Wert von 1 zu ergeben. Dies wird aufeinanderfolgend für alle Stellen Z9, Z17 ... etc. durchgeführt, die zur selben Abtastphase gehören, und unter Verwendung des entsprechenden bekannten Datenbitpaars für diese Stelle werden die gedrehten komplexen Werte miteinander gesammelt, um einen komplexen Korrelationswert zu bilden. Da in jedem Fall erwartet wird, dass der gedrehte Wert 1 ist, ist der erwartete Korrelationswert einfach N, wobei N die Anzahl von addierten Abtastungen ist.
In der Praxis veranlasst ein Senden über den Äther eine unbekannte Phasenverschiebung ALPHA, so dass der Korrelationswert nicht N sein wird, sondern N.exp(jALPHA). Der Winkel des komplexen Ergebnisses ergibt den Winkel ALPHA, der unbekannten Sendephase, während die Amplitude bestimmt, wie gut die empfangene Wellenform der Abtastphase 1 mit der erwarteten Antwort übereinstimmte. Die Berechnung wird auch für dieselbe Abtastphase und entsprechende Abtastungen von der entgegengesetzten Polarisation wiederholt, und die Amplituden der Ergebnisse für jede Polarisation werden addiert. Dieser Prozess wird dann für alle Abtastphasen wiederholt und zwar aufgrund der Unsicherheit, dass die Abtastphase 1 die richtige Zeitgabe darstellt. Die Anzahl von Abtastphasen, für welche Korrelationswerte unter Verwendung von Signalen, die von jeder Polarisation empfangen werden, berechnet werden sollte, hängt von der Unsicherheit über die Ankunftszeit ab. Beispielsweise dann, wenn die Funkrufeinheit bei irgendeinem Abstand von 0 bis 30 km von einer Basisstation sein kann, kann die Rundlaufverzögerung eine Ausbreitungszeit-Unsicherheit von 0 bis 200 μs haben. Wenn Bits mit 32 kB/s (30 μs-Bit-Perioden) gesendet werden, dann ist die Ankunftszeit-Unsicherheit näherungsweise 7 Bit-Perioden oder 56, 1/8-tes Bit-Abtastungen. Die obige Berechnung sollte somit mit 56 Abtastphasen wiederholt werden. Darüber hinaus wird die Berechnung von allen 56 Abtastphasen für alle möglichen Ankunftsrichtungen wiederholt, d.h. durch Kombinieren der Signale von den Antennenelementen unter Verwendung jeder Zeile von Log-Polar-Kombinationskoeffizienten in Folge. Aufgrund dessen, dass die Matrizenkombination eine lineare Operation ist, kann es vorteilhaft sein, die für den komplexen Korrelationsprozess nötigen Winkeldrehungen auf die Logpolar-Werte, die durch Empfängerketten der 8 ausgegeben werden, anzuwenden, während die Signale noch im Logpolar-Format sind und eine Winkeldrehung einfach durch eine Ganzzahlenaddition zu den Phasenwerten durchgeführt wird. Die entdrehten Wertesequenzen werden dann unter Verwendung der Koeffizientenmatrix kombiniert, um Korrelationsergebnisse zu erzeugen, und zwar eines pro Abtastphase, aus welchen die bekannte Datenmodulation durch den Enddrehungsprozess entfernt worden ist. Die Amplitude im Quadrat eines Ergebnisses für eine Polarisation wird dann zur Amplitude im Quadrat eines entsprechenden Ergebnisses für die andere Polarisation addiert, um das mit der Polarisations-Diversität kombinierte Korrelationsergebnis für eine gegebene Richtung einer Ankunft und eine Ankunftszeit zu ergeben. Wenn das Ergebnis für eine bestimmte Richtung und eine bestimmte Zeit einer Ankunft eine Schwelle übersteigt, dann wird bestimmt, dass eine Antwort von der Funkrufeinheit erfasst worden ist. Die Schwelle wird in Bezug auf Werte bestimmt, die mit unrichtigen Richtungen oder Zeiten einer Ankunft erzeugt sind, oder wenn ein Rauschen allein als vorhanden bekannt ist, so dass die Wahrscheinlichkeit einer falschen Erfassung fernliegt.
Es wird manchmal wünschenswert sein, mehr Information von der Funkrufeinheit zu senden, als eine einfache Bestätigung. Eine Variation der vorliegenden Erfindung enthält ein Zulassen, dass die Funkrufeinheit auf einen Funkruf antwortet, der entweder einen ersten Code oder einen zweiten Code verwendet, wobei die Codes derart ausgewählt sind, dass sie maximal unterschiedlich sind, z.B. orthogonale Codes sind. Der Basisempfänger führt dann den obigen Korrelationsprozess unter Verwendung beider Codes durch, und welcher auch immer die größte Korrelation ergibt, wird als derjenige bestimmt, der gesendet wird. Wenn ein erster Code erfasst wird, kann er beispielsweise anzeigen, dass die Antwort eine einfache Bestätigung ist. Wenn jedoch der andere Code erfasst wird, kann er dazu verwendet werden, anzuzeigen, dass eine andere Information folgt. Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung kann das Basisempfangssystem in diesem Fall damit fortfahren, weitere Abtastungen zu verarbeiten, die im Speicher gesammelt sind, und zwar von den Empfängerketten der 8, aber nun unter Verwendung der einzigen Gruppe von Matrizenkombinationskoeffizienten entsprechend der erfassten Ankunftsrichtung, der Abtastphase, die zum Ergeben der Ankunftszeit erfasst wird, und der Amplituden der entsprechenden Korrelationen, die für jede Polarisation erzeugt werden, um einen einzigen Weg zum Kombinieren der Antennenelementen-Signale zu bestimmen, und zwar während der weiteren Verarbeitung, um andere Information zu extrahieren, die durch die Funkrufeinheit gesendet wird. Dritte und zusätzliche Codes könnten auch vorgesehen sein, um andere Antworten von der Funkrufeinheit anzuzeigen. Als nächstes wird eine beispielhafte Weise, auf welche die Antenne von Logpolar-Kombinationskoeffizienten adaptiv gelernt wird, beschrieben.
Es wird angenommen sein, dass nicht alle Funkrufeinheiten in irgendeinem maximalen Bereich von einer Basisstation liegen werden und dass im Verlauf von einem Tag viele Antworten von Stellen, überall im Dienstbereich verteilt, verarbeitet werden. Viele von diesen werden von Stellen sein, die unter einem Gesichtspunkt einer Funkausbreitung so nahe oder günstig sind, dass Antworten ohne die zusätzliche Richtcharakteristik von beispielsweise 15 dB erfasst werden können, die durch Kombinieren vieler kolinearer Feldsignale miteinander zur Verfügung gestellt wird. Die vorliegende Erfindung kann daher auch eine Signalverarbeitung von nicht kombinierten Signalen von jedem kolinearen Feld aufweisen, wobei nur eine Polarisationskombination und ein Testen einer Ankunftszeit, aber ohne ein Testen einer Ankunftsrichtung, verwendet wird. Diese Antworten, die auf diese Weise erfasst werden, werden dann dazu verwendet, die Korrelationsphasen und -amplituden von jedem einzelnen kolinearen Feld zu dieser bestimmten Richtung zuzuordnen. Da die relativen Phasen und Amplituden entsprechend irgendeiner bestimmten Richtung vorausgesagt werden können, wenn die Antennengeometrie bekannt ist, wenn es keine Phasen- oder Verstärkungs-Fehlanpassungen zwischen den Empfängerkanälen der 8 gibt, lässt dies eine erneute Abschätzung der Verstärkungs- und Phasen-Fehlanpassungen zu, was somit jedesmal aktualisiert werden kann, wenn eine Funkrufeinheiten-Bestätigung erfasst wird. Unter Verwendung von Antworten, die ohne die zusätzliche Richtverstärkung erfasst werden, ist eine Konvergenz der gelernten Koeffizienten selbst aus einer schlechten anfänglichen Annäherung zugelassen, aber dann, wenn einmal vernünftige Werte gelernt worden sind, können sogar Antworten, die unter Verwendung der Feldverstärkung erfasst werden, verarbeitet werden, um zu bestimmen, ob sich die Koeffizienten etwas verschoben hatten, und könnten eingestellt werden. Die Mathematik, die bei solchen mobilen unterstützten Feldkalibrierungsprozeduren beteiligt ist, kann durch eine Person mit einer normalen Erfahrung auf dem Gebiet formuliert werden, wenn sie durch die Offenbarungen der Voranmeldungen geführt wird. Solche mathematischen Operationen können offline durch einen billigen Mikroprozessor oder einen anderen geeigneten Computer durchgeführt werden, wenn nicht erwartet wird, dass sich die Feldkomponenten schnell bezüglich der Charakteristiken ändern. Da das System nicht notwendigerweise weiß, ob ankommende Signale auf eine nicht kombinierte Weise verarbeitet werden können, könnte es beispielsweise zuerst nach Funkrufeinheit-Antworten bei jedem nicht kombinierten Antennensignal suchen, und wenn keine Antwort erfasst wird, dann die Signale auf die oben beschriebene kombinierte Weise verarbeiten. Da die empfangenen Signale im Speicher gespeichert werden, kann dieser iterative Prozess ohne weiteres untergebracht werden.
Unter Verwendung der oben beschriebenen Erfindung ist offenbart, wie kolineare Felder von Antennen mit einer reduzierten Strahlbreite bezüglich der Höhe und entsprechend einer Richtverstärkung, die nur durch die vertikale Stapeldimension beschränkt ist, ausgebildet werden können. Darüber hinaus können solche Antennen eine reduzierte Strahlbreite bezüglich des Azimuts (beispielsweise 120 Grad) und eine entsprechende zusätzliche Richtverstärkung von beispielsweise 5 dB haben. Schließlich ist offenbart worden, wie eine zirkulare Anordnung um einen Masten einer Anzahl von solchen kolinearen Antennen, wie beispielsweise von 32 Antennen, verwendet werden kann, um eine zusätzliche Richtverstärkung von beispielsweise 9 dB zu erhalten, indem beispielsweise die 11 Antennen in irgendeinem 120-Grad-Sektor unter Verwendung einer Logpolar-Koeffizientenmatrix miteinander kombiniert werden. Schließlich wird wenigstens eine weitere Verstärkung von 3 dB erreicht, indem beide Polarisationen verwendet werden, und indem somit der Polarisationsverlust von 3 dB oder darüber vermieden wird, der normalerweise zugelassen ist, wenn die Funkrufeinheitenantenne willkürlich orientiert bzw. ausgerichtet ist. Die Gesamtverstärkung von etwa beispielsweise 17 dB ist vergleichbar mit einer Funkruf- bzw. Funkruf-Senderantenne derselben vertikalen Apertur, aber eine Gesamtausrichtung bezüglich des Azimuts lässt wenigstens eine Reduzierung von 50:1 bezüglich der Senderleistung in der Rückwärtsrichtung einer Funkrufeinheit zur Basissendung zu. Durch Ausbilden von 32-Bit-Korrelationen beim Basisempfänger unter Verwendung des bekannten erwarteten Bitmusters einer Funkrufeinheitenantwort wird eine weitere Verstärkung relativ zu einem Senden einer bitweisen Information in der Vorwärtsrichtung erhalten. Die Erfindung liefert somit die Möglichkeit eines zuverlässigen Erfassens von Antworten von Funkrufeinheiten, die sehr kurze Bursts senden, wie beispielsweise von nur 1 Watt RF-Leistung, und zwar über Pfade, die beispielsweise 100 Watt oder darüber für eine Kommunikation in der Vorwärtsrichtung erfordern.
Eine weitere durch die vorliegende Erfindung gelieferte Fähigkeit besteht im Weiterleiten von Korrelationswerten, die bei mehreren unterschiedlichen Basisempfangsstellen berechnet werden, zu einer zentralen Verarbeitungsstelle, und im Kombinieren der quadrierten Amplituden von Korrelationen von unterschiedlichen Basisempfängern. Die Korrelationswerte von unterschiedlichen Basisstationen, die kombiniert sind, sollten einer Ankunftszeit und einer Ankunftsrichtung von Ankunftshypothesen entsprechen, die mit derselben Hypothese einer Funkruflokalisierung konsistent sind. Der dreieckförmige Bereich, der durch drei Basisorte begrenzt ist, kann beispielsweise in einer Anzahl von kleineren Bereichen unterteilt werden, wie beispielsweise in hexagonale Zellen, mit einer Dimension entsprechend von Eins, nämlich 1/8-tes-Bit-Abtastverzögerung, d.h. von beispielsweise 4 μs oder 1,2 kM in Querrichtung. Wenn die Basisorte beispielsweise 60 kM auseinander liegen, wird der durch sie begrenzte dreieckförmige Bereich grob 1600 solche kleineren Bereiche aufweisen. Es kann gefordert werden, dass die Funkrufeinheit in jeder dieser kleineren Fälle in Aufeinanderfolge lokalisiert wird, und die Ankunftsrichtung und die relative Ankunftszeit an jedem Ort vorhergesagt wird. Dies wird bestimmen, welche DOA/TOA-entsprechenden Korrelationen von einer Stelle mit denjenigen eines anderen Orts kombiniert werden sollten, um das Funkrufsignal zu erfassen. In der Praxis werden deshalb, weil erwartet werden würde, dass Funkrufeinheiten, die nahe zu einem oder einen anderen Ort angeordnet sind, unter Verwendung dieses Orts allein stark empfangen werden, nicht alle möglichen Orte den Vorteil eines Mehrstellenempfangs benötigen, um eine Funkrufsignalerfassung zu verstärken. Ein Beispiel dieses Aspekts der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf 12 präsentiert. 12 zeigt ein beispielhaftes Szenario mit einem dreieckförmigen Servicebereich 123, der durch Basisstationsorte 1, 2 bzw. 3 begrenzt ist; einem Bereich 234, der durch Basisstationsorte 2, 3 und 4 begrenzt ist, und so weiter. Diese relativ großen dreieckförmigen Bereiche, z.B. in der Größenordnung von zehnfachen von Kilometern auf einer Seite, stellt man sich derart vor, dass sie in kleinere Bereiche oder "Zellen" von vielleicht 1 Kilometer im Durchmesser aufgeteilt sind, wie es durch die mit "X" im Bereich 123 markierte Zelle typenmäßig angegeben ist.
Wenn das Netzwerk einen Funkruf an eine bestimmte Einheit abgibt und wünscht, die Hypothese zu testen, dass eine Antwort von dieser Einheit empfangen wurde und dass die Einheit gegenwärtig in der Zelle X angeordnet ist, kann gesehen werden, dass das Netzwerk erwarten wird, dass die Antwort bei der Basis 1 aus der Richtung SSE unter +5 Grad empfangen wird, und da der Abstand auch als derart bekannt ist, dass er zwischen 19 und 20 km über einen Weg ist, kann die genaue Ankunftszeit mit einer Schleifenverzögerungsunsicherheit von beispielsweise +4 μs oder +1/8 einer Symbolperiode vorausgesagt werden, und zwar aufgrund des erfinderischen Funkrufeinheiten-Merkmals einer genauen Zeitgabesendung einer Bestätigung relativ zu einem Empfang einer richtigen Adresse. Gleichermaßen können die Ankunftsrichtungen und relativen Ankunftszeiten bei den Basisstationen 2 und 3 vorausgesagt werden, so dass jeweils bei den Basen 1, 2 und 3 durch unterschiedliche Antennenfeldelemente empfangene und in den Speicher verarbeitete Signale zuerst einem Kombinieren der Signale von den Antennenelementen desselben Orts und einer Polarisation unter Verwendung der geforderten Ankunftsrichtung an diesem Ort unterzogen werden können. Dann werden nach einer Korrelation mit dem erwarteten Bestätigungscode mit einer Zeitausrichtung für jeden Ort, abgeleitet aus der geforderten Ankunftszeit an diesem Ort, die Größen bzw. Amplituden der Korrelation, die an unterschiedlichen Orten und mit unterschiedlichen Korrelationen erhalten werden, addiert, um einen zusammengesetzten Korrelationswert unter Verwendung der Signale zu erhalten, die bei allen Stellen empfangen werden. Dies kann unter Verwendung anderer Codes wiederholt werden, wie beispielsweise eines Codes, der anzeigt, dass weitere Daten gesendet wurden, und eines oder mehrerer orthogonaler Codes oder Dummy-Codes, um einen Schwellenwert zu erhalten, und die zusammengesetzten Amplituden können mit dem Schwellenwert verglichen werden, um zu bestimmen, ob die Bestätigung empfangen wurde, ob das Nachrichtenflag empfangen wurde oder ob keine Antwort empfangen wurde. Eine alternative Weise zum Bestimmen einer Schwelle gegenüber welcher Korrelationen verglichen werden, besteht im Addieren der Amplituden bzw. Größen der empfangenen Signalabtastungen, korreliert mit dem Bestätigungscode, was die größte mögliche Korrelation ergibt, die erreicht werden könnte. Wenn die aktuelle Korrelation nicht zu weit unter dem Maximum ist, wird bestimmt, dass die Bestätigung erfasst werden muss. Ein Fachmann auf dem Gebiet wird zum Ausführen von Computersimulationen fähig sein, um die Wahrscheinlichkeiten einer richtigen Erfassung, einer fehlgeschlagenen Erfassung und einer falschen Erfassung bei verschiedenen Signal-zu-Rausch-Verhältnissen mit unterschiedlichen Auswahlen der oben angegebenen Erfassungsschwellen vorauszusagen, um optimale Werte gemäß seinen Spezifikationskriterien zu bestimmen.
Unter Verwendung der oben offenbarten Technik einer hypothesemäßigen Funkruflokalisierung wird die Anzahl von Ankunftsrichtungs-Hypothesen mal der Anzahl von Ankunftszeit-Hypothesen, die durchzuführen sind, reduziert, während gleichzeitig der Vorteil einer Mehrfach-Empfängerstellenerfassung erhalten wird. Dieser Vorteil wird erhalten, indem im Speicher empfangene Signale bei mehr als einer Stelle zu einer oder mehreren gemeinsamen Verarbeitungsstellen geführt werden. Beispielsweise könnten alle bei allen Orten empfangene Signale zu einem gemeinsamen Signalverarbeitungsknoten im Netzwerk weitergeleitet werden. Alternativ dazu könnte im Interesse einer Netzwerkhomogenität jeder Ort eine Signalverarbeitung enthalten und könnte Signale von allen ihren nächsten Nachbarstellen empfangen, und zwar zu dem Zweck eines Ausführens des obigen Lokalisierungs-Hypothese-Testalgorithmus. Somit werden gemäß diesem Aspekt der Erfindung eine Reduzierung bezüglich einer Verarbeitung, die Vorteile einer Mehrstellenerfassung und die Näherungslokalisierung der Antworteinheit erreicht. wenn einmal die Lokalisierung gebildet worden ist, kann das Netzwerk dann, wenn mehr Information zur Einheit weiterzuleiten ist, den besten Basisstationssender für diesen Zweck auswählen oder sogar zwei oder mehrere Sender verwenden, um eine Diversitäts-Sendung zu bewirken, um eine Wahrscheinlichkeit eines richtigen Empfangs zu erhöhen. Ein Diversitäts-Senden von digitalen Daten wird gemäß der besten bekannten Technik dadurch erreicht, dass ein überlegter Zeit-Offset zwischen mehreren Sendern verwendet wird, so dass ihre Signale mit einem Zeit-Offset von einer oder mehreren ganzen digitalen Datensymbolperioden beim Empfänger empfangen werden. Der Empfänger verwendet dann vorzugsweise einen Viterbi-Gleichrichter zum Kombinieren der Signale von den Sendern. Dieses Schema kann in beispielsweise digitalen zellularen Systemen schwer zu implementieren sein, die normalerweise die Position von Mobilfunkeinheiten nicht berechnen, und daher die Ausbreitungsverzögerungen von einem jeweiligen Sender zum mobilen Empfänger nicht kennen. Unter Verwendung des oben beschriebenen beispielhaften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung leitet jedoch das Netzwerk spezifisch die Position der mobilen Funkrufeinheit oder eine Zeitverzögerung von einem jeweiligen Sender ab und kann somit diese Information zum Steuern des Zeit-Offsets einer Mehrstellen-Diversitäts-Sendung auf eine optimale Weise verwenden.
Die oben beschriebene Verarbeitung verwendet komplexe Signale in einem Logpolar-Format, welches insbesondere zum Implementieren der beschriebenen Verarbeitungen in einfachen digitalen Logikchips geeignet ist, die für eine schnelle digitale Arithmetik mit kurzer Wortlänge geeignet sind. Solche Chips können als anwenderspezifische integrierte Schaltungen (ASIC) ausgebildet werden, und gemäß einem Aspekt der Erfindung ist ein ASIC-Chip derart offenbart, dass er zum Verwenden einer Logpolar-Signalverarbeitung geeignet ist, um Funksignale bzw. Radiosignale von den Elementen eines Antennenfelds zu kombinieren, um eine Richtcharakteristik zu verstärken. Ein solcher Chip kann diese Kombinationen sehr schnell bilden und kann somit sequentiell Kombinationen entsprechend vieler unterschiedlicher Empfangsrichtungen bilden. Ein solcher Chip wird Strahlformer genannt, und die bevorzugte Implementierung wird Logpolar-Strahlformer genannt, obwohl andere Implementierungen möglich sind, die digitale Signalprozessoren verwenden, die komplexe Multiplikationen zwischen Zahlen in einer kartesischen Darstellung durchführen können.
Das hierin offenbarte, neue Zweiwege-Funkrufsystem ist darüber hinaus nicht darauf beschränkt, dass es eine Antwort von einer-einzigen Funkrufeinheit zu einer Zeit bzw. gleichzeitig erfassen kann. Der Strahlformer und die Korrelationsprozesse, die oben beschrieben sind, können programmiert sein, um nach einem ersten Code zu suchen, für den es erwartet wird, dass er von einer ersten Funkrufeinheit empfangen wird, und nach einem zweiten Code, für den es erwartet wird, dass er von einer zweiten Funkrufeinheit empfangen wird. Welcher auch immer auf dem höchsten Korrelationspegel erfasst wird, wird zuerst bemerkt, und sein Beitrag zu den Signalen von einem jeweiligen kolinearen Feld, wie es durch die Teilkorrelationen angezeigt wird, kann dann subtrahiert werden, bevor ein Suchen nach Antworten auf derselben Frequenz von anderen Funkrufeinheiten fortgeführt wird, um dadurch die im US-Patent Nr. 5,151,919 mit dem Titel "CDMA Subtractive Demodulation" offenbarten Prinzipien anzuwenden, und es wird von einem Fachmann auf dem Gebiet erkannt werden, dass die erfinderische Korrelation mit einem bekannten Code, für den es erwartet wird, dass er von einer Funkrufeinheit gesendet wird, analog zu einem Entspreizen bzw. Decodieren eines CDMA-Signals unter Verwendung eines bestimmten Zugriffscodes ist, auf welches das enthaltene Patent anwendbar ist. Sogar Signale, die von unterschiedlichen Funkrufeinheiten gesendet werden, die denselben Code und dieselbe Radiofrequenz bzw. Funkfrequenz verwenden, können unter Verwendung der Erfindung durch eine Ankunftsrichtung unterschieden und separat codiert werden, oder alternativ dazu gemeinsam decodiert werden, wenn eine Ankunftsrichtungsseparation nicht adäquat ist, wie es in den Voranmeldungen offenbart ist.
Die Erfindung ist zur Anwendung entweder dann geeignet, wenn die tragbare Funkrufeinheit ein separates Frequenzband für ein Senden verglichen mit einem Empfangen zugeteilt hat oder dasselbe Frequenzband verwenden soll. Die genaue Zeitgabe einer Bestätigung oder eines Sendens einer Nachricht von der Funkrufeinheit relativ zu Signalen, die vom Basisnetzwerk durch die Funkrufeinheit empfangen werden, lassen zu, dass das Netzwerk die Zeitschlitze genau vorwegnimmt, in welchen Signale in der Rückwärtsrichtung empfangen werden, und das Netzwerk kann seine eigenen Sender während dieser kurzen Zeitschlitze abschalten, um ein Interferieren mit seinen eigenen Empfangskanälen zu vermeiden.

Claims

Ein Funkruf-Netzwerk mit mindestens einem Funkrufsender- und Empfängerort (Basis 1–12) zum Senden von Funkrufnachrichten und zum Empfangen von Empfangsbestätigungen, wobei das Funkruf-Netzwerk gekennzeichnet ist durch: – eine Vielzahl von Richtantennen (80–9), die in einer festgelegten Antennenanordnung bei gleichen, winkelförmigen Intervallen um einen zentralen Punkt aufgestellt sind, und gekoppelt sind mit zugehörigen, das Empfängersignal verarbeitenden Kanälen (70 bis 76–8) zum Empfangen von Signalen von jeweiligen Antennen und zur Umwandlung von Signalen in entsprechende, komplexe, numerische Abtastungen zu Zeiten, die durch ein Zeitsteuerungsmittel bestimmt werden; und – ein Verarbeitungsmittel (81) mit Zeitsteuerung zur Wahl des Zeitpunkts der Funkrufsendungen und zur Aktivierung der das Empfängersignal verarbeitenden Kanäle, und mit einem Datenspeicher zur Speicherung der komplexen, numerischen Abtastungen, die konfiguriert sind zur Verarbeitung der komplexen, numerischen Abtastungen von betreffenden Antennenelementen (80), um die Detektierung der Empfangsbestätigungen, die von einer Vielzahl der Funkrufempfänger empfangen werden, zu verbessern durch: – Gewichtung der komplexen, numerischen Abtastungen entsprechend unterschiedlicher Gruppen von Gewichtungen, um unterschiedliche Gruppen von gewichteten Abtastungen zu generieren, wobei jede Gruppe von Gewichtungen mit einer unterschiedlichen Ankunftsrichtung in Beziehung steht; – Kombinierung der gewichteten Abtastungen innerhalb jeder Gruppe von gewichteten Abtastungen, um kombinierte Sequenzen zu generieren, entsprechend zum Empfang aus unterschiedlichen Richtungen; und – Detektieren der Anwesenheit der Empfangsbestätigungen, basierend auf den kombinierten Sequenzen.
Ein Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vielzahl von Richtantennen (80) Antennen enthält, die auf empfangene Signale mit unterschiedlichen Polarisationen ansprechen.
Ein Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 1, wobei das Verarbeitungsmittel (81) gekennzeichnet ist durch: ein digitales Beamforming-Mittel mit einer komplexen Koeffizientenmatrix zur Verarbeitung der gespeicherten, komplexen, numerischen Abtastungssequenzen, um kombinierte Sequenzen zu erzeugen, wobei jede Abtastungssequenz dem Empfang aus unterschiedlichen Richtungen entspricht; ein Korrelationsmittel zur Korrelation jede der kombinierten Sequenzen mit einem vorbestimmten Signalmuster, um Korrelationswerte für unterschiedliche Änderungen jede der kombinierten Sequenzen zu erzeugen, entsprechend unterschiedlicher Zeitverzögerungen eines empfangenen Signals; und ein Vergleichsmittel zum Vergleichen jede der Korrelationswerte mit anderen und mit einem Schwellwert, um zu entscheiden, ob eine Empfangsbestätigung aus einer bestimmten Richtung und mit einer bestimmten Zeitverzögerung detektiert wurde, und zur Erzeugung eines entsprechenden Detektierungshinweises.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 3, wobei das Verarbeitungsmittel (81) ferner gekennzeichnet ist durch: ein Nachrichtenverarbeitungsmittel zum Empfangen des Detektierungshinweises und zur Bestimmung, ob eine Funkrufnachricht wieder gesendet werden soll, basierend auf dem Detektierungshinweis.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 3, wobei das Verarbeitungsmittel (81) weiterhin gekennzeichnet ist durch: ein Nachrichtenverarbeitungsmittel zum Empfangen des Detektierungshinweises und zur Steuerung der Übertragung von weiterer Information zu einer den Empfang bestätigenden Funkrufeinheit, basierend auf dem Detektierungshinweis.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Nachrichtenverarbeitungsmittel so steuert, dass die weitere Information in eine Richtung übertragen wird, die durch den Detektierungshinweis angegeben wird.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Nachrichtenverarbeitungsmittel so steuert, dass die weitere Information bei einem Leistungspegel übertragen wird, der durch den Detektierungshinweis angegeben wird.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Nachrichtenverarbeitungsmittel so steuert, dass die weitere Information von einem Ort übertragen wird, der durch den Detektierungshinweis angegeben wird.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Nachrichtenverarbeitungsmittel so steuert, dass die weitere Information von einem ausgewählten Ort, in eine ausgewählte Richtung und bei einem ausgewählten Leistungspegel übertragen wird, wie durch den Detektierungshinweis angegeben.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Signale in komplexe, numerische Abtastungen umgewandelt werden, wobei die komplexen, numerischen Abtastungen amplitudenbezogene Anteile und phasenbezogene Anteile enthalten.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verarbeitungsmittel die komplexen, numerischen Abtastungen unter Benutzung einer Koeffizientenmatrix verarbeitet zum Bilden von gerichteten Empfangs-Beams, um verarbeitete, komplexe Abtastungssequenzen entsprechend unterschiedlicher Ankunftsrichtungen der Signale zu erzeugen.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 11, weiterhin gekennzeichnet durch: ein Korrelationsmittel zur Korrelation jede der verarbeiteten, komplexen Abtastungssequenzen mit einem vorbestimmten Signalmuster, um einen Signaldetektierungs- und Ankunftsrichtungshinweis zu erzeugen.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 12, weiterhin gekennzeichnet durch: ein Dekodierungsmittel zur weiteren Verarbeitung der verarbeiteten Abtastungssequenzen, wenn der Signaldetektierungshinweis einen ersten Wert hat, um eine Kurznachricht von einer tragbaren Funkrufeinheit zu dekodieren.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Kurznachricht eine durch die tragbare Funkrufeinheit gesendete Empfangsbestätigung ist, als Antwort auf den Empfang einer Funkrufnachricht vom Netzwerk.
Das Funkruf-Netzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Richtantennen kreisförmig in der festgelegten Antennenanordnung aufgestellt sind.