KR19980018927A - 압전 변압기-인버터 및 그의 제어 회로와 구동 방법 (piezoelectric transformer-inverter and control circuit and driving method thereof) - Google Patents

압전 변압기-인버터 및 그의 제어 회로와 구동 방법 (piezoelectric transformer-inverter and control circuit and driving method thereof) Download PDF

Info

Publication number
KR19980018927A
KR19980018927A KR1019970040287A KR19970040287A KR19980018927A KR 19980018927 A KR19980018927 A KR 19980018927A KR 1019970040287 A KR1019970040287 A KR 1019970040287A KR 19970040287 A KR19970040287 A KR 19970040287A KR 19980018927 A KR19980018927 A KR 19980018927A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
piezoelectric transformer
circuit
frequency
voltage
driving
Prior art date
Application number
KR1019970040287A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100268507B1 (ko
Inventor
야스헤이 시마다
싱고 가와시마
Original Assignee
가네꼬 히사시
닛뽕덴끼 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가네꼬 히사시, 닛뽕덴끼 가부시끼가이샤 filed Critical 가네꼬 히사시
Publication of KR19980018927A publication Critical patent/KR19980018927A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100268507B1 publication Critical patent/KR100268507B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
    • H10N30/80—Constructional details
    • H10N30/802—Drive or control circuitry or methods for piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for
    • H10N30/804—Drive or control circuitry or methods for piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for for piezoelectric transformers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

압전 변압기-인버터의 제어회로는 외부에서 공급되는 DC 전압으로부터 유도된 제 1 주파수의 AC 전압으로 압전 변압기를 구동시키기 위한 구동 회로와, 상기 구동 회로의 구동 주파수를 결정하기위한 주파수 소인 발진기와, 상기 압전 변압기로부터의 출력 전류를 기준값과 비교함으로서 상기 주파수 소인 발진기의 주파수 소인 방향을 결정하기 위한 부하 전류 비교회로 및, 상기 변압기를 제 2 주파수로 시간 분주 구동시키기 위한 듀티 가변 펄스 발진기를 구비한다. 시간 분주된 구동 전압 파형의 포락선의 경사를 감소시키기 위한 포락선 발생 회로는 상기 제 1 주파수내에 포함된 상기 제 2 주파수 성분의 고조파 성분을 억제하기 위해 설치되고, 상기 압전 변압기는 상기 포락선 발생 회로내에서 변조된 구동 전압으로 구동된다.
PWM 시스템으로 제어된 압전 변압기-인버터내의 압전 변압기의 기생 발진은 상기 설명된 바와 같은 인버터를 제어함으로서 억제될 수 있다. 부가적으로, 압전 변압기 지지 장치의 구성이 단순화될 수 있다.

Description

압전 변압기-인버터 및 그의 제어 회로와 구동 방법
본 발명은 압전 변압기와 그의 제어 회로를 사용하여 AC 전압을 발생시키는 압전 변압기-인버터와 그의 구동 방법에 관한 것이며, 특히, 칼라 액정 디스플레이용 백라이트 냉 음극 형광램프의 광도를 조절하는 데에 적당한 압전 변압기-인버터와 그의 구동 방법에 관한 것이다.
압전 변압기는 압전 소자의 압전 효과를 사용하여 1차측상의 전극에 인가된 AC 전압에 의해 기기 발진을 발생시키고 2차측상의 전극으로부터 결과적인 전압을 제거하는 전압 변환 소자이다. 전자기 변압기와 비교하여, 압전 변압기는 크기가 소형이고 두께가 얇다는 이점이 있다. 이는 냉 음극 형광램프을 점화하기 위한 인버터와 고전압 전력원으로 사용될 수 있는 주목할 만한 소자이다.
도 1a 는 3차 로즌형 (third-order Rosen type) 의 압전 변압기의 개략적 사시도이다. 압전 변압기 (1) 는 빗살무늬의 압전 세라믹판 (1d) 과, 주전극 (1a) 및, 2차 전극 (1b)을 포함한다. 주전극 (1a) 은 수직방향으로 분극되어 있다. 2차 전극 (1b) 은 길이방향으로 분극되어 있다. 도 1a에서, 화살표 P 는 분극방향을 나타낸다. AC 전압 Vd이 주 전극 (1a) 에 인가될 때, 이는 수직 방향으로 발진한다. 이러한 발진은 압축파의 길이방향의 발진을 발생시킨다. 결과적으로, 압전 세라믹판 (1d) 은 음속과 형태에 따라 공진 주파수에서 발진한다. 결과적으로, 2차전극 (1b)상의 전압은 압전 세라믹판 (1d) 의 두께와 두 전극들사이의 거리에 비례하여 승압될 수 있다. 도 1b 는 압전 변압기 (1) 의 등가회로를 도시한다. 도 1b 에 도시된 바와 같이, 구동 회로 (5) 를 통해 공급된 구동 전압 Vd은 압전 변압기 (1) 에 의해 승압되고 전압 V0로서 부하 (2) 에 보내진다.
출력 전압 V0과 구동 전압 Vd의 비는 압전 변압기 (1) 의 승압비에 해당한다. 한편, 압전 변압기 (1) 는 공진을 사용하여 동작되기 때문에, 압전 변압기 (1) 는 승압비가 도 11 에 도시된 바와 같이 공진 주파수의 범위에서 상승되는 것을 특징으로 한다. 이는 또한 압전 변압기 (1) 의 승압비와 공진 주파수는 부하 (2)의 임피던스를 기준으로 변화한다고 알려져 있다.
이러한 압전 변압기를 사용한 압전 변압기-인버터의 경우에, 가청음의 발생을 억제하면서 냉 음극 형광램프의 광도 조절시 넓은 광도 조절 범위를 성취하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 9.4 인치 칼라 액정 디스플레이 패널에 대한 백라이트의 경우에, 부하로서 길이가 220 mm 이며 직경이 3mmΦ 인 냉 음극 형광램프에서 램프 전압이 약 500 Vrms이며, 램프 전류가 약 5mArms인 AC 파를 출력하는 것이 필요하다. 한편, 공진 주파수가 높아질수록, 압전 변압기의 물리적 크기는 작아진다. 그래서, 구동 주파수를 약 100kHz 로 설정하는 것이 바람직하다. 전도 반사기등이 냉 음극 형광램프둘레에 배치되면, 상기 램프와 반사기를 통해 흐르는 AC 전류사이에는 부유 용량이 형성된다. 그러므로, 큰 전류가 흐르고 냉 음극 형광램프의 고전압측상에서 광도는 높지만, 전류는 작고 광도는 램프내의 부유 용량을 통해 흐르는 전류로 인해 저전압측상에서 일정하지 않다.
구동 주파수의 증가와 램프를 통해 흐르는 전류의 감소로, 이 문제는 더욱더 심각해진다. 이 문제점을 해결하기 위해, PWM (펄스 폭 변조) 시스템이 사용되어 광도를 조절한다. 이는 눈이 깜박임을 감지할 수 없는 빠른 순간에서도 이러한 램프를 켜고 꺼서 냉 음극 형광램프의 광도를 균일하게 변화시키는 방법이다.
본 발명의 양도인에 의해 출원된 일본 특개평 제 8-107678 호(1996)는 이 방법에 의한 광도 조절 기술들 중의 하나를 개시한다. 도 2 는 이 특허출원에 개시된 압전 변압기를 구동하기 위한 회로 구성의 블록도를 도시한다. 이 도면에 도시된 바와 같이, 이 회로에서, 압전 변압기 (1) 의 주전극 (1a) 은 구동 회로 (5) 에 의해 AC 전압 Vd으로 구동되고, 승압된 AC 전압 V0은 압전 변압기의 2차 전극 (1b)으로부터 냉 음극 형광램프와 같은 부하 (2) 에 인가된다. 부하 (2)를 통해 흐르는 출력 전류 i0는 부하 전류 비교 회로 (3) 에 보내져서 기준 전압 Vref과 비교된다. 이러한 출력 전류 iO가 기준값 Vref보다 낮다면, 부하 전류 비교 회로 (3) 는 구동 회로 (5) 에 대한 구동 주파수를 감소시키도록 주파수 소인 발진기 (4) 를 향하는 신호를 주파수 소인 발진기 (4) 에 보낸다. 이 경우, 구동 주파수는 도 11에 도시된 주파수 특성에 따라서 승압비를 최대비율로 만들기 위한 주파수보다 높은 주파수 범위내에서 기본적으로 설정된다. 그러므로, 구동 주파수를 감소시키는 것은 승압비의 감소를 발생시키고, 출력 전류 i0는 감소된다. 이러한 출력 전류 i0는 기준값 Vref보다 크기 때문에, 부하 전류 비교 회로 (3) 는 구동 회로 (5) 에 대한 구동 주파수를 증가시키도록 주파수 소인 발진기 (4)를 향하는 신호를 주파수 소인 발진기 (4) 에 보낸다. 즉, 주파수 소인 발진기 (4) 는 구동 회로 (5) 에 대한 발생된 구동 주파수에 대해 소망 출력 전류 i0의 값을 주파수적으로 증가시키고 감소시키는 구동 신호를 보낸다. 구동 회로 (5) 는 이러한 신호에 따라 압전 변압기 (1)를 구동시키기 때문에, 부하 (2) 로부터의 출력 전류 i0는 소정값으로 유지된다.
주파수 소인 발진기 (4) 는 구동 회로 (5) 로 보내지는 신호의 소인 주파수의 상위 및 하위 한계를 설정할 수 있다. 이렇게 함으로써, 구동 회로 (5) 로부터 출력되는 압전 변압기 (1) 의 구동 주파수는 그의 상위값과 하위값사이에서 제어된다. 출력 전류 i0가 어떤 주기동안 소정값에 도달하지 않을 때, 구동 주파수는 하위한계로 내려간다. 그러므로, 구동 주파수는 고속 주파수 소인에 의해 단기간내에 최상위 한계로 위로 굴곡되고 다시 최하위한계로 점차로 아래로 굴곡된다. 상기 설명된 바와 같이, 압전 변압기 (1) 의 구동 주파수를 제어하고, 그의 전압 승압비를 변화시킴으로서, 소정 출력 전압 V0이 부하 (2) 에 공급될 수 있다.
광도 조절 회로 (6) 는 압전 변압기 (1) 의 구동 주파수보다 현저하게 낮은 수백 Hz 의 주파수를 발생시키고, 눈의 깜빡임 효과를 주지 않는다. 이 회로는 2진 광도 조절 신호를 출력하고, 그의 듀티비는 입력 광도 조절 전압에 비례하여 변화한다. 광도 조절 신호 레벨이 하이일 때, 구동 회로 (5) 는 압전 변압기 (1) 의 구동 동작을 정지시키고 부하 전류의 공급을 정지시킨다. 주파수 소인 발진기 (4) 는 출력 전류가 흐르지 않는 동안 구동 주파수를 일정하게 유지하도록 동작한다. 광도 조절 신호 레벨이 로우가 되고 구동 회로 (5) 가 압전 변압기 (1) 의 구동 동작을 시작할 때, 주파수 소인 발진기 (4) 는 출력 전류 i0를 일정하게 유지하도록 동작한다.
도 3 은 상기 언급된 광도 조절 방법의 동작 파형을 도시한다. 도 3 에 도시된 바와 같이, 광도 조절 신호는 수백 Hz 주기에서 하이 및 로우 레벨로 변환된다. 광도 조절 신호 레벨이 하이일 때, 압전 변압기 (1) 는 구동 전압 Vd을 출력하지 않으므로, 출력 전압 V0과 출력 전류 i0는 모두 공급되지 않는다. 냉 음극 형광램프 (이 도면에서, 부하 (2)) 의 광도를 최대로 하기 위해, 광도 조절 신호 레벨을 항상 로우로 설정하는 것이 필요하다. 반대로, 이러한 광도를 낮게 하기 위해, 긴주기동안 광도 조절 신호 레벨을 하이로 유지하는 것이 필요하다. 상기 설명된 바와 같이, 냉 음극 형광램프의 광도는 광도 조절 회로 (6) 로부터의 출력 신호의 듀티비를 변화시킴으로서, 부하, 즉, 냉 음극 형광램프에 대한 전류 공급의 주기를 바꿈으로서 조절될 수 있다.
본 발명의 양도인에 의해 출원된 일본 특개평 제 9-107684 호 (1997) 는 상기 언급된 광도 조절 회로와 DC 입력 전압 VDD의 변화시에도 불구하고 압전 변압기의 구동 전압 Vd을 일정하게 유지하도록 입력 전압 VDD의 변동을 흡수하는 전압 제어 회로를 통합한 도 2 에 도시된 구동 회로의 결합물을 개시한다. 도 4 는 상기 특허출원에서 개시된 압전 변압기를 구동하기 위한 회로 구성의 블록도이다. 그러나, 도 4에서, 상기 특허출원에 개시된 블록도의 어떤 부분들, 이름들, 표시들등은 이후에 설명될 본 발명의 일 실시예의 구성과 상기 회로구성을 비교하기 위한 목적으로 변화된다.
도 4 에 도시된 압전 변압기 (1) 에 대한 구동 회로는 4 개의 큰 회로 블록들, 즉, 부하 (2)를 통해 흐르는 전류 i0와 압전 변압기 (1) 의 2차 전극 (1b) 과 접속된 부하 (2) 를 지나는 전압 V0을 검출하고, 이 전류 또는 전압을 소정값 Vref과 비교하며, 압전 변압기 (1) 의 구동 주파수를 제어하여 전류 i0와 전압 V0을 일정하게 유지하는 부하 전류 비교 회로 (3) 및 주파수 소인 발진기 (4) 와; 상기 언급된 전류 비교기 (3) 와 주파수 소인 발진기 (4) 로부터의 구동 신호에 따라서 DC 입력 전압 VDD으로부터 구동 주파수의 AC 전압을 발생시키고 이 AC 전압을 압전 변압기 (1) 의 주전극 (1a) 에 인가하는 전압 승압 회로 (8) 와; DC 입력 전압 VDD의 변동시에도 압전 변압기에 인가되는 사인파의 형태로 구동 전압을 소정값으로 유지하는 구동 전압 제어 회로 (70) 및; 부하 (2)를 통해 흐르는 전류를 PWM 시스템으로 제어하는 광도 조절 회로 (6)를 구비한다. 이 회로 구성은 기본적으로 도 2 에 도시된 종래 기술에 따른 종래의 회로 구성과 구동 전압 제어 회로 (70) 의 결합물과 일치한다. 도 2 에 도시된 구동 회로 (5) 는 승압 회로 (8) 와 구동 전압 제어 회로 (70)를 포함한다. 이 구동 전압 제어 회로 (70) 는 입력 전압 VDD의 변화를 흡수하고 압전 변압기 (1) 의 구동 전압 (주전극 (1a) 에 인가되는 전압) 을 일정하게 유지한다.
도 4 에 도시된 각각의 회로 블록의 구성과 동작은 본 발명의 실시예의 설명시 나중에 상세히 설명될 것이므로, 여기서 그 설명은 생략한다.
일본 특개평 제 61-177163 호 (1986) 는 본 발명의 목적들중의 하나, 즉, 전원 인가시 가청음의 억제에 관한 기술로서 소프트 시작 회로가 장착된 전원을 개시한다. 그러나, 이러한 발명은 압전 변압기를 사용한 인버터에 직접적으로 관련이 없다. 이 특허출원에 개시된 전원은 자기 발진형의 링잉 초크 컨버터가 전원인가시 가청음을 억제하기 위해 소프트 시작을 수행할 수 있도록 구성된다. 이 회로 구성이 도 5a를 참조로 하기에 설명된다.
제어 회로 (109) 는 트랜지스터 (108) 의 베이스 전류를 제한하고 피드백 권선 (123) 의 권선 전압에 비례하는 값으로부터 광 트랜지스터 (118) 의 수신된 광도 레벨에 비례하는 값을 감한다. 광 트랜지스터 (118) 와 광 방사 다이오드 (117) 는 광 결합기를 형성한다. 전력이 인가되고 출력 전압 V0이 증가할 때, 캐패시터 (115) 는 광 방사 다이오드 (117) 와, 저항 (104) 및 다이오드 (113)를 통해 흐르는 전류와 저항 (102) 으로부터의 전류로 충전된다. 광 방사 다이오드 (117) 의 광량이 클 때, 제어 회로 (109) 는 트랜지스터 (108) 의 턴온 동작의 폭을 감소시킨다. 캐패시터 (115) 가 충전될 때, 동작 증폭기 (110) 는 기준 전압 (116) 에 따라 동작하는 전압 안정 회로에 의해 출력 전압 V0을 일정하게 유지한다. 그러므로, 도 5b 에 도시된 바와 같이, 소프트 시작 회로 (저항 102, 103, 104, 다이오드 112 와 113 및, 캐패시터 115)를 추가하여, 부하는 광이 되고 가청음 지속기간은 짧아진다. 도 5c 에 도시된 바와 같이, 출력 전압 VO은 점차로 증가한다.
상기 언급된 일본 특개평 제 8-107678 호(1996) 에 개시된 광도 조절 기술은 하기의 단점을 가지고 있다. 첫 번째 단점은 압전 변압기 (1) 가 가청 주파수 범위이상의 약 100KHz 의 주파수에서 구동되더라도, 수백 Hz 의 주기에서 광도를 조절하기위해 동작을 반복적으로 시작하거나 정지시킨다면, 이는 가청음을 만든다. 이는 광도가 PWM 시스템으로 조절된다면 압전 변압기 (1) 에 인가되는 구동전압은 도 3 에 도시된 구동 전압 Vd과 같은 톤버스트파가 되기 때문이다. 이러한 파형은 사인파이지만 사인파는 주기적으로 0 전압으로 변조되기 때문에 구동 동작의 시작과 정지에서 구동 주파수 성분에 더하여 넓은 주파수 성분을 포함한다. 압전 변압기 (1) 는 도 1a 에 도시된 3 개의 노드 N 에서의 진동은 물론 많은 노드에서 기생 진동을 발생시킨다. 압전 변압기 (1) 가 3차 길이방향의 모드에서 공진을 발생시키는 구동 주파수에 따라 공진하기 때문에 압전 변압기 (1) 는 3개의 노드 N에서 진동한다. 그러므로, 압전 변압기 (1) 가 예를 들면, 5 차또는 7차 모드에서 공진되는 다른 공진 주파수가 있다. 또한, 횡단 진동이 또한 발생된다. 압전 변압기 (1) 가 3차 길이방향의 모드에서 구동 주파수와 다른 구동 주파수 성분을 포함한 톤 버스트파에 의해 구동될 때, 이 구동 주파수 성분은 압전 변압기 (1) 의 기생 진동을 발생시킨다. 3차 로즌형의 압전 변압기의 경우에, 3 개의 노드 N을 물리적으로 지지함으로서 기기적인 손실이 적게 변압기를 지지하는 것이 가능하다. 그러나, 상기 언급된 광도 조절 기술이 사용될 때, 진동은 구동 동작의 시작과 정지시 순간적으로 방해된다. 이 경우에, 이러한 진동은 압전 변압기 (1) 의 지지 장치 (25) 로 전해진다. 결과적으로, 압전 변압기 (1) 와 그의 지지 장치 (25) 는 진동하여 가청음을 발생시킨다.
두 번째 단점은 압전 변압기 (1) 가 자유롭게 진동할 수 있도록 노드들 N을 지지하기 위한 지지 장치 (25) 를 설계하는 것이 어렵다는 것이다. 이러한 변압기 (1) 와 지지 장치 (25) 는 인버터의 회로 베이스 판상에 설치되기 때문에, 설계에 앞서 그의 전체적인 진동의 물리적인 주기를 예상하는 것이 어렵다. 또한, 회로 베이스판을 포함한 지지 장치 (25) 의 공진 주파수가 압전 변압기 (1) 의 기생진동으로 공진하는 것을 막는 것이 매우 어렵다.
세 번째 단점은 압전 변압기에 대해 일본 특개평 제 61-177163 호 (1986) 에 개시된 소프트 시작에 의해 가청음 방지 기술을 적용하는 것이 불가능하다는 것이다. 상기 설명된 특허출원에 설명된 기술의 경우에, DC 전압을 출력하는 컨버터용 출력 전압은 점차로 증가하여 평활 캐패시터를 충전시킨다. 결과적으로, 전력 인가시 부하는 광이되고 링잉 초크 시스템의 자기 발진 주파수가 가청 범위 이내로 감소하는 것이 방지될 수 있다. 그러나, 인버터가 AC 전압을 출력하고 구동 주파수를 제어하여 가청범위이상의 주파수 범위내로 인버터를 구동시키고, 부하 임피던스가 방전의 시작과 정지시 갑자기 변화하는 냉 음극 형광램프이 부하로서 접속되면, 출력 전압을 점차로 증가시키는 것이 어렵다. 부가적으로, 또한, 냉 음극 형광램프이 방전을 시작하기 바로전에 부하 임피던스가 하이가 될 때, 압전 변압기 (1) 의 승압비는 도 11 에 도시된 바와 같이 하이가 되므로, 압전 변압기 (1) 로부터의 출력 전압은 하이가 된다. 그러므로, 승압비가 부하 임피던스에 의해 크게 변화하는 압전 변압기가 사용되면, 그의 제어는 더욱 어려워진다.
상기 언급된 일본 특개평 제 9-107684 호 (1997) 에 개시된 발명은 동일한 단점을 갖는다.
본 발명의 목적은 상기 언급된 문제를 해결하는 것이며 PWM 시스템으로 제어되는 압전 변압기-인버터의 가청음의 발생을 감소시키는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 압전 변압기의 생산성을 향상시키고 비용절감을 성취하기 위해 압전 변압기의 지지 장치의 구성을 단순화하는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 적분회로내에 통합시키기에 적합한 소형의 경량 압전 변압기를 제공하는 것이다.
도 1a 는 3차 로즌형의 압전 변압기의 개략적 사시도.
도 1b 는 도 1a 의 변압기의 등가 회로.
도 2 는 일본 특개평 제 8-107678 호 (1996) 에 개시된 압전 변압기를 구동시키기 위한 회로 구성의 블록도.
도 3 은 도 2 의 회로 구성을 사용한 광도 조절 방법의 동작 파형.
도 4 는 일본 특개평 제 9-107684 호 (1997) 에 개시된 압전 변압기를 구동시키기 위한 회로도의 블록도.
도 5a 는 일본 특개평 제 61-177163 호 (1986) 에 개시된 소프트 시작 회로의 회로 구성의 회로도.
도 5b 및 5c 는 이러한 소프트 시작 회로의 특성을 종래 회로의 특성과 비교한 도면.
도 6 은 본 발명에 따른 압전 변압기의 실시예의 개략적 회로 구성.
도 7 은 도 6 의 회로 구성의 상세도.
도 8 은 도 7 의 포락선 발생 회로의 상세한 회로도.
도 9 는 구동 전압 제어 회로의 제어 동작의 타이밍 챠트.
도 10 은 포락선 발생 회로에 의한 제어를 설명하기 위한 구동 전압과, 출력 전압 및 출력 전류의 동작 파형의 도면.
도 11 은 압전 변압기의 부하 임피던스에 의한 승압비의 주파수 특성의 도면.
도 12 는 본 발명의 또다른 실시예의 승압 회로 구성의 회로도.
도 13 은 본 발명의 또다른 실시예의 포락선 발생 회로 구성의 회로도.
도 14 는 도 13 의 포락선 발생 회로에 의한 제어를 설명하기 위한 구동 전압과, 출력 전압 및 출력 전류의 동작 파형의 도면.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
1 : 압전 변압기 1a : 주전극
1b : 2차 전극 1d : 압전 세라믹판
2 : 부하 3 : 부하 전류 비교회로
4 : 주파수 소인 발진기 5 : 구동회로
6 : 광도 조절회로 7, 70 : 구동전압 제어회로
8 : 승압회로 10 : 전류 전압 변환회로
12, 14, 16, 21, 23 : 비교기 11, 17 : 정류회로
18 : 포락선 발생회로 13, 19 : 적분회로
20 : 파형 형성 회로 22 : 사다리꼴파 발진회로
24 : 주파수 분주회로 25 : 지지 장치
N : 노드 109 : 제어 회로
본 발명에 따라서, 상기 설명된 목적을 성취하기 위해서, 압전 변압기는 제 1 주파수보다 낮은 제 2 주파수의 2진 펄스로 제 1 주파수를 시간 분주시킴으로써 얻어지는 파형을 가진 구동 전압에 의해 PWM 구동 방법으로 구동된다. 이 경우, 상기 제 1 주파수 성분내에 포함된 상기 제 2 주파수 성분의 고조파는 상기 구동 전압 파형의 포락선의 경사를 감소시킴으로서 억제된다.
또한, 본 발명에 따라서, 압전 변압기-인버터를 제어하기 위한 회로는 이러한 압전 변압기를 외부에서 공급되는 DC 전압으로부터 유도된 제 1 주파수의 AC 전압으로 구동시키기 위한 구동 회로와; 상기 구동 회로의 구동 주파수를 결정하기위한 주파수 소인 발진기와; 상기 압전 변압기로부터의 출력 전류를 기준값과 비교함으로서 상기 주파수 소인 발진기의 주파수 소인 방향을 결정하기 위한 부하 전류 비교 회로 및; 상기 변압기를 제 2 주파수로 구동시키는 시간-분주를 위한 듀티 가변 펄스 발진기를 구비한다. 이러한 압전 변압기-인버터 제어 회로에서, 상기 제 1 주파수 성분내에 포함된 상기 제 2 주파수 성분의 고조파를 억제하기 위해, 포락선 발생 회로가 상기 구동 전압 파형의 포락선의 경사를 감소시키기 위해 설치되고, 상기 압전 변압기는 상기 포락선 발생 회로에서 변조된 구동 전압으로 구동된다.
상기 설명된 바와 같이, 본 발명에 따라서, PWM 시스템으로 압전 변압기를 구동시키기위한 인버터에서, 구동 전압내에 포함된 시간 분주를 위한 듀티 가변 펄스 주파수의 고조파 성분은 포락선 발생 회로에 의해 감소될 수 있다. 이렇게 함으로써, 압전 변압기의 기생 발진은 억제될 수 있고 노드들에서의 진동은 감소될 수 있다. 부가적으로, 이러한 변압기의 가청음의 발생은 최소로 억제될 수 있다.
본 발명의 이러한 효과가 액정 디스플레이 패널을 역광으로 비추기위해 냉 음극 형광램프의 점화에 특히 적용되고, 그의 광도가 PWM 시스템으로 조절될 때, 더 넓은 광도 조절 범위와 같은 현저한 이점이 얻어질 수 있다.
그러므로, 사다리꼴 파형 또는 지수함수 파형과 같은 파형이 상기 포락선 발생 회로에서 발생되는 구동 전압 파형의 포락선 파형으로 사용될 수 있다.
상기 사다리꼴 파형을 발생시키기위해, 캐패시터의 일정한 충전/방전에 의해 사다리꼴 파형을 발생시키기위한 파형 형성 회로와 적분회로가 상기 포락선 발생회로내에 설치되고, 상기 파형 형성 회로에 의해 발생된 사다리꼴 파형은 상기 적분회로에 의해 상기 제 1 주파수의 구동 전압으로 변조된다. 이때, 일정 전류 회로로서 전류 미러 회로는 이러한 회로를 고정시키기 위해 IC 내에 통합되기에 적당하다.
상기 지수함수 파형을 발생시키기위해, 저항과 캐패시터에 의해 지수함수 파형을 발생시키기위한 파형 형성 회로와 적분회로가 상기 포락선 발생회로내에 설치되고, 상기 파형 형성 회로에 의해 발생된 지수함수 파형은 상기 적분회로에 의해 상기 제 1 주파수의 구동 전압으로 변조된다.
동일한 구성의 포락선 발생 회로는 저항(들)과 캐패시터(들) 의 상수의 설정을 수정함으로써 구동 전압의 포락선을 변화시킬 수 있다. 그후 구동 전압 파형은 압전 변압기 지지 장치의 변화와 가청음 발생 레벨의 변화에도 불구하고 회로 구성을 변화시키지 않고 상수(들)의 설정을 변화시킴으로서 조절될 수 있다. 결과적으로, 회로 구성은 조정될 수 있다. 그러므로, 구동 회로는 IC 내에 쉽게 통합될 수 있고 더욱 소형의 인버터가 성취된다.
압전 변압기와 상기 압전 변압기-인버터에 대한 제어 회로가 장착된 압전 변압기-인버터가 상기 압전 변압기에 대한 지지 장치를 포함하고, 상기 지지 장치가 상기 변압기의 노드들을 지지하고 상기 변압기를 구동시키기 위한 제 1 주파수의 정수 배수와 정수 지수가 다른 공진 주파수를 갖는다면, 공진을 가청 범위 이내로 막고 지지 장치의 구성을 단순화하는 것이 가능하다. 그러므로, 그의 생산성은 향상될 수 있으며, 그의 비용 절감이 성취될 수 있다.
본 발명의 실시예가 첨부된 도면을 참조로 하기에 설명된다.
본 발명에 따라서 압전 변압기-인버터의 하나의 실시예의 회로구성의 윤곽이 도 6을 참조로 설명된다. 도 6 에 도시된 바와 같이, 이 실시예의 회로구성은 4 개의 회로 블록들, 즉, 부하 전류 비교 회로 (3) 와, 주파수 소인 발진기 (4)와, 분주 회로 (5) 및 광도 조절 회로 (6) 로 대략적으로 분리된다. 이 회로 구성에서, 압전 변압기 (1) 의 주전극 (1a) 은 구동 회로 (5) 로부터 AC 전압으로 구동되고, AC 전압 V0은 이러한 변압기의 2차 전극 (1b) 으로부터 부하 (2) 에 인가된다. 부하 전류 비교 회로 (3) 는 이러한 변압기의 2차 전극 (1b) 에 접속된 부하 (2) 로부터의 전류 i0를 정류하고, 결과적인 정류된 전류를 기준값 Vref과 비교하고, 변압기 (1) 의 구동 주파수를 증가시키거나 감소시키기 위한 제어 신호를 주파수 소인 발진기 (4) 에 출력한다. 주파수 소인 발진기 (4) 는 부하 전류 비교 회로 (3) 로부터의 제어 신호에 따라서 압전 변압기 (1) 에 대한 구동 주파수를 발생시킨다. 구동 회로 (5) 는 DC 전압 VDD을 수신하고, 주파수 소인 발진기 (4)로부터의 분주 주파수에 따라 변압기 (1) 의 주전극 (1a)을 구동시키기 위한 AC 전압을 발생시킨다. 광도 조절 회로 (6) 는 수신된 광도 조절 전압으로 PWM 시스템의 펄스를 발생시키고 구동 회로 (5)를 주기적으로 턴온하고 턴오프한다. 이렇게 함으로서, 부하 (2) 로서 냉 음극 형광램프의 광도는 제어된다.
구동 회로 (5) 는 구동 전압 제어 회로 (7) 와 승압 회로 (8)를 구비한다. 구동 전압 제어 회로 (7) 는 포락선 발생 회로 (18) 를 포함한다. 즉, 본 발명은 일본 특개평 제 9-107684 호 (1997) 에 개시된 도 4 의 구동 전압 제어 회로 (70) 와 포락선 발생 회로 (18) 의 결합물이다. 본 발명은 PWM 시스템에 따라 광도 조절 주기동안 압전 변압기 (1) 의 구동 파형내에 포함된 공진 주파수로부터 크게 벗어난 주파수 성분의 억제를 목표로 한다. 본 발명은 또한 압전 변압기 (1) 의 기생 발진의 방지를 목표로 하며, 동시에 이러한 변압기 (1) 와 지지 장치 (25) (도 1 에 도시됨) 에서 가청음이 발생하는 것을 감소시키는 것을 목표로 한다.
각각의 회로 블록의 구성과 동작이 도 7을 참조로 상세히 설명된다.
부하 전류 비교 회로 (3) 는 전류-전압 변환회로 (10) 와, 정류 회로 (11) 및, 비교기 (12)를 포함한다. 부하 전류 비교 회로 (3) 에 공급된 부하 전류 i0는 전류-전압 변환회로 (10) 에 의해 AC 전압 신호로 변환된다. DC 전압 신호를 얻기 위해 결과적인 AC 전압 신호는 정류 회로 (11) 에 의해 정류되어 비교기 (12) 에 보내진다. 이러한 DC 전압 신호는 비교기 (12)에서 기준 전압 Vref과 비교된다. 부하 전류 i0로부터 구동되는 DC 전압 신호가 기준 전압 Vref보다 높을 때, 압전 변압기 (1) 의 구동 주파수를 증가시키기 위한 신호를 주파수 소인 발진기 (4) 에 보낸다. 반대로, 이러한 DC 전압 신호가 기준 전압 Vref보다 낮을 때, 비교기 (12) 는 압전 변압기 (1)의 구동 주파수를 감소시키기 위한 신호를 주파수 소인 발진기 (4) 에 보낸다.
주파수 소인 발진기 (4) 는 적분회로 (13) 와, 비교기 (14) 및, 전압 제어 발진기 (여기서 VCO 로 언급됨) (15)를 구비한다. 부하 전류 비교 회로 (3) 내의 비교기로부터 적분회로 (13) 로의 신호는 구동 주파수를 주파수적으로 증가시키고 감소시키기위한 2진 신호이다. 적분회로 (13) 는 이러한 2진 신호를 구동 주파수를 연속적으로 바꾸기위한 아날로그 신호로 변환시키고 이를 제어 신호로서 VCO (15) 에 보낸다. 동시에 적분회로 (13) 는 이러한 신호를 비교기 (14) 에 보낸다.
적분회로 (13) 로부터 VCO (15)로의 제어 신호가 기준 전압 Vmin보다 낮게 될 때, 비교기 (14) 는 리셋 신호를 적분회로 (13) 에 보내어 VCO (15) 에 대한 제어 신호를 최대값으로 증가시킨다. 그러므로, 구동 주파수가 최소 주파수로 아래로 감소할 때, VCO (15) 는 이 회로에 의해 최대 주파수까지 위로 고속 소인을 한다.
VCO (15) 는 적분회로 (13) 로부터의 제어 전압에 따라서 구동 주파수보다 2배 높은 주파수를 출력하기 위한 발진 회로이다. VCO (15) 는 두 개의 신호, 즉, 삼각파 fvco와 사각파 fCLK를 출력한다. 삼각파 fvco는 압전 변압기 (1) 의 구동 전압을 제어하기 위한 구동 회로 (5) 의 내부 블록인, 구동 전압 제어 회로 (7) 로 보내진다. 사각파 fCLK는 구동 회로 (5) 의 내부 블록인, 승압 회로 (8) 로 보내진다. 그의 주파수는 1/2 로 분리되고 각각의 주파수는 서로 반대의 위상을 가진 구동 펄스 Vg1과 Vg2가 된다.
구동 회로 (5) 는 DC 입력 전압 VDD으로 압전 변압기 (1)를 구동시키기 위한 사인파의 형태로 AC 전압을 발생시킨다. 구동 회로 (5) 는 구동 전압 제어 회로 (7) 와 승압 회로 (8)를 구비한다. 구동 전압 제어 회로 (7) 는 입력 전압 VDD의 변동시에도 일정한 구동 전압을 발생시킨다. 승압 회로 (8) 는 DC 입력 전압 VDD의 폭보다 넓은 폭을 가진 사인파를 발생시킨다.
승압 회로 (8) 는 주파수 분주 회로 (24) 와, 트랜지스터 Q1, Q2및, 코일 L1, L2를 구비한다. 이는 주파수 분주 회로 (24) 에 의해 주파수 소인 발진기 (4)의 VCO (15)에 의해 발생된 사각파 fCLK의 주파수를 분주시킨다. 결과적인 파형은 코일 L1, L2에 의해 다른 위상을 가진 사인 반파 Vd1, Vd2를 발생시키기 위해 트랜지스터 Q1,Q2를 교대로 스위칭하는데에 사용된다. 이러한 사인 반파는 압전 변압기 (1) 의 두 개의 주전극 (1a) 에 보내진다. 그들은 사인파와 동등하게 동작한다. 압전 변압기 (1) 는 출력 전압 V0을 부하 (2) 의 임피던스와 구동 주파수에 따른 승압비에 따라 2차 전극 (1b) 으로 보낸다.
구동 전압 제어 회로 (7) 는 비교기 (16) 와, 정류 회로 (17)와, 적분회로 (19) 및, 파형 형성 회로 (20) 를 구비한다. 적분회로 (19) 와 파형 형성 회로 (20) 는 포락선 발생 회로 (18) 를 구성한다. 구동 전압 제어 회로 (7) 는 변압기 (1)로부터 구동 전압 Vd1을 수신하고 이를 정류 회로 (17)에서 DC 전압 V1으로 변환시킨다. 일정한 전압 VH은 광도 조절 주기의 턴오프 시간을 포함한 동작 주기동안 적분회로 (19) 의 비반전점에 인가된다. 적분회로 (19) 는 상기 DC 전압 Vi과 상기 일정 전압 VH사이의 차를 조정하여 결과적으로 조정된 값을 출력 전압 VC으로서 비교기 (16) 에 보낸다. 비교기 (16) 는 주파수 소인 발진기 (4) 의 VCO (15) 로부터의 구동 주파수보다 2배 높은 주파수를 가진 삼각파 fVCO를 수신한다. 트랜지스터 Q3의 스위칭 듀티는 전압 VC에 따라 변화한다.
상기 언급된 동작은 도 9 에 도시된 타이밍 챠트를 참조로 설명된다. 삼각파 fVCO는 전압 VL과 전압 VH사이에서 변화한다. 도 9 는 3 가지 상태, 즉, 출력 전압 VCC이 하이, 중간 및 로우일때의 파형을 도시한다. 적분회로 (19) 의 출력 전압 VC이 삼각파 fVCO의 전압보다 낮을 때, 비교기 (16) 의 Vg3의 출력 전압은 0 이고 트랜지스터 Q3는 턴온된다. 예를 들면, 트랜지스터 Q3가 턴온되는 동안, 전류 iL1는 코일 L1을 통해 흐른다. 이러한 전류는 하기에 주어진 등식으로 표현된다.
i(t) = VDD×t/V1
즉, 전류 iL1는 시간 t 에 비례하여 증가한다. 트랜지스터 Q3가 턴오프될 때, 전류는 구동 전압 제어 회로 (7)에서 다이오드 D1를 경유하여 그라운드로부터 코일 L1을 통해 흐른다. 이 전류는 일정하게 유지된다. 트랜지스터 Q1가 다시 턴온될 때, 코일 L1을 통해 흐르는 전류는 시간 t에 비례하여 다시 증가한다. 트랜지스터 Q3가 턴오프될 때, 코일 L1내에 저장된 전류 에너지는 전압 에너지로서 방출된다. 압전 변압기 (1) 는 도 1b에서 전기 등가 회로로서 표현된다. 이러한 변압기는 변압기 (1) 의 코일 L1과 입력 캐패시티 Cd1에 주로 따르는 전압 공진 파형을 출력하도록 설정된다. 구동 전압 Vd1은 사인 반파가 된다.
구동 전압 Vd1의 최고치는 코일 L1의 충전 전류에 비례한다. 그러므로, 이러한 최고치는 트랜지스터 Q3의 턴온주기의 지속기간에 비례하여 증가한다. 전압 Vd1이 증가할 때, 정류 회로 (17) 의 출력 전압 Vi은 증가하고, 적분회로 (19) 의 출력 전압 VC은 감소한다. 이 경우, 비교기 (16) 로 보내지는 전압 Vg3의 로우 레벨의 지속기간은 짧아진다. 이 조건하에서, P 채널 트랜지스터 Q3의 턴온주기의 지속기간은 감소한다. 그러므로, 코일 전류의 최고치는 감소하고 일정한 값으로 유지된다. 상기 설명된 바와 같이, 압전 변압기 (1) 의 구동 전압은 입력 전압 VDD의 변화시에도 변하지 않는다.
다음으로, 광도 조절 동작이 하기에 설명된다. 광도 조절 전압이 최대일 때, 도 9 에 도시된 회로는 압전 변압기 (1)를 구동시키고 출력 전류는 부하 (2) 인 냉 음극 형광램프을 통해 계속해서 흐른다. 광도 조절 회로 (6) 는 상대적인 로우 주기의 주파수 (예를 들면, 210Hz)를 발생시키는 삼각파 발진기 (22) 와 비교기 (23)를 포함한다. 광도 조절 전압의 감소와 함께, 비교기 (23) 로부터의 출력은 로우레벨 신호로부터 하이 레벨 듀티가 점차로 증가하는 광도 조절 신호로 항상 바뀐다. 이 광도 조절 신호는 구동 전압 제어 회로 (7) 의 포락선 발생 회로 (18) 로 보내진다.
도 8 은 이러한 포락선 발생 회로 (18) 의 상세한 회로도를 도시한다. 포락선 발생 회로 (18) 는 적분회로 (19) 와 파형 형성 회로 (20)를 포함한다. 광도 조절 회로 (6) 로부터의 광도 조절 신호는 파형 형성 회로 (20)로 보내진다. 광도 조절 신호 레벨이 로우일 때, 캐패시터 Cenv는 일정한 전류원으로부터 기준 전압 VH로 충전된다. 광도 조절 신호 레벨이 하이가 될 때, 스위치 SW1및 SW2는 캐패시터 Cenv가 일정한 전류원을 통해 방전하도록 전환된다. 캐패시터 Cenv의 전압 Venv은 적분회로 (19) 의 비반전 입력점에 연결된다. 파형 형성 회로 (20) 로부터 적분회로 (19) 의 비반전 입력점으로 입력된 전압 Venv이 0 전위가 될 때, 하기의 동작이 발생된다. 적분회로 (19) 의 반전 입력점으로 입력된 전압 Vi은 압전 변압기 (1)를 구동시키기 위한 구동 전압 Vd1의 정류된 전압이고, 구동 전압 Vd1이 0 전위보다 높을 때, 적분회로 (19) 의 출력 전압 VC은 시간에 따라 점차로 감소하여, 비교기 (16) 의 출력 전압 Vg3의 로우레벨 주기는 짧아지고 트랜지스터 Q3가 턴온되는 주기는 짧아진다. 전압 Vi이 구동 전압 Vd1의 감소결과 최종적으로 0 전위가 될 때, 적분회로 (19) 의 출력 전압은 도 9 에 도시된 VCO(15)에 의해 출력된 삼각파 fVCO의 최저 전압레벨 VL과 동등하게 안정된다. 즉, 적분회로 (19) 는 비반전 입력점에 입력된 전압 Vi이 반전 입력점에 입력된 전압과 같게되도록 제어된다. 이는 가상 쇼트 상태로 불리는 것이다. 결과적으로, 정류 회로 (17) 의 출력 전압 Vi은 이 전압이 전압 Venv과 같게되도록 제어된다. 그러므로, 적분회로 (19) 로부터의 전압 VC은 Venv의 파형을 따르며, 압전 변압기의 구동 전압 Vd1및 Vd2는 캐패시터 Cenv의 전압 파형으로 변조된다.
포락선 발생 회로 (18) 의 비교기 (21) 는 저항에 의해 기준 전압 VH을 분할한다. 이는 전압 VH보다 약간 낮은 전압 VHL을 비반전 입력점으로 보낸다. 또한, 이는 반전된 입력을 캐패시터 Cenv에 인가한다. 결과적으로, 비교기 (21) 는 전압 Venv이 약간 낮아질때의 시간으로부터 이러한 전압이 그의 원래값으로 복귀할때의 시간까지의 기간동안 주파수 소인 발진기 (4)에서 HOLD 신호를 적분회로 (13)로 보낸다. 제어 전압은 주파수 소인 발진기 (4) 내의 VCO (15) 에서 유지된다. 압전 변압기 (1) 가 다시 구동될 때, 압전 변압기는 그의 주파수에서 동작할 수 있다.
도 10 은 상기 설명된 동작 파형을 도시한다. 광도 조절 신호 레벨이 로우일 때, 구동 전압 Vd1은 일정 레벨에서 출력되어 변압기 (1)를 구동시킨다. 광도 조절 신호 레벨이 하이가 될 때, SW1은 턴오프되고 스위치 SW2는 턴온된다. 그러므로, 전압 Venv은 일정한 전류 레벨에서 방전된후에 그라운드 전위로 아래로 떨어진다. 광도 조절 신호 레벨이 로우가 될 때, SW1은 턴온되고, 스위치 턴오프되며, 캐패시터 Cenv는 일정한 전류원으로부터 기준 전압 VH으로 충전된다. 상기 설명된 바와 같이, 캐패시터 Cenv의 전압 Venv은 사다리꼴파가 된다. 변압기 (1) 의 구동 전압 Vd1, Vd2은 이러한 사다리꼴파의 포락선으로 변조된다. 결과적으로, 트랜지스터 (1) 의 출력 전압 VO은 점차로 상승하고 그의 오버슈트는 감소한다. 출력 전류 iO도 같은 변화를 보여준다.
사다리꼴파의 상승 시간 tr과 하강 시간 tf은 아래에 주어진 방정식에 나타난 바와 같이, 일정한 전류원의 전류값 IC, 캐패시터 캐패시티 Cenv및 기준 전압 VH으로 표현된다.
tr, tf= Cenv× VH/Ic
이때, tr, tf는 구동 전압 대 압전 변압기 (1) 가 점차로 증가하고 감소할때의 기간이다. 결과적으로, 변압기 (1) 에 인가된 구동 주파수의 대역은 제한되고, 변압기 (1) 의 기생 발진은 억제되고 변압기 (1) 와 지지 장치 (25) 의 가청음의 발생은 감소될 수 있다.
상기 설명된 바와 같이, 상승 시간 tr과 하강 시간 tf이 눈이 깜빡임을 인식할 수 없는 범위내로 광도 조절 주기를 증가시킴으로서 더 길게 설정되면, 압전 변압기 (1) 의 구동 주파수내에 포함된 광도 조절 주파수의 고조파 성분을 감소시키고 변압기 (1) 의 기생 발진을 방지하는 것이 가능하다. 상승시간 tr과 하강시간 tf이 광도 조절 주기 tB동안 너무 길게 설정되면, 광도 조절 범위는 좁아지고, 그들은 변압기 (1) 의 가청음이 거의 들리지 않는 값으로 설정되어야 한다.
본 발명의 하나의 실시예는 도 7을 참조로 설명된다.
본 실시예의 경우에, 압전 변압기 (1) 는 115-120 kHz 의 주파수 범위내에서 구동된다. 길이가 220 mm 이고 직경이 3 mm 인 냉 음극 형광램프 (2) 은 약 10 의 승압비 AV에서 동작한다.
변압기 (1) 는 주전극 (1a) 에서의 최고치에서 2 위상 사인반파로 구동된다. 이러한 사인 반파는 120Vp-p의 구동 전압과 일치한다. 이 경우, 변압기 (1) 는 15V 보다 높은 입력 전압 VDD으로 동작될 수 있다. 1:2 의 권선비를 가진 자동변압기가 승압 회로 (8) 로 사용되면, 7V 보다 높은 입력 전압 VDD으로 변압기 (1)를 동작시키는 것이 가능하다. 입력 전압의 상위 한계는 회로 소자의 저항 전압으로 제한된다. 상위 제한은 20 볼트로 한다.
주파수 소인 발진기 (4) 는 압전 변압기 (1) 의 공진 주파수를 포함하는 110-130 kHz 의 주파수 범위를 소인할 수 있다. 광도 조절 회로 (6) 를 위해, 눈에 깜빡임을 주지 않는 60 kHz 보다 높은 주파수가 사용된다. 이러한 주파수는 간섭 노이즈의 발생을 방지하기 위해 칼라 액정 디스플레이 패널의 수직 주파수의 정수배와 ±10Hz 이상 떨어져 있어야 한다. 상기 수직 주파수가 59.94Hz 이면, 광도 조절 회로 (6) 의 광도 조절 주파수로서 210 Hz를 사용하는 것이 가능하다.
약 500 μs - 2 ms를 포함하는 주파수 범위가 포락선 발생 회로 (18) 의 상승 시간 tr과 하강 시간 tf에 대해 설정되고 가청음을 감소시키는 것이 필요할 때, 광도 조절 주파수는 150 Hz 로 설정되어야 하고 상승 시간 tr과 하강 시간 tf은 광도 조절 범위가 좁아지게 되는 문제를 피하기 위해 증가되어야 한다.
도 8 은 파형 형성 회로 (20)에서 사다리꼴 파를 사용하는 회로의 예를 도시한다. 이 회로는 두 개의 일정한 전류원과 캐패시터 Cenv를 사용한다. 일정한 전류원으로서 전류 미러 회로를 사용하는 것은 제어 전압에 의해 상승시간 tr과 하강 시간 tf을 변화시키는 것을 가능하게 한다. 즉, 이러한 회로의 구성을 바꿀 필요가 없을 때, 이것은 IC에서 쉽게 통합될 수 있기 때문에 전류 미러 회로를 사용하는 것이 바람직하다.
본 발명의 또다른 실시예가 하기에 설명된다. 상기 언급된 실시예의 경우에, 사다리꼴파가 포락선 파형으로 사용된다. 그러나, 본 실시예의 경우에, 지수 함수 파형이 포락선파형으로 사용된다. 동시에, 승압 회로와 포락선 회로는 변경되어 압전 변압기 (1) 의 불충분한 승압비를 증가시킨다.
도 12 는 본 발명에 사용되는 승압 회로 (8) 의 회로도를 도시한다. 이 도면에서, 도 2 에 도시된 승압 회로 (8)에서 코일 L1, L2은 전자기 변압기 T1, T2로 교체된다. 트랜지스터 Q1, Q2에 의해 발생된 전압 공진 파형 Vd1, Vd2은 전자기 변압기 T1, T2의 2차 권선의 권선비 (N+1) 에 비례하는 전압 Vs1, Vs2이다. 그러므로, 압전 변압기 (1) 의 불충분한 승압비는 전자기 변압기 T1, T2로 보상될 수 있으므로, 저 전압동작이 가능하다.
도 13 은 본 실시예에서 사용되는 포락선 발생 회로 (18) 의 회로도를 도시한다. 도 13에서, 포락선 발생 회로 (18) 는 저항(들)과 캐패시터(들) 에 의해 지수 함수 포락선 파형을 발생시키기위한 회로의 예이다. 이 회로에서, 캐패시터 Cenv는 저항(들)을 통해서 충전 및 방전된다. 이 파형 형성 회로 (20) 의 경우에, 포락선 파형은 상기 저항과 캐패시터의 시간상수에 따르는 지수 함수 파형이다. 그러므로, 광도 조절 주파수의 고조파 성분은 제거될 수 있다. 도 14 는 이러한 지수 함수 포락선 파형이 사용될 때 동작 파형을 도시한다. 도 12 에 도시된 지지 장치 (25) 의 고유 발진 주파수가 압전 변압기 (1)의 구동 주파수의 배수 및 배수 지수와 일치하는 기기적 공진 주파수를 갖는 주파수로 설정되면, 변압기 (1) 의 기생 진동은 포락선 발생 회로 (18) 에 의해 방지될 수 있다. 결과적으로, 가청음이 방지될 수 있다. 변압기 (1) 의 노드의 진동이 억제되기 때문에, 변압기 (1) 의 전극에 접속하기 위한 지지 장치 (25) 로서 우수한 유연성등을 가진 종래의 전도선을 사용할 필요가 없다. 즉, 변압기 (1) 는 스프링에 의해 고착될 수 있다. 그러므로, 지지를 위한 상부 및 하부 스프링이 장착된 변압기 패키지가 사용되어, 변압기 전극을 위한 용접과 땜납 과정을 불필요하게 한다.
본 발명의 상기 언급된 모든 실시예는 압전 변압기 (1) 의 2차 출력이 부하 (2) 에 대한 일정한 전류로서 인가되는 인버터이다. 그러나, 필요하면, 일정한 전류대신에 일정한 전압을 출력할 수 있도록 변압기를 설계하는 것이 가능하다. 이 경우에, 도 7에서 2차 전극 (1b)에서 정류 회로 (11) 까지 앞에 화살표를 가진 점선으로 표시된 것처럼, 변압기 (1) 의 출력 전압은 정류 회로에 직접 인가되어 이러한 출력 전압을 기준 전압 Vref과 직접 비교한다.
상기 언급된 실시예에서, 냉 음극 형광램프은 칼라 액정 디스플레이 패널에 대한 백라이트로서 인버터의 부하로 사용되고 그의 광도는 조절된다. 그러나, 본 발명은 이러한 실시예들에 제한되지 않는다. 상기 설명으로부터, 본 발명은 압전 변압기가 PWM시스템으로 구동되고 동일한 효과가 얻어질 수 있는 어떤 인버터에도 적용될 수 있다는 것은 명백하다.
상기 설명된 바와 같이, 본 발명에 따라서, PWM 시스템으로 제어되는 압전 변압기-인버터의 가청음의 발생이 감소되며, 압전 변압기의 지지 장치의 구성이 단순화되어, 압전 변압기의 생산성 향상과 비용절감이 성취된다.
부가적으로, 적분회로내에 통합시키기에 적합한 소형의 경량 압전 변압기를 제공하는 것이 가능하다.

Claims (11)

  1. 압전 변압기가 제 1 주파수보다 낮은 제 2 주파수의 2진 펄스로 제 1 주파수를 시간 분주함으로써 얻어진 파형을 가진 구동 전압으로 구동되는 PWM 시스템으로 압전 변압기-인버터를 구동시키는 방법에 있어서,
    상기 제 1 주파수 성분내에 포함된 상기 제 2 주파수 성분의 고조파 성분은 상기 구동 전압 파형의 포락선의 경사를 감소시킴으로서 억제될 수 있는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 구동방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 사다리꼴파가 상기 구동 전압의 포락선 파형으로 사용되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 구동방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 지수 함수파가 상기 구동 전압의 포락선 파형으로 사용되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 구동방법.
  4. 압전 변압기-인버터의 제어 회로에 있어서,
    외부에서 공급된 DC 전압으로부터 유도된 제 1 주파수의 AC 전압으로 압전 변압기를 구동시키는 구동 회로와, 상기 구동 회로의 구동 주파수를 결정하기 위한 주파수 소인 발진기와, 상기 압전 변압기로부터의 출력 전류를 기준값과 비교함으로써 상기 주파수 소인 발진기의 주파수 소인 방향을 결정하기 위한 부하 전류 비교 회로 및, 상기 변압기를 제 2 주파수로 시간분주 구동시키기위한 듀티 가변 펄스 발진기를 구비하며,
    시간 분주된 구동 전압 파형의 포락선의 경사를 감소시키기 위한 포락선 발생 회로가 설치되어 상기 제 1 주파수내에 포함된 상기 제 2 주파수 성분의 고조파 성분을 억제하고, 상기 압전 변압기는 상기 포락선 발생 회로에서 변조된 구동 전압에 의해 구동되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 제어회로.
  5. 제 4 항에 있어서, 사다리꼴파가 상기 포락선 발생 회로에 의해 발생된 압전변압기의 구동 전압의 포락선 파형으로 사용되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 제어회로.
  6. 제 4 항에 있어서, 지수 함수파가 상기 포락선 발생 회로에 의해 발생된 압전 변압기의 구동 전압의 포락선 파형으로 사용되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 제어회로.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 포락선 발생 회로는 캐패시터의 일정한 전류 충전 및 방전에 의해 사다리꼴파를 발생시키기 위한 파형 형성 회로와 적분회로를 구비하며, 상기 파형 형성 회로에 의해 발생된 사다리꼴파는 상기 적분회로내에서 제 1 주파수의 상기 구동 전압으로 변조되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 제어회로.
  8. 제 7 항에 있어서, 전류 미러 회로가 상기 일정한 전류원으로 사용되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 제어회로.
  9. 제 6 항에 있어서, 상기 포락선 발생 회로는 저항과 캐패시터에 의해 지수파를 발생시키기 위한 파형 형성 회로와 적분회로를 구비하며, 상기 파형 형성 회로에 의해 발생된 지수파는 상기 적분회로내에서 제 1 주파수의 상기 구동 전압으로 변조되는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터 제어회로.
  10. 압전 효과를 사용하여 1차측에 인가된 AC 전압을 2차측에 출력하는 압전 변압기와 제 4 항에 기재된 제어회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 압전 변압기는 지지 장치를 구비하며, 상기 지지 장치는 상기 압전 변압기의 진동 노드들을 지지하고 상기 압전 변압기를 구동시키기위한 제 1 주파수의 정수배와 정수 지수로부터 떨어져 있는 공진 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 압전 변압기-인버터.
KR1019970040287A 1996-08-23 1997-08-22 압전 변압기-인버터 및 그의 제어 회로와 구동 방법 KR100268507B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP96-222335 1996-08-23
JP8222335A JP2845209B2 (ja) 1996-08-23 1996-08-23 圧電トランスインバータ及びその制御回路並びに駆動方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR19980018927A true KR19980018927A (ko) 1998-06-05
KR100268507B1 KR100268507B1 (ko) 2000-10-16

Family

ID=16780740

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019970040287A KR100268507B1 (ko) 1996-08-23 1997-08-22 압전 변압기-인버터 및 그의 제어 회로와 구동 방법

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5923546A (ko)
JP (1) JP2845209B2 (ko)
KR (1) KR100268507B1 (ko)
TW (1) TW364216B (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100760941B1 (ko) * 2004-09-23 2007-09-21 엘지.필립스 엘시디 주식회사 백라이트 유닛 및 그의 구동 방법
KR100944194B1 (ko) * 2005-03-31 2010-02-26 후지쯔 가부시끼가이샤 교류 전원 장치

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3050203B2 (ja) * 1998-04-27 2000-06-12 株式会社村田製作所 圧電トランスインバータ
JP3269460B2 (ja) * 1998-07-29 2002-03-25 日本電気株式会社 圧電トランス駆動回路及び駆動方法
JP3061050B1 (ja) * 1999-04-16 2000-07-10 株式会社村田製作所 圧電トランスインバ―タ
US6946806B1 (en) 2000-06-22 2005-09-20 Microsemi Corporation Method and apparatus for controlling minimum brightness of a fluorescent lamp
JP3425716B2 (ja) * 1999-04-22 2003-07-14 株式会社村田製作所 放電灯装置
WO2001014945A1 (en) 1999-08-20 2001-03-01 Texas Instruments Incorporated Control circuit for piezo transformer based fluorescent lamp power supplies
US6154375A (en) * 1999-10-08 2000-11-28 Philips Electronics North America Corporation Soft start scheme for resonant converters having variable frequency control
JP2001159881A (ja) * 1999-12-02 2001-06-12 Nec Corp 液晶表示コントローラ並びに液晶表示装置
US6307765B1 (en) 2000-06-22 2001-10-23 Linfinity Microelectronics Method and apparatus for controlling minimum brightness of a fluorescent lamp
JP3788214B2 (ja) * 2000-08-15 2006-06-21 株式会社村田製作所 放電管点灯用高圧電源装置の異常保護回路
EP1220435A3 (en) * 2000-12-21 2003-07-09 Alcatel Switched power converter
JP2002203689A (ja) * 2000-12-28 2002-07-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 圧電トランスを用いた冷陰極蛍光管の駆動装置及びその駆動方法
US6545513B2 (en) * 2001-05-17 2003-04-08 Denso Corporation Electric load drive apparatus
US6639367B2 (en) 2002-02-27 2003-10-28 Texas Instruments Incorporated Control circuit employing preconditioned feedback amplifier for initializing VCO operating frequency
JP4970704B2 (ja) 2002-09-04 2012-07-11 三星電子株式会社 液晶表示装置用インバータ
TW200425628A (en) * 2002-11-25 2004-11-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Driving method and driving circuit for piezoelectric transformer, cold-cathode tube light-emitting apparatus, liquid crystal panel and device with built-in liquid crystal panel
US7187139B2 (en) 2003-09-09 2007-03-06 Microsemi Corporation Split phase inverters for CCFL backlight system
US7468722B2 (en) 2004-02-09 2008-12-23 Microsemi Corporation Method and apparatus to control display brightness with ambient light correction
US7112929B2 (en) 2004-04-01 2006-09-26 Microsemi Corporation Full-bridge and half-bridge compatible driver timing schedule for direct drive backlight system
US7755595B2 (en) 2004-06-07 2010-07-13 Microsemi Corporation Dual-slope brightness control for transflective displays
EP1767066A1 (en) * 2004-07-02 2007-03-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and circuit for driving back a light emitter of a display apparatus
KR101126402B1 (ko) * 2005-06-13 2012-03-28 엘지디스플레이 주식회사 액정표시장치 및 그의 구동방법
JPWO2008001506A1 (ja) * 2006-06-29 2009-11-26 株式会社タムラ製作所 圧電トランスの調光騒音低減回路
US7569998B2 (en) 2006-07-06 2009-08-04 Microsemi Corporation Striking and open lamp regulation for CCFL controller
WO2008012942A1 (fr) * 2006-07-26 2008-01-31 Tamura Corporation Circuit de réduction de bruit de réglage lumineux à transformateur piézoélectrique
DE102006035071A1 (de) * 2006-07-28 2008-01-31 Minebea Co., Ltd., Kitasaku Vorrichtung und Verfahren zur Einstellung der Helligkeit einer Hintergrundbeleuchtung
JP2008192492A (ja) * 2007-02-06 2008-08-21 Taiyo Yuden Co Ltd ランプ駆動制御装置および方法およびこれに組み込まれる信号処理回路および液晶バックライト駆動装置
US8111003B2 (en) * 2007-11-19 2012-02-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Backlight assembly, display apparatus having the same and control method thereof
US8093839B2 (en) 2008-11-20 2012-01-10 Microsemi Corporation Method and apparatus for driving CCFL at low burst duty cycle rates
JP4902708B2 (ja) * 2009-08-27 2012-03-21 株式会社沖データ 電源装置及び画像形成装置
JP5585045B2 (ja) * 2009-10-22 2014-09-10 セイコーエプソン株式会社 放電灯点灯装置、プロジェクター、及び放電灯の駆動方法
US8305200B2 (en) 2009-12-02 2012-11-06 Analog Devices, Inc. Reactive networks to reduce acoustic noise and ensure maximum efficiencies in driving piezoelectric elements in haptic applications
DE102010029177A1 (de) * 2010-05-20 2011-11-24 Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg Treiber für ein Leistungshalbleitermodul
GB2480822B (en) * 2010-06-01 2017-05-17 Global Inkjet Systems Ltd Driver circuit
EP2755315A1 (en) 2013-01-11 2014-07-16 Alstom Technology Ltd Hybrid modular converter
EP2887529A1 (en) 2013-12-23 2015-06-24 Alstom Technology Ltd Modular multilevel converter leg with flat-top PWM modulation, converter and hybrid converter topologies
US9577516B1 (en) * 2016-02-18 2017-02-21 Advanced Energy Industries, Inc. Apparatus for controlled overshoot in a RF generator
CN109075249A (zh) 2016-04-25 2018-12-21 皇家飞利浦有限公司 Eap致动器和驱动方法
EP3367452A1 (en) * 2017-02-28 2018-08-29 Koninklijke Philips N.V. Electroactive material actuator and drive method
US10991498B2 (en) 2017-09-19 2021-04-27 Paccar Inc Sine pulse actuation, and associated systems and methods
EP3800772B1 (en) * 2019-10-04 2022-11-30 Hamilton Sundstrand Corporation Damper for power train

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0245432B2 (ja) * 1985-01-31 1990-10-09 Pfu Ltd Sofuto*sutaatohoshiki
US5548189A (en) * 1992-03-26 1996-08-20 Linear Technology Corp. Fluorescent-lamp excitation circuit using a piezoelectric acoustic transformer and methods for using same
EP0665600B1 (en) * 1994-01-27 1999-07-21 Hitachi Metals, Ltd. Discharge tube driving device and piezoelectric transformer therefor
JPH0810767A (ja) * 1994-06-27 1996-01-16 Nippon Intec Kk 電解水生成機用電源
JP2751842B2 (ja) * 1994-10-05 1998-05-18 日本電気株式会社 圧電トランスの駆動回路および駆動方法
JP2757810B2 (ja) * 1995-03-08 1998-05-25 日本電気株式会社 電源装置
JP2718392B2 (ja) * 1995-03-28 1998-02-25 日本電気株式会社 圧電トランスの駆動回路
JP3119154B2 (ja) * 1995-07-06 2000-12-18 日立金属株式会社 圧電トランス及びそれを用いた電力変換装置
EP0758159B1 (en) * 1995-08-07 2002-04-10 Nec Corporation Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal
JPH0973990A (ja) * 1995-09-04 1997-03-18 Minebea Co Ltd 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置
JP2778554B2 (ja) * 1995-10-12 1998-07-23 日本電気株式会社 圧電トランス駆動回路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100760941B1 (ko) * 2004-09-23 2007-09-21 엘지.필립스 엘시디 주식회사 백라이트 유닛 및 그의 구동 방법
KR100944194B1 (ko) * 2005-03-31 2010-02-26 후지쯔 가부시끼가이샤 교류 전원 장치
US7724544B2 (en) 2005-03-31 2010-05-25 Eiichi Mori AC power supply apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
JP2845209B2 (ja) 1999-01-13
US5923546A (en) 1999-07-13
KR100268507B1 (ko) 2000-10-16
JPH1066353A (ja) 1998-03-06
TW364216B (en) 1999-07-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR19980018927A (ko) 압전 변압기-인버터 및 그의 제어 회로와 구동 방법 (piezoelectric transformer-inverter and control circuit and driving method thereof)
US6075325A (en) Inverter and method for driving a plurality of cold cathode tubes in parallel
KR100233192B1 (ko) 압전 트랜스 구동 회로
US5895984A (en) Circuit arrangement for feeding a pulse output stage
EP0922324B1 (en) Control circuit and method for piezoelectric transformer
KR100261613B1 (ko) 인버터회로를 이루는 전자부품으로부터 생기는 열을 감소시킬수 있는 압전 변압기를 구동하는 구동회로
EP1768468A2 (en) High intensity discharge lamp lighting device and illumination apparatus
JPH10127058A (ja) 圧電トランスの駆動回路
JP2002511181A (ja) 蛍光ランプの調光可能な動作のための回路装置
JPH10228993A (ja) 圧電トランスインバータ装置
EP2222141B1 (en) Discharge lamp lighting circuit for AC-driving a discharge lamp
JPH09180880A (ja) Ｅｌ素子駆動回路およびこれを用いるｅｌ素子照明装置
JPH08237959A (ja) 電源回路
US7023142B2 (en) Light modulation method and apparatus for cold cathode fluorescent lamps
US8941321B2 (en) Discharge lamp lighting device, and illumination apparatus and vehicle including same
KR100475354B1 (ko) 유전체 배리어 방전램프 광원장치
KR20030082401A (ko) 조명 시스템
JP2916927B2 (ja) 発振回路のサージ電圧吸収回路
JP3758342B2 (ja) 放電灯点灯装置
JPH09283292A (ja) 無電極放電灯点灯装置および照明装置
KR100314909B1 (ko) 형광램프 점등장치
KR200239224Y1 (ko) 스위치 모드 전원 공급 장치
JP2598149B2 (ja) 放電灯点灯装置
JPH06318496A (ja) 放電灯点灯装置
JP2000133484A (ja) 放電管駆動回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130621

Year of fee payment: 14

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140630

Year of fee payment: 15

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150619

Year of fee payment: 16

LAPS Lapse due to unpaid annual fee