KR101032493B1

KR101032493B1 - 스위칭 전원장치

Info

Publication number: KR101032493B1
Application number: KR1020047018441A
Authority: KR
Inventors: 코지 우메츠
Original assignee: 소니 주식회사
Priority date: 2003-03-28
Filing date: 2004-03-03
Publication date: 2011-05-04
Also published as: WO2004088829A1; KR20050109045A; JP3938083B2; US7035121B2; TW200507427A; US20050162874A1; CN100372222C; JP2004304886A; CN1698256A; TWI233252B

Abstract

콘센트(11)로부터 공급되는 교류전원을 입력필터(12)를 통하여 정류회로(13)에서 정류하고, 트랜스(14)의 1차 코일(N1)에 공급함과 동시에, 스위칭 소자(Q1)에 의해서, 소정의 타이밍으로 온·오프 제어하는 제어회로(19)가 설치되어 있다. 이 제어회로(19)에는 트랜지스터(Q2)를 통하여 부하회로(15)의 전력상태를 나타내고 있는 FB신호가 공급됨과 동시에, 트랜스의 3차 코일의 정류전압(V3)과 기준전압(REF3)이 비교기(20)로 비교되고, 그 오차신호에 의해서 트랜지스터(Q2)가 제어된다. 그 때문에, 급격한 부하 변동에 대하여 3차 코일로부터 공급되는 제어회로용의 전압강하를 방지 및 출력전압(Vo)이 크게 변화하지 않도록 할 수 있다.

Description

스위칭 전원장치{Switching power supply apparatus}

본 발명은, 예를 들면 스위칭 소자에 의해서 직류 전원을 단속하고, 교번 신호를 얻음과 동시에, 그 교번 신호를 정류·평활하는 것에 의해서 임의의 직류 전력을 얻을 때에 매우 적합한 스위칭 전원장치에 관한 것이다.

근래, 고주파의 비교적 큰 전류 및 전압에 견디는 스위칭 소자 및 디바이스의 개발에 의해, 상용 전원으로부터 비교적 용이하게 직류 전력으로 변환할 수 있는 스위칭 전원장치가 보급되고 있다.

도 1은 이러한 스위칭 전원의 일례를 블록도로 나타낸 것이다.

이 도면에 있어서, 부호(11)는 상용 전원에 접속되는 커넥터, 부호(12)는 스위칭 전원이 발생하는 노이즈를 제거하는 입력 필터, 부호(13)는 정류 다이오드에 의해서 교류 전원을 정류하여 직류 전압(Vin)을 얻는 정류회로이다.

부호(14)는 1차 코일(N1), 2차 코일(N2) 및 3차 코일(N3)은 가지고 있는 트랜스(T1)이며, 부호(15)는 이 트랜스(T1)(14)의 2차 코일에 유도되는 교번 전력이 정류 다이오드(D3) 및 평활 콘덴서(C2)에 의해서 직류의 출력전압(Vo)으로 변환되어 공급되고 있는 부하회로(기기 장치)이다.

이 부하회로(15)는, 2차 전지를 설치하고, 부하회로가 동작 정지상태에 있어 서는 2차 전지에 충전을 실시하도록 동작하고, 한편 부하회로가 동작 상태에 있어서는 부하회로가 동작하기 위한 전력을 공급하여 동작하는 전자기기(예를 들면, 디지털 카메라, 비디오 카메라, 소형 TV등)가 있다.

부호(16 및 17)는 출력전압(Vo) 및 출력전류(Io)를 검출하기 위한 연산증폭기(OP1, OP2), 부호(18)는 상기 연산증폭기(16, 17)의 검출신호가 다이오드(D1, D2)를 통하여 입력되고 있는 포토다이오드(photodiode)와, 포토트랜지스터(phototransistor)로 이루어지는 포토커플러(photocoupler)(PH1)이며, 상기 연산증폭기(OP1, OP2)의 출력이 부하전력을 검출하는 검출수단의 신호가 되고, 상기 포토커플러(PH1)가 포토다이오드로부터 포토트랜지스터에 전달되어, 제어회로(19)의 FB단자에 접속되고, 스위칭 소자가 되는 트랜지스터(Q1)의 온 오프 제어를 실시하는 제어신호로서 공급되고 있다.

또한, 스위칭 소자(Q1)는 MOSFET에 의해서 구성할 수 있다.

또, 통상 IC회로로 구성되어 있는 제어회로(19)에는, 3차 코일(N3)에 유도되는 전력이 다이오드(D4), 평활 콘덴서(C1)로 이루어지는 정류회로를 거쳐서 공급되고 있다.

이하, 상기한 바와 같은 스위칭 전원의 동작을 설명한다.

상기, 교류전원을 정류한 직류전압(Vin)으로부터는 기동저항(Rp)을 통하여 제어용의 IC회로에 미소한 기동전류를 흐르게 하여 제어회로(19)의 전압(Vcc)이 동작영역으로 이행하면, 제어회로(19)로부터 출력되는 구동펄스에 의해서, 예를 들면, 발진 주파수가 100kHz에서 트랜스(T1)(14)의 1차 코일(N1)에 흐르는 전류를 스위칭 소자(Q1)에 의해서 단속한다.

이하, 본 전원을 플라이백(flyback) 방식의 전원으로서 설명하면, 예를 들면, 스위칭 소자(Q1)가 온일 때 1차 코일(N1)에 축적된 전자(電磁) 에너지가, 스위칭 소자(Q1)의 오프시에 트랜스(T1)(14)의 2차측 코일(N2) 및 3차 코일(N3)에 전력을 유도한다.

상기 스위칭 전원의 출력전압 제어는, 2차측 코일(N2)로부터 유도된 전압을 다이오드(D3), 평활 콘덴서(C2)로 정류하고, 이 출력전압(Vo)을 연산증폭기(OP1)(16)의 -단자에 입력하는 것과 동시에, 연산증폭기(OP1)(16)의 +단자에는, 기준전압(REF1)이 입력되고 있고, 상기 출력전압(Vo)과 비교되어, 기준전압(REF1)과의 오차신호가 다이오드(D1)를 경유하여 포토커플러(PH1)(18)에 접속된다.

그리고, 상기 전압의 오차신호는 포토커플러(PH1)(18)에 의해 2차 측으로부터 1차 측에 송달되고, 제어회로(19)의 내부에 구성되어 있는 펄스폭 변환회로(PWM： pulse width modulation)에 의해 1차측의 스위칭 소자(Q1)의 온(on) 기간을 제어하여 2차 측으로의 전력을 제어한다.

결과, 상기 2차측의 기준전압이 되는 연산증폭기(16)의 기준전압(REF1)에 의해 설정된 출력전압으로 제어한다.

한편, 상기 부하회로(15)에 유입하는 출력전류(Io)는, 저저항으로 구성되어 있는 저항(R1)을 흐르고, 저항(R1)에 흐른 전류량은 전압변환되어, 연산증폭기(OP2)(17)의 +단자에 기준전압(REF2)을 통하여 접속된다.

연산증폭기(OP2)(17)의 -단자는, 상기 기준전압(REF2)이 접속된 저항(R1) 단자의 다른 한쪽의 단자에 접속되어 있고, 이 기준전압(REF2)과 상기 저항(R1)에 흐르는 전류량이 비교된다.

그리고, 연산증폭기(OP2)(17)는 기준전압(REF2)으로 설정되는 전류량과 저항(R1)에 흐르는 전류량을 비교하고, 그 오차신호가 다이오드(D2)를 경유하여 포토커플러(PH1)(18)에 입력된다. 이 출력전류의 오차신호는 상기 전압 제어시와 동일하게, 출력전류(Io)가 기준전압(REF2)으로 설정되는 소정의 전류량이 되도록 1차측의 제어회로(IC회로)(19)가 스위칭 소자(Q1)의 단속비를 제어한다.

이상과 같이, 연산증폭기(OP1)(16)는, 출력전압(Vo)을 소정의 전압으로 제어하고, 연산증폭기(OP2)(17)는 출력전류(Io)를 소정의 전류가 되도록 제어하는 검출수단을 형성하고 있다.

이상의 동작을 기본으로 출력전류(Io)가 부하회로(15)에 흐르지 않는 무부하(無負荷) 시의 동작에 대하여 설명한다.

통상, 부하전류(Io)가 흐르고 있는 경우는, 제어회로(19)(PWM IC 제어회로)는, 어느 소정의 기본 발진 주파수, 예를 들면, 기본 주파수인 100kHz에서 발진을 반복하도록 제어되고, 부하전력에 대응하여 스위칭 소자(Q1)의 온 기간을 PWM 제어하고 있다.

한편, 무부하시의 경우에는, 후에 서술하는 바와 같이 펄스폭이 최소의 펄스 기간에서 상기 기본 주파수를 저주파 측에 시프트 하여 저주파 발진이 되도록 제어한다. 이러한 타이밍에 있어서의 스위칭 소자(Q1)의 베이스 파형과 컬렉터 파형을 도 2의 파형에 나타낸다.

부하전류가 흐르고 있을 때는, 제어회로(19)(PWM 제어회로)로부터 출력되는 스위칭 소자(Q1)의 베이스 파형은, 예를 들면, fl(100 kHz)로 발진하고 있지만, 최소 펄스폭에 가까운 무부하시가 되면, 발진 주파수는 감소하여, 예를 들면, f2(20 kHz)에서 발진한다. 이것은, 무부하시에 있어서도 연산증폭기(16, 17), 포토커플러(18) 등의 구동전력 및 제어회로(19)를 동작상태로 하는 구동전력이 필요하고, 즉, 출력전압을 소정의 전압으로 제어하도록 스위칭 소자(Q1)의 온 기간은 일정하고 오프 기간을 가변 제어하며, 결과적으로 OFF 기간을 가변 제어하여 발진 주파수가 감소하도록 하고 있다.

특개평 10-14217호 공보는, 경(輕)부하시에(부하의 크기를 검출) PFM(주파수 저하) 제어를 실시한다고 하는 내용이지만, 그때의 ON 펄스폭, 교류입력전압 등에 대해서는 명기되어 있지 않다.

이하, 이러한 제어에 대한 문제점을 도 3 및 도 4에 의해 설명한다.

도 3에 있어서, 횡축에 부하측의 2차 코일의 전류변화 타이밍에 대한 포토커플러(18)로부터 출력되는 부하전력의 검출신호(FB 단자전압), 스위칭 소자(Q1) 컬렉터 및 베이스 전압파형의 변화가 나타나 있다.

도 3에 있어서, 기기가 동작상태로 2차 측에 Max 부하전류(예 2A)가 흐르고 있는 모드로부터, 기기가 스탠바이 모드가 되는 경우를 나타내고, 부하전류가 비교적 완만하게 감소하는 경우는, FB 단자전압도 높은 전압치로부터 완만하게 전압이 강하하는 Min 부하동작으로 변화한다.

이 기간은, 전원의 전력 변환은 기본 주파수(예 100 kHz)로 동작하고, 스위칭 소자의 ON시간만을 짧게 하는 펄스폭 변환동작(PWM 제어)으로 되어 있다.

다음에 또한 부하전류가 감소하는 것으로, FB 단자전압도 저하해 가고, 이 FB 전압치가 주파수 가변(VCO) 개시전압(본 예에서는 1V로 설정) 레벨 이하로 전압이 강하하면, 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 저주파로 저하하는 주파수 가변동작이 된다. 또, 이 시점에서 3차 코일의 직류전압(V3)도 저하를 시작한다. 그리고, 본 발명의 실시예에서는 무부하시(대기시)에는, 예를 들면, 발진 주파수가 1.5 kHz에서 무부하시 동작에서의 동작이 안정화하도록 하고 있다.

다음에 급격한 부하변동이 발생했을 경우에 대해서, 도 4의 파형을 참조하여 설명한다.

상기, 기기 동작시의 Max 동작시(예 2 A) 상태가, 기기의 파워 오프 등에 의해 급격하게 부하전류가 감소하고, 부하전류 제로의 무부하시 동작이 되는 경우, 상기 Max 부하전류가 흐르는 것으로 발생한 전압강하분이, 부하전류 제로가 되면 출력전압에 중첩하는(부하전류 제로로 한 포인트) 결과, 2차측의 전압이 일순간, 제어출력전압치(Vo) 이상이 되어 2차측으로의 전력변환을 일단 정지한다. 이때의 전력변환을 제어하고 있는 신호인 FB(피드백) 전압치는, 도 4에서 볼 수 있듯이, 부하전류 제로시에 급격하게 H레벨로부터 L레벨로 강하함과 동시에, 출력정지전압 레벨보다 강하하는 것에 의해 전력변환 정지(스위칭 주파수 정지)가 발생한다.

즉, 이 시점에서 전력 변환용 IC의 출력(스위칭 소자(Q1)의 온 펄스)은 발진 정지에 의해서 OFF상태로 된다.

전력변환이 정지하는 것으로 3차 코일 전압(V3)의 전압도 서서히 강하를 시작하고, 이 전압(V3)도 제어회로(19)를 구성하는 IC 동작정지전압(예를 들면, 9V) 이하까지 강하하는 것이 된다.

이 제어회로용의 IC회로는, IC 동작정지전압이 되면 상기 FB 전압이 만일 출력정지전압치보다 높아져도 동작은 정지상태인 채로 된다.

이상에서, 제어 IC는 동작정지전압 이하가 되고, 재차 기동회로에 의한 기동개시의 동작이 개시된다.

이 기동은, 앞의 도 1의 Rp저항에 의해 기동전류가 제어회로(19)에 흘러들어가고, 어느 시간을 경과한 후에 제어회로(19)의 IC회로의 동작범위(동작개시전압), 본 실시예에서는 16V가 되면, 출력전압의 상승을 개시한다. 이 3차 코일의 정류전압(V3)은, 도 4에 나타내고 있듯이, 예를 들면, V3=16V 이상이 되어 IC동작이 개시되는 것이며, 그 시점에서 처음으로 2차 코일, 3차 코일로의 전력변환이 개시된다.

이러한 IC회로를 사용한 제어회로(19)는 이상과 같은 동작 특성을 가지고 있으므로, 제어회로(19)를 구성하는 IC회로의 동작이 정지하여 기동 개시할 때까지의 시간에 있어서, 점선으로 나타내고 있듯이 2차측의 기기가 제어되는 파워 온을 실시했을 경우는, 부하 전류는 급격하게 증가하지만, 제어회로(19)는 동작 정지중이기 때문에 전력 전송을 하지 않고, 결과, 점선과 같이 출력전압(Vo)이 이 파워 온 시점에서 강하하고, 기동 개시 후에 서서히 상승한다. 그 때문에, 이 기간은 기기의 동작도 개시할 수 없게 된다고 하는 문제가 발생한다.

이와 같이, 부하가 되고 있는 기기가 동작 개시하는 순간에 전원의 출력전압이 강하하는 경우, 기기 측의 시스템 마이크로 컴퓨터의 리셋 에러나 기기에 대해서 불안정한 동작을 발생시키는 요인이 된다.

또, 근래 기기 측의 소비전류 저감화가 진행되고, 스탠바이 시에 있어서도 부하전류가 제로에 가까운 저소비화 기기가 상품화되고 있어, 스탠바이 모드가 출력전압의 강하에 의해서 동작정지 모드로 되고, 기기 상태를 계속하여 기억하고 있는 소자도 리셋하는 것이 된다.

예를 들면, 비디오카메라 등에 있어 주기적으로 녹화하는 경우, 녹화가 일단 종료하면 저소비화를 위해 스탠바이 시와 같은 제로전류 모드가 되면, 기기 동작은 리셋되어 녹화를 계속할 수 없는 것이 되어 버린다.

본 발명은 이상과 같은 기기측의 기동이나 정지 등이 급격한 부하 변동에 대해 안정적인 출력전압을 공급하는 스위칭 전원장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 스위칭 전원은 이러한 문제점을 해소하기 위해 이루어진 것으로,
교류전압에서 직류전압으로 변환하는 정류회로와, 이 정류회로로부터 얻어진 직류전압을 트랜스의 1차 코일을 경유하여 단속(斷續)하는 스위칭 소자와, 상기 스위칭 소자의 단속에 의해서 상기 트랜스의 1차 코일에 공급되는 전력에 대응하는 전력을 유도하는 2차 코일 및 3차 코일을 가지고, 상기 2차 코일로부터 출력된 전력을 정류·평활하여 2차측의 부하회로에 공급하는 전력변환수단과, 상기 3차 코일로부터 얻어진 전력을 정류·평활한 직류전압에 의해서 구동되고, 상기 2차 코일로부터 상기 부하회로에 공급되는 전력을 소정의 전압 및 전류로 제어하기 위한 제어신호 검출수단과, 상기 검출수단에서 검출된 제어신호에 근거하여 상기 2차측에 공급되는 전력을 소정치가 되도록 상기 스위칭 소자의 온(on) 기간을 제어하는 발진부 및 PWM 변조부가 설치된 제어회로를 갖춘 스위칭 전원장치에 있어서,
상기 3차 코일로부터 얻어진 직류전압과 기준전압을 비교하는 비교수단과, 상기 검출수단의 제어신호를 상기 제어회로에 공급하는 회로를 설치하고,
상기 3차 코일의 직류전압이 상기 제어회로의 최저 동작전압치 이상이 되도록 설정함과 동시에, 상기 부하회로의 급격한 파워 오프에 의해 발진(發振) 정지상태가 되고, 상기 최저 동작전압 이하가 되었을 경우, 상기 비교수단으로부터 출력되는 신호에 근거하여 상기 제어회로의 발진 정지상태를 해제하여, 스위칭 소자의 온 기간을 제어하도록 구성한 것을 특징으로 하는 것이다.

도 1은, 통상의 스위칭 전원의 원리도를 나타내는 블록도이다.

도 2는, 스위칭 소자의 구동펄스와, 출력 파형도를 나타낸다.

도 3은, 부하회로의 전류가 변화했을 때의 제어신호(FB)와 온 펄스 폭의 관계를 나타내는 파형도이다.

도 4는, 부하회로의 파워가 급격하게 오프 되었을 때의 각 부의 파형도이다.

도 5는, 본 발명의 스위칭 전원장치의 일례를 나타내는 블록 회로도이다.

도 6은, 스위칭 소자 구동 제어회로(IC)의 위치예를 나타내는 블록 회로도를 나타낸다.

도 7은, 제6도의 각 부의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 8은, Vcc전압과 발진 주파수 및 FB단자전압의 관계를 나타내는 그래프이다.

도 9는, 기동 및 과도적인 부하변동모드에 있어서의 Vcc전압의 변화를 나타내는 그래프이다.

도 10은, 과도적인 부하 변동시에 대응하는 각 부의 전압 및 신호의 파형도를 나타낸다.

본 발명의 스위칭 전원장치의 하나의 실시예를 도 5의 블록 회로도로서 나타낸다.

이 도면에 있어서 먼저 나타낸 도 1과 동일 부분은 동일 부호로 되고 상세한 설명을 생략한다.

즉, 상용의 교류 전원의 커넥터(11), 입력필터(12), 정류회로(13)를 경유하여 직류전원으로 변환되고(Vin), 예를 들면, 발진 주파수가 100kHz에서 트랜스(T1)(14) 1차 코일(N1)에 흐르는 전류를 스위칭 소자(Q1)가 제어하고, 트랜스(T1)(14)의 2차측 코일(N2) 및 3차 코일(N3)에 전력을 유도한다.

상기 2차측 코일(N2)로부터 유도된 전압은, 다이오드(D3), 콘덴서(C2)의 정류회로에서 직류전압원(Vo)으로 변환되고, 다음 단의 부하회로(전자기기 장치)(15)에 전력이 공급된다.

이 출력전압(Vo)은 연산증폭기(OP1)(16)의 -단자에 입력된다.

한쪽 연산증폭기(OP1)(16)의 +단자에는 기준전압(REF1)이 입력되고 있고, 상기 출력전압(Vo)과 비교되어, 기준전압과의 오차신호가 다이오드(D1)를 경유하여 포토커플러(PH1)(18)에 접속된다.

상기 전압 오차신호는 포토커플러(18)에 의해 2차 측으로부터 1차 측으로 전달되고, 펄스폭 변조회로(PWM：Pulse width modulation)를 내장하고 있는 제어회로(19)에 의해 1차측의 스위칭 소자(Q1)의 온 기간을 제어하고, 2차측으로의 전력을 제어한다.

한편, 저항(R1)은 출력전류(Io)가 부하회로(15)로 흐르게 하는 전류량을 검출한다. 저항(R1)에 흐르는 전류량은 전압변환되어 연산증폭기(OP2)(17)의 +단자에 기준전압(REF2)을 경유하여 입력된다.

또 연산증폭기(OP2)(17)의 -단자는, 상기 저항(R1)의 다른 한쪽의 단자와 접속되어 있고, 상기 저항(R1)에 흐르는 전류량이 비교된다.

연산증폭기(OP2)(17)는 REF2의 기준전압으로 설정되는 전류량과, R1저항에 흐르는 전류량을 비교하고, 그 오차신호가 다이오드(D2)를 경유하여 포토커플러(18)에 입력된다. 이 출력전류의 오차신호는, 상기 전압제어시와 동일하게, 출력전류(Io)가 기준전압(REF2)으로 설정되는 소정의 전류량이 되도록, 1차 측의 제어회로(19)(ICPWM 제어회로)가 스위칭 소자(Q1)를 제어한다.

이상으로부터, 연산증폭기(OP1)(16)는 출력전압(Vo)을 소정의 전압으로 제어하고, 연산증폭기(OP2)(17)는 출력전류(Io)를 소정의 전류로 제어하는 검출회로를 구성하며, 포토커플러(18)와 함께 제어신호의 검출수단이 된다.

또한, 3차 코일(N3)로부터 유도된 전압은, 다이오드(D4), 평활 콘덴서(C1)의 정류회로를 경유하여 1차측에 설치되어 있는 제어회로(19)(PWM 제어 IC회로)의 동작 전압원으로서 공급되고 있고, 스위칭 소자(Q1)의 드라이브용 신호로서 사용됨과 동시에, 이 제어회로(19)에는, 특히, 전원의 출력용량이 비교적 낮은 전력의 경우, 스위칭 소자(Q1)를 IC회로 내에 일체화하여 형성할 수 있다.

또한, 본 실시예에서는 제어회로(19)의 내부, 또는 외부에, 도면에 나타낸 바와 같이, 3차 코일의 출력전압(V3)과 기준전압(REF3)을 비교하는 전압비교기(20)(OP3)가 설치되고, 이 전압비교기(20)의 출력에 의해서 트랜지스터(Q2)가 제어됨과 동시에, 이 트랜지스터(Q2)를 거쳐서 FB전압이 제어회로(19)를 형성하는 IC회로에 공급되도록 하고 있는 점이 특징이다.

이하, 여기서 출력전류(Io)가 부하회로(15)에 흘러들어가지 않는 무부하시의 동작에 대하여 설명한다.

먼저, 상술한 바와 같이, 통상, 부하전류가 흐르고 있는 경우는, IC화되어 있는 제어회로(19)(PWM 제어회로)는, 어느 소정의 기본 발진주파수(예를 들면, 100kHz)에서 발진하고, PWM 제어된 펄스신호를 공급하고 있으며, 한편, 무부하시의 경우에는, 펄스 폭을 일정하게 하여 발진 주파수를 저주파로 감소시킨다.

이상으로부터 연산증폭기(OP1)(16)는 출력전압(Vo)을 소정의 전압으로 제어하고, 연산증폭기(OP2)(17)는 출력전류(Io)를 소정의 전류로 제어한다.

또 상기 3차 코일(N3)로부터 유도된 전압은, 다이오드(D4), 콘덴서(C1)의 정류회로를 경유하여 1차측의 PWM 제어 IC(제어회로(19))의 동작전압원, 스위칭 소자(Q1)의 드라이브용으로서 사용된다.

본 발명의 실시 형태에서는, 상기 3차 코일 전압(V3)은, 전압비교기(OP3)(20)의 +단자에 입력되고, 전압비교기(OP3)(20)의 -단자는 기준전압원(REF3)에 접속되어 V3전압을 검출하도록 하고 있다.

그리고 3차 코일의 정류전압(V3)은, 기준전압(REF3)보다 높은 전압값의 경우에, 전압비교기(20)의 출력은 H레벨 상태가 되어 트랜지스터(Q2)를 ON 상태로 하고 있다.

트랜지스터(Q2)의 컬렉터는 제어용의 IC회로(19)에 접속되고, 트랜지스터(Q2)의 이미터는 포토커플러(18)의 1차측 트랜지스터의 컬렉터에 접속되어 있다.

즉, 전압비교기(20)는 3차 코일 전압치(V3)가, 소정의 기준 전압치 이상이라면 트랜지스터(Q2)를 ON하여 포토커플러(18)의 전력제어신호를 도통하는 ON 상태로 하고, 한편, 3차 코일의 정류전압(V3)이 기준 전압치(REF3) 이하가 되면, 트랜지스터(Q2)를 ON으로부터 OFF 상태로 변화시켜 포토커플러(18)의 신호를 OFF 상태로 제어한다.

제어회로(19)에 공급되는 FB1 신호는, 후에 서술하는 바와 같이, 부하전류가 Max 부하일 때는, FB단자전압은 본 예에서는 1V이상의 높은 전압이 되고, 제어회로(19)로 구동되는 스위칭 소자(Q1)로의 출력펄스(Q1베이스)가 가장 넓게 되며, 이 FB단자전압이 강하함에 따라, 상기 스위칭 소자(Q1)의 ON폭 시간이 짧게 제어되는 펄스폭 제어동작이 되도록 설정되어 있다.

또한, 본 예의 경우, 예를 들면, 이 FB단자전압이 1V(주파수 가변 개시전압) 이하가 되면, 온 펄스 신호폭을 최소 펄스폭, 예를 들면, 0.5 uS의 일정한 온 펄스로서 스위칭 주파수를 서서히 저주파로 제어하고, 이 주파수가 저하함에 따라서, 상기 최소 펄스폭을 서서히 길게 제어하고, 최대, 예를 들면, 1.3 uS의 펄스폭의 신호가 되어 스위칭 소자(Q1)의 온 기간을 제어하도록 하고 있다.

이와 같이, 제어회로(19)의 FB단자전압에 의해서, 부하시에는 기본 발진주파수로 스위칭하여 펄스폭 제어를 행하고, 또한 FB단자전압이 저하하여 주파수 가변 개시전압 이하가 되면 주파수가 저하를 시작하고, 이 FB단자 전압치가 저하하는 것으로, 상기 저주파 발진 주파수도 더욱 주파수를 저하하도록 제어된다.

이상과 같이 본원발명에서는 제어용의 FB단자로의 제어신호는, 부하회로가 접속되어 있는 2차 측의 전압, 전류(포토커플러의 출력)와, 제어회로(19)에 공급되는 3차 코일 전압(V3)을 소정의 기준 전압치(REF3)와 비교했을 때의 트랜지스터(Q2)의 제어신호에 의해서 형성되게 된다.

도 6에는 도 5의 1차측의 제어회로(19)를 포함한 일점쇄선부의 기능을 가진 IC블록도의 일례를 나타내고 있다.

도 7에는 상기 도 6의 제어용의 IC회로에 있어서의 동작 타이밍을 나타낸다.

도 6의 회로에 있어서 도 5에 나타내는 바와 같이 교류전원을 정류한 직류 입력전압(Vin)은, 정전류 회로(CCl)에서, 예를 들면, 100㎂의 정전류로, 기동 개시시에는 SW1이 ON상태에서 IC회로의 Vcc(단자) 라인에 공급된다.

이 Vcc라인은 히스테리시스(hysteresis)부(付)의 콤퍼레이터(COP0)에서 감시되고, 예를 들면, 이 전압이 16V가 되는 것으로, 전압감시 제어회로의 VCONT1에 신호가 입력된다. VCONT1은 이 출력신호에 의해, 발진회로(OSC), 플립플롭 회로(FF2), 출력버퍼 회로(BF1) 등의 주요한 회로를 동작상태로 한다.

여기서, 발진회로(OSC)가 동작상태로 되면 도 7의 파형도에 나타낸 삼각파 발진이 개시되고, 삼각파 파형 상부로부터 얻어지는 펄스신호가 플립플롭 회로(FF2)에 트리거 펄스(TRC)로서 입력된다. 플립플롭 회로(FF2)는 트리거 펄스(TRC)가 입력되는 것에 의해, 다음의 단의 플립플롭 회로(FF1)의 세트 펄스(S)를 플립플롭 회로(FF1)의 S단자에 입력한다.

한편, 이 IC회로의 FB단자(피드백)에는, 도 5에 있어서의 포토커플러(PH1)(18)의 출력신호가 트랜지스터(T1)를 거쳐서 접속되어 있고, 2차 측의 부하회로의 제어신호가 입력된다.

2차측의 출력전력을 증가할 때는, 포토커플러(PH1)는 OFF 상태에 가까워지고, 결과, FB단자는 전압이 상승하며, 반대로 2차 측의 출력전력을 감소할 때는, 포토커플러(PH1)는 ON 상태에 가까워지고 FB단자의 전압은 감소한다. 이 모습을 도 7의 FB신호에 나타낸다.

이 FB단자에는, 먼저 도 5에 나타낸 트랜지스터(Q2)가 트랜지스터(T1)로서 접속되어 있고, 이 트랜지스터(T1)는, 도 5에 나타낸 Vcc의 전압검출을 하고 있는 전압비교기(20)가 연산증폭기(OP3)로서 접속되어, 트랜지스터(T1)의 Vce(도통전압)를 컨트롤하도록 하고 있다.

이 연산증폭기(OP3)의 +단자는 Vcc단자, 즉 3차 코일의 정류전압(V3)이 입력되는 단자에 접속되고, -단자에는 기준전압(REF3)(예를 들면, 최저 동작전압으로서 8.5V)이 입력된다. 결과, 연산증폭기(OP3)의 동작은 기준전압(REF3)과 Vcc전압이 비교되고, Vcc>REF3(8.5V)의 때에는, 연산증폭기(OP3)의 출력이 H레벨로 되어, 트랜지스터(T1)를 ON 상태에 가깝게 제어한다. 이 조건에서는 상기 FB단자에 접속되어 있는 포토커플러(PH1) 신호는 유효로 되어, 2차 측으로부터의 제어신호로 IC회로가 동작을 한다.

한편, 연산증폭기(OP3)에서 Vcc<REF3(8.5V)가 되면, 연산증폭기(OP3)의 출력은, 상기 Vcc와 REF3의 전압차이에 따라 H레벨로부터 L레벨로 제어된다. 그 결과, 트랜지스터(T1)는, ON 상태로부터 상기 전압차에 따라 OFF 상태로 변화한다(Vce가 커진다).

이 동작에 의한 신호파형의 변화의 타이밍을 도 7의 FB1 신호로서 나타낸다. 이것에 의하면, 부하상태에서는 FB1, FB신호 모두 H레벨 상태에 있어서, 부하전류 감소에 의해, FB단자전압이 강하한다.

다음에, Vcc의 전압강하에 있어서는 Vcc가 REF3(8.5V) 이하가 되면, 그 전위차에 대응하여 FB단자는 L레벨 상태인 채로 이지만, FB1 단자만이 상기 트랜지스터(T1)의 Vce전압이 커지고, 전압이 상승한다.

이것에 의해 부하 전류가 마치 증가한 것 같은 동작 상태가 된다.

이 FB신호와 FB1 신호의 전압차이가 트랜지스터(T1)의 컬렉터 이미터 사이 전압(Vce)이며, IC회로를 동작하고 있는 Vcc전압강하에 수반하여 Vce전압이 커지고, 그것은 트랜지스터(T1)가 OFF하는 방향을 나타낸다.

이상과 같이 동작하는 FB1 신호는, 주파수를 가변하기 위한 회로(VC1)에 입력되고, 이 전압이 소정의 레벨 이하가 되면 그 출력은 발진 회로(OSC)의 VCO 단자에 입력되어, 주파수 가변을 개시한다.

즉, 도 7의 타이밍도에 나타내고 있듯이 FB1 신호전압이 강하하면, 그 전압은 VC1 회로에 의해 VCO 개시전압과 비교되고, 그 전압 이하가 되면, 발진회로(OSC)의 상승시간이 길어지고, 결과, 주파수가 감소하도록 제어하고 있다.

트랜지스터(T1)의 출력인 FB1 신호는, 콤퍼레이터(COP1)의 +단자에 입력되고, 그 -단자의 기준전압(REF2)(예, 0.5V)과 비교된다.

FB1 전압이 REF2 전압 이하가 되면 COP1 출력이 Low가 되고, SW2를 경유하여 플립플롭 회로(FF1와 FF2)를 클리어 상태로 하여, 도 5의 스위칭 소자(Q1)를 나타내는 FET1는 OFF 상태로 제어된다.

도 7의 FF1-S 신호에서, 점선의 펄스신호 부분이 상기 OFF 상태로 제어되어 있는 부분이다.

또, FB1 신호는　RFB1과 Rfb2에 의해 저항 분할되고, 분할점 전압신호=FB2로 되며, Rs저항을 경유하여 콤퍼레이터(COP2)의 -단자에 입력된다. 그 콤퍼레이터(COP2)의 +단자에는 스위칭 소자를 형성하는 FET1에 흐르는 스위칭 전류(Ic)를, 저항(Rc)으로 전류검출하고, Vic 전압원에 의해 전압 시프트된 신호가 입력되며, 이 스위칭 전류(Ic)의 신호와 FB2 전압이 비교되어 PC1 논리회로에 입력된다.

PC1 논리회로는, 상기 콤퍼레이터(COP2)의 신호와 발진회로(OSC)로부터의 신호(A점 펄스신호)가 논리 처리되고, 결과 도 7과 같은 플립플롭 회로(FF1)의 R신호로서, FF1의 R(리셋) 단자에 입력된다.

이상에 의해, 스위칭 소자가 되는 FET1의 온의 상승은, 도 7에서, 플립플롭 회로(FF1)의 S신호가 입력되고, 플립플롭 회로(FF1)의 Q출력이 L→H로 되는 것으로 스위칭 FET1가 온 펄스 기간으로 제어된다.

플립플롭 회로(FF2)는, 플립플롭 회로(FET1)의 최저 ON시간을 설정하기 위한 파형 정형(整形)을 행하고, 플립플롭 회로(FF1)의 S단자에 S신호를 입력한다. 플립플롭 회로(FF1)는 S신호 입력에 의해 Q출력으로부터 H레벨 신호를 출력하고, AND1 논리회로, 버퍼회로(BF1)를 경유하여, 스위칭 FET1의 게이트에 입력된다.

결과, 스위칭 FET1가 ON하여 스위칭 전류가 흐른다. 스위칭 전류가 흐르면, 상기 저항(Rc)에서 스위칭 전류가 검출되고, 이 신호에 Vic 전압이 중첩되어, FB2 신호와 IC2 신호가 COP2에서 비교된다(도 7 참조).

이 콤퍼레이터(COP2)의 출력신호는, PC1 논리회로를 경유하여 플립플롭 회로(FF1)의 리셋(R) 단자에 입력되고, 상기 플립플롭 회로(FF1)의 Q출력은 R펄스로 리셋 되어, H→L로 출력한다. 이 플립플롭 회로(FF1)의 Q출력이 L레벨을 출력하는 것으로 상기 스위칭 FET1가 오프로 제어된다.

FB1 신호에 대해서는, Vcc전압을 연산증폭기(OP1)에 대하여 검출하고, 트랜지스터(T1)의 출력을 제어하는 것으로 설명했지만, 이 연산증폭기(OP1) 출력은, 트랜지스터(T1)를 제어하는 한편으로, 반전회로(IB1)의 출력단자에 접속되어 있는 스위치 회로(SW2)도 제어한다.

스위치 회로(SW2)는, Vcc전압이 REF3(예를 들면, 8.5V) 이하로 되는 것으로 SW2 회로를 오픈으로 하여 플립플롭 회로를 클리어되지 않도록 하고, FB1 단자전압이 기준전압(REF2)(0.5V) 이하가 되어도 스위칭 소자인 FET1 출력을 OFF 상태로 하는 기능을 정지하고 있다.

또는, 연산증폭기(OP1) 출력은, 반전회로(IB1)에서 극성 반전되고, 도 6에 나타내는 회로의 트랜지스터(T2)의 베이스 단자에도 접속되며, 상기 Vcc전압이 기준전압(REF3)(8.5Ⅴ) 이하가 되는 것으로 트랜지스터(T2)가 ON 하여 콤퍼레이터(COP2)의 -단자를 L레벨 상태로 하고, 결과, 콤퍼레이터(COP2)의 출력을 H레벨 상태로 제어한다(도 7 참조).

또한, 플립플롭 회로(FF1)는 리셋 신호가 입력되어 있어도, 세트 신호(S)가 입력되면 S신호의 시간은 Q단자에 출력을 하도록 한 논리 회로로 한다.

따라서, 트랜지스터(T2)가 ON하는 것으로, 스위칭 소자인 FET1에는, 플립플롭 회로(FF1)의 S신호 기간=ON 시간이 최저인 ON 펄스 제어모드로 할 수 있다.

또한, 여기서 상기 트랜지스터(T2)의 기능을 설치하지 않으면(T2가 OFF 상태 고정), 상기 스위칭 FET1의 ON 폭은 FB2 신호에 근거한 ON 기간으로 제어되는 펄스폭 제어도 구성할 수 있다(이 부분이 청구의 범위 제 2항이 된다).

이상에서, 본건 발명의 실시예에 의한 동작을 정리한 것이 도 8에 나타나 있다.

이 도면은, 가로축에 스위칭 주파수의 변화, 세로축에 IC회로의 동작전압과 FB단자전압의 일례를 나타낸 것으로, 이 도면에 근거하여 Vcc와 FB전압에 의한 주파수 제어방법에 대하여 설명한다.

화살표의 A의 부분은 부하전류가 흐르고 있는 상태를 나타내고 FB단자전압은, 예를 들면, 0.8V 이상이 되고, 기본주파수는, 본 예에서는 100kHz에서의 주파수로 스위칭 ON 시간 폭을 부하상태에 의해 제어하고 있는 PWM 제어모드로 되어 있다.

또 이 PWM 제어 모드시의 최소 ON 펄스폭은, 예를 들면 0.5 uS로 한다.

화살표 B의 영역은 부하전류가 감소하고, FB단자전압이 주파수 제어전압 이하, 본 예에서는 0.8V 이하가 되면, 최저 ON 기간의 상태에서의 주파수 제어모드가 되어 FB단자전압의 감소에 따라 주파수가 저주파로 시프트하고 있는 것을 나타내고 있다. 이 경우, FB단자전압에 의해 주파수의 저하(0.8 V이하)가 개시되면, 이 전압강하에 수반하여, 상기 최소 ON 펄스 폭(0.5 uS)을 서서히 길게 하고, 예를 들면, FB단자전압이 본 예에서는 0.6V의 최저 주파수 시점(예를 들면, 600Hz)에서 1.3 uS에까지 길게 하고 있다.

또는, 이때의 최소 ON 펄스 폭은 AC 입력전압(Vin)으로 또한 제어하여 설정한다.

예를 들면, 상기 무부하 상태에서의 최소 펄스 폭은, AC 입력전압이 높을 때(AC 240V), 즉, 교류전원을 정류한 입력 직류전압(Vin)이 높을 때, 상기 최소 펄스 폭을, 예를 들면, 0.3uS로 하고, AC 입력전압이 낮을 때(AC l00V), 동일하게 입력 직류전압이 낮을 때는 상기 최소 펄스 폭을, 예를 들면, 1.3uS로 한, 입력 직류전압에 따라서 최소 펄스 폭을 변화하도록 제어하고 있다.

이것은, 입력전압에 따라서, 상기 무부하시 동작시의 발진 주파수를 최적화하는 것으로 대기시의 전력을 최소화할 수 있도록 한 것이다(이 부분이 청구의 범위 제 3항의 설명이 된다).

다음에, 화살표(C)의 영역에서는, 최저 주파수를 본 예에서는 600Hz로 설정하고 있고, 그리고, 또한 FB단자전압이 저하하여, 발진정지 설정전압, 본 예에서는 0.4V 이하로 되어 스위칭 소자의 동작은 OFF 상태(발진정지영역)로 되는 것을 나타내고 있다.

한편, Vcc전압에 대해서는, 통상 운전시는 Vcc전압을 8.5V 이상의 동작점으로서 제어하지만, 상기 설명에서의 과도적 부하 변동으로 출력전류가 순간에 제로 전류로 변화하는 동작에 있어서는, 상기 발진정지상태가 되기 때문에 Vcc전압의 저하가 발생한다.

이 Vcc전압 저하는 앞의 연산증폭기(OP1)로 검출한다. Vcc 제어전압(본 예　8.5V 이하)을 설정하고, 이 전압치보다 강하했을 경우에는 화살표(D)의 영역에 나타내고 있는 바와 같이 상기 발진정지상태를 해제하여, 주파수 제어모드로 스위칭 소자의 동작을 개시한다. 이 경우, Vcc전압이 저하하는 것에 의해 트랜지스터(T1)의 Vce가 상승하고, 발진 주파수는 최저 주파수로부터 서서히 기본 주파수(100kHz)로 주파수를 높게 하도록 제어한다.

이 경우에 대해서도, 주파수가 최저 주파수로부터 기본 주파수로 높게 제어할 때의 스위칭 소자의 ON 펄스는, 최저 주파수시의 최저 ON 펄스 폭, 예를 들면, 1.3uS로부터, 주파수가 높아짐에 따라 짧게 해 가고, 기본 주파수가 되어, 예를 들면, 0.5uS가 되는 동작으로 하고 있다.

또한, 상기 ON 펄스 폭에 대해서는, ON 펄스를 본 실시예에서는 0.5uS의 고정으로 하는 것도 가능하다.

본 예에서는, 도 6의 트랜지스터(T2)를 설치하는 것으로, Vcc전압이 8.0V로 돌아오면 100kHz의 기본 주파수가 되고, 또 더욱 FB단자전압이 강하하면, 최저 ON시간을 고정한 채로(본 예에서는, 0.5 uS) 기본 주파수로 동작한다.

또, 트랜지스터(T2)를 생략하는(또는 OFF고정으로 하는) 것에 의해, 기본 주파수로 되는 FB단자는 더욱 전압이 강하하면 스위칭 소자의 ON 폭을 넓게 하도록 제어하는 PWM 제어모드가 되는 경우의 2 방식을 제안하고 있다.

또한, Vcc전압이 7.5V이하가 되면, 이 전압을 IC회로의 동작이 정지하는 동작정지전압(UVLO)으로 하는 도 8의 영역 화살표(E)가 된다.

도 9에는, 기동시와 과도적 부하 변동을 일으켰을 때의 Vcc전압 변동에 대해 나타낸다.

또한, 도 10에는, 상기 과도적 부하 변동시의 상세한 동작 타이밍을 나타낸다.

도 9에 있어서 최초로 스위칭 전원이 기동하는 기동 모드에서는, 도 6에 나타낸 SW1이 ON하는 것으로 IC회로의 Vcc전압이 서서히 상승하고, 예를 들면, 이 전압이 16V가 되면 제어회로(19)가 구동상태로 된다. 그리고 스위칭이 개시되어, 3차 코일에 전압이 유도되고, PWM 모드 개시시의 전압 상승이 되어, Vcc전압이 안정화한다.

이때의 기본 발진주파수는, 예를 들면, 100kHz가 되고, 부하 상태에 의하여 구동펄스가 PWM 변조되는 PWM 제어모드로 된다.

여기서, 먼저 서술한 바와 같이 급격한 파워 오프가 일어나면, 과도적 부하 변동 모드가 되고, Vcc전압이 저하하여 발진 정지상태가 되지만, 먼저 서술한 바와 같이 주파수가, 예를 들면, 600Hz 이상에서 발진이 계속되고, 최저 온 폭의 주파수 제어로 주파수가 고주파측으로 시프트 된다. 주파수의 상승은, 3차 코일 전압도 상승을 시키고, 그 결과 Vcc전압이 8.5V 이상이 되면, IC회로는 동작을 정지하지 않고(IC 동작정지전압으로 전압이 강하하지 않고), 안정적인 동작상태를 계속시킬 수 있다.

이러한 경과를 도 10의 부하전류(Io), 3차 코일 전압(V3), IC회로 정지전압 레벨, FB전압, 발진정지 설정레벨, 스위칭 소자의 출력파형, 2차측 출력전압(Vo)의 파형으로 설명한다.

예를 들면, MAX 부하 동작시부터 과도기적인 부하 변동(파워 오프)이 발생하면, FB전압은 H레벨로부터 L레벨로 급격하게 변화하고, 이때 FB전압은 발진정지전압 레벨치 이하가 되어 발진정지를 한다. 단, 이때는 3차 코일의 정류전압(V3)이 시정수(時定數)를 가지고 감소하므로 Vcc 제어전압(본 예에서는 도 8의 8.5V)도 서서히 감소한다.

그 후, Vcc전압이 상기 Vcc 제어전압치(도 8의 REF3 이하)로 되고, Vcc 제어모드로 되어, 발진정지상태를 해제하여 동작 개시를 행한다.

이상에 의해 발진이 재개되어 Vcc전압은 상기 Vcc 제어전압 이하가 되지 않도록 주파수 제어(VCO 제어)하여, 스위칭 소자를 ON으로 한다.

또한, FB단자전압은 2차측 출력전압이 무부하시 제어전압으로 안정화하면, FB단자전압은 L레벨로부터 H레벨로 전압이 상승하고, 발진정지전압 이상이 되어서 더욱 Vcc전압을 상승하도록 제어된다. 최종적으로는 대기시의 동작상태로 안정화되고, 상기 과도적 부하 변동으로 생긴 Vcc 전압강하가 해소된다.

본 발명의 경우는, 도 10의 점선의 타이밍에 나타낸 바와 같이, 상기 Vcc 제어모드에 있어서도, 부하회로의 기기가 파워 온 되었을 때는, 부하전류가 흐르는 것에 의해서 FB전압도 급상승하고, 주파수 제어의 주파수 상승→PWM 제어로 안정적으로 추이할 수 있으며, 부하에 따른 PWM 제어동작 상태로 이행하여 종래의 결점을 해소할 수 있는 것을 나타내고 있다.

이상 설명한 것처럼, PWM 제어방식 스위칭 전원의 기기 동작 중, 예를 들면, 부하전류가 흐르고 있는 상태로부터 급격하게 기기동작 정지상태의 부하전류 제로 전류로 전환되는 바와 같은 과도적 부하 변동에 대하여 스위칭 동작을 정지하고, 2차 측의 전압제어(FB신호)치 등이 안정화할 때까지 그 정지상태가 계속 되며, 그 경우는 1차측 제어용의 제어회로(IC)의 전원전압원의 3차 코일 전압이 강하하여 제어회로의 IC 동작정지로 되고, 제어회로(IC)가 재기동을 개시하게 되지만, 본 발명은 이 발진 정지상태가 되면 IC회로에 공급되고 있는 동작전압을 검출하고, 자동적으로 스위칭 동작이 일어나도록 하고 있으므로, 시간 지연이 생기는 기동저항에 의한 동작상태의 회복을 회피하는 것이 가능해진다.

그 결과, 상기 제어회로의 IC 동작정지 및 기동개시 기간 중에, 부하가 되는 기기의 동작개시가 개시되었을 경우에 생기는 2차측 출력전압 강하의 방지나, 1차측 제어회로의 IC회로의 전원전압 안정화를 실현할 수 있다.

이 2차측의 출력전압 강하는 부하에 전자기기가 접속되어 있을 때는, 기기측의 시스템 마이크로컴퓨터의 리셋 에러나 기기에 대해서 불안정한 동작을 발생시키는 요인이 되는 것이지만, 이러한 기기의 오작동을 방지할 수 있다.

또, 근래 기기 측의 소비전류 저감화가 진행되어, 스탠바이 시에 있어서도 부하전류가 제로에 가까운 저소비화 기기가 상품화되고 있고, 스탠바이 모드가 출력전압의 강하에 의해서 동작정지모드로 되고, 기기 상태를 계속하여 기억하고 있는 소자도 리셋되는 일이 있으며, 예를 들면, 비디오카메라 등에서 주기적으로 녹화하는 경우, 녹화가 일단 종료하면 저소비화를 위해 스탠바이 시와 같은 제로 전류 모드가 되면, 기기 동작은 리셋되어 녹화를 계속할 수 없는 것이 있다. 그러나 본 발명의 스위칭 전원장치를 탑재하는 것에 의해서, 이러한 문제점을 회피시킬 수 있다고 하는 효과가 생긴다.

Claims

교류전압에서 직류전압으로 변환하는 정류회로와, 상기 정류회로로부터 얻어진 직류전력을 트랜스의 1차 코일을 경유하여 단속(斷續)하는 스위칭 소자와, 상기 스위칭 소자의 단속에 의해서 상기 트랜스의 1차 코일에 공급되는 전력에 대응하는 전력을 유도하는 2차 코일 및 3차 코일을 가지고, 상기 2차 코일로부터 출력된 전력을 정류·평활하여 2차측의 부하회로에 공급하는 전력변환수단과,

상기 3차 코일로부터 얻어진 전력을 정류·평활한 직류전압에 의해서 구동되고, 상기 2차 코일로부터 상기 부하회로에 공급되는 전압 및 전류를, 일정한 전압 및 전류로 제어하기 위한 제어신호 검출수단과,

상기 검출수단으로 검출된 제어신호에 근거하여 상기 2차 측에 공급되는 전압 및 전류가 일정하게 되도록, 상기 스위칭 소자의 온(on) 기간을 제어하는 발진부 및 PWM 변조부가 설치된 제어회로를 갖춘 스위칭 전원장치에 있어서,

상기 3차 코일로부터 얻어진 직류전압과 기준전압을 비교하는 비교수단과,

상기 검출수단의 제어신호를 상기 제어회로에 공급하는 회로를 설치하고,

상기 3차 코일의 직류전압이 상기 제어회로의 최저 동작전압치 이상이 되도록 설정함과 동시에, 상기 부하회로의 급격한 파워 오프에 의해서 발진정지상태가 되고, 상기 최저 동작전압 이하가 되었을 경우, 상기 비교수단으로부터 출력되는 신호에 근거해서 상기 제어회로의 발진정지상태를 해제하여, 상기 스위칭 소자의 온 기간을 제어하도록 한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 1항에 있어서,

상기 부하회로의 대기시에 있어서, 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 기본 주파수로부터 주파수를 저하시킨 저주파 발진을 하는 경우, 상기 제어회로에 공급되는 전압이 최저 동작전압 이하로 강하하면, 상기 제어회로의 동작정지상태를 해제하고, 스위칭 주파수를 상기 최저 동작전압치로부터 강하하는 전압량에 대응하여 저주파 발진에서 기본 주파수로 주파수를 높게 하며, 기본 발진 주파수에 도달하면 상기 스위칭 소자의 온(ON) 시간 폭을 길게 하는 펄스 폭 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 2항에 있어서,

상기 부하회로의 대기시에 있어서의 스위칭 펄스의 온(ON) 시간을 길게 하는 펄스 폭은, 입력되고 있는 직류전압이 높을수록 좁게 되고, 낮을수록 넓게 되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.