KR100749682B1 - 멀티-스캔 호환 가능 수평 동기 신호 생성 시스템 - Google Patents

Abstract

높은 Q를 갖는 세라믹과 어려움 없이는 형성될 수 없는 다양한 텔레비젼 시스템들의 모든 수평 편향 주파수들과 호환 가능한 수평 편향 주파수 생성 시스템과 같은 발진기를 사용함으로써 록 범위(lock range)가 좁혀지는 문제가 해결될 수 있다. 이 시스템은 멀티-스캔 디스플레이에서 편향 주파수 fh보다 충분히 더 높은 주파수 f0에서 발진하는 고정 주파수 발진기와, 상기 발진기로부터 출력된 클럭을 내림차순으로 카운팅하기 위한 제 1 카운터를 구비하며, f0 ÷fh의 제산에 의해 얻어진 값의 소수점을 버린 정수 n은 n 이하의 정수 m으로 제산되며, 상기 제 1 카운터가 k번째 얻어진 k값을 카운팅하는 기간이 1 사이클로 설정되고, m번째 값을 카운팅하는 제 2 카운터가 m 사이클들을 반복하는 기간은 1 주기로 설정되며, 그럼으로써 편향 주파수 fh를 생성한다.

편향 주파수, 멀티-스캔 디스플레이, 고정 주파수 발진기, 크리스탈 발진기, 포인트 스캔 시스템

Description

멀티-스캔 호환 가능 수평 동기 신호 생성 시스템{System for generating horizontal synchronizing signal compatible with multi-scan}

도 1a 및 1b는 일반적인 전류 변화형 멀티-스캔 호환 가능 수평 편향 동기 시스템의 구성도.

도 2a 및 2b는 전류값이 도 1의 시스템에서 변화될 때, 얻어지는 톱니파들을 도시한 도면.

도 3은 기준 클럭을 사용한 일반적인 포인트 스캔(point-scan) 시스템의 블럭도.

도 4는 수평 동기 신호 생성 시스템에 의해 요구되는 다양한 타이밍 신호를 도시하는 설명도.

도 5는 타이밍 신호들의 카운터 값들이 수평 편향 주파수가 변화되는 것처럼 변화되는 방법을 나타내는 타이밍 차트.

도 6은 본 발명에 의한 멀티-스캔 호환 가능 수평 편향 동기 시스템을 도시하는 블럭도.

도 7은 본 발명에 의한 카운터(3)의 내부의 블럭도.

도 8은 본 발명에 의한 멀티-스캔 호환 가능 수평 편향 동기 시스템의 타이밍 차트.

도 9는 본 발명의 다른 실시예에 의한 멀티-스캔 호환 가능 수평 편향 동기 시스템의 타이밍 차트.

도 10은 십진법의 형태에서 본 발명에 의한 멀티-스캔 호환 가능 수평 편향 동기 시스템의 카운터들(1 내지 3)의 값들을 도시한 도면.

도 11은 본 발명에 의한 멀티-스캔 호환 가능 수평 편향 동기 시스템의 카운터들(1 내지 3)의 값들이 십진법의 형태로 설명되는 다른 실시예를 도시한 도면.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

11 : 위상 비교기 12 : 필터

13 : 기준 클럭 발진기 1~3 : 카운터

SW : 스위치 R : 레지스터

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발명의 분야

본 발명은 텔레비젼 수상기, 모니터 장치 등에서, 미리 결정된 수평 편향 주파수를 생성함에 의해 멀티-스캔 호환 가능 수평 동기 신호를 생성하기 위한 멀티-스캔 호환 가능 수평 동기 신호 생성 시스템에 관한 것이다.

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텔레비젼 수평 편향 주파수 생성 시스템으로써, 표준 NTSC 시스템 및 PAL 시스템과 같은 텔레비젼 시스템뿐만 아니라 현존하는 NTSC 영상의 이중-라인 및 예를 들어, PAL 시스템에서 깜박임을 제거하기 위한 깜박임 없는 시스템이라 불릴 수 있는 이중-라인 시스템에 의한 반-비월주사(anti-interlaced) 영상을 디스플레이하기 위한 EDTV(Extended Definition TV) 시스템도 지금까지 알려진 바 있다. 또한, MUSE(Multiple Sub-Nyquist Sampling Encoding)을 기초로 한 방송은 이미 시작되었다. 그러한 배경으로부터, MUSE 시스템 및 NTSC 시스템의 두 시스템들에 상응하는 텔레비젼 수상기들이 알려져왔다.

그런데, 상기 언급된 시스템들은 저마다 다른 수평 편향 주파수들을 가진다. 표준 NTSC 시스템은 15.734 kHz의 수평 편향 주파수를 가지고, PAL 시스템은 15.625 kHz의 수평 편향 주파수를 가진다. 게다가, 깜박임 없는 시스템을 구비하는 NTSC, PAL을 기초로 하는 이중-라인 및 이중-필드 시스템의 EDTV 시스템 및 이중-라인 시스템은 표준 NTSC, PAL 시스템의 그것들보다 두 배 높은 수평 편향 주파수를 요구하기 때문에, NTSC 시스템(EDTV 시스템을 구비하는)을 기초로 하는 이중-라인 시스템은 표준 NTSC 시스템의 그것보다 두 배 높은 15.734 ×2 = 31.468 kHz의 수평 편향 주파수를 요구한다. 게다가, 깜박임 없는 시스템과 같은 PAL 시스템을 기초로 하는 이중-라인 시스템은 표준 PAL 시스템의 그것보다 두 배 높은 15.625 ×2 = 31.25 kHz의 수평 편향 주파수를 요구한다. 더욱이, MUSE 시스템은 33.75 kHz의 수평 편향 주파수를 요구한다.

상기 설명된 것처럼, 다양한 종류들의 텔레비젼 시스템들이 사용 가능하게 될때, 비록 다른 시스템들이 다른 수평 편향 주파수들을 가져도, 수평 편향 주파수 생성 장치는 제조 비용 관점에서 볼때 바람직하게 평범하게 제조되어야 한다. 다양한 종류들의 텔레비젼 시스템의 상기 언급된 수평 편향 주파수들 모두와 호환 가능하게 제조될 수 있는 수평 편향 주파수 생성 회로를 형성하는 것은 매우 어렵다.

컴퓨터 디스플레이 또는 포인트(고정) 주파수와 호환 가능한 텔레비젼 수상기에서, 수평 편향 주파수를 생성하는 두가지 방법이 지금까지 알려져왔다.

초기에, 제 1 방법은 콘덴서(capacitor)의 전기 전하들을 충전 및 방전함에 의해 톱니파 신호를 생성하는 것이다. 도 1은 기본 시스템 도를 도시한다. 참조 문자(C)는 전기 전하에 그리고 전기 전하로부터 충전 및 방전되는 콘덴서를 표시한다. 전류가 흘러 나오는 전류원들(I0, I1)은 스위치(SW)에 의해 선택될 수 있다. 전류원(I1)이 선택될 때, 단자 전압(V)가 증가한다. 단자 전압(V)가 전압(V1)보다 더 높아졌을 때, 비교기(1)는 반대 측으로 스위치(SW)를 연결시키며, 그럼으로써 스위치는 전류원(I0)를 선택한다. 결과적으로, 단자 전압(V)가 감소한다. 단자 전압(V)가 전압(V0)보다 더 낮아졌을 때, 비교기(0)는 다시 전류원(I1) 측으로 스위치(SW)를 연결시키고, 그럼으로써 스위치는 전류원(I1)을 선택한다. 연속적인 작동들이 반복된 후, 단자 전압(V)는 도 1B에 도시된 톱니파를 가진다. 그러므로, 생성된 신호는 수평 편향 신호의 기본 신호로써 사용될 수 있다.

도 1에서 보여진 제 1 방법에 의해 생성된 도 1b의 톱니파는 수평 편향 주파수 또는 증가된 주파수와 같은 주파수로 설정된다. 멀티-스캔에 상응하는 제 1 방 법을 제조하기 위해서, 충전 및 방전 전류원들(I1, I0)의 전류값들이 증가한다면, 발진 주파수는 증가한다. 그러므로, 만일 도 2a 및 2b에 도시된 것처럼 톱니파 전압이 증가하거나 감소하는 앵글(angle)들이 변화된다면, 기본 주파수는 제 1 방법이 멀티-스캔에 상응하게 제조될 수 있도록 하기 위해서 변화된다.

그러나, 제 1 방법에 따르면, 지터(jitter) 동작의 문제는 무시될 수 없다. 기준 전위들(V0, V1) 및 발진 주파수를 결정할 수 있는 요소로부터 열잡음의 작용에 기인하여 잡음이 전류원들(I0, I1)로 들어가기 때문에, 지터 성능에 민감할 수 있는 수평 편향 신호로서 그러한 톱니파 신호를 사용하는 것은 매우 어렵게 된다. 그러므로, 전류원들(I0, I1)의 값들은 명백한 잡음 레벨이 낮아지도록 하기 위해 상당히 증가되도록 그리고, 콘덴서(C)의 정전 용량도 증가해야 할 뿐 아니라 발진 주파수가 증가하는 것을 막기 위해 다양한 대책들이 채택되어 왔다. 그러나, 콘덴서(C)의 정전 용량이 증가함에 따라, 적분 회로 영역이 증가하고 전력 소모가 증가하는 것은 불가피하다. 실용 설계에서, 콘덴서(C)의 정전 용량과 전류원들 I0, I1의 전류값들은 지터 성능이 퇴화되지 않을 수 있는 한도에서 작아지기 위해 억제되어야 하는 방법으로 실행되어야 한다. 그러나, 콘덴서의 정전 용량과 전류원들의 전류값들이 가능한 한 작게 설계되기 때문에, 불가피하게 실제 실험 제조 단계에서, 지터 성능이 기대되는 것만큼 향상될 수 없다는 문제가 여전히 발생하게 된다.

게다가, 이 방법의 가장 큰 결점은 이 방법이 조정(adjustment)을 요구한다는 것이다. 콘덴서(C)의 정전 용량과 기준 전위들(V0, V1) 및 전류원들(I0, I1)의 현재 값들은 그들의 구성 요소들이 적분 회로들로 조립되었기 때문에, 끊임없이 변 동되어야 한다. 즉, 몇몇 적분 회로들은 큰 용량을 갖지만 다른 적분 회로는 작은 용량을 갖는다. 그러므로, 만일 상기 언급된 적분 회로들이 제 1 방법에 의해 발진된다면, 그들의 주파수들이 변동되는 것은 불가피하며, 적분 회로들이 다른 발진 주파수들을 출력하는 원인이 된다. 이 문제를 해결하기 위해서, 그러한 적분회로들이 설계될 때는 통상적으로 발진 주파수들이 조정되어야 한다. 그러므로, 그러한 적분 회로가 컴퓨터 디스플레이 또는 텔레비젼 수상기에 장착된 후에, 발진 주파수가 조정되어야 하며, 그러므로, 제조 비용에서의 증가를 가져온다.

다음으로, 제 2 방법은 세라믹과 같은 발진기가 변동들 없이 기준 발진 주파수 f0를 갖는 클럭을 생성하기 위해 사용되고, 이 클럭이 수평 편향 주파수가 될 수 있도록 내림차순으로 카운팅되는 방법이다. 도 3은 이 방법을 설명하는 데 있어서 형성될 기준 블록도이다. 기준 클럭을 발진시키는 발진기(101)는 발진 요소로서 높은 Q(압전 변환기 시스템의 정확성 측정 기준)를 갖는 세라믹 또는 크리스탈 압전(crystal piezoelectric) 변환기 요소를 구비할 수 있다. 변동들 없는 클럭은 발진기(101)로부터 생성될 수 있다. 카운터(102)가 수평 편향 주파수 fh로써 이 발진 주파수를 나누는 것에 기인한 값에 의해 이 발진 주파수 f0를 내림차순으로 카운팅할 때, 수평 편향 클럭이 생성될 수 있다. 이 방법이 발진 주파수를 조정할 필요가 없는 것은 당연하다.

그러나, 이 방법의 장치는 (만일 주파수들이 정해진 주파수 범위 내에서 떨어진다면, 동기 신호는 다양한 주파수들과 호환 가능한 시스템을 생성하는)멀티-스캔과 호환 가능하게 제조될 수 없다. 이러한 이유로, 제 2 방법이 멀티-스캔과 호환 가능하게 되기 위해서, 다른 설명된 디코더들(111 내지 113)이 있으며, 수평 편향 주파수들의 세 종류와 호환 가능하게 제조될 수 있다. 그러므로, 이 방법은 희망하는 수평 편향 주파수를 얻기 위해서 훨씬 많은 디코더들을 필요로 한다.

또한, 텔레비젼 수평 동기 신호 생성 시스템은 수평 편향 등을 위한 H 드라이브의 다양한 타이밍 신호들, 예를 들어, 클램프 펄스(clamp pulse) 타이밍, 블랭킹(blanking) 타이밍, 리딩 에지(leading edge) 타이밍, 트레일링 에지(trailing edge) 타이밍을 필요로 한다. 도 4는 리딩 타이밍 신호들을 도시한 타이밍 차트이다. 그 도면에서, VIDEO 신호는 인가된 비디오 신호를 표시하고, H-SYNC는 그것의 수평 동기 신호를 표시하고, H-BLK는 비디오 신호의 블랭킹 신호를 표시하고, BGP는 비디오 신호의 클램프 타이밍 신호 또는 돌발 게이트 펄스를 표시하고, HDV는 수평 동기 신호 H-SYNC의 센터와 동기화를 수립하기 위한 위상 비교기 타이밍 신호를 표시하며, HDREF는 편향 시스템 회로로부터 플라이백 펄스 FBP와 동기화를 수립하기 위한 타이밍 신호를 표시한다. 적분 회로는 타이밍 신호 HSTIM의 타이밍에 표면 음향 톱니파(surface acoustic wave SAW)를 생성할 수 있고, 플라이백 펄스 FBP와 타이밍 신호 HDREF의 위상 비교로부터 기인한 전압으로 표면 음향 파를 슬라이싱(slicing)함에 의해서 수평 편향 신호 H-DRV의 타이밍 신호를 생성할 수 있다.

이 방법에서, 수평 편향 신호 생성 시스템은 다양한 타이밍 신호들을 필요로 한다. 이 때문에, 수평 동기 신호 fh보다 정수배 높은 주파수들을 갖는 클럭 신호들이 사용된다. 도 4의 최상위 부분에 설명된 것처럼 타이밍 신호로 fh 클럭보다 32배 높은 펄스가 사용된다.

이 타이밍 신호가 변경될 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 임의의 수평 편향 주파수 fh의 경우에서, 카운터의 카운트 넘버가 n0라고 가정하자. 그러면, 수평 편향 주파수가 fh1일 때, 그 카운터 넘버는 n0가 아니라 n1이 된다. 임의의 타이밍에서 카운터 값은 수평 편향 주파수가 변화되는 것과 전적으로 다른 값들로 변화될 수 있다. 도 5는 그것의 예를 보여준다. 이 예는 클램프 펄스의 타이밍을 보여준다. 다른 주파수들을 갖는 비디오 신호들(1 및 2)에서, 비디오 신호(1)는 클램프 펄스를 위해 필요한 카운터 값들(5, 6, 7)의 타이밍을 갖고, 비디오 신호(2)는 클램프 펄스를 위해 필요한 카운터 값들(7, 8, 9)의 타이밍을 갖는다.

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본 발명의 목적은 높은 Q를 갖는 세라믹과 낮은 지터를 실현할 수 있고, 멀티-스캔 편향과 호환 가능하게 될 수 있고, 조정을 제거할 수 있으며, 다양한 타이밍 신호들과 호환 가능한 펄스들을 생성할 수 있는 시스템과 같은 발진기를 사용함으로써 록 범위가 좁아지기 때문에, 다양한 종류의 텔레비젼 시스템들의 모든 수평 편향 주파수들과 호환 가능한 수평 편향 주파수 생성 시스템이 어려움 없이는 형성될 수 없는 문제를 해결할 수 있는 시스템을 제공하는 것이다.
발명의 요약
그러므로, 본 발명의 제 1 방법에 따르면, 멀티-스캔 디스플레이의 편향 주파수보다 충분히 더 높은 주파수 f0에서 발진되는 고정 주파수를 갖는 발진기와, 상기 발진기로부터 출력된 클럭을 내림차순으로 카운팅하는 제 1 카운터로서, f0 ÷fh의 제산에 의해 얻은 소수점 이하의 수를 버린 정수 n은 값 k를 얻기 위해 n 이하의 정수 m으로 제산되며, 제 1 카운터가 값 k를 카운팅하는 시간이 1 사이클로 설정되는 제 1 카운터, 및 1 주기를 형성하기 위해 값 k을 m 사이클 카운팅하여 편향 주파수 fh와 그 편향 주파수의 여러배의 주파수를 갖는 클럭을 생성하기 위한 제 2 카운터를 구비하는 멀티-스캔 호환가능 수평 동기 신호 생성 시스템이 제공된다.
본 발명의 제 2 방법에 따르면, 청구항 1에 의한 멀티-스캔 호환 가능 수평 동기 신호 생성 시스템은 오름차순으로 카운팅된 값이 자유롭게 설정될 수 있는 제 3 카운터를 더 포함하고, 나머지 p가 n ÷m = k에서 얻어지는 계산에서 오름차순으로 카운팅된 값은 p로 설정되고, 제 3 카운터는 제 1 카운터가 값 k를 카운팅하는 동안 그 값을 한 번 오름차순으로 카운팅하고, 카운팅된 데이터가 m 이상일 때, 제 1 카운터는 다음 1 사이클의 카운트 값을 k + 1로 설정하며, 제 3 카운터는 카운팅된 값으로부터 m을 감산하고 다음의 1 사이클동안 그 카운팅된 값에 대해 값 p를 오름차순으로 카운팅하여, 나머지 p에 의해 야기되는 편향 주파수의 편차를 제거한다.
또한, 본 발명의 제 3 방법에 따르면, 멀티-스캔 호환 가능 수평 동기 신호 생성 시스템에 있어서, 제 1 카운터가 값 k를 카운팅하는 시간은 1 사이클로 설정되고, 제 1 카운터가 가산들을 반복하는 기간은 1 주기로 설정되는 시스템에서, 편향 주파수보다 m배 높은 편향 주파수 클럭의 오차는 그 1 주기의 초기에 m/2으로 제 3 카운터의 초기값를 설정함으로써 경감된다.
또한, 본 발명의 제 4 방법에 따르면, 값 m이 2의 멱(power)으로 설정된다. 본 발명의 제 5 방법에 따르면, 상기 시스템은 그것의 내부로부터 편향 주파수 fh에 대해 고정배인 m배의 주파수를 갖는 클럭을 생성하며, 그 클럭을 사용함으로써 멀티-스캔 호환 가능 수평 동기 신호를 생성하기 위한 시스템에 필요한 다양한 타이밍 신호들을 생성한다.

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바람직한 실시예들의 설명

본 발명을 실행하기 위한 모드는 상기 도들에 관련하여 상세히 설명될 것이다. 본 발명은 크리스탈 발진기 등을 사용하여 안정한 기준 신호 소스를 형성할 수 있고, 그럼으로써 멀티-스캔과 호환 가능한 수평 편향 타이밍 펄스를 생성할 수 있다. 도 6은 본 발명에 의한 제 1 실시예의 아웃라인을 설명하는 단계에서 제조될 기준 블록도이다. 도 8은 그것의 타이밍 차트이다.

도 6에 도시된 본 발명에 의한 제 1 실시예는 아날로그 부분과 디지털 부분으로 나눠질 수 있다. 디지털 부분은 "클럭 fh와 동기화된 발진 클럭을 생성하는 블럭"으로 설명될 수 있다. 즉, 아날로그 부분은 "클럭 fh로 동기된 발진 클럭을 생성하는 블럭"으로 설명될 수 있다. 특히, 디지털 부분으로부터 출력된 클럭 fh와 인가된 수평 동기 신호 Hsync는 위상 비교기(11)에 의해 위상 비교되고, 위상 비교기로부터의 출력은 필터(12)를 통해 공급되고, 필터로부터 출력된 전압은 기준 클럭을 생성하는 발진기를 제어하기 위해 사용되는 위상 동기 루프(Phase Locked Loop, 아래에 PLL로 언급된다)로 조정될 수 있다. 따라서, 아날로그 부분은 통상적인 PLL과 같고, 그러므로 본 발명을 특징짓는 디지털 부분만이 도 6 내지 8에 관련하여 설명될 것이다.

도 6은 멀티-스캔 호환 가능 수평 편향 동기 시스템의 블록도이다. 아날로그 부분은 예를 들어, 디지털 부분으로부터의 신호 fh 클럭과 동기화 분리된 수평 동기 신호 Hsync를 위상 비교하기 위한 위상 비교기(11)와, 발진 주파수 및 위상이 필터(12)로부터 인가된 오차 신호의 전압값에 응하여 제어되는 오차 신호 및 기준 클럭 발진기(13)를 형성하기 위한 위상 비교기(11)의 위상 비교된 출력을 필터링-아웃(filtering-out)하기 위한 저역 통과 필터(12)를 포함할 수 있다. 그 기준 클럭 발진기(13)는 바람직하게 높은 Q와 만족스러운 지터 성능을 갖는 크리스탈 또는 세라믹과 같은 고정 주파수 기준 클럭 발진기를 포함해야 한다.

디지털 부분은 도 6에 도시된 것처럼, 아날로그 부분에 기준 클럭 발진기(13)로부터 발진된 f0 클럭을 카운팅하기 위한 그리고, 소정의 수의 클럭들이 카운팅될 때 펄스 신호(C01)를 출력하는 카운터(1)와, 펄스 신호(C02)로서 수평 편향 주파수 fh의 타이밍을 출력하는 카운터(2)와, 펄스를 매 시간마다 오름차순으로 카운팅하는 전환 스위치(SW)로 펄스 신호(C03)를 출력하기 위한 카운터(3)와, 카운터들(1 및 3), 인버팅(NOT) 게이트(G1), 앤드(AND) 게이트(G2), 디-플립-플롭(F) 등으로 설정 값들을 출력하기 위한 레지스터(R)를 포함할 수 있다.

수평 편향 동기 시스템의 동작은 다음에 도들 6 내지 8에 관련하여 설명될 것이다. f0는 본 시스템의 기준 발진 주파수이고, fh는 희망되는 수평 편향 주파수이고, n은 f0 ÷fh의 몫의 소수점 이하를 버린 정수이고, k는 n이 n 및 p 이하의 정수 m에 의해 나누어질 때 얻어진 몫의 값이라고 가정하자. 1 사이클은 카운터(1)가 기준 발진 주파수 f0에 의해 값 k를 카운팅하는 동안의 시간이라 가정한다. 카운터가 1 사이클을 카운팅하는 매 시간마다, 펄스 신호(C01)와 같은 오버플로우(overflow) 신호를 출력할 수 있다. 또한, 그 펄스 신호(C01)는 수평 편향 주파수 fh의 사이클의 m배의 클럭 주파수를 가진다.

상기 언급된 장치는 아래에 주어진 방정식들에 의해서 표현될 것이다.

f0 ÷fh ≒ n ( n은 정수 )

n ÷m = k 나머지 p ( n > m, k는 정수 )

레지스터(R)은 상기 언급된 정수 n의 값이 상위 몇몇 비트들과 남은 하위 비트를 위해, 이진수로 변환되는 값을 나눌 수 있다. 상위 몇몇 비트들은 카운터(1)의 카운트 수가 된다. 하위 비트는 카운터(3)의 가산된 값이 된다. 레지스터(R)의 비트수 및 상위 비트와 하위 비트의 분할은 도 6의 실시예의 경우 전체적으로 8 비트를 형성하기 위해서 상위 비트는 3 비트가 되고, 하위 비트는 5비트가 된다는 것이다. 이 비트 수는 후에 설명될 f0, fh, m, n의 수치에 의해 변화될 수 있다.

카운터(1)는 레지스터(R)로부터 옮겨진 상위 몇몇 비트들의 미리 조절한 값에 의해 기준 발진 주파수 f0를 카운팅할 수 있다. 카운팅의 최종 단계에서, 이 카운터는 오버플로우 신호로써 디-플립-플롭(F)과 전환 스위치(SW)로 펄스 신호(C01)를 출력할 수 있다. 카운터(1)는 앤드 게이트(G2)로부터의 출력에 의해 소정의 값으로 리셋(reset)될 수 있고, 1 사이클의 카운터는 종료된다. 이어서, 이 카운터는 다음 사이클의 카운팅을 시작할 수 있고, 유사 동작들을 반복할 수 있다.

카운터(2)는 카운터(1)로부터 출력된 펄스 신호(C01)을 카운팅하기 위해 개조된다. 이 카운터는 카운트 수 m에 의해 1 사이클을 완료할 수 있고, 그것의 출력은 fh 클럭의 사이클과 일치할 수 있다. 이 때문에, 이 카운터는 매 사이클마다 도 6의 시스템 전체를 리셋할 수 있고, 동시에 fh 클럭으로서 펄스 신호(C02)를 출력할 수 있다.

또한, 수평 동기 신호 생성 시스템은 다양한 타이밍 신호들을 요구하고, 그러므로 수평 동기 신호 fh를 증가함으로써 클럭 신호를 사용할 수 있다. 이 때문에, 카운터(1)로부터의 출력이 될 수 있었던 펄스 신호(C01)는 디지털 부분으로부터 출력될 수 있고, 다양한 펄스 신호들을 만들기 위해 m ×fh 펄스로 사용될 수 있다.

카운터(3)는 도 2a 및 2b에서 보여진 가산기(adder)로서 조정될 수 있고, 클럭 신호로 사용된 펄스 신호(C01)에 응하여 레지스터(R)의 5 하위 비트의 값들(DATA0 내지 DATA4)을 가산할 수 있다. 따라서, 카운터(3)는 레지스터(R)의 남은 하위 비트와 같이 될 수 있는 비트수를 요구할 수 있고, 그러므로 각각이 가산 입력 단자들(IN1, IN2), 가산 출력 단자(S), 및 캐리(carry) 출력 단자(C0)를 구비하는 다섯 개의 가산기들(5a 내지 5e)과 다섯 개의 디-플립-플롭들(6a 내지 6e)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 하위 5 비트의 데이터가 도 6의 레지스터(R)의 카운터(3)에 인가되는 동안, 데이터(DATA0 내지 DATA4)는 카운터(3)를 포함하는 가산기들(5a 내지 5e)의 입력 단자(IN1)에 공급된다. 그리고, 클럭 신호가 인가될 때, 데이터(D0 내지 D4)는 디-플립-플롭들(6a 내지 6e)에 래치(latch)되고, 출력들은 가산기들(5a 내지 5e)의 다른 입력 단자들로 공급된다. 이 방법에서, 데이터(D0 내지 D4)의 값들은 클럭이 인가될 때마다 가산된다. 최종 가산기(5a)가 오버플로우 신호(캐리 신호)로서 펄스 신호(C03)를 출력할 때, 전환 스위치(SW)는 펄스 신호(C01)가 한 클럭 지연되는 쪽으로 연결된다(도 7의 상단부).

상기 설명된 것처럼, 카운터(1)로부터 출력된 신호인 펄스 신호(C01)는 두 개의 채널들을 갖는다. 한 채널은 신호가 전환 스위치(SW)에 직접적으로 공급되는 것이다. 펄스 신호(C03)가 출력되지 않을 때, 신호는 이 채널을 통해 앤드 게이트(G2)로 공급된다. 또 하나의 채널은 신호가 f0 클럭에 응하여 한 클럭 지연되도록 디-플립-플롭을 통해 공급되는 것이다. 상기 채널들은 카운터(3)로부터의 오버플로우 신호인 펄스 신호(C03)의 출력에 의해 스위칭된다. 스위치(SW)는 카운터(3)가 오버플로우되고 펄스 신호(C03)가 "H"로 갈 때, 채널이 신호가 디-플립-플롭(F)에서 한 클럭 지연되는 채널로 전환되도록 동작될 수 있다.

카운터(3)는 오름차순으로 카운팅된 값의 임의의 값들과 호환 가능하도록 조정되어야 한다. 이 때문에, 이 실시예에서, 카운터는 도 7에서 보여진 것처럼 가산기들(5a 내지 5e)과 플립-플롭들(6a 내지 6e)의 조합을 포함할 수 있다. 카운팅된 값들의 데이터가 클리어 단자에 의해 리셋된 후, DATA0 내지 4에 인가된 값들 및 플립-플롭들(6a 내지 6e)의 현재 값들이 가산되며, 가산된 값들은 다음 클럭 동안 플립-플롭들(6a 내지 6e)에서 반복적으로 래치된다. 따라서, 카운터(3)는 오름차순으로 카운팅되고, DATA0 내지 4에 의해 공급되는 값들이 레지스터(R)로부터의 입력에 의해서 자유롭게 설정될 수 있는 카운터가 될 수 있다.

조정된 본 발명의 동작들에 관하여, 특정 예들이 도들 6 내지 8에 관련해서 설명될 것이다.

도 6에서 기준 발진기(13)로부터 생성된 기준 클럭 f0 클럭은 예를 들어 2.7 MHz로 설정되고, 시스템의 출력으로서 희망되는 수평 편향 주파수 fh는 예를 들어 31.5 kHz로 설정된다. 또한, 정상 주파수보다 32배 높은 주파수를 갖는 fh 클럭이 동시에 출력될 때, 도 8의 타이밍 차트가 얻어진다.

게다가, 이 시스템이 텔레비젼 표준 신호와 호환 가능하게 되어 이후 15.734 kHz를 얻도록 조정된다면, 상기 시스템에 의해 요구된 레지스터 비트들의 수가 8비트가 되도록 2.7 M ÷15,734 k ≒ 176이 된다. 게다가, 정상 주파수보다 32배 높은 주파수를 갖는 fh 클럭이 출력되기 위해서, 2.7 M ÷32 = 84.735 kHz는 이 시스템에 의해 실현될 수 있는 최대 수평 편향 주파수가 된다.

이 시간에 바람직한 수평 편향 주파수는 31.5 kHz이므로, 레지스터(R)에 설정된 값은 2.7 M ÷31.5 kHz ≒ 85.71428 값의 소수점 아래의 수를 반올림한 정수 86이다. 이 값이 이진수로 표현되면, "01010110"으로 표현될 수 있다. 이 값은 레지스터(R)로 설정된다.

상기 언급된 작동들은 다음과 같은 방정식들로 표현될 것이다.

2.7 M (f0) ÷31.5 k (fh) ≒ 85.71428 ≒ 86 (n)

(이진수 01010110)

86 (n) ÷32 (m) = 2 (k) (상위 3 비트 010)

나머지 22 (p) (하위 5 비트 10110)

카운터(1)는 값을 오름차순으로 카운팅할 수 있고, 카운터(2)는 도 3에서 설명된 것처럼 값을 내림차순으로 카운팅할 수 있다. 카운터(1)는 카운트 데이터가 "1"일 때 펄스 신호(C01)를 출력할 수 있다. 즉, 전환 스위치(SW)가 아래쪽 접촉으로 연결될 때, 두 개의 펄스들(f0)을 카운팅한 다음 리셋할 수 있다.

처음에, 상기 언급된 계산에 의해 얻어진 값(n)의 이진수 "01010110"은 레지스터(R)에 설정된다. 다음, "2"는 카운터(1)로 로드(load)되고, 동시에 카운터들(2, 3)은 제거된다. 8 비트 레지스터(R)의 하위 5 비트 데이터는 비록 레지스터가 제거된다 할지라도, DATA0 내지 4로 일정하게 인가된다. 카운터(2)의 초기치는 "0"으로 설정되고, 이 때, 카운터(3)의 펄스 신호(C03)는 "0"이다. 결과로서, 도 6에서 카운터(1)의 펄스 신호(C01)는 디-플립-플롭(F)를 통과하지 않는 채널을 선택할 수 있다(전환 스위치(SW)의 아래쪽 접촉). 따라서, 도 8에서, 카운터(3)의 펄스 신호(C03)가 "0"일 때, 카운터(1)의 카운트는 "2" 및 "1"이 될 수 있다. "1"일 때, 펄스 신호(C01)는 "H"로 간다. 이어서, 카운터(1)는 펄스 신호(C01)가 출력되는 동시에 리셋되고, 다음 기준 클럭에 의해 "2"로 설정되며, 카운터들(2, 3)은 동시에 증가된다.

fh 클럭으로 동기화된 타이밍 펄스가 되는 m ×fh 클럭은 f0 클럭 및 펄스 신호(C01)을 반전시키는 낫(NOT) 게이트(G1)의 출력의 논리 앤드(AND) 함수를 실행함에 의해 앤드 게이트(G2)로부터 출력되기 때문에, 도 8에 보여진 것처럼 좁은 "H"폭을 갖는 파형을 가질 수 있다.

카운터(2)가 증가될 때, 동시에 카운터(3)는 전술한 가산 결과 "10110"을 유지한다. 그러므로, 오름차순으로 카운팅된 인가된 데이터는 항상 8 비트 레지스터(R)의 하위 5 비트 데이터이므로, 이전에 유지한 "10110" 및 레지스터(R)의 하위 5 비트 데이터 "10110"은 가산된다. 비록, 결과가 "101100"일지라도, 카운터는 가산된 결과가 "01100"이고, "1"이 캐리 펄스 신호(C03)로 출력되기 위한 5 비트 카운터이다. 바로 그 순간에, 스위치(SW)는 위쪽 접촉으로 연결되고, 카운터(1)의 펄스 신호(C01)는 디-플립-플롭(F)이 하나의 기준 클럭에 의한 신호를 지연하고(도 6에 도시된 전환 스위치(SW)의 상단부 접촉), 카운트(1)의 카운트 값이 "2", "1" 후에 즉시 리셋되지 않는 쪽을 통과하는 접촉을 선택하며, 그럼으로써 또 다른 한 클럭에 의해 지연되는 신호를 초래한다. 도 8은 "2", "1", "0"에 의한 상태를 도시한다. 중요한 점은 비록 데이터가 "1"이고, 펄스 신호(C01)가 "H"로 간다고 할지라도, 신호는 지연 처리 과정에 의해 한 클럭 지연을 가지고 "H"로 가서 카운터들(2, 3)에 공급되며, 또한, 카운터(1)는 한 클럭의 지연에 의해 리셋된다. 그러므로, 카운터(1)는 "0"을 카운팅함으로써 야기된다.

상기 언급된 작동들 후에, 카운터(1)는 리셋되고, "2"로 설정되며, 동시에 카운터들(2, 3)은 증가된다. 이 방법에서, 하위 5 비트의 데이터를 카운팅하는 카운터(3)가 캐리 출력(C03)을 출력할 때, 카운터(1)는 캐리 출력의 부재에서 카운터가 3 클럭들을 카운팅하고, 2 클럭들을 카운팅하는 작동들을 반복한다.

그 다음은, 카운터(2)의 값이 "31"로 갈 때, 카운터(3)의 가산된 결과는 "0000"으로 가고, 카운터(3)의 나머지는 "0"으로 간다. 이 이유는 카운트(3)에서 가산된 값이 되는 5 비트 데이터 "DATA0 내지 4"는 32배로 가산되고, 5 비트 데이터 ×32의 계산이 실행되는 경우와 유사하다. 이진수에서의 "32와의 곱셈"은 기준 데이터가 왼쪽의 5 비트에 의해 이동되는 경우와 유사할 수 있다. 상기 언급된 작동에 의해, 8 비트 레지스터의 하위 5 비트들은 나머지 없이 스위치(SW)를 통한 상위 3 비트를 카운팅하는 카운터(1)로 적절하게 설정될 수 있다. 따라서, 이 시스템은 85.71428에 의해 2.7 MHz의 f0 클럭을 정확하게 주파수 분할함으로써 31.395 kHz의 수평 주파수 fh를 생성할 수 있다.

부수적으로, 도 8은 클럭 출력 m ×fh를 도시한다. 이 출력된 신호는 직접적으로 정상 클럭보다 32배 높은 fh 클럭이 된다. 도 1의 연구는 캐리 펄스가 "L"에서 "H"로 가는 타이밍이 f0 클럭의 양에 의해 증가 또는 감소되며, 정확하게 동등한 간격을 갖는 32배의 fh 클럭이 되지 않을 수 있다는 것을 밝혀낸다. 만일 정확한 32배의 fh 클럭이 실질적으로 도 8의 타이밍 차트에 위치된다면, 도 8에서 보여진 카운터(3)으로부터 출력된 펄스 신호(C02)가 "H"로 가는 타이밍은 32배의 fh 클럭이 "H"로 가는 정확한 타이밍과 대략적으로 같다. 32배의 fh 클럭은 단지 앞서 설명된 것처럼 다양한 타이밍 신호들을 생성하기 위해 사용되기 때문에, 심지어 클럭이 "H"로 가는 타이밍이 변동될 때도, 타이밍의 그러한 변동은 하나의 f0 클럭에서 발생한다. 그러면, 어떠한 심각한 문제도 일어나지 않는다.

부수적으로, 정확한 32배의 fh 클럭으로부터의 펄스 신호(C02)의 편차가 훨씬 많이 경감되는 제 2 실시예는 도 9에 도시된다.

도 9의 타이밍 차트는 카운터(3)의 제 1 리셋 값이 "100001"로 설정되는 경우를 보여준다. 만일 리셋 값이 이것으로 설정되면, 펄스 신호(C03)가 "H"로 가는 타이밍은 도 8과 비교되어 변화된다.

이 가산의 의미가 설명될 것이다. 도 6의 제 1 실시예에 의한 시스템은 또 다른 관점으로부터 설명될 것이다. 비록 카운터(1)가 근본적으로 32배의 fh 클럭에 대한 정수로서 레지스터(R)의 상위 3 비트를 다룰지라도, 카운터(1)는 소수점 이하의 수로써 하위 5 비트를 고려하고, 카운터(3)이 소수점 이하의 수를 고려할 때 정수 영역에 오버플로우된 값은 스위치(SW)를 통해 카운터(1)에 반영된다.

이 때, 정수 영역(하위 3 비트)에 소수점 이하의 값(하위 5 비트)을 반영시키는 방법이 도 8에서 나타낸 제 1 실시예에서의 절사(round-off)이고, 도 9에서 나타낸 제 2 실시예에서의 사사오입(rounding)이다. 도 10 및 11은 하위 5 비트가 소수의 소수점 이하의 수치로 계산되는 1 주기의 펄스 신호들(C01, C02, C03)을 설명한다. 제 1 실시예는 도 10에 나타나고, 제 2 실시예는 도 11에 나타난다. 하위 5 비트가 소수점 이하의 수치라고 가정하면, 이진수 "10110"은 소수에서 0.6875이고, 이진수 "10000"은 소수에서 0.5이다. 제 1 실시예의 경우, 카운터(3)의 초기값이 '영'이기 때문에, 심지어 이진수 "10110"이 카운터(3)에 부가될 때에도, 캐리는 발생하지 않는다. 그러나, 제 2 실시예의 경우, 카운터(3)의 초기값이 이진수에서 "10000"(소수에서 0.5)이기 때문에, 이진수 "10110"이 카운터(3)에 부가될 때(즉, 0.5 + 0.6875), 펄스 신호(C03)는 "H"로 가기 위해 오버플로우가 발생한다.

부수적으로, 기준 주파수가 2.7 MHz로 설정될 때, 만일 뮤즈-시스템(MUSE-system) 수평 편향 주파수 33.75 kHz를 얻도록 의도된다면,

2.7 M (f0) ÷33.75 k (fh) = 80 (n)

(이진수 01010000)

80 (n) ÷32 (m) = 2 (k) (상위 3 비트 010)

... 나머지 16 (p) (하위 5 비트 10000)

가 된다.

그러므로, 수평 편향 주파수는 쉽게 생성될 수 있다.

본 발명에 따르면, 텔레비젼 수상기의 수평 편향 시스템에서, 낮은 지터가 높은 Q를 갖는 세라믹과 같은 발진기에 의해 실현될 수 있고, 이 수평 편향 시스템은 멀티-스캔과 호환 가능하게 제조되며, 조정이 불필요하게 될 수 있고, 다양한 제어들을 위한 타이밍 신호들이 동시에 출력될 수 있다.

이상 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 첨부 도면을 참조하여 설명하였으나, 본 발명은 상기 언급된 실시예들에 한정되는 것은 아니며, 다음의 청구항들에서 정의된 것과 같은 본 발명의 사상과 범위로부터 벗어나지 않고, 여러 변화들 및 변경들이 본 기술 분야의 당업자들에 의해 이루어질 수 있다는 것이 이해되어야 한다.

본 발명에 의해, 텔레비젼 수상기의 수평 편향 시스템에서, 낮은 지터가 높은 Q를 갖는 세라믹과 같은 발진기에 의해 실현될 수 있고, 이 수평 편향 시스템은 멀티-스캔과 호환 가능하게 제조되는 동시에 조정이 불필요하게 될 수 있고, 다양한 제어들을 위한 타이밍 신호들이 동시에 출력될 수 있는 효과가 있다.

Claims (5)

1. 멀티-스캔과 호환 가능한 수평 동기 신호를 생성하는 시스템에 있어서,

   멀티-스캔 디스플레이에서의 편향 주파수 fh보다 약 80 내지 90배 더 높은 주파수 f0에서 발진된 고정 주파수를 갖는 발진기,

   상기 발진기로부터 출력된 클럭을 내림차순으로 카운팅하는 제 1 카운터로서, f0 ÷fh의 제산에 의해 얻어진 수의 소수 이하를 반올림한 정수 n을 n보다 작은 정수 m으로 나누어 k 값을 얻고, 상기 제 1 카운터가 상기 k 값을 카운팅하는 시간이 1 사이클로 설정되는, 즉 클럭의 1 사이클이 상기 편향 주파수보다 상수 배만큼 높은 주파수를 갖는, 상기 제 1 카운터, 및

   1 주기를 형성하기 위해 상기 k 값을 m 사이클 카운팅하여, 상기 편향 주파수 fh를 생성하는 제 2 카운터를 포함하는, 수평 동기 신호를 생성하는 시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   오름차순으로 카운팅된 값이 자유롭게 설정될 수 있는 제 3 카운터를 더 포함하고, n ÷m = k의 계산에서 나머지 p가 얻어지는 계산에서, 상기 오름차순으로 카운팅된 값은 p로 설정되고, 상기 제 3 카운터는 상기 제 1 카운터가 상기 k 값을 카운팅하는 동안 상기 값을 오름차순으로 한 번 카운팅하고, 상기 카운팅된 데이터가 m보다 더 커질 때, 상기 제 1 카운터는 다음 1 사이클의 상기 카운트 값을 k + 1로 설정하고, 상기 제 3 카운터는 상기 카운팅된 값으로부터 m을 감산하고 다음 1 사이클 동안 그 카운팅된 값에 대해 상기 p 값을 오름차순으로 카운팅하여, 상기 나머지 p에 의해 일어나는 상기 편향 주파수의 편차를 제거하는, 수평 동기 신호를 생성하는 시스템.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 카운터가 상기 k 값을 카운팅하는 상기 시간이 1 사이클로 설정되고 상기 제 1 카운터가 m 사이클들을 반복하는 지속 기간이 1 주기로 설정되는 상기 시스템에서, 상기 편향 주파수보다 m배 높은 편향 주파수 클럭의 오차는 상기 1 주기의 시작에서 상기 제 3 카운터의 초기값을 m/2으로 설정함으로써 경감되는, 수평 동기 신호를 생성하는 시스템.
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 m 값은 2의 멱(power)으로 설정되는, 수평 동기 신호를 생성하는 시스템.
5. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 시스템은 내부로부터 상기 편향 주파수 fh보다 고정배인 m배만큼 더 높은 주파수를 갖는 클럭을 생성하고 그러한 클럭을 이용함으로써 멀티-스캔과 호환 가능한 수평 동기 신호를 생성하는 시스템에 필요한 다양한 타이밍 신호들을 생성하는, 수평 동기 신호를 생성하는 시스템.

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