KR100713670B1 - 수신장치및신호수신방법 - Google Patents

수신장치및신호수신방법

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KR100713670B1
KR100713670B1 KR1019980009373A KR19980009373A KR100713670B1 KR 100713670 B1 KR100713670 B1 KR 100713670B1 KR 1019980009373 A KR1019980009373 A KR 1019980009373A KR 19980009373 A KR19980009373 A KR 19980009373A KR 100713670 B1 KR100713670 B1 KR 100713670B1
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가즈유끼 사꼬다
미쯔히로 스즈끼
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소니 가부시끼 가이샤
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Abstract

본 발명은 수신장치에 관한 것이고, 그 목적은 고정확 최대 가능성 계열 추정이 행해져서 송신된 데이터가 더 개선된 정확도로 복원될 수 있도록 하는 것이다. 송신신호 수신시에 수신신호(S27)를 출력하는 수신수단(31, 32)과, 상기 수신신호가 그에 의해 수신수단으로부터 송신된 수신신호에 따라 송신되는 슬롯의 신뢰도를 나타내는 가중계수를 계산하고 이 가중계수를 수신신호와 곱하여 이를 출력하는 가중수단(35)과, 가중수단으로부터 송신된 수신신호(S29)를 복호화하고 송신된 데이터를 복원하는 복호화 수단(16)이 제공되므로, 최대 라이클리우드 계열 추정이 복호화 수단에서 슬롯의 신뢰도를 부가시에 행해질 수 있고, 이에의해 통화의 질이 슬롯마다 변화하는 경우에도, 송신 데이터가 고정확도 최대 가능성 계열 추정을 행하므로써 더 개선된 정확도로 복원될 수 있다.

Description

수신장치 및 신호수신방법
본 발명은 수신장치 및 신호수신방법에 관한 것으로, 특히 휴대전화시스템과 같은 무선통신시스템에 적용가능한 것이다.
이러한 종류의 무선통신시스템에서, 통신서비스를 제공하는 영역은 소망의 크기의 셀로 분할되고 기지국은 각 셀에 고정된 무선국으로서 각각 설치되고, 이동 무선국으로서의 휴대전화기는 휴대전화기 자체가 존재하는 셀에서 기지국과 함께 무선통신하도록 구성되어 있다. 여러 가지 유형의 통신방식이 제안되어 오고 있지만, 대표적인 것은 TDMA방식이라고 칭해지는 시분할다중접속방식이다.
이 TDMA방식은 도 1a 및 1b에 나타낸 것같이 소정의 주파수채널을 고정시간폭의 프레임(F0, F1, …)으로 분할하고 또한 고정시간폭의 시간슬롯(TS0~TS3)으로 프레임을 분할하는 방식으로, 시간슬롯(TS0)이 공통주파수채널을 이용하여 그 자체국에 할당될 때 사용자는 송신신호를 송신하고, 이 방식은 복수의 통신(예를 들면, 다중통신)의 현실화를 가능하게 하고, 사용자는 공통주파수를 공유하고 주파수가 효율적으로 활용될수 있도록 한다. 이하에 송신에 할당된 시간슬롯(TS0)은 송신슬롯(TX)으로 칭하고, 1송신슬롯(TX)에 의해 송신될 데이터블럭은 슬롯으로 칭한다.
이러한 점에서, 이러한 TDMA방식을 이용하여 디지털신호를 송수신하는 무선통신방식의 송신장치 및 수신장치를 도 2a, 2b, 3a 및 3b를 이용하여 설명한다. 이것과 관련하여, 도 2a, 2b, 3a 및 3b에 나타낸 송신장치 및 수신장치는 휴대전화장치 및 휴대전화방식의 기지국에 적재되고, 휴대통신장치에서 기지국 또는 기지국에서 휴대전화장치로의 통신에 사용된다.
도 2a에 나타낸 것같이, 송신장치(1)는 대략 콘벌루션 부호화회로(2), 인터리브버퍼(3), 슬롯화처리회로(4), DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying :차동4상위상변조)변조회로(5), 송신회로(6) 및 안테나(7)로 구성되어 있고, 먼저 콘벌루션부호화회로(2)에 송신될 송신데이터(S1)를 입력한다.
콘벌루션부호화회로(2)는 레지스터와 고정단수의 익스클루시브 OR회로로 구성되고, 입력되는 송신데이터(S1)의 콘벌루션부호화에 적용되고 결과의 기호(S2)을 인터리브버퍼(3)에 출력한다. 인터리브버퍼(3)는 기억영역에서 송신심볼(S2)을 순차적으로 순서대로 저장하고, 송신심볼(S2)이 상기 전체 메모리(즉, 소망의 크기의 송신심볼(S2)이 저장된다)에 저장될 때, 송신심볼(S2)을 랜덤한 순서로 치환하고(이하 이 치환을 인터리브라고 부른다) 이 결과의 송신심볼(S3)을 슬롯화처리회로(4)에 출력한다. 이와 관련하여, 인터리브버퍼(3)는 다수의 송신슬롯(TX)에 걸쳐 송신심볼이 분산될수 있도록 복수의 슬롯에 대하여 저장용량을 가진다.
슬롯화처리회로(4)는 상기 송신심볼(S3)을 슬롯으로 분할하여 송신심볼(S3)을 송신슬롯(TX)에 할당하고 슬롯마다 DQPSK변조회로(5)에 슬롯화된 송신심볼(S4)을 순서대로 출력한다. DQPSK변조부(5)는 슬롯마다 공급될 송신심볼(S4)에 DQPSK변조처리를 가함으로써 위상치로 나타낸 기호정보인 송신심볼(S5)을 형성하고 이것을 송신회로(6)에 출력한다.
송신회로(6)는 슬롯마다 공급되는 송신신호(S5)를 필터처리한후 상기 송신신호(S5)를 아날로그신호로 변환하고 아날로그변환신호를 주파수변환함으로써 고정주파수채널로 송신신호를 형성한다. 이것을 고정된 전력으로 증폭한후, 이것을 안테나(7)를 통하여 송신한다. 그래서, 슬롯으로 분할된 송신신호(S6)는 송신슬롯(TX)의 타이밍과 동기하는 송신장치(1)로부터 송신된다. 이것과 관련하여, 참고목적으로, 상기 서술한 송신장치(1)의 각 회로에서 실행되는 신호처리의 간략한 개요를 도 2b에 나타내었다.
한편, 도 3a에 나타낸 것같이, 수신장치(10)는 개략적으로 안테나(11), 수신회로(12), DQPSK복조회로(13), 슬롯연결처리회로(14), 디인터리브버퍼(15) 및 비터비복호회로(16)로 구성되어 있고, 안테나(11)에 의해 송신장치로부터 송신된 송신신호(S6)를 수신하고 이것을 수신된 신호(S11)로서 수신회로(12)에 입력한다. 수신회로(12)는 수신된 입력신호(S11)를 증폭한후, 상기 수신신호(S11)에 주파수변환을 가한후 베이스밴드신호를 꺼내고, 이 베이스밴드신호(S11)에 필터처리를 가한후 베이스밴드신호를 디지털신호로 변환함으로써 DQPSK변조된 수신신호(S12)를 꺼내고, 이것을 DQPSK복조회로(13)에 출력한다.
이 DQPSK복조회로(13)는 수신신호(S12)에 DQPSK변조처리를 가함으로써 기호정보를 꺼내고 이것을 수신기호(S13)으로서 슬롯연결처리회로(14)에 출력한다. 이것과 관련하여, 이 수신기호(S13)의 값은 "0" 및 "1"과 같은 2진신호는 아니고 전송로상에서 노이즈성분이 가산되기때문에 멀티레벨신호이다. 슬롯연결처리회로(14)는 슬롯단위로 단편적으로 얻어지는 수신기호(S13)을 연속적인 신호가 되도록 연결하는 회로이고, 수신기호(S13)이 후단의 디인터리브버퍼(15)의 기억용량에 대하여 저장되어 있을 때 상기 수신기호(S13)을 연결하여 연결된 수신기호(S14)을 디인터리브버퍼(15)에 출력한다.
디인터리브버퍼(15)는 복수슬롯에 대하여 기억용량을 가지고, 내부 기억영역에 공급되는 수신기호(S14)을 연속적으로 저장한 후, 송신장치(1)의 인터리브버퍼(3)에서 행해진 과정의 역과정으로 상기 수신기호(S14)을 치환함으로써 수신기호(S14)을 앞의 순서로 복귀하고 결과의 수신된 기호(S15)을 비터비복호화회로(16)(이하 앞의 순서로 되돌아가는 과정을 디인터리브라고 칭한다)에 출력한다. 비터비복호화회로(16)는 연판정 비터비복호화회로로 구성되고 가장 확실한 상태를 추정함으로써 데이터는 모든 변화조건(즉, 최대가능성계열추정(maximum likelihood sequence estimation))사이에서 수신기호(S15)에 의거하여 콘벌루션부호의 격자를 고려하여 취해지고, 송신된 데이터를 나타내는 수신데이터(S16)는 복원되어 출력된다. 이와 관련하여, 도 3b는 상기 설명한 수신장치(10)의 각 회로에서 행해지는 신호처리를 나타내는 개략도이다.
그런데, 수신장치(10)에서, 수신된 데이터(S16)는 비터비복호화회로(16)에 의해 추정된 최대 가능성계열추정을 실행하여 복원된다. 그런데, 수신데이터(S16)를 보다 높은 정밀도로 복원하기 위하여 최대 가능성 계열추정의 효율을 더욱 개선시키는 것이 요구된다.
이 점에 대하여 이하에 보다 구체적으로 설명한다. DQPSK복조회로(13)에서 공급되는 수신기호(S13)은 상기와 같이 다중레벨신호이다. 이 다중레벨신호의 값은 수신기호의 신뢰성을 개략적으로 나타내고 있다. 이러한 다중레벨신호를 복호화하는 비터비복호화회로는 일반적으로 연판정 비터비복호화회로라고 불려지고 있고, 일반적으로 각 기호의 신뢰성을 가하면 최대 가능성 계열추정을 행함으로서 데이터를 복원한다. 한편, "-1" 또는 "+1"을 가지는 2진수신호를 복호하는 비터비복호화회로는 일반적으로 경판정 비터비복호화회로로 불려지고 있다. 경판정 비터비복호화회로와 연판정 비터비복호화회로를 비교하면, 일반적으로는 연판정 비터비복호화회로가 경판정 비터비복호화회로보다 정밀도가 높은 정확성으로 최대 가능성열을 행한다고 말해지고 있다. 이 원인은 연판정 비터비복호화회로의 경우에는, 신뢰성이 반영된 다중레벨신호가 입력되고 있기 때문에, 신뢰성을 반영한 추정이 실행될수 있다. 따라서 최대 가능성 계열추정에서 정밀도를 증가시키기 위하여, 비터비복호화회로에 입력되는 신호에 기호의 신뢰성이 반영되면 보다 좋다고 생각된다.
그런데, TDMA방식의 경우에서, 수신기호는 각각 슬롯단위로 분할된후 송신되고, 슬롯단위로 통신품질이 변화할 가능성을 가진다. 따라서 이 경우에서, 슬롯의 통신품질을 나타내는 신뢰성이 그 슬롯에 의해 송신된 상기 기호의 값에 반영되면 비터비 복호화회로의 최대 가능성 계열추정이 보다 고정밀도로 실행될수 있다고 생각된다. 특히 다슬롯에 걸쳐서 인터리브가 실행될때, 슬롯에 의해 신뢰성이 극단으로 변화하기때문에 신뢰성을 반영하지 않으면 잘못된 추정이 행해질 가능성이 있다.
상기를 고려하여, 본 발명의 목적은 고정밀도 최대 가능성 계열을 행함으로써 보다 정확히 송신되는 데이터를 복호할수 있는 수신장치 및 신호수신방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 상기 및 다른 목적은 소정의 정보부 세트로 구성된 신호를 수신하는 수신방법을 제공함으로써 달성된다. 수신방법은 신호를 수신하고; 각 소정의 정보부에 대하여 수신된 신호의 신뢰성을 나타내는 가중계수를 계산하고; 가중계산에 의해 수신신호를 가중하고; 가중된 신호를 복호화하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명에 따르면, 소정의 정보부의 세트로 구성되어 있고 신호를 수신하는 수신장치는 신호를 수신하는 수신수단; 각 소정의 정보부에 대하여 수신수단에서 출력된 신호의 신뢰성을 나타내는 가중계수를 계산하는 가중계수 계산수단; 가중계수에 의해 수신수단으로부터 출력된 신호를 가중하는 가중수단; 가중수단에서 출력된 신호를 복호화하는 복호화수단으로 구성되어 있다.
본 발명의 성질, 원리 및 활용성은 동일부분이 동일 수치와 문자로 표시된 첨부도면과 같이 다음의 상세한 설명을 읽을 때 보다 분명해진다.
본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 첨부한 도면을 참조하여 설명한다.
(1) 제 1실시예
먼저, 본 발명이 적용되는 무선통신시스템의 일반적인 구성에 대하여 도 4 및 도 5를 참조하여 설명한다. 도 4에 있어서, 도 2a 및 도 2b에 대응하는 부분에는 동일 도면부호로 표시하고, 20은 휴대전화시스템과 같은 무선통신시스템의 송신장치를 나타내고, 이것은 랜덤위상이동회로(21)가 부가된 점을 제외하고 도 2a, 2b에 나타낸 송신장치(1)와 거의 동일 구성을 가진다. 이 송신장치(20)에서, 슬롯화처리회로(4)에서 출력된 송신심볼(S4)은 DQPSK변조회로(5)에 공급된다. DQPSK변조회로(5)는 송신심볼(S4)에 DQPSK변조처리를 가함으로써 위상값으로 기호정보를 나타낸 송신신호를 형성하기 위한 회로이다. 이 실시예의 경우에서, π/4위상 DQPSK변조처리(즉, π/4만큼 앞의 기호로부터 위상변화를 이동함으로써 최대위상변화가 ±3π/4로 제어되는)가 실행된다. 이 처리에 의해 형성된 송신신호(S5)는 랜덤위상이동회로(21)에 공급된다.
이 랜덤위상이동회로(21)는 기호마다 랜덤하게 발생된 위상데이터와 입력송신신호(S5)를 연속적으로 승산함으로써 송신신호(S5)에 대하여 랜던위상이동를 인가한다. 이 경우에서, 랜덤위상이동회로(21)는 도 6에 나타낸 랜덤위상데이터발생회로(21A)와 승산기(21B)로 구성되어 있다. 랜덤위상데이터발생회로(21A)는 통신채널(예를 들면, 휴대전화기에서 기지국)에 의해 미리 변화하는 초기위상값을 가지고 소정의 규칙에 의거하여 상기 초기위상값으로부터 순차적으로 랜덤위상값을 발생하고 위상값을 나타내는 위상데이터(S22)를 승산기(21B)에 출력한다. 이와 관련하여, 이 위상데이터(S22)는 크기 "1"의 랜덤위상값을 가지는 복소수이다. 승산기(21B)는 기호마다 위상데이터(S22)의 복소수와 입력송신신호(S5)의 복소수를 연속적으로 승산함으로써 송신신호(S5)에 랜덤위상이동를 행한다. 그래서, 랜덤위상이동이 행해진 송신신호(S20)는 송신회로(6)에 보내진다.
통신의 수신측은 상기와 같은 초기 위상값과 동일 초기위상값을 가지도록 구성되고 동일 과정에 따라서 송신측의 것과 동일한 위상데이터를 발생한다. 수신신호가 이 위상데이터에 의해 분할되어 복원처리를 실행하면, 랜덤위상이동이 가해지기 전의 신호가 복원될수 있다. 이와 관련하여, 통신의 상대가 아닌 측이 이 랜덤위상이동에 가해진 송신신호를 수신하면, 동일 초기 위상값을 가지지 않기 때문에 앞의 신호를 복원할수 없다. 따라서, 각 통신채널에 의해 다른 초기위상값을 활용하는데 통신이 행해지면, 각 통신이 서로 간섭이 되는 경우에서도 , 통신상대 이외의 신호 즉, 간섭파는 이 간섭파의 위상이 랜덤상태인 채로 남아있고 간섭파는 외견상 반노이즈화될수 있다.
또한 상기 실시예에 따라서 송신회로(6)는, 송신신호(S20)에 필터링처리를 실행한 후, 상기 송신신호(S20)를 아날로그 신호로 변환하고, 아날로그 송신신호를 주파수변환함으로써 고정 주파수 채널을 가지는 송신신호(S21)를 형성하고, 이것을 소정의 전력으로 증폭한후 안테나(7)를 통해서 송신한다.
그러면, 도 5에 있어서, 도 3a 및 도 3b의 대응하는 부분에는 동일 도면부호가 주어지고, 일반적으로 30은 본 발명에 따르는 무선통신 시스템의 수신장치를 나타내고, 수신회로(31), 랜덤위상역이동회로(32) 및 복조회로(33)를 가지는 점을 제외하고 도 3a 및 도 3b에 나타내는 수신장치(10)의 구조와 거의 같은 구조를 가진다. 먼저, 안테나(11)는 송신장치(20)에서 송신된 송신신호(S21)를 수신하고, 이것을 수신신호(S25)로서 수신회로(31)에 입력한다. 수신회로(31)는 공급되는 수신신호(S25)가 소정의 전력으로 증폭된 후, 상기 수신신호(S25)에 주파수 변환을 가함으로써 베이스밴드 신호를 꺼내고, 이 베이스밴드신호에 필터링처리를 가한후 상기 베이스밴드신호를 디지털화함으로써 랜덤위상이동이 가해진 수신신호(S26)를 꺼내고 이것을 랜덤위상역이동회로(32)에 출력한다. 이것과 관련하여, 수신신호(S26)를 출력하는 경우, 이 수신회로(31)의 아날로그-디지털 변환회로는, 각 슬롯의 전력이 일정하도록 수신 신호를 증폭한 뒤 이것을 출력한다. 이 무선통신 시스템에 따르면, 슬롯 단위로 신호가 송신되므로, 전송로상에서 수신되는 페이딩(fading)이 슬롯마다 변화할 가능성이 있으며 따라서 신호전력이 슬롯마다 변화할 수 있다.
랜덤위상역이동회로(32)는 입력되는 수신신호(S26)에 관해서 전송측과 동일한 위상치를 나타내는 위상 데이터에 연속적으로 분할처리를 함으로서 상기 수신신호(S26)에 주어진 랜덤 위상이동를 앞 위상으로 복귀한다. 실제로는, 도 7에 나타내는 것같이, 랜덤위상역이동회로(32)는 랜덤 위상 데이터 발생 회로(32A)와 승산기(32B)로 구성되어있다. 랜덤위상 데이터 발생회로(32A)는 송신측으로서 동일한 초기 위상치를 가지고, 송신측에서와 같이 고정된 규칙에 의거하여 상기 초기위상치에서 송신측과 동일한 위상치를 발생한다. 그리고 그 위상치와 공액관계를 가지는 위상치를 나타내는 위상데이터(S33)를 승산기(32B)(애스터리스크 "*"는 도면에서 공액관계를 나타낸다)에 출력한다. 이와 관련하여, 이 위상데이터(S33)는 송신측에서 발생된 위상치와 공액관계를 가지는 위상치를 가지는 진폭 "1"의 복소수이다. 승산기(32B)는 입력되는 수신신호(S26)의 복소수와 위상데이터(S33)의 복소수를 기호마다 연속적으로 승산함으로써, 상기 수신신호(S26)에 가해진 위상변화를 취소하고, 앞의 위상상태로 복귀한다. 그래서, 송신측의 위상데이터와 공액관계를 가지는 위상데이터(S33)가 사용되면, 위상역이동는 나눗셈기대신에 승산기(32B)를 사용하여 실행된다.
랜덤위상이동회로(32)에 의해 앞의 위상에 복귀되는 수신신호(S27)는 다음의 복조회로(33)로 공급된다. 복조회로(33)는 DQPSK복조회로(34)와 가중회로(35)로 이루어지고, 수신신호(S27)를 DQPSK복조회로(35)와 가중회로(35)에 각각 입력한다. DQPSK복조회로(34)는 수신신호(S27)에 복조처리를 가함으로써 기호정보를 꺼내고, 이것을 수신기호(S28)로서 가중회로(35)에 출력한다. 이 가중회로(35)는 상기 수신신호(S27)가 송신되는 슬롯의 신뢰성을 수신신호(S27)에 의거하여 슬롯마다 계산하고, 그 신뢰성에 대응하는 가중계수를 계산한다. 그러면, 가중회로(35)는 그 가중계수와 수신기호(S28)을 곱셈하여 상기 수신기호(S28)의 신호레벨에 슬롯의 신뢰성을 반영하고 결과의 수신기호(S29)을 슬롯연결처리회로(14)에 출력한다.
슬롯연결처리회로(14)는 단편적으로 얻어지는 수신된 신호(S29)가 연속적인 신호로 되도록 수신기호(S29)을 연결하는 회로이고, 수신기호(S29)이 후단의 디인터리브버퍼(15)의 기억용량만큼 저장될 때, 상기 수신기호(S29)을 연결하여 이 연결된 수신기호(S30)을 디인터리브버퍼(15)에 출력한다. 디인터리브버퍼(15)는 복수 슬롯에 대하여 기억용량을 가지고, 내부기억영역에 공급되는 수신기호(S30)을 연속적으로 저장한후, 송신장치(20)의 인터리브버퍼(3)에서 행하여진 치환과 역의 순서로 상기 수신기호(S30)의 순서를 치환하고, 비터비복호화회로(16)에 결과의 수신기호(S31)을 출력한다.
비터비복호화회로(16)는 연판정 비터비복호화회로로 구성되고 입력 수신기호(S31)에 최대 가능성 계열추정을 행함으로써 송신된 데이터를 나타내는 수신데이터(S32)를 복구한다. 이 경우에서, 전단의 가중회로(35)에서, 수신기호(S28)이 계산되고 수신기호(S28)이 송신되는 신뢰성에 그 슬롯의 신뢰성을 나타내는 가중계수가 곱해진다. 따라서, 비터비복호화회로(16)에 공급되는 수신기호(S31)의 신호레벨이 슬롯의 신뢰성에 대응하는 레벨이 되고, 통신품질이 슬롯마다 변화하는 경우라도, 그 통신품질은 신뢰성에 의해 신호레벨에 반영된다. 그래서, 이러한 수신기호(S31)이 비터비복호화회로(16)에 입력되면, 비터비복호화회로(16)는 슬롯마다 신뢰성을 가산한후 최대 가능성계열추정을 행하고, 그럼으로써 최대가능성계열추정은 보다 높은 정밀도로 행해지고 수신된 데이터는 더욱 개선된 정확도로 복구될수 있다.
이 점에서, 복조회로(33)의 구성은 도 8을 참조하여 보다 상세하게 설명한다. 도 8에 나타낸 것같이, 복조회로(33)에서, 랜덤위상역이동회로(32)에서 공급된 복소수신호로 형성된 수신신호(S27)는 승산기(40)와 지연회로(41)로 이루어지는 DQPSK복호화회로에 공급된다. 승산기(40)는 지연회로(41)에서 출력되고 1기호만큼 지연된 수신신호(S35)를 수신하고, 입력수신신호(S27)와 1기호 앞의 수신신호(S35)의 공액수를 복소곱셈함으로써 상기 수신신호(S27)에서 수신기호(S28)을 추출한다. 이 승산처리에 의해 꺼내지는 수신기호(S28)은 QPSK변조된 기호정보인 것으로 한다. 이 수신기호(S28)은 다음의 퍼스트인 퍼스트아웃(first in first out) 버퍼(이하 FIFO버퍼라고 칭한다)에 공급되고 연속적으로 저장된다. FIFO버퍼(42)는 1슬롯동안 축적될때까지 수신기호(S28)을 유지하고, 1슬롯분 축적되었을 때 FIFO버퍼(42)는 다음의 승산기(43)에 상기 수신기호(S28)을 출력한다.
더욱이, 승산기(40)에 의해 꺼내어진 수신기호(S28)은 또한 가중계수계산부(52)로 이루어지는 임시 판정회로에 공급된다. 이 임시판정회로(44)는 QPSK의 4위상상태에서 어느 위상상태에 있는지 수신기호(S28)의 위상상태를 임시적으로 결정하고, 임시결정된 위상상태를 나타내는 진폭이 "1"인 복소수신호(S36)를 승산기(45)에 출력한다. 지연회로(41)로부터 출력된 1기호만큼 지연된 수신신호(S35)가 승산기(45)에 공급되고, 임시판정회로(44)로부터 복소수신호(S36)와 1기호분지연된 수신신호(S35)를 승산함으로써 임시 판정결과 즉, 수신신호(S27)의 재생신호에 의거하여 DQPSK변조된 신호를 형성한다. 이하, 이 신호는 원래의 수신신호(S27)에 대하여 복제수신신호라고 칭한다.
승산기(45)에 의해 형성된 복제수신신호(S37)는 감산기(46)에 공급된다. 감산기(46)에 있어서, 원래의 수신신호(S27)가 또한 공급되고, 감산기(46)는 원래의 수신신호(S27)에서 복제수신신호(S37)를 감산하고 감산결과를 나타내는 신호성분(S38)을 제 1제곱회로(47)에 출력한다. 이 경우에서, 임시판정회로(44)의 판정결과가 정확하면, 이 신호성분(S38)은 가판정된 때의 수신신호(S27)에 포함되어 있는 잡음성분과 1기호전의 수신신호에 포함되는 잡음성분이 결합되어 있는 신호가 된다.
기호마다 신호성분(S35)의 진폭을 2승함으로써 제 1제곱회로(47)는 기호마다 잡음성분의 전력을 얻고 이 잡음전력(S39)을 가산기(48)에 출력한다. 제 1제곱회로(47)에서 출력되는 각 기호의 잡음전력을 가산함으로써 제 1가산기(48)는 1슬롯을 구성하는 전체 기호의 잡음전력을 합계한 1슬롯분의 잡음전력(S40)을 얻고 이것을 계산기(49)에 출력한다.
더욱이, 랜덤위상 역이동회로(32)로부터 공급된 수신신호(S27)는 제 2제곱회로(50)에 또한 공급된다. 제 2제곱회로(50)는 수신신호(S27)의 진폭을 2승함으로써 기호마다 수신신호(S27)의 전력을 얻고 이 신호전력(S41)을 제 2가산기(51)에 출력한다. 제 2가산기(51)는 제 2제곱회로(50)로부터 출력되는 각 기호의 신호전력(S41)을 가산함으로써 1슬롯을 구성하는 전체 기호의 신호전력을 합계한 1슬롯의 신호전력(S42)을 계산하고, 이것을 계산기(49)에 출력한다. 이와 관련하여, 이 신호전력(S42)은 수신신호(S27)의 신호전력을 나타내고 이것은 실제의 신호성분전력과 잡음성분전력이 결합되는 신호전력이다.
계산기(49)는 잡음전력(S40)과 입력되는 수신신호(S27)의 신호전력(S42)에 의거하여 슬롯의 신뢰성을 나타내는 가중계수(S43)를 계산한 후, 이것을 승산기(43)에 출력한다. 승산기(43)는 FIFO버퍼에서 출력되는 수신기호(S28)과 가중계수(S43)를 곱하고, 상기 수신된 기호(S28)의 진폭에 슬롯의 신뢰성을 반영한다. 그래서, 슬롯의 신뢰성이 반영된 수신기호(S29)은 형성될수 있다.
이 점에서, 계산부(49)의 구성을 도 9에 나타내었다. 계산부(49)는 가중계수산출표(49A)과 조정회로(49B)로 구성되어 있다. 가중계수산출표(49A)은 가중계수표가 저장되는 메모리로 이루어져 있고 소정의 계수를 특정함으로써 상기 계수에 대응하는 가중계수가 독출될수 있다. 이 가중계수는 슬롯의 신뢰성, 즉 통신품질을 나타내기 위한 계수이고, 신호대 잡음전력비 S/N을 나타내는 계수이다. 조정회로(49B)는 입력잡음전력(S40)과 신호전력(S42)에 의거하여 가중계수를 읽기 위하여 파라미터(SP)를 계산하고, 가중계수산출표(49A)상에서 상기 파라미터(SP)를 특정함으로써 파라미터(SP)에 대응하는 가중계수를 읽고 이것을 가중계수(S43)로서 출력한다.
여기서, 조정회로(49B)의 구성에 대하여 다음 설명한다. 조정회로(49B)는 도 10에 나타낸 것같이, 예를 들면 1/2회로(49BA), 나눗셈기(49BB), 계산회로(49BB), 계산회로(49BC)로 구성되어 있다. 먼저, 상기 서술한 것같이, 잡음전력(S40)은 잡음전력(S39)의 2기호의 합계이기 때문에, 실제 잡음전력의 2배의 크기이다. 따라서, 잡음전력(S40)은 1/2회로(49BA)에 공급되고 상기 잡음전력을 가짐으로써 실제의 잡음전력이 얻어진다. 이 잡음전력은 나눗셈기(49BB)에 공급되고 여기서 제산처리가 행해진다. 나눗셈기(49BB)는 입력잡음전력을 신호전력(S42)으로 나누고, 잡음"N"대 신호전력"S"의 비를 구한다. 이 경우에서, 신호전력(S42)은 잡음성분을 유지하고, 여기서 얻을수 있는 잡음 대 신호비는 N/(S+N)이다. 이와 관련하여, 잡음전력(S40)을 계산할 때 사용되는 기호의 수와 신호전력(S42)을 계산할 때 사용되는 기호의 수가 다르면, 잡음전력(S40)은 그 기호수로 정규화하고, 그 기호수로 신호전력(S42)을 정규화한 후, 잡음 대 신호전력(N/(S+N))비가 구해질수 있다.
이 경우에서, 잡음 대 신호전력비(N/(S+N))와 신호 대 잡음전력비((S/N)비)(이 값은 실제의 값에 의거하여 추정된 값이다)의 대응을 나타내는 표가 가중계수산출표(49A)에 저장되고, 계산회로(49BC)는 파라미터(SP)로서 나눗셈기(49BB)에서 공급되는 잡음 대 신호전력비(N/(S+N))를 가정하고, 가중계수산출표(49A)에서 대응하는 신호 대 잡음전력비((S/N)비)를 독출하고, 이것을 가중계수(S43)로서 출력한다. 이와 관련하여, 임시판정회로(44)가 임시판정을 잘못하면, 잡음전력(S40)의 값은 실제 잡음전력아래로 떨어지고, 그래서, 그 부분에 대하여 잡음 대 신호전력비(N/(S+N))와 신호 대 잡음전력비((S/N)비)가 정정된 표가 가중계수산출표(49A)에 저장될수 있다.
상기 구성에 따라서, 수신장치(30)의 경우에 있어서, 복조회로(33)는 수신기호(S28)의 임시 판정을 실행하고 임시 판정결과에 의거하여 복제된 수신신호(S27)인 수신신호(S37)의 복제를 형성한다. 이 복제된 수신신호(S37)와 원래의 수신신호(S27)사이의 차를 취함으로써, 기호마다 잡음성분(S38)이 얻어지고 1슬롯에 대한 잡음전력이 이것에 의거하여 얻어진다. 또한, 동시에 원래의 수신신호(S27)의 신호전력(S42)의 1슬롯이 구해진다. 이 구해진 잡음전력(S40)과 신호전력(S42)에 의거하여, 그 슬롯의 신호 대 잡음전력비(S/N)를 나타내는 가중계수가 구해지고 이것에 수신기호(S28)이 곱해진다. 슬롯마다 이것을 행함으로써, 슬롯의 신호대 잡음전력비(S/N)는 수신된 기호(S28)의 진폭에 반영되고, 그래서 슬롯의 신뢰성이 반영된 수신기호가 형성된다. 슬롯의 신뢰성이 반영된 이러한 수신기호(S29)은 슬롯연결처리회로(14)와 후단의 디인터리브버퍼(15)를 거쳐서 비터비복호화회로(16)에 입력되면, 상기 비터비복호화회로(16)는 각 슬롯의 신뢰성을 가산하고 최대 가능성 계열 추정을 행할수 있고, 수신된 데이터는 보다 높은 정확도로 복호화될수 있다.
이것과 연결하여, 수신기호(S28)과 가중계수를 곱함으로써 슬롯의 신뢰성이 반영되는 경우와 신뢰성이 반영되지 않는 경우에서 수신신호의 비트에러율이 도 11에 나타낸다. 도면에 나타낸 시스템로드는 무선통신시스템에서 채널의 활용인자를 나타내고, 이것은 간섭파전력에 비례한다. 도 11에서 분명한 것같이, 슬롯의 신뢰성이 수신기호(S28)에 반영될 때 수신데이터는 보다 정확히 복원될수 있다.
더욱이, 수신장치(30)에서, 슬롯의 신호대 잡음전력비(S/N)가 가중계수로서 가중계수산출표(49A)에 저장되기 때문에, 신호대 잡음전력비(S/N)가 그 표(49A)에서 독출되고, 이것을 가중계수로 함으로써, 슬롯의 신뢰성을 정확히 나타내는 가중계수(S43)는 간단한 구성으로 쉽게 계산될수 있다. 이와 관련하여, 신호대 잡음전력비(S/N)는 잡음전력(S40)과 신호전력(S42)에 의거하여 사용된다. 그러나, 도 12에 나타낸 것같이, 신호대 잡음전력비(S/N)가 좋지 않은 상태에 있으면 계산에 의해 구해진 신호대 잡음전력비(S/N)는 실제의 값과 일치하지 않는 경향이 있고 오차가 개입된다. 그러나, 이 부분을 보정함으로써, 실제의 신호대 잡음전력비(S/N)에 근사한 추정된 값이 준비되고 표로 만들어지면, 정확한 신호대 잡음전력비(S/N)가 구해지고 신뢰성을 정확히 나타내는 가중계수(S43)가 얻어질수 있다.
상기 구성에 다르면, 신호전력(S42)을 얻을뿐 아니라, 잡음전력(S40)이 수신신호(S27)에서 얻어지고, 신호대 잡음전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)가 잡음전력(S40)과 신호전력(S42)에 의거하여 계산되고 이것과 수신기호(S28)을 곱함으로써, 슬롯의 신뢰성은 상기 수신기호(S28)에 반영될수 있다. 그래서, 슬롯의 신뢰성이 반영된 수신기호(S29)이 비터비복호화회로(16)에 공급되면, 각 슬롯의 신뢰성을 가산한 후 최대 가능성 계열추정이 행해질수 있고, 그럼으로써 수신데이터(S32)는 보다 정확히 복원될수 있다.
(2) 제 2실시예
도 13에서, 도 8에 대응하는 부분에는 동일 도면부호가 주어지고, 60은 일반적으로 제 2실시예에 따르는 복조회로를 나타낸다. 수신신호(S27)는 DQPSK복조회로를 구성하는 승산기(40)와 지연회로(41)에 입력된다. 승산기(40)는 지연회로(41)에서 공급되고 1기호만큼 지연된 수신신호(S35)를 수신하고, 1기호 앞의 수신신호(S35)의 공액치와 입력 수신신호(S27)를 복소곱셈함으로써 수신신호(S27)에서 수신기호(S28)을 추출한다. 이 승산처리에 의해 추출되는 수신기호(S28)은 QPSK변조된 기호정보이다. 이 수신기호(S28)은 계속되는 FIFO버퍼(42)에 입력되고 FIFO버퍼(42)에 연속적으로 저장된다. FIFO버퍼(42)는 1슬롯분 저장될때까지 유지되고, 1슬롯분 유지될 때, FIFO버퍼(42)는 상기 수신기호(S28)을 계속되는 승산기(43)에 출력한다.
더욱이, 승산기(40)에 의해 취해진 수신기호(S28)은 또한 가중계수계산부(59)를 포함하는 절대치회로(61)에 입력된다. 이 절대치회로(61)는 QPSK신호로 형성된 수신된 기호(S28)의 I성분과 Q성분의 절대치를 취함으로써 복소평면상에 1상한(upper right)으로 기호정보를 변환하고 변환된 수신기호(S50)을 감산기(62) 및 제 2제곱회로(50)에 출력한다.
RMS레벨회로(63)에서 공급된 참조기호신호(S51)는 감산기(62)에 들어간다. 이 참조기호신호(S51)는 그 위상이 복소평면상에서 π/4에 위치하는 신호이고, 그 진폭은 그 슬롯에서 평균전력이 된다. 감산기(62)는, 수신기호(S50)에서 이 기준기호신호(S51)를 감산함으로써, 차이를 계산하고, 그 차이를 나타내는 신호성분(S52)을 제곱회로(47)로 출력한다. 이와 관련해서, 이 신호성분(S52)은 수신기호(S50)에 포함된 잡음성분을 나타낸다.
제 1제곱회로(47)는, 기호마다 신호성분(S52)의 진폭을 제곱함으로써, 기호마다 잡음성분전력을 구하고, 그 잡음전력(S53)을 제 1가산기(48)로 출력한다. 제 1가산기(48)는, 제 1제곱회로(47)로부터 출력되어 나오는 각 기호의 잡음전력(S53)을 가산함으로써 1슬롯마다 잡음전력(S54)을 구하여 그것을 계산기(49)로 출력한다.
반면, 제 2제곱회로(50)는 절대값 회로(61)로부터 공급된 수신기호(S50)의 진폭을 제곱함으로써 기호마다 신호전력(S55)을 구하고, 그것을 제 2가산기(51)로 출력한다. 제 2가산기(51)는, 제 2제곱회로(50)로부터 출력되어 나오는 각 기호의 신호전력(S55)을 가산함으로써 1슬롯마다 신호전력을 구하고, 그것을 계산기(49)로 출력한다. 이와 관련하여, 이 신호전력(S56)은 제 1실시예의 경우와 같이 실제 신호성분 전력과 잡음성분전력이 결합되는 신호전력이 된다.
계산기(49)는 입력잡음 전력(S54)과 신호전력(S56)에 기초해서 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)를 계산하여, 그것을 곱셈기(43)로 출력한다. 곱셈기(43)는 이 가중계수를 FIFO버퍼(42)로부터 출력되어 나오는 수신기호(S28)와 곱함으로써, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 상기 수신기호(S28)의 진폭에 반영하게 된다. 이 실시예의 경우, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 수신기호(S28)에 반영함으로써, 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 형성될 수 있다. 이와 관련해서, 계산기(49)는 본 실시예의 도 9에 도시된 바와같이, 가중계수 산출표(49A)와 조정회로(49B)를 포함하여 구성되며, 입력잡음전력(S64)과 신호전력(S56)에 기초해서 표로 만들어지는 파라미터(SP)를 계산하여 그 파라미터(SP)를 가중계수 산출표(SP)에 지시하고, 원하는 가중계수를 판독하고, 그것을 가중계수(S43)로써 출력한다.
상기 구성에 의하면, 제 2실시예에 따른 복조회로(60)에서, 수신기호(S28)는 절대값 회로에 의해 복소평면 상의 1사분면으로 변환되고, 변환된 수신기호(S50)와 기준기호신호(S51) 간의 차이를 계산하게 되면, 잡음신호성분(S52)이 계산되고, 그것에 기초해서 1슬롯분의 잡음전력(S54)이 계산된다. 더욱이, 이것에 의해, 수신기호(S50)에 기초해서 1슬롯분의 신호전력(S56)이 구해진다. 그후, 이 잡음전력(S54)과 신호전력(S56)에 기초해서, 그 슬롯의 신호 대 잡음전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)를 구하고, 이것을 수신기호(S28)와 곱한다. 슬롯마다 이 처리를 행하게 되면, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 수신기호(S28)의 진폭에 반영되고, 따라서 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 형성된다. 만일 그러한 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 후속 단계의 비터비 복호화회로(16) 내로 입력되면, 비터비 복호화회로(16) 내에서 각 슬롯의 신뢰도를 가산할 때 최대가능성 계열추정이 행해질 수 있으며, 보다 높은 정밀도로 수신데이터(S32)가 복원될 수 있다.
상기 구성에 의하면, 수신기호(S28)를 복소평면의 1사분면으로 변환한 후에, 변환된 수신기호(S50)에서 기준기호신호(S51)를 감산할 때 잡음전력(S54)이 구해지고, 상기 수신기호(S50)로부터 신호전력(S56)이 구해지고, 그 잡음전력(S54)과 신호전력(S56)에 기초해서, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)를 계산하고, 그것을 수신기호(S28)와 곱하게 되면, 슬롯의 신뢰도가 수신기호(S28)에 반영될 수 있다. 따라서, 만일 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 비터비 복호화회로(16)로 공급되는 경우에는, 각 슬롯의 신뢰도를 가산할때 최대가능성 계열추정이 행해질 수 있으며, 따라서 수신데이터(S32)가 더욱 정확하게 복원될 수 있다.
(3) 제 3실시예
도 14는, 도 8의 해당하는 부분을 동일한 도면부호로 표시하며, 도 14에서, 도면부호(70)는 제 3실시예에 따른 복조회로를 전체적으로 나타내며, 수신신호(S27)는, 제 1실시예의 경우에서와 같이 DQPSK복조회로를 구성하는 지연회로(41)와 곱셈기(40)에 공급된다. 곱셈기(40)는 지연회로(41)로부터 송신되는 1기호만큼 지연된 수신신호(S27)를 수신하고, 1기호분 전의 수신신호(S35)의 공액값을 입력된 수신신호(S27)와 복소곱셈함으로써, 상기 수신신호(S27)로부터 수신기호(S28)를 추출한다. 이 곱셈처리에 의해 추출된 수신기호(S28)는 QPSK변조된 기호정보이다. 이 수신기호(S28)는 후속의 FIFO버퍼(42)에 입력되어 저장된다. FIFO버퍼(42)는 그것이 1슬롯분 만큼 저장될때까지 수신기호(S28)를 보유하고 있다가, 기호의 1슬롯이 저장될 때 FIFO버퍼(42)는 상기 수신기호(S28)를 다음의 곱셈기(43)로 출력한다.
더욱이, 이 곱셈기(40)에 의해 취해진 수신기호(S28)는 가중계수 산출부(69) 내로 공급된다. 가중계수 산출부(69)에서, 수신기호(S28)의 I성분은 제 1절대값 회로(71)와 제 1제곱회로(72)로 공급되며, 반면 수신기호(S28)의 Q성분은 제 2절대값 회로(75)와 제 2제곱회로(76)로 공급된다. 제 1절대값 회로(71)는, I성분의 절대값을 구함으로써 기호마다 상기 I성분의 진폭을 구하고, 이 I성분진폭을 나타내는 신호성분(S60)을 가산회로(73)로 출력한다. 제 1가산회로(73)는 I성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S60)의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 I성분의 진폭을 합하고, 그 I성분의 진폭의 합을 나타내는 신호성분(S61)을 계산부(79)로 출력한다.
반면, 제 1제곱회로(72)는 기호마다 I성분을 제곱함으로써 기호마다 I성분의 전력을 계산하고, 기호마다의 I성분전력을 나타내는 신호성분(S62)을 제 2가산회로(74)로 출력한다. 제 2가산회로(74)는 1기호마다 I성분전력을 나타내는 신호성분(S62)의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 I성분의 전력을 합하고, 그 I성분전력의 합을 나타내는 신호성분(S63)을 계산부(79)로 출력한다.
유사하게, Q성분이 입력되는 제 2절대값 회로(75)는 Q성분의 절대값을 구함으로써 기호마다 Q성분의 진폭을 구하고, 이 Q성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S64)을 제 3가산회로(77)로 출력한다. 제 3가산회로(77)는, 이 Q성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S64)의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 Q성분의 진폭을 합하고, 그 Q성분의 진폭의 합을 나타내는 신호성분(S65)을 계산부(79)로 출력한다.
제 2제곱회로(76)는, 기호마다 Q성분을 제곱함으로써 기호마다 Q성분의 전력을 계산하고, 기호마다 Q성분전력을 나타내는 신호성분(S66)을 제 4가산회로(78)로 출력한다. 제 4가산회로(78)는 기호마다 Q성분의 전력을 나타내는 신호성분(S66)의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 Q성분의 전력을 합하고, 그 Q성분의 전력을 나타내는 신호성분(S67)을 계산부(79)로 출력한다.
여기서, 구성을 간략하게 하기 위해서, I성분 및 Q성분의 진폭과 전력의 합은 제 1 내지 제 4가산회로에 의해 구해진다. 그러나, 이것을 기호의 수로 나누게 되면, 진폭 및 전력의 평균값을 얻을 수 있다.
계산부(79)는, 입력될 I성분의 진폭의 합(S61)과, I성분의 전력의 합(S63)과, Q성분의 진폭의 합(S65)과, Q성분의 전력의 합(S67)에 기초해서 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)를 계산하고, 이들을 곱셈기(43)로 출력한다. 곱셈기(43)는, FIFO버퍼(42)로부터의 수신기호(S28)를 상기 가중계수(S43)와 곱함으로써, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 상기 수신기호(S28)의 진폭에 반영되게 한다. 따라서, 이 실시예의 경우, 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 생성된다.
이 점에서, 계산부(79)의 구성은 도 15에 도시된다. 계산부(79)에서, 도 15에 도시된 바와같이, I성분의 진폭의 제곱이, I성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S61)을 제 3제곱회로(60) 내로 입력함으로써 얻어질 뿐만 아니라, Q성분의 진폭의 제곱이, Q성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S65)을 제 4제곱회로(83)에 입력함으로써 구해진다. 구해진 이들 I 및 Q성분의 진폭의 제곱값은 각각 가산회로(81)에 입력되어 가산되고, 진폭의 제곱값을 나타내는 결과의 신호성분(S68)이 계산부(85)로 공급된다.
반면, I성분의 전력을 나타내는 신호성분(S63)과 Q성분의 전력을 나타내는 신호성분(S67)은 가산회로(82) 내로 공급되어 가산된 후, 그들은 N배회로(64) 내로 공급되어서 기호수만큼 배증가하게 된다. 계산회로(85)는, 기호수만큼 배증가된 전력(S69)에서 진폭의 제곱값(S68)을 감산함으로써 I 및 Q성분의 분산값을 구하고, 그것을 표작성 파라미터(SP)로써 가중계수 산출표(86)에 지시한다. 가중계수 산출표(86)에서는, I 및 Q성분의 분산값과 대응하는 가중계수(예를들어, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 계수와 측정에 기초한 값의 계수)가 저장되는 표가 있고, 그것은 지시된 분산값에 대응하는 가중계수를 독출하여 그것을 출력한다. 계산회로(85)는 가중계수 산출표(86)로부터 독출되는 가중계수를 가중계수(S43)로써 곱셈기(43)로 출력한다. 따라서, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)는 곱셈기(43)에서 수신기호(S28)에 반영된다.
상기 구성에 의하면, 제 3실시예의 복조회로(70)는 곱셈기(40)에 의해 취출된 수신기호(S28)를 I성분과 Q성분으로 분리하고, 수신기호(S23)의 I성분으로부터 1슬롯분의 I성분의 진폭(S61)과 전력(S63)을 계산할뿐만 아니라, 수신기호(S28)의 Q성분으로부터 1슬롯분의 Q성분의 진폭(S65)과 전력(S67)을 계산한다. 그후, 계산된 1슬롯분의 I성분의 진폭 및 전력과 Q성분의 진폭 및 전력에 기초해서, 그것은 I 및 Q성분의 분산값을 계산하고, I 및 Q성분의 상기 분산값에 기초해서, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)를 구하고, 그것을 수신기호(S26)와 곱한다. 각 슬롯마다 이 처리를 행함으로써, 슬롯의 신호 대 잡음 전력값(S/N)은 수신기호(S28)의 진폭에 반영되며, 따라서, 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 생성된다. 또한, 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 후단의 비터비 복호화회로(16) 내로 입력되면, 비터비 복호화회로(16)는 슬롯의 신뢰도를 가산할 때 최대가능성 계열추정을 행할 수 있으며, 따라서, 수신데이터(S32)는 보다 정확하게 복원될 수 있다.
상기 구성에 의하면, 수신기호(S28)의 I성분과 Q성분에서, I성분의 진폭(S61) 및 전력(S63)과 Q성분의 진폭(S65) 및 전력(S67)이 구해지고, 그것에 기초해서, I 및 Q성분의 분산값이 구해지고, 그 분산값에 기초해서 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)를 계산하여 수신기호(S28)와 곱하게 되면, 슬롯의 신뢰도가 상기 수신기호(S28)에 반영될 수 있다. 따라서, 만일 슬롯의 신뢰도가 반영된 수신기호(S29)가 비터비 복호화회로(16) 내로 공급될때, 각 슬롯의 신뢰도를 가산하게 되면 최대가능성 계열추정이 행해질 수 있으며, 따라서 수신데이터(S32)가 보다 더 높은 정밀도로 복원될 수 있다.
(4) 제 4실시예
도 16은, 도 8의 해당하는 부분을 동일한 도면부호로 표시하며, 도 16에서, 도면부호(90)는 제 4실시예에 따른 복조회로를 전체적으로 나타낸다. 이 실시예의 경우, 가중계수는 슬롯이 수신된 간섭파의 영향에 따라서 결정된다. 우선, 이 복조회로(90)에서, 수신신호(S27)는 DQPSK복조회로를 구성하는 곱셈기(40)와 지연회로(41) 내에 공급된다. 곱셈기(40)는 지연회로(41)로부터 전송되고 1기호 만큼 지연된 수신신호(S35)를 수신하고, 1기호분 전의 수신신호(S35)의 공액값과 입력된 수신신호(S27)를 복소곱셈함으로써, 상기 수신신호(S27)로부터 수신기호(S28)를 추출한다. 이 곱셈처리로부터 구해진 수신기호(S28)는 QPSK변조된 기호정보이다. 이 수신기호(S28)는 다음의 FIFO버퍼(42)에 공급된 후 저장된다. FIFO버퍼(42)는, 수신기호(S28)가 1슬롯분 만큼 저장될 때 까지 이것을 보유하고 있다가, 수신기호(S28)의 1슬롯이 저장될 때, 그것을 다음의 곱셈기(43)로 출력한다.
더욱이, 곱셈기(40)에 의해 추출된 수신기호(S28)는 가중계산부(89)를 구성하는 절대값 회로(91)에 공급된다. 이 절대값 회로(91)는, QPSK신호로 이루어진 수신기호(S28)의 I성분 및 Q성분의 절대값을 취하는 것에 의해 기호정보를 복소평면 상의 1사분면으로 변환하고, 그 변환된 수신기호(S70)를 곱셈기(92)로 출력한다. 이 곱셈기(92)에서는, π/4 이동회로(88)로부터 출력되는 위상데이터(S71)가 입력된다. 이 위상데이터(S71)는 +π/4 위상값을 갖는 진폭이 "1"인 복소위상 데이터이다. 곱셈기(92)는, 이 위상데이터(S71)를 수신기호(S70)와 복소곱셈함으로써, 수신기호(S70)의 위상이 +π/4만큼 이동되는 수신기호(S72)를 형성한다.
이 점에서, 만일 수신기호(S70)가 간섭파에 의해 영향받지 않는다면, 도 17에 도시된 바와같이, 수신기호(S72)의 각 기호는 복소평면 상의 위상이 π/2인 위치로 이동하여 Q축 상에 존재하게 된다. 따라서, 만일 수신기호(S70)가 간섭파에 의해 영향받지 않는다면, 각 기호의 I성분은 "0"이 되고, Q성분은 일정한 값이 된다. 반면, 수신기호(S70)가 간섭파에 의해 영향받는다면, 수신기호(S72)의 각 기호는 도 18에 도시된 바와같이 반드시, 위상이 π/2인 위치에 존재하는 것은 아니며, π/2를 중심으로 전후 π/4의 범위 내에 랜덤하게 흩어져서 존재한다. 왜냐하면, 만일 간섭파와 같이 통신상대방 이외의 송신장치로부터 송신된 전기파가 수신되면, 위상이동처리가 랜덤위상 역이동회로(32)에 의해 행해지더라도 위상이 전자의 조건으로 되돌아가지 않고, 그대로 랜덤한 상태로 남는다. 따라서, 만일 이 수신기호(S72)로 도시되는 위상값의 산란조건, 예를들어 분산이 검출되면, 수신기호가 간섭파에 의해 영향 받는지 여부가 분명하게 된다.
따라서, 곱셈기(92)에 의해 구해진 수신기호(S72)는, 분산을 검출하기 위해서 I성분 및 Q성분으로 분리되고, I성분은 제 2절대값 회로(93) 및 제 1제곱회로(94)에 공급되는 반면, Q성분은 제 3절대값 회로(95) 및 제 2제곱회로(96)에 공급된다. 제 2절대값 회로(93)는, I성분의 절대값을 얻음으로써 기호마다 상기 I성분의 진폭을 구하고, 그 I성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S73)을 제 1가산회로(97)로 출력한다. 제 1가산회로(97)는, 이 I성분의 진폭을 나타내는 신호성분의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 I성분의 진폭을 합하고, 그 I성분의 진폭의 합을 나타내는 신호성분(S74)을 계산부(98)로 출력한다.
제 1제곱회로(94)는, 기호마다 입력되는 I성분을 제곱함으로써 기호마다 I성분의 전력을 계산하고, 기호마다 I성분의 전력을 나타내는 신호성분(S75)을 제 2가산회로(99)로 출력한다. 제 2가산회로(99)는, 기호마다 I성분의 전력을 나타내는 이 신호성분(S75)의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 I성분의 전력을 합하고, 그 I성분의 전력의 합을 나타내는 신호성분(S76)을 계산부(98)로 출력한다.
유사하게, Q성분이 입력되는 제 3절대값 회로(95)는, Q성분의 절대값을 구함으로써 기호마다 Q성분의 진폭을 구하고, 이 Q성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S77)을 제 3가산회로(100)로 출력한다. 제 3가산회로(100)는, 이 Q성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S77)의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 Q성분의 진폭을 합하고, 그 Q성분의 진폭의 합을 나타내는 신호성분(S78)을 계산부(98)로 출력한다.
제 2제곱회로(96)는 기호마다 Q성분을 제곱함으로써 기호마다 Q성분의 전력을 계산하고, 기호마다 Q성분의 전력을 나타내는 신호성분(S79)을 제 4가산기(101)로 출력한다. 제 4가산회로(101)는, 기호마다 Q성분의 전력을 나타내는 신호성분(S79)의 1슬롯을 가산하는 것에 의해, 1슬롯분의 Q성분의 전력을 합하고, 그 Q성분의 전력의 합을 나타내는 신호성분(S80)을 계산부(98)로 출력한다.
계산부(98)는, 입력되는 I성분의 진폭의 합(S74)과 I성분의 전력의 합(S76)에 기초해서 I성분의 분산값을 구하는 동시에, 입력되는 Q성분의 진폭의 합(S78)과 Q성분의 전력의 합(S80)에 기초해서 Q성분의 분산값을 구하고, 슬롯이 I성분 및 Q성분의 분산값에 기초해서 간섭파의 영향을 받는 정도(예를들어 신호 대 간섭파 전력비(S/I))를 나타내는 가중계수(S81)를 계산하고, 이들을 곱셈기(43)로 출력한다. 이와 관련해서, 만일 분산값이 크다면, 그것은 간섭파의 영향이 상당하다는 것을 미하며, 따라서 가중계수(S81)로써 작은 값이 선택된다. 곱셈기(43)는, FIFO버퍼(42)로부터 출력되어 나오는 수신기호(S28)를 상기 가중계수(S81)와 곱함으로써, 슬롯의 신호 대 간섭파 전력비(S/I)가 상기 수신기호(S28)의 진폭에 반영되게 한다. 따라서, 이 실시예의 경우, 슬롯의 신뢰도가 간섭파의 영향에 기초해서 수신기호(S28)의 진폭에 반영될 수 있다.
여기서, 계산부(98)의 구성은 도 19에 도시된다. 도 19에 도시된 바와같이, 이 계산부(98)에서는, I성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S74)을 제 3제곱회로(102)로 입력하고 I성분의 전력을 나타내는 신호성분(S76)을 N배회로(103) 에 입력하는 것에 의해, I성분의 진폭의 제곱이 구해지고, I성분의 전력이 기호수만큼 배증가하게 된다. I성분의 진폭의 제곱결과와 기호수만큼 배증가된 I성분의 전력은 각각 감산기(104)에 입력되고, 기호수만큼 배증가된 I성분의 전력에서 I성분의 진폭의 제곱결과를 감산하면, I성분의 분산값이 계산된다. I성분의 분산값을 나타내는 신호성분(S83)은 후속되는 계산회로(105)에 전송된다.
더욱이, 계산부(98)는, Q성분의 진폭을 나타내는 신호성분(S78)을 입력하고 Q성분의 진폭의 제곱을 구하는 동시에, Q성분의 전력을 나타내는 신호성분(S80)을 N배회로(107)에 입력하고, Q성분의 전력을 기호수만큼 배증가되도록 한다. Q성분의 진폭의 제곱결과와 기호수만큼 배증가된 Q성분의 전력이 각각 감산기(108) 내에 공급되고, 기호수만큼 배증가된 Q성분의 전력에서 진폭의 제곱결과를 감산하는 것에 의해, Q성분의 분산값이 계산될 수 있다. Q성분의 분산값을 나타내는 이 신호성분(S84)은 다음의 계산회로(105)로 출력된다.
계산회로(105)는, 입력된 I성분과 Q성분의 분산값을 표작성용 파라미터로써 가중계수 산출표(109)에 지시한다. I성분의 분산값과 Q성분의 분산값 사이의 관계와 그에 대응하는 가중계수(즉, 슬롯의 신호대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 계수와 측정에 기초한 값의 계수임)를 나타내는 표가 가중계수 산출표(109)에 저장되고, 계산회로(105)는, 지시된 I성분의 분산값과 Q성분의 분산값에 대응하는 가중계수를 독출하고, 가중계수 산출표(109)에서 독출된 가중계수를 가중계수(S81)로써 곱셈기(43)로 출력한다. 이 구성에 의해, 곱셈기(43)에서는, 슬롯의 신호대 간섭파 전력비(S/I)가 수신기호(S28)의 진폭에 반영되고, 슬롯의 신뢰도가 반영될 수 있다.
상기 구성에 의하면, 제 4실시예에 따른 복호회로(90)에서는, 절대값 회로(91)에 의해 수신기호(S28)가 복소평면 상의 1사분면에 변환되고, 더욱이, 변환된 수신기호(S70)의 위상은 곱셈기(92)에 의해 π/4이동된다. 그후, 이 변환된 수신기호(S72)의 위상이 I성분과 Q성분으로 분리된 후에, 1슬롯분의 I성분의 진폭의 합(S74)과 1슬롯분의 I성분의 전력의 합(S76)이 구해지고, 1슬롯분의 Q성분의 진폭의 합(S78)과 1슬롯분의 Q성분의 전력의 합(S80)이 구해진다. 그후, 이들 계산결과(S74, 76, 78, 80)에 기초해서, I성분의 분산값과 Q성분의 분산값이 구해지고, 이것에 기초해서, 슬롯의 신호 대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 가중계수(S81)가 구해지고, 그것이 수신기호(S28)와 곱해진다. 슬롯마다 이 처리를 행하게 되면, 신호대 간섭파 전력비(S/I)가 수신기호(S28)의 진폭에 반영되고, 슬롯의 신뢰도가 반영되는 수신기호(S29)가 생성된다. 만일 슬롯의 신뢰도가 반영되는 그러한 수신기호(S29)가 다음 단계의 비터비 복호화회로(16)로 입력되면, 상기 비터비 복호화회로(16)에서 슬롯의 신뢰도를 가산할때 최대가능성 계열추정이 행해질 수 있으며, 수신데이터(S32)가 보다 정확하게 복원될 수 있다.
상기 구성에 의하면, 복소평면 상의 1사분면으로 변환되는 수신기호(S70)의 π/4 위상이동을 행한 후에, 그 위상변환된 수신기호(S72)로부터의 I성분 및 Q성분의 분산값이 구해지며, 그 I성분 및 Q성분의 분산값에 기초해서, 슬롯의 신호대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 가중계수(S81)가 계산되고, 수신기호(S28)와 곱해지는 것에 의해, 간섭파에 기초한 슬롯의 신뢰도가 상기 수신기호(S28)에 반영될 수 있다. 따라서, 만일 간섭파에 기초한 슬롯의 신뢰도가 반영된 수신기호(S29)가 비터비 복호화회로(16)에 공급되면, 간섭파가 존재하는 환경에서도, 각 슬롯의 신뢰도를 가산할때, 최대가능성 계열추정이 행해질 수 있으며, 따라서 수신데이터(S32)가 보다 높은 정확도로 복원될 수 있다.
(5) 제 5실시예
도 20은, 도 16의 해당하는 부분을 동일한 도면부호로 표시하며, 도 20에서, 도면부호(110)는 제 5실시예에 따른 복조회로를 전체적으로 나타낸다. 이 실시예의 경우, 곱셈기(92)의 위상변환처리에 의해 형성된 수신기호(S72)가 I성분과 Q성분으로 분리되지만, 수신기호(S72)는 극좌표변환에 의해 진폭성분(r)과 위상성분(θ)으로 전개되고, 가중계수는 그에 기초해서 계산된다.
우선, 가중계수 산출부(121)에서는, 곱셈기(92)에 의해 얻어지고 그 위상이 π/4 이동된 수신기호(S72)가 극좌표 변환회로(111)에 입력된다. 극좌표 변환회로(111)는, 수신기호(S72)에 극좌표변환을 행함으로써, 기호마다 수신기호(S72)의 진폭성분(r)과 복소평면 상의 위상성분(θ)을 추출하고, 상기 진폭성분(r)을 제 2절대값 회로(112)와 제 1제곱회로(113)로 출력하고, 위상성분(θ)을 제 3절대값 회로(114)와 제 2제곱회로(115)로 출력한다.
제 2절대값 회로(112)는 진폭성분(r)의 절대값을 구하고, 그것을 제 1가산회로(116)로 출력한다. 제 1가산회로(116)는, 진폭성분(r)의 절대값의 1슬롯을 가산함으로써 1슬롯분의 진폭성분(r)의 합을 구하고, 1슬롯분의 진폭성분의 합을 나타내는 신호성분(S90)을 계산부(117)로 출력한다. 제 1제곱회로(113)는 진폭성분을 기호마다 제곱함으로써 전력성분을 산출하고, 이를 제 2가산회로(118)로 출력한다. 제 2가산회로(118)는 전력성분을 1슬롯분 가산함으로써 1슬롯분의 전력의 합을 구하여 1슬롯분의 전력의 합을 나타내는 신호성분(S91)을 계산부(117)로 출력한다.
한편, 제 3절대값회로(114)는 위상성분(θ)의 절대값을 구하여 이것을 제 3가산회로(119)로 출력한다. 제 3 가산회로(119)는 1슬롯분의 위상성분(θ)을 가산함으로써 1슬롯분 위상성분(θ)의 합을 구하고 1슬롯분 위상성분(θ)의 합을 나타내는 신호성분(S92)을 계산부(117)로 출력한다. 제 2제곱회로(113)는 위상성분(θ)을 기호마다 제곱하여 그 결과를 제 4가산회로(120)로 출력한다. 제 4가산회로(120)는 위상성분(θ)의 제곱된 결과를 1슬롯분 가산하고 1슬롯분의 제곱된 결과의 합을 나타내는 신호성분(S93)을 계산부(117)로 출력한다.
계산부(117)는 진폭성분(r)의 합(S90)과 제곱된 진폭성분(r)의 합(S91)에 기초하여 진폭성분(r)의 분산값을 구할 뿐 아니라, 위상성분(θ)의 합(S92)과 제곱된 위상성분(θ)의 합(S93)에 기초하여 위상성분(θ)의 분산값을 구하고 상기 진폭성분(r)의 분산값과 위상성분(θ)의 분산값에 기초한 가중계수를 표로 만든다. 이에 관하여 상기 실시예의 경우와 마찬가지로 계산부(117)는 진폭성분(r)의 분산값과 위상성분(θ)의 분산값 사이의 관계를 나타내는 표로 구성된 가중계수 계산표와 해당하는 가중계수(즉, 슬롯의 신호 대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 계수)를 포함하며, 진폭성분(r)의 분산값과 위상성분(θ)의 분산값에 기초하여 가중계수 계산표를 만들어 원하는 가중계수(S94)를 계산한다.
상기의 구성에 따라, 복조회로(110)에서는 진폭성분(r)과 위상성분(θ)이 수신기호(S72)의 극좌표변환에 의해 추출되고, 상기 진폭성분(r)과 위상성분(θ)의 분산값이 구해진다. 또한 상기 진폭성분(r)과 위상성분(θ)의 분산값에 기초하여, 신호대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 가중계수(S94)가 계산되어 수신기호(S28)와 곱해진다. 슬롯마다 상기 처리를 행함으로써 신호 대 간섭파 전력비(S/I는 수신기호(S28)의 진폭에 반영되고, 슬롯의 신뢰도를 반영한 수신기호(S29)가 형성된다. 슬롯의 신뢰도를 반영하는 상기 수신기호(S29)가 이후 단계의 비터비 복호회로(16)로 입력되면, 상기 비터비 복호회로(16)는 각 슬롯의 신뢰도를 가하여 최대가능성 계열추정을 수행하고, 수신기호(S32)는 보다 높은 정밀도로 복호화될 수 있다.
또한, 상기 실시예의 경우, 분산값이 수신기호(S72)에 대한 극좌표변환과 진폭성분(r)과 위상성분(θ)의 추출을 수행한 후에 구해지기 때문에, 분산값은 제 4실시예의 경우보다 높은 정확도로 검출될 수 있다. 따라서 간섭파의 영향의 정도는 상기 실시예에 의하면 보다 정확하게 검출될 수 있고, 신뢰도는 보다 정확하게 수신기호(S28)에 반영될 수 있다.
상기 구조에 의하면, 수신기호(S72)는 극좌표변환되고, 진폭성분(r)과 위상성분(θ)이 추출되며, 위상성분(θ)의 분산값을 구하는 것 뿐 아니라 상기 진폭성분(r)의 분산값이 얻어지고, 이에 기초하여 슬롯의 신호 대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 가중계수(S94)를 계산하고, 이것은 수신기호(S28)에 곱해지기 때문에 간섭파에 기초한 슬롯의 신뢰도가 상기 수신기호(S28)에 반영될 수 있다. 따라서, 간섭파에 기초한 슬롯의 신뢰도를 반영한 수신기호(S29)가 비터비 복호기(16)에 공급되면, 간섭파가 존재하는 조건에서도 최대가능성 계열추정이 각 슬롯의 신뢰도에 부가하여 행해지고, 수신데이터(S32)는 보다 향상된 정확도로 복원될 수 있다.
(6) 제 6실시예
도 21에서 도 8과 16의 해당부분은 동일한 도면부호를 사용하였으며, 도면부호(130)는 전체적으로 제 6실시예에 따른 복조회로를 나타낸다. 상기 실시예의 경우, 가중계수는 제 1, 2, 또는 제 3실시예의 가중계수 산출부(52, 59, 60) 중의 하나와 제 4실시예의 가중계수 산출부(89)의 조합을 사용함으로써 계산된다. 상기 복조회로(130)는 잡음과 간섭파가 모두 존재하는 상황이나 통상 간섭파가 소음화되어 돌발적으로 강한 단일 간섭파가 발생하는 상황에서 적절하게 적용된다.
먼저, 상기 복조회로(30)에서 수신기호(S27)는 곱셈기(40)와 DQPSK복조회로를 구성하는 지연회로(41)로 공급된다. 곱셈기(40)는 수신기호(S35)에 선행하여 1기호의 공액값을 복소곱셈함으로써 지연회로(41)에서 송신되고 1기호에 대하여 지연된 수신기호(S35)를 수신하고 수신기호(S27)를 입력하고, 상기 수신기호(S27)로부터 수신기호(S28)를 추출한다. 그러나, 상기 곱셈처리에 의해 취해진 수신기호(S28)는 QPSK변조된 기호정보이다. 상기 수신기호(S28)는 후행하는 FIFO버퍼(42)에 공급되어 성공적으로 저장된다. FIFO버퍼는 1슬롯에 대해 저장될 때까지 수신기호(S28)를 유지하고 수신기호(S28)의 1슬롯이 저장될 때, 상기 수신기호(S28)를 다음 곱셈기(43)로 출력한다.
또한, 곱셈기(40)에 의해 취해진 수신기호(S28)는 제 1 가중계수 산출부(52)로 공급되고, 또한 제 2가중계수 산출부(89)로 공급된다. 여기서 제 1실시예에 의한 가중계수 산출부(52)는 제 1가중계수 산출부로 사용되기 때문에, 제 2 또는 제 3실시예에 의한 가중계수 산출부(59, 69)가 사용될 수 있다. 또한 제 2가중계수 산출부는 제 4실시예에 의한 가중계수 산출부(89)이다.
제 1가중계수 산출부(52)는 제 1실시예에서와 같이 수신기호(S28)를 일시적으로 확인함으로써 수신기호(S37)의 복제를 형성하고, 수신기호(S37)의 복제와 본 수신기호(S27)의 차이에 의한 잡음전력(40)을 구한다. 그리고 제 1가중계수 산출부(52)는 수신기호(S27)의 잡음전력(40)과 신호전력(S42)에 의해 표를 만들고, 슬롯의 신호 대 잡음전력비(S/N)를 나타내는 가중계수를 계산하고 이를 제 3가중계수 산출부(131)로 출력한다.
한편, 제 2가중계수 산출부(89)는 제 4실시예의 경우와 마찬가지로 수신기호(S28)를 복소평면상의 제 1사분면으로 변환한 후 π/4 위상이동하고 위상조건이 복소평면 상에서 Q축 주위로 집중된 수신기호(S72)를 형성한다. 그리고 제 2가중계수 산출부(89)는 상기 수신기호(S72)로부터 I성분과 Q성분을 추출하고 상기 I성분의 분산값과 Q성분의 분산값을 계산하고, 이에 기초하여 이를 표로 만들고 슬롯의 신호 대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 가중계수(S81)를 계산하고 이것을 제 3가중계수 산출부(131)로 출력한다.
제 3가중계수 산출부(131)는 가중계수(S43)를 나타내는 신호 대 잡음전력비(S/N)비와 가중계수(S81)를 나타내는 신호 대 간섭파 전력비(S/I)에 기초하여 양측 성분이 결합된 신호 대 간섭잡음전력비(S/(I+N))를 나타내는 가중계수를 계산하고, 이를 새로운 가중계수(S100)로써 곱셈기(43)로 출력한다. 따라서, 수신기호(S28)에 의해 두 가지 성분을 포함하는 가중계수(S100)를 곱함으로써, 곱셈기(S100)는 신호 대 간섭잡음전력비(S/(I+N))가 수신기호(S28)의 진폭에 반영되도록 하고, 이 성분을 모두 고려하여 슬롯의 신뢰도를 반영하는 수신기호(S29)를 형성한다.
제 3가중계수 산출부(131)에서는 신호 대 간섭잡음전력비(S/(I+N))를 나타내는 가중계수(S100)의 연산의 경우, 표로 만드는 것은 두 개의 가중계수값(S43, S81)에 기초하여 수행되고, 가중계수(S100)가 이에 따라 구해진다. 더욱 구체적으로는 가중계수(S43)의 값이 L이고 가중계수(S43)의 값이 M인 곳에서 상기 값(L, M)에 기초하여 만들어 질 수 있는 표는 도 22에서와 같이 미리 준비되고, 상기 표에 값(L, M)을 입력함으로써 해당하는 가중계수(S100)가 연산된다. 예를 들면, 가중계수(S43)의 값(L)이 1이고, 가중계수(S81)의 값(M)이 5인 경우, 값(EA)을 갖는 가중계수가 계산된다. 도 2에 도시된 가중계수(AA) 내지 (HH)는 미리 각각의 측정에 의해 구해진 신호 대 간섭잡음전력비(S/(I+N))의 추정값이다.
상기 구성에 의하면, 제 1가중계수 산출부(52)에 의해 계산된 슬롯의 신호 대 잡음전력비(S/N)를 나타내는 가중계수(S43)와 제 2가중계수 산출부(89)에 의해 계산된 슬롯의 신호대 간섭파 전력비(S/I)를 나타내는 가중계수(S81)에 기초하기 때문에, 두 가지 성분이 결합된 신호 대 간섭잡음전력비(S/(I+N))를 나타내는 가중계수(S100)가 계산되고, 수신기호(S28)가 곱해지며, 슬롯의 신뢰도는 정확하게 계산되고 잡음과 간섭파가 모두 존재하는 상황에서도 수신기호(S28)에 반영된다. 따라서 수신데이터는 비터비 복호회로(16)에서도 높은 정확도로 복원될 수 있다.
(7) 제 7실시예
도 23에서 도 8에 해당하는 부분은 동일한 도면부호를 부여하였으며, (140)은 전체적으로 제 7실시예에 의한 복조회로를 나타낸다. 상기 실시예의 경우에도 가중계수는 제 6실시예에서와 같이 수신기호(S27)에 포함된 잡음성분과 간섭성분을 고려하여 계산된다.
먼저, 상기 복조회로(140)에서 수신기호(S27)는 곱셈기(40)와 DQPSK복조회로로 구성된 지연회로(41)로 공급된다. 곱셈기(40)는 수신신호(S27)의 입력에 의하여 수신신호(S35)에 선행하는 하나의 기호의 공액값을 복소곱셈하여 지연회로(41)에서 송신된 하나의 기호에 대하여 지연된 수신신호(S35)를 수신하고, 상기 수신신호(S27)로부터 수신기호(S28)를 추출한다. 상기 곱셈처리에 의해 취해진 수신기호(S28)는 QPSK 변조된 기호정보라고 가정한다. 상기 수신기호(S28)는 다음의 FIFO버퍼로 공급되고 성공적으로 저장된다. FIFO버퍼(42)는 수신기호(S28)를 1슬롯에 대하여 저장할 때까지 유지하고 수신기호(S28)의 1슬롯이 저장될 때 상기 수신기호(S28)를 다음의 곱셈기(43)로 출력한다.
또한, 곱셈기(40)에 의해 취해진 수신기호(S28)는 가중계수 산출부(141)를 구성하는 임시판정회로(44)로 공급된다. 상기 임시판정회로(44)는 수신기호(S28)의 위상조건이 QPSK의 4위상조건 중에 있는가를 임시로 판정하고 임시적으로 판정된 위상조건이 1인 것을 나타내는 복합신호(S36)의 진폭을 곱셈기(45, 142)로 출력한다.
1기호 만큼 지연되고 지연회로(41)로부터 출력되는 수신신호(S35)가 곱셈기(45)에 공급되고, 이 곱셈기(45)는, 임시판정회로(44)로부터의 복합신호(S36)를 임시판정결과에 기초한 1기호 만큼 지연된 수신신호(S35)와 곱함으로써, DQPSK변조된 신호, 예를들어 수신신호(S27)를 재생한 복제수신신호(S37)를 생성하고, 그것을 감산기(46)로 출력한다.
또한, 원래의 수신 신호(S27)는 감산기(46)로 공급되고, 상기 감산기(46)는 원래 수신신호에서 복사 수신신호(S37)를 감산하고 감산결과를 나타내는 신호성분(S38)를 제 1제곱회로(47)에 출력한다. 이 경우에, 만약 임시판정회로(44)의 판정결과가 옳으면, 이 신호성분(S38)는 임시판정이 이루어질 때 수신신호(S27)에 포함된 잡음성분과 1기호 앞선 수신신호(S27)에 포함된 잡음성분이 혼합된 신호가 된다.
제 1제곱회로(47)는 기호마다 신호성분(S38)의 진폭을 제곱하므로써 기호마다 잡음성분의 전력을 구하고, 잡음 전력(S39)을 제 1가산기 회로(48)에 출력한다. 제 1가산기 회로(48)는 잡음 전력(S39)을 가산하므로써 1슬롯에 대한 잡음 전력(S40)을 구하고, 이를 1/2회로(143)에 출력한다. 상기한 바와같이, 이 잡음 전력(S40)이 2기호에 대한 잡음 전력(S39)의 합으로 이루어지므로, 1/2회로(143)는 이 잡음 전력(S40)을 1/2하여 이 결과의 잡음 전력(S110)을 감산기(144)와 나눗셈기(145)에 출력한다.
수신신호(S27)는 또한 제 2제곱회로(50)에 공급된다. 이 제 2제곱회로(50)는 이 수신신호(S27)의 진폭을 제곱하므로써 기호마다 수신신호(S27)의 전력을 구하고 이 전력(S41)을 제 2가산기 회로(51)에 출력한다. 제 2가산회로(51)는 상기 신호 전력(S41)을 가산하므로써 1슬롯에 대한 신호 전력(S42)을 구하고 이를 감산기(144)에 출력한다. 이에 대해, 이 신호 전력(S42)은 수신신호(S27)의 신호 전력을 나타내고 신호성분의 실제 전력과 잡음성분의 전력이 혼합된 신호 전력이다.
감산기(144)는 잡음 전력(S110)을 신호 전력(S42)에서 감산하므로써 잡음 전력이 배제된 순수 신호 전력(S111)을 구하고 이를 나눗셈기(145)에 출력한다. 그리고나서, 나눗셈기(145)는 이 신호 전력(S111)을 잡음 전력(S110)으로 나누므로써 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 계산하고 이를 후술될 선택 스위치(147)와 비교기(148)에 가중 계수(S112)로서 출력한다.
선택 스위치(147)에서, 가중 계수(S112)는 제 1입력단자로 보내지고, 반면, 값 "0"을 갖는 가중 계수(S130)는 제 2입력단자에 보내진다. 이 선택 스위치(147)는 일반적으로 가중 계수(S112)를 선택하고 이를 곱셈기(43)에 출력하지만, 제어신호(S128)가 비교기(148)로부터 보내지면, 가중 계수(S130)를 선택하고 이를 가중 계수(S112) 대신에 출력한다. 곱셈기(43)는 선택 스위치(147)로부터 보내진 가중 계수(S112 또는 S130)를 FIFO 버퍼(42)로부터 꺼내진 수신 기호(S28)와 곱한다. 따라서, 슬롯의 신뢰도가 반영된 수신 기호(S29)가 형성될 수 있다.
이에대해, 제 2가산기 회로(51)에 의해 형성된 신호 전력(S42)는 또한 1/N회로(146)에 공급된다. 이 1/N회로(146)는 신호 전력(S42)을 1슬롯의 기호의 수로 나누므로써 1기호마다 신호 전력(S113)을 계산하고 이를 역수 계산회로(149)에 출력한다. 이 역수 계산회로(149)는 이 신호 전력(S113)의 역수값(S114)을 계산하고 이를 곱셈기(150)에 출력한다. 이 곱셈기(150)는 수신 기호(S29)의 각 기호를 이 역수값(S114)과 곱하므로써, 상기 수신 기호(S29)의 각 기호의 전력을 정규화한다. 따라서, 상기 수신 기호(S29)에서도 완전하게 각 슬롯의 전력이 만들어질 수 없는 경우에 조차도, 각 슬롯의 전력이 정규화에 의해 만들어질 수 있고, 슬롯마다 전력의 분산이 배제될 수 있다. 이에대해, 각 슬롯의 전력을 동일화하는 이유는 만약 전력이 슬롯마다 분산하면, 저신호레벨이 슬롯의 낮은 신뢰도에 의해 발생되었는지 아니면 저전력에 의해 발생되었는지가 명확하지 않아서, 수신 데이터(S32)는 다음 단계의 비터비 복호화회로(16)에서 정확하게 복원될 수 없기 때문이다.
한편, 복소수신호(S36)가 공급된 상기 곱셈기(142)에서, 또한 수신 기호(S28)가 입력된다. 이 곱셈기(142)는 수신기호(S28)의 위상을 나타내는 복소신호(S36)의 공액값을 상기 수신 기호(S28)와 복소 곱셈하므로써, 상기 수신 기호(S28)의 위상이 이동된 수신 기호(S115)를 형성한다. 만약 수신 기호(S28)가 간섭파에 의해 영향을 받지 않으면, 이 수신 기호(S115)의 각 기호는 도 24에 도시된 바와같이, Q성분은 "0"이 되고 I성분은 고정값이 되는 복소평면상의 위상이 0이 되는 위치, 즉 I축상에 있게된다. 한편, 수신기호(S28)가 간섭파에 의해 영향을 받으면, 도 25에 도시된 바와같이 수신 기호(S115)의 각 기호는 반드시 I축상에 있지는 않고, I축을 중심으로 π/4영역내에 임의로 흩어져서 존재한다. 따라서, 수신기호(S115)에 의해 나타내진 위상값의 흩어진 정도, 즉 분산이 검출되면, 신호 대 간섭파 전력비(S/I)가 구해질 수 있다. 따라서, I성분과 Q성분으로 분산된 후에 이 수신 기호(S115)가 신호대 간섭파 전력비(S/I)를 계산하기 위해 다음 회로로 공급된다.
먼저, 수신 기호(S115)의 I성분이 제 3제곱회로(151)와 제 3가산기 회로(152)에 공급된다. 제 3제곱회로(151)는 기호마다 I성분의 진폭을 제곱하므로써 각 기호의 I성분의 전력을 구하고 각 기호의 I성분의 전력을 나타내는 신호 성분(S116)를 제 4가산기 회로(153)에 출력한다. 제 4가산기 회로(153)는 신호 성분(S116)의 1슬롯을 가산하므로써 1슬롯에 대한 I성분의 전력을 계산하고 1슬롯에 대한 I성분의 전력을 나타내는 신호 성분(S117)를 감산기(154)에 출력한다.
한편, 제 3가산기 회로(152)는 1슬롯에 대한 I성분의 진폭을 가산하므로써 I성분의 진폭의 가산값을 구하고 이 가산값을 나타내는 신호 성분(S118)를 제 4제곱회로(155)에 출력한다. 이 신호 성분(S118)를 제곱하는 제 4제곱회로(155)는 I성분의 진폭의 제곱값을 구하고 이 제곱값을 나타내는 신호 성분(S119)를 1/N회로(156)에 출력한다. 1/N회로(156)는 이 신호성분(S119)를 1슬롯의 기호의 수로 나누어서 이 나누어진 결과를 나타내는 신호 성분(S120)를 감산기(154)에 출력한다. 그리고나서, 감산기(154)에서, 신호 성분(S120)를 신호성분(S117)에서 감산하므로써, I성분의 분산값이 얻어질 수 있다. 이 I성분의 분산값을 나타내는 신호 성분(S121)는 다음의 5배회로(157)에 의해 5배 증가되어 비교기(148)에 공급된다.
한편, 수신 기호(S115)의 Q성분은 제 5제곱회로(158)와 제 5가산회로(159)로 공급된다. 제 5제곱회로(158)는 Q성분의 진폭을 기호마다 제곱되도록 하므로써, 각 기호의 Q성분의 전력을 구하고 각 기호의 Q성분의 전력을 나타내는 신호 성분(S122)를 제 5가산회로(160)에 출력한다. 제 5가산회로(160)는 이 신호성분(S122)의 1슬롯을 가산하므로써 1슬롯의 Q성분의 전력을 계산하고 이 1슬롯에 대한 Q성분의 전력을 나타내는 신호 성분(S123)를 감산기(161)에 출력한다.
제 5가산회로(159)는 기호 마다의 1슬롯의 Q성분의 진폭을 가산하므로써 Q성분의 진폭의 가산값을 구하고, 이 가산값을 나타내는 신호 성분(S124)를 제 6제곱회로(162)에 출력한다. 이 제 6제곱회로(162)는 이 신호 성분(S124)를 제곱하므로써 Q성분의 진폭의 제곱값을 구하고, 이 제곱값을 나타내는 신호 성분(S125)를 1/N회로(163)에 출력한다. 1/N회로(163)는 이 신호 성분(S125)를 1슬롯의 기호의 수로 나누고 이 결과를 나타내는 신호성분(S126)를 감산기(161)에 출력한다. 따라서, 감산기(161)에서, Q성분의 분산값은 신호 성분(S126)를 신호 성분(S123)에서 감산하므로써 구해진다. 이 Q성분의 분산값을 나타내는 신호 성분(S127)는 비교기(148)에 전송된다.
비교기(148)는 Q성분의 분산값이 신호 성분(S121)와 신호 성분(S127)에 따라 I성분의 분산값의 5배 이상인지를 판정한다. 만약 Q성분의 분산값이 I성분 이상이거나 초과하면, 신호 대 간섭파 전력비(S/I)가 10[dB]이하인 것으로 판정하고 제어신호(S128)를 선택 스위치(147)에 출력한다. 따라서, 수신 신호(S27)가 강한 간섭파에 의해 영향을 받으면, 값 "0"을 갖는 가중계수를 출력하므로써 수신 기호(S28)의 신뢰도를 감소시키고 수신신호(S27)가 강한 간섭파에 의해 영향을 받은 사실이 수신 기호(S28)에 반영될 수 있다.
이에대해, Q성분의 분산값이 I성분의 분산값의 5배를 초과하는지의 사실을 수신신호가 강한 간섭파에 의해 영향을 받았는지의 판정 기준으로 하는 이유는 실제 측정에 의한 것이다. 구체적으로, Q성분의 분산값은 I성분의 분산값으로 나누어지고, 이 결과의 값을 분산값비(RQ/I)로 하면, 여기에서 이 분산값비(RQ/I)와 신호 대 간섭파 전력비(S/I) 사이의 관계는 실험에 의해 계산되고, 도 26에 도시된 바와같은 관계가 있다. 이 도 26으로부터 명백하듯이, 분산값비(RQ/I)가 값 "5"를 초과할 때, 신호 대 간섭파 전력비(S/I)는 -10[dB]이하가 되고 강한 간섭파에 의해 영향을 받았음이 분명하다.
신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 가중 계수(S112)는 이 비교기(148)로 공급되고, 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 가중계수(S112)에 의해 10[dB]을 초과한다고 판정된 경우에, 상기 비교기(148)는 Q성분의 분산값이 더 커지더라도 제어신호(S128)를 출력하지 않을 것이다. 따라서, 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 10[dB]을 초과하더라도 값 "0"을 갖는 가중계수(S130)가 잘못하여 선택되는 것이 방지될 수 있어서 통화의 질이 만족스럽게 되고 수신기호(S28)의 신뢰도의 저하가 또한 방지될 수 있다.
상기 구성에 의하면, 본 제 7실시예에 의한 복조회로(140)의 경우에, 수신기호(S28)가 임시로 판정되고 이 임시 판정결과(S36)와 1기호 앞의 수신 신호(S27)에 따라, 복제수신신호(S37), 즉 수신신호(S27)가 복제된 것이 형성된다. 이 복사 수신신호(S37)와 원래 수신신호(S27)사이의 차이를 취하므로써, 기호마다 잡음성분(S38)가 구해지고, 이에 따라, 1슬롯마다 잡음전력이 구해진다. 또한, 1슬롯에 대한 수신신호(S29)의 잡음 전력(S110)이 구해지고 잡음전력(S110)을 그 신호전력(S42)으로부터 감산하므로써, 순수 신호전력(S111)이 구해진다. 그리고나서, 이 신호전력(S111)을 잡음전력(S110)으로 나누므로써, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 구해져서 가중 계수(S112)로서 선택 스위치(147)를 거쳐 곱셈기(43)에 출력되고 상기 가중 계수(S112)는 수신 기호(S28)에 의해 곱해진다. 따라서, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 수신기호(S28)에 반영될 수 있다.
또한, 이와 관련하여, 수신 기호(S28)를 수신 기호(S28)의 임시 판정결과(S36)의 공액값과 곱하므로써, 기호의 위상이 I축 근처에서 이동되는 수신 기호(S115)가 형성되고, 슬롯의 I성분의 분산값(S121)과 Q성분의 분산값(S127)이 상기 수신 기호(S115)로부터 구해진다. 그리고나서, 비교기(148)는 Q성분의 분산값이 I성분의 분산값의 5배를 초과하는지를 판정하고, 이 결과, 만약 Q성분의 분산값이 I성분을 초과하면, 슬롯이 강한 간섭파에 의해 영향을 받은 것으로 판정하여 제어신호(128)를 출력하고, 가중 계수(S112)를 값 "0"을 갖는 가중 계수(S130)로 이동시킨다. 따라서, 슬롯이 강한 간섭파에 의해 영향을 받는 경우에, 상기 수신 기호(S28)의 신뢰도는 수신 기호(S28)를 값 "0"을 갖는 가중 계수(S130)와 곱하므로써 감소되고, 강한 간섭파에 의해 영향을 받은 사실이 수신 기호(S28)에 반영된다.
따라서, 수신 신호(S27)에 포함된 잡음 성분과 간섭파 성분을 고려하여, 이 복조회로(140)의 경우에, 신뢰도가 잡음 성분과 간섭파 성분에 따라 수신 기호(S28)에 반영된다. 따라서, 만약 상기 신뢰도가 반영된 수신 기호(S29)가 다음 단계의 비터비 복호화회로(16)로 공급되면, 상기 비터비 복호화회로(16)는 신뢰도 가산시에 최대 가능성 계열 추정을 행할 수 있고, 만약 강한 간섭파에 의해 갑작스런 영향을 받으면 잘못되게 간섭파를 복원하지 않고 수신 데이터(S32)는 정확하게 복원될 수 있다.
상기 구성에 의하면, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 수신 기호(S28)로부터 구해지고 이것을 상기 수신 기호(S28)에 반영하므로, 간섭의 영향이 수신 기호(S28)로부터 얻어진 I 및 Q성분의 분산값에 따라 구해지는 경우에, 상기 간섭의 영향이 수신 기호(S28)에 반영되고, 잡음 성분과 간섭파 성분 모두를 고려하는 신뢰도가 수신 기호(S28)에 반영될 수 있다.
(8) 제 8실시예
도 27에서, 도 23의 대응하는 부분에는 동일한 참조 부호가 표시되고, 170은 전반적으로 제 8실시예에 의한 복조회로를 나타낸다. 본 실시예의 경우에, 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 얻기 위한 부분은 제 7실시예에 도시된 복조 회로(140)와 다르고 가중 계수 계산방법 또한 다르다.
이 복조회로(170)에서 감산기(46)에 의해 계산된 잡음 성분을 나타내는 신호 성분(S38)가 제 1제곱회로(47)에 입력된다. 제 1제곱회로(47)는 기호마다 신호 성분(S38)의 진폭을 제곱하므로써 기호마다 잡음 성분의 전력을 구하고 잡음 전력(S39)을 제 1가산회로(48)에 출력한다. 제 1가산기 회로(48)는 잡음 전력(S39)을 가산하므로써 잡음 전력(S40)의 1슬롯을 구하고 이를 1/N회로(178)에 출력한다. 1/N회로(178)는 잡음 전력(S40)을 기호의 수(N)로 나누므로써 기호마다 잡음 전력(S149)을 구하고, 이를 1/2회로(143)와 감산기(144)에 출력한다. 잡음 전력(S40)은 상기한 바와같이 잡음 전력(S39)의 두 기호의 합이므로, 1/2회로(143)는 이 잡음 전력(S149)을 1/2하여 이 결과의 잡음 전력(S110)을 나눗셈기(145)로 출력한다.
한편, 수신 신호(S27)는 절대값 회로(172)에 공급된다. 이 절대값 회로(172)는 수신 신호(S27)의 절대값을 구하므로써 상기 수신 신호(S27)의 진폭을 구하고 이 진폭을 나타내는 신호 성분(S140)를 가산회로(173)에 출력한다. 제 7가산기 회로(173)는 1슬롯에 대해 이 신호 성분(S140)를 가산하므로써 1슬롯에 대한 진폭의 합을 계산하고 이 진폭의 합을 나타내는 신호 성분(S141)를 1/N회로(174)에 출력한다. 1/N회로(174)는 이 신호 성분(S141)를 1슬롯의 기호의 수로 나누므로써 평균 진폭을 계산하고 이 평균진폭을 나타내는 신호 성분(S142)를 제 7 제곱 회로(175)에 출력한다. 제 7제곱 회로(175)는 이 신호 성분(S142)를 제곱하므로써 수신신호(S27)의 기호마다 평균전력을 계산하고 이를 감산기(144)에 출력한다.
감산기(144)는 수신 신호(S27)의 평균 전력(S143)에서 잡음 전력(S149)을 감산하므로써 잡음 성분이 배제된 순수 신호 전력(S144)을 계산하고 이를 나눗셈기(145)에 출력한다. 이 구성에서, 나눗셈기(145)는 신호 전력(S144)을 잡음전력(S110)으로 나누므로써 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 구하고 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 나타내는 신호 성분(S145)를 가중 계수 계산표(176)에 출력한다.
가중계수 계산표(176)에서, 측정에 따른 신호 성분(S145)와 대응하는 신호 대 잡음 전력비(S/N)의 표가 저장되고, 신호 성분(S145)가 나눗셈기(145)로부터 공급된 때에, 대응하는 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 판독되고 이것은 가중 계수(S146)로서 출력된다. 이 가중계수(S146)는 제 7실시예의 경우처럼 선택 스위치(147)를 거쳐 곱셈기(43)로 공급되고 수신 기호(S28)와 곱해진다. 따라서, 본 실시예의 경우에도 또한, 슬롯의 신호 대 잡음 전력비(S/N)에 따른 신뢰도가 수신 기호(S28)에 반영될 수도 있다. 이에대해, 가중계수 계산표(176)를 사용하여 표를 작성하지 않고 신호 성분(S145)의 값이 가중계수(S146)로서 선택 스위치(147)에 공급될 수도 있다.
상기 구성에 의하면, 본 제 8실시예의 경우에는, 순수 신호 전력은 제 7실시예처럼 1/2된 잡음전력(S40)을 수신신호(S27)의 전력(S42)으로부터 감산하므로써 구해지지 않는다. 그런데, 순수 신호전력(S144)은 수신신호(S27)의 기호마다 전력(S143)으로부터 기호마다 잡음전력(S149)을 감산하므로써 구해진다. 따라서, 본 실시예의 경우에, 잡음전력(S149)이 커지면, 신호전력(S144)은 제 7실시예의 경우보다 더 작아지고, 결과적으로 나눗셈기(145)에 의해 구해진 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 더 작아진다. 이 지점에서, 나눗셈기(145)에 의해 구해진 신호 대 잡음 전력비(S/N)는 일정하게 증가하지 않고, 잡음전력(S149)이 커지면 작아지는 경향이 있다. 따라서, 도 28에 도시된 바와같이, 보통의 계산에 의해 구해진 신호 대 잡음 전력비(S/N)는 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 실선에 의해 도시된 바와같이 만족스러운 조건하에서 명확한 차이를 나타내지 않지만, 본 실시예에 의하면, 그 차이는 점선에 의해 나타난 바와같이 명백하게 된다. 따라서, 표작성시의 파라미터가 되는 계산값이 차별화될 수 있고 표작성된 신호 대 잡음 전력비(S/N), 즉 가중 계수(S146)가 차별화될 수 있고, 결과적으로 신뢰도가 더 나은 정확도로 수신 기호(S28)에 반영될 수 있다.
상기 구성에 의하면, 신호 전력(S144)은 수신 신호(S27)의 평균전력(S143)으로부터 잡음 전력(S149)을 감산하므로써 잡음 성분을 배제하여 계산되므로, 이 신호전력(S144)과 잡음전력(S149)에 따라, 표작성을 위한 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 구해질 수 있고, 가중 계수(S146)를 계산하기 위한 표작성이 쉽게 행해질 수 있다.
(9) 이외의 실시예들
상기한 제 1실시예는 계산부(49)에서 잡음 대 신호 전력비(N/(S+N))와 대응하는 신호 대 잡음 전력비(S/N)의 표로 구성되는 가중계수 계산표(49A)를 제공하고, 잡음 전력(S40)과 신호 전력(S42)에 의해 구해진 잡음 대 신호 전력비(S/(S+N))에 의거한 대응 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 표로 작성하고 이를 가중 계수(S43)로서 사용하는 경우를 다루었다. 그런데, 본 발명은 이에 제한되지 않을 뿐만아니라 가중계수는 계산부에서 다른 방법에 의하여 구해질 수 있다. 예를들어 잡음 전력(S40)의 값을 A, 신호 전력(S42)의 값을 B라 하면, 다음 수학식에 의해 계산된 값 C는 신호 대 잡음 전력비(S/N)로서 사용될 수 있다.
C = 2-k·A/B
값 A/B와 값 C 사이의 관계를 나타내는 표는 가중계수 계산표(49A)에 저장된다. 그리고나서, 값 A/B는 잡음전력(S40)과 신호 전력(S42)에 따라 계산되고 A/B의 값에 따라 대응하는 C의 값이 가중 계수 계산표(49A)로부터 표로 작성된다. 따라서, 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 구해지고 이는 가중계수(S43)로서 출력될 수 있다. 이에 대해, 여기에서 사용된 상수(k)의 값은 "5" 내지 "10"의 값이고, "6"과 같은 값이 최적값이다.
또한, 본 발명은 상기에 제한되지 않는다. 잡음 전력(S40)의 값이 A이고, 신호 전력(S42)의 값이 B인 경우에, B/A의 값과 대응하는 신호 대 잡음 전력비(S/N) 사이의 관계를 나타내는 표가 가중계수 계산표(49A)에 저장된다. 그리고나서, 잡음 전력(S40)과 신호 전력(S42)에 따라, B/A의 값이 계산되고 이 B/A의 값에 따라 대응하는 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 가중계수 계산표(49A)로부터 구해지고 이는 가중계수(S43)로서 송신될 수 있다.
또한, 본 발명은 이에 제한되지 않는다. 잡음전력(S40)의 값이 A이고, 신호전력(S42)의 값이 B인 경우에, A/B의 값과 대응하는 잡음 대 신호 전력비(N/(S+N))를 나타내는 표가 작성되고 이것이 가중계수 계산표(49A)에 저장된다. 그리고나서, A/B의 값이 잡음전력(S40)과 신호전력(S42)에 따라 계산되고 A/B의 값에 따라, 대응하는 잡음 대 신호 전력비(N/(S+N))의 값이 가중계수 계산표(49A)로부터 구해진다. 그리고나서, 이 잡음 대 신호 전력비(N/(S+N))를 B의 값과 곱하여, 잡음성분(N)의 값을 구하고, 이 잡음성분(N)의 값을 값 B에서 감산하므로써, 신호성분(S)의 값이 구해지고, 신호 대 잡음 전력비(S/N)의 값이 이 잡음성분(N)와 신호성분(S)로부터 구해지고 이것은 가중계수(S43)로서 송신될 수 있다.
또한, 본 발명은 이에 제한되지 않는다. 잡음전력(S40)의 값이 A이고, 신호전력(S42)의 값이 B인 경우에, 값 A/B와 대응하는 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 표로 작성하고, 이것은 가중계수 계산표(49A)에 저장되고, A/B의 값에 따라 표를 작성하므로써, 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 가중계수(S43)로서 구해져서 출력될 수 있다. 또한, 본 발명은 이에 제한되지 않고, 신호성분(S)의 값은 값 (B-A)에 의해 구해지고, 신호성분(S)의 값이 A의 값으로 나누어진 값 D와 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 표로 작성하고 이는 가중계수 계산표(49A)에 저장되고, 값 D에 따라 표를 작성하므로써, 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 구해지고 이는 가중계수(S43)로서 송출될 수 있다.
또한, 본 발명은 이에 제한되지 않고, 도 29에 도시된 바와같이, 계산부(180)는 감산기(181)와 나눗셈기(182)로 구성될 수 있고 신호성분(S)의 값은 감산기(181)에 의해 구해진 값 (B-A)에 의해 구해질 수 있고, 신호성분(S)가 값 A로 나누어진 값D는 그대로 신호 대 잡음 전력비(S/N)로서 사용될 수 있고 이는 가중계수(S43)로서 송출될 수 있다. 이에대해, 값 D가 가중계수(S43)로서 그대로 사용되는 경우에, 비록 가중계수로서의 정확성이 표를 사용하여 표작성하는데 비해 어느 정도 더 나빠지지만, 이 시스템은 계산부(49)의 구조를 간단하게 하는 이점이 있다.
또한, 상기한 제 4실시예는 가중계수(S81)로서 신호 대 간섭파 전력비(S/I)를 사용하는 경우를 다루었다. 이 제 4실시예에서, I성분과 Q성분의 분산값과 신호 대 간섭파 전력비(S/I) 사이의 관계를 나타내는 가중계수 계산표(109)가 제공되고 이 I성분과 Q성분의 분산값에 따른 가중계수 계산표(109)를 작성하므로써, 신호 대 간섭파 전력비(S/I)가 판독되고 이것이 가중계수(S81)로서 사용된다. 그런데, 본 발명은 상기에 제한되지 않고 가중계수는 소정의 계산에 의해 계산될 수도 있다. 예를들어, I성분의 분산값이 A이고, Q성분의 분산값은 B이고, 수신신호(S27)의 진폭을 제곱하고 이것을 1슬롯에 대해 부가하므로써 구해진 수신신호(S27)가 C인 경우에, 값 D는 다음 수학식으로부터 구해진다.
D = k1 × A/C2 + k2 × A/B
값 D를 사용하여, 값 "a"가 다음 수학식에 의해 구해진다.
a = k3 × 2-D
이 값 "a"는 가중계수로서 송출될 수도 있다. 만약 k1, k2, k3가 각각 상수이면, 여기에서 사용된 k1의 값은 대략 "2" 내지 "5"이고, 특히 예를들어 "3"이 k1에 대해 최적값이다. k2의 값은 대략 "0.1" 내지 "1.0"이고 최적값은 "0.5"이고, k3의 값은 대략 "1" 내지 "8"이고 최적값은 "3"이다.
또한, 값 b는 다음 수학식에 의해 구해지고 값 b는 가중계수로서 송신될 수도 있다.
b = k3 × 2D/C
또한, 슬롯마다 전력이 수신회로(31)에 의해 증폭되어 상수가 되는 경우에, 값 D는 다음과 같이 정의될 수 있다.
D = k1 × A + k2 × A/B
그리고 값 D는 상기 수학식에 의해 구해질 수 있다.
D = k2 × A/B
또는, 상기 수학식에 의해 구해질 수 있다.
또한, I성분의 분산값이 A이고, Q성분의 분산값이 B인 경우에, Q성분의 평균진폭을 구하여 이 값을 E라고 하고, 1슬롯에서 기호의 수를 N이라고 하면, 값 F는 다음 수학식을 사용하여 계산된다.
F = k4 × (A - k5 × B) / (E × N)
이 값 F를 사용하여, 값 d가 구해진다.
d = k6 × 2-F
이 값 d는 가중계수로서 송신될 수 있다. 수학식 7에서 구해진 값 F가 "0"이하일 때, 수학식 8이 F = 0으로서 계산되는 것으로 가정한다. 또한, k4, k5, k6이 상수이고, k4의 값이 대략 "3" 내지 "10"이고 특히 예를들어 "6"이 최적값이고, k5의 값은 대략 "1" 내지 "3"이고 최적값은 예를들어 "2"이고 , k6의 값은 임의의 값이다.
또한, 슬롯마다 전력이 수신기 회로(31)에 의해 증폭되어 상수가 되면, 값 F는 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
F = k4 × (A - k5 × B)
그리고 값 F는 상기한 수학식에 의해 구해질 수 있다.
또한, 상기한 제 4실시예는 복소평면에서 1사분면으로 변환된 수신기호(S70)의 위상을 π/4이동시키므로써 복소평면상의 Q축주위에 각 기호의 위치를 이동시키는 경우를 다루었다. 그런데, 본 발명은 이에 제한되지 않고 1사분면으로 변환된 수신기호(S70)의 위상을 -π/4이동시키므로써 각 기호의 위치가 복소평면상의 I축으로 이동될 수 있다. 그런데, 이 경우에 I성분과 Q성분은 제 4실시예에 대해 역으로 처리되어야 한다.
또한, 상기한 제 6실시예는 제 1가중계수 산출부(52)에 의해 계산된 가중계수(S43)와 제 2가중계수 산출부(89)에 의해 계산된 가중계수(S81)가 이들을 표로 작성하므로써 혼합된 가중계수(S100)를 계산하는 경우를 다루었다. 그런데, 본 발명은 이에 제한되지 않고 가중계수(S43)의 값을 가중계수(S81)의 값으로 곱하여 이 계산결과가 혼합된 계수가 가중계수(S100)로서 사용될 수도 있다.
또한 상기한 제 7 및 제 8실시예는 1/2회로(143)를 제공하여 잡음전력(S40 또는 S149)을 1/2하는 경우를 다루었다. 그런데, 본 발명은 이에 제한되지 않고 신호 대 잡음 전력비(S/N)는 1/2회로(143) 없이 잡음전력(S40 또는 S149)을 그대로 사용하여 구할 수도 있다.
또한 상기한 제 7실시예는 잡음성분과 신호성분을 포함하는 신호전력(S42)으로부터 잡음전력(S110)을 감산하므로써 신호성분만으로 형성된 신호전력(S111)을 구하고 상기 신호전력(S111)을 사용하여 신호 대 잡음 전력비(S/N)를 구하는 경우를 다루었다. 그런데, 본 발명은 이에 제한되지 않고 신호 대 잡음 전력비(S/N)는 도 30에 도시된 바와같은 구조에 의해 구해질 수도 있다.
구체적으로, 도 30에서, 도 23의 대응부분은 동일한 도면부호로 주어지는데, (190)은 전반적으로 복조회로를 나타내고, 이 복조회로(190)의 경우에, 제 1가산회로(48)에 의해 계산된 잡음전력(S40)의 1슬롯은 1/N회로(191)로 공급된다. 1/N회로(191)는 잡음전력(S40)을 기호의 수(N)로 나누어서 기호마다 잡음전력(S190)을 구하고 이를 1/2회로(192)에 출력한다. 1/2회로(192)는 이 잡음전력(S190)을 1/2하고 이 결과의 잡음전력(S191)을 역수 계산회로(193)에 출력한다. 역수 계산회로(193)는 이 잡음전력(S191)의 역수값을 구하고 이를 감산기(194)에 출력한다. 상기 설명으로부터 명백하듯이, 역수값(S192)은 잡음성분(N)의 역수값, 즉 1/N을 나타낸다.
한편, 제 2가산기 회로(51)에 의해 계산된 1슬롯의 신호전력(S42)은 1/N회로(195)에 공급된다. 1/N회로(195)는 신호전력(S42)을 기호의 수(N)로 나누므로써 기호마다 신호전력(S193)을 구하고 이를 역수 계산회로(196)에 출력한다. 역수계산회로(196)는 이 신호전력(S193)의 역수값(S194)을 구하고 이를 상기 감산기(194)에 출력한다. 이에대해, 신호전력(S42)이 순수 신호성분(S)와 잡음성분(N)로 형성되므로, 이 역수값(S194)은 1/(S+N)을 나타낸다.
감산기(194)는 역수값(S194)과 역수값(S192) 사이의 차이를 구하고 신호 대 잡음 전력비(S/N)로서의 이 결과(S195)를 선택스위치(147)에 출력한다. 따라서, 곱셈기(43)에서, 수신기호(S28)를 가중계수로서 이 계산결과(S195)와 곱하므로써, 슬롯의 신뢰도는 상기 수신기호(S28)에 반영된다. 이 구조에서, 만약 신호전력(S193)의 역수값(S194)과 잡음전력(S190)의 역수값(S192)이 신호 대 잡음 전력비로서 산출되면, 슬롯의 신뢰도는 수신기호(S28)에 반영되고 제 7실시예와 비슷한 효과가 얻어질 수 있다. 이에대해, 도 30에 도시된 구조에 의하면, 신호 대 잡음 전력비(S/N)가 1/N회로(191 및 195)를 배제하고 잡음전력(S40)과 신호전력(S42)을 사용하므로써 구해질 수 있다. 또한, 도 30에 도시된 구성에 의하면, 구해진 신호 대 잡음 전력비(S/N)는 제 7실시예의 경우에서 처럼 비교기(148)에 공급되지 않는다. 그런데, 제 7실시예의 경우에서 처럼, 신호 대 잡음 전력비(S/N)는 비교기(148)에 공급될 수 있고 비교기(148)에 의한 선택스위치(147)의 스위치 작동은 상기 신호 대 잡음 전력비(S/N)의 값에 따라 방지될 수 있다.
또한, 상기 실시예는 본 발명을 TDMA방식으로 통신하는 무선통신방식에 적용하는 경우를 다루었다. 그런데, 본 발명은 이에 제한되지 않고, 예를들어, 만약 도 31 및 도 32에 도시된 무선통신방식에 적용되면, 상기한 경우와 동일한 효과가 얻어질 수 있다.
도 31 및 도 32에 도시된 무선통신방식이 다음과 같이 설명될 것이다. 먼저, 도 31에서는, 도 4의 대응부분과 동일한 참조 부호가 주어지고, (200)은 전반적으로 무선통신방식의 송신장치를 나타낸다. 이 송신장치(200)에서, DQPSK변조회로(5)에 의해 발생된 송신신호(S5)는 고속 역푸리에 변환회로(IFFT)(201)에 공급된다. 고속 역푸리에 변환회로(201)는 주파수가 고정거리만큼 떨어진 다중 반송파의 위상차에 대해 송신신호(S5)의 기호정보를 축적하고 이 다중 반송파로 형성된 송신신호(S200)를 랜덤 위상이동회로(21)에 입력한다. 초기 위상값에 따라 규정된 규칙에 의해 발생된 랜덤 위상값을 송신신호(S200)를 형성하는 다중 반송파의 위상에 부가하므로써 랜덤위상 이동회로(21)는 다중반송파의 위상값을 임의로 추출하고 이 결과의 송신신호(S201)를 송신회로(6)에 출력한다. 고정처리를 이 송신신호(S201)에 적용한후에 주파수 변환처리를 이 송신신호(S201)에 적용하는 송신회로(6)는 규정된 주파수 채널을 갖는 송신신호(S202)로 변환하여 이를 안테나를 거쳐 송신한다. 이 무선통신방식의 경우에, 송신회로(6)는 고정 타이밍마다 송신신호(S202)의 주파수 채널을 임의로 추출한다. 다시말해 주파수 호핑이 행해진다.
한편, 도 32에서는, 도 5와 대응하는 부분은 동일한 도면부호가 주어지고, (210)은 전반적으로 이 무선통신방식의 수신장치를 나타낸다. 이 수신장치(210)의 경우에, 안테나(11)에 의해 수신된 수신신호(S205)는 수신회로(31)에 공급된다. 주파수 변환처리를 고정 주파수 채널의 수신신호(S205)에 적용하는 수신기 회로(31)는 베이스밴드 신호(S206)를 추출하고 이를 고속 푸리에 변환회로(FFT)(211)에 출력한다. 고속 푸리에 변환회로(211)는 다중 반송파가 푸리에 변환처리에 의해 축적된 위상정보로 형성된 기호정보를 꺼내어서 이를 수신신호(S207)로서 랜덤 위상 역이동회로(32)에 출력한다. 랜덤 위상 역이동회로(32)는 수신신호(S207)의 위상상태를 송신측과 동일한 위상값을 사용하여 이전상태로 복귀하고 이 결과의 수신신호(S27)를 복조회로(33)에 출력한다. 이것은 상기한 수신장치(30)와 동일하므로 이하에 설명은 생략한다. 따라서, 만약 본 발명이 다중 반송파의 위상차에 대해 송신된 정보를 축적하고 또한 다중반송파가 실린 주파수 채널을 임의로 추출하는 무선통신방식에 적용된다면, 상기한 경우와 동일한 효과가 얻어질 수 있다.
또한, 상기한 실시예는 본 발명을 TDMA 방식의 무선통신시스템에 적용하는 경우를 다루었다. 그런데, 본 발명은 이에 제한되지 않고, 상기 방식에서 송신신호가 슬롯으로 분할된 후에 송신된다고 가정하면, 무선통신방식에 널리 적용될 수 있다. 이 경우에, 수신장치로서는, 만약 장치가 송신신호를 수신하고 수신신호를 출력하는 수신수단과, 그에의해 수신수단으로부터 송신된 상기 수신신호에 따라 수신신호가 전송되는 슬롯의 신뢰도를 나타내는 가중계수를 계산하고 이 수신신호를 상기 가중계수와 곱하여 이를 출력하는 가중수단과, 가중수단으로부터 전송된 수신신호를 복호화하고 전송된 데이터를 복원하는 복호화수단으로 장치되는 것으로 충분하다.
본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 설명을 하였는데, 본 발명의 진정한 사상과 범위내의 모든 변화와 변경이 부가 청구항에 포함되도록 되면 다양한 변화와 변경이 가능함은 이 분야의 기술자에게 명백하다.
상기한 바와같은 본 발명에 의하면, 슬롯의 신뢰도를 나타내는 가중계수가 계산되고 상기 가중계수에 의해 곱해진 수신신호가 복호화되므로, 최대 가능성 계열 추정이 복호화수단에서 슬롯의 신뢰도를 부가할 때에 행해질 수 있고, 따라서, 통화의 질이 슬롯마다 변화하는 경우에도, 높은 정확도로 최대 가능성 계열 추정이 행해질 때에 송신된 데이터가 높은 정확도로 복원될 수 있다.
도 1a 및 1b는 TDMA방식의 원리를 설명하기 위한 개략도이다.
도 2a 및 2b는 종래의 무선통신시스템의 송신장치를 나타내는 블록도이다.
도 3a 및 3b는 종래의 무선통신시스템의 수신장치를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 무선통신시스템의 송신장치를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 무선통신시스템의 수신장치를 나타내는 블록도이다.
도 6은 송신장치의 랜덤위상이동회로를 나타내는 블록도이다.
도 7은 수신장치의 랜덤역위상이동회로를 나타내는 블록도이다.
도 8은 수신장치의 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 9는 복조회로의 계산부를 나타내는 블록도이다.
도 10은 계산부의 조정회로를 나타내는 블록도이다.
도 11은 슬롯의 신뢰성이 반영된 경우와 슬롯의 신뢰성이 반영되지 않은 경우사이의 비교를 설명하는 비트에러률의 특성곡선도이다.
도 12는 계산된 신호잡음전력비(S/N)와 측정된 신호잡음전력비(S/N)사이의 비교를 설명하는 특성곡선도이다.
도 13은 제 2실시예에 따른 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 14는 제 3실시예에 따른 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 15는 제 3실시예에 따른 복조회로의 계산부를 나타내는 블록도이다.
도 16은 제 4실시예에 따른 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 17은 π/4이동되었을 때 복소평면상의 1상한으로 변환된 수신기호의 위상을 설명하는 약선도이다.
도 18은 간섭파에 의해 영향을 받을 때의 위상을 설명하는 개략도이다.
도 19는 제 4실시예에 따른 복조회로의 계산부를 나타내는 블록도이다.
도 20은 제 5실시예에 따른 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 21은 제 6실시예에 따른 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 22는 신호대 간섭잡음전력비(S/(I+N))을 구하는 표를 나타내는 다이어그램이다.
도 23은 제 7실시예에 따른 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 24는 복소평면상의 I축상으로 이동되었을 때 수신심볼을 설명하는 개략도이다.
도 25는 간섭파를 수신하였을 경우를 설명하는 개략도이다.
도 26은 분산치비율(RQ/I)과 신호대 간섭파비(S/I)사이의 관계를 나타내는 특성곡선도이다.
도 27은 제 8실시예에 따른 복조회로를 나타내는 블록도이다.
도 28은 계산에 의해 구해진 신호대잡음전력비(S/N)를 나타내는 특성곡선도이다.
도 29는 다른 실시예에 의한 계산부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 30은 다른 실시예에 의한 복조회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 31은 다른 실시예에 의한 무선통신시스템의 송신장치를 나타내는 블록도이다.
도 32는 다른 실시예에 의한 무선통신시스템의 수신장치를 나타내는 블록도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호설명
1,20,200. 송신장치 2. 콘벌루션부호화회로
3. 인터리브버퍼 4. 슬롯화처리회로
5. DQPSK변조회로 6. 송신회로
7,11. 안테나 10,30,210. 수신장치
12,31. 수신회로 13,34. DQPSK복조회로
14. 슬롯연결처리회로 15. 디인터리브버퍼
16. 비터비복호화회로 21. 랜덤위상이동회로
32. 랜덤위상역이동회로
33,60,70,90,110,130,140,170. 복조회로
35. 가중회로 201. 고속역프리에변환회로
211. 고속프리에변환회로

Claims (17)

  1. 송신시에 임의로 이동되고, 한 세트의 소정의 정보단위로 구성된 신호를 수신하는 수신방법에 있어서,
    상기 신호를 수신하고, 송신시에 임의로 이동된 위상신호를 반대 위상으로 이동 시키는 처리를 행하는 단계와,
    각 소정의 정보 단위에 대해 상기 수신 신호의 신뢰도를 나타내는 가중계수를 신호전력과 잡음전력에 관한 값의 비에 의해 계산하는 단계와,
    상기 가중계수와 상기 수신신호를 곱하여 상기 수신신호를 가중하는 단계와,
    상기 가중된 신호를 연판정 복호화하는 단계를 포함하고,
    상기 신호전력과 잡음전력에 관한 값의 비는 신호성분으로서 지연되지 않은 신호와 지연된 신호 사이의 차이에 대해 행해지는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    한 세트의 소정의 정보단위로 구성된 상기 신호는 TDMA방식의 신호이고, 상기 소정의 정보단위는 시간슬롯인 것을 특징으로 하는 수신방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    한 세트의 소정의 정보단위로 구성된 상기 신호는 다중 반송파 방식의 신호이고, 상기 소정의 정보 단위는 부반송파 또는 부반송파들인 것을 특징으로 하는 수신방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    다중 반송파 방식의 상기 신호는 시간방향으로 또한 분할되고 상기 소정의 정보 단위는 소정의 부반송파 또는 부반송파들의 소정의 시간부분인 것을 특징으로 하는 수신방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 비는 수신신호의 위상분산의 정도에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  6. 송신시에 임의로 이동되고, 한 세트의 소정의 정보단위로 구성된 신호를 수신하는 수신장치에 있어서,
    상기 신호를 수신하고, 송신시에 임의로 이동된 위상신호를 반대 위상으로 이동시키는 처리를 행하는 수신수단과,
    각 소정의 정보 단위에 대해 상기 수신 신호의 신뢰도를 나타내는 가중계수를, 신호전력과 잡음전력에 관한 값의 비에 의해 계산하는 가중계수 계산수단과,
    상기 가중 계수와 상기 수신 신호를 곱하여 상기 수신신호를 가중하는 가중수단과,
    상기 가중된 신호를 연판정 복호화하는 복호화수단을 포함하고,
    상기 신호전력과 잡음전력에 관한 값의 비는 신호성분으로서 지연되지 않은 신호와 지연된 신호 사이의 차이에 대해 행해지는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    한 세트의 소정의 정보단위로 구성된 상기 신호는 TDMA방식의 신호이고, 상기 소정의 정보 단위는 시간슬롯인 것을 특징으로 하는 수신장치.
  8. 제 6항에 있어서,
    한 세트의 소정의 정보단위로 구성된 상기 신호는 다중 반송파 방식의 신호이고, 상기 소정의 정보 단위는 부반송파 또는 부반송파들인 것을 특징으로 하는 수신장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 다중 반송파 방식의 신호는 또한 시간방향으로 분할되고, 상기 소정의 정보 단위는 소정의 부반송파 또는 부반송파들의 소정의 시간부분인 것을 특징으로 하는 수신장치.
  10. 제 6항에 있어서,
    상기 비는 수신신호의 위상분산의 정도에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  11. 제 6항에 있어서,
    상기 연판정 복호화는 비터비 복호화인 것을 특징으로 하는 수신장치.
  12. 제 6항에 있어서,
    상기 신호 전력과 잡음전력에 관한 값의 비의 상기 계산은 신호성분으로서 평균 레벨과 현재 레벨 사이의 차이에 관해 행해지는 것을 특징으로 하는 수신장치(도10).
  13. 제 10항에 있어서,
    상기 위상분산의 정도는 복조신호의 직교성분의 제 1성분과 제 2성분의 진폭 성분과 전력성분에 따라 계산된 분산에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 직교성분은 I/Q신호인 것을 특징으로 하는 수신장치(도 11).
  15. 제 13항에 있어서,
    상기 직교성분은 극좌표계의 r/θ성분신호인 것을 특징으로 하는 수신장치(도 17).
  16. 제 13항에 있어서,
    상기 위상분산의 정도는 상기 제 1성분과 제 2성분의 분산값의 비에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 수신장치(도 20).
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 가중계수의 계산에서, 기호마다 잡음전력은 순수 신호전력을 구하기 위해 기호마다 수신신호의 전력으로부터 감산되는 것을 특징으로 하는 수신장치(도 24).
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Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1168696A (ja) * 1997-08-19 1999-03-09 Sony Corp 通信方法及び送信装置及び受信装置並びにセルラー無線通信システム
FI112892B (fi) 1999-04-14 2004-01-30 Nokia Corp Menetelmä ja vastaanotin eri modulaatiomenetelmillä moduloitujen signaalien vastaanottamiseksi ja dekoodaamiseksi
US7143013B2 (en) * 1999-11-04 2006-11-28 Verticalband, Limited Reliable symbols as a means of improving the performance of information transmission systems
US6961369B1 (en) 1999-11-09 2005-11-01 Aware, Inc. System and method for scrambling the phase of the carriers in a multicarrier communications system
JP3286289B2 (ja) * 1999-12-28 2002-05-27 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａ受信装置及び誤り訂正方法
DE10009443A1 (de) * 2000-02-29 2001-08-30 Philips Corp Intellectual Pty Empfänger und Verfahren zum Detektieren und Dekodieren eines DQPSK-modulierten und kanalkodierten Empfangssignals
FI20001513A (fi) 2000-06-26 2001-12-27 Nokia Networks Oy Menetelmä tiedonsiirron laadun parantamiseksi
US7953446B2 (en) 2000-12-11 2011-05-31 Nortel Networks Limited Antenna systems with common overhead for CDMA base stations
US8504109B2 (en) 2000-12-11 2013-08-06 Apple Inc. Antenna systems with common overhead for CDMA base stations
US20020136331A1 (en) * 2001-01-24 2002-09-26 Leif Wilhelmsson Method and apparatus for performing channel estimation with a limiting receiver
JP3662527B2 (ja) * 2001-07-27 2005-06-22 松下電器産業株式会社 自動利得制御装置及び方法、無線通信装置
US7203254B2 (en) * 2003-03-25 2007-04-10 Motorola, Inc. Method and system for synchronizing in a frequency shift keying receiver
US7362829B2 (en) * 2003-07-18 2008-04-22 Broadcom Corporation Multi-band single-carrier modulation
US7362817B2 (en) * 2003-07-18 2008-04-22 Broadcom Corproation UWB (Ultra Wide Band) interference mitigation
US20110064214A1 (en) * 2003-09-09 2011-03-17 Ternarylogic Llc Methods and Apparatus in Alternate Finite Field Based Coders and Decoders
US8577026B2 (en) 2010-12-29 2013-11-05 Ternarylogic Llc Methods and apparatus in alternate finite field based coders and decoders
JP4524147B2 (ja) * 2004-06-30 2010-08-11 京セラ株式会社 通信装置、キャリブレーション方法及びプログラム
US7725779B2 (en) * 2005-01-25 2010-05-25 Ternarylogic Llc Multi-valued scrambling and descrambling of digital data on optical disks and other storage media
US7389055B1 (en) * 2005-03-17 2008-06-17 Nortel Networks Limited DQPSK receiver phase control
EP1780914B1 (en) * 2005-10-27 2009-06-17 Alcatel Lucent Adaptive equalization of a polarization scrambled optical signal
US7864884B2 (en) * 2006-04-27 2011-01-04 Nokia Corporation Signal detection in OFDM system
US8045927B2 (en) * 2006-04-27 2011-10-25 Nokia Corporation Signal detection in multicarrier communication system
EP2023518A1 (en) * 2006-05-22 2009-02-11 Sharp Kabushiki Kaisha Receiver and receiving method
JP4915147B2 (ja) * 2006-06-15 2012-04-11 富士通株式会社 位相制御装置および光ｄｑｐｓｋ受信機
JP5105834B2 (ja) * 2006-11-17 2012-12-26 キヤノン株式会社 制御装置及びその制御方法、通信装置及びその制御方法、通信システム、及び、プログラム
US8537803B2 (en) * 2008-09-15 2013-09-17 Texas Instruments Incorporated Synchronized channel access in coexisting wireless networks
CN104769901B (zh) * 2013-01-04 2019-08-02 马维尔国际贸易有限公司 用于通信的方法、电信装置以及用于处理信号的芯片组
KR101800415B1 (ko) * 2015-03-02 2017-11-23 삼성전자주식회사 송신 장치 및 그의 패리티 퍼뮤테이션 방법
CN107395546B (zh) * 2017-08-30 2020-04-24 重庆物奇科技有限公司 电力线载波通信中对数据符号进行频域信息扩展的方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5546429A (en) * 1992-11-09 1996-08-13 Motorola, Inc. Frequency hopping code division multiple access radio communication unit

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5173702A (en) * 1980-12-29 1992-12-22 Raytheon Company All weather tactical strike system (AWTSS) and method of operation
FR2585906B1 (fr) * 1985-08-02 1987-09-25 Battail Gerard Procede de decodage d'un code convolutif et decodeur correspondant
US5191576A (en) 1988-11-18 1993-03-02 L'Etat Francais and Telediffusion de France S.A. Method for broadcasting of digital data, notably for radio broadcasting at high throughput rate towards mobile receivers, with time frequency interlacing and analog synchronization
US5271042A (en) 1989-10-13 1993-12-14 Motorola, Inc. Soft decision decoding with channel equalization
EP0449327B1 (en) * 1990-03-30 1998-07-15 Nec Corporation Noise-immune space diversity receiver
FR2675968B1 (fr) * 1991-04-23 1994-02-04 France Telecom Procede de decodage d'un code convolutif a maximum de vraisemblance et ponderation des decisions, et decodeur correspondant.
US5278871A (en) 1992-03-19 1994-01-11 Motorola, Inc. Method and apparatus for estimating signal weighting parameters in a receiver
JPH05315977A (ja) 1992-05-12 1993-11-26 Hitachi Ltd 軟判定最尤復号方法および復号器
SE470372B (sv) * 1992-06-23 1994-01-31 Ericsson Telefon Ab L M Metod jämte anordning att uppskatta kvaliten vid ramfelsdetektering i mottagaren hos ett radiokommunikationssystem
US5590158A (en) * 1993-01-28 1996-12-31 Advantest Corporation Method and apparatus for estimating PSK modulated signals
SE513657C2 (sv) * 1993-06-24 2000-10-16 Ericsson Telefon Ab L M Sätt och anordning att vid digital signalöverföring estimera överförda symboler hos en mottagare
DE69531928T2 (de) * 1994-06-23 2004-07-22 Ntt Mobile Communications Network Inc. Maximalwahrscheinlichkeitsdekodierung und verfahren zur synchronen detektion
JP3582139B2 (ja) 1995-03-31 2004-10-27 ソニー株式会社 データ復調装置およびデータ伝送方法
US5680394A (en) * 1995-07-11 1997-10-21 Amati Communications Corporation Time division duplexed high speed data transmission system and method
US5991308A (en) * 1995-08-25 1999-11-23 Terayon Communication Systems, Inc. Lower overhead method for data transmission using ATM and SCDMA over hybrid fiber coax cable plant
JPH09321736A (ja) * 1996-05-27 1997-12-12 Sony Corp 受信方法及び受信装置
JPH09321721A (ja) * 1996-05-27 1997-12-12 Sony Corp 送信方法，送信装置，受信方法及び受信装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5546429A (en) * 1992-11-09 1996-08-13 Motorola, Inc. Frequency hopping code division multiple access radio communication unit

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Publication number Publication date
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JPH10322408A (ja) 1998-12-04
AU748392B2 (en) 2002-06-06
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AU5843898A (en) 1998-09-24
US6590860B1 (en) 2003-07-08
DE69832749D1 (de) 2006-01-19
EP0866578A3 (en) 2001-04-25

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