KR100604926B1 - Ｄｖｂ-ｔ 수신장치 및 ｄｖｂ-ｔ 수신장치의 채널 및ｆｆｔ 윈도우 선택 방법 - Google Patents

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Abstract

다중경로 입력신호를 처리할 수 있는 복수 개의 채널을 구비하며, 각각의 채널에서 사용하는 FFT 윈도우의 범위도 선택할 수 있게 하는 DVB-T(Digital Video Broadcasting Terrestrial) 수신장치 및 상기 DVB-T 수신장치에서 사용하는 채널 및 FFT 윈도우 범위를 선택하는 방법을 개시한다. 상기 DVB-T 수신장치는 STR(Symbol Timing Recovery) 제어장치를 구비하여 채널 및 FFT(Fast Fourier Transform) 윈도우 범위를 선택하며, 내부에 설치된 이퀄라이저는 복수 개의 채널에서 동작할 수 있도록 새로운 주파수 도메인 보간기를 구비하였다. 다중채널 입력신호를 최적의 상태로 복원할 수 있는 채널 및 FFT 윈도우 범위를 선택하기 위하여, 임의의 값으로 설정된 채널 및 FFT 윈도우를 이용하여 BER(Bit Error Rate)을 연산하고, 다른 값으로 재 설정된 채널 및 FFT 윈도우를 이용하여 연산한 BER을 서로 비교하여 최고의 복원 수준을 나타내는 채널 및 FFT 윈도우의 범위를 선택한다.

Description

ＤＶＢ-Ｔ 수신장치 및 ＤＶＢ-Ｔ 수신장치의 채널 및 ＦＦＴ 윈도우 선택 방법{Digital Video Broadcasting Terrestrial receiver and method for selecting the channel and Fast Fourier Transform window using the same}
본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.
도 1은 종래의 DVB-T 수신장치의 블록 다이어그램이다.
도 2는 도 1에 도시 된 이퀄라이저(9)의 내부 블록 다이어그램이다.
도 3a는 2개의 경로신호의 전력(Channel Profile)을 나타낸다.
도 3b는 2개의 경로신호의 데이터 구조를 나타낸다.
도 3c는 4개의 FFT 윈도우의 범위를 나타낸다.
도 3d는 제1FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 3e는 제2FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 3f는 제3FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 3g는 제4FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸 다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치의 블록 다이어그램이다.
도 5는 도 4에 도시된 이퀄라이저(409)의 내부 블록 다이어그램이다.
도 6a는 2개의 경로신호의 전력(Channel Profile)을 나타낸다.
도 6b는 2개의 경로신호의 데이터 구조를 나타낸다.
도 6c는 4개의 FFT 윈도우의 범위를 나타낸다.
도 6d는 제1FFT 윈도우를 이용하여 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 6e는 제2FFT 윈도우를 이용하여 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 6f는 제2FFT 윈도우의 범위를 GI만큼 전진 이동시켜 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 6g는 제1FFT 윈도우의 범위를 GI만큼 전진 이동시켜 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
본 발명은 지상파 디지털 비디오 방송(Digital Video Broadcasting Terrestrial, 이하 DVB-T)에 관한 것으로, 특히 다중경로 신호를 처리할 수 있는 복수 개의 에코채널을 구비하는 DVB-T 수신장치에 관한 것이다.
디지털 TV의 전송방식에는 싱글 캐리어 변조방식인 잔류 측파대(Vestigial Side Band) 방식과 멀티 캐리어 변조방식인 COFDM(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식으로 크게 구분된다. DVB-T의 변조/복조 방식은, 디지털 비디오 방송이 지상파인 것을 고려하여, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채택하고 있다. 상기 OFDM 방식은 정보를 다수의 주파수에 분산하여 보내는 방식이라는 점에서 정보를 시간 축에서 연속적으로 보내는 일반적인 싱글 캐리어 변조/복조방식과 구별되며, 특히 수신된 신호를 다중경로채널을 이용하여 처리하는데 유리한 방식이다.
도 1은 종래의 DVB-T 수신장치의 블록 다이어그램이다.
도 1을 참조하면, 상기 DVB-T 수신장치(Receiver)는, ADC(1), 복조기(2), Coarse STR & CR블록(3), FFT 블록(4), Fine CR 블록(5), 덧셈기(6), NCO(7), Fine STR 블록(8), 이퀄라이저(9), 비터비 디코더(10), 리드 솔로몬 디코더(11) 및 BER 계산기(12)를 구비한다.
ADC(1, Analog-to-Digital Converter)는, DVB-T 송신장치(도면에는 표시하지 않음)로부터 전달된 아날로그 신호(r(t))를, 일정한 주파수를 가지는 신호(a fixed frequency signal)를 이용하여, 샘플링 한다.
복조기(2, De-modulator)는, 샘플링클록신호에 대한 정밀 오프셋 신호(os1), 복소수 형태의 캐리어 신호(sine(*) 및 cos(*))에 응답하여, ADC(1)에서 샘플링 된 데이터를 복조(demodulate)하여 복소주파수(Complex frequency) 신호(r(n))를 생성한다. 샘플링클록신호에 대한 정밀 오프셋 신호(os1)는, ADC(1)에서 발생한 샘플링 주파수 오프셋을 보상하는데 사용된다. 아날로그 신호(r(t))는 송신장치에서 이미 변조(Modulation)된 상태로 전달되었으므로, 이 신호를 수신장치에서 사용하기 위해서는 복조(Demodulation) 되어야 한다.
Coarse STR & CR블록(3, Coarse Symbol Timing Recovery & Carrier Recovery block)은 복소주파수 신호(r(n))를 수신하여, 한편으로는 고속 푸리에 변환기(Fast Fourier Transformer)의 대강의(Coarse) 변환 시작점(FFT start position)에 대한 정보를 생성하여 FFT 블록(4)에 전달하고, 다른 한편으로는 캐리어신호에 포함된 대강의 주파수 오프셋 신호를 생성하여 덧셈기(6, Adder)에 전달한다.
FFT 블록(4, Fast Fourier Transform)은, 상기 고속 푸리에 변환기의 대강의 변환 시작점에 대한 정보 및 FFT 시작점에 대한 정밀 오프셋 신호(os2)에 응답하여, 복소주파수 신호(r(n))에서 가드 간격(guard interval, 이하 GI)을 제거시킨 주파수 도메인 복소주파수 신호(frequency domain complex signal)(Rk(m))를 생성한다. 여기서 Rk(m)은, k(k는 정수) 번째 OFDM 심볼의 m(m은 정수) 번째 서브 캐리어에서의 복소주파수 신호를 의미한다.
Fine CR 블록(5)은, 주파수 도메인 복소주파수 신호(Rk(m))를 이용하여 상기 캐리어신호에 포함된 정밀 주파수 오프셋 신호(Fine carrier frequency offset signal)를 생성한다.
덧셈기(6, Adder)는, Coarse STR & CR(3)로부터 수신한 캐리어신호에 포함된 대강의 주파수 오프셋 신호 및 Fine CR 블록(5)으로부터 수신한 캐리어신호에 포함된 정밀 주파수 오프셋 신호를 합한다.
NCO(7, Number Controlled Oscillator)는, 덧셈기(6)로부터 수신한 합쳐진 캐리어 주파수 오프셋 신호를 이용하여 복소주파수 형태의 캐리어 신호(sine(*) 및 cos(*))를 발생시킨다.
Fine STR블록(8)은, 주파수 도메인 복소주파수 신호(Rk(m))를 이용하여, 샘플링 주파수 정밀 오프셋 신호(os1, sampling frequency offset signal) 및 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점에 대한 정밀 오프셋 신호(os2, FFT start position offset signal)를 생성한다.
이퀄라이저(9)는, 주파수 도메인 복소주파수 신호(Rk(m))를 이용하여 채널예측 및 보상을 완성시킨다.
비터비 디코더(10, Viterbi decoder)는, 이퀄라이저(9)로부터 수신한 보상된 주파수 도메인 복소주파수 신호에 대하여 비터비(Viterbi) 디코딩을 수행한다. 비터비 디코딩을 수행하면 복소주파수 신호는 리얼(real) 신호로 된다.
리드 솔로몬 디코더(11, Reed Solomon Decoder)는, 비터비 디코더(10)로부터 수신한 리얼 신호를 이용하여 TS 스트림(stream)을 생성한다.
BER 계산기(12)는, 비터비 디코더(10)의 출력신호 및 리드 솔로몬 디코더(11)의 출력신호를 비교하여, 의사(quasi) BER(Bit-Error-Rate)을 계산한다.
도 2는 도 1에 도시 된 이퀄라이저(9)의 내부 블록 다이어그램이다.
도 2를 참조하면, 주파수 도메인 복소주파수 신호(Rk(m))를 이용하여 채널예측 및 보상하는 이퀄라이저(9)는, 타임 도메인 보간기(201, Time Domain Interpolator), 주파수 도메인 보간기(202, Frequency Domain Interpolator) 및 보상기(203, Compensator)를 구비한다.
타임 도메인 보간기(201)는, 주파수 도메인 복소주파수 신호(Rk(m), m∈[Kmin, Kmax])의 분산 파일럿들(scattered pilot)에 타임 도메인에서의 보간을 실시한다. 여기서, Kmin, Kmax는, 각 OFDM 심볼의 서브캐리어 지수(sub-carrier index)의 최소 값 및 최소 값을 의미한다. DVB-T 표준을 근거하면, 타임 도메인에서의 보간을 수행하고 나면, 주파수 도메인에서의 매 3개의 서브 캐리어들마다 CIR 예측(Channel Impulse Response Estimation)에 대한 하나의 샘플을 얻을 수 있다.
주파수 도메인 보간기(202)는, 타임 도메인 보간기(201)의 출력신호에 대하여 주파수 도메인의 보간을 수행한다.
보상기(203)는, 주파수 도메인 보간기(202)로부터 출력되는 신호로부터 분리한 주파수 도메인 복소주파수 신호성분과 FFT 블록(4)으로부터 출력되는 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)와 비교하여 보상한 신호를 출력한다.
도 3은 2개의 다중경로채널(Multi-Path Channel)에 대한 정보 및 이들에 사용되는 FFT 윈도우를 나타낸다.
도 3a는 2개의 다중경로채널의 전력(Channel Profile)을 나타낸다.
도 3b는 도 3a에 도시된 다중경로채널을 통하여 수신한 신호의 데이터 구조를 나타낸다.
도 3c는 4개의 FFT 윈도우의 범위를 나타낸다.
도 3d는 제1FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 3e는 제2FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 3f는 제3FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 3g는 제4FFT 윈도우를 이용하여 복조 되는 CIR을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 3a를 참조하면, 제1경로신호(Path 1)의 전력이 제2경로신호(Path 2)의 전력에 비하여 크다.
도 3b를 참조하면, k 번째 OFDM 심볼은 시간 Tu 만큼 유효하다. 여기서, 시간간격(Time interval) τ는 OFDM 신호의 GI에 비하여 넓다.
도 3c를 참조하면, 4 종류의 FFT 윈도우의 시간 간격은 동일하지만, 적용되는 시점은 서로 다르다. 어떤 FFT 윈도우가 최선일 지는 연산을 수행하는 동안 결정될 것이다.
여기서는, 제1 FFT 윈도우는 제1경로신호(path 1)의 GI 및 심볼의 경계선에서 시작하는 것을 가정하였고, 제2 FFT 윈도우는 제2경로신호(path 2)의 GI 및 심볼의 경계선에서 시작하는 것을 가정하였다. 제3 FFT 윈도우는 제2경로신호(path 2)의 GI 시작점에서 시작되며, 제4 FFT 윈도우는 제1경로(path 1)의 GI 시작점에서 시작된다고 가정하였다.
도 3d 내지 도 3g를 참조하면, 제1경로신호(path 1) 및 제2경로신호(path 2)의 심볼들을 복조하기 위해서, 도 3d에 도시된 제1 FFT 윈도우를 사용하는 것이 가정 적절하다는 것을 직관적으로 알 수 있다. 즉, 제1경로신호(path 1) 및 제2경로신호(path 2)가 제1 FFT 윈도우 범위의 양쪽 가장자리에 위치함으로써, 복조 되는 경로신호들 사이의 간섭(Aliasing)이 발생할 확률이 최소가 되기 때문이다. 이와는 반대로, 나머지 FFT 윈도우는 복조 될 경로신호들 사이의 간섭이 발생할 여지가 있으므로 이러한 상태에서의 복조는 의미가 없다.
여기서, 하나의 Tu를 3개의 구간으로 나누어, 각각 2 경로신호에 대한 임펄스 응답을 표시하였는데, 길고 점선으로 표시 된 임펄스 응답은 제1경로신호들(path 1-1, path 1-2 및 path 1-3)을 의미하며 짧고 실선으로 표시 된 임펄스 응답은 제2경로신호들(path 2-1, path 2-2 및 path 2-3)을 의미한다.
도 3d 내지 도 3g를 참조하면, 타임 도메인 보간을 수행한 후에 얻어지는 매 3개의 서브 캐리어마다 하나의 CIR 예측이 가능하다는 것을 가정할 때, 상기 제1경로신호(path 1) 및 제2경로신호(path 2)의 CIR(채널 임펄스 응답)이 3개의 영역으로 나뉘어져 표시된다.
도 1 내지 도 3을 참조하면, 종래의 DVB-T 수신장치는, 복수 개의 채널을 구분하여 사용할 수 없기 때문에, 다중경로 입력신호를 복조하기 위하여 사용하는 FFT 윈도우의 범위가 적절하지 않은 경우에는 데이터의 정확한 복원이 이루어지지 않으므로, 재생된 비디오 신호의 열화로 인하여 화면이 선명하지 못하게 되는 단점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 다중경로 입력신호를 처리할 수 있는 복수 개의 채널을 구비하며, 각각의 채널에서 사용되는 FFT 윈도우의 범위도 선택할 수 있게 하는 DVB-T 수신장치를 제공하는데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는, 다중경로 입력신호를 처리할 수 있는 복수 개의 채널을 구비하며, 각각의 채널에서 사용하는 FFT 윈도우의 범위도 선택할 수 있게 하는 DVB-T 수신장치에서 사용되는 채널 및 FFT 윈도우 범위를 선택하는 방법을 제공하는데 있다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 DVB-T 수신장치는, ADC, 복조기, 심볼 타이밍 및 캐리어 복원장치, 고속 푸리에 변환기, 정밀 캐리어 복원장치, 덧셈기, NCO(Number Controlled Oscillator), 정밀 심볼 타이밍 복원장치, 이퀄라이저, 비터비 디코더, 리드 솔로몬 디코더, BER 계산기 및 STR 제어장치를 구비한다.
고속 푸리에 변환기(FFT, Fast Fourier Transform)는, 상기 심볼 타이밍 및 캐리어 복원장치로부터 수신한 상기 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점에 대한 대강의 오프셋 신호(cos1), 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점에 대한 정밀한 오프셋 신호(fos2) 및 윈도우 이동지시신호(FWM)에 응답하여, 상기 복소주파수 신호에서 가드 간격(guard interval, 이하 GI)을 제거시킨 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)를 생성한다. 여기서 Rk(m)은, k(k는 정수) 번째 OFDM 심볼의 m(m은 정수) 번째 서브 캐리어에서의 복소주파수 신호를 의미한다.
상기 이퀄라이저(Equalizer)는, 채널선택신호(CS)에 응답하여 상기 고속 푸리에 변환기의 출력신호인 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)에 소정의 연산을 수행하여 채널에 대한 예측 및 보상을 완성시킨다.
상기 STR 제어장치(Symbol Timing Recovery Controller)는, 상기 BER 계산기로부터 수신한 BER 값을 이용하여 채널을 선택하게 하는 상기 채널선택신호(CS) 및 고속 푸리에 변환 시 사용하는 윈도우의 범위를 이동시키는 것을 지시하는 상기 윈도우 이동지시신호(FWM)를 생성시킨다.
상기 다른 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택 방법은, 수신된 다중경로 입력신호에 대하여 연산을 수행할 수 있는 복수 개의 채널을 구비하는 DVB-T 수신장치에서 사용하게 될 채널 및 윈도우를 선택하는 방법에 관한 것이다.
상기 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택방법은,
채널선택신호 및 윈도우 이동지시신호를 소정의 값으로 설정하고, 설정된 상기 값들을 이용하여 수신된 다중경로 입력신호에 대하여 소정의 연산을 수행하여 제1 BER 값을 구하는 단계;
상기 채널선택신호 및 윈도우 이동지시신호를 이전에 정해진 값과 다른 값으 로 재 설정하고, 상기 재 설정된 값들을 이용하여 상기 다중경로 입력신호에 대하여 상기와 동일한 연산을 수행하여 제2 BER 값을 구하는 단계; 및
상기 제1 BER 값 및 상기 제2 BER 값을 비교하여, 상기 다중경로 입력신호에 대한 연산을 수행할 채널 및 윈도우 범위를 결정하는 단계를 구비한다.
상기 채널선택신호는 복수 개의 채널 중에서 어느 하나의 채널을 지정하는 신호이고, 상기 윈도우 이동지시신호는 지정된 채널에서 고속 푸리에 변환을 통한 연산을 수행할 때 사용하게 되는 윈도우의 범위를 이동시키는 것을 지시하는 신호이다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시하는 첨부 도면 및 도면에 기재된 내용을 참조하여야 한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치는, 수신된 복수 개의 경로신호에 대하여 복수 개의 채널을 구비하여, 상기 복수 개의 채널 중 상기 복수 개의 경로신호를 가장 정확하게 복조 할 수 있는 채널을 선택하게 한다. 이를 위하여 각 채널에 대한 FFT 윈도우의 범위를 변화시켜가면서 복수 개의 경로신호에 대한 채널임펄스응답을 측정하여 가장 적합한 채널 및 가장 적합한 FFT 윈도우의 범위를 선택한다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치의 블록 다이어그램이다.
도 4를 참조하면, 상기 DVB-T 수신장치(400)는, ADC(401), 복조기(402), 심볼 타이밍 및 캐리어 복원장치(403), 고속 푸리에 변환기(404, FFT), 정밀 캐리어 복원장치(405, Fine CR), 덧셈기(406), NCO(407, Number Controlled Oscillator), 정밀 심볼 타이밍 복원장치(408, Fine STR), 이퀄라이저(409), 비터비 디코더(410), 리드 솔로몬 디코더(411), BER 계산기(412) 및 STR 제어장치(413)를 구비한다.
여기서, 굵은 선으로 그려진 신호는 복소주파수 신호(complex signal)이고, 가는 실선으로 그려진 신호는 리얼 신호(real signal)를 의미한다.
ADC(401, Analog to Digital Converter)는, DVB-T(Digital Video Broadcasting Terrestrial) 송신장치로부터 전달된 아날로그 신호 r(t)를 샘플링 한다.
복조기(402, Demodulator)는, 샘플링신호에 대한 정밀한 주파수 오프셋 신호(fos1), 복소수 형태의 캐리어신호(sine(*) 및 cos(*))에 응답하여, ADC(401)에서 샘플링 된 데이터를 복조하여 복소주파수 신호 r(n)을 출력한다.
심볼 타이밍 및 캐리어 복원장치(403, Coarse STR & CR)는, 상기 복소주파수 신호 r(n)을 수신하여, 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점(FFT start position)에 대한 정보를 포함하는 변환 시작점에 대한 대강의(coarse) 오프셋 신호(cos1) 및 캐리어신호에 포함된 주파수 오프셋에 대한 정보를 가지는 캐리어신호에 대한 대강 의 주파수 오프셋 신호(cos2)를 생성한다.
고속 푸리에 변환기(404, FFT)는, 변환 시작점에 대한 대강의 오프셋 신호(cos1), 변환 시작점에 대한 정밀한 오프셋 신호(fos2) 및 윈도우 이동지시신호(FWM)에 응답하여, 상기 복소주파수 신호에서 가드 간격(Guard Interval)을 제거시킨 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)를 생성한다. 여기서 Rk(m)은, k(k는 정수) 번째 OFDM 심볼의 m(m은 정수) 번째 서브 캐리어에서의 복소주파수 신호를 의미한다.
정밀 캐리어 복원장치(405, Fine CR)는, 고속 푸리에 변환기(404)로부터 출력되는 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)를 이용하여 캐리어신호에 포함된 주파수 오프셋에 대한 정보를 가진 상기 캐리어신호에 대한 정밀한 주파수 오프셋 신호(fos3)를 생성한다.
덧셈기(406, Adder)는, 캐리어신호에 대한 대강의 주파수 오프셋 신호(cos2) 및 캐리어신호에 대한 정밀한 주파수 오프셋 신호(fos3)를 더한다.
NCO(407, Number Controlled Oscillator)는, 덧셈기(406)의 출력신호에 응답하여 복소주파수 형태의 캐리어 신호(sine(*) 및 cos(*))를 발생시킨다.
정밀 심볼 타이밍 복원장치(408, Fine STR)는, 고속 푸리에 변환기(404)로부터 출력되는 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)에 포함된 상기 샘플링신호의 주파수 오프셋에 대한 정보를 가진 상기 샘플링신호에 대한 정밀한 주파수 오프셋 신호(fos1) 및 상기 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점에 대한 오프셋 정보를 가진 상기 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점에 대한 정밀한 오프셋 신호(fos2)를 생성한다.
이퀄라이저(409, Equalizer)는, 채널선택신호(CS)에 응답하여 고속 푸리에 변환기의 출력신호인 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)에 소정의 연산과정을 수행하여 채널에 대한 예측 및 보상을 완성시킨다.
비터비 디코더(410, Viterbi decoder)는, 이퀄라이저(409)로부터 수신한 보상된 주파수 도메인 복소주파수 신호에 대하여 비터비(Viterbi) 디코딩을 수행한 리얼(real) 신호를 출력한다.
리드 솔로몬 디코더(411, Reed-Solomon decoder)는, 비터비 디코더(410)로부터 수신한 상기 리얼(real) 신호를 이용하여 TS 스트림(stream)을 생성한다.
BER 계산기(412, Bit Error Rate Calculator)는, 비터비 디코더(411)로부터 수신한 리얼(real) 신호 및 리드 솔로몬 디코더의 출력신호를 비교하여, BER 값을 계산한다.
STR 제어장치(413, Symbol Timing Recovery Controller)는, BER 계산기(412)로부터 수신한 상기 BER 값을 이용하여 채널을 선택하게 하는 상기 채널선택신호(CS) 및 고속 푸리에 변환 시 사용하는 윈도우의 범위를 이동시키는 것을 지시하는 상기 윈도우 이동지시신호(FWM)를 생성시킨다. 시스템을 초기화하거나 시스템에 전력이 최초로 공급될 때(power on reset), 상기 윈도우 이동지시신호(FWM) 및 채널선택신호(CS, channel selection)는 모두 리셋(reset)된다.
도 5는 도 4에 도시된 이퀄라이저(409)의 내부 블록 다이어그램이다.
도 5를 참조하면, 상기 이퀄라이저(409)는, 타임 도메인 보간기(501), 주파수 도메인 보간기(502) 및 보상기(503)를 구비한다.
타임 도메인 보간기(501, Time domain interpolator)는, 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)에 대하여 타임 도메인에서의 보간을 수행한다.
주파수 도메인 보간기(502, Frequency domain interpolator)는, FIR 필터(502-1, Finite Impulse Response Filter) 및 필터계수 저장장치(502-2, Sets of Coefficients)를 구비하며, 채널선택신호(CS)에 응답하여 타임 도메인 보간기(501)의 출력신호에 대하여 주파수 도메인에서의 보간을 수행한다.
FIR 필터(502-1)는, 필터계수 저장장치(502-2)로부터 수신한 계수들을 이용하여 상기 타임도메인 보간기(501)로부터 출력되는 신호를 필터링(Filtering)한다. 필터계수 저장장치(502-2)는, 2종류의 서로 다른 특성을 가지는 필터의 계수들이 저장하며, 상기 채널선택신호(CS)에 대응하는 필터의 계수들을 출력한다. FIR 필터(502-1)의 밴드 특성(band characteristics)은, 계수들의 저장장치(502-2)에서 공급하는 계수들의 값에 따라 결정된다. 예를 들면, FIR 필터(502-1)는, 채널선택신호(CS)가 논리 "0"의 값을 가지는 경우에는 제1채널에 대응하도록 설정되며, "1"의 값을 가지는 경우에는 제2채널에 대응하도록 설정된다.
보상기(503, Compensator)는, 주파수 도메인 보간기(502)로부터 출력되는 신호로부터 주파수 도메인 복소주파수 신호성분을 분리하고, 분리된 상기 주파수 도 메인 복소주파수 신호성분과 FFT 블록(404)으로부터 출력되는 주파수 도메인 복소주파수 신호 Rk(m)와 비교하여 보상한 신호를 출력한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치의 구성 및 동작의 특징에 대하여 요약하면 아래와 같다.
복수 개의 채널이 가능하지만, 설명을 간단하게 하기 위하여 이하에서는 2개의 채널을 가정하고, 상기 채널이 2개의 경로를 가지는 신호를 처리한다고 가정한다.
도 4를 참조하면, 도 1에 도시된 종래의 DVB-T 수신장치와 본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치를 비교하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치는 STR 제어장치(413)가 더 추가되었다는 것을 알 수 있다. 또한 종래의 이퀄라이저(109)를 나타내는 도 2 및 본 발명에서 사용하는 이퀄라이저(409)를 나타내는 도 5를 참조하면, 이퀄라이저도 동일하지 않다는 것을 알 수 있다.
새롭게 추가된 STR 제어장치는, 제1항에 있어서, 상기 STR 제어장치는,
첫 째, 상기 채널선택신호의 값과 상기 윈도우 이동지시신호의 값을 저장하고, 상기 채널선택신호 및 상기 윈도우 이동지시신호에 의하여 생성된 상기 BER 계산기에서 출력되는 이전의 BER 값을 저장하며,
둘 째, 상기 채널선택신호 및 상기 윈도우 이동지시신호의 값을 변화시켜 출력하고,
세 째, 상기 변화된 채널선택신호 및 상기 변화된 윈도우 이동지시신호에 의 하여 생성된 상기 BER 계산기에서 출력되는 현재의 BER 값과 이미 저장해 놓은 이전의 BER 값을 비교하며,
마지막으로, 상기의 비교결과에 따라 선택된 채널선택신호의 값 및 윈도우 이동지시신호의 값을 출력한다.
여기서, 상기 선택된 채널선택신호의 값 및 윈도우 이동지시신호의 값은, 상기 비교 결과, BER 값이 더 적은 경우에 해당하는 채널선택신호의 값 및 윈도우 이동지시신호의 값이다.
최적의 에코채널 및 상기 에코채널의 FFT 윈도우의 범위를 결정하기 위하여, 먼저 제1에코채널에 대하여 최적의 FFT 윈도우 범위를 소정의 연산을 통하여 결정한다. 상기 제1에코채널 및 결정된 최적의 FFT 윈도우 범위의 상태에서, 상기 입력신호에 대하여 소정의 연산을 수행하여 TS 스트림 및 BER 값을 구한 후, 상기 BER 값, 설정된 에코채널 및 설정된 FFT 윈도우 범위를 STR 제어장치(413)에 저장한다.
STR 제어장치(413)는, 제2에코채널로 재 설정하고, FFT 윈도우 범위 및 채널선택신호(CS) 값을 수정하여 TS 스트림 및 BER 값을 연산한다. 이 때 FFT 윈도우 범위는, 입력신호에 포함된 GI(Guard Interval) 만큼 이동(forwarding)시킨다.
제1에코채널에서 연산된 BER 값과 제2에코채널에서 연산된 BER 값을 서로 비교하여, 보다 적은 값을 가지는 에코채널을 선택한다.
이하에서는 본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치가 제1에코채널 또는 제2에코채널에서 어떻게 동작하는 가를 구체적으로 설명한다. 먼저, 제1에코채널을 이용하여 상기 2개의 경로신호를 복조 하는 것을 설명한 후, 제1에코채널에 비하여 제2에코채널이 보다 더 정확하게 복조 할 수 있는 가를 판단하여 최종적으로 최적의 채널선택신호(CS) 값 및 최적의 FFT 윈도우 범위를 결정하는 과정에 대하여 설명한다.
설명하기 전에 3가지의 전제 조건을 가정한다.
첫 째, 제1에코채널 및 제2에코채널에 대응되는 상기 FIR 필터(502-1)의 밴드 폭(B, Bandwidth)이 수학식 1을 만족한다.
B < Tu/3
여기서, Tu는 하나의 OFDM 심볼(symbol)에 대한 시간간격을 나타낸다.
둘 째, 상기 에코채널들의 지연시간 τ가 수학식 2의 관계를 유지한다.
GI < τ < B < Tu/3
상기 수학식 2와 같이 지연시간 τ가 가드 간격 GI보다는 크고 밴드 폭 B보다는 작아야, FFT 윈도우의 범위를 이동시킬 때 GI 만큼 이동시키는 본 발명의 아이디어가 의미를 가지게 된다. 즉, GI 보다 더 적은 시간만큼 이동시키는 것도 가능하지만, GI 정도의 범위를 이동하여 한번의 이동으로 채널선택신호(CS) 값 및 FFT 윈도우 범위의 선택이 가장 효과적이다.
셋 째, 에코채널들에 존재하는 현재의 캐리어에 대한 잡음 비율(이하 CNR, Carrier-to-Noise Rate)이 DVB-T 수신장치가 정상적으로 동작할 수 있을 정도로 큰 값이다. 만일 CNR이 너무 적다면, DVB-T 수신장치는 상기 에코채널들 모두에 대하여 동작하지 않게 되므로 세 째 조건은 너무나 당연하다.
상기의 조건을 만족하며, STR 제어장치(413)에서, 윈도우 이동지시신호(FWM)의 값을 "0"으로, 채널선택신호(CS)의 값도 "0"으로 설정하였다고 가정하고 설명을 시작한다.
도 6은 2개의 경로신호에 대한 정보 및 이들에 사용되는 FFT 윈도우를 나타낸다.
도 6a는 2개의 경로신호의 전력(Channel Profile)을 나타낸다.
도 6b는 2개의 경로신호의 데이터 구조를 나타낸다.
도 6c는 4개의 FFT 윈도우의 범위를 나타낸다.
도 6d는 제1FFT 윈도우를 이용하여 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 6e는 제2FFT 윈도우를 이용하여 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 6f는 제2FFT 윈도우의 범위를 GI만큼 전진 이동시켜 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 6g는 제1FFT 윈도우의 범위를 GI만큼 전진 이동시켜 채널을 예측하는 과정을 나타낸다.
도 6a를 참조하면, 제1경로신호(Path 1)의 전력이 제2경로신호(Path 2)의 전력에 비하여 크다.
도 6b를 참조하면, 2개의 경로신호는 각각 GI(Guard Interval) 및 심볼들 (symbols)을 가지며, k 번째 OFDM 심볼은 시간 Tu 만큼 유효하다. 여기서, 제1경로신호(Path 1) 및 제2경로신호(Path 2)의 시간간격 τ는 각 경로신호가 가지는 GI에 비하여 넓다.
도 6c를 참조하면, 4개의 FFT 윈도우 범위의 시간 간격은 동일하지만, 적용되는 시점은 서로 다르다.
여기서는, 제1 FFT 윈도우는 제1경로신호(path 1)의 GI 및 심볼의 경계선에서 시작하는 것을 가정하였고, 제2 FFT 윈도우는 제2경로신호(path 2)의 GI 및 심볼의 경계선에서 시작하는 것을 가정하였다.
도 6d 및 도 6g를 참조하면, 제1경로신호(path 1) 및 제2경로신호(path 2)의 심볼들을 복조하기 위해서, 제1에코채널은 도 6d에 도시된 제1 FFT 윈도우 범위를 사용하는 것이 가정 적절하다는 것을 직관적으로 알 수 있다. 즉, 제1경로신호(path 1) 및 제2경로신호(path 2)가 제1 FFT 윈도우 범위의 양쪽 가장자리에 위치함으로써, 복조 되는 경로신호들 사이의 간섭(Alias)이 발생한다. 채널을 제2에코채널로 재 설정하고 제1 FFT 윈도우를 GI 만큼 전진 이동시킨 FFT 윈도우를 사용하는 경우, 도 6g에 도시된 바와 같이 복조 될 경로신호들 사이의 간섭이 발생할 여지가 최대이므로 이러한 상태에서의 복조는 의미가 없다.
여기서, 하나의 Tu를 3개의 구간으로 나누어, 각각 2 경로신호에 대한 임펄스 응답을 표시하였는데, 길고 점선으로 표시 된 임펄스 응답은 제1경로신호들(path 1-1, path 1-2 및 path 1-3)을 의미하며 짧고 실선으로 표시 된 임펄스 응답 은 제2경로신호들(path 2-1, path 2-2 및 path 2-3)을 의미한다. 3개의 구간에 표시된 각각의 임펄스 응답은 예를 들면 RGB(Red, Green 및 Blue) 신호를 나타낸다.
도 6에는 제1에코채널의 제1 FFT 윈도우를 사용하는 것이 최적의 조건처럼 나타나 있으나, 이는 설명을 위한 것이므로 실제와는 차이가 있다. 따라서, 제2에코채널을 사용하는 것이 보다 더 유용할 지를 판단하여야 한다.
설정된 FFT 윈도우가 도 6e에 도시된 경우를 가정한다. 도 6e를 참조하면, 제1에코채널에 설정된 FFT 윈도우는 다중경로 입력신호를 정확하게 복원하지 못할 것이 예상된다. 이 경우, 현재의 에코 채널에 대응하는 주파수 도메인 보간기의 계수(Coefficient)를 제2에코채널에 대응되도록 변경설정하고 상기 FFT 윈도우의 범위를 하나의 GI 만큼 이동시켜 적용하면, 도 6f에 도시된 것과 같이 보다 정확한 데이터의 복원이 가능하게 된다는 것을 알 수 있다.
도 4를 참조하면, 심볼 타이밍 및 캐리어 복원장치(403, Coarse STR & CR), 정밀 캐리어 복원장치(405, Fine CR) 및 정밀 심볼 타이밍 복원장치(408, Fine STR)를 통하여 입력신호의 동기가 일치된 후, BER 계산기(412)에서는 비터비 디코더(410) 및 리드 솔로몬 디코더(411)의 출력 값을 비교하여 의사(quasi) BER 값을 계산한다. DVB-T 수신장치(400)가 정상적으로 동작할 경우 BER 계산기(412)로부터 출력되는 BER(Bit Error Rate)의 값은 일반적으로
Figure 112005000900604-pat00001
보다 적다. 일정한 시간이 경과한 후, BER 계산기(412)의 출력이 안정되고, 상기 BER 값이 STR 제어장치(413)에 일단 기억된다. 기억된 BER 값은 윈도우 이동지시신호(FWM)의 값 이 "0"이고, 채널선택신호(CS)의 값도 "0"으로 설정되었다고 가정한다.
그런 다음, STR 제어장치(413)는 윈도우 이동지시신호(FWM)의 값을 "GI"로 재 설정하여 고속 푸리에 변환기(304)에서 현재의 FFT 윈도우를 하나의 GI(Guard Interval) 만큼 전진이동(forward move)시키도록 하고, 채널선택신호(CS)의 값을 "1"로 재 설정하여 이퀄라이저를 제2에코채널에서 동작하도록 제어한다. 채널선택신호(CS)의 값이 "1"로 설정되면 이퀄라이저(402)는 제2에코채널에 대응되는 특성을 가지는 FIR 필터(502-1)를 이용하여 상기 주파수 도메인 복소주파수 신호에 대한 채널 예측 및 보상을 한다. 윈도우 이동지시신호(FWM)의 값이 "GI"이고 채널선택신호(CS)의 값이 "1"이라는 조건에서 일정한 시간이 경과한 후, BER 계산기(412)는 안정된 값을 출력한다.
STR 제어장치(413)는 FWIN_Move=GI와 CS=1 및 FWIN_Move=0과 CS=0이라는 조건에서 계산된 BER 값을 비교한다. 상기 2개의 값을 비교한 결과, FWIN_Move=0과 CS=0에서의 BER 값이 FWIN_Move=GI와 CS=1에서의 BER 값에 비하여 상당히 적을 경우, STR 제어장치(313)는 FWIN_Move 및 과 CS의 값을 모두 0으로 재 설정한다. 그 반대의 경우는, FWIN_Move 및 과 CS의 값이 현재 설정되어 있는 GI 및 1로 그대로 유지된다.
도 6g를 참조하면, 제1FFT 윈도우의 범위를 GI 만큼 이동시킨 제4 FFT 윈도우를 사용한 채널의 CIR에 대한 예측은 적절하지 않으며, 이러한 경우 상기 BER 계산기의 출력 값은 약 0.5의 큰 값이 된다. STR 제어장치(413)는, 현재의 BER 값을 이전에 저장한 BER 값과 비교하여, 상대적으로 적은 경우의 조건을 유지하려고 하 므로, 결국 윈도우 이동지시신호(FWM) 및 채널선택신호(CS)의 값은 각각 "0"으로 환원되어 설정된다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 최적 실시 예가 개시되었다. 여기서 특정한 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
상술한 바와 같이 본 발명의 일 실시 예에 따른 DVB-T 수신장치는, 다중 경로를 가지는 입력신호를 정확하게 복조하기 위하여, 복수 개의 에코채널을 사용할 수 있도록 하며, 상기 복수 개의 에코채널에서 사용되는 FFT 윈도우의 범위도 변화시킬 수 있도록 한다. 따라서, 입력신호에 대하여 최적의 에코채널 및 최적의 FFT 윈도우를 선택하여 사용하게 할 수 있게 한다.

Claims (14)

  1. DVB-T(Digital Video Broadcasting Terrestrial) 송신장치로부터 전달된 아날로그 신호를 샘플링 하는 ADC(Analog to Digital Converter);
    샘플링신호의 정밀한 주파수 오프셋 신호, 복소수 형태의 캐리어신호에 응답 하여, 상기 ADC에서 샘플링 된 데이터를 복조하여 복소주파수 신호를 출력하는 복조기(Demodulator);
    상기 복소주파수 신호를 수신하여, 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점(FFT start position)에 대한 대강의(coarse) 오프셋 신호 및 캐리어신호에 대한 대강의 주파수 오프셋 신호를 생성하는 심볼 타이밍 및 캐리어 복원장치(Coarse STR & CR);
    상기 변환 시작점에 대한 대강의 오프셋 신호, 변환 시작점에 대한 정밀한 오프셋 신호 및 윈도우 이동지시신호(FWM)에 응답하여, 상기 복소주파수 신호에서 가드 간격(guard interval, 이하 GI)을 제거시킨 주파수 도메인 복소주파수 신호를 생성하는 고속 푸리에 변환기(FFT);
    상기 고속 푸리에 변환기로부터 출력되는 상기 주파수 도메인 복소주파수 신호에 포함된 상기 샘플링신호의 정밀한 주파수 오프셋 신호 및 상기 고속 푸리에 변환기의 변환 시작점에 대한 정밀한 오프셋 신호를 생성하는 정밀 심볼 타이밍 복원장치(Fine STR);
    상기 고속 푸리에 변환기로부터 출력되는 상기 주파수 도메인 복소주파수 신호를 이용하여 캐리어신호에 대한 정밀한 주파수 오프셋 신호를 생성하는 정밀 캐리어 복원장치(Fine CR);
    상기 캐리어신호에 대한 대강의 주파수 오프셋 신호 및 상기 캐리어신호에 대한 정밀한 주파수 오프셋 신호를 더하는 덧셈기(Adder);
    상기 덧셈기의 출력신호에 응답하여 상기 복소주파수 형태의 캐리어 신호를 발생시키는 NCO(Number Controlled Oscillator);
    채널선택신호에 응답하여 상기 고속 푸리에 변환기의 출력신호인 주파수 도메인 복소주파수 신호에 소정의 연산과정을 수행하여 채널예측 및 보상을 완성시키는 이퀄라이저(Equalizer);
    상기 이퀄라이저로부터 수신한 보상된 주파수 도메인 복소주파수 신호에 대하여 비터비(Viterbi) 디코딩을 수행한 리얼 주파수(real frequency)신호를 출력하는 비터비 디코더(Viterbi decoder);
    상기 비터비 디코더로부터 수신한 상기 리얼 주파수 신호를 이용하여 TS 스트림(stream)을 생성하는 리드 솔로몬 디코더(Reed-Solomon decoder);
    상기 비터비 디코더의 출력신호 및 상기 리드 솔로몬 디코더의 출력신호를 비교하여, BER(Bit-Error-Rate)의 값을 계산하는 BER 계산기(Bit Error Rate Calculator); 및
    상기 BER 계산기로부터 수신한 상기 BER의 값을 이용하여 채널을 선택하게 하는 상기 채널선택신호 및 고속 푸리에 변환시 사용하는 윈도우의 범위를 이동시키는 것을 지시하는 상기 윈도우 이동지시신호를 생성시키는 STR 제어장치(Symbol Timing Recovery Controller)를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 STR 제어장치는,
    상기 채널선택신호의 값과 상기 윈도우 이동지시신호의 값을 저장하고, 상기 채널선택신호 및 상기 윈도우 이동지시신호에 의하여 생성된 상기 BER 계산기에서 출력되는 BER 값을 저장하고,
    상기 채널선택신호 및 상기 윈도우 이동지시신호의 값을 변화시켜 출력하며,
    상기 변화된 채널선택신호 및 상기 변화된 윈도우 이동지시신호에 의하여 생성된 상기 BER 계산기에서 출력되는 현재의 BER 값과 이미 저장해 놓은 이전의 BER 값을 비교하며,
    상기의 비교결과에 따라 선택된 채널선택신호의 값 및 윈도우 이동지시신호의 값을 출력하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 선택된 채널선택신호의 값 및 윈도우 이동지시신호의 값은,
    상기 비교 결과, BER 값이 더 적은 경우에 해당하는 채널선택신호의 값 및 윈도우 이동지시신호의 값인 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 고속 푸리에 변환기는,
    상기 윈도우 이동지시신호에 응답하여 FFT 윈도우의 범위를 변경시켜 연산을 수행하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 FFT 윈도우의 변경되는 범위는,
    상기 주파수 도메인 복소주파수 신호의 GI(Guard Interval)와 동일한 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 이퀄라이저는,
    상기 주파수 도메인 복소주파수 신호에 대한 타임 도메인에서의 보간을 수행하는 타임 도메인 보간기(Time domain interpolator);
    상기 타임 도메인 보간기의 출력신호에 대하여 상기 채널선택신호에 따라 주파수 도메인의 보간을 수행하는 주파수 도메인 보간기(Frequency domain interpolator); 및
    상기 타임 도메인 보간기의 출력신호 및 상기 주파수 도메인 보간기의 출력신호를 비교하여 채널의 예측 및 보상을 실시하는 보상기(Compensator)를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 주파수 도메인 보간기는,
    2종류의 서로 다른 특성을 가지는 필터의 계수들이 저장하며, 상기 채널선택신호에 대응하는 필터의 계수들을 출력하는 필터계수 저장장치; 및
    상기 필터계수 저장장치로부터 수신한 계수들을 이용하여 상기 타임도메인 보간기로부터 출력되는 신호를 필터링(Filtering)하는 FIR 필터(Finite Impulse Response)를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 필터의 계수들은,
    상기 FIR 필터가 저역통과필터(low pass filter)의 특성을 가지도록 하는 계 수들인 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치.
  9. 수신된 다중경로 입력신호에 대하여 복조연산을 수행할 수 있는 복수 개의 채널을 구비하는 DVB-T 수신장치에서 사용하게 될 채널 및 윈도우를 선택하는 방법에 있어서,
    채널선택신호 및 윈도우 이동지시신호를 소정의 값으로 설정하고, 설정된 상기 값들을 이용하여 수신된 다중경로 입력신호를 복조연산을 수행하여 제1 BER 값을 구하는 단계;
    상기 채널선택신호 및 윈도우 이동지시신호를 이전에 정해진 값과 다른 값으로 재 설정하고, 상기 재 설정된 값들을 이용하여 상기 다중경로 입력신호를 복조연산을 수행하여 제2 BER 값을 구하는 단계; 및
    상기 제1 BER 값 및 상기 제2 BER 값을 비교하여, 상기 다중경로 입력신호를 복조 할 채널 및 윈도우 범위를 결정하는 단계를 구비하며,
    상기 채널선택신호는 복수 개의 채널 중에서 어느 하나의 채널을 지정하는 신호이고,
    상기 윈도우 이동지시신호는 지정된 채널에서 고속 푸리에 변환을 통한 복조연산을 수행할 때 사용하게 되는 윈도우의 범위를 이동시키는 것을 지시하는 신호인 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 윈도우 이동지시신호에 의하여 이동되는 윈도우의 이 동범위는,
    상기 다중경로 입력신호에 포함된 GI(Guard Interval)의 값과 동일한 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택 방법.
  11. 제9항에 있어서, 상기 제1 BER 값을 구하는 단계는,
    상기 채널선택신호 및 상기 윈도우 이동지시신호의 설정 된 값을 저장하는 단계;
    상기 채널선택신호 및 상기 윈도우 이동지시신호에 따라 상기 다중경로 입력신호에 대하여 복조연산을 수행하는 단계; 및
    상기 복조연산의 결과 중 하나인 상기 제1 BER 값을 저장하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택 방법.
  12. 제9항에 있어서, 상기 제2 BER 값을 구하는 단계는,
    상기 채널선택신호 및 상기 윈도우 이동지시신호의 값을 재 설정하는 단계;
    상기 재 설정된 채널선택신호 및 상기 재 설정된 윈도우 이동지시신호에 따라 상기 다중경로 입력신호에 대하여 복조연산을 수행하는 단계; 및
    상기 복조연산의 결과 중 하나인 상기 제2BER 값을 저장하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택 방법.
  13. 제9항에 있어서, 상기 결정하는 단계는,
    상기 제1 BER 값 및 상기 제2 BER 값을 비교하는 단계; 및
    상기 단계에서의 비교결과를 이용하여 채널 및 윈도우의 범위를 선택하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 선택 된 채널 및 윈도우 범위는,
    BER 값이 보다 적게 구하여진 경우의 채널 및 윈도우 범위인 것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치의 채널 및 윈도우 선택 방법.
    것을 특징으로 하는 DVB-T 수신장치의 채널 및 FFT 윈도우 선택 방법.
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