KR100531972B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터용 제어 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

36-V 배터리(10)의 전압은 12-V 배터리(14)를 충전하도록 DC-DC 컨버터(12)에 의해 강하된다. DC-DC 컨버터(12)의 ON/OFF 스위칭은 제어 수단(20)에 의해 피드 포워드 제어된다. 이것은 36-V 배터리(10)에서 전압 변화를 처리할 수 있다. DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압은 PID(14) 및 차동 증폭기(differential amplifier)(10)에 의해 피드백 제어되고 제어 수단(20)에 의해 피드백된다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터용 제어 장치 및 방법{Control device and method for ＤＣ-ＤＣ converter}
이 발명은 DC-DC 컨버터용 제어 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히, 이 발명은 초퍼형(chopper type) DC-DC 컨버터에서 스위치의 제어에 관한 것이다.
종래에, 전력 회로에서 출력 전압에 대한 피드백 제어에 관한 기술은 알려져 있고, 그 기술 중 하나는 일본 특개평 6-284590에 개시된다.
저 전압 전자 장비 시스템을 구동하도록 하는 것뿐만 아니라 차량 구동용 모터를 구동하도록 차량에서 저 전압 배터리(12V) 및 고 전압 배터리(36V)를 설치하는 것이 제안되었다. 저 전압 배터리가 전압이 강하할 때 DC-DC 컨버터를 이용하여 고 전압 배터리의 전압을 강하시키므로 저 전압 배터리를 충전하는 시스템이 차량에 이용되고 있다. 이 시스템에서, 저 전압 배터리는 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 피드백 제어함으로써 안정한 상태(stable condition)로 충전될 수 있다.
그러나, 고 전압 배터리의 전압이 엔진 시작(starting)시 급격히 변할 때, 출력 전압의 피드백 제어는 고 전압 배터리의 그런 갑작스런 전압 변화에 대처할 수 없다. 그러므로, 미리 규정된 전압을 입력하도록 의도되지만, 변화된 전압이 저 전압 배터리에 입력될 수 있다.
도 1은 이 발명의 제 1 실시예의 개념적 시스템도.
도 2는 도 1에 도시된 제 1 실시예에 의해 구현되는 회로 구조도.
도 3은 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하기 위해 도시된 도면,
도 4는 히스터리시스(hysteresis) 비교기의 동작을 설명하기 위해 도시된 도면.
도 5a 내지 도 5e는 도 2에 도시된 각각의 부분에서 시간 차트를 도시한 도면들.
도 6은 이 발명에 따른 제 2 실시예의 주 회로 구조도,
도 7은 도 6에 도시된 각각의 부분의 시간 차트를 도시한 도면.
도 8은 이 발명에 따른 제 3 실시예의 주 회로 구조도.
도 9는 이 발명의 제 4 실시예의 DC-DC 컨버터 회로 구조도.
도 10a 내지 도 10b는 도 9에 도시된 각각의 부분에서의 시간 차트를 도시한 도면들.
도 11은 이 발명의 제 5 실시예의 DC-DC 컨버터 회로 구조를 도시한 도면.
본 발명의 목적은, 입력 전압이 변할 때조차 원하는 전압으로 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 제어할 수 있는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
이 발명의 제 1 양상에 따르면, DC-DC 컨버터에 제공된 스위치의 오프닝/클로징 제어(opening/closing control)에 의해 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 제어하기 위한 제어 장치는 DC-DC 컨버터의 압력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 스위치의 오프닝/클로징을 제어하는 제어 신호를 출력하기 위한 제어 수단을 구비하고 제어 수단에 의해 DC-DC 컨버터를 피드 포워드(feed forward)제어한다.
이 발명의 제 2 양상에 따르면, 초퍼형(chopper type) DC-DC 컨버터에 제공되는 스위치들의 쌍의 오프닝/클로징 제어에 의해 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 제어하기 위한 제어 장치는 DC-DC 컨버터의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압을(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 각각의 스위치들의 오프닝/클로징을 제어하는 한 쌍의 제어 신호를 출력하기 위한 제어 수단을 구비하고 제어 수단에 의해 DC-DC 컨버터를 피드 포워드 제어한다. 시간들(t1 및 t2)은 수학식 (Vin-Vout0)·t1 = Vout0 ·t2를 만족하는 시간에 의해 정의될 수 있다. 이 발명에 따라서, DC-DC 컨버터의 출력을 피드백 제어하는 종래의 제어 수단과 달리, 제어 수단이 변하는 입력 전압이 변하는 것조차 출력 전압 변화를 제한하도록 2 개의 스위치들을 피드 포워드 제어한다.
바람직하게 제어 수단은 전류(electric current)로 목표 출력 전압(Vin-Vout0) 및 입력 전압(Vin)을 전환하기 위한 제 1 전압-전류 전환 수단, 전류로 목표 출력 전압(Vout0)을 전환하기 위한 제 2 전압-전류 전환 수단, 제 1 전압-전류 전환 수단에 접속되는 제 1 스위치, 제 2 전압-전류 전환 수단에 접속되는 제 2 스위치, 미리 규정된 최대 제한값 및 미리 규정된 최저 제한값과 입력 전압을 비교하기 위한 제 1 및 제 2 스위치들에 접속되는 비교 수단, 및 제어 신호들로서 반전된 출력 및 비교 수단으로부터의 출력을 이용하여 DC-DC 컨버터에서 2 개의 스위치들의 피드 포워드 제어로 각각의 제 1 및 제 2 스위치들에 반전된 출력 및 비교 수단으로부터의 출력을 공급함으로써 오프닝/클로징 제어하기 위한 오프닝/클로징 수단을 구비한다.
이 발명에 따르면, 제어 장치는 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 피드 포워드 제어함으로써 목표 출력 전압(Vout0)을 조절하도록 피드백 제어 수단을 더 구비할 수 있다.
이 발명에 따라서, DC-DC 컨버터의 동작 후 즉시 2 개의 제어 신호들을 처리함으로써 DC-DC 컨버터에서 2 개의 스위치들의 스위치 클로징 시간을 단축하기 위한 수단을 가지는 것이 바람직하다.
피드백 제어 수단을 이용할 때, 출력 측 전압은 피드백 동작 때문에 DC-DC 컨버터 동작들의 개시에서 비정상 값(abnormal value)을 일시적으로 나타낼 수 있다. 따라서, 동작이 시작한 후 즉시, 2 개의 스위치들의 클로징 시간들(온 시간들(ON timings))은 출력 측에서 비정상 값의 발생을 피하도록 전류 흐름량을 제한하도록 단축된다. 이것은 안정한 동작을 보장할 것이다. 스위치 클로징 시간들을 단축하기 위한 수단은 콘덴서(condenser), 비교기, 및 제어 전압 신호를 결합함으로써 제어 전압 신호 및 제어 신호에 의해 콘덴서의 충전/방전 제어에 의해 발생되는 콘덴서의 단말 전압 충전을 이용하는 회로 구조가 되도록 형성될 수 있다.
이 발명에 따라, 저 전압 및 고 전압의 2 개의 전력 소스 시스템들에 DC-DC 컨버터를 적응함으로써, 고 전압 전력 소스로부터의 입력 전압(Vin)은 목표 출력 전압(Vout0)의 레벨로 강하되고 저 전압 전력 소스에 공급된다.
이 발명의 제 3 양상에 따라서, DC-DC 컨버터에서 스위치의 오픈/클로즈 제어에 의해 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 제어하는, DC-DC 컨버터에 대한 제어 방법은, DC-DC 컨버터의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 스위치를 오프닝/클로징 하는 것을 제어하기 위해 제어 신호들을 출력하기 위한 단계를 포함하고, DC-DC 컨버터는 피드 포워드 제어된다.
이 발명의 제 4 양상에 따라서, DC-DC 컨버터에서 2 개의 스위치들의 오픈/클로즈 제어에 의해 DC-DC 컨버터의 출력 전압을 제어하는, 초퍼형 DC-DC 컨버터에 대한 제어 방법은, DC-DC 컨버터의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 2 개의 스위치들을 클로징하는 것을 제어하기 위해 2 개의 출력 신호들을 출력하는 단계를 포함하고 DC-DC 컨버터는 피드 포워드 제어된다.
첨부한 도면들을 참조하여 이 발명의 각각의 실시예를 여기에서 설명하는, 고 전압 배터리의 전압이 DC-DC 컨버터에 의해 강하되고 저 전압 배터리에 공급되는 첫 번째 경우가 설명될 것이다.
도 1에서, 이 발명의 제 1 실시예에 따른 회로 구조가 도시된다. 12-볼트 배터리(14) 및 36-볼트 배터리(10)는 각각 저 배터리 및 고 배터리로서 제공된다. DC-DC 컨버터(12)는 12-볼트 배터리(14)와 36-볼트 배터리 사이에 접속된다. 이 실시예에서, DC-DC 컨버터(12)는 클로즈 및 오픈되도록 2 개의 스위치들을 제어함으로써 36-볼트를 12 볼트로 전환하는 초퍼형 DC-DC 컨버터이다. 2 개의 스위치들은 제어 수단(20)으로부터의 제어 신호에 의해 클로즈 및 오픈되도록 제어된다. 제어 수단(20)은 PID 회로(18) 및 차동 증폭기(differential amplifier)(16)를 통해 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압(Vout)의 부분을 리턴함으로써 피드백 제어되고 36-V 배터리(10)로부터 전압(Vin)을 입력함으로써 2 개의 스위치들을 피드 포워드 제어한다.
도 2에서, 도 1에 제어 수단(20) 및 DC-DC 컨버터(12)의 회로의 상세한 내용이 도시된다. 먼저, DC-DC 컨버터(12)를 상세히 설명한다. DC-DC 컨버터(12)는 한쌍의 스위치들(SW1 및 SW2), 코일(L1) 및 콘덴서(C1)를 구비한다. 스위치(SW1)의 일단은 고 전압 배터리(10)에 접속되고 스위치(SW2)의 일단은 접지된다. 각각의 스위치들(SW1 및 SW2)의 타단들은 코일(L1)에 접속된다. 코일(L1)의 출력단은 콘덴서(C1)에 접속되고 타단은 접지된다.
도 3에서, 2 개의 스위치들(SW1 및 SW2)이 각각 시간들(t1 및 t2)에서 클로즈 및 오픈되도록 제어될 때 DC-DC 컨버터(12)의 포인트(A)에서의 전압이 도시된다. 2 개의 스위치들(SW1 및 SW2)은 교호적으로 클로즈 및 오픈되도록 제어되고 포인트(A)에서의 전압 파형(wave form)은 입력 전압(Vin)과 대략 제로 전압 사이에서 변하는 구형파(rectangular wave)가 되도록 형성된다. 출력 전압(Vout)은 콘덴서(C1) 및 코일(L1)을 평균함으로써 주어진다. 다시 말하면, 도 3에 영역(102) 및 영역(100)은 같게 되고, 따라서, 원하는 목표 전압(Vout0)이 되도록 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압(Vout)을 만들기 위해서, 다음 수학식이 주어진다:
(Vin - Vout0)·t1 = Vout0 ·t2 (1)
위의 수학식을 만족하는, 클로징 시간들(t1 및 t2)은 목표 전압(Vout0)을 얻도록 스위치들(SW1 및 SW2)에 주어진다. 제어 수단(20)은 DC-DC 컨버터(12)에 제어 신호를 공급함으로써 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 제어한다.
제어 수단(20)은 도 2를 참조하여 설명될 것이고, 제어 수단(20)은 목표 전압(Vout0)과 고 전압 배터리(10)으로부터 입력 전압(Vin) 사이에 차이(difference)를 계산하는 감산기(20b), 전류로 감산기(20b)로부터의 전압(Vin-Vout0)을 전환하는 전압-전류 컨버터컨버터환기)(20c), 전류로 감산기(20b)로부터의 전압(Vin-Vout0)을 전환하는 전압-전류 컨버터(V-I 컨버터(20d), 스위치들(SW1, SW2), 콘덴서(C2), 히스터리시스 비교기(20e) 및 인버터(inveter)(20f)를 구비한다.
감산기(20b)로부터의 전압(Vin-Vout0)은 V-I 컨버터(20c)로 공급되고 전류(I1)로 전환되며 스위치(SW3)에 공급된다. 스위치(SW3)의 타단은 히스터리시스 비교기(20e)와 콘덴서(C2)에 접속되고 전류(I1)로 콘덴서(C2)에 의해 충전된다. 단말 전압은 히스터리시스 비교기(20e)에 공급된다.
히스터리시스 비교기(20e)는 상위 임계값과 하위 임계값을 가지고, 입력 전압이 하위 임계값(lower threshold value)에서 상위 임계값(upper threshold value)까지 증가할 때 영(0)을 출력하고, 입력 전압이 상위 임계값을 초과한 후 하위 임계값으로 감소할 때 일(1)을 출력한다. 히스터리시스 비교기(20e)로부터의 출력의 부분은 제어 신호(S2)로서 DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW2)에 공급되는 동시에 그것의 오픈/클로즈 신호로서 스위치(SW4)에 공급된다. 히스터리시스 비교기(20e)의 출력은 제어 신호(S1)로서 인버터(20f)를 통해 DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW1)에 공급되는 동시에 그것의 오픈/클로즈 신호로서 스위치(SW3)에 공급된다.
도 4에서, 히스터리시스 비교기(20e)의 입력 전압의 변화가 도시된다. 도 4에서, x 축은 시간을 도시하고 y 축은 입력 전압을 도시한다(도 2에 포인트 (B)).
먼저, 히스터리시스 비교기(20e)의 입력 전압은 하위 임계값과 상위 임계값 사이에 있고, 출력이 "0"으로 표시될 때, "0" 신호, 다시 말해서, 오픈 신호가 스위치(SW4)로 출력된다. 한편, 반전된 신호 "1"이 인버터(20f)로부터 출력될 "1" 신호, 다시 말해서, 클로즈 신호(ON 신호)가 V-I 컨버터(20c)로부터 전류(I1)에 의해 콘덴서(C2)를 충전하도록 스위치(SW3)로 출력된다. 이 동작 동안, 제어 신호(S1)는 스위치(SW3)에서 "1" 신호와 동일한 "1" 신호(클로즈 신호)를 수신한다. 콘덴서(C2)의 충전에 따라서, 단말 전압은 상위 임계값에 도달하도록 증가한다. 상위 임계값에 도달하는 시간은 전류(I1) 값에, 다시 말해서, 전압(Vin-Vout0)에 역비례이다. 입력 전압이 임계값을 초과할 때, 히스터리시스 비교기(20e)의 출력은 "0"에서 "1"까지 변하고 따라서, "1" 신호(클로즈 신호)는 스위치(SW4)를 클로즈하도록 스위치(SW4)에 입력된다. 제어 신호(S2)는 "1" 신호(클로즈 신호)를 수신한다. 인버터(20f)의 출력 신호가 "1"에서 "0"까지 변하기 때문에, 스위치(SW3)는 스위치(SW3)를 오픈하도록 "0" 신호(오픈 신호)를 수신한다. 콘덴서(C2)는 방전되고 전류(I2)는 출력 전압(Vout0)을 반전하기 위한 V-I 컨버터(20d)와 출력 전압(Vout0)에 의해 정의되는 스위치(SW4)를 통해 흐른다. 히스터리시스 비교기(20e)의 입력 전압은 하위 임계값에 도달하도록 강하한다. 하위 임계값에 도달하는 시간은 방전한 전류(I2)에, 다시 말해서, 목표 전압(Vout0)에 역비례이다. 히스터리시스 비교기(20e)의 입력 전압이 하위 임계값 아래로 강하할 때, 히스터리시스 비교기(20e)의 출력은 스위치(SW3)를 클로즈하고 스위치(SW4)를 오픈하도록 "1"에서 "0"까지 신호를 바꾸고 전압은 그 후 유사하게 바뀐다.
상술한 바와 같이, 상위 임계값에 도달하는 하위 임계값으로부터의 시간, 다시 말해서, "1" 신호가 되는 제어 신호(S1)(클로즈 신호)에 대한 시간은 값(Vin-Vout0)에 역비례이고 하위 임계값에 도달하는 상위 임계값으로부터의 시간, 다시 말해서, "1" 신호가 되는 제어 신호(S2)(클로즈 신호)에 대한 시간은 값(Vout0)에 역비례이다. 스위치들(SW1 및 SW2)은 각각 Vout0, 및 값들(Vin-Vout0)에 역비례하는 시간으로 클로즈되도록 제어된다. 여기서 수학식(1)을 다시 참조하면, 수학식을 만족하는 시간들(t1 및 t2)은 각각 Vout0과 값들(Vin-Vout0)에 역비례 시간이고, 제어 수단(20)은 결국 DC-DC 컨버터(12)의 각각의 스위치들(SW1 및 SW2)에 수학식(1)을 만족하는 제어 신호들(S1 및 S2)을 출력한다. 따라서, DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압은 목표 전압(Vout0)으로 제어될 수 있다.
따라서, 제어 수단(20)은 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 피드 포워드 제어할 수 있다. 이 피드 포워드 제어 방법에 따라서, 고 전압 배터리로서 36-V 배터리(10)의 출력 전압이 바뀌었을 때조차 저 전압 배터리(12)로의 전압의 그런 변화의 전송은 억제된다.
제어 수단(20)만으로 피드 포워드 제어에 의해 목표 전압(Vout0)으로 제어될 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 단 시간에 그리고 정확하게 얻는 것은 여전히 어렵다. 이 실시예에 따라서, 그러므로, 피드백 제어가 제어 수단(20)에 의한 피드 포워드 제어에 부가하여 적용된다.
위에 설명된 바와 같이, 제어 신호들(S1 및 S2)은 제어 수단(20)에 의해 Vout0과 값(Vin-Vout0)을 입력함으로써 발생되고, 목표 전압(Vout0)은 가산기(20a)에 의해 피드 포워드 전압(Vfb) 및 기준 전압(Vref1)을 더함으로써 발생된다. 이것은 Vout0 = Vref1 + Vfb로서 표시된다. 값(Vref1)은 12V의 목표 전압으로 고정된다. 한편, 값(Vfb)은 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압(Vout0)으로부터의 PID 회로(18) 및 차동 증폭기(16)를 통해 정의된다. 값(Vref2)은 값(Vref1)에 유사한 12V의 목표 전압으로 고정된다. 값(Vref2)과 출력 전압(Vout) 사이에 차이가 발생할 때, 그 사이의 차이에 의한 값(Vfb)이 발생되고 값(Vout0)은 정정된다. 한편, 피드백 제어에 의해 정정된 양(Vfb)을 유지하며 값(Vin)이 변하면, 값(Vin-Vout0)은 출력 전압(Vout)을 상수(constant)가 되게 유지하도록 피드 포워드 제어로서 기능하도록 바뀐다.
도 5a 내지 도 5e는 실시예의 회로 구조에 따른 시간 차트를 도시한다. 도 5a는 값(Vin), 다시 말해서, 36-V 배터리(10)로부터 전압의 시간 변화를 도시한다. 이 전압은 DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW1)에 공급되고 또한 제어 수단(20)의 감산기(20b)에 공급된다. 보통, 값(Vin)은 36V의 상수값이 되도록 설정되지만, 그러나 차량의 엔진 크랭킹(engine cranking)에 응답하여 바뀔 수 있다. 도 5a에서, 전압 변화는 번호(104)로서 참조된다. 도 5b는 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압(Vout0)의 시간 변화를 도시한다. 고 전압 36V는 스위치들(SW1 및 SW2)을 교호적으로 스위칭함으로써 12V가 되도록 강하된다. 시작 후 즉시 값은 0V이고 차이(Vfb)는 기준값(Vref2)과의 값의 차이 때문에 발생되고 값(Vout0)은 정정된다. 피드 포워드 제어는 12V로 수렴하도록 Vout0의 값으로 실행된다. 도 5c는 값(Vfb)의 시간 변화를 도시하고 이 값(Vfb)은 피드백 제어에 기여한다. 도 5d는 값(Vout0)의 시간 변화를 도시하고 이 값이 값들(Vfb 및 V ref1)의 전체에 의해 정의된다. 출력 전압이 값(Vref1)과 다를 때, 차이는 Vfb로서 피드백하고 정정된다. 도 5e는 값(Vin-Vout0)의 시간 변화를 도시하고 실시예의 피드백 제어와 피드백 제어(도면에 쇄선)가 수행되지 않는 것을 비교하여 도시한다. 피드백 제어가 수행될 때, 피드백 전압(Vfb)은 값(Vout0)을 정정하고 따라서, 값(Vin-Vout0)은 정정 양에 의해 피드백 제어되지 않는 경우보다 더 작게된다. 값(Vin)의 변화(104)는 값(Vin-Vout0)의 변화가 스위치들(SW1 및 SW2)의 듀티(duty) 변화로서 피드 포워드 제어에 의해 병합되기(absorbed) 때문에 값(Vout) 상에서 영향을 미치지 않을 것이다.
따라서, 피드 포워드 및 피드백 제어들의 결합에 의해, 36-V 배터리(10)에서 전압 변화가 발생될 때조차 이 변화는 DC-DC 컨버터(12)로부터 목표값을 안정하게 출력하도록 억제될 수 있다.
다음으로, 도 6 및 도 7의 첨부된 도면들을 참조하여 이 발명의 제 2 실시예를 설명한다. 제 1 실시예와 동일한 구성성분들 및 구조는 동일한 번호들로서 넘버링되고 그것의 상세한 설명은 생략될 것이다.
제 1 실시예에 따라서, 초퍼형 DC-DC 컨버터(12)가 이용되고 시작 시, 피드백 시스템의 초기값이 분산될(dispersed) 때(양 또는 음의 측 중 하나로 크게 벗어날(deviated) 때), 초과 전압(excessive voltage)은 출력(Vout)에서 발생될 수 있고 전압 증가가 36V에서 12V까지 전압을 강하하도록 의도될 때조차 목표 전압 12V를 증가하도록 발생될 수 있다.
도 6은 그런 의도되지 않은 조건들을 방지하는 회로 구조를 도시한다. 회로의 기능은 스위치들(SW1 및 SW2)의 클로징 시간들을 점차 증가시킴으로써 시작(소프트 시작)에서 전류를 억제함으로써 전압 증가와 초과 전압을 방지하는 것이다.
동작의 시작 후 즉시 스위치들(SW1 및 SW2)의 ON 시간을 단축하는 소프트 시작 회로는 전압-전류 컨버터들(22 및 24), 스위치들(26 및 28), 2 개의 콘덴서들(C), 및 비교기들(30 및 32)에 의해 형성된다. 소프트 시작 회로는 도 2에 도시된 바와 같은 DC-DC 컨버터(12)와 제어 수단(20) 사이에 제공되고 제어 수단(20)으로부터의 제어 신호들(S1 및 S2)은 각각의 스위치에 대한 오픈/클로즈 신호로서 스위치들(28 및 26)에 공급된다. 시작으로부터 단계적 시간을 정의하는 제어 전압(J)(이 전압(J)은, 예를 들어 ECU에 의해 검출되는 시작의 트리거(trigger)로서 ECU에 의해 발생됨)은 V-I 컨버터들(22 및 24)에 공급된다. 제어 전압(J)은 시작에서 미리 규정된 값까지 전압의 단계적인 증가의 변화를 표시하고 소프트 시작을 실행하기 위한 시간은 미리 규정된 값에 도달하도록 시간에 의해 결정된다. V-I 컨버터들(22 및 24)은 스위치들(26 및 28)의 각각의 일단에 접속된다. 스위치들(26, 28)의 각각의 타단은 접지된다. 스위치들(26, 28)의 각각의 일단은 각각 비교기들(30, 32)의 각각의 비 반전 입력 단말과 콘덴서들(C)에 접속된다.
비교기들(30, 32)의 각각의 반전 입력 단말은 기준 전압(Vref1)이 입력된다. 각각의 비교기들(30, 32)의 출력들은 그것의 오픈/클로즈 신호들로서 2 개의 스위치들(SW1 및 SW2)에 공급된다.
도 7은 각각의 부분에 대한 전압의 시간 차트를 도시한다. 제어 전압(J)은 시작 시간에서 ECU(미도시)로부터 출력되고 V-I 컨버터들(22, 24)에 공급된다. 제어 신호들(S1 및 S2)은 피드 포워드 제어(더 정확히, 피드백 제어들 및 피드 포워드의 결합)에 의해 제어 수단(20)으로부터 출력된다. 제어 신호들(S1 및 S2)은 교호적으로 ON/OFF 턴된다. 신호(S1)에 대한 ON의 시간, 다시 말해서, 스위치 클로즈 시간은 값(Vin-Vout0)에 역비례이고 신호(S2)에 대한 ON의 시간, 다시 말해서, 스위치 클로즈 시간은 값(Vout0)에 역비례이다. 신호(S1)는 스위치(28)에 공급되고 신호(S2)는 스위치(26)에 공급되기 때문에, 신호(S1)가 ON일 때 스위치(28)는 ON이고, 스위치(26)는 OFF이고, 신호(S2)가 ON일 때 스위치(26)는 ON이고 스위치(28)는 OFF이다.
스위치(26)가 OFF이고 스위치(28)가 ON일 때(OFF되는 신호(S2)의 경우에), 콘덴서(C)는 V-I 컨버터(22)로부터 전류에 의해 충전되고 비교기(30)의 비 반전 입력 단말에서 전압은 증가한다. 스위치(26)가 OFF 상태로부터 턴 온될 때(신호(S2)가 OFF로부터 ON될 때), 콘덴서(C)는 방전되고 비교기(30)의 비 반전 입력 단말에서 전압은 감소한다. 따라서, 비교기(30)의 비 반전 입력 단말에서의 전압인 포인트(G)에서 전압은 증가하고, 도 7에 도시된 바와 같이, OFF되는 신호(S2)의 시간에서 감소한다. 포인트(G)에서 전압의 증가는 제어 전압(J)에 의존한다. 제어 전압(J)이 낮을 때(시작 동작 후 즉시), 포인트(G)에서 전압은 값(Vref)과 같거나 또는 값(Vref)보다 작다. 제어 신호(J)가 증가할 때, 포인트(G)에서의 전압은 따라서 기준 전압(Vref)을 초과하도록 증가한다. 그 후 비교기(30)의 출력은 "0"에서 "1"까지(클로즈 신호 또는 ON 신호) 변한다. 비교기(30)의 출력은 도면들의 포인트(E)에서의 시간 변화이고, 값이 기준 전압(Vref)을 초과할 때, 클로즈 신호(ON 신호)를 출력한다. 포인트(G)에서 전압은 제어 신호(S1)가 OFF일 때, 다시 말해서, 신호(S1)가 ON일 때, 증가하고, 제어 전압(J)이 미리 규정된 값과 같거나 또는 미리 규정된 값 이상일 때, 기준값(Vref)을 초과하고, 값(J)은 포인트(E)에서 전압 및 기준값(Vref)을 초과하고, 다시 말해서, DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW1)에 공급될 출력 신호는 제어 전압(J)에 의해 제어의 시간과 ON되는 신호(S1)의 시간에서 ON된다. 따라서, 신호(S1)의 ON 시간은 단축될 수 있다.
스위치(28)가 OFF되고 스위치(26)가 ON될 때(OFF되는 신호(S1)의 경우에), 다른 콘덴서(C)는 V-I 컨버터(24)로부터 전류에 의해 충전되고 비교기(32)의 비 반전 입력 단말에서 전압은 증가한다. 스위치(28)가 OFF 상태로부터 턴 온될 때(신호(S1)가 OFF로부터 ON됨), 콘덴서(C)는 방전되고 비교기(32)의 비 반전 입력 단말에서 전압은 감소한다. 따라서, 비교기(32)의 비 반전 입력 단말에서 전압인 포인트(H)에서의 전압은 증가하고, 도 7에 도시된 바와 같이 OFF되는 신호(S1)의 시간에서 감소한다. 포인트(H)에서 전압의 증가는 제어 전압(J)에 의존한다. 제어 전압(J)이 낮을 때(시작 동작 후 즉시), 포인트(H)에서 전압은 값(Vref)과 동일하거나 또는 값(Vref)보다 작다. 제어 신호(J)가 증가할 때, 포인트(H)에서 전압은 따라서 기준값(Vref)을 초과하도록 증가한다. 그 후 비교기(32)의 출력은 "0"에서 "1"까지(클로징 신호 또는 ON 신호) 변한다. 비교기(32)의 출력은 도면들의 포인트(F)에서의 시간 변화이고 값이 기준값(Vref)을 초과할 때, 비교기(32)의 출력은 클로즈 신호(ON 신호)를 출력한다. 신호(S1)가 OFF일 때, 다시 말해서, 신호(S2)가 ON일 때 포인트(H)에서 전압은 증가하고, 제어 전압(J)이 미리 규정된 값과 동일하거나 또는 미리 규정된 값보다 클 때, 포인트(H)에서 전압은 기준값(Vref)을 초과하고, 값(J)은 포인트(F)에서의 전압 및 기준값(Vref)을 초과하며, 다시 말해서, DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW2)에 공급될 출력 신호는 제어 전압(J)에 의한 제어의 시간과 ON되는 신호(S2)의 시간에서 ON된다. 따라서, 신호(S2)의 ON 시간은 단축될 수 있다.
따라서, 시작에서 전류량이 제한될 수 있도록 스위치들(SW1 및 SW2)의 클로징을 교호적으로 제어하는 시간(ON 제어)은 시작 시간에서 단축될 수 있고 점차 ON 시간을 증가할 수 있다.
제 1 및 제 2 실시예들은 36-V 배터리의 어플리케이션에서 12-V 배터리를 충전하는 것이 설명되었다. 그러나, 이 발명은 위의 실시예들에 제한되지 않고 DC-DC 컨버터를 이용하여 임의의 시스템으로 응용할 수 있음이 알려져야 한다.
다음으로, 이 발명의 제 3 실시예는 도 8을 참조하여 설명될 것이다. 앞서 설명된 실시예들의 시스템은 DC-DC 컨버터(12)의 2 개의 스위치들(SW1 및 SW2)을 이용하지만, 이 발명은 그런 시스템에 제한되지는 않고 하나의 스위치를 가지는 DC-DC 컨버터에 이용될 수 있다. 이런 경우에, 시간(t1)은 하나의 스위치의 클로징 시간에 대응하고 t2의 시간은 그 스위치의 오프닝 시간에 대응한다.
도 8은 하나의 스위치를 가진 DC-DC 컨버터(12)에서의 회로 구조를 도시한다. 도 2에서 회로에서의 차이는 도 2에 스위치(SW2)가 다이오드(D)에 의해 대용되는 것이다. 이 경우에, 도 2에 유사한 시스템을 동작하도록 스위치(SW1)는 t1의 시간에 대해 ON이고 t2의 시간에 대해 OFF이다. 스위치(SW1)가 ON 상태로부터 OFF될 때, 전류는 도 2에 스위치(SW2)처럼 기능하는 다이오드(D)를 턴 온하도록 연속적으로 도 8에 도시된 바와 같이 오른쪽 방향으로 코일(L1)을 통해 흐른다.
다음으로, 이 발명의 제 4 실시예는 도 9 및 도 10을 참조하여 설명될 것이다. 초퍼형 DC-DC 컨버터(12)는 이전의 실시예들에서 이용되지만, 이 발명은, 초퍼형에 제한되지 않고, 임의의 다른 형태, 예를 들어 포워드형 DC-DC 컨버터가 이 발명에 응용할 수 있다.
도 9에, 포워드형(forward type) DC-DC 컨버터 회로가 도시된다. DC-DC 컨버터(12)는 하나의 단일 스위치(SW1), 변압기(transformer), 다이오드들(D1 및 D2), 코일, 및 콘덴서에 의해 형성된다. 스위치(SW1)의 일단은 고 전압 배터리에 접속되고 타단은 변압기의 1차 측에 접속된다. 변압기의 결선(wiring)은 N : 1이고 다이오드(D1), 다이오드(D2), 코일, 및 콘덴서는 변압기의 2차 측에 접속된다.
이 구조에 따라서, 1차 측의 1/N의 전압은 2차 측에서 출력된다. 스위치(SW1)가 2차 측에서 전압을 증가하도록 t1의 시간에 대해 ON일 때, 다이오드(D1)는 코일에 Vin/N의 전압을 인가하도록 턴 온된다. 스위치(S1)가 ON 상태(OFF 시간 : t2)로부터 OFF될 때, 2차 측에서의 전압은 음의 측으로 오버슛(overshoot)되지만, 다이오드(D1)는 OFF되고 전류 경로가 확보될 수 있도록 코일을 통해 흐르는 전류는 다이오드(D2)가 턴 온하도록 계속 흐른다. 코일의 다이오드 측에서 전압은 대략 영(0)이다.
도 10a 및 도 10b는 도 9에 도시된 포워드형 DC-DC 컨버터(12)의 시간 차트를 도시한다. 도 10a는 도 9에 부분 "a"에서 파형을 도시하고 도 10b는 도 9에 부분 "b"에서의 파형을 도시한다. 도 10a에 도시된 바와 같이, 스위치(SW1)가 t1의 시간에 대해 ON이면, 1차 측에서 변압기의 전압은 Vin이다. 스위치(SW1)가 OFF될 때, 전압은 영이 되도록 수렴되게 오버슛된다. 한편, 도 10b에 도시된 바와 같이, 변압기의 2차 측에서 전압(Vout0)은 t1의 시간에 대해 Vin/N이 되고 t2의 시간에 대해 영이 된다. 따라서, t2 및 t1의 시간들은 다음 수학식을 만족하도록 설정된다 :
(Vin/N - Vout0) ·t1 = Vout0 ·t2
다음으로, 제 5 실시예는 도 11을 참조하여 설명될 것이다. 푸시 풀형(push pull type) DC-DC 컨버터가 이 발명의 DC-DC 컨버터로서 이 실시예에 이용될 수 있다. 도 11은 푸시 풀형 DC-DC 컨버터 회로 구조를 도시한다. DC-DC 컨버터(12)는 4 개의 스위치들(SW11, SW21, SW12, 및 SW22), 변압기, 다이오드들(D3 및 D4), 코일, 및 콘덴서에 의해 구성된다.
이 구조에서, 다음 사이클이 반복된다:
(1) 스위치들(SW11 및 SW22)을 턴 온(TURN ON);
(2) 스위치들(SW11, SW12, SW21, 및 SW22)을 모두 턴 오프(TURN OFF);
(3) 스위치들(SW12 및 SW21)을 턴 온;
(4) 스위치들(SW11, SW12, SW21, 및 SW22)을 모두 턴 오프.
Vin/N 전압이 다이오드(D3)가 턴 온되도록 단계(1) 동작 하에서 변압기의 2차 측에서 발생된다. 단계들 (2) 및 (4) 하에서, 2차 측에서 임의의 전압을 발생하지 않는 것이 이상적이지만, 인덕턴스(inductance)의 전압은 발생된다. 단계(3) 하에서, Vin/N의 전압은 다이오드(D4)를 턴 온하도록 변압기의 2차 측에서 발생된다.
따라서, 단계들 (1) 및 (3) 하에서 t1의 ON 시간과 단계들 (2) 및 (4) 하에서 t2의 OFF 시간은 다음 식에 의해 계산된다 :
(Vin/N - Vout0) ·t1 = Vout0·t2
본 발명의 각각의 실시예에 따라서, 입력 전압이 바뀔 때조차 DC-DC 컨버터의 출력 전압은 원하는 전압이 되도록 제어될 수 있다.

Claims (32)

  1. DC-DC 컨버터(12)용 제어 장치로서, 상기 DC-DC 컨버터(12)에서 스위치(SW1)의 오픈/클로즈 제어(open/close control)에 의해 상기 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 제어하는, 상기 DC-DC 컨버터용 제어 장치에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 상기 시간들에서 스위치(SW1)를 오프닝/클로징하는 것을 제어하기 위해 제어 신호를 출력하기 위한 제어 수단(20)을 포함하고, 상기 DC-DC 컨버터(12)는 상기 제어 수단(20)에 의해 피드 포워드 제어되고,
    상기 시간(t1 및 t2)은 수학식 (Vin-Vout0) · t1 = Vout0 ·t2에 의해 상기 목표 출력 전압(Vout0)과 상기 입력 전압(Vin)에 관련하여 정의되는 것을 특징으로 하는 제어 장치.
  2. 초퍼형(chopper type) DC-DC 컨버터(12)용 제어 장치로서, 상기 DC-DC 컨버터(12)에서 2 개의 스위치들(SW1, SW2)의 오픈/클로즈 제어에 의해 상기 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 제어하는, 상기 초퍼형 DC-DC 컨버터용 제어 장치에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 상기 2 개의 스위치들(SW1, SW2)을 클로징하는 것을 제어하기 위해 2 개의 제어 신호들을 출력하기 위한 제어 수단(20)을 포함하고, 상기 DC-DC 컨버터(12)는 상기 제어 수단(20)에 의해 피드 포워드 제어되고,
    상기 시간(t1 및 t2)은 수학식 (Vin-Vout0) · t1 = Vout0 ·t2에 의해 상기 목표 출력 전압(Vout0)과 상기 입력 전압(Vin)에 관련하여 정의되는 것을 특징으로 하는 제어 장치.
  3. 삭제
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 제어 수단(20)은,
    상기 전압(Vin-Vout0)을 전류로 전환하기 위한 제 1 전압-전류 컨버터(20c)과;
    상기 전압(Vout0)을 전류로 전환하기 위한 제 2 전압-전류 컨버터(20d)과;
    상기 제 1 전압-전류 컨버터(20c)에 접속되는 제 1 스위치(SW3)와;
    상기 제 2 전압-전류 컨버터(20d)에 접속되는 제 2 스위치(SW4)와;
    상기 제 1 및 제 2 스위치들(SW3, SW4)에 접속되고 상기 입력 전압과 미리 규정된 하위 제한값 및 미리 규정된 상위 제한값을 비교하기 위한 비교기(20e)을 포함하고,
    상기 제어수단(20)은 상기 제 2 및 제 1 스위치들(SW4, SW3) 각각에 상기 비교기(20e)으로부터 상기 출력 및 반전 출력을 공급하고,
    상기 DC-DC 컨버터내의 상기 2 개의 스위치들(SW1, SW2)은 제어 신호들로서 상기 비교기(20e)으로부터의 상기 출력 및 반전 출력을 이용함으로써 피드 포워드 제어되는, 제어 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 비교기(20e)의 업스트림 측에 접속되는 콘덴서(C2)를 더 포함하는, 제어 장치.
  6. 제 1 항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 제어수단(20)은 상기 DC-DC 컨버터(12)의 상기 출력 전압을 피드백 제어함으로써 상기 목표 출력 전압(Vout0)을 조절하는, 제어 장치.
  7. 제 2항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 시작 후 즉시 상기 제어 신호들을 처리함으로써 상기 DC-DC 컨버터(12)에서 상기 스위치(SW1, SW2)의 상기 클로즈 시간을 단축하기 위한 단축 수단(22, 24, 26, 28, 30, 32, C)을 더 포함하는, 제어 장치.
  8. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 상기 목표 출력 전압(Vout0)으로 강하함으로써 저 전압 배터리(14)에 고 전압 배터리(10)로부터의 상기 입력 전압(Vin)을 공급하는, 제어 장치.
  9. DC-DC 컨버터(12)에 대한 제어 방법으로서, 상기 DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW1)의 오픈/클로즈 제어에 의해 상기 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 제어하는, 상기 DC-DC 컨버터에 대한 제어 방법에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 상기 스위치(SW1)를 오프닝/클로징하는 것을 제어하기 위해 제어 신호를 출력하는 것을 포함하고,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 피드 포워드 제어되고
    상기 시간들(t1 및 t2)은 수학식 (Vin-Vout0) ·t1 = Vout0 ·t2에 의해 상기 목표 출력 전압(Vout0)과 상기 입력 전압(Vin)에 관련하여 정의되는 것을 특징으로 하는 제어 방법.
  10. 초퍼형(chopper type) DC-DC 컨버터(12)에 대한 제어 방법으로서, 상기 DC-DC 컨버터(12)의 2 개의 스위치들(SW1, SW2)의 오픈/클로즈 제어에 의해 상기 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 제어하는, 상기 초퍼형 DC-DC 컨버터에 대한 제어 방법에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 상기 시간들에서 상기 2 개의 스위치들(SW1, SW2)을 클로징하는 것을 제어하기 위해 2 개의 제어 신호들을 출력하는 것을 포함하고,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 피드 포워드 제어되고,
    상기 시간들(t1 및 t2)은 수학식 (Vin-Vout0) ·t1 = Vout0 ·t2에 의해 상기 목표 출력 전압(Vout0)과 상기 입력 전압(Vin)에 관련하여 정의되는 것을 특징으로 하는, 초퍼형 DC-DC 컨버터 제어방법.
  11. 삭제
  12. 제 9항 또는 제 10항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 상기 출력 전압을 피드백 제어함으로써 상기 목표 출력 전압(Vout0)을 조절하는 것을 더 포함하는, 제어 방법.
  13. 제 10항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 상기 시작 후 즉시 상기 제어 신호들을 처리함으로써 상기 DC-DC 컨버터(12)에서 상기 스위치들(SW1, SW2)의 상기 클로즈 시간을 단축하는 것을 더 포함하는, 제어 방법.
  14. 제 9항 또는 제 10항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 상기 목표 출력 전압(Vout0)으로 강하함으로써 저 전압 배타리(14)에 고 전압 배터리(10)로부터 상기 입력 전압(Vin)을 공급하는, 제어 방법.
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
  22. 삭제
  23. 권수가 N:1인 변압기에 의해 입력전압을 변압하는 DC-DC 컨버터(12)용 제어 장치로서, 상기 DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW11,SW12,SW21,SW22)의 오픈/클로즈 제어(open/close control)에 의해 상기 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 제어하는, 상기 DC-DC 컨버터용 제어 장치에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 상기 스위치를 오프닝/클로징하는 것을 제어하기 위해 제어 신호를 출력하는 제어 수단(20)을 포함하고,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 상기 제어 수단(20)에 의해 피드 포워드 제어되고,
    상기 시간(t1 및 t2)은 수학식 (Vin/N-Vout0) · t1 = Vout0 ·t2에 의해 상기 목표 출력 전압(Vout0)과 상기 입력 전압(Vin)에 관련하여 정의되는 것을 특징으로 하는 제어 장치.
  24. 제 23항에 있어서,
    상기 제어 수단(20)은,
    상기 전압(Vin-Vout0)을 전류로 전환하기 위한 제 1 전압-전류 컨버터(20c)과;
    상기 전압(Vout0)을 전류로 전환하기 위한 제 2 전압-전류 컨버터(20d)과;
    상기 제 1 전압-전류 컨버터(20c)에 접속되는 제 1 스위치(SW3)와;
    상기 제 2 전압-전류 컨버터(20d)에 접속되는 제 2 스위치(SW4)와;
    상기 제 1 및 제 2 스위치들(SW3, SW4)에 접속되고 상기 입력 전압과 미리 규정된 하위 제한값 및 미리 규정된 상위 제한값을 비교하기 위한 비교기(20e)을 포함하고,
    상기 제어수단(20)은 상기 제 2 및 제 1 스위치들(SW4, SW3) 각각에 상기 비교기(20e)으로부터 상기 출력 및 반전 출력을 공급하고,
    상기 DC-DC 컨버터내의 상기 스위치들(SW11,SW12,SW21,SW22)은 제어 신호들로서 상기 비교기(20e)으로부터의 상기 출력 및 반전 출력을 이용함으로써 피드 포워드 제어되는, 제어 장치.
  25. 제 24항에 있어서,
    상기 비교기(20e)의 업스트림 측에 접속되는 콘덴서(C2)를 더 포함하는, 제어 장치.
  26. 제 23항에 있어서,
    상기 제어수단(20)은 상기 DC-DC 컨버터(12)의 상기 출력 전압을 피드백 제어함으로써 상기 목표 출력 전압(Vout0)을 조절하는, 제어 장치.
  27. 제 23항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 시작 후 즉시 상기 제어 신호들을 처리함으로써 상기 DC-DC 컨버터(12)에서 상기 스위치(SW11,SW12,SW21,SW22)의 상기 클로즈 시간을 단축하기 위한 단축 수단(22, 24, 26, 28, 30, 32, C)을 더 포함하는, 제어 장치.
  28. 제 23항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 상기 목표 출력 전압(Vout0)으로 강하함으로써 저 전압 배터리(14)에 고 전압 배터리(10)로부터의 상기 입력 전압(Vin)을 공급하는, 제어 장치.
  29. 권수가 N:1인 변압기에 의해 입력전압을 변압하는 DC-DC 컨버터(12)에 대한 제어 방법으로서, 상기 DC-DC 컨버터(12)의 스위치(SW11,SW12,SW21,SW22)의 오픈/클로즈 제어에 의해 상기 DC-DC 컨버터(12)의 출력 전압을 제어하는, 상기 DC-DC 컨버터에 대한 제어 방법에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 입력 전압(Vin)으로부터 목표 출력 전압(Vout0)을 얻도록 t1 및 t2의 시간들에서 상기 스위치(SW1)를 오프닝/클로징하는 것을 제어하기 위해 제어 신호를 출력하는 것을 포함하고,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 피드 포워드 제어되고
    상기 시간들(t1 및 t2)은 수학식 (Vin/N-Vout0) · t1 = Vout0 ·t2에 의해 상기 목표 출력 전압(Vout0)과 상기 입력 전압(Vin)에 관련하여 정의되는 것을 특징으로 하는 제어 방법.
  30. 제 29항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 상기 출력 전압을 피드백 제어함으로써 상기 목표 출력 전압(Vout0)을 조절하는 것을 더 포함하는, 제어 방법.
  31. 제 30항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)의 상기 시작 후 즉시 상기 제어 신호들을 처리함으로써 상기 DC-DC 컨버터(12)에서 상기 스위치들(SW11,SW12,SW21,SW22)의 상기 클로즈 시간을 단축하는 것을 더 포함하는, 제어 방법.
  32. 제 29항에 있어서,
    상기 DC-DC 컨버터(12)는 상기 목표 출력 전압(Vout0)으로 강하함으로써 저 전압 배타리(14)에 고 전압 배터리(10)로부터 상기 입력 전압(Vin)을 공급하는, 제어 방법.
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