KR100531455B1

KR100531455B1 - 동기전동기의 속도제어장치

Info

Publication number: KR100531455B1
Application number: KR10-2003-0046338A
Authority: KR
Inventors: 이와지요시타카; 엔도츠네히로; 가와바타유키오; 사카모토기요시; 다카쿠라유하치
Original assignee: 가부시키가이샤 히다치구죠시스템; 히타치 홈 앤드 라이프 솔루션즈 가부시키가이샤
Priority date: 2002-07-10
Filing date: 2003-07-09
Publication date: 2005-11-28
Also published as: CN1469542A; CN1279688C; CN1783692B; TWI229493B; JP2004048868A; TW200405647A; JP3972124B2; CN1783692A; KR20040005681A

Abstract

본 발명은 자극위치센서와 전류센서를 사용하는 일 없이 제어계를 안정된 상태에서 전동기를 고속회전시키기 위하여 회전수지령(ωr^*)으로부터 전기각 주파수지령(ω1^*)을 구하고, Iq^*와 Iqc와의 차로부터 수정량(Δω1)을 구하여, ω1^*과 Δω1을 가산하여, ω1c를 구하고, ω1c를 적분기(8)로 적분하여 교류위상(θdc)을 구하여, 전류검출기(6)의 검출에 의한 전류(I0)를 전류 샘플러(91)로 샘플링하여 교류전류를 전류 재현기(32)로 재현하고, 교류위상(θdc)을 기초로, 재현된 전류를 dq 좌표변환기(93)로 좌표변환하여 Iqc를 구하고, Iqc로부터 Iq^* 발생기(10)로 Iq^*를 구하여, Id^*, Iq^*, ω1^*를 기초로 전압지령연산기(12)로 인가전압지령(Vdc ^*, Vqc^*)을 구하고, 이들 인가전압을 dq 역변환기(13)로 3상 교류전압지령(vu^*∼vw^*)을 구하여, 3상 교류전압지령을 기초로 PWM 발생기(14)로 PWM 신호를 생성하고, 이 PWM 신호에 의하여 인버터(3)를 제어한다.

Description

동기전동기의 속도제어장치{SPEED CONTROLLER OF SYNCHRONOUS MOTOR}

본 발명은, 동기전동기의 속도제어장치에 관한 것으로, 특히 동기전동기의 자극위치를 검출하는 자극위치센서와 동기전동기의 전류를 검출하는 전류센서를 사용하지 않고, 동기전동기의 속도를 제어하는 것에 적합한 동기전동기의 속도제어장치에 관한 것이다.

자석모터로 구성된 동기전동기의 속도를 제어하는 제어방식으로서, 자극위치센서를 사용하지 않는 방식의 것이나 전류센서를 사용하지 않는 방식의 것 등, 각종 의 것이 제안되어 있다.

종래의 제어방식 중, 자극위치센서를 사용하지 않는 제어방식의 것은, 자극위치센서 대신에, 자극위치 추정기를 설치한 것으로, 기본적인 구성은, 속도제어기, 전류제어기 등으로 이루어지고, 구성 자체는 자극위치센서부착의 것과 동일하게 벡터제어에 의거한 것이다.

자극위치추정의 기본원리는, 동기전동기의 전기정수와, 전동기전압 및 전동기전류에 의거하여, 자극위치의 추정연산을 행하는 것으로, 유기전압을 이용하는 것으로 하여, 예를 들면 일본국 특개2001-251889호 공보에 기재되어 있는 것 등이 알려져 있다.

자극위치의 추정원리는, 동기전동기의 자극위치를 기준으로 한 회전좌표축 (d-q축)과, 제어상에서 가정하고 있는 회전좌표축(dc-qc축) 사이의 축오차(Δθ)를 추정 연산하는 것으로, 이 연산에 의하여 얻어진 축오차가 O 이 되도록 동기전동기의 주파수지령을 수정함으로써, 위치센서리스·벡터제어를 실현할 수 있다.

위치센서리스·벡터제어의 경우는, 구동전류의 크기, 위상을, 부하조건에 따라 이상적으로 제어하는 것이 가능하고, 고토오크·고성능의 동기전동기의 제어를 실현할 수 있다.

한편, 전류센서를 사용하지 않는 제어방식으로서는, 전동기를 구동하는 인버터의 직류전류를 검출하여, 그 순간값과, 인버터의 게이트 펄스신호로부터, 전동기의 교류전류를 재현하는 소위 전류재현방식이 제안되어 있다. 이 전류재현방식은, 예를 들면 일본국 특개평2-197295호 공보에 기재되어 있는 바와 같이, 인버터를 구동하는 게이트 펄스신호를 이용하여, 인버터의 직류전류에 순간적으로 나타나는 전동기전류를 샘플/홀드하여, 전동기전류를 간접적으로 검출하는 것이다.

종래의 위치센서부착 벡터제어에 의거한 자극위치센서리스제어방식에서는, 속도제어기, 전류제어기 및 자극위치추정기 등, 피드백 루프를 형성하는 제어기를 복수개 설치하지 않으면 안되어, 제어구성이 복잡하게 된다. 특히 고속회전으로 전동기를 구동하고자 하면, 제어계 전체의 안정화가 어렵게 된다. 제어계 전체를 안정화하기 위해서는, 제어연산주기를 짧게 하여, 제어이득을 높게 설정하지 않으면 안되고, DSP(디지털 시그널 프로세서) 등의 고성능의 연산처리기를 사용하지 않으면 실현이 어렵다.

한편, 전류재현방식을 사용한 것에는 이하와 같은 과제가 있다. 즉, 전류재현방식에서는, 인버터의 직류전류와, 인버터의 게이트 펄스신호로부터, 전동기전류를 재현하고 있기 때문에, 기동시 등 지령전압이 낮고 게이트 펄스의 펄스폭이 극단으로 짧은 경우에는, 전동기의 전류성분을 포착하는 것이 어렵게 된다. 특히, 전동기의 속도를 고속화할 때에, 인버터의 평균 스위칭주파수(캐리어주파수)를 높게 설정할 수록, 게이트 펄스의 펄스폭이 짧아져 전류의 재현이 어렵게 된다. 이 대책으로서는 전동기의 기동시 등에만 인버터의 캐리어주파수를 내림으로써 대처하는 것은 가능하나, 인버터의 캐리어주파수를 내리면, 전류고조파의 증대에 따라 효율이 저하하거나, 귀에 거슬리는 전자 노이즈의 원인이 된다.

이와 같이, 「자극위치센서리스제어방식」과 「전류재현방식」을 조합시킨 경우, 전동기를, 예를 들면 400Hz 이상의 주파수로 고속도로 회전시킬 때에는, 캐리어주파수에 대응하여 연산주기를 빠르게 하지 않으면 안되고, 또한 게이트 펄스폭에 제한이 있기 때문에, 연산주기를 단지 빠르게 하는 것은 곤란하다. 따라서 자극위치센서와 전류센서의 양자를 없앤 상태에서 고속·고성능의 동기전동기의 제어장치를 실현하는 것은 곤란하다.

본 발명의 과제는, 자극위치센서와 전류센서를 사용하는 일 없이, 제어계를 안정된 상태에서 전동기를 고속회전시킬 수 있는 동기전동기의 속도제어장치를 제공하는 것에 있다.

상기 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 동기전동기를 구동하는 수단으로서, 회전속도제어기 및 전류제어기 등의 복잡한 제어계를 사용하지 않고, 회전수지령 및 전류지령에 의거한 피드포워드형의 제어계를 구성하고, 그때 토오크전류지령을 실제의 토오크전류를 사용하여 생성하고, 전류검출에는 인버터의 직류전류의 검출치으로부터 전동기전류를 재현하여, 전동기의 검출전류로 하고, 또 제어상의 자극축과 실제의 자극축과의 오차각의 상태량을 추정 연산하여, 이 연산값을 기초로 전동기의 구동주파수에 상당하는 교류위상을 보정함으로써, 정상적인 축 어긋남을 영으로 제어하여 제어계가 안정되고, 또한 높은 캐리어주파수에서의 운전을 가능하게 한 것이다. 구체적으로는 본 발명은 펄스폭 제어신호에 응답하여 직류전원의 출력전압을 가변전압·가변주파수의 3상 교류전압으로 변환하여 동기전동기에 인가하는 인버터와, 상기 직류전원으로부터 상기 인버터에 공급되는 인버터전류를 검출하는 인버터전류검출기와, 상기 동기전동기에 관한 회전수지령을 발생하는 회전수지령 발생기와, 상기 회전수지령에 의거하여 상기 펄스폭 제어신호를 생성하여 상기 인버터에 출력하는 제어기를 구비하고, 상기 제어기는 상기 인버터전류검출기의 검출에 의한 인버터전류를 순차 샘플링하는 샘플링수단과, 상기 샘플링수단의 샘플링에 의한 샘플링전류치를 기초로 상기 동기전동기에 흐르는 교류전류를 재현하는 전류재현수단과, 상기 전류재현수단의 재현에 의한 교류전류를, 상기 동기전동기 내부의 자극축을 가정한 dc축과 상기 dc축에 직교하는 qc축상의 전류로 좌표변환하는 dq 좌표변환수단과, 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 qc축상의 전류성분 에 의거하여 상기 동기전동기에 관한 토오크전류지령을 생성하는 토오크전류지령 생성수단과, 상기 회전수지령과 상기 토오크전류지령에 의거하여 상기 dc축과 상기 qc축상의 각 인가전압지령을 연산하는 인가전압지령 연산수단과, 상기 회전수지령에 의거하여 상기 동기전동기의 구동주파수에 관련되는 교류위상을 산출하는 위상 산출수단과, 상기 각 인가전압지령을 상기 위상 산출수단의 산출에 의한 교류위상에 의거하여 3상 교류전압지령으로 좌표변환하는 dq 역변환수단과, 상기 3상 교류전압지령에 의거하여 펄스폭 제어신호를 생성하는 펄스폭 제어신호 생성수단과, 상기 dc-qc축과 상기 동기전동기의 실제의 자극축인 d-q축과의 오차각에 상당하는 상태량을 연산하는 상태량 연산수단과, 상기 상태량에 의거하여 상기 교류위상을 보정하는 위상 보정수단으로 구성되어 이루어지는 동기전동기의 속도제어장치를 구성한 것이다.

상기 동기전동기 속도제어장치를 구성함에 있어서는, 이하의 요소를 부가할 수 있다.

(1) 상기 상태량 연산수단은, 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 qc축상의 전류성분과 상기 토오크전류지령 생성수단의 생성에 의한 토오크전류지령과의 차에 따라 상기 상태량을 연산하여 이루어진다.

(2) 상기 상태량 연산수단은, 상기 동기전동기의 q축 인덕턴스를 Lq, 권선저항을 R, 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 qc축상의 전류성분을 Iqc, 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 dc축상의 전류성분을 Idc, 상기 회전수지령으로부터 얻어지는 전기 각 주파수지령을 ω1^*, 상기 dc축상의 인가전압지령을 Vdc^*, 상기 qc축상의 인가전압지령을 Vqc^*로 하고, 하기 수학식 1에 의거하여,

상기 상태량으로서, 축오차(Δθc)를 연산하여 이루어진다.

(3) 상기 dc축과 상기 qc축상의 각 인가전압지령과 상기 위상 산출수단의 산출에 의한 교류위상으로부터 전압지령 위상을 연산하는 전압위상 연산수단과, 상기 전압위상 연산수단의 연산에 의한 전압지령 위상의 특정한 위상마다 상기 샘플링수단에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호를 출력하는 인터럽트신호발생수단을 구비하여 이루어진다.

(4) 상기 dq 역변환수단의 출력에 의한 3상 교류전압지령의 각 상의 극성을 연산하여 각 상의 극성신호를 출력하는 극성 연산수단과, 상기 어느 하나의 상의 극성신호의 극성의 변화에 응답하여, 상기 샘플링수단에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호를 출력하는 인터럽트신호발생수단을 구비하여 이루어진다.

(5) 상기 dq 역변환수단의 출력에 의한 3상 교류전압지령의 각 상의 절대치를 연산하여 출력하는 절대치 연산수단과, 상기 각 상의 절대치 중, 어느 것인가 2개의 상의 절대치가 근사한 값이 되었을 때에, 상기 샘플링수단에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호를 출력하는 인터럽트신호발생수단을 구비하여 이루어진다.

(6) 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 dc축상의 전류성분과 d축 전류지령과의 차를 연산하는 감산수단과, 상기 qc축상의 인가전압지령을 산출하기 위한 전동기 정수를 상기 감산수단의 연산결과에 따라 보정하는 전동기 정수보정수단을 구비하여 이루어진다.

(7) 적어도 상기 인버터와 상기 제어기 및 상기 인버터전류 검출기를 모듈화하여 이루어진다.

또, 본 발명은 동기전동기와, 상기 어느 하나의 동기전동기의 속도제어장치와, 상기 동기전동기를 동력원으로 한 압축기를 구비하여 이루어지는 공조기를 구성한 것이다.

상기한 수단에 의하면, 동기전동기의 d-q축과 제어축 dc-qc축의 축오차(Δθ)에 기인한 상태량을 연산하여, 이 상태량을 수정량으로 하여 회전수지령으로부터 얻어진 전기각 주파수지령을 보정하여 구동주파수를 구하고, 이 구동주파수로부터 교류위상을 산출하고, 다시 인버터전류를 샘플링하여 얻어진 전류에 따라 동기전동기의 교류전류를 재현하고, 재현된 교류전류를 교류위상에 의거하여 dq 좌표변환하여 토오크전류를 구하고, 이 토오크전류로부터 토오크전류지령(q축 전류지령)을 생성함과 동시에, 토오크전류지령과 회전수지령으로부터 얻어진 전기각 주파수지령에 의거하여 dc축과 qc축상의 각 인가전압지령을 연산하고, 각 인가전압지령을 교류위상에 따라 dq 역변환하여 3상 교류전압지령을 생성하고, 3상 교류전압지령을 기초로 펄스폭 제어신호를 생성하고, 이 펄스폭 제어신호에 따라 인버터를 제어하도록 하였기 때문에, 자극위치센서리스·전류센서리스이더라도 동기전동기를 안정되게 고속도로 회전시키는 것이 가능하게 된다.

즉, 실질적으로 피드백제어를 행하고 있는 것은 dc-qc축과 d-q축의 오차각에 상당하는 상태량에 따라, 축 어긋남을 보정하는 제어뿐이며, 축 어긋남 보정의 제어를 행하기 위한 수정 루프 이득은 수 1Oms 정도의 응답시간으로 되고, 인버터전류로부터 전동기전류를 재현하고, 재현된 전류로부터 실제의 토오크전류를 생성하는 처리시간은 수정 루프 이득의 1/5 정도의 처리주기로 행하면 충분하다. 이 때문에 속도제어기나 전류제어기를 생략하여도 토오크전류를 검출하기 위한 처리에 요하는 시간을 느리게 함으로써, 동기전동기를 안정된 상태에서 고속회전시킬 수 있게 된다.

이하, 본 발명의 일 실시형태를 도면에 의거하여 설명한다.

(실시형태 1)

도 1은 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치의 실시형태 1의 계통구성을 나타내는 블록도이다. 도 1에 있어서, 동기전동기의 속도제어장치는, 동기전동기(5)에 회전수지령(ωr^*)을 주기 위한 회전수지령(ωr^*)을 발생하는 회전수지령 발생기(1)와, 동기전동기(5)의 교류인가전압을 연산하고, 이 연산결과를 기초로 펄스폭 제어신호로서의 펄스폭 변조신호(PWM 신호)를 생성하여 인버터(3)에 인가하는 제어기(2)와, 이 PWM 신호에 의하여 구동되는 인버터(3)와, 인버터(3)에 전력을 공급하는 직류전원(4)과, 직류전원(4)으로부터 인버터(3)에 공급되는 인버터전류(I0)를 검출하는 전류검출기(인버터전류검출기)(6)를 구비하여 구성되어 있고, 인버터(3)의 교류출력측에는, 제어대상으로서 예를 들면, 자석모터로 구성된 동기전동기(5)가 접속되어 있다.

제어기(2)는, 변환이득(7)과, 적분기(8)와, 검출전류처리기(9)와, 토오크전류지령(Iq^*)발생기(10)와, Id^*발생기(11)와, 전압지령연산기(12)와, dq역변환기(13)와, PWM 발생기(14)와, ω1 보정기(15)와, 가산기(16)를 구비하여 구성되어 있다.

변환이득(7)은, 회전수지령발생기(1)의 출력에 의한 회전수지령(ωr^*)을, 동기전동기(5)의 극수(P)를 사용하여 동기전동기(5)의 전기각 주파수지령(구동주파수지령)(ω1^*)으로 변환하고, 변환한 전기각 주파수지령(ω1^*)을 전압지령연산기(12)와 가산기(16)에 출력하도록 되어 있다. 가산기(16)는 전기각 주파수지령(ω1^*)과 ω1 보정기(15)의 출력에 의한 수정량(Δω1)을 가산하여 구동주파수(ω1c)를 산출하고, 산출결과를 적분기(8)에 출력하도록 되어 있다. 적분기(8)는, 제어장치 내부의 교류위상(θdc)을 연산하여, 동기전동기(5)의 구동주파수에 관련되는 교류위상 (θdc)을 산출하는 위상산출수단으로서 구성되어 있다.

검출전류처리기(9)는, 전류검출기(6)의 검출에 의한 인버터전류(I0)에 의거하여, 회전좌표축(dc/qc축)상의 동기전동기(5)의 전류성분을 Idc, Iqc를 연산하도록 구성되어 있다. 토오크전류지령발생기(10)는, 검출전류처리기(9)의 출력에 의한 qc축상의 전류성분(Iqc)(실제의 토오크전류)에 의거하여, 토오크전류지령으로서의 q축 전류지령(Iq^*)을 연산하는 토오크전류지령생성수단으로서 구성되어 있다. Id^* 발생기(11)는, d축 전류지령(Id^*)을 발생하는 d축 전류지령발생수단으로서 구성되어 있다. 전압지령연산기(12)는, Id^*, Iq^*, ω1^* 에 의거하여, dc-qc축상의 동기전동기 (5)에 인가하는 전압지령(Vdc^*, Vqc^*)을 연산하는 인가전압지령연산수단으로서 구성되어 있다. dq 역변환기(13)는, dc-qc축상의 전압지령(Vdc^*, Vqc^*)을 3상 교류축상의 3상 교류전압지령(vu^*, vv^*, vw^*)으로 변환하는 dq 역변환수단으로서 구성되어 있다. PWM 발생기(14)는, 3상 교류전압지령(vu^*, vv^*, vw^*)에 의거하여, PWM 신호를 생성하고, 생성한 PWM 신호를 인버터(3)에 출력하는 펄스폭제어신호 생성수단으로서 구성되어 있다.

ω1 보정기(15)는, 동기전동기(5)의 d-q축과 제어축(dc-qc)과의 축오차(Δθ)에 기인한 상태량을 연산하고, 그 연산결과에 의거하여 동기전동기(5)의 전기각 주파수지령(구동 주파수지령)(ω1^*)에 대한 수정량(Δω1)을 연산하는 상태량 연산수단으로서 구성되어 있다. 가산기(16)는, 변환이득(7)의 출력에 의한 전기각 주파수지령(ω1^*)과 ω1 보정기(15)의 출력에 의한 수정량(Δω1)을 가산하여 구동주파수(ω1c)를 산출하는 위상 보정수단으로서 구성되어 있다. 즉, 가산기(16)는 상태량으로서의 수정량(Δω1)에 의거하여 교류위상(θdc)을 보정하기 때문에, 전기각 주파수지령(ω1^*)과 수정량(Δω1)을 가산하여 전기각 주파수지령(ω1^*)을 보정하여, 구동주파수(ω1c)를 산출하도록 되어 있다.

검출전류처리기(9)는, 전류 샘플러(91)와, 전류재현기(92), dq 좌표변환기 (93)를 구비하여 구성되어 있다. 전류 샘플러(91)는, 전류검출기(6)의 검출에 의한 인버터전류(I0)의 순간값을 순차 샘플링하여, 샘플링한 전류를 전류재현기(92)에 출력하는 샘플링수단으로서 구성되어 있다. 전류재현기(92)는, 전류 샘플러(91)의 샘플링에 의한 샘플링 전류치에 의거하여, 동기전동기(5)에 흐르는 교류전류(Iuc, Ivc, Iwc)를 재현하는 전류재현수단으로서 구성되어 있다. dq 좌표변환기(93)는, 전류재현기(92)의 재현에 의한 교류전류를, 동기전동기(5) 내부의 자극축을 가정한 dc축과 이 dc축에 직교하는 qc축상의 전류성분, 즉 회전 좌표축인 dc-qc축상의 전류성분(Idc, Iqc)으로 변환하는 dq 좌표변환수단으로서 구성되어 있다.

인버터(3)는, 스위칭소자(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn), 각 스위칭소자에 역병렬 접속된 다이오드로 구성된 주 회로부(31)와, 주 회로부(31)의 각 스위칭소자에 게이트 펄스신호를 인가하는 게이트·드라이버(32)로 구성되어 있다.

직류전원(4)은, 다이오드브리지(42)와 평활콘덴서(43)를 구비하여 구성되어 있고, 교류전원(41)으로부터의 교류신호를 정류하여, 정류된 신호에 포함되는 맥동성분을 평활콘덴서(43)로 억제하고, 직류전압(V0)을 인버터(3)에 인가하도록 구성되어 있다.

다음에, 실시형태 1의 동작원리에 대하여 설명한다. 변환이득(7)은, 회전수지령발생기(1)의 출력에 의한 회전수지령(ωr^*)에 의거하여, 동기전동기(5)의 전기각 주파수지령(ω1^*)을 연산하고, 연산결과를 전압지령연산기(12)와 가산기(16)에 출력한다. 전압지령연산기(12)에서는 전기각 주파수(ω1^*), 전류지령(Id^*, Iq^*)에 의거하여, 동기전동기(5)에 인가해야 할 인가전압(Vdc^*, Vqc^*)을 다음의 수학식 2에 의하여 연산한다.

단, R : 전동기저항, Ld : d축 인덕턴스, Lq : q축 인덕턴스, Ke : 전동기의 발전 정수이다.

수학식 2는, 동기전동기의 일반적인 모델로부터 얻어지는 연산식으로, 전압지령연산기(12)에 주어지는 전류지령(Id^*, Iq^*)은 각각 Id^* 발생기(11), Iq^* 발생기 (10)로 작성된다. d축 전류지령(Id^*)은, 동기전동기(5)로서 비돌극형의 것을 사용하였을 때에는, 통상 Id^* = 0 이 주어진다. 한편, 동기전동기(5)로서 돌극형의 것을 사용하였을 때에는, 효율을 최대로 하기 위하여 마이너스의 값이 주어진다. 토오크전류지령으로서의 Iq^*는, 전류검출처리기(9)에 있어서 구한 qc축상의 전류검출기 (Iqc)로부터 연산에 의하여 구해진다.

즉, Iq^* 발생기(10)에 있어서는, 예를 들면 다음의 수학식 3에 따라 Iq^*를 연산한다.

벡터제어의 경우, Iq^*는, 속도제어기의 출력으로서 주어지는 것이 많으나, 본 발명에 관한 제어기(2)에서는 검출치(Iqc)로부터 Iq^*를 작성하는 것으로 하고 있다.

즉, 수학식 3으로부터 분명한 바와 같이, 정상상태에서는 Iqc = Iq^*가 되기 때문에, 동기전동기(5)가 부하조건에 대하여 필요로 하고 있는 전압값을, 제어장치로부터 공급하게 되어 벡터제어를 실현할 수 있다. 이 결과, 종래의 벡터제어에 비하여 제어계를 대폭으로 간략화할 수 있고, 제어계의 안정성을 향상시킬 수 있다.

수학식 2에 따라 인가전압(Vdc^*, Vqc^*)이 얻어졌을 때에는, dq 역변환기(13)에 있어서, 수학식 2에서 얻어진 인가전압(Vdc^*, Vqc^*)을 3상 교류축상의 3상 교류전압지령(vu^*, vv^*, vw^*)으로 좌표변환한다. 다음에 PWM 발생기(14)에 있어서, 교류전압지령(vu^*, vv^*, vw^*)을 PWM 신호로 변환하고, 변환한 PWM 신호를 게이트 드라이버(32)에 출력한다. 게이트 드라이버(32)는, 이 PWM 신호(펄스신호)에 의거하여 스위칭소자(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)를 구동하고, 동기전동기(5)에 대하여, Vdc^*, Vqc^*에 상당하는 전압을 인가한다.

한편, ω1 보정기(15)에 있어서는, 도 2에 나타내는 바와 같이, 동기전동기 (5)내의 실제의 자극축을 d축으로 하고, d축에 직교하는 축을 q축으로 하고, 다시 제어장치내에서 가정하고 있는 좌표축을 dc/qc축으로 하고, 축오차(Δθ)에 상당하는 상태량을 수정량(Δω1)으로서 산출한다.

구체적으로는, ω1 보정기(15)는 도 3에 나타내는 바와 같이, Iq^*와 Iqc의 차를 연산(감산)하는 감산기로서의 가산기(17)와, 가산기(17)의 출력에 이득(K0)을 승산하는 비례요소로서의 보정이득(18)으로 구성되어 있다. Iq^*와 Iqc는 정상상태에 있어서는 양자는 일치하나, 가감속시나 부하 외란 발생시에는, 양자 사이에는 어긋남이 생긴다. 예를 들면 부하 토오크 외란이 발생하면, d-q축이 dc-qc축보다도 지연되게 되어 축오차(Δθ)가 증가한다. 이 경우, Iqc도 증가한다. 반대로 부하 외란이 감소하였을 때에는, 그 반대의 현상이 발생하고 있다. 따라서 Iq^*와 Iqc의 차를 관측하고 있으면, 축오차(Δθ)에 관한 정보가 얻어지게 된다. 또한 도 3의 구성에서는, 반드시 정확한 Δθ의 값이 얻어진다고는 한정하지 않는다. 그러나, d-q축에, dc-qc축을 일치시킨다고 하는 목적으로부터는, Δθ를 정밀도 좋게 연산할 필요는 없고, 축 어긋남의 존재의 유무를 알 수 있으면 되고, Δθ를 정밀도 좋게 할 때의 구성에 대해서는 다음의 실시형태 2에 있어서 설명한다.

ω1 보정기(15)의 출력인 Δω1은, dc-qc축이, d-q축보다도 지연되어 있는 경우에는, 「양」의 값이 된다. 「양」의 수정량(Δω1)에 따라 전기각 주파수지령(ω1^*)을 보정하면, 동기전동기(5)의 구동주파수(ω1c)가 높아져, dc-qc축이 d-q축측으로 되돌아가고, dc-qc축이 d-q축에 일치하여, 축오차(Δθ)를 0으로 할 수 있다. 반대로 dc-qc축이 d-q축보다도 나아가 있을 때에는, Δω1이「음」의 값이 된다. 「음」인 Δω1에 따라 전기각 주파수지령(ω1^*)을 보정하면, 동기전동기(5)의 구동주파수(ω1c)가 낮아지고, 교류위상(θdc)이 순차 마이너스되어 dc-qc축이 d-q축에 일치하여, 축오차(Δθ)를 제로로 할 수 있다.

다음에, 전류검출처리기(9)의 구체적 구성을 도 4에 따라 설명한다. 검출전류처리기(9)는, 인버터전류(I0)를 샘플링하는 전류 샘플러(91)와, 전류재현기(92)와, dq 좌표변환기(93)를 구비하여 구성되어 있다. 전류 샘플러(91)는, 3상 교류전압지령(vu^*, vv^*, vw^*)에 의거하여, 인버터전류(I0)를 순차 지정한 타이밍으로 샘플링하기 위한 타이밍을 결정하는 샘플링시간설정기(911)와, 샘플링시간설정기(911)에 의하여 샘플/홀드신호를 발생하는 시간이 설정되는 2개의 타이머(912a, 912b)와, 각 타이머(912a, 912b)로부터의 신호를 받아, 인버터전류(I0)를 샘플/홀드하는 2개의 샘플/홀더(S/H)(913a, 913b)와, 신호의 부호를 반전하는 신호반전기(914)로 구성되어 있다.

전류재현기(92)는, 3상 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*)에 의거하여, 샘플링에 의하여 얻어진 전류를 U, V, W상의 3상 전류치(Iuc, Ivc, Iwc)로 할당하는 검출치 할당기(921)와, 검출치 할당기(921)로부터의 신호에 의거하여, 전류 샘플러(91)로부터의 입력을 전환하는 3개의 스위치(922a, 922b, 922c)와, 전류 샘플러(91)로부터 출력되는 2개의 전류치(Imax, Imin)와의 차(Imid)를 연산하는 감산기(16)로 구성되어 있다.

도 4에 있어서, 전류 샘플러(91)의 출력인 전류검출치(Imax, Imin) 및 전류재현기(92)내에서 연산되는 Imid는, 각각 3상 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*)의 대소관계에 관련된 전류치가 된다. 예를 들면, 3상 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*)의 관계가, vu^* > vv^* > vw^* 인 경우, Imax는 U상의 전류, Imid는 V상의 전류, Imin은 W상의 전류가 된다. 이 구체예를 도 5에 따라 설명한다.

도 5에 있어서, (a)는, 3상 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*), PWM 신호에 사용하는 3각파, 캐리어, (b)는, 펄스폭 변조된 각 상의 PWM 펄스신호의 파형, (c)는, 인버터 (3)의 스위칭상태를 나타내는 스위치모드, (d)는, 동기전동기(5)에 흐르는 3상 교류전류의 전류파형, (e)는, 전류검출기(6)에 의하여 검출된 인버터전류(I0)의 전류파형, (f)는, 전류 샘플러(91)의 샘플링에 의하여 얻어진 전류(Imax, Imin)의 파형, (g)는, 전류재현기(92)에 의하여 재현된 각 상의 재현전류(Iuc ∼ Iwc)의 파형이다.

도 5에서는, 3상 교류전압지령의 대소관계가 vu^* > vv^* > vw^*인 예를 나타내고 있고, 3각파 캐리어주파수가 동기전동기(5)의 구동주파수(ω1c)에 비하여 충분히 높은 것으로 하면, 3상 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*)은 3각파 캐리어의 파형의 일주기간에 대하여 일정하다고 간주할 수 있어, (a)와 같은 파형이 된다. 이때, PWM 펄스신호의 파형은, (b)와 같이 된다. PWM 펄스신호는, 각각 F = 1 (스위칭의 레벨이 "1")일 때에, 인버터(3)의 위쪽의 스위칭소자(Sup, Svp, Swp)가 온되고, 아래쪽의 스위칭소자(Sun, Svn, Swn)가 오프되는 것을 의미하고 있다. 현재, 동기전동기(5)의 교류전류가 (d)인 경우를 가정하면, 인버터전류(I0)는 (e)와 같은 파형이 된다. 그리고 (5)인 경우, 다음 4개의 스위치모드가 존재하고, 각 모드에 있어서의 전류치는 다음과 같이 된다.

(1) 스위치모드 1 :

스위칭소자 Sup = ON, Svp = ON, Swp = ON →I0 = 0

(2) 스위치모드 2 :

Sup = ON, Svp = ON, Swp = OFF →I0 = Iu + Iv = -1w

(3) 스위치모드 3 :

Sup = ON, Svp = OFF, Swp = OFF →I0 = Iu

(4) 스위치모드 4 :

Sup = OFF, Svp = OFF, Swp = OFF →I0 = 0

즉, 스위치모드 2에서는, 가장 전압지령이 작은 상(이 경우는 W상)의 전류치가 관측되고, 또 스위치모드 3일 때에는, 가장 전압지령이 큰 상의 전류(이 경우는 U상)가 관측된다. 즉, 3각파 캐리어의 반주기내에 있어서, 인버터전류(I0)에는, 「전압 최대상」과 「전압 최소상」의 전류정보가 포함되게 된다.

따라서, (e)의 화살표의 타이밍에서 인버터전류(IO)를 샘플링하면, 각각 전압최소상의 전류(Imin)(이 경우 W상)와, 전압 최대상의 전류(Imax)(이 경우는 U상)를 샘플링할 수 있다[도 4(f)]. 이 샘플링 타이밍은 샘플링시간설정기(911)로 결정된다. 샘플링시간설정기(911)에 의하여 전압지령의 대소관계와, 스위치모드의 관계로부터, 전압 최대상의 전류와, 전압 최소상의 전류를 샘플링하기 위한 샘플링시간을 결정하고, 결정된 시간을 기초로 2개의 타이머(912a, 912b)에 샘플링시간을 설정한다. 샘플링/홀더(913a, 913b)에서는, 각 타이머가 발생하는 신호에 의거하여, 인버터전류(I0)의 샘플/홀드를 실행한다. 또한 Imin은, 부호가 반전하고 있기 때문에, 신호반전기(914)에 의하여, 부호를 정확하게 수정한다.

또 3상 교류의 경우, 중성점을 접속하지 않는 한, Iu + Iv + Iw = 0 이 성립하기 때문에, 전압 중간상의 전류치(이 경우 V상)(Imid)는, Imax와 Imin의 차를 감산기(16)를 사용하여 연산함으로써 구할 수 있다. 또 전류재현기(92)내에서는 Imax, Imin, Imid를 각각 U, V, W상에 할당한다. 즉, 검출치 할당기(921)에서는 각 상의 교류전압지령의 대소관계로부터, 3개의 스위치(922a ∼ 922c)를 사용하여 전류검출치를 각 상마다 할당한다. 각 상마다의 전류치가 할당되면, 각 상의 전류치 (Iuc, Ivc, Iwc)를, dq좌표변환기(93)를 사용하여 dc-qc축상의 전류성분(Idc, Iqc)으로 변환한다.

이와 같이 하여 얻어진 Iqc에 의거하여, (4)에 따라 Iq^*를 연산하고, 다시 연산에 의하여 얻어진 Iq^*와 Iqc의 차로부터 ω1 보정기(15)로 수정량(Δω1)을 구하고, 전기각 주파수지령(ω1^*)을 수정량(Δω1)으로 수정하여 구동주파수(ω1c)를 생성함으로써, 벡터제어를 실현할 수 있다.

이와 같이, 본 실시형태에 있어서는, 검출전류처리기(9)의 동작이 가장 복잡하게 된다. 특히, 3각파 캐리어의 주파수가 높아짐에 따라, 연산능력이 중요한 요소가 된다. 그러나 본 실시형태에서는, 종래의「센서부착 벡터제어」와는 다른 구성의 벡터제어이기 때문에, 이 제어를 위한 연산처리시간은 길어서 좋다.

즉, 본 실시형태에 있어서의 제어구성은, 도 1에 나타내는 바와 같이, 실질적으로「피드백제어」를 행하고 있는 것은, ω1 보정기(15)에 의한 축 어긋남 보정의 제어뿐이다. ω1의 수정루프 이득은, 예를 들면, 팬, 펌프, 에어컨디셔너의 압축기 등의 용도에 있어서는, 수 1Oms 정도의 응답시간으로 좋다. 따라서, 검출전류처리기(9)의 검출전류처리도, 이 응답시간의 1/5 정도의 처리주기로 행하면 충분하다. 즉, 수 ms의 주기로 검출전류처리를 행하면 좋아지게 된다.

이에 대하여, 종래의「센서부착 벡터제어」를 기본구성으로 한 센서리스제어에서는, 속도제어기, 전류제어기, 속도추정기, 위치추정기 등을 복수개 사용하여 피드백제어계를 구성하도록 하고 있기 때문에, 각 요소의 제어응답시간의 설정이 어렵고, 결국은 연산속도를 향상시킬 필요가 생긴다. 그 결과로서 검출전류처리도 수 100μs 마다 처리할 필요성이 생긴다.

이와 같이, 본 실시형태에 의하면 Iq^*와 Iqc의 차를 기초로 수정량(Δω)을 구하고, 전기각 주파수지령(ω1^*)을 수정량(Δω1)에 따라 수정하여 ω1c를 구하도록 하고 있기 때문에, 검출전류처리기(9)의 응답시간을 길게 할 수 있고, 자극위치센서나 전류센서를 사용하는 일 없이, 동기전동기(5)를 안정되고, 또한 고속도로 회전시키는 것이 가능하게 되어, 하드웨어적인 구성요소의 최소화 및 제어구성의 간략화의 실현을 도모할 수 있다.

(실시형태 2)

다음에, 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치의 실시형태 2를 도 6에 따라 설명한다. 본 실시형태는, ω1 보정기(15) 대신에, ω1 보정기(15B)를 사용한 것으로, 다른 구성은 도 1의 것과 동일하다. 즉, 실시형태 1에서는, 축오차(Δθ)의 연산을 간략화하고, ω1 보정기(15)를 거쳐 축오차(Δθ)의 제어를 행하고 있기 때문에, 회전속도 등의 조건이 다르면, ω1 수정루프의 이득이 변화하고, 제어계의 안정성이 손상되는 경우가 있는 것을 고려하여, ω1 보정기(15) 대신에 ω1 보정기 (15B)를 사용한 것이다.

ω1 보정기(15B)는, 축오차(Δθ)를 정밀도 좋게 연산하는 축오차 연산기 (19)와, 전동기 정수로서의 권선저항(R)을 설정하는 설정기(20a, 20b)와, 전동기 정수로서의 q축 인덕턴스(Lq)를 설정하는 설정기(21a, 21b)와, Idc와 ω1^*을 승산하는 승산기(22a)와, ω1^*과 Iqc를 승산하는 승산기(22b)와, Vdc^*, 설정기(20a)의 출력, 설정기(21b)의 출력을 각각 가감산하는 감산기로서의 가산기(17a)와, Vqc^*, 설정기(20b, 21a)의 출력을 각각 가감산하는 감산기로서의 가산기(17b)와, 가산기 (17a)와 가산기(17b)의 출력으로부터 그 아크탄젠트(arctangent)를 구하는 아크탄젠트연산기(23)와, 연산기(23)의 출력에 의한 축오차 추정치(Δθc)에 대하여「제로」의 지령을 주는 제로지령발생기(24)와, 축오차 추정치(Δθc)와 「제로」를 가감산하는 감산기로서의 가산기(17c)와, 이득(K)으로서 비례요소로서의 이득설정기(25)로구성되어 있다.

축오차 연산기(19)에서는, Vdc^*, Vqc^*, ω1^*, Idc, Iqc에 의거하여 다음에 수학식 4에 따라, 축오차(Δθ)를 추정 연산한다.

즉, 축오차 연산기(19)에 있어서는, 수학식 4에 있어서의 분자의 연산을 설정기(20a), 승산기(22b), 설정기(21b), 가산기(17a)로 행하고, 수학식 4의 분모의 연산을 승산기(22a), 설정기(21a), 설정기(20b), 가산기(17b)를 사용하여 행하여, 이 연산결과로부터 아크탄젠트 연산기(23)로 축오차 추정치(Δθc)를 연산하도록 되어 있다.

이와 같이, 본 실시형태에 있어서는, 축오차 추정치(Δθc)를 구할 때에 ω1 보정기(15) 보다도 많은 입력정보를 사용하여 구하고 있기 때문에, 상기 실시형태 보다도 축오차 추정치(Δθc)를 정밀도 좋게 연산할 수 있어, 센서리스제어의 성능의 향상에 기여할 수 있다.

또, ω1 보정기(15B)에서는 축오차의 추정치(Δθc)의 목표값으로서의 「제로」를, 제로지령발생기(24)로부터 가산기(17c)에 주어, 가산기(17c)의 출력에 대하여 비례 이득(K)을 승산하여 수정하도록 하고 있기 때문에, 이득설정기(25)의 설정치가 ω1 수정루프 이득을 결정하는 응답에 직접 관계하는 양이 된다. 이 결과, 속도조건이나, 부하조건에 의한 제어계의 의존성이 없어져, 제어계 전체의 응답특성을 상기 실시형태보다도 개선할 수 있다.

(실시형태 3)

다음에, 본 발명에 관한 동기전동기의 제어장치의 실시형태 3을 도 7에 따라설명한다.

본 실시형태는, 적분기(8)의 출력에 의한 교류위상(θdc)과 인가전압지령 (Vdc^*, Vqc^*)에 의거하여 전압지령 위상(θv)을 연산하는 전압위상 연산수단으로서의 전압위상 연산기(26)와, 전압지령 위상(θv)의 특정한 위상마다 검출전류처리기(9)에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호(S)를 출력하는 인터럽트신호발생수단으로서의 인터럽트발생기(27)를 새로이 설치하여 제어기(2C)를 구성한 것으로, 다른 구성은 도 1의 것과 동일하다.

본 실시형태에 있어서의 제어기(2C)의 기본동작은, 실시형태 1과 대략 동일하다. 단, 검출전류처리기(9)를 동작시킬 때, 전압지령 위상(θv)의 특정한 타이밍에 있어서 인터럽트신호를 트리거로서 발생시키는 점에 특징이 있다.

구체적으로는 전압위상연산기(26)에서는, 다음의 수학식 5에 따라 전압지령 위상(θv)을 연산한다.

수학식 5의 θv와, 전압지령 위상과의 관계는 도 8(a)에 나타내는 바와 같이 된다. 전압지령 위상(θv)의 값에 의거하여, 인터럽트발생기(27)에서는, 인터럽트 신호(S)를, 도 8(b)에 나타내는 타이밍에서 발생한다. 인터럽트신호(S)는, θv = 30도, 90도, 150도, …, 330도의 시점에서 각각 발생한다. 인터럽트신호(S)가 검출전류처리기(9)에 입력되면 검출전류처리기(9)의 전류 샘플러(91)는 인터럽트신호 (S)를 트리거로서 인버터전류를 순차 샘플링한다. 전류 샘플러(91)가 θv = 60도의 간격으로 순차 인버터전류를 샘플링하면, 다음과 같은 효과가 얻어진다.

구체적으로는 도 9(a)에 나타내는 바와 같이, 3상 교류전압지령에 있어서, A 점(θv = 30도 부근)에 있어서의 인버터전류(IO)의 파형[도 9(b)]과, B점(θv = 60도 부근)에 있어서의 인버터전류(IO)의 파형[도 9(c)]을 비교하면, 인버터전류(IO)의 펄스폭에 큰 차이가 생겨 있음을 알 수 있다. A점에서 샘플링한 경우는, Iu, Iw의 전류가 I0로서 흐르는 기간이 같고, 또 모두 넓은 펄스폭인 데 대하여, B 점에서 샘플링하면, Iu의 흐르는 기간이 짧아진다. 실제의 인버터전류(I0)의 파형에는 스위칭동작에 기인한 링잉(ringing)이 생기기 때문에, 도 9(c)의 Iu와 같은 좁은 펄스폭의 전류를 샘플링하는 것은 아주 곤란하다. 또한 정확하게는 θv = 60도인 경우에는 Iu의 기간은 완전히 제로가 되어 버린다. 즉, B점 근방에서 검출전류처리를 행한 경우, 3상 모든 전동기전류를 재현하는 것은 불가능하고, Iw밖에 재현할 수 없다. 이 「전류재현이 불가능하게 되는」현상은, 캐리어주파수가 높아질수록 범위가 확대되고, 인버터전류(I0)를 사용하여 전동기전류의 검출을 행하는 방법의 본질적인 문제점이다.

그러나, 본 실시형태에 있어서의 제어기(2C)의 경우는, 항상 도 9(b)에 나타내는 타이밍에서만 검출전류처리기(9)를 작동시키고 있기 때문에, 도 9(c)에 나타내는 바와 같은 단점이 생기는 일은 없고, 도 9(b)에 나타내는 바와 같이, 항상 조건이 좋은 타이밍에서 전류를 검출하는 것이 가능하게 된다.

또한, 본 실시형태에서는 전압위상지령(θv)의 일주기간(0 < θv < 360도)에 대하여, 6회(60도마다)밖에 검출전류처리를 행하지 않게 된다. 이 경우, 전류검출지연의 영향이 염려되나, 본 실시형태에 있어서의 제어기(2C)의 구성에서는 문제가 되는 일은 없다. 즉, 실시형태 1에서 설명한 바와 같이, 제어기(2C)에서는 피드백제어가 축오차 제어뿐이기 때문에, 시스템의 안정화가 용이하여 제어응답을 내려도 안정화할 수 있다. 또 실시형태 1에서 설명한 바와 같이, 검출전류처리기(9)는 수 ms 주기로 실행하면 좋다. 가령, 검출전류처리를 5ms 마다 실행한다고 하면, 기본 주파수 33Hz ( = 1/(0.005 ×6)) 이상이면 적용이 가능하다. 동기전동기(5)의 경우, 기본 주파수는 수 100Hz에 달하는 고속회전용도가 많기 때문에, 대부분의 주파수영역에서도 본 발명을 적용할 수 있다.

본 실시형태에 의하면, 자극위치센서리스·전류센서리스에서도 항상 안정된 제어계로 동기전동기(5)를 고속회전할 수 있다.

(실시형태 4)

다음에, 본 발명에 관한 제 4 실시형태를 도 10에 따라 설명한다. 본 실시형태는, 제어기(2) 대신에 제어기(2D)를 사용한 것이고, 다른 구성은 도 1의 것과 동일하다.

구체적으로는, 각 상의 교류출하지령(vu^* ∼ vw^*)의 부호(극성)를 연산하여 각 상의 극성신호를 출력하는 극성연산수단으로서의 부호연산기(28)와, 부호연산기 (28)의 출력에 의한 극성신호(pu, pw, pw)에 의거하여 검출전류처리기(9)에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호(S)를 출력하는 인터럽트신호발생수단으로서의 인터럽트발생기(27D)를 새롭게 부가한 것이다.

다음에, 제어기(2D)의 동작에 대하여 설명한다. 제어기(2D)의 기본동작은, 실시형태 1과 대략 동일하다. 단, 검출전류처리기(9)를 동작시킬 때, 3상 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*)의 극성이 변화되는 타이밍에 있어서 인터럽트신호를 트리거로서 발생시키는 점에 특징이 있다.

구체적으로는, 실시형태 3에서는 인터럽트신호(S)를 생성할 때에, 전압위상지령(θv)을 사용하고 있었으나, 수학식 5에 나타내는 바와 같이, θv의 연산에는 아크탄젠트를 사용할 필요가 있고, θv를 구하는 데 복잡한 처리가 필요하여 시간이 걸린다. 또한 인터럽트신호(S)의 타이밍을 감시하기 위하여, 전압지령 위상이 갱신될 때마다 매회 연산할 필요가 있다. 이 때문에 실시형태 3에서는 이 처리가 네크가 되어 전체의 연산시간, 캐리어주파수의 값 등이 제한되어 버린다.

이에 대하여 본 실시형태에서는, 실시형태 3에 있어서의 문제점을 해결하기 위하여 교류전압지령의 극성정보를 이용하는 것으로 하고 있다. 구체적으로는 도 11에 나타내는 바와 같이, 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*)에 대하여, 도 11(b) 내지 도 11(d)에 나타내는 바와 같이, 각 상의 극상의 변화를 부호연산기(28)로 구하는 것으로 하고 있다. 각 상의 교류전압지령은, θv = 30도, 90도, 150도, …, 330도의 시점에서 생긴다. 이 때문에 인터럽트발생기(27D)는, θv = 30도, 90도, 150도, …, 330도의 타이밍에서, 즉 각 상의 극성신호(pu, pv, pw)의 상승 및 하강의 타이밍에서 (e)에 나타내는 바와 같이 인터럽트신호(S)를 발생한다. 이 결과, 도 8(b)와 동일한 신호가 얻어지기 때문에, 수학식 5와 같은 연산을 필요로 하는 일 없이, 인터럽트신호(S)를 발생시킬 수 있다.

이와 같이, 본 실시형태에 의하면 실시형태 3보다도 더욱 간략화한 구성으로 고성능의 동기전동기의 속도제어장치를 실현할 수 있다.

(실시형태 5)

다음에, 본 발명에 의한 실시형태 5를 도 12에 의거하여 설명한다. 본 실시형태는, 부호연산기(28)의 대신에 절대치 연산기(29)를 사용하여, 인터럽트신호발생기(27D) 대신에 인터럽트신호발생기(27E)를 사용한 것이고, 다른 구성은 실시형태 4의 것과 동일하다.

절대치 연산기(29)는, 3상 교류전압지령(vu^* ∼ vw^*)의 절대치를 연산하여 출력하는 절대치 연산수단으로서 구성되어 있고, 인터럽트발생기(27E)는, 절대치 연산기(29)의 출력에 의한 절대치 중 어느 것인가 2개의 상의 절대치가 근사한 값이 되었을 때에, 전류검출처리기(9)에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호(S)를 출력하는 인터럽트신호발생수단으로서 구성되어 있다.

실시형태 4에서는, 전압지령 위상의 극성을 사용하여, 그 부호의 반전시에 인터럽트신호를 발생시키도록 되어 있으나, 이 처리를 소프트웨어로 실시하면 부호의 반전을 검출하는 데, 연산주기분의 지연이 생기게 된다. 즉, 부호의 반전은, 전회값의 비교가 되기 때문에, 아무래도 지연이 생겨 버린다. 특히 기본 주파수가 높아져, 캐리어주파수에 접근한 경우에는 이 지연이 커져, 도 9(a)에 나타내는 바와 같은 이상적인 조건에서의 검출전류처리가 곤란하게 된다.

따라서, 실시형태 5에서는, 이와 같은 문제점을 해결하기 위하여 절대치 연산기(29)로 3상 교류전압지령의 절대치를 연산하고, 이 연산결과를 인터럽트 발생기 (27E)에 출력하고, 인터럽트 발생기(27E)에서는 도 13에 나타내는 바와 같이 각 상의 교류전압지령의 절대치를 비교하여, 각 상의 절대치 중 큰 것을 2개 선택하고, 선택한 양자의 차를 연산하여, 그 차가 예를 들면 「제로」가 된 경우, 또는 소정치 이하의 범위가 되었을 때, 즉 양자의 값이 접근한 타이밍, 예를 들면 θv = 30도, 90도, 150도, …, 330도 보다도 빠른 타이밍에서 인터럽트신호(S)를 발생하는 것으로 하고 있다. 이와 같은 처리를 행하면, 실시형태 4와 같이 인터럽트신호(S)에 지연이 생기는 일은 없고, 반대로 인터럽트신호의 발생타이밍을 진행시키는 것도 가능하게 된다.

이와 같이, 본 실시형태에 의하면 검출전류처리기(9)의 기동 타이밍을, 상황에 따라 임의로 어긋나게 하는 것이 가능하게 되어, 설정의 자유도가 향상한다. 또한 실시형태 3을 사용하면, 동일한 효과는 얻어지나, 수학식 5를 사용하고 있기 때문에 처리가 복잡하게 된다. 이에 대하여 본 실시형태에서는 교류전압지령의 절대치의 크기를 비교처리할 뿐이기 때문에, 연산처리는 간략화할 수 있다.

이와 같이, 본 실시형태에 의하면, 실시형태 4보다도 더욱 간략화한 구성으로더욱 고성능의 동기전동기의 속도제어장치를 실현할 수 있다.

(실시형태 6)

다음에, 본 발명에 의한 실시형태 6의 구성을 도 14에 따라 설명한다. 본 실시형태는 제어기(2) 대신에 제어기(2F)를 사용한 것으로, 다른 구성은 도 1의 것과 동일하다.

본 실시형태에 있어서의 제어기(2F)에서는, d축 전류지령(Id^*)과 Idc와의 차를 연산하는 감산수단으로서의 감산기(35)와, 감산기(35)의 출력에 의거하여, 전압지령 연산기(12F) 내의 설정값(Ke)을 수정하기 위한 전류제어기(36)를 새롭게 설치한 것이다. 이 전류제어기(36)는, qc축상의 인가전압지령을 산출하기 위한 전동기 정수를 감산기(35)의 출력에 따라 보정하는 전동기 정수 보정수단으로서 구성되어 있다.

즉, 상기 각 실시형태에서는 제어기내의 피드백제어계는, 축오차를 수정하는 제어계뿐이었으나, 이 결과로서 다음과 같은 것이 생기는 경우가 있다. 예를 들면 동기전동기(5)에 흐르는 전류의 크기에 관해서는 무제어이기 때문에, 수학식 2에 나타낸 설정값이 전부이고, 여기서 사용하는 전동기 정수에 어긋남이 있으면, 전동기전류가 지령과 다른 전류가 된다. 예를 들면 무부하이어도, 과대한 무부하 전류가 생기거나, 부하시에 있어서 전압부족이 발생하여 탈조(脫調) 등의 불편이 생길 염려가 있다. 특히, 동기전동기(5)는 고효율의 전동기로서의 특징을 구비하고 있기 때문에, 무효전류가 다량으로 흐르는 것은 바람직하지 않다. 동기전동기(5)의 효율을 최대로 유지하기 위해서는, d축 전류성분을 지령 그대로 제어하는 기구가 필요하게 된다.

따라서, 이와 같은 과제를 해결하기 위하여, 실시형태 6에서는 감산기(35)와 전류제어기(36)를 사용하여 전압지령연산기(12F)내의 설정값(Ke)을 수정하는 것으로 하고 있다. 전류제어기(36)에서는, Id^*, Idc의 차에는, 수학식 2에 있어서의 발전정수 중 전동기의 발전 정수(Ke)의 설정오차에 따르는 영향이 생기고 있다고 간주하여, Id^*와 Idc의 차로부터 적분요소로서의 전류제어기(36)로 ΔKe를 구하고, ΔKe에 따라 전압지령연산기(12F) 내의 설정값(Ke)을 수정하는 것으로 하고 있다. 동기전동기(5)의 인가전압은, 발전 정수(Ke)의 항이 매우 크게 영향을 미친다. 따라서 이 발전 정수(Ke)의 항을 수정하는 것에는 Idc를 Id^*와 일치시키는 데에 있어서 가장 유효하다. 물론, 저속도 영역에서는 Ke의 항보다도 R의 항의 영향이 커지기 때문에, 그 경우는 R을 수정하도록 하여도 좋다.

또한 전류제어기(36)는, 적분요소만으로 실현 가능한, 또 이 제어에서는 정상적인 Idc의 편차를 보정하기 위한 것으로, 제어응답은 느려서 좋다. 즉, 축오차 제어계보다도 느리게 할 수 있기 때문에, 상기 각 실시형태 모두에 실시형태 6의 구성을 적용하는 것이 가능하다.

이와 같이, 본 실시형태에 의하면 발전기의 정수 변동이나 발전기 정수의 설정오차에 대해서도 대응이 가능하게 되어, 고성능의 동기전동기의 속도제어장치를 실현할 수 있다.

(실시형태 7)

다음에, 본 발명에 의한 실시형태 7의 구성을 도 15에 따라 설명한다. 본 실시형태는 제어기(2)와, 인버터(3)와, 전류검출기(6)와, 다이오드브리지(42)를 일체화하여 모듈화한 것이다. 이 모듈화를 행함에 있어서는, 마이크로컴퓨터로 구성된 회전수지령발생기(1)로부터의 회전수지령과, 교류전원(41)의 입력단자, 평활콘덴서 (43)의 접속단자, 동기전동기(5)의 접속단자가 설치되어 있고, 그외의 부품은 모두 모듈내에 수납되어 있다. 모듈내에서는, 마이크로컴퓨터를 사용한 제어기(2)와, 스위칭디바이스로 구성된 인버터(3)와, 분로저항으로 이루어지는 전류검출기(6), 다이오드브리지(42)가 수납되어 있다.

제어기(2)등을 모듈화함에 있어서는, 상기 각 실시형태의 것을 사용하면, 자극위치센서리스·전류센서리스에 의한 동기전동기의 속도제어장치를 고성능의 것으로 실현할 수 있음과 동시에, 저렴한 마이크로컴퓨터로 실현할 수 있어, 모듈화가 용이하게 가능하게 된다.

이와 같이, 본 실시형태에 의하면, 파워모듈을 하나의 부품과 같이 취급할 수 있어, 조립이 용이하게 됨과 동시에, 장치 전체의 소형화가 가능하게 된다.

(실시형태 8)

다음에, 본 발명에 의한 실시형태 8의 구성을 도 16에 따라 설명한다. 본 실시형태는, 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치를 에어컨디셔너 실외기에 적용한 것으로, 에어컨디셔너 실외기(37)의 내부에는, 실시형태 1 내지 7 중 어느 하나에 사용된 속도제어장치가 내장되어 있음과 동시에, 동력원이 되는 동기전동기 (5)는 에어컨디셔너의 압축기(38)내에 수납되어 있다.

압축기(38)의 내부에서는, 고온·강압의 환경이 되기 때문에, 내장되는 전동기는 위치센서리스가 되지 않을 수 없다.

따라서, 위치센서리스이고, 또한 전류센서리스의 속도제어장치를 에어컨디셔너 실외기에 적용함에 있어서, 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치를 사용하는 것으로 하고 있다. 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치는, 자극위치센서리스가 가능하고, 또한 전류센서리스도 실현하는 특징이 있다. 그 결과, 장치 전체의 구성이 단순화되어, 제어장치 그 자체가 소형화됨과 동시에, 실외기(32)내의 배선처리도 짧아져, 장치 전체의 소형화가 가능하게 된다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 자극위치센서리스·전류센서리스 이더라도 동기전동기를 안정되고, 고속도로 회전시킬 수 있게 된다.

도 1에 본 발명에 관한 동기전동기의 제어장치의 실시형태 1의 계통구성을 나타내는 블록도,

도 2는 동기전동기의 자극축을 기준으로 한 d-q 좌표축과 제어상 가정된 가정축 dc-qc 축과의 관계를 나타내는 벡터도,

도 3은 본 발명에 의한 실시형태 1에 있어서의 ω1 보정기의 내부구성을 나타내는 블록도,

도 4는 본 발명에 의한 실시형태 1에 있어서의 검출전류처리기의 내부구성을 나타내는 블록도,

도 5는 본 발명에 의한 실시형태 1에 있어서의 검출전류처리기의 동작을 설명하기 위한 파형도,

도 6은 본 발명에 관한 동기전동기의 제어장치의 실시형태 2에 있어서의 ω1 보정기의 내부구성을 나타내는블록도,

도 7은 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치의 실시형태 3에 있어서의 제어기의 내부구성을 나타내는 블록도,

도 8은 본 발명에 의한 실시형태 3에 있어서의 제어기의 동작을 설명하기 위한 파형도,

도 9(a) 내지 도 9(c)는 본 발명에 의한 실시형태 3에 있어서의 제어기의 효과를 설명하기 위한 파형도,

도 10은 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치의 실시형태 4에 있어서의 제어기의 내부구성을 나타내는 블록도,

도 11은 본 발명에 의한 실시형태 4에 있어서의 제어기의 동작을 설명하기 위한 파형도,

도 12는 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치의 실시형태 5에 있어서의 절대치 연산기와 인터럽트 발생기의 구성을 나타내는 블록도,

도 13은 본 발명에 의한 실시형태 5에 있어서의 절대치 연산기와 인터럽트 발생기의 동작을 설명하기 위한 파형도,

도 14는 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치의 실시형태 6에 있어서의 제어기의 내부구성을 나타내는 블록도,

도 15는 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치의 실시형태 7의 구성을 나타내는 사시도,

도 16은 본 발명에 관한 동기전동기의 속도제어장치를 에어컨디셔너 실외기에 적용하였을 때의 사시도이다.

Claims

펄스폭제어신호에 응답하여 직류전원의 출력전압을 가변전압·가변주파수의 3상 교류전압으로 변환하여 동기전동기에 인가하는 인버터와,

상기 직류전원으로부터 상기 인버터에 공급되는 인버터전류를 검출하는 인버터전류검출기와,

상기 동기전동기에 관한 회전수지령을 발생하는 회전수지령발생기와,

상기 회전수지령에 의거하여 상기 펄스폭제어신호를 생성하여 상기 인버터에 출력하는 제어기를 구비하고,

상기 제어기는, 상기 인버터전류검출기의 검출에 의한 인버터전류를 순차 샘플링하는 샘플링수단과,

상기 샘플링수단의 샘플링에 의한 샘플링 전류치를 기초로 상기 동기전동기에 흐르는 교류전류를 재현하는 전류재현수단과,

상기 전류재현수단의 재현에 의한 교류전류를, 상기 동기전동기 내부의 자극축을 가정한 dc축과 상기 dc축에 직교하는 qc축상의 전류로 좌표변환하는 dq 좌표변환수단과,

상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 qc축상의 전류성분에 의거하여 상기 동기전동기에 관한 토오크전류지령을 생성하는 토오크전류지령생성수단과,

상기 회전수지령과 상기 토오크전류지령에 의거하여 상기 dc축과 상기 qc축상의 각 인가전압지령을 연산하는 인가전압지령연산수단과,

상기 회전수지령에 의거하여 상기 동기전동기의 구동주파수에 관련되는 교류위상을 산출하는 위상산출수단과,

상기 각 인가전압지령을 상기 위상산출수단의 산출에 의한 교류위상에 의거하여 3상 교류전압지령으로 좌표변환하는 dq역변환수단과,

상기 3상 교류전압지령에 의거하여 펄스폭제어신호를 생성하는 펄스폭제어신호생성수단과,

상기 dc-qc축과 상기 동기전동기의 실제의 자극축인 d-q축과의 오차각에 상당하는 상태량을 연산하는 상태량 연산수단과,

상기 상태량에 의거하여 상기 교류위상을 보정하는 위상보정수단으로 구성되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
제 1항에 있어서,

상기 상태량 연산수단은, 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 qc축상의 전류성분과 상기 토오크전류지령생성수단의 생성에 의한 토오크전류지령과의 차에 따라 상기 상태량을 연산하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
제 1항에 있어서,

상기 상태량 연산수단은, 상기 동기전동기의 q축 인덕턴스를 Lq, 권선저항을 R, 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 qc축상의 전류성분을 Iqc, 상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 dc축상의 전류성분을 Idc, 상기 회전수지령으로부터 얻어지는 전기각 주파수지령을 ω1^*, 상기 dc축상의 인가전압지령을 Vdc^*, 상기 qc축상의 인가전압지령을 Vqc^*으로 하고, 하기 수학식(1)에 의거하여,

(수학식 1)

상기 상태량으로서, 축오차(Δθc)를 연산하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 dc축과 상기 qc축상의 각 인가전압지령과 상기 위상산출수단의 산출에 의한 교류위상으로부터 전압지령 위상을 연산하는 전압위상 연산수단과, 상기 전압위상 연산수단의 연산에 의한 전압지령 위상의 특정한 위상마다 상기 샘플링수단에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호를 출력하는 인터럽트신호발생수단을 구비하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 dq 역변환수단의 출력에 의한 3상 교류전압지령의 각 상의 극성을 연산하여 각 상의 극성신호를 출력하는 극성 연산수단과, 상기 어느 하나의 상의 극성 신호의 극성의 변화에 응답하여, 상기 샘플링수단에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호를 출력하는 인터럽트신호발생수단을 구비하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 dq 역변환수단의 출력에 의한 3상 교류전압지령의 각 상의 절대치를 연산하여 출력하는 절대치 연산수단과, 상기 각 상의 절대치 중, 어느 것인가 2개의 상의 절대치가 근사한 값이 되었을 때에, 상기 샘플링수단에 대하여 샘플링을 지령하기 위한 인터럽트신호를 출력하는 인터럽트신호발생수단을 구비하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 dq 좌표변환수단의 좌표변환에 의하여 얻어진 dc축상의 전류성분과 d축전류지령과의 차를 연산하는 감산수단과, 상기 qc축상의 인가전압지령을 산출하기 위한 전동기 정수를 상기 감산수단의 연산결과에 따라 보정하는 전동기 정수 보정수단을 구비하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,

적어도 상기 인버터와 상기 제어기 및 상기 인버터전류검출기를 모듈화하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 동기전동기의 속도제어장치.
동기전동기와, 상기 동기전동기의 속도를 제어하는 속도제어장치로서, 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항 기재의 동기전동기의 속도제어장치와, 상기 동기전동기를 동력원으로 한 압축기를 구비하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 공조기.