JPWO2020054034A1 - スイッチング電源装置及びそれを用いた核磁気共鳴イメージング装置用電源装置 - Google Patents

Abstract

複数のスイッチング素子（ＳＷ１１〜ＳＷ１４）を有する電力変換器（１）と直流電圧源（２）とを備えたスイッチング電源（１０）と、このスイッチング電源（１０）と負荷（５）との間に直列に設けられた負荷（５）の電流及び電圧を測定する計測器（７）と、複数のスイッチング素子（ＳＷ１１〜ＳＷ１４）の動作を制御する制御回路（８）と、を備え、制御回路（８）において、負荷（５）に正負の電圧を出力し、該正負の電圧出力期間の差により負荷（５）に流れる電流量と極性を制御するように、かつ、スイッチング電源（１０）の一周期Ｔ内の正負の電圧の出力期間の和が、スイッチング電源（１０）の一周期Ｔよりも小さくなるように、複数のスイッチング素子（ＳＷ１１〜ＳＷ１４）の動作を制御して負荷（５）に流れる電流リップルを低減する。

Description

本願は、スイッチング電源装置及びそれを用いた核磁気共鳴イメージング装置用電源装置に関する。

ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置は静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象が発生する磁気共鳴信号を検出して画像化するものである。また、位置情報を備えた磁気共鳴信号を取得するために、検査対象には静磁場とは別に距離に比例した強度を持つ傾斜磁場が印加される。このＭＲＩ装置には、磁場発生コイルとして静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これら複数の磁場発生コイルは所定の磁気強度の磁場を発生させるために、印加電流の大きさ及びタイミングを制御するためのスイッチング電源装置を備えている。

精度の高い位置情報を得て画像の解像度を上げるために、ＭＲＩ装置の傾斜磁場用の電源装置には、電流リップルの小さいパルス電流波形が要求されている。
複数のスイッチング電源を並列に接続したスイッチング電源群を複数備え、このスイッチング電源群を直列に接続することで、高電圧、大容量を得ることのできる核磁気共鳴イメージング装置用電源装置が開示されている（特許文献１）。開示された構成により、並列接続したスイッチング電源群間の電流回り込みを防止し、並列接続したスイッチング電源群の位相をずらして動作させることにより、傾斜磁場のコイルに流れる電流のリップルを低減することが可能となる。

また、フルブリッジインバータに接続された可変入力電源を制御して入力母線電圧を調整することで、傾斜磁場コイルの電流リップルを低減することが可能なスイッチング増幅装置が開示されている（特許文献２）。さらに特許文献２のスイッチング増幅装置には、電圧のバック調整器を有するバック回路を備えており、高電圧時にはバック回路がスイッチング機能を果たし、低電圧時にはブリッジインバータがスイッチング機能を果たすことで、スイッチング損失を２つに分担し低減することで、高周波動作、すなわち立ち上がりが急峻な動作を可能としている。

特許３５９１９８２号公報 特開２０００−０９２８５６号公報

特許文献２の増幅装置では、装置構成が複雑でインバータに接続された可変入力電源をどのように制御し、傾斜磁場コイルの電流リップルを低減するのか開示されておらず、またフルブリッジインバータの出力電流リップルを低減するものではない。
特許文献１の電源装置においては、複数のスイッチング電源の組合せにより、電源装置の負荷としての傾斜磁場コイルの電流リップルを小さくするものであり、個々のスイッチング電源の電流リップルを小さくするものではない。そのため、個々のスイッチング電源の電流リップルが大きいこともあり、複数のスイッチング電源の組合せることが前提となりこれが装置構成及び制御の簡素化の制約となる。また、傾斜磁場のコイルを流れる電流が小さい時の電流リップルの低減は、ＭＲＩ装置における画像化に重要な課題であるが、それを低減することも示されていない。

本願は、上記の課題を解決するための技術を開示するものであり、スイッチング電源の電流リップルが小さく、簡素な装置構成のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。また、このスイッチング電源装置を用いることで高解像度の画像を得ることのできる核磁気共鳴イメージング装置用電源装置を提供することを目的とする。

本願に開示されるスイッチング電源装置は、複数のスイッチング素子を有する電力変換器と直流電圧源とを備えたスイッチング電源と、前記スイッチング電源と前記スイッチング電源に直列に接続された負荷との間に設けられた前記負荷の電流及び電圧を測定する計測器と、前記複数のスイッチング素子の動作を制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記負荷に正負の電圧を出力し、該正負の電圧出力期間の差により負荷に流れる電流量と極性を制御するように、かつ、前記スイッチング電源の一周期内の前記正負の電圧の出力期間の和が、前記スイッチング電源の一周期よりも小さくなるように、前記複数のスイッチング素子の動作を制御するものである。

本願に開示される核磁気共鳴イメージング装置用電源装置は、上述のスイッチング電源装置と、前記負荷である核磁気共鳴イメージング装置用コイルと、前記コイルを制御するコイル用制御装置とを備え、前記コイル用制御装置から出力された電流指令値を基に前記スイッチング電源装置の制御回路はスイッチング電源装置の前記複数のスイッチング素子の動作を制御するものである。

上記構成によれば、負荷に正負の電圧を出力し、該正負の電圧出力期間の差により負荷に流れる電流量と極性を制御するように、かつ、スイッチング電源の一周期内の前記正負の電圧の出力期間の和が、スイッチング電源の一周期よりも小さくなるようにしたので、電流リップルが小さく、簡素な装置構成のスイッチング電源装置を提供することが可能となる。また、このスイッチング電源装置を用いたので、コイルに流れる電流が小の領域でも画像の解像度を上げることができる核磁気共鳴イメージング装置用電源装置を提供することが可能となる。

実施の形態１に係るスイッチング電源装置を示す構成図である。 実施の形態１に係るスイッチング電源装置を構成するスイッチング素子の動作と出力電圧との関係を示す図である。 実施の形態１に係るスイッチング電源装置の基本動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 実施の形態１に係るスイッチング電源装置の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 実施の形態１に係るスイッチング電源装置の制御回路の構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係るスイッチング電源装置の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 スイッチング電源装置のＰＷＭ制御による出力電流（負荷電流）と出力余剰期間との関係を示す図である。 実施の形態２に係るスイッチング電源装置の制御回路の構成を示すブロック図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置を示す概略構成図である。 図９において電力変換器の回路構成を示した図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の出力電流波形と電力変換器の分担を示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の動作パターンを示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の動作パターンを示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の動作パターンを示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の動作パターンを示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の動作パターンを示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の電流立ち上がり部の出力電圧を示す図である。 実施の形態３に係るスイッチング電源装置の電流定常部（電流平坦部）の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 実施の形態１から３に係るスイッチング電源装置の制御回路のハードウエア構成図である。 実施の形態４に係るＭＲＩ装置用電源装置を示す構成図である。

以下、本実施の形態について図を参照して説明する。実施の形態に係るスイッチング電源装置については、ＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging：核磁気共鳴イメージング）装置の傾斜磁場装置用コイルへ電力を供給する例を挙げて説明するがこれに限るものではない。なお、各図中、同一符号は、同一または相当部分を示すものとする。

実施の形態１．
以下、実施の形態１に係るスイッチング電源装置について図を参照して説明する。
図１は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００の構成を示す図である。スイッチング電源装置１００は、ＳＷ１１からＳＷ１４で示される４つのスイッチング素子をフルブリッジ型に構成した電力変換器（インバータ）１と電力変換器１に接続された直流電圧源２とを有するスイッチング電源１０、電力変換器１の交流出力端子Ｑ１、Ｑ２の間に接続された負荷５に流れる電流及び電圧を計測する計測器７、計測器７で計測された電流及び電圧と電流指令値が入力され、各スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４へゲート信号を出力する制御回路８を備えている。ここで、負荷５はＭＲＩ装置の傾斜磁場コイルを例としているが、スイッチング電源装置１００は負荷５であるコイルへの電流量と正負の向きを制御する定電流電源もしくは定電圧回路に相当する。また、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、例えば半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor）を用いることができる。

次に、スイッチング電源装置１００の基本動作を図２及び図３を用いて説明する。
図２は、電力変換器（インバータ）１を構成するスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４の動作と出力電圧との関係を示す図である。図中破線矢印は電流の向きを示している。
（１）正電圧出力
図１中の負荷５に流れる電流極性が正となるようにするには、電力変換器（インバータ）１から正電圧が出力されるように、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオフにする。
（２）スルー状態
負荷５から直流電圧源２を切り離してスルー状態にし、電圧を印加しないようにするには、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１４をオフにする。あるいは図示してないが、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１４をオン、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１３をオフにする。
（３）負電圧出力
図１中の負荷５に流れる電流極性が負となるようにするには、電力変換器（インバータ）１から負電圧が出力されるように、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオン、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオフにする。

負荷５への正方向の電流量は、上述の（１）正電圧出力と（２）スルー状態との期間の比率を調整して行い、負荷５への負方向の電流量は、上述の（３）負電圧出力と（２）スルーとの期間の比率を調整して行えばよい。
しかし、電流量を極めて小さくする場合あるいは直流電圧源２の電圧が高い場合など、電力変換器１からの出力が正常ではなくなる制御限界が生じてしまう。そのため、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４の動作する一周期内に、負荷５に正方向の電流を流す場合においても、上述の（１）正電圧出力、（２）スルー、（３）負電圧出力の３つの期間を調整してバイポーラ出力することにより、また負荷５に負方向の電流を流す場合においても、同様に調整して出力することにより、低電流時の電流制御限界の問題は解決できる。

図３は、スイッチング電源装置１００の基本動作シーケンスを示すタイミングチャートで、上述のバイポーラ出力を用いた例である。負荷５に流す電流に関し、電流量が大の時の定常状態（電流が立ち上がり定電流となった電流平坦部）Ａと電流量が小の時の定常状態Ｂとに分けている。それぞれ上から順に、基準信号及び電圧出力期間を決めるＤ指令、出力される電流平均値及び出力電圧とこの出力電圧に対応する電流リップルの推移、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を動作させるゲート信号を示している。なお、電流リップルは平均電流値に載った変動値であるが、ここでは出力電圧との関係がわかるように示している。

まず、電流が大の場合（Ａ）について説明する。
基準信号としての鋸波状信号と、所定の負荷電流（大）に対応した電圧出力期間Ｄが指令値となるＤ指令を基にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により、矩形波状の出力電圧波形が形成される。具体的には時刻ｔ０でスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオフにして正電圧を出力する。時刻ｔ１０１で基準信号がＤ指令を越え、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオフ、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオンにして負電圧を出力する。１−Ｄの期間、すなわちｔ１０２まで負電圧が出力された後、再び正電圧出力期間となる。時刻ｔ０からｔ１０２までが４つのスイッチング素子の動作の一周期（Ｔ：スイッチング電源周期）であり、時刻ｔ１０２以降この動作シーケンスを繰り返す。
この時、矩形波状の正負の出力電圧期間の差が大きいため出力電流の平均値は大きくなり、電流リップルは出力電圧波形に追従するように大きくなる。

次に、電流が小の場合（Ｂ）について説明する。
基準信号としての鋸波状信号と、所定の負荷電流（小）に対応した電圧出力期間Ｄが指令値となるＤ指令を基にＰＷＭ制御により、矩形波状の出力電圧波形が形成される。具体的には時刻ｔ０でスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオフにして正電圧を出力する。時刻ｔ２０１で基準信号がＤ指令を越え、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオフ、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオンにして負電圧を出力する。１―Ｄの期間、すなわち時刻ｔ２０２まで負電圧が出力された後、再び、正電圧出力期間となる。時刻ｔ０からｔ２０２までが４つのスイッチング素子の動作の一周期（Ｔ：スイッチング電源周期）であり、時刻ｔ２０２以降この動作シーケンスを繰り返す。
電流が大の場合（Ａ）よりも、矩形波状の負の出力電圧期間が長く、正負の出力電圧期間の差が小さいため出力電流の平均値は小さくなる。また、電流リップルは電流が大の場合（Ａ）よりも小さくなる。

上述では、電極極性が正の例を示したが、正電圧のＤの期間と負電圧の１−Ｄの期間の差によって電流の向きと電流量を制御することが可能となることがわかる。しかし、上述のスイッチング電源装置１００の基本動作においては、電流が小の場合においても一周期の約半分の期間（Ｄ）は正電圧が出力されるため、電流リップルが依然として大きい。なお、Ｄと１−Ｄとは、Ｄ＞１−Ｄの関係を満たす。

電流リップルを低減するために、スイッチング電源の周期を短くする、すなわち周波数を上げることが考えられるが、スイッチング素子の損失が大きくなる等の課題がある。本実施の形態ではスイッチング電源周期を変える（小さくする）ことなく、スイッチング電源周期Ｔ中の正負の電圧出力期間を短くするように制御することで電流リップルの低減を図る。
図４は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。負荷５に流す電流に関し、電流が大の時の定常状態Ａと電流が小の時の定常状態Ｂ−１とに分けている。

まず、電流が大の場合（Ａ）について説明する。
基準信号としての鋸波状信号は、上述の基本動作におけるスイッチング電源周期Ｔの１／２の周期で発生させ、所定の負荷電流（大）に対応した電圧出力期間Ｄが指令値となるＤ指令とする。このＤ指令をもとにＰＷＭ制御により、矩形波状の出力電圧波形を形成する。具体的には時刻ｔ０でスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオフにして正電圧を出力する。時刻ｔ１１で基準信号がＤ指令を越え、正負の電圧を印加しないスルー状態とするために、スイッチング素子ＳＷ１３をオフ、スイッチング素子ＳＷ１４をオンにする。２番目の鋸波状信号の立ち上がる、時刻ｔ１２はＴ／２周期であり、ここで負電圧を出力１−Ｄの期間出力する。すなわち、時刻ｔ１２でスイッチング素子ＳＷ１１をオン、スイッチング素子ＳＷ１２をオフにする。時刻ｔ１３で負電圧の出力期間は終了し、スイッチング素子ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１４をオフにし、スルー状態とする。時刻ｔ１４で、スイッチング素子ＳＷ１１をオフ、スイッチング素子ＳＷ１２をオンにし再び正電圧を出力する。時刻ｔ０からｔ１４までがスイッチング電源周期Ｔであり、時刻ｔ１４以降この動作シーケンスを繰り返す。

次に、電流が小の場合（Ｂ−１）について説明する。
基準信号としての鋸波状信号は、上述の電流が大の場合と同様、スイッチング電源周期Ｔの１／２の周期で発生させ、所定の負荷電流（小）に対応した電圧出力期間Ｄが指令値となるＤ指令とする。このＤ指令をもとにＰＷＭ制御により、矩形波状の出力電圧波形を形成する。具体的には時刻ｔ０でスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオフにして正電圧を出力する。時刻ｔ２１で基準信号がＤ指令を越え、正負の電圧を印加しないスルー状態とするために、スイッチング素子ＳＷ１３をオフ、スイッチング素子ＳＷ１４をオンにする。２番目の鋸波状信号の立ち上がる、時刻ｔ２２はＴ／２周期であり、ここで負電圧を１−Ｄの期間出力する。すなわち、時刻ｔ２２でスイッチング素子ＳＷ１１をオン、スイッチング素子ＳＷ１２をオフにする。時刻ｔ２３で負電圧の出力期間は終了し、スイッチング素子ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１４をオフにし、スルー状態とする。時刻ｔ２４で、スイッチング素子ＳＷ１１をオフ、スイッチング素子ＳＷ１２をオンにし再び正電圧を出力する。時刻ｔ０からｔ２４までがスイッチング電源周期Ｔであり、時刻ｔ２４以降この動作シーケンスを繰り返す。

図４の動作シーケンスでは、電流が大の場合も小の場合も、スイッチング電源周期の１／２の周期で基準信号を発生させ、１番目の基準信号では、正負の出力電圧期間を決めて、正電圧を期間Ｄの間出力し、２番目の基準信号のタイミングで負電圧を期間１―Ｄの間出力するようにしたので、正電圧の出力期間が短縮される。なお、基本動作と同様にＤと１−Ｄとは、Ｄ＞１―Ｄの関係を満たす。
電流が大の場合（Ａ）、矩形波状の正電圧の出力期間がスイッチング電源周期の１／２より短くなり、矩形波状の負電圧の出力期間と合算してもスイッチング電源周期の１／２程度であり、上述の基本動作と比して、電流リップルが半減している。
電流が小の場合（Ｂ−１）矩形波状の正電圧の出力期間がスイッチング電源周期の１／４程度となり、矩形波状の負電圧の出力期間と合算してもスイッチング電源周期の１／２程度であり、上述の基本動作と比して、電流リップルが半減している。

図５は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置１００の制御回路８の構成を示すブロック図で、電力変換器１に正負のバイポーラ出力を行うための信号、及び負荷５の電流に応じて電力変換器１の電圧出力期間を制御する信号を出力するための制御演算を示したものである。
図において、負荷５の制御装置すなわち傾斜磁場装置のコイルを制御する制御装置（図示せず）からコイルに流す電流の指令値（負荷電流指令値）と、計測器７で計測された負荷電流計測値とがＰＩ制御器８１に入力される。ＰＩ制御器８１の出力と基準信号発生器８２で生成された鋸波状信号とが比較器８３に入力され、負荷５であるコイルに所定の電流量が流れるようにスイッチング電源１０から電圧を出力する出力電圧期間の指令値であるＤ指令が設定される。比較器８３からの出力は指令値Ｄと負の指令値―Ｄに加算器より１が加算された１−Ｄとの２つがセレクター８４に入力される。負荷５であるコイルの電流の極性を切り替える出力正負切替部８５から正負のいずれかの信号がセレクター８４に入力され、出力電圧の正負、出力電圧の出力期間と出力タイミングがゲート信号生成部８６に入力される。ゲート信号生成部８６では、４つのスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のオンオフの動作とオンオフの期間を設定するゲート信号が生成され、各スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を動作させる。

ここで、負荷５である傾斜磁場装置のコイルに流れる電流の大きさについて説明する。負荷電流は矩形波状のパルス波形の集合体で、平均すると図３で示すような方形波状の波形である。この方形波状の平坦部が指令値による所定の電流値であるが、例えば最大電流は５００〜６００Ａで、ＭＲＩの画像創成のために方形波状の平坦部の異なる、例えば２５６段階の電流を流す。上述の説明において、電流が大の場合とは最大電流に近い概ね４００Ａ以上であり、電流が小の場合とは最小値に近い数Ａ、１０Ａ以下程度である。電流が小の場合の電流リップルはＭＲＩ画像の解像度への影響が大きいため、特に電流リップルの低減が重要となる。

以上のように、本実施の形態１では、正電圧の出力期間と、負電圧の出力期間の差によって電流の向きと電流量を制御可能となる。さらに、スイッチング電源の出力電圧期間を設定する基準信号の周期をスイッチング電源周期の１／２の周期とし、すなわち基準信号の周波数をスイッチング電源周波数の２倍にし、正電圧を出力し正の電流を生成する場合はスイッチング電源周期の前半である１番目の基準信号でＤの期間正電圧を出力するようにスイッチング素子を動作させ、スイッチング電源周期の後半である２番目の基準信号で１―Ｄの期間（Ｄ＞１―Ｄ）負電圧を出力するようにスイッチング素子を動作させ、正負の電圧を出力する期間以外は電圧を印加しないスルー状態となるようにスイッチング素子を動作させるようにしたので、スイッチング電源周期を変える（小さくする）ことなく、スイッチング電源周期当たりの正電圧の出力期間が短縮され、電流リップルが低減する。これにより負荷電流の電流リップルが小さく、簡素な装置構成のスイッチング電源装置を提供することが可能となる。なお、負電圧を出力し負の電流を生成する場合はスイッチング電源周期の前半である１番目の基準信号でＤの期間負電圧を出力するようにスイッチング素子を動作させ、スイッチング電源周期の後半である２番目の基準信号で１―Ｄの期間（Ｄ＞１―Ｄ）正電圧を出力するようにスイッチング素子を動作させ、正負の電圧を出力する期間以外は電圧を印加しないスルー状態となるようにスイッチング素子を動作させればよい。

なお、上述ではスイッチング電源周期の後半である２番目の基準信号に合わせて１―Ｄの期間（Ｄ＞１―Ｄ）負電圧（負の電流時には正電圧）を出力するようにスイッチング素子を動作させるようにしたが、このタイミングに限定されるものではない。スイッチング電源周期の前半である１番目の基準信号でＤの期間正電圧を出力するようにスイッチング素子を動作させた後であって、スイッチング電源周期内にその前後にスルー状態となる期間を設けるタイミングであればよい。

上述では、基準信号をスイッチング電源周期の１／２の周期としたが、１／２の周期に限るものではない。１／ｎ（ｎは３以上の整数）とし、最初の基準信号の期間で正電圧を出力し、残りの期間で負電圧を出力する期間を設定し、正負電圧を出力していない期間をスルー状態にしておけば、電流リップルを１／ｎに低減可能となる。従って、負荷電流に応じて基準信号を可変にすると、スイッチング電源の周波数を変えることなく負荷電流によって電流リップルを調整し抑制することができる。
なお、基準信号の周期をスイッチング電源周期の１／ｎとすることは、基準信号の周波数をスイッチング電源周波数のｎ倍と同義である。
また、ｎを大きくすると電流リップルさらに低減するが、低電流時の電流制御限界の問題の生じない程度、概ねｎは１０以内で設定するのがよい。

実施の形態２．
以下、実施の形態２では電流が小の場合に実施の形態１に係るスイッチング電源装置よりもさらに電流リップルを低減可能なスイッチング電源装置について、図６から図８を参照して説明する。
図６は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置１００の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。負荷５に流れる電流に関し、電流量が小の時の定常流状態Ｂ−２を示すが、比較のため実施の形態１の図４によるタイミングチャートＢ−１の一部も示している。なお、スイッチング電源装置１００の基本的な構成は実施の形態１の図１と同様である。

電流量が小の時は、タイミングチャートＢ−１に示すように、スイッチング電源の正電圧と負電圧出力期間がほぼ等しい状態に近づく。負荷５に所定の電流を流すには、スイッチング電源の正電圧と負電圧の期間の差が、直流電圧源２と電流量で決まるある一定以上の期間を確保できていればよいので、余剰な期間をα（ｉ）と定義し、これを正電圧及び負電圧の出力期間から差し引けば（減算すれば）、負荷５への電流を制御しつつ電流リップルをさらに小さくすることができる。

図６のタイミングチャートＢ−２において、正電圧の出力期間はＤ−α（ｉ）であり、Ｂ−１の正電圧の出力期間と比してα（ｉ）だけ短縮されている。同様に、負電圧の出力期間は１―Ｄ―α（ｉ）であり、Ｂ−１の負電圧の出力期間と比してα（ｉ）だけ短縮されている。なお、基準信号としての鋸波状信号は、実施の形態１の場合と同様、スイッチング電源周期Ｔの１／２の周期で発生させ、所定の負荷電流（小）に対応した電圧出力期間Ｄが指令値となるＤ指令とする。このＤ指令をもとにＰＷＭ制御により、矩形波状の出力電圧波形を形成する。

スイッチング素子の動作は次のようになる。
時刻ｔ０でスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４をオフにして正電圧をＤ―α（ｉ）の期間出力する。時刻ｔ３１で正負の電圧を印加しないスルー状態とするために、スイッチング素子ＳＷ１３をオフ、スイッチング素子ＳＷ１４をオンにする。２番目の鋸波状信号の立ち上がる、時刻ｔ３２はＴ／２周期であり、ここで負電圧を１―Ｄ―α（ｉ）の期間出力する。すなわち、時刻ｔ３２でスイッチング素子ＳＷ１１をオン、スイッチング素子ＳＷ１２をオフにする。時刻ｔ３３で負電圧の出力期間は終了し、スイッチング素子ＳＷ１３をオン、スイッチング素子ＳＷ１４をオフにし、スルー状態とする。時刻ｔ３４で、スイッチング素子ＳＷ１１をオフ、スイッチング素子ＳＷ１２をオンにし再び正電圧を出力する。時刻ｔ０からｔ３４までがスイッチング電源周期Ｔであり、時刻ｔ３４以降この動作シーケンスを繰り返す。

図６で示されるように、タイミングチャートＢ−２ではさらに正負電圧の出力期間が短縮され、タイミングチャートＢ−１よりも電流リップルを低減することが可能となる。

次に、余剰な期間をα（ｉ）の算出方法について説明する。
負荷５の電流をＩＬ、直流電圧源２の電圧をＶ、スイッチング電源周期をＴ、負荷５の抵抗をＲ、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のデッドタイムをｔｄとし、負荷５で消費される電力とスイッチング電源が充放電するエネルギーの関係の等式は式（１）で表わされる。ここで直流電圧源２からみて正電圧の出力を放電、負電圧の出力を充電とみなした。
式（１）より電流ＩＬとＤの関係は式（２）となる。

ここで、負荷電流を正の電流とする時、スイッチング電源が正電圧を出力できるための条件式は式（１）の第１項より式（３）、負電圧を出力できる条件式は式（１）の第２項より式（４）が導かれる。
これら式（２）〜式（４）を満たすα（ｉ）を負荷電流に応じて設定すれば、負荷５の電流リップルをさらに抑制できる。

式（２）より、負荷５に流れる電流ＩＬはＤが０．５に近づく程小さくなり、電力変換器１が正電圧を出力する条件式（３）、負電圧を出力する条件式（４）を満たすα（ｉ）は、Ｄが０．５に近づくにつれて大きな値をとることができる。これは負荷５に流れる電流が大きい場合、即ちＤが大きい場合は式（３）または式（４）のどちらかの条件でα（ｉ）が制限されることを示し、負荷５に流れる電流が小さい場合即ちＤが０．５に近づく場合は、α（ｉ）を大きくすることができ、負荷５の電流リップルをより低減できることを示す。
図７はこの関係を概念的に示したもので、負荷電流が小さい程α（ｉ）が大きいことがわかる。

図８は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置１００の制御回路８の構成を示すブロック図で、電力変換器１に正負のバイポーラ出力を行うための信号、及び負荷５の電流に応じて電力変換器１の電圧出力期間を制御する信号を出力するための制御演算を示したものである。実施の形態１の図５と異なるのは、上述の式（２）〜式（４）を満たすα（ｉ）を算出し出力するＤ制限器８７を具備することである。
図において、負荷５の制御装置すなわち傾斜磁場装置のコイルを制御する制御装置（図示せず）からコイルに流す電流の指令値（負荷電流指令値）と、計測器７で計測された負荷電流計測値がＰＩ制御器８１に入力される。ＰＩ制御器８１の出力と基準信号発生器８２で生成された鋸波状信号とが比較器８３に入力され、負荷５であるコイルに所定の電流量が流れるようにスイッチング電源から電圧を出力する出力電圧期間の指令値であるＤ指令が設定される。比較器８３からの出力は指令値Ｄと負の指令値Ｄに加算器より１が加算された１―Ｄとの２つに分かれ、それぞれに対しＤ制限器８７からの出力α（ｉ）が減算され、Ｄ―α（ｉ）と１―Ｄ―α（ｉ）とがセレクター８４に入力される。負荷５であるコイルの電流の極性を切り替える出力正負切替部８５から正負のいずれかの信号がセレクター８４に入力され、出力電圧の正負、出力電圧の出力期間と出力タイミングがゲート信号生成部８６に入力される。ゲート信号生成部８６では、４つのスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のオンオフの動作とオンオフの期間を設定するゲート信号が生成され、各スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を動作させる。

以上のように、本実施の形態２では、実施の形態１と同様に正電圧の出力期間と、負電圧の出力期間の差によって電流の向きと電流量を制御可能となるとともに、電流リップルの低減が図れる。さらに、電圧出力期間Ｄ、１―Ｄ（Ｄ＞１―Ｄ）から負荷５の電流指令値に応じて、式（２）〜式（４）の条件を満たす電圧出力期間を短くするα（ｉ）を減算して、スイッチング素子を動作するようにしたので、電圧出力期間がさらに短縮されて、電流リップルが一層低減することができる。これによりスイッチング電源の電流リップルが小さく、簡素な装置構成のスイッチング電源装置を提供することが可能となる。

実施の形態３．
以下、実施の形態３に係るスイッチング電源装置について図９から図１４を用いて説明する。
図９は、実施の形態３に係るスイッチング電源装置２００の概略構成図である。図において、このスイッチング電源装置２００は、３つの電力変換器（インバータ）１、３ａ、３ｂ、電力変換器１用の直流電圧源２及び電力変換器３ａ、３ｂ用の直流電圧源４、リアクトル６ａ〜６ｄ、負荷に出力される電圧及び負荷を流れる負荷電流を計測する計測器７、負荷（傾斜磁場装置のコイル）５、制御回路８を備えている。電力変換器３ａの入力側にリアクトル６ａ、出力側にリアクトル６ｂが接続され、電力変換器３ｂの入力側にリアクトル６ｃ、出力側にリアクトル６ｄが接続されている。これらリアクトル６ａ〜６ｄにより還流電流が抑制され、共通の直流電圧源４から電力変換器３ａ、３ｂ間を流れる電流が制御される。リアクトル６ａ、６ｂが接続された電力変換器３ａと、リアクトル６ｃ、６ｄが接続された電力変換器３ｂは並列に接続され、電力変換器１と負荷５との間に直列に接続されている。計測器７で計測された電流及び電圧の計測値と電流指令値とが入力され、所定の向きの所定の電流量が負荷５に流れるように、電力変換器（インバータ）１、３ａ、３ｂの各スイッチング素子へゲート信号を出力する制御回路８を備えている。ここで、直流電圧源２の電圧をＶ１、直流電圧源４の電圧をＶ２とすると、Ｖ１＞Ｖ２の関係にある。

図１０は図９において電力変換器１、３ａ、３ｂの各回路構成を示した図である。
電力変換器１、３ａ、３ｂはそれぞれ４つのスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴを用いたフルブリッジ型のインバータを構成している。電力変換器１は図１と同様スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４、電力変換器３ａはスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４、電力変換器３ｂはスイッチング素子ＳＷ３５〜ＳＷ３８で構成される。電力変換器３ａと電力変換器３ｂは、直流電圧源４を共通にして並列に接続され、直流電圧源２は電力変換器１に接続されている。電力変換器１と電力変換器３ａ、３ｂは、リアクトル６ａ〜６ｄと負荷５とを介して直列に接続されている。

図１１は、スイッチング電源装置２００の出力電流波形（負荷電流波形）と各電力変換器１、３ａ、３ｂの分担を示す図である。方形波状のパルス電流を、電力変換器１、３ａ、３ｂにより発生させ負荷５である傾斜磁場装置のコイルに印加するもので、電流立ち上がり部のｔin期間、立ち下がり部のｔfin期間と、電流平坦部（定常部）のｔcon期間により構成される。

電流立ち上がり部のｔin期間は、高速に電流を立ち上げるため、電力変換器１と並列に接続された電力変換器３ａ、３ｂとを直列に接続して負荷５に高電圧が印加できる構成とし、これら電力変換器１、３ａ、３ｂの電圧を組み合わせて負荷５の傾斜磁場コイルへの印加電圧と印加時間を調整し、電流立ち上がり時間を調整する。
電流立ち下がり時間のｔfin期間も電流立ち上がり時間ｔin期間と同様に、これら電力変換器１、３ａ、３ｂの電圧を組み合わせて負荷５への印加電圧と印加時間を調整し、負荷５の電流立ち下がり時間を調整する。

図１２Ａ〜Ｅは、図１０における電流立ち上がり部のｔin期間におけるスイッチング電源装置２００の各電力変換器の動作状態を示している。各図の太線矢印は電流の流れる方向を示している。
図１２Ａは、電力変換器１のスイッチング素子が正電圧印加状態、電力変換器３ａ、３ｂのスイッチング素子が正電圧印加状態のため、直流電圧源２の電圧Ｖ１と直流電圧源４の電圧Ｖ２の合計電圧が負荷５に印加されている状態である。具体的には、電力変換器１のスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオンにしてスイッチング電源の入出力間に直流電圧Ｖ１を発生させ、電力変換器３ａのスイッチング素子ＳＷ３２、ＳＷ３３をオンに、電力変換器３ｂのスイッチング素子ＳＷ３６、ＳＷ３７をオンにしてこのスイッチング電源の入出力に直流電圧Ｖ２を発生させ、負荷５にその合計電圧Ｖ１＋Ｖ２が印加されている状態である。

図１２Ｂは、直流電圧源２の電圧Ｖ１のみが負荷５に印加されている状態で、電力変換器１のスイッチング素子の動作は図１２Ａと同じで、電力変換器３ａ、３ｂについてはそれぞれ下アームのスイッチング素子ＳＷ３２、ＳＷ３４、ＳＷ３６、ＳＷ３８をオンにして電源を通過しないスルー状態を示す。図は下アームをオンしたスルー状態を示したが、それぞれ上アームをオンしてスルー状態にしても構わない。

図１２Ｃは、電力変換器１をスルー状態にし、電力変換器３ａ、３ｂの共用電源である直流電圧源４の直流電圧Ｖ２が負荷５に印加されている状態を示す。具体的には、電力変換器１の下アームであるスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１４をオンして電源を通過しないスルー状態にし、電力変換器３ａ、３ｂのスイッチング素子の動作は図１２Ａに示したものと同様である。

図１２Ｄは、電力変換器１、電力変換器３ａ、３ｂともに、電源を通過しないスルー状態にしたもので、負荷５には直流電圧源２、４の電圧は印加されない。

図１２Ｅは、直流電圧源２の電圧Ｖ１と直流電圧源４の電圧Ｖ２の差電圧Ｖ１―Ｖ２が負荷５に印加されている状態を示す。具体的には、電力変換器１のスイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３をオンにして正電圧を出力させ、電力変換器３ａのスイッチング素子ＳＷ３１、ＳＷ３４、電力変換器３ｂのスイッチング素子ＳＷ３５、ＳＷ３８をそれぞれオンにして負電圧を出力させている。

図１２Ａ〜Ｅに示した動作により負荷５に０、Ｖ１―Ｖ２、Ｖ２、Ｖ１、Ｖ１＋Ｖ２、の５段階の電圧を印加することが可能となる。電流の傾きは電圧に比例するため、立ち上がり時間ｔin、および立ち下がり時間ｔfinにおいて、これらを選択的に組み合わせて動作させ、電流の立ち上がり時間および立ち下がり時間の微調整を行う。

図１３は、図１１の電流立ち上がり部のｔin期間を拡大したもので、上述の異なる電圧を負荷５に印加して所定の電流の傾きを形成した例を示すものである。
電流が大の場合、急峻に立ち上げて大電流を流す必要があるが、過電流も避けなくてはならない。所定期間内（ｔin）に所定の電流となるように、破線の電流曲線を策定し、この曲線を分割し分割領域毎の電流の傾きに対応するように、所定の電圧を所定の期間出力すればよい。この例では４分割し、矩形波の示すようにＶ１―Ｖ２、Ｖ２、Ｖ１、Ｖ１＋Ｖ２のいずれかの電圧が出力されるように各電力変換器のスイッチング素子を動作させている。
電流が小の場合も同様に、電流曲線を策定してこの曲線を分割し分割領域毎の電流の傾きに対応するように、所定の電圧を所定の期間出力すればよい。
簡略化して説明するため４分割とした例を挙げたが、さらに細分化して調整することが可能であることは言うまでもない。

次に、電流平坦部のｔcon期間のスイッチング電源装置２００の動作シーケンスについて説明する。
図１４は、スイッチング電源装置２００の電流平坦部の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。このｔcon期間は、電力変換器１は図２に示したように直流電圧源２の電圧を出力せずＳＷ１１、ＳＷ１３をオンもしくは、ＳＷ１２、ＳＷ１４をオンにして電流を通過させるスルー状態とし、並列接続された電力変換器３ａ、３ｂは互いに位相をずらしたＰＷＭ制御による動作を行い、電流量および電流極性を可変する（本図では正方向電流のみを記載している）。

電力変換器３ａ、３ｂのスイッチング素子を動作させるための基準信号である鋸波状信号はスイッチング電源周期Ｔの１／４の周期で発生させる。すなわち、スイッチング電源の周波数の４倍の周波数で発生させる。最初の鋸波状信号とＤ指令とで、正電圧出力期間Ｄ及び負電圧出力期間１―Ｄが決定される。電流指令値に応じて式（２）〜式（４）を満たす電圧出力期間の余剰な期間α（ｉ）が算出され、それぞれ正電圧出力期間Ｄ及び負電圧出力期間１―Ｄから減算される。最初の鋸波状信号で電力変換器３ａよりＤ―α（ｉ）の期間正電圧が出力され、２番目の鋸波状信号で電力変換器３ａより１―Ｄ―α（ｉ）の期間負電圧が出力される。３番目の鋸波状信号で電力変換器３ｂよりＤ―α（ｉ）の期間正電圧が出力され、２番目の鋸波状信号で電力変換器３ｂより１―Ｄ―α（ｉ）の期間負電圧が出力される。

具体的には、時刻ｔ０で電力変換器３ａのスイッチング素子ＳＷ３２、ＳＷ３３をオン、スイッチング素子ＳＷ３１、ＳＷ３４をオフにして正電圧をＤ―α（ｉ）の期間出力する。時刻ｔ４１で正負の電圧を印加しないスルー状態とするために、スイッチング素子ＳＷ３３をオフ、スイッチング素子ＳＷ３４をオンにする。２番目の鋸波状信号の立ち上がる、時刻ｔ４２はＴ／４周期であり、ここで負電圧を１―Ｄ―α（ｉ）の期間出力する。すなわち、時刻ｔ４２でスイッチング素子ＳＷ３１をオン、スイッチング素子ＳＷ３２をオフにする。時刻ｔ４３で負電圧の出力期間は終了し、スイッチング素子ＳＷ３３をオン、スイッチング素子ＳＷ３４をオフにし、スルー状態とする。時刻ｔ０からｔ４４の期間は電力変換器３ｂのスイッチング素子は、ＳＷ３５、ＳＷ３７をオンもしくは、ＳＷ３６、ＳＷ３８をオンにして電流を通過させるスルー状態とする。

３番目の鋸波状信号の立ち上がる、時刻ｔ４４はＴ／２周期であり、ここで電力変換器３ｂのスイッチング素子ＳＷ３５をオフ、スイッチング素子ＳＷ３６をオンにし、Ｄ−α（ｉ）の期間正電圧を出力する。時刻ｔ４５で正負の電圧を印加しないスルー状態とするために、スイッチング素子ＳＷ３７をオフ、スイッチング素子ＳＷ３８をオンにする。４番目の鋸波状信号の立ち上がる時刻ｔ４６で、負電圧を１―Ｄ―α（ｉ）の期間出力する。すなわち、時刻ｔ４６でスイッチング素子ＳＷ３５をオン、スイッチング素子ＳＷ３６をオフにする。時刻ｔ４７で負電圧の出力期間は終了し、スイッチング素子ＳＷ３７をオン、スイッチング素子ＳＷ３８をオフにし、スルー状態とする。時刻ｔ４８で再び、電力変換器３ａから正電圧を出力する。時刻ｔ０からｔ４８までがスイッチング電源周期Ｔであり、時刻ｔ４８以降この動作シーケンスを繰り返す。

上述の動作シーケンスは制御回路８によって制御されるが、実施の形態２の図８で基準信号をＴ／４の周期の鋸波状信号を発生するようにすれば、同様の演算処理で制御が実行され、ゲート信号が生成される。

図１４に電流リップルを示したが、図３の電力変換器が１つの基本動作と比べて、電力変換器３ａ、３ｂそれぞれで構成されるスイッチング電源のスイッチング周波数は同じであるが電流リップルは１／４程度あるいはそれ以下と減少していることがわかる。また、図１４では、電流の大小を区別せず説明したが、電流が大となるとα（ｉ）は小さくなり、減算処理しなくても電流リップルへの影響はなくなる。

以上のように、本実施の形態３によれば、３つの電力変換器を用いることで、負荷電流を急峻に立ち上げることが可能となり、電流の定常時には、並列に接続された２つの電力変換器それぞれが正負電圧の出力期間を短縮するようにそれぞれのスイッチング素子を動作させるので、それぞれの電力変換器に起因する電流リップルも低減され、装置全体としても電流リップルの低減されたスイッチング電源装置の提供が可能となる。すなわち、実施の形態１および２の効果に加え、負荷電流を急峻に立ち上げることが可能となる効果が付加される。

なお、上述では２番目、４番目の基準信号に合わせて１―Ｄ―α（ｉ）の期間（Ｄ＞１―Ｄ）負電圧を出力するようにスイッチング素子を動作させるようにしたが、このタイミングに限定されるものではない。それぞれ１番目、３番目の基準信号でＤ―α（ｉ）の期間正電圧を出力するようにスイッチング素子を動作させた後であって、スイッチング電源周期のＴ／２内でその前後にスルー状態となる期間を設けるタイミングであればよい。また、正負の電圧出力期間の前後にスルー状態があって、いずれの出力期間も重ならないようにしてもよい。

上述では、基準信号をスイッチング電源周期Ｔの１／４の周期としたが、１／４の周期に限るものではない。１／ｍ（ｍは５以上の整数）とし、スイッチング電源周期Ｔの１／２の周期で電力変換器３ａ、３ｂの動作が切り替わるようにし、電力変換器３ａにおいては最初の基準信号の期間で正電圧を出力し、Ｔ／２周期内のいずれかで負電圧を出力する期間を設定し、正負電圧を出力していない期間をスルー状態にしておけばよい。電力変換器３ｂの動作も同様である。このようにすれば、電流リップルを１／ｍに低減することが可能となる。なお、基準信号の周期をスイッチング電源周期の１／ｍとすることは、基準信号の周波数をスイッチング電源周波数のｍ倍と同義である。
また、ｍを大きくすると電流リップルさらに低減するが、低電流時の電流制御限界の問題の生じない程度、概ねｍは１０以内の偶数で設定するのがよい。

上述の実施の形態１から３において、スイッチング素子は、半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた例を示したが、これに限ることはなく、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよい。

上述の実施の形態１から３に係るスイッチング電源装置における制御回路８は、図１５に示すように、機能を実行するためのハードウエアとして、少なくとも以下を備えている。すなわち、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置（コンピュータ）８０１、演算処理装置８０１とデータのやり取りする記憶装置８０２等を備えている。演算処理装置８０１として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（field-programmable gate array）等各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等の図５、図８で示した演算処理が実行できるものが備えられている。また、演算処理装置として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置８０２として、演算処理装置８０１からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置８０１からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）、あるいはＨＤＤ（ハードディスクドライブ）等が備えられている。

実施の形態４．
実施の形態１から３のスイッチング電源装置１００、２００は、出力する負荷５としてＭＲＩ装置の傾斜磁場装置のコイルと想定して説明したが、実施の形態４は、ＭＲＩ装置用電源装置としての構成について説明する。
図１６は、本実施の形態４に係るＭＲＩ装置用電源装置１０００の構成図である。ＭＲＩ装置用電源装置１０００は、実施の形態１から３のいずれかのスイッチング電源装置１００、２００に負荷５であるコイル、コイル用制御装置５００を備え、コイル用制御装置５００からコイル５への電流指令値がスイッチング電源装置１００、２００の制御回路８へ出力されるようにすればよい。コイル用制御装置５００はコイル５からの核磁気共鳴信号を取得して画像を創成し、画像表示装置（図示せず）に表示する。

上述したように、ＭＲＩの画像創成のためには、例えば数Ａ〜数百Ａに亘る２５６段階の電流をコイルに流す必要があり、高解像度の画像を得るには、特に数Ａ、１０Ａ以下の電流が小の場合の電流リップルを低減しなくてはならない。本実施の形態１から４のスイッチング電源は、電流が小の場合にも電流リップルを低減することができ、ＭＲＩ装置用電源装置に組み込むことが好適なものである。
また、実施の形態３のスイッチング電源装置２００を用いると、急峻な電流の立ち上がりを達成することができ、信頼性の高いＭＲＩ装置用電源装置の提供が可能となる。

本開示は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１、３ａ、３ｂ：電力変換器、 ２、４：直流電圧源、 ５：負荷（コイル）、 ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ：リアクトル、 ７：計測器、 ８：制御回路、 １０：スイッチング電源、 ８１：ＰＩ制御器、 ８２：基準信号発生器、 ８３：比較器、 ８４：セレクター、 ８５：出力正負切替部、 ８６：ゲート信号生成部、 ８７：Ｄ制限器、 １００、２００：スイッチング電源装置、 ５００：コイル用制御装置、 ８０１：演算処理装置、 ８０２：記憶装置、 １０００：ＭＲＩ装置用電源装置、 ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ１３、ＳＷ１４、ＳＷ３１、ＳＷ３２、ＳＷ３３、ＳＷ３４、ＳＷ３５、ＳＷ３６、ＳＷ３７、ＳＷ３８：スイッチング素子。

本願に開示されるスイッチング電源装置は、複数のスイッチング素子を有する電力変換器と直流電圧源とを備えたスイッチング電源と、前記スイッチング電源と前記スイッチング電源に直列に接続された負荷との間に設けられた前記負荷の電流及び電圧を測定する計測器と、前記複数のスイッチング素子の動作を制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記負荷に正負の電圧を出力し、該正負の電圧出力期間の差により負荷に流れる電流量と極性を制御するように、かつ、前記スイッチング電源の一周期内に正及び負の電圧を１回ずつ出力させるとともに、前記スイッチング電源の一周期内の前記正負の電圧の出力期間の和が、前記スイッチング電源の一周期よりも小さくなるように、前記複数のスイッチング素子の動作を制御するものである。

本願に開示されるスイッチング電源装置は、複数のスイッチング素子を有する電力変換器と直流電圧源とを備えたスイッチング電源と、前記スイッチング電源と前記スイッチング電源に直列に接続された負荷との間に設けられた前記負荷の電流及び電圧を測定する計測器と、前記複数のスイッチング素子の動作を制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記負荷に正負の電圧を出力し、該正負の電圧出力期間の差により負荷に流れる電流量と極性を制御するように、前記複数のスイッチング素子の動作を制御し、前記負荷に流れる電流量に対応した正負の電圧出力期間を決める指令値と基準信号とを生成し、前記基準信号を前記スイッチング電源の周期の１／ｎ（ｎは２以上の整数）の周期で生成するとともに、前記指令値と前記基準信号とを比較して決定した電圧出力期間をＤとし、前記電圧出力期間Ｄから前記直流電圧源の電圧、前記複数のスイッチング素子のデッドタイム、前記負荷の抵抗及び前記負荷を流れる電流量により求められる余剰期間α（ｉ）を減算し、最初の基準信号の期間で正負の一方の電圧をＤ―α（ｉ）期間、残りの期間で正負の他方の電圧を１―Ｄ―α（ｉ）期間出力するように前記複数のスイッチング素子の動作を制御するものである。

Claims (10)

1. 複数のスイッチング素子を有する電力変換器と直流電圧源とを備えたスイッチング電源と、前記スイッチング電源と前記スイッチング電源に直列に接続された負荷との間に設けられた前記負荷の電流及び電圧を測定する計測器と、前記複数のスイッチング素子の動作を制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、
   前記負荷に正負の電圧を出力し、該正負の電圧出力期間の差により負荷に流れる電流量と極性を制御するように、
   かつ、前記スイッチング電源の一周期内の前記正負の電圧の出力期間の和が、前記スイッチング電源の一周期よりも小さくなるように、前記複数のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング電源装置。
2. 前記制御回路は、前記負荷に流す電流量に対応した正負の電圧出力期間を決める指令値と基準信号とを生成し、前記基準信号は前記スイッチング電源の周期の１／ｎ（ｎは２以上の整数）の周期で生成し、最初の基準信号の期間で正負の一方の電圧を、残りの期間で正負の他方の電圧を出力するように前記複数のスイッチング素子の動作を制御する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御回路は、前記負荷に流す電流量に対応した正負の電圧出力期間を決める指令値と基準信号とを比較して決定した電圧出力期間をＤとする時、最初の基準信号の期間で正負の一方の電圧をＤ期間、残りの期間で正負の他方の電圧を１―Ｄ期間出力するように前記複数のスイッチング素子の動作を制御する請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記制御回路は、前記正負の電圧出力期間Ｄから前記直流電圧源の電圧、前記複数のスイッチング素子のデッドタイム、前記負荷の抵抗及び前記負荷を流れる電流量により求められる余剰期間α（ｉ）を減算し、最初の基準信号の期間で正負の一方の電圧をＤ―α（ｉ）期間、残りの期間で正負の他方の電圧を１―Ｄ―α（ｉ）期間出力するように前記複数のスイッチング素子の動作を制御する請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 複数のスイッチング素子を有する電力変換器と直流電圧源とを備えたスイッチング電源を複数有し、並列に接続された第２及び第３のスイッチング電源は第１のスイッチング電源と負荷との間に直列に接続され、前記並列に接続された第２及び第３のスイッチング電源と前記負荷との間に設けられた前記負荷の電流及び電圧を測定する計測器と、前記複数のスイッチング電源の前記複数のスイッチング素子の動作を制御する制御回路と、を備えたスイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、
   前記負荷に正負の電圧を出力し、該正負の電圧出力期間の差により負荷に流れる電流量と極性を制御するように、前記複数のスイッチング電源の前記複数のスイッチング素子の動作を制御し、
   前記負荷に流す電流の立ち上がり及び立ち下がり時には、前記第１、第２及び第３のスイッチング電源からの出力電圧の和が電流の傾きに応じた値となるように前記第１、第２及び第３のスイッチング電源の前記複数のスイッチング素子を動作させ、
   前記負荷に流す電流が所定の電流に達した定常部においては、前記並列に接続された第２及び第３のスイッチング電源の前記複数のスイッチング素子を動作させ、
   前記第２及び第３のスイッチング電源の一周期内の前記正負の電圧の出力期間の和が、前記スイッチング電源の一周期よりも小さくなるように、かつ前記第２及び第３のスイッチング電源の前記正負の電圧の出力期間の位相をずらすように前記第２及び第３のスイッチング電源の前記複数のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング電源装置。
6. 前記並列に接続された第２及び第３のスイッチング電源の直流電圧源を共通のものとした請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記制御回路は、前記負荷に流す電流が所定の電流値に達した定常部において、前記負荷に流す電流量に対応した正負の電圧出力期間を決める指令値と基準信号とを生成し、前記基準信号は前記スイッチング電源の周期の１／ｍ（ｍは４以上の整数）の周期で生成し、前記第２及び第３のスイッチング電源のいずれかから最初の基準信号の期間で正負の一方の電圧を、残りの期間で正負の他方の電圧を出力するように前記複数のスイッチング素子の動作を制御する請求項５または６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記制御回路は、前記負荷に流す電流が所定の電流値に達した定常部において、前記負荷に流す電流量に対応した正負の電圧出力期間を決める指令値と基準信号とを比較して決定した電圧出力期間をＤとする時、前記第２及び第３のスイッチング電源のいずれかから最初の基準信号の期間で正負の一方の電圧をＤ期間、残りの期間で正負の他方の電圧を１―Ｄ期間出力するように前記複数のスイッチング素子の動作を制御する請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記制御回路は、前記負荷に流す電流が所定の電流値に達した定常部において、前記正負の電圧出力期間Ｄから前記直流電圧源の電圧、前記複数のスイッチング素子のデッドタイム、前記負荷の抵抗及び前記負荷を流れる電流量により求められる余剰期間α（ｉ）を減算し、前記第２及び第３のスイッチング電源のいずれかから最初の基準信号の期間で正負の一方の電圧をＤ―α（ｉ）期間、残りの期間で正負の他方の電圧を１―Ｄ―α（ｉ）期間出力するように前記複数のスイッチング素子の動作を制御する請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. 請求項１から９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、前記負荷である核磁気共鳴イメージング装置用コイルと、前記コイルを制御するコイル用制御装置とを備え、前記コイル用制御装置から出力された電流指令値を基に前記スイッチング電源装置の制御回路はスイッチング電源装置の前記複数のスイッチング素子の動作を制御する核磁気共鳴イメージング装置用電源装置。

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