JPWO2020039579A1 - 直流電源装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

直流電源装置（１００）は、一端が交流電源（１）に接続されるリアクトル（２）と、リアクトルの他端に接続され、交流電源から出力される交流の第一電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路（３）と、交流電源とブリッジ回路との間に流れる交流電流を検出する電流検出器（６）と、を備える。リアクトルは、交流電流の増加に応じてインダクタンス値が小さくなり、且つ、交流電流が第一電流を超えるとリアクトルのインダクタンス値がリアクトルに電流が流れていないときのインダクタンス値の１／３未満となる特性を有する。ブリッジ回路は、交流電流の検出値が第一電流以上ではアクティブ動作し、交流電流の検出値が第一電流未満ではパッシブ動作する。

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置、交流直流変換相装置を備えたモータ駆動制御装置、モータ駆動制御装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。

直流電源装置は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置である。直流電源装置は、動作の際に電流波形に歪みを生じさせる。このため、直流電源装置を電力系統に接続して動作させると、電力系統に高調波が流出する。高調波は障害の原因となるため、国際的に規制が設けられている。直流電源装置は、当該規制をクリアする必要がある。

高調波規制をクリアする手法の一つに、直流電源装置に使用される整流素子の全て又は一部をスイッチング素子とする構成がある。スイッチング素子の一例は、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。スイッチング素子を有する直流電源装置では、軽負荷時には、ダイオード整流を行う動作モードで動作させ、高負荷時には、高速スイッチングの動作モードで動作させる。これにより、高負荷時に増加する高調波電流を低減して、高調波規制に対応している。このような直流電源装置の例として、下記特許文献１に示されたものがある。

特許文献１には、交流電源に接続されるリアクトルのインダクタンス値を３ｍＨ以上、６ｍＨ以下の固定値に設定することが記載されている。これにより、リアクトルが大型化するのを回避している。

特開２０１７−０５５５８１号公報

ダイオード整流の場合、高速スイッチングに比べて力率が低くなる。このため、ダイオード整流と、高速スイッチングとを併用する装置において、高調波規制をクリアするために必要とされるリアクトルのインダクタンス値は、高負荷時よりも、軽負荷時の方が厳しくなる。従って、特許文献１に開示されている３ｍＨ以上、６ｍＨ以下というリアクトルのインダクタンス値の範囲は、軽負荷の動作領域における高調波規制を考慮して選定されたものと考えられる。従って、特許文献１では、高負荷の動作領域におけるリアクトル損失については、考慮されていないと言える。即ち、特許文献１の技術では、リアクトル損失の低減という観点において、改善の余地が存在する。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、リアクトル損失の更なる低減を可能とする直流電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る直流電源装置は、一端が交流電源に接続されるリアクトルと、リアクトルの他端に接続され、交流電源から出力される交流の第一電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、交流電源とブリッジ回路との間に流れる交流電流を検出する電流検出器と、を備える。リアクトルは、交流電流の増加に応じてインダクタンス値が小さくなり、且つ、交流電流が第一電流を超えるとリアクトルのインダクタンス値がリアクトルに電流が流れていないときのインダクタンス値の１／３未満となる特性を有する。ブリッジ回路は、交流電流の検出値が第一電流以上ではアクティブ動作し、交流電流の検出値が第一電流未満ではパッシブ動作する。

本発明に係る直流電源装置によれば、リアクトル損失の更なる低減が可能になるという効果を奏する。

実施の形態１に係る直流電源装置の構成を示す回路図 実施の形態１におけるリアクトルのインダクタンス値の電流特性を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置における要部の動作の説明に供するフローチャート 実施の形態１の直流電源装置における駆動パルス生成部の構成例を示す図 図４に示される電源電圧位相算出部の動作例を示す図 図４に示される第一アームパルス生成部の構成例を示すブロック図 図６に示される第一アームパルス生成部の内部で生成される基準パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号の生成手法の説明に供する図 図６に示される第一アームパルス生成部の内部で設定されるデッドタイムの説明に供する図 図４及び図６に示される第一アームパルス生成部の動作の説明に供するフローチャート 図４に示される第二アームパルス生成部の動作の説明に供するフローチャート 実施の形態１における駆動パルス生成部によってブリッジ回路がＰＷＭ制御されるときの動作波形の一例を示す図 一般的なスイッチング素子における電流−損失特性を模式的に示す図 実施の形態１におけるブリッジ回路がアクティブ動作するときの電流経路を示す第一の図 実施の形態１におけるブリッジ回路がアクティブ動作するときの電流経路を示す第二の図 実施の形態１におけるブリッジ回路がアクティブ動作するときの電流経路を示す第三の図 実施の形態１におけるブリッジ回路がアクティブ動作するときの電流経路を示す第四の図 実施の形態１におけるブリッジ回路がパッシブ動作するときの電流経路を示す第一の図 実施の形態１におけるブリッジ回路がパッシブ動作するときの電流経路を示す第二の図 実施の形態１に係る直流電源装置の効果の説明に供する第一の図 実施の形態１に係る直流電源装置の効果の説明に供する第二の図 実施の形態２に係る直流電源装置の第一の構成を示す回路図 実施の形態２における第一のリアクトルのインダクタンス値の電流特性を示す図 実施の形態２における第二のリアクトルのインダクタンス値の電流特性を示す図 実施の形態２の変形例に係る直流電源装置の構成を示す回路図 実施の形態１で説明した直流電源装置をモータ駆動制御装置に適用した例を示す図 図２５に示したモータ駆動制御装置を空気調和機に適用した例を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の構成を示す回路図である。実施の形態１に係る直流電源装置１００は、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５００に供給する電源装置である。図１に示すように、実施の形態１に係る直流電源装置１００は、リアクトル２と、ブリッジ回路３と、平滑コンデンサ４と、第一の電圧検出器５と、電流検出器６と、第二の電圧検出器７と、制御部１０とを備える。負荷５００の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵されるモータである。

ブリッジ回路３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換する機能を有する。ブリッジ回路３は、第一のレグ３１と、第二のレグ３２とを備える。第一のレグ３１と第二のレグ３２とは、並列に接続されている。第一のレグ３１では、第一の上アーム素子３１１と、第一の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第二のレグ３２では、第二の上アーム素子３２１と、第二の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の一端は、交流電源１に接続される。リアクトル２の他端は、第一のレグ３１における第一の上アーム素子３１１と第一の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第二の上アーム素子３２１と第二の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。ブリッジ回路３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。

なお、図１では、リアクトル２は、交流電源１の一端と、接続点３ａとの間に接続されているが、交流電源１の別の一端と、接続点３ｂとの間に接続されていてもよい。

ブリッジ回路３において、接続点３ａ，３ｂがある側を「交流側」と呼ぶ。また、交流電源１から出力される電圧を「電源電圧」と呼び、電源電圧の周期を「電源周期」と呼ぶ。なお、電源電圧を「第一電圧」と呼ぶ場合がある。

第一の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｓ１と、スイッチング素子Ｓ１に逆並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第一の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｓ２と、スイッチング素子Ｓ２に逆並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第二の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｓ３と、スイッチング素子Ｓ３に逆並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第二の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｓ４と、スイッチング素子Ｓ４に逆並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。

図１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のそれぞれにＭＯＳＦＥＴを例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第一端子とソースに相当する第二端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。

また、逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第一端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第二端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のうちの少なくとも一つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。

平滑コンデンサ４の一端は、高電位側の直流母線１２ａに接続されている。直流母線１２ａは、第一のレグ３１における第一の上アーム素子３１１と、第二のレグ３２における第二の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。平滑コンデンサ４の他端は、低電位側の直流母線１２ｂに接続されている。直流母線１２ｂは、第一のレグ３１における第一の下アーム素子３１２と、第二のレグ３２における第二の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。ブリッジ回路３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、ブリッジ回路３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ。

ブリッジ回路３の出力電圧は、平滑コンデンサ４の両端に印加される。平滑コンデンサ４は、ブリッジ回路３の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ４は、直流母線１２ａ，１２ｂに接続されており、平滑コンデンサ４で平滑された電圧を「母線電圧」と呼ぶ。なお、母線電圧を「第二電圧」と呼ぶ場合がある。母線電圧は、負荷５００への印加電圧でもある。

第一の電圧検出器５は、交流電源１の両端に並列に接続される。第一の電圧検出器５は、電源電圧を検出し、電源電圧の検出値Ｖｓを制御部１０に出力する。電源電圧は、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。

電流検出器６は、交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる交流電流を検出し、交流電流の検出値Ｉｓを制御部１０に出力する。

第二の電圧検出器７は、平滑コンデンサ４の両端に並列に接続される。第二の電圧検出器７は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Ｖｄｃを制御部１０に出力する。制御部１０は、駆動パルス生成部１０ａを備える。

駆動パルス生成部１０ａは、演算手段である演算器を用いて構成される。演算器の一例は、マイクロコンピュータであるが、これ以外にも、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった呼び方をされる処理器、又は処理装置であってもよい。

駆動パルス生成部１０ａは、第一の電圧検出器５の検出値Ｖｓと、電流検出器６の検出値Ｉｓと、第二の電圧検出器７の検出値Ｖｄｃに基づいて、ブリッジ回路３に具備される各アーム素子のスイッチング素子を駆動するための駆動パルスを生成する。

なお、以下、「各アーム素子のスイッチング素子を駆動する」ことを、便宜的に「各アーム素子を駆動する」と説明する。なお、各アーム素子を駆動するための駆動パルスを識別するため、第一の上アーム素子３１１を駆動するための駆動パルスを「第一駆動パルス」と呼び、第一の下アーム素子３１２を駆動するための駆動パルスを「第二駆動パルス」と呼び、第二の上アーム素子３２１を駆動するための駆動パルスを「第三駆動パルス」と呼び、第二の下アーム素子３２２を駆動するための駆動パルスを「第四駆動パルス」と呼ぶ場合がある。第一駆動パルスは図示のＸａに対応し、第二駆動パルスは図示のＸｂに対応し、第三駆動パルスは図示のＹａに対応し、第四駆動パルスは図示のＹｂに対応する。

図２は、実施の形態１におけるリアクトル２のインダクタンス値の電流特性を示す図である。図２において、横軸はリアクトル２に流れる電流であるリアクトル電流、縦軸はリアクトル２のインダクタンス値を示している。実施の形態１におけるリアクトル２のインダクタンス値は、図２に示すように、インダクタンス値が大きく変化する変化点が存在する。ここで、変化点での電流を「第一電流」と呼ぶ。

図２において、Ｌ１は、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値である。Ｌ１の値は、数ｍＨから十数ｍＨである。また、リアクトル２のインダクタンス値は、リアクトル電流の増加に対してＬ１のインダクタンス値をほぼ維持する一方で、リアクトル電流が第一電流Ｉ１に達する前後でインダクタンス値が急激に低下する特性である。

また、リアクトル電流が第一電流Ｉ１を超えると、リアクトル２のインダクタンス値の低下量が小さくなり、リアクトル２のインダクタンス値はＬ２の値に向かって収束する。即ち、実施の形態１におけるリアクトル２は、第一電流Ｉ１を境に、インダクタンス値がリアクトル電流に対して階段状に変化する特性を有している。Ｌ２の値は、数百μＨから数ｍＨである。

図２は、ブリッジ回路３の動作領域も示している。ブリッジ回路３は、リアクトル電流が第一電流Ｉ１未満の領域では整流モードで動作し、リアクトル電流が第一電流Ｉ１以上の領域では高周波スイッチングモードで動作する。整流モード時及び高周波スイッチングモード時の動作については、後述する。

なお、図２では、リアクトル２のインダクタンス値が第一電流Ｉ１を境に階段状に変化する特性を示したが、この特性に限定されない。第一電流Ｉ１を境に、リアクトル電流の増加に従ってインダクタンス値がＬ２に向かって低下して行くものであれば、図２のものよりも緩やかに変化する特性のものであってもよい。

次に、実施の形態１におけるリアクトル２のインダクタンス値の電流特性を定量的に定義する。ここで、第一電流Ｉ１におけるインダクタンス値をＬ３とすると、Ｌ１とＬ３との間には、次式で示す関係があるものとする。

Ｌ３＝Ｌ１／３ ……（１）

即ち、第一電流Ｉ１におけるインダクタンス値Ｌ３は、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値Ｌ１の１／３の値に設定される。

また、上記（１）式によって、図２の特性のリアクトルを図１のリアクトル２に適用したときの、第一電流Ｉ１の値を定義できる。図２の特性のリアクトルを図１のリアクトル２に適用した場合、リアクトル２は、交流電源１とブリッジ回路３との間に挿入され、リアクトル２には交流電流が流れる。このとき、リアクトル２のインダクタンス値が、交流電流が流れないときのインダクタンス値の１／３になるときの電流値を、第一電流Ｉ１と定義することができる。

図３は、実施の形態１に係る直流電源装置１００における要部の動作の説明に供するフローチャートである。

図３において、交流電流の検出値Ｉｓが第一電流Ｉ１未満である場合（ステップＳＴ１，Ｙｅｓ）、制御部１０は、ブリッジ回路３を整流モードで動作させる（ステップＳＴ２）。整流モードは、同期整流の場合を除いて、ブリッジ回路３のスイッチング素子をＯＮ動作及びＯＦＦ動作させない受動的なモードである。このため、整流モード時におけるブリッジ回路３の動作を「パッシブ動作」と呼ぶ。パッシブ動作の詳細については、後述する。

また、図３において、交流電流の検出値Ｉｓが第一電流Ｉ１以上である場合（ステップＳＴ１，Ｎｏ）、制御部１０は、ブリッジ回路３を高周波スイッチングモードで動作させる（ステップＳＴ３）。高周波スイッチングモードは、ブリッジ回路３のスイッチング素子を数ｋＨｚから数十ｋＨｚのキャリア周波数でスイッチング動作させるモードである。なお、高周波スイッチングモードは、ブリッジ回路３のスイッチング素子を能動的にＯＮ動作及びＯＦＦ動作させるモードである。このため、高周波スイッチングモード時におけるブリッジ回路３の動作を「アクティブ動作」と呼ぶ。アクティブ動作の詳細についても後述する。

なお、整流モード及び高周波スイッチングモードの双方において、同期整流を行ってもよい。同期整流とは、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる制御手法である。同期整流の詳細については、後述する。

次に、実施の形態１に係る直流電源装置１００の基本的な回路動作について、図１及び図４から図１１の図面を参照して詳細に説明する。

まず、図４は、実施の形態１の直流電源装置１００における駆動パルス生成部１０ａの構成例を示す図である。図４に示すように、駆動パルス生成部１０ａは、電流指令値制御部２１、オンデューティ制御部２２、電源電圧位相算出部２３、第一アームパルス生成部２４、第二アームパルス生成部２５、減算器２６，２８、及び乗算器２７を有する。

減算器２６は、第二の電圧検出器７が検出した母線電圧の検出値Ｖｄｃと、予め設定された母線電圧指令値Ｖｄｃ*との差分を演算する。電流指令値制御部２１は、母線電圧の検出値Ｖｄｃと母線電圧指令値Ｖｄｃ*との差分に基づいて電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ*を演算する。電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ*の演算は、母線電圧の検出値Ｖｄｃと母線電圧指令値Ｖｄｃ*との差分を比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御することで実現できる。なお、ＰＩ制御は一例であり、ＰＩ制御に代えて比例（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ：Ｐ）制御、又は比例積分微分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ：ＰＩＤ）制御を採用してもよい。

電源電圧位相算出部２３は、第一の電圧検出器５が検出した電源電圧の検出値Ｖｓを入力とし、電源電圧位相推定値θｓを演算すると共に、電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓを演算する。

乗算器２７は、電流指令値制御部２１から出力される電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ*と、電源電圧位相算出部２３から出力される電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓとを乗算する。乗算器２７の出力は、電流瞬時値指令値Ｉｓ*として減算器２８に入力される。

減算器２８は、電流瞬時値指令値Ｉｓ*と、電流検出器６が検出した交流電流の検出値Ｉｓとの差分を演算する。減算器２８の出力は、オンデューティ制御部２２に入力される。

オンデューティ制御部２２は、電流瞬時値指令値Ｉｓ*と交流電流の検出値Ｉｓとの差分に基づいて、基準オンデューティＤＴｓを演算する。基準オンデューティＤＴｓは、第一の上アーム素子３１１を駆動するための第一駆動パルスＸａ、及び第一の下アーム素子３１２を駆動するための第二駆動パルスＸｂを生成する際に使用される。基準オンデューティＤＴｓの演算は、電流瞬時値指令値Ｉｓ*と交流電流の検出値Ｉｓとの差分をＰＩ制御することで行う。なお、オンデューティ制御部２２の制御も、ＰＩ制御に代えて、Ｐ制御又はＰＩＤ制御を採用してもよい。

図５は、図４に示される電源電圧位相算出部２３の動作例を示す図である。なお、図５では、制御による遅延又は検出処理による遅延を考慮しない理想的な条件下での波形を示している。図５に示すように、電源電圧が負極性から正極性に切り替わる点において、電源電圧位相推定値θｓは３６０°となる。電源電圧位相算出部２３は、電源電圧が負極性から正極性に切り替わる点を検出し、この切り替わり点で電源電圧位相推定値θｓをリセット、即ち零に戻す。なお、マイコンの割込み機能を用いる場合には、電源電圧のゼロクロスを検出する回路を、図４に追加する場合がある。何れの場合も、電源電圧の位相が検出可能であれば、どのような手法を用いてもよい。

図６は、図４に示される第一アームパルス生成部２４の構成例を示すブロック図である。図７は、図６に示される第一アームパルス生成部２４の内部で生成される基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍの生成手法の説明に供する図である。図８は、図６に示される第一アームパルス生成部２４の内部で設定されるデッドタイムの説明に供する図である。

図６に示すように、第一アームパルス生成部２４は、キャリア生成部２４１、基準ＰＷＭ信号生成部２４２、デッドタイム生成部２４３、及びパルスセレクタ部２４４を有する。キャリア生成部２４１は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを生成するためのキャリアＣｓを生成する。キャリアＣｓの周波数は「キャリア周波数」と呼ばれ、キャリアＣｓの周期は「キャリア周期」と呼ばれる。

基準ＰＷＭ信号生成部２４２は、図７にも示すように、基準オンデューティＤＴｓとキャリアＣｓとの大小関係を比較することで、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを生成する。図７の例では、ＤＴｓ＞Ｃｓの場合は基準ＰＷＭ信号ＳｃｏｍをＯＮ信号とし、ＤＴｓ＜Ｃｓの場合は基準ＰＷＭ信号ＳｃｏｍをＯＦＦ信号とすることで、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍが生成されている。なお、図７では、ＯＮ信号がＯＦＦ信号よりもレベルが高い、ハイアクティブの例を示しているが、ＯＮ信号がＯＦＦ信号よりもレベルが低い、ローアクティブとしてもよい。

第一の上アーム素子３１１のＯＮ状態又はＯＦＦ状態、及び、第一の下アーム素子３１２のＯＮ状態又はＯＦＦ状態は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍに基づいて制御される。また、第一の上アーム素子３１１及び第一の下アーム素子３１２は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍと反転信号Ｓｃｏｍ’とに基づき、互いに反転した動作を行う。

但し、スイッチング素子は、一般的にＯＮ状態からＯＦＦ状態への遷移、及び、ＯＦＦ状態からＯＮ状態への遷移には遅延時間が発生する。これにより、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ及び反転信号Ｓｃｏｍ’を用いるだけでは、遅延時間中に第一の上アーム素子３１１と第一の下アーム素子３１２との間が短絡してしまうことになる。そこで、デッドタイム生成部２４３は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍと、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを反転した反転信号Ｓｃｏｍ’に対してデッドタイムｔｄを生成する。デッドタイムｔｄは、このような短絡現象を防止するために必要である。即ち、デッドタイムｔｄは、スイッチング素子の短絡を防止するために設定される。図８には、ハイアクティブの場合におけるデッドタイムｔｄを考慮した信号波形の一例が示されている。

図８において、Ｑ１は基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍと同一の信号とされている。また、Ｑ２はＱ１の反転信号とされ、且つ、デッドタイムｔｄの分だけ、ＯＮとなる期間の両側において短く設定されている。デッドタイムｔｄの期間は、第一の上アーム素子３１１及び第一の下アーム素子３１２が共にＯＦＦとなる期間である。以下、Ｑ１を「基準ＰＷＭ第一信号」と呼び、Ｑ２を「基準ＰＷＭ第二信号」と呼ぶ。なお、図８に示す以外の公知の手法も知られており、何れの手法を用いてもよい。

図６に戻り、パルスセレクタ部２４４は、基準ＰＷＭ第一信号Ｑ１及び基準ＰＷＭ第二信号Ｑ２のそれぞれを、第一の上アーム素子３１１及び第一の下アーム素子３１２の何れに伝送するかを選択する。図９は、図４及び図６に示される第一アームパルス生成部２４の動作の説明に供するフローチャートである。

図９において、電源電圧の検出値Ｖｓが正の場合（ステップＳＴ１１，Ｙｅｓ）、パルスセレクタ部２４４は、基準ＰＷＭ第一信号Ｑ１を第一の下アーム素子３１２への駆動パルスとして出力する（ステップＳＴ１２）。“Ｑ１→Ｘｂ”の表記は、この制御を意味する。また、電源電圧の検出値Ｖｓが正の場合（ステップＳＴ１１、Ｙｅｓ）、パルスセレクタ部２４４は、基準ＰＷＭ第二信号Ｑ２を第一の上アーム素子３１１への駆動パルスとして出力する（ステップＳＴ１２）。“Ｑ２→Ｘａ”の表記は、この制御を意味する。

また、電源電圧の検出値Ｖｓが負又は零の場合（ステップＳＴ１１，Ｎｏ）、パルスセレクタ部２４４は、基準ＰＷＭ第一信号Ｑ１を第一の上アーム素子３１１への駆動パルスとして出力する（ステップＳＴ１３）。“Ｑ１→Ｘａ”の表記は、この制御を意味する。また、電源電圧の検出値Ｖｓが負又は零の場合（ステップＳＴ１１，Ｎｏ）、パルスセレクタ部２４４は、基準ＰＷＭ第二信号Ｑ２を第一の下アーム素子３１２への駆動パルスとして出力する（ステップＳＴ１３）。“Ｑ２→Ｘｂ”の表記は、この制御を意味する。

なお、交流電流の検出値Ｉｓは、図３を参照して説明したように、整流モードと高周波スイッチングモードとを切り替える際に用いられる。

また、上記のステップＳＴ１１の判定処理では、電源電圧の検出値Ｖｓが零の場合を“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。すなわち、電源電圧の検出値Ｖｓが零の場合を“Ｙｅｓ”または“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

以上により、第一アームパルス生成部２４は、第一の上アーム素子３１１への第一駆動パルスＸａと、第一の下アーム素子３１２への第二駆動パルスＸｂとを生成することができる。

次に、第二アームパルス生成部２５の動作に関して説明する。図１０は、図４に示される第二アームパルス生成部２５の動作の説明に供するフローチャートである。なお、第二アームパルス生成部２５の詳細構成は、図示を省略しているが、図６に示される第一アームパルス生成部２４と同様に構成することができる。

図１０において、電源電圧の検出値Ｖｓが正の場合（ステップＳＴ２１，Ｙｅｓ）、第二アームパルス生成部２５は、第二の上アーム素子３２１への第三駆動パルスＹａをＯＦＦレベルの信号とし、第二の下アーム素子３２２への第四駆動パルスＹｂをＯＮレベルの信号とする（ステップＳＴ２２）。また、電源電圧の検出値Ｖｓが負又は零の場合（ステップＳＴ２１，Ｎｏ）、第二の上アーム素子３２１の第三駆動パルスＹａをＯＮレベルの信号とし、第二の下アーム素子３２２への第四駆動パルスＹｂをＯＦＦレベルの信号とする（ステップＳＴ２３）。これらの制御は、双方向に電流を流すことができるＭＯＳＦＥＴの特性を利用して同期整流による低損失化を狙ったものである。これらの制御の詳細に関しては、後述する。

なお、上記のステップＳＴ２１の判定処理では、電源電圧の検出値Ｖｓが零の場合を“Ｎｏ”と判定しているが、“Ｙｅｓ”と判定してもよい。すなわち、電源電圧の検出値Ｖｓが零の場合を“Ｙｅｓ”または“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

以上に示した図９及び図１０のフローによる制御により、第一の上アーム素子３１１、第一の下アーム素子３１２、第二の上アーム素子３２１、及び第二の下アーム素子３２２が動作し、母線電圧と交流電流とが制御されることとなる。

図１１は、実施の形態１における駆動パルス生成部１０ａによってブリッジ回路３がＰＷＭ制御されるときの動作波形の一例を示す図である。図１１では、横軸に時間をとり、縦軸には上段側から、電源電圧、交流電流、キャリア及び基準オンデューティ、並びに、第一駆動パルスＸａ、第二駆動パルスＸｂ、第三駆動パルスＹａ及び第四駆動パルスＹｂを表している。図１１において、三角波であるキャリアの周波数を数ｋＨｚから数十ｋＨｚに設定した場合、実施の形態１で言う高周波スイッチングモードによる動作となる。

図１１において、交流電流は、キャリアの１周期ごとに小刻みな変動を繰り返すが、小刻みな変動を繰り返す波形のピーク値又は平均値は正弦波状に制御されている。交流電流における波形のピーク値又は平均値が正弦波状に制御されていることは、交流電流の高調波成分が抑制されていることを意味する。

次に、実施の形態１における同期整流について説明する。なお、実施の形態１において、同期整流は、整流モード及び高周波スイッチングモードの双方において、併用することが可能である。

図１２は、一般的なスイッチング素子における電流−損失特性を模式的に示す図である。図１２には、寄生ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性とが示されている。ここで、寄生ダイオードの損失特性における損失値と、スイッチング素子の損失特性における損失値とが逆転するときの電流値を第二電流Ｉ２とする。第二電流Ｉ２よりも電流値が小さいときは、スイッチング素子の損失特性の方が小さい。この領域を「低電流領域Ａ」とする。また、第二電流Ｉ２よりも電流値が大きいときは、寄生ダイオードの損失特性の方が小さい。この領域を「高電流領域Ｂ」とする。なお、第二電流Ｉ２の値は、制御部１０の演算器に保持されるか、もしくは制御部１０が読み取り可能なメモリに保持される。なお、制御部１０が読み取り可能なメモリは、制御部１０の外部にあってもよい。

スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、ＭＯＳＦＥＴには、双方向に電流を流すことができるという特性、即ち双方向性がある。ここで言う双方向性とは、ＭＯＳＦＥＴのゲートにオン指令を与えたとき、ドレインからソースに向かう方向、及びソースからドレインに向かう方向の何れに対しても、ＯＮ状態となる特性、即ちスイッチング素子の双方向に電流を流すことができるという特性である。この特性は、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴといった一方向しか電流を導通させることができないスイッチング素子と異なる特性である。この特性を利用した場合、図１２に示される低電流領域Ａでは、寄生ダイオード、もしくは逆並列ダイオードに電流が流れるタイミングでは、これらのダイオードを使用せずに、スイッチング素子に電流を通流させることを行う。このような通流制御が、同期整流と呼ばれる。低電流領域Ａにおいて同期整流を適用すれば、同期整流を用いない場合に比して導通損失を低減できるので、直流電源装置１００の効率を改善することができる。

なお、図２に示される第一電流Ｉ１と、図１２に示される第二電流Ｉ２との間には直接的な関連性はない。従って、第一電流Ｉ１と第二電流Ｉ２との大小関係は、Ｉ１＞Ｉ２の場合もあれば、Ｉ１＜Ｉ２の場合もある。ここで、Ｉ１＜Ｉ２の場合には、高周波スイッチングモード時の動作領域の一部が低電流領域Ａに含まれてくる。このため、Ｉ１＜Ｉ２の場合には、高周波スイッチングモード時においても同期整流を行うことで、低損失化及び高効率化を図ることができる。

次に、実施の形態１におけるブリッジ回路３がアクティブ動作するときの電流経路について、図１３から図１６の図面を参照して説明する。

図１３は、実施の形態１におけるブリッジ回路３がアクティブ動作するときの電流経路を示す第一の図である。図１３には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのリアクトル２を介した交流電源１の短絡経路が示されている。なお、図１３に示すように、交流電源１における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧の極性が正であるとする。また、交流電源１における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧の極性が負であるとする。また、電源電圧の極性が正であるときを「正極性」と呼び、電源電圧の極性が負であるときを「負極性」と呼ぶ。

図１３に示される状態は、図１１の動作波形において、第一駆動パルスＸａが「ＯＦＦ」、第二駆動パルスＸｂが「ＯＮ」、第三駆動パルスＹａが「ＯＦＦ」、第四駆動パルスＹｂが「ＯＮ」の状態に対応している。これにより、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２と、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４とがＯＮに制御され、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１と、第二の上アーム素子３２１のスイッチング素子Ｓ３とがＯＦＦに制御される。このとき、図１３に示すように、交流電源１、リアクトル２、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４、交流電源１という経路で電流が流れる。これにより、リアクトル２にエネルギーが蓄積される。

図１４は、実施の形態１におけるブリッジ回路３がアクティブ動作するときの電流経路を示す第二の図である。図１４には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときの平滑コンデンサ４に対する充電経路が示されている。

図１４に示される状態は、図１１の動作波形において、第一駆動パルスＸａが「ＯＮ」、第二駆動パルスＸｂが「ＯＦＦ」、第三駆動パルスＹａが「ＯＦＦ」、第四駆動パルスＹｂが「ＯＮ」の状態に対応している。これにより、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１と、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４とがＯＮに制御され、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２と、第二の上アーム素子３２１のスイッチング素子Ｓ３とがＯＦＦに制御される。このとき、図１４に示すように、交流電源１、リアクトル２、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１、平滑コンデンサ４、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４、交流電源１という経路で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４が充電される。また、このとき、リアクトル２に蓄積されたエネルギーを利用することにより、平滑コンデンサ４の充電電圧を電源電圧よりも高く、即ち昇圧することができる。

図１５は、実施の形態１におけるブリッジ回路３がアクティブ動作するときの電流経路を示す第三の図である。図１５には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行わないときのリアクトル２を介した交流電源１の短絡経路が示されている。

図１５では、第一駆動パルスＸａが「ＯＦＦ」、第二駆動パルスＸｂが「ＯＮ」、第三駆動パルスＹａが「ＯＦＦ」、第四駆動パルスＹｂが「ＯＦＦ」とされている。図１３との相違点は、第四駆動パルスＹｂが「ＯＦＦ」とされている点である。これにより、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２がＯＮに制御され、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１と、第二の上アーム素子３２１のスイッチング素子Ｓ３と、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４とがＯＦＦに制御される。このとき、図１５に示すように、交流電源１、リアクトル２、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２、第二の下アーム素子３２２のダイオードＤ４、交流電源１という経路で電流が流れる。

図１６は、実施の形態１におけるブリッジ回路３がアクティブ動作するときの電流経路を示す第四の図である。図１６には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行わないときの平滑コンデンサ４に対する充電経路が示されている。

図１６では、第一駆動パルスＸａが「ＯＮ」、第二駆動パルスＸｂが「ＯＦＦ」、第三駆動パルスＹａが「ＯＦＦ」、第四駆動パルスＹｂが「ＯＦＦ」とされている。図１４との相違点は、第四駆動パルスＹｂが「ＯＦＦ」とされている点である。これにより、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１がＯＮに制御され、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２と、第二の上アーム素子３２１のスイッチング素子Ｓ３と、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４とがＯＦＦに制御される。このとき、図１６に示すように、交流電源１、リアクトル２、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１、平滑コンデンサ４、第二の下アーム素子３２２のダイオードＤ４、交流電源１という経路で電流が流れる。

なお、高周波スイッチングモード時に同期整流を積極的に行うか否かは、前述したように、直流電源装置１００に用いるリアクトル２の特性と、ブリッジ回路３に用いるスイッチング素子の特性とによって決定すればよい。即ち、同期整流によって、導通損失の低減効果が得られる場合には、高周波スイッチングモード時に同期整流を行うことがより好ましい実施の形態となる。

以上、図１３から図１６では、電源電圧が正極性である場合の半周期におけるブリッジ回路３のアクティブ動作について説明したが、電源電圧が負極性である場合の半周期についても、同様な動作となる。電源電圧が負極性である場合、動作するアーム素子の上下が逆になるだけであり、ここでの詳細な説明は割愛する。

次に、実施の形態１におけるブリッジ回路３がパッシブ動作するときの電流経路について、図１７及び図１８の図面を参照して説明する。

図１７は、実施の形態１におけるブリッジ回路３がパッシブ動作するときの電流経路を示す第一の図である。図１７には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときの平滑コンデンサ４に対する充電経路が示されている。

図１７では、第一駆動パルスＸａが「ＯＮ」、第二駆動パルスＸｂが「ＯＦＦ」、第三駆動パルスＹａが「ＯＦＦ」、第四駆動パルスＹｂが「ＯＮ」とされている。これにより、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１と、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４とがＯＮに制御され、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２と、第二の上アーム素子３２１のスイッチング素子Ｓ３とがＯＦＦに制御される。このとき、図１７に示すように、交流電源１、リアクトル２、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１、平滑コンデンサ４、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４、交流電源１という経路で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４が充電される。

なお、図１７に示される電流経路は、図１４に示されるものと同じであるが、スイッチング素子の動作周期が異なる。図１７の場合、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１と、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４とは、共に電源周期でスイッチング制御される。一方、図１４の場合、第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４は電源周期でスイッチング制御され、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１はキャリア周期でスイッチング制御される。

図１８は、実施の形態１におけるブリッジ回路３がパッシブ動作するときの電流経路を示す第二の図である。図１８には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行わないときの平滑コンデンサ４に対する充電経路が示されている。

図１８では、第一駆動パルスＸａ、第二駆動パルスＸｂ、第三駆動パルスＹａ、及び第四駆動パルスＹｂが共に「ＯＦＦ」とされている。図１７との相違点は、第一駆動パルスＸａ及び第四駆動パルスＹｂが共に「ＯＦＦ」とされている点である。これにより、第一の上アーム素子３１１のスイッチング素子Ｓ１、第一の下アーム素子３１２のスイッチング素子Ｓ２、第二の上アーム素子３２１のスイッチング素子Ｓ３、及び第二の下アーム素子３２２のスイッチング素子Ｓ４が共にＯＦＦに制御される。このとき、図１８に示すように、交流電源１、リアクトル２、第一の上アーム素子３１１のダイオードＤ１、平滑コンデンサ４、第二の下アーム素子３２２のダイオードＤ４、交流電源１という経路で電流が流れる。

なお、一般的なスイッチング素子における電流−損失特性は、前述した図１２に示すように、第二電流Ｉ２よりも電流値が小さいときは、スイッチング素子の損失特性の方が小さい。本実施の形態において、整流モードが適用される動作領域は、第二電流Ｉ２よりも電流値が小さい領域である。また、同期整流は、電源周期でのスイッチング制御であり、スイッチング損失も大きくはならない。このため、同期整流を併用することで、直流電源装置１００の効率を改善することができる。

なお、スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードとして、寄生ダイオードではなく、損失の小さなダイオードが用いられる場合等においては、同期整流を併用しないパッシブ動作を行ってもよい。

以上、図１７及び図１８では、電源電圧が正極性である場合の半周期におけるブリッジ回路３のパッシブ動作について説明したが、電源電圧が負極性である場合の半周期についても、同様な動作となる。電源電圧が負極性である場合、動作するアーム素子の上下が逆になるだけであり、ここでの詳細な説明は割愛する。

次に、実施の形態１に係る直流電源装置１００によって得られる効果について、図１９及び図２０の図面を参照して説明する。図１９は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の効果の説明に供する第一の図である。図２０は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の効果の説明に供する第二の図である。

図１９において、横軸はリアクトル電流、縦軸はリアクトル損失を示している。また、図２０において、横軸はリアクトル電流、縦軸は変換効率を示している。なお、効率とは、入力電力を基準とする出力電力の変換効率である。また、図１９及び図２０において、実線は実施の形態１のリアクトルを適用した場合のブリッジ回路におけるリアクトル損失又は効率の特性であり、破線は基準リアクトルを適用した場合のブリッジ回路におけるリアクトル損失又は効率の特性である。

実施の形態１のリアクトルの特性は、図２に示した通りである。基準リアクトルとしては、インダクタンス値が固定（＝Ｌ１）のものを想定している。図１９及び図２０の横軸には、図２と同様に、第一電流Ｉ１が示されている。なお、リアクトル損失及び効率の比較において、比較の条件を同じとするため、実施の形態１及び基準リアクトル共に、第一電流Ｉ１未満の領域では、同期整流を行うパッシブ動作とし、第一電流Ｉ１以上の領域では、同期整流を行うアクティブ動作とする。

図１９に示すように、基準リアクトルの場合、ブリッジ回路におけるリアクトル損失は、リアクトル電流に対して二次関数的に増加する。これに対して、実施の形態１のリアクトルの場合、図２に示すように、リアクトルのインダクタンス値は、リアクトル電流に対して逆Ｌ字状に垂下する特性を有しており、特に高負荷の動作領域に適したインダクタンス値に設定されている。リアクトル電流が第一電流Ｉ１よりも大きい動作領域は、ここで言う高負荷の動作領域である。これにより、図１９に示すように、特に高負荷の動作領域において、リアクトル損失を大幅に低減することができる。また、リアクトル損失を低減できるので、図２０に示すように、変換効率を改善することができる。

以上説明したように、実施の形態１に係る直流電源装置は、交流電源とブリッジ回路との間に接続されるリアクトルとして、交流電流の増加に応じてインダクタンス値が小さくなり、且つ、交流電流が第一電流を超えるとリアクトルのインダクタンス値がリアクトルに電流が流れていないときのインダクタンス値の１／３未満となる特性のものを使用する。そして、ブリッジ回路は、交流電流の検出値が第１電流以上では、アクティブ動作し、交流電流の検出値が第１電流未満ではパッシブ動作する。これにより、特に高負荷の動作領域において、リアクトル損失が低減する。

また、実施の形態１に係る直流電源装置は、リアクトル損失を低減できるのでリアクトルの発熱を抑えることができる。これにより、軽負荷の動作領域における高調波規制に合わせてリアクトルのインダクタンス値を選定する場合に比して、リアクトルの小型化を図ることができる。

実施の形態２．
図２１は、実施の形態２に係る直流電源装置１００Ａの第一の構成を示す回路図である。実施の形態２に係る直流電源装置１００Ａは、図１に示す実施の形態１に係る直流電源装置１００の構成において、リアクトル２を２つのリアクトルである第一のリアクトル２Ａと、第二のリアクトル２Ｂとに置き替えたものである。なお、その他の構成については、図１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。

図２２は、実施の形態２における第一のリアクトル２Ａのインダクタンス値の電流特性を示す図である。図２３は、実施の形態２における第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の電流特性を示す図である。

図２２において、Ｌ４は、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値であり、第一のリアクトル２Ａのインダクタンス値の最大値でもある。Ｌ４の値は、数ｍＨから十数ｍＨである。また、第一のリアクトル２Ａのインダクタンス値は、リアクトル電流の増加に対してＬ４のインダクタンス値をほぼ維持する一方で、リアクトル電流が第一電流Ｉ１に達する直前でインダクタンス値が急激に低下する。即ち、実施の形態１におけるリアクトル２は、第一電流Ｉ１に近づくに連れ、インダクタンス値がリアクトル電流に対して逆Ｌ字状に垂下する特性を有している。このような垂下特性は、第一のリアクトル２Ａに第一電流Ｉ１で飽和する特性を具備させることで実現することができる。

ここで、Ｌ５の値は、Ｌ４の値に対し、１／１０００以下の値に設定される。即ち、Ｌ４と、Ｌ５との間には、次式で示す関係があるものとする。

Ｌ５≦Ｌ４／１０００ ……（２）

また、実施の形態２における第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値は、図２３に示すように、ブリッジ回路３の動作領域の全域に渡ってフラットな特性を有している。ここで、フラットな特性とは、動作領域の全域に渡る第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の変化が、第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の最大値Ｌ６に対して、１０％以内であれば、フラットな特性と見なしてよい。言い替えると、ブリッジ回路３の動作領域の全域において、第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の最小値が、第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の最大値Ｌ６の９０％以上であれば、フラットな特性と見なしてよい。

次に、図２２に示す特性を具備する第一のリアクトル２Ａと、図２３に示す特性を具備する第二のリアクトル２Ｂとにより、図２に示す電流特性を得るための具体例について説明する。

まず、第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の最大値Ｌ６と、第一のリアクトル２Ａのインダクタンス値の最大値Ｌ４との間には、次式で示す関係があるものとする。

Ｌ６＝Ｌ４／２ ……（３）

図２１において、第一のリアクトル２Ａと、第二のリアクトル２Ｂとは、回路上で直列に接続される。従って、第一のリアクトル２Ａと第二のリアクトル２Ｂとの和が、第一のリアクトル２Ａと第二のリアクトル２Ｂとを合わせた全体のインダクタンス値となる。

ここで、整流モード時の動作領域において、リアクトル電流が比較的小さいときの全体のインダクタンス値をＬｔ１とし、第一電流Ｉ１のときの全体のインダクタンス値をＬｔ２とする。これらのＬｔ１，Ｌｔ２は、概略的に次式のように換算することができる。

Ｌｔ１＝Ｌ４＋Ｌ６
＝２×Ｌ６＋Ｌ６
＝３×Ｌ６ ……（４）

Ｌｔ２＝Ｌ５＋Ｌ６
≒０＋Ｌ６
＝Ｌ６ ……（５）

上記（４）、（５）式から、Ｌｔ１とＬｔ２との間には、次式の関係が成り立つ。

Ｌｔ１：Ｌｔ２＝３：１ ……（６）

上記（６）式の関係は、実施の形態１において、リアクトル電流が流れないときのインダクタンス値Ｌ１と、第一電流Ｉ１におけるインダクタンス値Ｌ３との関係と同じである。従って、図２２に示される特性の第一のリアクトル２Ａと、図２３に示される特性の第二のリアクトル２Ｂとを直列に接続した図２１の構成は、図１と等価の構成となる。

なお、上記（３）式で示す例は、上記（６）式の関係を、上記（１）式の関係と一致させるための一例であり、この例に限定されない。例えば、第一のリアクトル２Ａのインダクタンス値の最大値Ｌ４の１／２と、第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の最大値Ｌ６との差分と、第一のリアクトル２Ａのインダクタンス値の最大値Ｌ４の１／２との比が±１０％の範囲内であれば好ましい。

上記の関係は、次式で表すことができる。

−０．１≦｛（Ｌ４）／２−Ｌ６｝／｛（Ｌ４）／２｝≦０．１ ……（７）

また、上記（７）式を変形すれば、次式のように表すことができる。

０．４５×Ｌ４≦Ｌ６≦０．５５×Ｌ４ ……（８）

上記（８）式によれば、第二のリアクトル２Ｂのインダクタンス値の最大値Ｌ６は、第一のリアクトル２Ａのインダクタンス値の最大値Ｌ４に対し、４５％から５５％の範囲内の値に設定すればよいことが分かる。

また、図２４は、実施の形態２の変形例に係る直流電源装置１００Ｂの構成を示す回路図である。実施の形態２に係る直流電源装置１００Ｂは、図２１に示す実施の形態２に係る直流電源装置１００Ａの構成において、一方のリアクトルである第一のリアクトル２Ａを接続点３ａに接続し、他方のリアクトルである第二のリアクトル２Ｂを接続点３ｂに接続して交流電源１に接続したものである。従って、図２４の構成は、図１及び図２１と等価の構成である。

以上説明したように、実施の形態２に係る直流電源装置は、交流電源とブリッジ回路との間に接続されるリアクトルを第一のリアクトルと第二のリアクトルとで構成した。第一のリアクトルは、交流電流が第一電流に近づくに連れ、第一のリアクトルのインダクタンス値が交流電流に対して逆Ｌ字状に垂下する特性を有するものである。また、第二のリアクトルは、ブリッジ回路の動作領域の全域に渡ってフラットな特性を有するものである。これにより、実施の形態１の図２で説明したインダクタンス値の電流特性を比較的簡易に実現することが可能となる。

また、実施の形態２に係る直流電源装置は、第一のリアクトルと、第二のリアクトルという２つのリアクトルで実現しているので、リアクトルからの発熱量を分散することができる。これにより、装置内の熱の偏りを抑制することができるので、熱設計が容易になるという効果が得られる。

なお、図２１及び図２４の例では、図２に示される特性をそれぞれ一つの第一のリアクトル及び第二のリアクトルで実現しているが、第一のリアクトル及び第二のリアクトルのうちの少なくとも一つが複数のリアクトルで構成されていてもよい。これより、少なくとも３つ以上のリアクトルで図２に示される特性が実現される。リアクトルの数を３つ以上にすることで、リアクトルからの発熱量を更に分散することができる。

実施の形態３．
実施の形態１及び実施の形態２で説明した直流電源装置は、インバータに直流電力を供給するモータ駆動制御装置に適用することができる。以下、実施の形態１で説明した直流電源装置１００のモータ駆動制御装置への適用例を説明する。

図２５は、実施の形態１で説明した直流電源装置１００をモータ駆動制御装置１０１に適用した例を示す図である。図２５に示す実施の形態３に係るモータ駆動制御装置１０１は、実施の形態１に係る直流電源装置１００と、インバータ５００ａとを有する。前述の通り、直流電源装置１００は、交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ５００ａは、直流電源装置１００から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。

インバータ５００ａの出力側には、モータ５００ｂが接続されている。インバータ５００ａは、変換した交流電力をモータ５００ｂに供給することでモータ５００ｂを駆動する。

図２５に示すモータ駆動制御装置１０１は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。

図２６は、図２５に示したモータ駆動制御装置１０１を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動制御装置１０１の出力側にはモータ５００ｂが接続されており、モータ５００ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動制御装置１０１は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。

なお、図２５では、実施の形態１で説明した直流電源装置１００をモータ駆動制御装置１０１に適用した例を示したが、実施の形態２で説明した直流電源装置１００Ａ，１００Ｂをモータ駆動制御装置１０１に適用することも可能である。

実施の形態３に係るモータ駆動制御装置によれば、実施の形態１に係る直流電源装置、又は実施の形態２に係る直流電源装置を備えて構成される。これにより、実施の形態３に係るモータ駆動制御装置を適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１又は実施の形態２で説明した効果を享受することができる。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクトル、２Ａ 第一のリアクトル、２Ｂ 第二のリアクトル、３ ブリッジ回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ 接続点、４ 平滑コンデンサ、５ 第一の電圧検出器、６ 電流検出器、７ 第二の電圧検出器、１０ 制御部、１０ａ 駆動パルス生成部、１２ａ，１２ｂ 直流母線、２１ 電流指令値制御部、２２ オンデューティ制御部、２３ 電源電圧位相算出部、２４ 第一アームパルス生成部、２５ 第二アームパルス生成部、２６，２８ 減算器、２７ 乗算器、３１ 第一のレグ、３２ 第二のレグ、１００，１００Ａ，１００Ｂ 直流電源装置、１０１ モータ駆動制御装置、２４１ キャリア生成部、２４２ 基準ＰＷＭ信号生成部、２４３ デッドタイム生成部、２４４ パルスセレクタ部、３１１ 第一の上アーム素子、３１２ 第一の下アーム素子、３２１ 第二の上アーム素子、３２２ 第二の下アーム素子、５００ 負荷、５００ａ インバータ、５００ｂ モータ、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチング素子。

Claims (12)

1. 一端が交流電源に接続されるリアクトルと、
   前記リアクトルの他端に接続され、前記交流電源から出力される交流の第一電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
   前記交流電源と前記ブリッジ回路との間に流れる交流電流を検出する電流検出器と、
   を備え、
   前記リアクトルは、前記交流電流の増加に応じてインダクタンス値が小さくなり、且つ、前記交流電流が第一電流を超えると前記リアクトルのインダクタンス値が前記リアクトルに電流が流れていないときのインダクタンス値の１／３未満となる特性を有し、
   前記ブリッジ回路は、前記交流電流の検出値が前記第一電流以上ではアクティブ動作し、前記交流電流の検出値が前記第一電流未満ではパッシブ動作する
   直流電源装置。
2. 前記リアクトルは、第一のリアクトルと第二のリアクトルとで構成され、
   前記第一のリアクトルは、前記交流電流が前記第一電流に近づくに連れ、前記第一のリアクトルのインダクタンス値が前記交流電流に対して逆Ｌ字状に垂下する特性を有し、
   前記第二のリアクトルは、前記ブリッジ回路の動作領域の全域に渡ってフラットな特性を有する
   請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記第一のリアクトル及び前記第二のリアクトルのうちの少なくとも一つが複数のリアクトルで構成される
   請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記第一電圧を検出する第一の電圧検出器と、
   前記ブリッジ回路の直流側の電圧である第二電圧を検出する第二の電圧検出器と、
   前記第一電圧の検出値、前記第二電圧の検出値、及び前記交流電流の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路を制御する制御部と、
   を備え、
   前記ブリッジ回路は、第一の上アーム素子と、第一の下アーム素子とが直列に接続された第一のレグと、第二の上アーム素子と、第二の下アーム素子とが直列に接続された第二のレグと、を有し、
   前記第一のレグと前記第二のレグとは並列に接続され、
   前記制御部は、前記アクティブ動作時に、
   前記第一の上アーム素子及び前記第一の下アーム素子をキャリア周期でスイッチング制御し、
   前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子を前記第一電圧の周期でスイッチング制御する
   請求項１から３の何れか１項に記載の直流電源装置。
5. 前記第一電圧を検出する第一の電圧検出器と、
   前記ブリッジ回路の直流側の電圧である第二電圧を検出する第二の電圧検出器と、
   前記第一電圧の検出値、前記第二電圧の検出値、及び前記交流電流の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路を制御する制御部と、
   を備え、
   前記ブリッジ回路は、第一の上アーム素子と、第一の下アーム素子とが直列に接続された第一のレグと、第二の上アーム素子と、第二の下アーム素子とが直列に接続された第二のレグと、を有し、
   前記第一のレグと前記第二のレグとは並列に接続され、
   前記制御部は、前記アクティブ動作時に、
   前記第一の上アーム素子及び前記第一の下アーム素子をキャリア周期でスイッチング制御し、
   前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子に対して前記キャリア周期で同期整流を行う
   請求項１から３の何れか１項に記載の直流電源装置。
6. 前記制御部は、前記パッシブ動作時に、前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子に対して前記第一電圧の周期で同期整流を行う
   請求項４又は５に記載の直流電源装置。
7. 前記第一の上アーム素子、前記第一の下アーム素子、前記第二の上アーム素子及び前記第二の下アーム素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体により形成されている
   請求項４から６の何れか１項に記載の直流電源装置。
8. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである
   請求項７に記載の直流電源装置。
9. 請求項１から８の何れか１項に記載の直流電源装置と、
   前記直流電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
   モータ駆動制御装置。
10. 請求項９に記載のモータ駆動制御装置を備える
    送風機。
11. 請求項９に記載のモータ駆動制御装置を備える
    圧縮機。
12. 請求項１０に記載の送風機及び請求項１１に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。

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