JPH11289754A - 電源装置、および電源回路の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 特性や仕様を柔軟に変化させることができる
電源装置を提供する。 【解決手段】 電力変換部１２のＤＣ出力は、ＰＷＭ部
１１により生成されるパルス信号に基づいて制御され
る。演算部５０は、出力電流Ｉout を検出し、その電流
値に基づいて負荷の動作モードを判断する。出力電流Ｉ
out が小さいときには、周期レジスタ６１に通常時より
も小さい値を書き込む。ＰＷＭ部１１は、周期レジスタ
６１およびオン時間レジスタ６２に格納されているデー
タに従ってパルス信号を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ出力を生成す
る電源回路を備える電源装置に係わる。

【０００２】

【従来の技術】ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣ／ＤＣコン
バータ、充電器などの電源装置は、様々な分野で広く使
われている。電源装置は、一般に、その損失が小さいこ
とが要求される。特に、近年急速に普及してきているノ
ード型のパーソナルコンピュータや移動体通信における
端末などにおいては、電源装置の損失を低減することは
非常に重要である。

【０００３】図４２は、従来の電源装置に設けられてい
る充電器またはＤＣ電源の構成図である。充電器および
ＤＣ電源は、基本的には同じ構成であり、それぞれ電力
変換部５１０およびアナログ回路部５２０を備える。な
お、ＤＣ電源は、ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータであ
る。

【０００４】電力変換部５１０は、ＰＷＭ制御回路５２
４からの指示に従って制御されるスイッチング素子（Ｍ
ＯＳＦＥＴ）、整流用ダイオード、エネルギーを蓄積／
放出するためのインダクタ、インダクタ電流または出力
電流を検出するための抵抗、および出力を平滑化するた
めの出力コンデンサを備える。スイッチング素子がオン
状態の期間は、インダクタ電流がランプアップしてゆ
き、負荷に電流が供給されると共に、余った電荷は出力
コンデンサに蓄積される。一方、スイッチング素子がオ
フ状態の期間は、インダクタ電流がランプダウンしてゆ
き、必要に応じて出力コンデンサに蓄積されている電荷
を放出しながら負荷へ電流を供給する。

【０００５】アナログ回路部５２０は、インダクタ電流
を増幅するアンプ５２１、アンプ５２１の出力と参照電
圧Ｖref1との差を増幅するアンプ５２２、出力電圧と参
照電圧Ｖref2との差を増幅するアンプ５２３、これらの
アンプの出力等に従ってスイッチング素子を制御するた
めのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御回路５２４、およ
びＰＷＭ制御回路５２４に固定的な所定の周波数のクロ
ックを供給する発振器（ＯＳＣ）５２５を備える。

【０００６】ＰＷＭ制御回路５２４は、出力電圧が参照
電圧Ｖref2よりも低下すると、スイッチング素子へ供給
するＰＷＭ信号のデューティを大きくすることにより、
インダクタ電流を増加させて出力電圧を上昇させる。反
対に、出力電圧が参照電圧Ｖref2よりも高くなると、Ｐ
ＷＭ制御回路５２４は、上記ＰＷＭ信号のデューティを
小さくすることにより、インダクタ電流を減少させて出
力電圧を低下させる。出力電圧は、このようにして一定
の値に保持される。また、ＰＷＭ制御回路５２４は、ア
ンプ５２２の出力に基づいて過電流を検出すると、上記
ＰＷＭ信号のデューティを小さくしたり、或いはスイッ
チング素子を強制的にターンオフしたりする。

【０００７】このように、従来の電源装置が備える充電
器あるいは各ＤＣ電源は、その出力の制御のためにアナ
ログ回路が用いられていた。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の電源装置は、その出力の制御のためにアナログ回路が
用いられていたので、電源回路の特性または仕様を容易
には変更できなかった。また、もし、それらを変更でき
たとしても、そのために多くの回路を付加しなればなら
ず、電源装置の小型化あるいは低コスト化を考慮する
と、実用性に乏しく現実的ではなかった。以下、従来の
技術における問題点の具体例を示す。 (1) 出力電圧の精度 電源回路の出力電圧を一定の値に保持するための制御に
おいては、一般に、その出力電圧がフィードバック信号
として使用される。ところが、このフィードバック系の
伝達関数は、外的な要因（入力電圧、出力電流、温度な
ど）に依存して変化する。したがって、このような要因
を考慮しないで設計すると、フィードバック系で発振が
起こる可能性がある。

【０００９】このため、既存の電源装置では、上述のよ
うな発振を回避するために、最悪のケースを想定して上
記フィードバック系に設けるアンプを設計することが多
かった。ところが、このような設計をすると、通常時の
ゲインが小さくなるなどして出力電圧の制御の精度が低
下してしまう。この問題は、従来のアナログ回路におい
ては、入力電圧、出力電流、温度などの要因に応じてア
ンプの特性を柔軟に変えることができないことに起因し
ている。 (2) デジタル化により誤差 従来のアナログ回路の機能をデジタル制御で置き換える
技術が考案されはじめている。たとえば、フィードバッ
ク信号としての出力電圧をデジタルデータに変換し、そ
のデジタルデータからスイッチング素子を制御するため
の数値データを生成し、その数値データに従ってスイッ
チング素子が制御される電源装置が考案されている。と
ころが、このような制御では、必然的にデジタル化誤差
（量子化誤差）が発生する。この誤差は、場合によって
は出力電圧のリップルの原因となる。

【００１０】上記誤差を小さくするためには、量子化ス
テップを小さくすればよい。しかしながら、量子化ステ
ップを小さくするためには、コストの上昇や、電源装置
における消費電力の増大をまねく。 (3) 消費電力 パーソナルコンピュータのサスペンドモードなど、負荷
が要求する電流が小さい場合には、特に、電源装置自体
の消費電力を小さくすることが重要である。このための
技術は、従来から考案されているが、十分とは言えず、
改善の余地がある。

【００１１】本発明の課題は、特性や仕様を柔軟に変化
させることができる電源装置を提供することである。本
発明の他の課題は、出力電圧の精度を向上することであ
る。本発明のさらに他の課題は、電源装置の低消費電力
化を図ることである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置は、与
えられるパルス信号に基づいてＤＣ出力を生成する電源
回路と、上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジ
タルデータに変換する変換手段と、上記変換手段により
得られるデジタルデータと基準値との差を増幅する増幅
手段と、上記電源回路の入力電圧に基づいて上記増幅手
段の特性を調整する調整手段と、上記増幅手段の出力に
基づいて上記電源回路に与えるパルス信号を生成する生
成手段と、を有する。上記入力電圧の他に、出力電流ま
たは電源装置の近傍の温度に基づいて上記増幅手段の特
性を調整してもよい。

【００１３】上記構成によれば、電源装置の動作または
周囲の環境に係わる様々ななパラメータが変化しても、
それに応じて電源装置のゲインおよび位相が最適化され
るので、電圧制御の精度が上がる。

【００１４】本発明の他の態様の電源装置は、ＰＷＭ方
式でＤＣ出力が制御される電源回路を備える構成を前提
とし、上記電源回路の出力に係わるパラメータに基づい
て上記電源回路に与えるパルス信号のパルス幅を算出す
る算出手段と、保持されている繰り越し値に従って上記
算出手段により算出されたパルス幅データを補正する補
正手段と、その補正手段により補正されたパルス幅デー
タを所定の桁数パルス幅データに変換する変換手段と、
その変換手段により変換されたパルス幅データに従って
パルス信号を生成して上記電源回路へ供給する生成手段
と、上記補正手段により補正されたパルス幅データと上
記変換手段により変換されたパルス幅データとの差を繰
り越し値として保持する保持手段とを有する。上記変換
手段は、たとえば、切上げ演算、切下げ演算、または四
捨五入演算を実行する。

【００１５】上記構成において、繰り越し値は、デジタ
ル化誤差（量子化誤差）である。そして、このデジタル
化誤差は補正手段により平均化される。よって、出力電
圧のリップルが小さくなる。

【００１６】本発明のさらに他の態様の電源装置は、与
えられるパルス信号に基づいてＤＣ出力を生成する電源
回路と、上記電源回路に接続される負荷の動作状態を検
出する検出手段と、上記電源回路の出力を制御するため
に使用するパラメータをサンプリングするサンプリング
手段と、上記サンプリング手段によりサンプリングされ
たパラメータをデジタルデータに変換する変換手段と、
上記変換手段により得られたデジタルデータと基準値と
の差を増幅する増幅手段と、上記検出手段の検出結果に
従って上記増幅手段の特性を調整する特性調整手段と、
上記増幅手段の出力に基づいて上記電源回路に与えるパ
ルス信号を生成する生成手段と、を有する。

【００１７】上記構成によれば、負荷の動作状態に応じ
てスイッチング周波数が変化するので、特に、出力電流
が小さいときのスイッチング損失が小さくなる。

【００１８】

【発明の実施の形態】本実施形態の電源装置は、パーソ
ナルコンピュータ等の装置に搭載され、その装置が備え
るバッテリを充電するための充電器、およびその装置に
おいて使用される複数のＤＣ電圧をそれぞれ生成する複
数のＤＣ電源を含む。尚、以下では、これらの充電器お
よびＤＣ電源を総称して「電源回路」と呼ぶことにす
る。

【００１９】各電源回路は、ＰＷＭ（パルス幅変調）に
より各出力電圧をそれぞれ一定の値に保持する。出力電
圧を制御するためのＰＷＭ制御では、通常、電源回路の
出力電圧と基準電圧との差に従ってその電源回路に供給
するパルス信号のデューティが変更される。そして、電
源回路は、そのパルス信号に従って出力電圧を調整す
る。すなわち、フィードバック制御が実行される。本実
施形態では、電源装置が備えるプロセッサがこのフィー
ドバック制御を実行する。

【００２０】図１は、本実施形態の電源装置の構成図で
ある。充電器１０は、この電源装置を搭載する本体装置
（パーソナルコンピュータ等）が備える不図示のバッテ
リを充電する。ＤＣ電源２０−１〜２０−ｎは、それぞ
れ互いに異なるＤＣ電圧を生成して負荷に供給する。
尚、充電器１０およびＤＣ電源２０−１〜２０−ｎは、
それぞれ基本的に互いに同じ構成であり、ＰＷＭ部１１
および電力変換部１２を備える。

【００２１】Ｉ／Ｏ部３１は、この電源装置を搭載する
本体装置が備えるスイッチからのオン／オフ信号を受信
してプロセッサ（ＭＰＵ）４１に通知する。Ａ／Ｄ変換
部３２は、充電器１０により充電されるバッテリに係わ
る情報（たとえば、バッテリ残量）をデジタルデータに
変換してプロセッサ４１に渡す。シリアルＩ／Ｆ部３３
は、プロセッサ４１と上位機器との間の情報の送受信を
制御する。上位機器とは、たとえば、この電源装置を搭
載する本体装置が備えるＣＰＵ（メインプロセッサ）の
ことである。この場合、上位機器は、例えば、その動作
モードを通常モードからレジュームモードに切り換える
際に、電源装置に対してその出力電圧を低下させること
を指示する信号を送る。

【００２２】多重化部（ＭＵＸ）３４は、各電源回路
（充電器１０およびＤＣ電源２０−１〜２０−ｎ）が備
える電力変換部１２の出力に係わるパラメータ、各電源
回路へ供給される入力電圧、および温度センサ４６の出
力信号を受信し、プロセッサ４１からの指示に従ってそ
の中から所定の１つを選択して出力する。電力変換部１
２の出力に係わるパラメータは、たとえば、各電源回路
の出力電圧や出力電流である。Ａ／Ｄ変換部３５は、多
重化部３４の出力をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ
変換部３５により変換されたデジタルデータは、プロセ
ッサ４１により読み取られる。セグメントコントローラ
（ＳＥＧ）３６は、プロセッサ４１からの指示に従っ
て、バッテリ残量等を不図示の表示装置に表示するため
の信号を出力する。

【００２３】プロセッサ４１は、ＲＡＭ４３を使用しな
がらＲＯＭ４２に格納されているプログラムを実行す
る。プロセッサ４１により実行されるプログラムには、
Ｉ／Ｏ部３１、Ａ／Ｄ変換部３２、シリアルＩ／Ｆ部３
３、およびＡ／Ｄ変換部３５からのデジタルデータに従
ってこの電源装置の動作を制御するための処理手順が記
述されている。なお、このプログラムは、図１において
はＲＯＭ領域に格納されているが、書き換えことができ
るようにしておいてもよい。また、プロセッサ４１とし
て、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いてもよ
い。

【００２４】上記構成において、プロセッサ４１は、複
数の電源回路の投入順番や切断順番を決定するシーケン
ス制御、バッテリの残量をモニタするバッテリ管理、各
電源回路の状態の監視／表示などを実行すると共に、電
源回路の出力電圧を一定の値に保持するための制御を実
行する。なお、この電源装置は、さらに、クロック信号
を生成するクロック生成部４４、タイマ４５、およびこ
の電源装置の周囲の温度を検出する温度センサ４６を備
える。

【００２５】図２は、電力変換部１２の構成図である。
電力変換部１２は、基本的に、図４２に示した従来の電
力変換部と同じである。すなわち、電力変換部１２は、
ＰＷＭ部１１からの指示に従って制御されるスイッチン
グ素子（図２では、ＭＯＳＦＥＴ）１３、整流用ダイオ
ードＤ、エネルギーを蓄積／放出するためのインダクタ
Ｌ、インダクタ電流または出力電流を検出するための抵
抗Ｒ、および出力を平滑化するための出力コンデンサＣ
out を備える。また、電力変換部１２は、ＰＷＭ部１１
からのパルス信号を増幅してスイッチング素子１３を駆
動するドライバ（駆動回路）１４を備える。なお、上記
整流用ダイオードＤをＭＯＳトランジスタ等に置き換え
てもよい。この場合、２つのＭＯＳトランジスタは、同
時にオン状態にならないように、互いに逆位相のスイッ
チング制御信号によりオン／オフが行われる。

【００２６】ＤＣ入力は、たとえば、ＡＣ／ＤＣコンバ
ータまたはＤＣ／ＤＣコンバータにより生成される。ま
た、ＤＣ出力は、負荷（バッテリを含む）に供給され
る。上記構成において、スイッチング素子１３がオン状
態の期間は、インダクタ電流がランプアップしてゆき、
負荷に電流が供給されるとともに、余った電荷は出力コ
ンデンサＣout に蓄積される。一方、スイッチング素子
１３がオフ状態の期間は、インダクタ電流がランプダウ
ンしてゆき、必要に応じて出力コンデンサＣout に蓄積
されている電荷を放出しながら負荷へ電流を供給する。
したがって、電力変換部１２の出力電圧、すなわち電源
回路の出力電圧は、スイッチング素子１３のオン時間と
オフ時間との比率に応じて変化させることができる。

【００２７】ところで、スイッチング素子１３のオン／
オフ状態は、ＰＷＭ部１１により生成されるパルス信号
に従って制御される。本実施例では、パルス信号の
「Ｈ」をスイッチング素子１３のオン状態に対応させ、
そのパルス信号の「Ｌ」をオフ状態に対応させる。した
がって、電源回路の出力電圧は、そのパルス信号の
「Ｈ」時間と「Ｌ」時間との比率に従って変化させるこ
とができる。

【００２８】なお、既存のＰＷＭにおいては、一般に、
電源回路の出力電圧を制御するためのパラメータとし
て、スイッチング素子に供給されるパルス信号のデュー
ティが使用される。パルス信号のデューティは、通常、
そのパルス信号の周期に対する「Ｈ」の時間の割合とし
て表される。したがって、本実施形態では、パルス信号
の周期および「Ｈ」の時間を指定することにより、パル
ス信号のデューティを指定する。なお、本実施形態で
は、パルス信号の「Ｈ」をスイッチング素子のオン状態
に対応させているので、以下では、パルス信号が「Ｈ」
である時間を「オン時間」と呼ぶことがある。すなわ
ち、本実施形態では、パルス信号の周期および「オン時
間」を指定することにより、パルス信号のデューティを
指定する。

【００２９】ＰＷＭにおいては、パルス信号の周期が一
定であることが一般的である。この場合、パルス信号の
デューティは、「オン時間」のみを変化させることによ
り調整される。ただし、本実施形態の電源装置では、ス
イッチング素子１２のスイッチング周波数は必ずしも一
定ではない。従って、この場合には、パルス信号のデュ
ーティは、パルス信号の「周期」および「オン時間」を
動的に指定することにより決定される。なお、スイッチ
ング周波数を変化させる場合においても、スイッチング
周波数は無制限に変化させるのではない。このことにつ
いては、後述詳しく説明する。

【００３０】電力変換部１２は、不図示の負荷に制御さ
れたＤＣ電圧を与えると共に、この電源回路の出力に係
わるパラメータを多重化部３４へ出力する。この実施例
で使用されるパラメータは、出力電圧および出力電流で
ある。出力電圧は、この電源回路の出力端子の電位であ
る。出力電流は、たとえば、電流センサを設けて検出す
る。電流センサは、たとえば、シャント抵抗で実現可能
である。この場合、シャント抵抗の両端の電圧をそのシ
ャント抵抗の抵抗値で割った値が出力電流に相当する。
これらのパラメータ（出力電圧および出力電流）は、Ａ
／Ｄ変換部３５によりデジタルデータに変換される。そ
して、プロセッサ４１がそのＡ／Ｄ変換部Ｍ３５の出力
を読み込む。

【００３１】出力電流は、図２に示す抵抗Ｒの両端の各
電位をＡ／Ｄ変換部３５を介してプロセッサ４１へ送
り、プロセッサ４１が「抵抗Ｒの両端の電位の差／Ｒ」
を計算することにより算出してもよい。この方法は、部
品数が少なくなるというメリットがある。

【００３２】なお、以下では、説明を簡単にするため
に、電力変換部１２が、電源回路の出力電流Ｉout に対
応する電圧値を出力するものとする。この出力電流に対
応する電圧値は、プロセッサ４１の指示に従ってＡ／Ｄ
変換部３５によりデジタルデータに変換され、プロセッ
サ４１により読み込まれる。

【００３３】図３は、本実施形態における出力電圧制御
について説明する図である。ここでは、図１に示す充電
器１０およびＤＣ電源２０−１〜２０−ｎの中の任意の
１つの電源回路に着目して説明する。なお、図３におい
ては、出力電圧制御に直接的には関係していない要素に
ついては省略している。

【００３４】演算部５０は、ＲＯＭ４２に格納されてい
る所定のプログラムがプロセッサ４１によって実行され
ることにより実現され、この電源回路の出力電圧を制御
するための信号（データ）を生成する。具体的には、演
算部５０は、電力変換部１２の出力に係わるパラメータ
に基づいて、電力変換部１２のスイッチング素子１３を
制御するためのパルス信号のデューティを演算する。本
実施形態で使用するパラメータは、この電源回路の出力
電圧および出力電流である。

【００３５】多重化部３４には、電源回路の出力電圧お
よび出力電流、温度センサ４６の出力、および電源回路
に供給される入力電圧が入力される。この動作は、プロ
セッサ４１からのサンプリング指示に従う。サンプリン
グ周期は、たとえば、５０μ秒である。また、プロセッ
サ４１は、サンプリングされたデータの中から必要なデ
ータを読み込むために、多重化部３４に対して選択信号
（ポーリング信号）を送る。多重化部３４は、プロセッ
サ４１からの選択信号に従って入力信号を選択する。な
お、多重化部３４に入力されている信号のうち、「出力
電圧」は、各サンプリングにおいて必ず選択され、他の
信号は、必要に応じて選択される。

【００３６】多重部３４の出力は、Ａ／Ｄ変換部３５に
よりデジタルデータに変換される。そして、プロセッサ
４１は、このＡ／Ｄ変換部３５の出力を読み込む。プロ
セッサ４１は、Ａ／Ｄ変換部３５からデジタルデータを
読み込むと、演算部５０を起動してパルス信号のデュー
ティを演算する。この演算では、「出力電圧」が使用さ
れる。ただし、必要に応じて、「出力電流」、「温
度」、「入力電圧」もそのデューティを決定する際の演
算に使用される。この演算の方法については後述する。

【００３７】演算部５０は、スイッチング素子１３に供
給するパルス信号のデューティを決定すると、そのデュ
ーティに基づいて「オン時間」を算出する。オン時間
は、スイッチング素子１３に供給するパルス信号のデュ
ーティを「Ｄ」、そのパルス信号の周期を「Ｔs 」とす
ると、下式により得られる。

【００３８】Ｔon ＝ Ｄ／Ｔs 演算部５０により算出された「オン時間Ｔon」は、ＰＷ
Ｍ部１１のオン時間レジスタ６２に書き込まれる。

【００３９】ＰＷＭ部１１は、周期レジスタ６１、オン
時間レジスタ６２、タイマ６３、およびパルス生成部６
４を備える。周期レジスタ６１は、出力するパルス信号
の周期を格納する記憶領域である。このパルス信号の周
期は、スイッチング素子１３のスイッチング周期であ
り、この電源装置の初期設定シーケンスにおいて周期レ
ジスタ６１に書き込まれる。ただし、周期レジスタ６１
は、演算部５０により更新可能な構成であってもよい。
オン時間レジスタ６２は、演算部５０により算出された
オン時間を格納する記憶領域である。タイマ６３は、生
成するパルス信号の立上りエッジまたは立下りエッジか
らの経過時間を計時する。パルス生成部６４は、タイマ
６３を使用し、周期レジスタ６１に格納されている周期
およびオン時間レジスタ６２に格納されているオン時間
に従ってパルス信号を生成する。

【００４０】ＰＷＭ部１１の出力は、上述したように、
電力変換部１２においてスイッチング素子１３を制御す
るスイッチング信号として使用される。図４は、演算部
５０の基本構成を示す図である。演算部５０は、参照電
圧レジスタ５１、デジタルフィルタ５２、およびパルス
幅計算部５３を備える。参照電圧レジスタ５１は、この
電源回路が保持すべき出力電圧を指示する値である参照
値Ｖref を格納する。たとえば、この電源回路が保持す
べき出力電圧を５Ｖとすると、参照値Ｖref は、「５
Ｖ」がＡ／Ｄ変換部３５に入力されたならば得られるで
あろうデジタルデータである。

【００４１】なお、電源回路の出力電圧は、この参照値
Ｖref に一致するようにフィードバック制御される。す
なわち、演算部５０は、電源回路の出力電圧Ｖout を参
照値Ｖref に一致させるようなデューティ（スイッチン
グ素子１３に供給されるパルス信号のオン時間）を求め
て出力する。従って、この参照値Ｖref を変化させる
と、それに伴って電源回路の出力電圧Ｖout も変化する
ことになる。

【００４２】デジタルフィルタ５２は、出力電圧Ｖout
と参照値Ｖref との差を増幅して出力する。デジタルフ
ィルタ５２は、基本的には、図４２に示した従来の電源
装置において使用されていたアンプ５２３の特性（特
に、Ｇ−Φ特性）をそのままインプリメントするように
設計する。パルス幅計算部５３は、デジタルフィルタ５
２の出力に基づいて「オン時間Ｔon」を算出する。この
オン時間は、スイッチング素子１３のスイッチング周期
内においてそのスイッチング素子１３をオン状態にする
時間である。パルス幅計算部５３は、このオン時間をＰ
ＷＭ部１１のオン時間レジスタ６２に書き込む。

【００４３】ここで、演算部５０の実現方法について説
明する。デジタルフィルタ５２は、上述したように、基
本的には、図４２に示した従来の電源装置において使用
されていたアンプ５２３の特性（特に、Ｇ−Φ特性）を
そのままインプリメントするように設計する。従来の電
源装置において使用されていたアンプ５２３の具体的な
回路の一例を図５(a) に示す。このアナログアンプの伝
達関数は、下式の通りである。

【００４４】

【数１】

【００４５】デジタルフィルタとしては、例えば、ＦＩ
Ｒ（finite impulse response ）フィルタおよびＩＩＲ
（infinite impulse response ）フィルタが広く知られ
ている。デジタルフィルタ５２は、いずれのデジタルフ
ィルタを用いても実現できるが、この実施例では、ＩＩ
Ｒフィルタを用いるものとする。

【００４６】アナログアンプ（アナログフィルタ）の特
性をそのままＩＩＲフィルタに持たせるためには、ｓ−
ｚ変換を用いる。ｓ−ｚ変換は、ｓ領域におけるアナロ
グフィルタの伝達関数Ｇ(s) をｚ領域へ変換する方法で
ある。

【００４７】ＩＩＲを用いて作成した図５(a) に示すア
ンプ（アナログフィルタ）と等価なデジタルフィルタを
図５(b) に示す。このデジタルフィルタは、加算器７
１、係数乗算器７２〜７４、および単位遅延素子７５〜
７６を有する。図５(a) に示すアナログアンプを図５
(b) に示すデジタルフィルタに置き換える方法は既知で
あるが、以下に示しておく。

【００４８】ｚ領域における伝達関数は、以下の通りで
ある。

【００４９】

【数２】

【００５０】上記(1) 式、および(2) 式により、以下が
得られる。

【００５１】

【数３】

【００５２】上記(3) 式により、図５(b) に示す構成が
得られる。また、係数乗算器７２〜７４に設定される係
数は、それぞれ上記(4) 式〜(6) 式により表される。上
記(3) 式（(4) 式〜(6) 式を含む）は、ソフトウェアプ
ログラム内に記述され、プロセッサ４１がそのプログラ
ムを実行することによりデジタルフィルタ５２が実現さ
れる。このように、本実施形態では、従来の電源装置に
おいて使用されていたアナログアンプの動作および特性
をソフトウェアプログラムで記述し、そのプログラムを
実行することによってそのアナログアンプと同じ動作を
提供する。したがって、アナログアンプに対応するデジ
タルフィルタの特性を変更する際には、そのプログラム
を書き換えるだけでよいので簡単である。

【００５３】図６は、演算部５０の動作を説明するフロ
ーチャートである。ここでは、図３に係わる説明と同様
に、充電器１０およびＤＣ電源２０−１〜２０−ｎの中
の任意の１つの電源回路に着目して説明する。また、参
照値Ｖref は参照電圧レジスタ５１に格納されているも
のとする。なお、このフローチャートの処理は、タイマ
割込等により非常に短い時間間隔（例えば、５０μ秒）
ごとに実行される。

【００５４】ステップＳ１では、出力電圧Ｖout を取得
する。具体的には、まず、プロセッサ４１が、電源回路
の出力電圧Ｖout を選択する旨を多重化部３４に通知す
る。多重化部３４には、電源回路の出力電圧Ｖout 、電
源回路の出力電流Ｉout 、電源回路に供給されている入
力電圧Ｖin、および温度センサ４６の出力信号が入力さ
れている。多重化部３４は、上記プロセッサ４１からの
通知に従って、電源回路の出力電圧をＡ／Ｄ変換部３５
へ出力する。そして、プロセッサ４１が、このＡ／Ｄ変
換部３５による変換結果であるデジタルデータ（出力電
圧Ｖout ）を読み込む。

【００５５】ステップＳ２では、参照電圧レジスタ５１
から参照値Ｖref を取得する。ステップＳ３では、ステ
ップＳ１で取得した出力電圧Ｖout とステップＳ２で取
得した参照値Ｖref との差を算出する。そして、ステッ
プＳ４において、デジタルフィルタ演算を実行する。こ
の処理は、ステップＳ３の算出結果を図５(b) に示した
デジタルフィルタに入力する処理である。具体的には、
ステップＳ３の算出結果を上記(3) 式に代入する演算で
ある。

【００５６】ステップＳ５では、デジタルフィルタ演算
の結果に基づいて、ＰＷＭ部１１において生成するパル
ス信号のデューティを算出する。ここで、パルス信号の
デューティについて図７を参照しながら簡単に説明して
おく。

【００５７】パルス信号は、アナログ回路においては、
一般に、三角波を用いて生成することが多い。三角波を
用いるとすると、ステップＳ５は、三角波のレベルとデ
ジタルフィルタ演算の結果とを比較する処理に相当す
る。この場合、デジタルフィルタ５２の出力をＶamp 、
三角波の周期をＴ、三角波の最大値をＶmax とすると、
生成されるパルス信号のデューティは下記の式で表され
る。

【００５８】 Ｄ ＝ Ｔon／Ｔ ＝ （Ｖmax −Ｖamp ）／Ｖmax ・・・(7) したがって、本実施形態では、三角波の最大値Ｖmax を
予め設定しておき、デジタルフィルタ５２の出力を上記
(5) 式に代入することにより、パルス信号のデューティ
を得る。

【００５９】ステップＳ６では、ステップＳ５で求めた
デューティが予め決められている最大設定値以下である
か否かを調べる。ステップＳ５で求めたデューティが予
め決められている最大設定値以下であれば、ステップＳ
７において、その算出したデューティを用いて上記(7)
式に従ってオン時間Ｔonを求める。すなわち、Ｔon＝Ｄ
・Ｔを演算する。一方、ステップＳ５で求めたデューテ
ィが予め決められている最大設定値よりも大きかった場
合には、ステップＳ８において、ステップＳ５で求めた
デューティＤの代わりに最大設定値Ｄmax を用いてオン
時間Ｔonを求める。すなわち、Ｔon＝Ｄmax ・Ｔを演算
する。

【００６０】ステップＳ９では、上記ステップＳ７また
はＳ８において算出されたオン時間をＰＷＭ部１１のオ
ン時間レジスタ６２に書き込む。上記ステップＳ１〜Ｓ
９は、非常に短い時間間隔ごとに繰り返し実行される。
このため、オン時間レジスタ６２には、電源回路の出力
電圧に概ねリアルタイムに対応した「オン時間」が常に
書き込まれることになる。また、上記処理は、複数の電
源回路に対してサイクリックに実行され、各演算結果
は、対応するＰＷＭ部１１のオン時間レジスタ６２に書
き込まれる。

【００６１】図８(a) は、パルス生成部６４の動作を説
明するフローチャートである。ステップＳ１１では、タ
イマ６３を起動する。ステップＳ１２では、そのタイマ
起動と同時にＰＷＭ部１１の出力を「Ｌ」から「Ｈ」に
切り換える。ステップＳ１３およびＳ１４では、タイマ
６３を起動した時からの経過時間がオン時間レジスタ６
２に格納されているオン時間Ｔonに達するまで、ＰＷＭ
部１１の出力を「Ｈ」に保持する。

【００６２】ステップＳ１１のタイマ起動からの経過時
間がオン時間Ｔonに達すると、ステップＳ１５におい
て、ＰＷＭ部１１の出力を「Ｈ」から「Ｌ」に切り換え
る。ステップＳ１６およびＳ１７では、タイマ６３を起
動した時からの経過時間が周期レジスタ６１に格納され
ている周期Ｔに達するまでの間、ＰＷＭ部１１の出力を
「Ｌ」に保持する。そして、ステップＳ１１のタイマ起
動からの経過時間が周期Ｔに達すると、ステップＳ１１
に戻ってタイマ６３を再起動する。

【００６３】上記処理を繰り返し実行することにより、
図８(b) に示すパルス信号が生成されることになる。そ
して、このパルス信号に従って、電力変換部１２のスイ
ッチング素子１３が制御される。

【００６４】本実施形態の電源装置は、上述したよう
に、スイッチング素子１３を制御するためのパルス信号
をソフトウェア処理により生成する。従って、プロセッ
サ４１に実行させるプログラムを書き換えるだけで、各
電源回路の出力電圧の設定、スイッチング素子１３のス
イッチング周波数、応答特性などを容易に変更できる。
たとえば、出力電圧の設定は、参照値Ｖref の設定によ
り決めることができる。また、スイッチング周波数は、
図７(a) に示した三角波の周波数により決まる。さら
に、応答特性は、図５(b) に示したデジタルフィルタの
係数により変更可能である。

【００６５】このように、本実施形態の電源装置は、従
来の電源装置のアナログ部の機能を演算部５０およびＰ
ＷＭ部１１により実行させるので、回路規模が小さくな
る。また、本実施形態では、従来の電源装置のアナログ
部をソフトウェアプログラムで記述した構成である。し
たがって、従来のアナログ回路により提供されていた機
能を変更する必要が生じた場合であっても、プログラム
を書き換えるだけで簡単に対処できる。

【００６６】次に、本発明の電源装置に直接的に係わる
動作について説明する。本発明の電源装置は、図１〜図
８を参照しながら説明した構成を前提とし、演算部５０
の動作により、すなわちプロセッサ４１に実行させるプ
ログラムにより、その特性や仕様を柔軟に変化させるこ
とができる。以下では、３つの実施例を採り上げて説明
する。第１の実施例 第１の実施例は、外的な要因（入力電圧、出力電流、温
度、出力電圧等）に依存することなく、電源装置のゲイ
ンと位相との関係を最適化する技術に係わる。特に、電
源回路の出力電圧を制御するフィードバック系の発振を
回避しながら、できるだけ大きなゲインを得ることによ
り、出力電圧の精度を向上させる技術に係わる。

【００６７】図９は、従来の電源装置の回路図である。
この回路図は、図４２示した回路図において、出力電圧
を制御するフィードバック系を詳細に示したものであ
る。なお、図９では、上記フィードバック系と直接的に
は関係がない部分については省略している。

【００６８】抵抗ネットワーク（分圧器）８１は、電源
回路の出力端子の電圧Ｖout を分圧する。具体的には、
抵抗ネットワーク８１は、スイッチＳＷが開放状態のと
きには、下式の電圧を出力する。

【００６９】Ｖ ＝Ｖout ・Ｒ6 ／（Ｒ5 ＋Ｒ6 ） また、抵抗ネットワーク８１は、スイッチＳＷが閉じた
状態のときには、下式の電圧を出力する。

【００７０】Ｖ ＝ Ｖout ・Ｒx ／（Ｒ5 ＋Ｒx ） Ｒx ＝ Ｒ6 ・Ｒ7 ／（Ｒ6 ＋Ｒ7 ） なお、上記スイッチＳＷは、たとえば、ユーザまたはこ
の電源装置を搭載するパーソナルコンピュータからの指
示に従って開閉が制御される。このスイッチＳＷの状態
により、保持すべき出力電圧の値が変えられる。

【００７１】アンプ５２３は、図５(a) を参照しながら
説明した通りである。そのゲインおよび位相に係わる特
性（Ｇ−Φ特性）は、抵抗Ｒ1 〜抵抗Ｒ4 、および容量
Ｃ1により決定される。なお、図５(a) では、抵抗Ｒ4
を示していないが、参照電圧を入力する際にこの抵抗を
設けることは当業者にとっては自明である。また、抵抗
Ｒc は、出力コンデンサＣout の直列抵抗（ＥＳＲ）で
ある。さらに、図９では、図４２に示した整流用ダイオ
ードの代わりにＭＯＳトランジスタを設けているが、こ
の置換えは本発明において重要な意味を持つものではな
い。

【００７２】図１０は、図９に示した電源装置の伝達関
数について説明するためのブロック図である。図１０に
おいて、Ｆr 、Ｆi 、Ｆd 、およびＦp は、電力変換部
１２における伝達関数である。このうち、Ｆp は、入力
電圧Ｖinに依存するファクターである。また、Ｆp は、
インダクタＬおよび出力コンデンサＣout から構成され
るＬＣフィルタの伝達関数である。これらの伝達関数
は、以下のように表される。

【００７３】

【数４】

【００７４】Ｆ1 は、抵抗ネットワークの伝達関数であ
る。Ｆe は、アンプ５２３の伝達関数である。Ｆm は、
ＰＷＭ制御回路５２４の伝達関数である。これらの伝達
関数は、以下のように表される。

【００７５】

【数５】

【００７６】上記電源回路のフィードバック系のオープ
ンループ伝達関数Ｇa(s)は、図２に示すように、以下の
ように表される。 Ｇa(s) ＝ Ｆ1 ・Ｆe ・Ｆm ・Ｆd ・Ｆp 上記構成において、伝達関数Ｇa(s)は、入力電圧Ｖin、
出力電流Ｉout 、電源装置の近傍の温度、およびこの電
源装置が保持すべき出力電圧Ｖout に従って、そのゲイ
ンおよび位相が変化する。具体的には、伝達関数Ｆd
は、入力電圧に依存して変化する。また、伝達関数Ｆp
は、出力電流Ｉout および電源装置の近傍の温度に依存
して変化する。更に、伝達関数Ｆ1 は、保持すべき出力
電圧Ｖoutに依存して変化する。

【００７７】ところで、上記構成の電源装置において
は、上記フィードバック系における発振を防がなくては
ならない。上記フィードバック系の発振は、伝達関数Ｇ
a(s)の位相が所定の条件を満たした場合に発生する。発
振条件は、良く知られているように、正相増幅型の場合
は「位相遅延＝０（２π）」であり、移相型の場合は
「位相遅延＝π」である。本実施形態の電源装置は、正
相増幅型に属するので、伝達関数Ｇa(s)における位相遅
延が２πに達すると、発振が発生してしまう。

【００７８】伝達関数Ｇa(s)を構成する各伝達関数は、
それぞれ周波数に依存するゲインおよび位相を有する。
一例として、アンプ５２３のＧ−Φ特性を図１１に示
す。電源装置の信頼性を高めるためには、いかなる使用
条件においても上記フィードバック系の発振が起こらな
いようにしなくてはならない。このため、アンプ５２３
は、通常、伝達関数Ｇa(s)を構成する各伝達関数に対し
てそれぞれ最悪の条件が与えられた場合においても上記
フィードバック系の発振が起こらないような特性を持つ
ように設計される。具体的には、アンプ５２３のゲイン
は、各伝達関数に対してそれぞれ最悪の条件が与えられ
たときを基準として決定される。このため、通常条件の
下では、アンプ５２３のゲインは、必要以上に低く設定
されることになる。

【００７９】第１の実施例は、この問題を解決すること
を主目的とし、上記伝達関数Ｇa(s)を構成する各伝達関
数に対して与えられる条件に応じて、アンプの特性を変
化させるものである。本実施例では、上記アンプの機能
を図４に示すデジタルフィルタにインプリメントし、そ
のデジタルフィルタの係数を変えることにより、アンプ
の特性を調整する。

【００８０】電源回路に供給される入力電圧Ｖinが変化
した場合には、伝達関数Ｆd が変化することにより、伝
達関数Ｇa(s)の位相遅延量が変化する。通常、電源装置
においては、入力電圧Ｖinが高くなると、ゲインＧも高
くなり、その結果、位相遅延が大きくなることによって
フィードバック系において発振が発生する条件に近づ
く。従って、この場合、本実施例では、電源回路の入力
電圧Ｖinを監視し、その電圧に応じてデジタルフィルタ
５２の特性を最適化する。具体的には、入力電圧が低く
なったときにゲインが大きくなるように、上記(3) 式に
おける係数Ａ〜係数Ｃを適切に選択する。なお、上記
(3) 式は、プロセッサ４１により実行されるプログラム
の中に記述されており、デジタルフィルタ５２の特性を
記述する。

【００８１】入力電圧Ｖinと上記係数Ａ〜Ｃとの関係
は、予めシミュレーション等により求めておき、図１２
に示すようなテーブルに格納しておく。このテーブル
は、たとえば、ＲＯＭ４２に格納される。そして、演算
部５０は、定期的に入力電圧Ｖinを検出し、その電圧を
キーとして図１２に示すテーブルから係数Ａ〜Ｃを取り
出して上記(3) 式を更新する。

【００８２】図１３は、入力電圧に応じてアンプの特性
を変えながら出力電圧を制御する処理のフローチャート
である。この処理は、タイマ割込などにより、所定間隔
ごとに実行される。

【００８３】ステップＳ２１では、出力電圧Ｖout を取
得する。この処理は、図６のステップＳ１と同じであ
る。ステップＳ２２では、入力電圧Ｖinを取得する。こ
の処理は、多重化部３４に対してポーリング信号を送出
し、それに続いてＡ／Ｄ変換部３５から入力電圧に対応
するデジタルデータを読み込む処理に相当する。

【００８４】ステップＳ２３では、ステップＳ２２で所
得した入力電圧データをキーとして図１２に示すテーブ
ルにアクセスし、係数Ａ〜係数Ｃを抽出する。ステップ
Ｓ２４では、ステップＳ２３で抽出した各係数を用いて
デジタルフィルタを記述する式を更新する。そして、ス
テップＳ２５において、入力電圧Ｖout に対してデジタ
ルフィルタ演算を実行する。ステップＳ２６およびＳ２
７は、図６に示すステップＳ５〜Ｓ９と同じであり、パ
ルス信号のオン時間を算出してＰＷＭ部１１のオン時間
レジスタ６２に書き込む。

【００８５】上記処理により、デジタルフィルタ５２の
特性は、入力電圧の変化に対して常に最適化されるの
で、大きなゲインを保ったままフィードバック系の発振
を防ぐことができる。上記フローチャートにおいて、入
力電圧Ｖinに応じてデジタルフィルタの特性を変更する
処理、すなわちステップＳ２２〜Ｓ２４は、入力電圧の
変動が急激には起こらないことを考えると、オン時間を
算出する毎に実行する必要はない。

【００８６】ところで、電源装置では、インダクタＬと
してそのインタクタンスが電流に応じて変化するものを
用いる場合がある。例えば、アモルファスコアコイル
は、電流が大きくなるにつれてそのインダクタンスが小
さくなる特性を持っている。

【００８７】このような特性を持つインダクタＬを使用
する場合には、電源回路から負荷に供給される出力電流
Ｉout が変化すると、伝達関数Ｆp が変化することによ
り、伝達関数Ｇa(s)の位相遅延量が変化する。

【００８８】図１４(a) は、アモルファスコアコイルの
インダクタンスの電流依存性を示す図である。このよう
な特性を持ったインダクタを使用すると、図１４(b) に
示すようなＬＣフィルタのカットオフ周波数は、図１４
(c) に示すようになる。すなわち、ＬＣフィルタのカッ
トオフ周波数は、出力電流Ｉout が小さいときには低
く、出力電流Ｉout が大きくなると高くなる。したがっ
て、図１０に示す電源装置では、出力電流Ｉout が小さ
くなると、ＬＣフィルタのカットオフ周波数が低下し、
その結果、位相遅延が大きくなることによってフィード
バック系において発振が発生する条件に近づく。

【００８９】図１５は、誤差検出用のアンプ（アンプ５
２３）およびＬＣフィルタによるゲインの周波数特性を
示す図である。上述したように、ＬＣフィルタのカット
オフ周波数は、出力電流に応じて変化する。図１５で
は、出力電流が小さいとき、中程度のとき、及び大きい
ときのカットオフ周波数を、それぞれ「ｆcs」「ｆcm」
「ｆcL」を表している。

【００９０】ここで、出力電流Ｉout が小さいときに
は、上述したように、位相遅延量がフィードバック系の
発振条件に近くなる。このため、Ｇ−Φ特性を動的に変
えることができない従来のアナログ構成においては、出
力電流Ｉout が小さい場合を基準としてアンプの特性を
決めていた。すなわち、図１５において、カットオフ周
波数が「ｆcas 」となるように図５(a) に示す抵抗およ
び容量を決定し、波線で示すようなゲイン特性を持つア
ンプを使用していた。この結果、出力電流Ｉoutが大き
くなったときには、必要なゲインが得られず、出力電圧
Ｖout の制御の精度が十分でない場合があった。

【００９１】従って、本実施例では、電源回路の出力電
流Ｉout を監視し、その電流に応じてデジタルフィルタ
５２の特性を最適化する。具体的には、出力電流が大き
くなったときにゲインが大きくなるように、上記(3) 式
における係数Ａ〜係数Ｃを適切に選択する。すなわち、
電源回路の出力電流Ｉout が小さいとき、中程度のと
き、及び大きいときの誤差検出用アンプによるゲイン
が、それぞれ、波線、実線および一点鎖線で示すような
特性を持つように設定する。この設定は、誤差検出用ア
ンプのカットオフ周波数（ｆcas 、ｆcam 、ｆcaL ）に
より決めることができる。なお、アンプのカットオフ周
波数は、図１１に示した通りである。

【００９２】出力電流Ｉout と上記係数Ａ〜Ｃとの関係
は、図１５を参照しながら説明した方法に従って、予め
シミュレーション等により求めておき、テーブルに格納
しておく。このテーブルは、基本的には、図１２に示し
たものと同じ構成であるが、出力電流をキーとして係数
Ａ〜係数Ｃを格納する点で異なる。そして、演算部５０
は、定期的に出力電流Ｉout を検出し、その電流をキー
として係数Ａ〜Ｃを取り出して上記(3) 式を更新する。

【００９３】図１６は、出力電流に応じてアンプの特性
を変えながら出力電圧を制御する処理のフローチャート
である。この処理は、図１３に示したフローチャートの
ステップＳ２２〜Ｓ２４を、ステップＳ３１〜Ｓ３３に
置き換えたものである。ステップＳ３１では、出力電流
Ｉout を取得する。この処理は、多重化部３４に対して
ポーリング信号を送出し、それに続いてＡ／Ｄ変換部３
５から出力電流に対応するデジタルデータを読み込む処
理に相当する。ステップＳ３２では、ステップＳ３１で
所得した出力電流データをキーとして係数Ａ〜係数Ｃを
抽出する。ステップＳ３３では、ステップＳ３２で抽出
した各係数を用いてデジタルフィルタを記述する式を更
新する。

【００９４】上記処理により、デジタルフィルタ５２の
特性は、出力電流の変化に対して常に最適化されるの
で、大きなゲインを保ったままフィードバック系の発振
を防ぐことができる。

【００９５】コンデンサは、一般に、その容量成分と直
列に接続させる抵抗成分（図９において、抵抗Ｒc ）を
持っている。この直列抵抗は、「ＥＳＲ」と呼ばれるこ
とがある。ＥＳＲの抵抗値は、温度に依存して変化す
る。たとえば、電界コンデンサでは、ＥＳＲの抵抗値
は、温度が低いときに大きく、温度が高くなると小さく
なる。

【００９６】上記ＬＣフィルタにおいて使用される出力
コンデンサＣout のＥＳＲの抵抗値も、温度に依存して
変化する。従って、電源装置の近傍の温度が変化する
と、伝達関数Ｆp が変化することにより、伝達関数Ｇa
(s)の位相遅延量が変化する。

【００９７】図１７(b) は、図１７(a) に示すＬＣフィ
ルタのＧ−Φ特性の温度依存性を示す図である。ＬＣフ
ィルタによる位相遅延は、ＥＳＲの抵抗値が大きいとき
には小さく、ＥＳＲの抵抗値が小さくなると大きくなっ
ていく。すなわち、ＬＣフィルタによる位相遅延は、出
力コンデンサＣout として電界コンデンサを使用した場
合には、低温時には小さく、温度が上昇すると大きくな
る。したがって、図１０に示す電源装置では、その電源
装置の近傍の温度が上昇すると、位相遅延が大きくな
り、フィードバック系において発振が発生する条件に近
づく。

【００９８】本実施例では、電源回路の近傍の温度をモ
ニタし、その温度に応じてデジタルフィルタ５２の特性
を最適化する。具体的には、電源回路の近傍の温度が低
下したときにゲインが大きくなるように、上記(3) 式に
おける係数Ａ〜係数Ｃを適切に選択する。デジタルフィ
ルタ５２のゲインを変えるために、そのカットオフ周波
数を変化させる方法は、基本的に、出力電流に応じてゲ
インを変える場合と同じである。

【００９９】電源装置の近傍の温度と上記係数Ａ〜Ｃと
の関係は、予めシミュレーション等により求めておき、
テーブルに格納しておく。このテーブルは、基本的に
は、図１２に示したものと同じ構成であるが、電源装置
の近傍の温度をキーとして係数Ａ〜Ｃを格納する点で異
なる。そして、演算部５０は、定期的に電源装置の近傍
の温度を検出し、その温度をキーとして係数Ａ〜Ｃを抽
出して上記(3) 式を更新する。

【０１００】図１８は、電源装置の近傍の温度に応じて
アンプの特性を変えながら出力電圧を制御する処理のフ
ローチャートである。この処理は、図１３に示したフロ
ーチャートのステップＳ２２〜Ｓ２４を、ステップＳ４
１〜Ｓ４３に置き換えたものである。ステップＳ４１で
は、電源装置の近傍の温度を取得する。この処理は、多
重化部３４に対してポーリング信号を送出し、それに続
いてＡ／Ｄ変換部３５から出力電流に対応するデジタル
データを読み込む処理に相当する。なお、電源装置の近
傍の温度は、温度センサ４６により検出される。ステッ
プＳ４２では、ステップＳ４１で所得した温度データを
キーとして係数Ａ〜係数Ｃを抽出する。ステップＳ４３
では、ステップＳ４２で抽出した各係数を用いてデジタ
ルフィルタを記述する式を更新する。

【０１０１】上記処理により、デジタルフィルタ５２の
特性は、電源装置の近傍の温度の変化に対して常に最適
化されるので、大きなゲインを保ったままフィードバッ
ク系の発振を防ぐことができる。

【０１０２】ところで、電源回路の中には、ユーザの操
作により、或いは当該電源装置を搭載するパーソナルコ
ンピュータのＣＰＵからの指示により、保持すべき出力
電圧Ｖout を変更できるものがある。図９に示す電源回
路においては、抵抗ネットワーク８１内のスイッチＳＷ
の開閉状態により、保持すべき出力電圧Ｖout の設定が
切り換えられる。

【０１０３】保持すべき出力電圧が変化すると、上述し
たように、伝達関数Ｆ1 のゲインが変化することによ
り、伝達関数Ｇa(s)のゲインも低下する。具体的には、
保持すべき出力電圧を高くすると、抵抗ネットワーク８
１による分圧比が小さくなるので、そのゲインが低くな
る。したがって、単に、保持すべき出力電圧を高く設定
すると、出力電圧Ｖout の精度が低下してしまう。

【０１０４】本実施例では、出力電圧をモニタし、その
電圧に応じてデジタルフィルタ５２の特性を最適化す
る。具体的には、保持すべき電圧を高くしたときに、ゲ
インが大きくなるように、上記(3) 式における係数Ａ〜
係数Ｃを適切に選択する。

【０１０５】電源回路の出力電圧と上記係数Ａ〜Ｃとの
関係は、予めシミュレーション等により求めておき、テ
ーブルに格納しておく。このテーブルは、基本的には、
図１２に示したものと同じ構成であるが、出力電圧をキ
ーとして係数Ａ〜Ｃを格納する点で異なる。そして、演
算部５０は、定期的に電源装置の出力電圧を検出し、そ
の電圧をキーとして係数Ａ〜Ｃを抽出して上記(3) 式を
更新する。

【０１０６】図１９は、電源回路の出力電圧Ｖout に応
じてアンプの特性を変えながら出力電圧を制御する処理
のフローチャートである。この処理は、図１３に示した
フローチャートのステップＳ２２〜Ｓ２４を、ステップ
Ｓ５１およびＳ５２に置き換えたものである。ステップ
Ｓ５１では、ステップＳ２１で所得した出力電圧データ
をキーとして係数Ａ〜係数Ｃを抽出する。ステップＳ５
２では、ステップＳ５１で抽出した各係数を用いてデジ
タルフィルタを記述する式を更新する。

【０１０７】上記処理により、デジタルフィルタ５２の
特性は、電源回路が保持すべき出力電圧の設定を変更し
た場合であっても常に最適化されるので、常に大きなゲ
インが得られ、出力電圧は常に高い精度で制御される。

【０１０８】なお、上記実施例では、入力電圧、出力電
流、周囲温度、および出力電圧の中のいずれか１つが変
化した場合に、デジタルフィルタの特性を変える構成を
示したが、本発明の電源装置は、複数の要因が同時に変
化した場合にも対処できるようにしておくことが望まし
い。第２の実施例 第２の実施例は、電源回路の出力をデジタル制御する電
源装置において、そのデジタル誤差を小さくし、リップ
ルを小さくする技術に係わる。

【０１０９】本実施形態の電源装置は、図３に示す構成
を有し、出力電圧をフィードバック信号として使用しな
がらスイッチング素子１３に供給するパルス信号のオン
時間（パルス幅）をデジタル演算により算出する。そし
て、その算出されたオン時間を持ったパルス信号を生成
してそれをスイッチング素子１３に供給することによ
り、電源回路の出力電圧を一定の値に保持する。

【０１１０】ところが、出力電圧のようなアナログパラ
メータをデジタルデータに置き換える際には、必然的に
デジタル化誤差（量子化誤差）が発生する。そして、こ
の誤差は、デジタル処理の分解能（量子化ステップ）に
より推測される。例えば、デジタル処理の分解能が「１
００ｎ秒」である電源装置において、演算部５０による
オン時間の算出結果が「３．３４μ秒」であった場合に
は、ＰＷＭ部１１は、そのパルス幅が「３．３μ秒」ま
たは「３．４μ秒」であるパルス信号を生成することに
なる。そして、このような誤差は、電源装置の出力電圧
のリップルとなってしまう。上述の例の場合、入力電圧
の最大値を１８ボルトとし、パルス信号の周期を２０μ
秒とすると、デジタル化誤差によるリップルの最大値
は、以下のように表される。

【０１１１】 Ｖripple ＝ １８ボルト × （１００ｎ秒／２０μ秒） ＝ ９０ｍボルト 上記リップルを小さくするためには、当然のことなが
ら、デジタル処理の分解能を高く（量子化ステップを小
さく）すればよい。しかしながら、分解能を高くするた
めには、高価な部品が必要になる。本実施例の電源装置
は、この問題を解決し、デジタル処理の分解能を高くす
ることなく、デジタル誤差を平均化することにより出力
電圧のリップルを抑える。

【０１１２】本実施形態の電源装置では、あるタイミン
グにおいて算出されたパルス信号のオン時間と、その算
出されたオン時間に基づいて実際に生成されたオン時間
との差（すなわち、デジタル化誤差）を保持しておき、
次のタイミングにおいてオン時間を算出する際に、その
保持してある「差」を０にするように算出したオン時間
を補正する。以下では、この「差」をバロメータと呼ぶ
ことにする。

【０１１３】一例を図２０に示す。ここでは、ＰＷＭ部
１１のデジタル処理の分解能が１００ｎ秒である場合を
想定している。また、算出されたオン時間を１００ｎ秒
のオーダーで表す際に、切上げ演算を実行している。

【０１１４】時刻Ｔ1 において、デジタルフィルタ演算
によりオン時間を算出すると、そのオン時間に、時刻Ｔ
0 において得られたバロメータ値を加算することによ
り、補正値を得る。ここでは、３．３５＋（−０．０
７）＝３．２８が得られている。そして、この補正値に
対して切上げ演算が実行され、ＰＷＭ部１１に出力する
オン時間としては、「３．３」が得られる。この後、時
刻Ｔ1 におけるバロメータ値を算出する。バロメータ値
は、「オン時間の補正値」と「実際に出力されたオン時
間」との差として得られる。実施例では、３．３−３．
２８＝−０．０２が得られている。

【０１１５】以降、この処理を繰り返す。このように、
バロメータ値は、ある演算における誤差を次の演算にお
ける結果を補正するデータとして使用される。従って、
デジタル化誤差は平均化される。なお、オン時間を算出
する周期は、電源回路のＬＣフィルタの応答速度（例え
ば、カットオフ周波数）よりも速いものとする。

【０１１６】図２０では、算出されたオン時間を１００
ｎ秒のオーダーで表す際に、切上げ演算を実行している
が、他にも、切下げ演算を実行してもよいし、四捨五入
演算を実行してもよい。切下げ演算を実行した場合、お
よび四捨五入演算を実行した場合の例ををそれぞれ図２
１および図２２に示す。

【０１１７】図２３は、デジタル化誤差を平均化する処
理のフローチャートである。ここでは、デジタル演算に
より算出されたオン時間をデジタル処理の分解能のオー
ダーにおいて切上げ演算を実行する場合を示す。なお、
この処理は、タイマ割込などにより、所定間隔ごとに実
行される。タイマ割込が発生する周期は、電源回路のＬ
Ｃフィルタの応答速度よりも速いものとする。

【０１１８】ステップＳ６１〜Ｓ６４は、図６に示すフ
ローチャートのステップＳ１〜Ｓ９を同じであり、電源
回路の出力電圧Ｖout に基づいてデジタルフィルタ５２
を使用してパルス信号のオン時間を算出する。ステップ
Ｓ６５では、前回の処理により保持されているバロメー
タ値を用いてステップＳ６４で算出したオン時間を補正
する。ステップＳ６６では、ステップＳ６５の処理によ
り得られた補正値に対して、ＰＷＭ部１１のデジタル処
理の分解能のオーダーにおいて切上げ演算を実行する。

【０１１９】ステップＳ６７では、ステップＳ６６によ
る演算の結果を「設定オン時間」としてＰＷＭ部１１の
オン時間レジスタ６２に書き込む。そして、ステップＳ
６８では、ステップＳ６５で得られた「補正値」と、ス
テップＳ６７でオン時間レジスタ６２に書き込んだ「設
定オン時間」との差をバロメータ値として次回の処理の
ために保持する。

【０１２０】図２３および図２４は、それぞれ算出され
たオン時間に対して切下げ演算を実行する場合、および
四捨五入演算を実行する場合に、デジタル化誤差を平均
化する処理のフローチャートである。これらのフローチ
ャートの処理は、基本的に、図２２を参照しながら説明
した処理と同じなので、ここでは説明を省略する。

【０１２１】なお、上記平均化処理を導入することによ
り、出力電圧のリップルが小さくなりことが実験により
確認されている。ちなみに、上述の例と同様の条件（パ
ルス信号の周期：２０μ秒、入力電圧：１８ボルト、デ
ジタル分解能：１００ｎ秒）において、出力電圧のリッ
プルは、７ｍボルトにまで低下した。

【０１２２】上記図２０〜図２５に示す実施例では、基
本的に、スイッチング素子１３に供給するパルス信号の
周期が一定であることを前提としていたが、この周期を
可変にすることにより、デジタル化誤差をさらに小さく
することができる。

【０１２３】この実施例では、まず、電源回路の出力電
圧に基づいて、生成すべきパルス信号のデューティを決
定する。そして、予め設定されている基本周期および上
記デューティから、オン時間を算出する。この算出され
たオン時間は、上述した例と同様に、ＰＷＭ部１１のデ
ジタル処理の分解能のオーダーで四捨五入される。この
四捨五入により得られたオン時間は、誤差を含んでい
る。

【０１２４】本実施例では、デジタル化処理によってオ
ン時間が算出値に対して誤差を持つような場合には、先
の算出されたデューティが変化しないようにパルス信号
の周期を補正する。具体例を示す。ここでは、パルス信
号の基準周期を２０μ秒とする。デジタルフィルタ演算
により、デューティＤ＝１５．７５パーセントが得られ
たとする。この場合、まず、上記基準周期およびデュー
ティＤからオン時間を求める。

【０１２５】２０μ秒×０．０１５７５＝３．１５μ秒 ここで、ＰＷＭ部１１の分解能が１００ｎ秒であるとす
ると、四捨五入演算によりオン時間レジスタ６２に書き
込むオン時間として「３．２μ秒」が得られる。続い
て、出力すべきオン時間およびパルス周期がデジタルフ
ィルタ演算により得られたデューティを保持するように
パルス周期を補正する。すなわち、下式によりパルス周
期を補正する。

【０１２６】 周期Ｔs ＝オン時間レジスタ６２に書き込むオン時間／デューティＤ ＝３．２μ秒÷０．１５７５ ＝２０．３１７４μ秒 上記演算により得られたパルス周期は、ＰＷＭ部１１の
デジタル処理の分解能のオーダーで四捨五入される。こ
の結果、周期レジスタ６１に書き込むべきパルス周期と
して、「２０．３μ秒」が得られる。

【０１２７】この実施例の方法によれば、オン時間レジ
スタ６２に書き込まれるオン時間はデジタル化誤差を含
んでいるが、周期レジスタ６１に書き込まれるパルス周
期とオン時間レジスタ６２に書き込まれるオン時間との
比率は、電源回路の出力電圧に応じて算出されたデュー
ティと極めて近い値となっている。したがって、電源回
路の出力電圧のリップルは、非常に小さい値に抑えられ
る。

【０１２８】図２６は、パルス周期を変えながらデジタ
ル化誤差を抑える処理のフローチャートである。ここで
は、パルス信号の基準周期が予め決められている。ステ
ップＳ７１〜Ｓ７３は、図６に示したフローチャートの
ステップＳ１〜Ｓ５と同じである。ステップＳ７４で
は、予め決められているパルス周期、およびステップＳ
７３で算出されたデューティに基づいてオン時間を算出
する。ステップＳ７５では、ステップＳ７４で得られた
オン時間に対して、デジタル処理の分解能のオーダーに
おいて四捨五入演算を実行する。この演算結果を「設定
オン時間」とする。

【０１２９】ステップＳ７６では、ステップＳ７５で求
めた「設定オン時間」、およびステップＳ７３で算出し
てデューティに基づいて「設定周期」を求める。そし
て、ステップＳ７７において、ステップＳ７５において
求めた「設定オン時間」、およびステップＳ７６におい
て求めた「設定周期」を、それぞれオン時間レジスタ６
２および周期レジスタ６１に書き込む。

【０１３０】なお、上記ステップＳ７５では、四捨五入
演算を実行しているが、代わりに切上げ演算または切下
げ演算を実行してもよい。上記図２６に示した方法にお
いて発生する出力電圧のリップルの最大値を見積もる。
ここでは、上述の例と同じ条件（パルス信号の基準周
期：２０μ秒、入力電圧：１８ボルト、デジタル分解
能：１００ｎ秒）であるものとする。

【０１３１】四捨五入演算では、１０ｎ秒のオーダーの
数字が「５」であったときに、誤差が最大になる。よっ
て、ここでは、算出されたオン時間が３．０５μ秒であ
ったものとする。この場合、オン時間レジスタ６２に
は、「３．１μ秒」が書き込まれる。また、パルス信号
のデューティが「３．０５／２０」であったことより、
パルス周期の補正値は、下式により得られる。

【０１３２】 Ｔs ＝２０μ秒 × （３．１μ秒／３．０５μ秒） ＝２０．３２７μ秒→２０．３μ秒（四捨五入による） したがって、ＰＷＭ部１１により実際に生成されるパル
ス信号のデューティは、以下のようになる。

【０１３３】 Ｄ ＝ ３．１÷２０．３ ＝ ０．１５２７ また、デジタルフィルタ演算により算出されたデューテ
ィは、以下であった。Ｄ ＝ ３．０５÷２０ ＝
０．１５２５よって、デューティの誤差は０．１３パー
セントであり、また、出力電圧のリップルは、以下によ
うになる。

【０１３４】 Ｖripple ＝ １８ボルト×（０．１５２５−０．１５２７） ＝ −３．６ｍボルト なお、上記実施例では、図２０〜図２５に示す方法と、
図２６に示す方法とを独立して説明したが、それらを組
み合わせるようにしてもよい。たとえば、図２３に示す
フローチャートの処理と図２６に示すフローチャートの
処理とを組み合わせる場合、まず、ステップＳ６１〜Ｓ
６８を実行することによりオン時間レジスタ６２に書き
込むべきオン時間を決定し、その後、ステップＳ７６お
よびステップＳ７７を実行する。第３の実施例 第３の実施例は、負荷が要求する電流に応じて電源装置
自体の動作を変えることによりその消費電力を抑える技
術に係わる。特に、パーソナルコンピュータ等が通常動
作モードからサスペンドモード（スリープモードとも言
う）に切り替わったときに、電源装置自体の動作を変え
ることによりその消費電力を抑える技術に係わる。

【０１３５】パーソナルコンピュータ等がサスペンドモ
ードに入ると、その消費電流は大幅に低下し、また、消
費電流の変動はほとんど無くなる。この場合、当然のこ
とながら、そのパーソナルコンピュータに搭載されてい
る電源装置の出力電流は大幅に減少し、その出力電流の
変動は殆ど無くなる。そして、このように出力電流が小
さく且つその変動が小さい状況においては、電源装置の
応答速度が遅かったとしても、負荷（パーソナルコンピ
ュータ等）には何ら悪影響を及ぼさない。

【０１３６】本実施例の電源装置は、負荷がサスペンド
モードに入ったことを検出すると、そのゲインを下げる
と共に、電源装置の出力に係わるパラメータをサンプリ
ングする周期を長くすることにより、電源装置自体の消
費電流を低下させる。

【０１３７】図２７は、本実施例の電源装置において各
種パラメータを収集する機能を説明する図である。電源
回路の出力電圧Ｖout 、出力電流Ｉout 、入力電圧Ｖi
n、および電源装置の近傍の温度などのパラメータは、
図１または図３を参照しながら説明したように、多重化
部３４に入力されている。多重化部３４は、プロセッサ
４１からのサンプリング信号に従って入力されているパ
ラメータを順番に出力する。ここで、サンプリング周期
は、たとえば、プロセッサ４１により実行されるプログ
ラムに記述されているか、或いは予めＲＯＭ４２に設定
されている。そして、プロセッサ４１は、サンプリング
周期毎にサンプリング信号を出力し、多重化部３４は、
そのサンプリング信号に従って入力されているパラメー
タをＡ／Ｄ変換部３５へ送る。

【０１３８】Ａ／Ｄ変換部３５は、多重化部３４から入
力されたパラメータをデジタルデータに変換する。Ａ／
Ｄ変換部３５の出力は、ポーリングにより、プロセッサ
４１により読み取られる。ポーリング周期は、基本的に
はサンプリング周期と同じであるが、サンプリング周期
と独立して設定することができる。

【０１３９】上記図６に示すフローチャートの処理は、
たとえば、サンプリング信号およびポーリング処理と同
期して実行される。この場合、各種パラメータをサンプ
リングする毎に新たなパルス信号のデューティが決定さ
れ、ＰＷＭ部１１がその新たに決定されたデューティに
従ってパルス信号を生成する。

【０１４０】図２８は、プロセッサにより実行されるプ
ログラムの一部を示す図である。プロセッサ４１により
実行されるプログラムは、通常モード用プログラムおよ
びサスペンドモード用プログラムを含む。これらの各プ
ログラムは、それぞれ、デジタルフィルタの特性を記述
する式、サンプリング周期、およびポーリング周期を含
んでいる。

【０１４１】デジタルフィルタの特性を記述する式は、
上述した(3) 式（(4) 式〜(6) 式を含む）である。通常
モード用プログラムおよびサスペンドモード用プログラ
ムに記述されている式は、互いにその係数Ａ〜Ｃが異な
っている。具体的には、通常モード用プログラムに記述
されている式によって定義されているカットオフ周波数
よりも、サスペンドモード用プログラムのそれの方が低
くなっている。これら２つのプログラムにより得られる
電源装置のゲインを図２９に示す。

【０１４２】サンプリング周期およびポーリング周期
は、共に、負荷の動作モードにより異なる。すなわち、
通常モード用プログラムに記述されているサンプリング
周期およびポーリング周期式よりも、サスペンドモード
用プログラムのそれの方が低くなっている。具体的に
は、例えば、通常モードにおける各周期を５０μ秒に設
定し、サスペンドモードにおける各周期を５００μ秒〜
５ｍ秒程度に設定する。

【０１４３】図３０は、負荷の動作モードに応じて電源
装置の動作を切り換える処理のフローチャートである。
この処理は、たとえば、サンプリング周期ごとに、或い
は図６に示したフローチャートの処理を並列に実行され
る。なお、ここでは、この処理は、電源装置が「通常モ
ード用プログラム」を実行している最中に行うものとす
る。

【０１４４】ステップＳ８１では、電源回路の出力電流
Ｉout を取得する。続いて、ステップＳ８２では、ステ
ップＳ８１で取得した出力電流Ｉout が予め設定してあ
る閾値電流Ｉthよりも小さいか否かを調べる。この閾値
電流Ｉthは、負荷が通常モードで動作をしているのか、
サスペンドモードに入っているのかを判断するための参
照値である。

【０１４５】出力電流Ｉout が閾値電流Ｉthよりも小さ
ければ、負荷がサスペンドモードに入ったと見なし、ス
テップＳ８３において、サスペンドモード用プログラム
を起動する。サスペンドモード用プログラムが起動され
ると、以降、サンプリング周期および低いポーリング周
期が低くなり、また、電源装置のゲインも低くなる。な
お、出力電流Ｉout が閾値電流Ｉth異常であった場合に
は、負荷が通常モードで動作していると見なし、ステッ
プＳ８３をスキップする。

【０１４６】上述のように、サンプリング周期を長くす
ると、Ａ／Ｄ変換部３５における変換処理の実行回数が
減少するので、Ａ／Ｄ変換部３５における消費電力が減
少する。また、ポーリング周期を長くすると、図３１に
示すように、プロセッサ４１による演算回数が減少し、
待ち時間が長くなるので、プロセッサ４１の消費電力が
減少する。

【０１４７】なお、上述の例では、出力電流Ｉout が閾
値電流Ｉthよりも小さくなったことを検出して電源装置
の動作を切り換えているが、他のトリガに従って電源装
置の動作を切り換えるようにしてもよい。例えば、コン
ピュータのＣＰＵの中には、自分の動作モードを変更す
る際にその旨を電源装置に通知する機能を持ったものが
ある。このような負荷の場合には、電源装置は、負荷か
らの通知に従ってその動作を切り換える。

【０１４８】また、上述の例では、負荷がサスペンドモ
ードに入ったことを検出すると、電源装置の動作を即座
に切り換えているが、実際には、負荷がサスペンドモー
ドに入ったことを検出すると、まず、通常モード用プロ
グラムおよびサスペンドモード用プログラムを並列に実
行する。そして、通常モード用プログラムによる演算結
果とサスペンドモード用プログラムによる演算結果とが
互いに一致するようになるまでの間、或いはサスペンド
モード用プログラムを起動してから所定の時間が経過す
るまでの間は、通常モード用プログラムによる演算結果
をＰＷＭ部１１に出力し、その後に、サスペンドモード
用プログラムによる演算結果をＰＷＭ部１１に出力す
る。この後、通常モード用プログラムの実行を停止す
る。このような構成とすれば、電源装置の動作が切り替
わるタイミングにおいても安定した制御が維持される。

【０１４９】なお、サスペンドモード用プログラムは、
ポーリング周期を低く設定した場合には、その消費電力
は非常に小さい。したがって、サスペンドモード用プロ
グラムは、負荷の動作モードに係わらず常に実行させて
おいても、電源装置全体としての消費電力の増加分か僅
かである。このような構成すれば、電源装置の動作切替
は瞬時に行われる。

【０１５０】図３２は、負荷からの通知に従って動作を
切り換える処理のシーケンスを示す図である。ここで
は、負荷（コンピュータ等のＣＰＵ）が通常モードで動
作しており、電源装置は通常モード用プログラムを実行
しているものとする。尚、通常モード用プログラムにお
いては応答速度の高速のデジタルフィルタ（HighspeedF
ilter）を使用し、サスペンドモード用プログラムにお
いては低速のデジタルフィルタ（Lowspeed Filter ）を
使用するので、図３２では、それぞれ、過去プログラム
のことを「ＨＦ」および「ＬＦ」と記している。

【０１５１】負荷がその動作モードを通常モードからサ
スペンドモードに移行する際には、まず、その旨を電源
装置に通知する。負荷は、この通知の後、即座にサスペ
ンドモードに移行する。電源装置は、負荷から上記通知
を受けると、サスペンドモード用プログラムを起動す
る。この後、サスペンドモード用プログラムの動作が安
定するまでの間、通常モード用プログラムおよびサスペ
ンドモード用プログラムを並列に実行する。なお、これ
らのプログラムを並列に実行している期間は、通常モー
ド用プログラムにより演算結果をＰＷＭ部１１に出力す
る。なお、通常モード用プログラムによる演算結果とサ
スペンドモード用プログラムによる演算結果とが互いに
一致したとき、或いはサスペンドモード用プログラムを
起動してから所定の時間が経過したときに、サスペンド
モード用プログラムの動作が安定したものと見なす。

【０１５２】電源装置は、サスペンドモード用プログラ
ムの動作が安定すると、以降、サスペンドモード用プロ
グラムにより演算結果をＰＷＭ部１１に出力し、また、
通常モード用プログラムを停止する。

【０１５３】上記シーケンスによれば、電源装置の動作
が切り替わるタイミングにおいても安定した制御が維持
される。図３３は、負荷からの通知に従って動作を切り
換える処理のシーケンスを示す図であり、負荷がサスペ
ンドモードから通常モードに戻る場合そ示す。したがっ
て、電源装置はサスペンドモード用プログラムを実行し
ているものとする。

【０１５４】負荷がその動作モードをサスペンドモード
から通常モードに移行する際には、まず、その旨を電源
装置に通知する。この後、負荷は、電源装置からの「モ
ード移行許可通知」を待つ。

【０１５５】電源装置は、負荷から上記通知を受け取る
と、通常モード用プログラムを起動し、その動作が安定
するのを持つ。そして、通常モード用プログラムの動作
が安定すると、以降、通常モード用プログラムによる演
算結果をＰＷＭ部１１に出力し、また、負荷に対してモ
ード移行許可通知を送出する。負荷は、この通知を受け
取ると、その動作モードをサスペンドモードから通常モ
ードに移行する。

【０１５６】このように、負荷が消費電流の少ないモー
ドから消費電流の多いモードに移行しようとする場合に
は、電源装置に動作が完全に切り替わった後に実際にモ
ード切替を行う。このようなシーケンスとすれば、負荷
の誤動作等を防ぐことができる。

【０１５７】ところで、ＰＷＭ方式による従来の電源装
置は、一般に、その動作状態に係わらずスイッチング周
波数が一定であった。このため、スイッチング素子にお
ける損失は、電源装置の出力電流が小さくなった場合に
おいても、出力電流が大きい場合と同じであり、効率が
悪かった。以下に示す実施例では、この問題を解決す
る。

【０１５８】本実施例では、出力電流が小さくなったこ
とを検出すると、スイッチング周波数を低くする。ただ
し、そのスイッチング周波数は、ＬＣフィルタのカット
オフ周波数よりも十分に速くする必要がある。本実施例
では、スイッチング周波数をＬＣフィルタのカットオフ
周波数の１００倍としている。

【０１５９】このため、スイッチング周波数を低くする
場合は、それに伴ってＬＣフィルタのカットオフ周波数
も低くする必要がある。本実施例では、ＬＣフィルタを
構成するインダクタとして、そのインダクタンスが電流
に応じて変化するものを使用する。使用するインダクタ
は、例えば、アモルファスコアコイルである。また、図
３４に示すように、アモルファスコアコイルＬ1 と直列
に可飽和コイルＬ2 を設けるよにしてもよい。

【０１６０】図３５(a) は、アモルファスコアコイルＬ
1 および可飽和コイルＬ2 のインダクタンスの電流依存
性を示す図である。アモルファスコアコイルＬ1 は、電
流が大きくなるにつれてそのインダクタンスが小さくな
る特性を持っている。また、可飽和コイルＬ2 は、電流
が小さいときに、そのインダクタンスが急激に大きくな
る特性を持っている。

【０１６１】図３５(b) は、アモルファスコアコイルＬ
1 および可飽和コイルＬ2 を設けたＬＣフィルタのカッ
トオフ周波数を示す図である。ＬＣフィルタのカットオ
フ周波数は、インダクタとしてアモルファスコアコイル
Ｌ1 のみを設けた場合には、出力電流Ｉout の減少とと
もも緩やかに低くなり、アモルファスコアコイルＬ1お
よび可飽和コイルＬ2 を設けた場合には、出力電流Ｉが
out が所定値よりも小さく領域で非常に小さい値とな
る。なお、負荷の消費電流が小さい期間（たとえば、Ｃ
ＰＵのサスペンドモード）は、上述したように、電源装
置は、出力電圧の制御の応答を遅くしても、負荷に与え
る影響は少ない。

【０１６２】本実施例の電源装置は、ソフトウェア処理
により、出力電圧Ｉout に従ってスイッチング周波数を
変える。具体的には、出力電流Ｉout とＬＣフィルタの
カットオフ周波数との関係（図３５(b) 参照）を予め求
めてメモリに格納しておく。そして、出力電流を定期的
にモニタしてその電流値に対応するカットオフ周波数を
抽出し、さらにそのカットオフ周波数からスイッチング
周波数を求める。

【０１６３】図３６は、出力電流に従ってスイッチング
周波数を変える処理のフローチャートである。この処理
は、タイマ割込などにより所定間隔ごとに実行される。
ステップＳ９１では、出力電流Ｉout を取得する。ステ
ップＳ９２では、出力電流Ｉout に基づいてＬＣフィル
タのカットオフ周波数ｆc を決定する。この処理は、た
とえば、出力電流をキーとして、図３５(b) に示すグラ
フを格納してあるメモリからカットオフ周波数を取り出
すものである。ステップＳ９３では、ステップＳ９２で
得たカットオフ周波数ｆc からスイッチング周波数ｆsw
を算出する。この処理は、例えば、カットオフ周波数ｆ
c に「１００」を乗算する演算である。ステップＳ９４
では、ステップＳ９３において算出したスイッチング周
波数ｆswからパルス周期を決定し、そのパルス周期をＰ
ＷＭ部１１の周期レジスタ６１に書き込む。なお、パル
ス周期はスイッチング周波数ｆswの逆数である。

【０１６４】以降、ＰＷＭ部１１は、更新されたパルス
周期のパルス信号を生成したスイッチング素子１３に供
給する。図３７は、更新されたスイッチング周波数に従
ってパルス信号のオン時間を算出する処理のフローチャ
ートである。この処理は、図６に示したフローチャート
のバリエーションである。

【０１６５】ステップＳ１０１〜Ｓ１０３は、図６のス
テップＳ１〜Ｓ５と同じであり、パルス信号のデューテ
ィを求める。ステップＳ１０４では、図３６のステップ
Ｓ９３で算出されたスイッチング周波数ｆswおよびステ
ップＳ１０３で求めたデューティに従ってパルス信号の
オン時間を算出する。なお、図３６のステップＳ９３で
算出されたスイッチング周波数ｆswまたはそのスイッチ
ング周波数ｆswから求めたパルス周期は、演算部５０内
に保持されているものとする。ステップＳ１０５では、
ステップＳ１０４で算出したオン時間を用いてＰＷＭ部
１１のオン時間レジスタ６２を更新する。

【０１６６】上記処理により、電源装置は、その出力電
流が小さくなると、スイッチング周波数を低くする。し
たがって、出力電流が小さい期間は、スイッチング素子
１３における損失が小さくなる。特に、ＬＣフィルタと
して可飽和コイルＬ2 を使用した場合には、電源装置の
出力電流が所定値よりも小さくなるとカットオフ周波数
が非常に低くなるので、それに伴ってスイッチング周波
数をかなり小さくできる。このようにすれば、スイッチ
ング損は大幅に改善される。

【０１６７】上記実施例の電源装置の最も簡単な実現方
法としては、負荷が通常モードまたはサスペンドモード
のいずれのモードで動作しているのかを判断し、サスペ
ンドモードであったときにスイッチング周波数を低く設
定する構成が考えられる。

【０１６８】本実施形態の電源回路は、図３８(a) に示
すような同期型の構成を導入する。この構成は、図３に
示した整流用ダイオードをスイッチング素子１５に置き
換えることで実現される。スイッチング素子１３および
１５には、それぞれダイオードが並列に接続されてい
る。

【０１６９】スイッチング素子１３および１５に共有さ
れるパルス信号は、それら２つの素子が同時にオン状態
とならないようにするために、互いに反転させられてい
る。これら２つのパルス信号は、ＰＷＭ部１１により生
成される。ところが、スイッチング素子１３および１５
のスイッチング時間は有限であるため、これらのパルス
信号においては、通常、図３８(b) に示すような「デッ
ドオフ時間」が設けられている。

【０１７０】しかしながら、スイッチング素子１３およ
び１５のスイッチング速度は、電源装置近傍の温度、入
力電圧、出力電流などに応じて変化する。このため、
「デッドオフ時間」は、マージンを含んでいる。

【０１７１】「デッドオフ時間」においては、電流は、
スイッチング素子１３および１５の寄生ダイオードや、
スイッチング素子１３および１５に並列に接続されてい
るショットキーバリアダイオードを介して流れる。とこ
ろが、これらのダイオードのオン抵抗は、オン状態のス
イッチング素子１３または１５のそれと比べてかなり大
きい。したがって、「デッドオフ時間」においては、損
失が大きくなってしまう。

【０１７２】本実施例の電源装置は、この問題を解決す
るために、スイッチング素子のスイッチング速度の温度
依存性、入力電圧依存性、電流依存性を予め求めてメモ
リに格納しておき、それらの変化に応じて「デッドオフ
時間」が必要最低限の短い値になるように補正する。

【０１７３】図３９は、デッドオフ時間を調整する処理
のフローチャートである。この処理は、タイマ割込など
により、所定間隔ごとに実行される。ステップＳ１１１
〜Ｓ１１３では、電源装置の近傍の温度、入力電圧Ｖi
n、および出力電流Ｉout を取得する。ステップＳ１１
４では、ステップＳ１１１〜Ｓ１１３において取得した
パラメータに基づいて、「デッドオフ時間」を得る。な
お、スイッチング素子１３および１５のスイッチング速
度の温度依存性、入力電圧依存性および電流依存性は既
知であり、それらの特性に基づいて決まる最短の「デッ
ドオフ時間」がメモリに格納されているものとする。そ
して、ステップＳ１１５において、ステップＳ１１４で
得た「デッドオフ時間」を図４０(a) に示すＰＷＭ部１
１のデッドオフ時間レジスタ６５に書き込む。

【０１７４】図４１は、図４０(a) に示すＰＷＭ部１１
の動作を説明するフローチャートである。このフローチ
ャートは、図４０(b) に示すパルス信号Ｑ1 およびＱ2
を生成する処理である。パルス信号Ｑ1 は、スイッチン
グ素子１３に供給され、パルス信号Ｑ2 は、スイッチン
グ素子１５に供給される。

【０１７５】ステップＳ１２１でタイマ６３を起動（ま
たは再起動）すると、ステップＳ１２２においてパルス
信号Ｑ1 を「Ｌ」から「Ｈ」に切り換える。このとき、
パルス信号Ｑ2 は、「Ｌ」であるものとする。ステップ
Ｓ１２３では、タイマ起動からの経過時間が「オン時間
Ｔon」に達したか否かをモニタする。そして、そのモニ
タ時間が経過した時点で、ステップＳ１２４においてパ
ルス信号Ｑ1 を「Ｈ」から「Ｌ」に切り換える。

【０１７６】ステップＳ１２５では、タイマ起動からの
経過時間が「オン時間Ｔon＋デッドオフ時間Ｔd 」に達
したか否かをモニタする。そして、そのモニタ時間が経
過した時点で、ステップＳ１２６においてパルス信号Ｑ
2 を「Ｌ」から「Ｈ」に切り換える。さらに、ステップ
Ｓ１２７では、タイマ起動からの経過時間が「パルス周
期Ｔs −デッドオフ時間Ｔd 」に達したか否かをモニタ
する。そして、そのモニタ時間が経過した時点で、ステ
ップＳ１２８においてパルス信号Ｑ2 を「Ｈ」から
「Ｌ」に切り換える。この後、ステップＳ１２９では、
タイマ起動からの経過時間が「パルス周期Ｔs 」に達し
たか否かをモニタする。そして、そのモニタ時間が経過
した時点で、ステップＳ１２１に戻る。

【０１７７】上記処理を繰り返すことにより、図４０
(b) に示すパルス信号が生成される。ここで、デッドオ
フ時間は、温度、入力電圧および電流に応じて決まる最
短の値となるので、図３８(a) に示したダイオード等を
介して電流が流れる時間が短くなり、損失が少なくな
る。

【０１７８】なお、第３の実施例では、負荷の消費電流
が少なくなったときに電源装置の動作を変える構成を示
してきたが、上述した例の他にも、負荷の消費電流が小
さくなったことを検出してデジタルフィルタの参照値Ｖ
ref 小さくするような構成も容易に実現可能である。

【０１７９】なお、上記実施例は、ＰＷＭにより出力電
圧を一定の値に保持する構成の電源回路を採り上げた
が、本発明はこれに限定されるものではない。本発明
は、例えば、ＰＦＭ（パルス周波数変調）により出力電
圧を制御する構成の電源回路にも適用可能である。

【０１８０】

【発明の効果】電源回路の出力の制御をソフトウェアで
処理するので、その特性や仕様を柔軟に変化させること
ができる。特に、様々なパラメータに応じて電源装置の
ゲインおよび位相を最適化するので、電圧制御の精度が
上がる。また、デジタル化誤差を平均化するので、出力
電圧のリップルが小さくなる。さらに、負荷の動作状態
に応じてスイッチング周波数を変えるので、特に出力電
流が小さいときのスイッチング損失が小さくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態の電源装置の構成図である。

【図２】電力変換部の構成図である。

【図３】本実施形態における出力電圧制御について説明
する図である。

【図４】演算部の基本構成を示す図である。

【図５】(a) は、従来の電源装置において使用されてい
たアンプの具体的な回路図である。(b) は、ＩＩＲを用
いて作成した図４(a) に示すアンプと等価なデジタルフ
ィルタである。

【図６】演算部の基本動作を説明するフローチャートで
ある。

【図７】パルス信号のデューティを説明する図である。

【図８】(a) は、パルス生成部の動作を説明するフロー
チャートである。(b) は、生成されるパルス信号の例で
ある。

【図９】従来の電源回路の回路図である。

【図１０】図９に示した電源装置の伝達関数について説
明するためのブロック図である。

【図１１】アナログアンプのＧ−Φ特性の一例である。

【図１２】入力電圧とデジタルフィルタの係数との対応
関係を格納するテーブルの例である。

【図１３】入力電圧に応じてアンプの特性を変えながら
出力電圧を制御する処理のフローチャートである。

【図１４】(a) は、アモルファスコイルのインダクタン
スの電流依存性を示す図である。(b) は、ＬＣフィルタ
を示す。(c) は、カットオフ周波数の電流依存性を示す
図である。

【図１５】誤差検出用のアンプおよびＬＣフィルタによ
るゲインの周波数特性を示す図である。

【図１６】出力電流に応じてアンプの特性を変えながら
出力電圧を制御する処理のフローチャートである。

【図１７】(a) は、ＬＣフィルタを構成を示す図であ
る。(b) は、ＬＣフィルタのＧ−Φ特性の温度依存性を
示す図である。

【図１８】電源装置の近傍の温度に応じてアンプの特性
を変えながら出力電圧を制御する処理のフローチャート
である。

【図１９】電源回路の出力電圧Ｖout に応じてアンプの
特性を変えながら出力電圧を制御する処理のフローチャ
ートである。

【図２０】デジタル誤差を平均化する処理の例（切上げ
演算を実行した場合）を示す図である。

【図２１】デジタル誤差を平均化する処理の例（切下げ
演算を実行した場合）を示す図である。

【図２２】デジタル誤差を平均化する処理の例（四捨五
入演算を実行した場合）を示す図である。

【図２３】デジタル化誤差を平均化する処理のフローチ
ャート（切上げ演算を実行した場合）である。

【図２４】デジタル化誤差を平均化する処理のフローチ
ャート（切下げ演算を実行した場合）である。

【図２５】デジタル化誤差を平均化する処理のフローチ
ャート（四捨五入演算を実行した場合）である。

【図２６】パルス周期を変えながらデジタル化誤差を抑
える処理を説明するフローチャートである。

【図２７】各種パラメータを収集する機能を説明する図
である。

【図２８】プロセッサにより実行されるプログラムの一
部を示す図である。

【図２９】負荷が通常モードおよびサスペンドモードで
あったときの電源装置のゲインを示す図である。

【図３０】負荷の動作モードに応じて電源装置の動作を
切り換える処理のフローチャートである。

【図３１】ポーリング周期を低くすることによる効果を
説明する図である。

【図３２】負荷からの通知に従って動作を切り換える処
理のシーケンス（その１）を示す図である。

【図３３】負荷からの通知に従って動作を切り換える処
理のシーケンス（その２）を示す図である。

【図３４】アモルファスコアコイルおよび可飽和コイル
を使用したＬＣフィルタを示す図である。

【図３５】(a) は、インダクタンスの電流依存性を示す
図である。(b) は、ＬＣフィルタのカットオフ周波数の
電流依存性を示す図である。

【図３６】出力電流に従ってスイッチング周波数を変え
る処理のフローチャートである。

【図３７】更新されたスイッチング周波数に従ってパル
ス信号のオン時間を算出する処理のフローチャートであ
る。

【図３８】(a) は、同期型電源回路の要部そ示す図であ
る。(b) は、デッドオフ時間を説明する図である。

【図３９】デッドオフ時間を調整する処理のフローチャ
ートである。

【図４０】(a) は、ＰＷＭ部の構成図である。(b) は、
(a) に示すＰＷＭ部により生成されるパルス信号を示す
図である。

【図４１】図４０(a) に示すＰＷＭ部の動作を説明する
フローチャートである。

【図４２】従来の電源装置に設けられている充電器また
はＤＣ電源の構成図である。

【符号の説明】

１０ 充電器 １１ ＰＷＭ部 １２ 電力変換部 １３ スイッチング素子 ２０−１〜２０−ｎ ＤＣ電源 ４１ プロセッサ（ＭＰＵ） ４２ ＲＯＭ ５０ 演算部 ５１ 参照電圧レジスタ ５２ デジタルフィルタ ５３ パルス幅計算部 ６１ 周期レジスタ ６２ オン時間レジスタ ６３ タイマ ６４ パルス生成部 ６５ デッドオフ時間レジスタ

Claims (28)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出
   力を生成する電源回路と、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
   タに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータと基準値と
   の差を増幅する増幅手段と、 上記電源回路の入力電圧に基づいて上記増幅手段の特性
   を調整する調整手段と、 上記増幅手段の出力に基づいて上記電源回路に与えるパ
   ルス信号を生成する生成手段と、 を有する電源装置。
2. 【請求項２】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出
   力を生成する電源回路と、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
   タに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータと基準値と
   の差を増幅する増幅手段と、 上記電源回路の出力電流に基づいて上記増幅手段の特性
   を調整する調整手段と、 上記増幅手段の出力に基づいて上記電源回路に与えるパ
   ルス信号を生成する生成手段と、 を有する電源装置。
3. 【請求項３】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出
   力を生成する電源回路と、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
   タに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータと基準値と
   の差を増幅する増幅手段と、 上記電源回路の近傍の温度に基づいて上記増幅手段の特
   性を調整する調整手段と、 上記増幅手段の出力に基づいて上記電源回路に与えるパ
   ルス信号を生成する生成手段と、 を有する電源装置。
4. 【請求項４】 保持すべき出力電圧として複数の値を設
   定でき、与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出力を生
   成する電源回路と、 上記電源回路の出力電圧をデジタルデータに変換する変
   換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータと基準値と
   の差を増幅する増幅手段と、 上記電源回路の出力電圧に基づいて上記増幅手段の特性
   を調整する調整手段と、 上記増幅手段の出力に基づいて上記電源回路に与えるパ
   ルス信号を生成する生成手段と、 を有する電源装置。
5. 【請求項５】 上記増幅手段がデジタルフィルタである
   請求項１〜４のいずれか１つの記載の電源装置。
6. 【請求項６】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出
   力を生成する電源回路と、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
   タに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータと基準値と
   の差を増幅する増幅手段と、 上記電源回路の入力電圧、上記電源回路の出力電流、お
   よび上記電源回路の近傍の温度に基づいて上記増幅手段
   の特性を調整する調整手段と、 上記増幅手段の出力に基づいて上記電源回路に与えるパ
   ルス信号を生成する生成手段と、 を有する電源装置。
7. 【請求項７】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出
   力を生成する電源回路の出力電圧を制御する方法であっ
   て、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
   タに変換し、 上記電源回路の入力電圧に基づいて特性が調整されるデ
   ジタルフィルタを用いて上記デジタルデータと基準値と
   の差を増幅し、 上記デジタルフィルタの出力に基づいて上記電源回路に
   与えるパルス信号を生成する電源回路の制御方法。
8. 【請求項８】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出
   力を生成する電源回路の出力電圧を制御する方法であっ
   て、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
   タに変換し、 上記電源回路の出力電流に基づいて特性が調整されるデ
   ジタルフィルタを用いて上記デジタルデータと基準値と
   の差を増幅し、 上記デジタルフィルタの出力に基づいて上記電源回路に
   与えるパルス信号を生成する電源回路の制御方法。
9. 【請求項９】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出
   力を生成する電源回路の出力電圧を制御する方法であっ
   て、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
   タに変換し、 上記電源回路の近傍の温度に基づいて特性が調整される
   デジタルフィルタを用いて上記デジタルデータと基準値
   との差を増幅し、 上記デジタルフィルタの出力に基づいて上記電源回路に
   与えるパルス信号を生成する電源回路の制御方法。
10. 【請求項１０】 保持すべき出力電圧として複数の値を
    設定でき、与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出力を
    生成する電源回路の出力電圧を制御する方法であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
    タに変換し、 上記電源回路の出力電圧に基づいて特性が調整されるデ
    ジタルフィルタを用いて上記デジタルデータと基準値と
    の差を増幅し、 上記デジタルフィルタの出力に基づいて上記電源回路に
    与えるパルス信号を生成する電源回路の制御方法。
11. 【請求項１１】 ＰＷＭ方式でＤＣ出力が制御される電
    源回路を備える電源装置であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータに基づいて上記
    電源回路に与えるパルス信号のパルス幅を算出する算出
    手段と、 保持されている繰り越し値に従って上記算出手段により
    算出されたパルス幅データを補正する補正手段と、 その補正手段により補正されたパルス幅データを所定の
    桁数パルス幅データに変換する変換手段と、 その変換手段により変換されたパルス幅データに従って
    パルス信号を生成して上記電源回路へ供給する生成手段
    と、 上記補正手段により補正されたパルス幅データと上記変
    換手段により変換されたパルス幅データとの差を繰り越
    し値として保持する保持手段と、 を有する電源装置。
12. 【請求項１２】 上記変換手段は、上記補正手段により
    補正されたパルス幅データに対して所定の桁において切
    上げ演算を実行する請求項１１に記載の電源装置。
13. 【請求項１３】 上記変換手段は、上記補正手段により
    補正されたパルス幅データに対して所定の桁において切
    下げ演算を実行する請求項１１に記載の電源装置。
14. 【請求項１４】 上記変換手段は、上記補正手段により
    補正されたパルス幅データに対して所定の桁において四
    捨五入演算を実行する請求項１１に記載の電源装置。
15. 【請求項１５】 ＰＷＭ方式でＤＣ出力が制御される電
    源回路の出力電圧を制御する方法であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータに基づいて上記
    電源回路に与えるパルス信号のパルス幅を算出し、 保持されている繰り越し値に従って算出したパルス幅デ
    ータを補正し、 その補正されたパルス幅データを所定の桁数のパルス幅
    データに変換し、 その変換されたパルス幅データに従ってパルス信号を生
    成して上記電源回路へ供給し、 上記補正されたパルス幅データと上記変換されたパルス
    幅データとの差を繰り越し値として保持する電源回路の
    制御方法。
16. 【請求項１６】 ＰＷＭ方式でＤＣ出力が制御される電
    源回路を備える電源装置であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータに基づいて上記
    電源回路に与えるパルス信号のデューティを算出するデ
    ューティ算出手段と、 予め決められている基準周期および上記デューティ算出
    手段により算出されたデューティに基づいて上記電源回
    路に与えるパルス信号のパルス幅を算出するパルス幅算
    出手段と、 そのパルス幅算出手段により算出されたパルス幅データ
    を所定の桁数のパルス幅データに変換する変換手段と、 その変換手段により得られたパルス幅データおよび上記
    デューティ算出手段により算出されたデューティに基づ
    いてパルス信号の周期を算出する周期算出手段と、 上記変換手段により変換されたパルス幅データおよび上
    記周期算出手段により算出された周期に従ってパルス信
    号を生成して上記電源回路へ供給する生成手段と、 を有する電源装置。
17. 【請求項１７】 ＰＷＭ方式でＤＣ出力が制御される電
    源回路の出力電圧を制御する方法であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータに基づいて上記
    電源回路に与えるパルス信号のデューティを算出し、 上記算出されたデューティに基づいて上記電源回路に与
    えるパルス信号のパルス幅を算出し、 算出されたパルス幅データを所定の桁数のパルス幅デー
    タに変換し、 その変換されたパルス幅データおよび上記デューティに
    基づいてパルス信号の周期を算出し、 上記変換されたパルス幅データおよび上記算出された周
    期に従ってパルス信号を生成して上記電源回路へ供給す
    る電源回路の制御方法。
18. 【請求項１８】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ
    出力を生成する電源回路と、 上記電源回路に接続される負荷の動作状態を検出する検
    出手段と、 上記電源回路の出力を制御するために使用するパラメー
    タをサンプリングするサンプリング手段と、 上記サンプリング手段によりサンプリングされたパラメ
    ータをデジタルデータに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られたデジタルデータと基準値と
    の差を増幅する増幅手段と、 上記検出手段の検出結果に従って上記増幅手段の特性を
    調整する特性調整手段と、 上記増幅手段の出力に基づいて上記電源回路に与えるパ
    ルス信号を生成する生成手段と、 を有する電源装置。
19. 【請求項１９】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ
    出力を生成する電源回路と、 上記電源回路に接続される負荷の動作状態を検出する検
    出手段と、 上記電源回路の出力を制御するために使用するパラメー
    タをサンプリングするサンプリング手段と、 上記検出手段の検出結果に従って上記サンプリング手段
    によるサンプリング周期を調整する周期調整手段と、 上記サンプリング手段によりサンプリングされたパラメ
    ータをデジタルデータに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータに基づいて
    上記電源回路に与えるパルス信号を生成する生成手段
    と、 を有する電源装置。
20. 【請求項２０】 上記生成手段は、ポーリングにより上
    記変換手段からデジタルデータを取得する構成であっ
    て、 上記周期調整手段は、上記検出手段の検出結果に従って
    上記ポーリングの周期を調整する請求項１９に記載の電
    源装置。
21. 【請求項２１】 第１の動作モードおよびその第１の動
    作モードよりも消費電流が小さい第２の動作モードを有
    する負荷からの通知に従って動作を変更することがで
    き、与えられるパルス信号に基づいてＤＣ出力を生成す
    る電源回路を備える電源装置であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータに基づいて上記
    電源回路に与えるパルス信号を生成する高速応答手段
    と、 上記高速応答手段よりも遅い応答速度で上記電源回路の
    出力に係わるパラメータに基づいて上記電源回路に与え
    るパルス信号を生成する低速応答手段と、 第１の動作モードから第２の動作モードへ移行する旨を
    表す通知を上記負荷から受信したときに、上記低速応答
    手段により生成されるパルス信号を上記電源回路に与
    え、その後に上記高速応答手段を停止する制御手段と、 を有する電源装置。
22. 【請求項２２】 上記制御手段は、第２の動作モードか
    ら第１の動作モードへ移行する旨を表す通知を上記負荷
    から受信したときに、上記高速応答手段を起動し、上記
    高速応答手段により生成されるパルス信号を上記電源回
    路に与え、その後に上記負荷へ動作モードの移行を許可
    する通知を送る請求項２１に記載の電源装置。
23. 【請求項２３】 平滑用コイルを有し与えられるパルス
    信号に基づいてＤＣ出力が制御される電源回路を備える
    電源装置であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
    タに変換する変換手段と、 上記電源回路の出力電流またはコイル電流に基づいて上
    記パルス信号の周期を調整する調整手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータおよび上記
    調整手段により調整されたパルス周期に基づいて上記電
    源回路に与えるパルス信号を生成する生成手段と、 を有する電源装置。
24. 【請求項２４】 上記平滑用コイルとして、電流に応じ
    てそのインダクタンスが変化するものを使用する請求項
    ２３に記載の電源装置。
25. 【請求項２５】 平滑用コイルを有し与えられるパルス
    信号に基づいてＤＣ出力が制御される電源回路を備える
    電源装置であって、 上記電源回路に接続される負荷の動作状態を検出する検
    出手段と、 上記検出手段により検出結果に基づいて上記パルス信号
    の周期を調整する調整手段と、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
    タに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータおよび上記
    調整手段により調整されたパルス周期に基づいて上記電
    源回路に与えるパルス信号を生成する生成手段と、を有
    し、 上記平滑用コイルとして、電流に応じてそのインダクタ
    ンスが変化するものを使用する電源装置。
26. 【請求項２６】 １組のスイッチング素子を含みそれら
    １組のスイッチング素子に与えられるパルス信号に基づ
    いてＤＣ出力が制御される電源回路を備える電源装置で
    あって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
    タに変換する変換手段と、 上記変換手段により得られるデジタルデータに基づいて
    上記１組のスイッチング素子に与えるパルス信号を生成
    する生成手段と、 上記電源回路の入力電圧、上記電源回路の出力電流、お
    よび上記電源回路の近傍の温度の中の少なくとも１つに
    基づいて上記パルス信号のデッドオフ時間を調整する調
    整手段と、 を有する電源装置。
27. 【請求項２７】 与えられるパルス信号に基づいてＤＣ
    出力を生成する電源回路の出力電圧を制御する方法であ
    って、 上記電源回路に接続される負荷の状態を検出し、 上記電源回路の出力を制御するために使用するパラメー
    タをサンプリングし、 上記負荷の状態に基づいてそのサンプリングの周期を調
    整し、 サンプリングされたパラメータをデジタルデータに変換
    し、 デジタルフィルタを用いてそのデジタルデータと基準値
    との差を増幅し、 上記負荷の状態に基づいて上記デジタルフィルタの特性
    を調整し、 上記増幅されたデータに基づいて上記電源回路に与える
    パルス信号を生成する電源回路の制御方法。
28. 【請求項２８】 平滑用コイルを有し与えられるパルス
    信号に基づいてＤＣ出力が制御される電源回路の出力電
    圧を制御する方法であって、 上記電源回路の出力に係わるパラメータをデジタルデー
    タに変換し、 上記電源回路の出力電流またはコイル電流に基づいて上
    記パルス信号の周期を決定し、 上記デジタルデータおよび上記決定されたパルス周期に
    基づいて上記電源回路に与えるパルス信号を生成する電
    源回路の制御方法。