JPWO2018037758A1 - 受電装置および送電装置 - Google Patents

Abstract

送電装置（１０１）が有する送電コイル（１１Ａ）と結合する受電コイル（２１Ａ）と、受電コイル（２１Ａ）に電気的に接続されたダイオード（Ｄ１）およびトランジスタ素子（Ｑ２）を有し、受電コイル（２１Ａ）に流れる高周波交流電流を整流する整流回路（２２１）と、整流回路（２２１）により整流される電流を負荷（２６）へ出力する出力部（Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２）と、出力電圧Ｖａを検出する電圧検出回路（２４）と、出力電圧Ｖａに基づいてトランジスタ素子（Ｑ２）の動作を制御する制御回路（２５）とを備える。制御回路（２５）は、出力電圧Ｖａ≦閾値Ｖa1の場合、トランジスタ素子（Ｑ２）をオフして、定格整流動作を整流回路（２２１）に実行させ、電圧Ｖａ≧閾値Ｖa2の場合、トランジスタ素子（Ｑ２）をオンにして、定格整流動作を停止させる。

Description

本発明は、高周波電力を送電装置からワイヤレスで給電される受電装置、および送電装置に関する。

特許文献１には、非接触給電システムにおける受電装置の発熱を抑える発明が開示されている。特許文献１に記載の非接触給電システムは、送電装置と受電装置それぞれの共振回路の共振結合によって非接触で、送電装置から受電装置へ電力を送電している。受電装置では、受電する電力を監視し、その電力が目標電力レベルを超えないように、共振回路の共振周波数をずらすことで、目標電力レベル以上の電力の受電を抑制している。これにより、受電装置内の発熱量を抑えている。そして、発熱の影響による、受電装置内の電力変換回路（例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ）での変換効率の低下を抑制している。

特開２０１５−１２７６１号公報

受電装置の一例としては、例えばスマートフォン等の携帯機器が挙げられる。このような機器は、近年、ますますの小型化、薄型化が望まれている。しかしながら、特許文献１では、共振回路の共振周波数を制御するための回路を設ける必要があるため、受電装置が大型化するといった問題がある。このため、特許文献１の発明を用いると、装置の小型化、薄型化を実現できないおそれがある。

そこで、本発明の目的は、小型化を阻害することなく、大電力の受電を回避して、発熱を抑制する受電装置および送電装置を提供することにある。

本発明に係る受電装置は、送電装置が有する送電コイルと結合する受電コイルと、前記受電コイルに電気的に接続された整流素子および導通動作と容量動作を切り替える並列キャパシタを備えたトランジスタ素子を有し、前記受電コイルに流れる高周波共振電流を整流する整流回路と、負荷に接続され、前記整流回路により整流される電流を平滑キャパシタにより平滑して前記負荷へ出力する出力部と、前記受電コイルと電気的に接続され、前記受電コイルが有するインダクタンス成分と共振する等価的な共振キャパシタと、前記整流回路からの出力電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路の検出結果に基づいて前記整流回路の動作を制御する制御部と、を備え、前記受電コイルと前記整流回路と前記出力部により受電回路を構成し、前記平滑キャパシタは、前記並列キャパシタまたは前記等価的な共振キャパシタよりも大きな容量値を有し、前記制御部は、前記電圧検出回路が検出する電圧が閾値Ｖa1以下の場合、前記トランジスタ素子をオフして前記容量動作とし、定格整流動作を前記整流回路に実行させ、前記電圧検出回路が検出する電圧が閾値Ｖa2（＞Ｖa1）に達すると、前記トランジスタ素子をオンにして導通動作とし、前記等価的な共振キャパシタを変化させて前記受電回路が有する共振周波数を変化させ、同時に前記定格整流動作を停止させ、前記出力部への電力の流れを止めて前記受電コイルから前記出力部へ電力を供給する受電動作を停止させる、受電電力調整機能を備える、ことを特徴とする。

この構成では、出力電圧が高くなると、トランジスタ素子をオンすることで、受電電力を遮断でき、大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。この遮断は、整流回路に設けたトランジスタ素子をオンするだけで行える。このため、受電電力を遮断するための回路を別途設ける必要がなく、受電装置の小型化が阻害されることがない。

前記制御部は、前記電圧検出回路が検出する電圧が前記閾値Ｖa1より高く、前記閾値Ｖa2未満である場合、前記整流回路の動作実行と停止を制御して、前記定格整流動作よりも出力電力を抑制して受電電力を調整する構成でもよい。

この構成では、出力電圧が高い（Ｖa2以上）場合に、すぐに停止するのではなく、定格整流動作よりも出力電力を抑制する整流を実行することで、伝送効率の低下を抑制できる。

前記制御部は、前記電圧検出回路が検出する電圧が前記閾値Ｖa1より高く、前記閾値Ｖa2未満である場合、前記送電装置へ伝送するデジタル信号に基づく変調パターンで前記トランジスタ素子をオンオフして送電装置に信号を伝送して、前記送電装置の送電電力を変化させて受電電力を調整する構成でもよい。

この構成では、送電装置に出力電圧の状態をフィードバックすることで、送電装置側で送電電力の電力量を調整させることができる。

前記制御部は、前記閾値Ｖa1と前記閾値Ｖa2との間に１以上の閾値が定められ、前記閾値Ｖa1と前記閾値Ｖa2とを含む複数の閾値で区分される電圧範囲に応じて、異なるデジタル信号に基づく変調パターンで前記トランジスタ素子をオンオフして送電装置に信号を伝送して受電電力を調整する構成でもよい。

この構成では、送電装置に出力電圧の状態をフィードバックすることで、送電装置側で送電電力の電力量を段階的に調整させることができる。

前記並列キャパシタを前記トランジスタ素子が有する寄生容量で構成してもよい。

前記トランジスタ素子は並列に寄生ダイオードを備え、前記整流回路は前記トランジスタ素子を用いて同期整流動作を実行して受電電力を調整してもよい。

この構成では、整流回路での損失を低減できる。

前記制御部は、前記電圧検出回路の検出結果を、コンパレータを用いて比較して、前記トランジスタ素子の動作を制御し、前記整流回路の動作実行と停止の間にヒステリシスを形成してもよい。

前記制御部は、
ツェナーダイオードを有し、前記電圧検出回路が検出する出力電圧がツェナー電圧を超えるか超えないかの状態によって、前記トランジスタ素子の動作を制御してもよい。

前記トランジスタ素子は制御端子に入力キャパシタが接続されており、該入力キャパシタは、前記平滑キャパシタよりも小さく、前記並列キャパシタまたは前記等価的な共振キャパシタよりも大きな容量値を有していてもよい。

本発明に係る送電装置は、前記受電装置が有する受電コイルと結合する送電コイルと、前記送電コイルに電気的に接続されたトランジスタ素子を有し、前記送電コイルに流れる高周波交流電流を発生させる発振回路と、を備え、前記受電装置から伝送されたデジタル信号に基づく変調パターンを復調して送電電力を調整することを特徴とする。

この構成では、送電装置で伝送電力を調整することで、受電装置における大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。

本発明によれば、出力電圧が高くなると、トランジスタ素子をオンすることで、受電電力を遮断でき、大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。この遮断は、整流回路に設けたトランジスタ素子をオンするだけで行える。このため、受電電力を遮断するための回路を別途設ける必要がなく、受電装置の小型化が阻害されることがない。

図１は、実施形態１に係るワイヤレス電力送電装置、ワイヤレス電力受電装置、およびそれらで構成されるワイヤレス給電システムのブロック図である。 図２は、ワイヤレス電力送電装置およびワイヤレス電力受電装置の回路図である。 図３は、出力電圧と、整流回路のオンオフとの関係を示す図である。 図４（Ａ）および図４（Ｂ）は、整流回路がオンの場合を説明するための図である。 図５（Ａ）および図５（Ｂ）は、整流回路がオフの場合を説明するための図である。 図６（Ａ）は、制御回路の構成を示す図であり、図６（Ｂ）は、別の例の制御回路の構成を示す図である。 図７は、受電装置で実行される動作を示すフローチャートである。 図８は、受電装置から送電装置へ伝送信号を送信する場合における、出力電圧と、整流回路のオンオフとの関係を示す図である。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）および図９（Ｃ）は、伝送信号を伝送する際の、整流回路のオンオフのパターンを示す図である。 図１０は、受電装置で実行される動作を示すフローチャートである。 図１１は、受電装置の別の例の回路図である。 図１２は、受電装置の別の例の回路図である。 図１３は、別の例のワイヤレス給電システムの回路図である。 図１４は、別の例のワイヤレス給電システムの回路図である。 図１５は、別の例のワイヤレス給電システムの回路図である。 図１６は、別の例のワイヤレス給電システムの回路図である。 図１７は、別の例のワイヤレス給電システムの回路図である。

（実施形態１）
図１は、実施形態１に係るワイヤレス電力送電装置、ワイヤレス電力受電装置、およびそれらで構成されるワイヤレス給電システムのブロック図である。図２は、ワイヤレス電力送電装置およびワイヤレス電力受電装置の回路図である。

ワイヤレス給電システム３０１は、ワイヤレス電力送電装置（以降、単に「送電装置」という。）１０１とワイヤレス電力受電装置（以降、単に「受電装置」という。）２０１とで構成される。送電装置１０１は、受電装置２０１に対しワイヤレスで給電する給電装置である。受電装置２０１は、例えばスマートフォン等の携帯電子機器等である。

送電装置１０１は、送電側共振回路１１１と、この送電側共振回路１１１に高周波電力を供給する送電回路１２１とを備える。

送電側共振回路１１１は、送電コイル１１ＡとキャパシタＣ１１とを有する。送電側共振回路１１１は、送電回路１２１に接続され、送電回路１２１から高周波電力が供給される。

送電回路１２１は、トランジスタ素子Ｑ１１，Ｑ１２と、制御回路１３等を有する。制御回路１３は、トランジスタ素子Ｑ１１，Ｑ１２をオンオフ駆動する。トランジスタ素子Ｑ１１，Ｑ１２が制御されることによって、直流電源Ｖinからの直流電圧が交流電圧に変換されて、送電側共振回路１１１に共振電流が流れる。圧が交流電圧に変換されて、送電側共振回路１１１に共振電流が流れる。

送電側共振回路１１１の共振周波数は給電用に適した周波数である。例えば６ＭＨｚ以上１４ＭＨｚ以下の周波数、特に例えばＩＳＭバンドの一つである６．７８ＭＨｚである。

送電側共振回路１１１では、主に送電コイル１１ＡとキャパシタＣ１１の間において、それぞれが有する磁界エネルギーと電界エネルギーとが交換され、電気的な振動が発生する。

受電装置２０１は、受電側共振回路２１１と、整流回路２２１と、キャパシタＣ３（図１では不図示）と、電圧安定化回路２３（図２では不図示）と、電圧検出回路２４と、制御回路２５と、負荷２６とを備える。負荷２６は、例えばバッテリであって、受電装置２０１の出力部Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２に着脱自在に接続される。

受電側共振回路２１１では、主に受電コイル２１ＡとキャパシタＣ２１の間において、それぞれが有する磁界エネルギーと電界エネルギーとが交換され、電気的な振動が発生する。これらが電磁界共鳴条件を満たすことで電磁界共鳴が成立する。この電磁界共鳴によって、離れて位置する送電側共振回路１１１と受電側共振回路２１１とが相互に作用し、それぞれの共振回路が有する磁界エネルギーと電界エネルギーとが互いに合わさって交換され、電気的な振動が発生する。

整流回路２２１は、トランジスタ素子Ｑ２と、ダイオードＤ１とを有し、受電コイル２１Ａに流れる高周波共振電流を整流する。トランジスタ素子Ｑ２はＭＯＳ−ＦＥＴであり、ボディーダイオードと並列キャパシタを有する。トランジスタ素子Ｑ２は制御回路２５によりオンオフ駆動される。詳しくは後述するが、トランジスタ素子Ｑ２がオフのとき、整流回路２２１は定格整流動作を行い（以下、この状態を整流回路２２１のオン状態という）、トランジスタ素子Ｑ２がオンのとき、整流回路２２１は整流動作を停止する（以下、この状態を整流回路２２１がオフ状態という）。

キャパシタＣ３は、整流回路２２１の出力側に接続されている。キャパシタＣ３は、整流回路２２１から出力される整流電圧を平滑する。

電圧安定化回路２３は、例えばＤＣ−ＤＣコンバータであり、整流回路２２１およびキャパシタＣ３で整流平滑された電圧を所定値に変圧して、負荷２６へ供給する。

電圧検出回路２４は、整流回路２２１の出力電圧（負荷２６への供給電圧）Ｖｏを検出する。電圧検出回路２４は、例えば抵抗分圧回路である。以下では、電圧検出回路２４が検出する出力電圧Ｖｏの検出電圧をＶａで表す。

制御回路２５は、平時はトランジスタ素子Ｑ２をオフにして、整流回路２２１をオン状態にする。制御回路２５は、受電装置２０１が送電装置１０１から過剰な電力供給がされていることを電圧検出回路２４が検出する出力電圧Ｖａにより検知したとき、トランジスタ素子Ｑ２をオンにして、整流回路２２１をオフ状態にする。つまり、制御回路２５は、受電装置２０１が送電装置１０１から大電力を受電すると、その電力を整流回路２２１で遮断して、電圧安定化回路２３へ供給されないようにする。また、トランジスタ素子Ｑ２をオンにすることで、トランジスタ素子Ｑ２に並列に接続された並列キャパシタが短絡され、等価的な共振キャパシタが変化する。共振キャパシタを変化させることにより、共振周波数、特に受電回路が有するインピーダンスの虚部が所定値からずれ、高周波共振電流の振幅が変化する。整流動作を停止している際に受電装置２０１に流れる高周波共振電流を小さくして受電装置２０１における電力損失、特に、トランジスタ素子Ｑ２における導通損失を低減できる効果がある。これにより、受電装置２０１における大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。

制御回路２５は、整流回路２２１のオンからオフへの切り替えを、電圧検出回路２４が検出する出力電圧Ｖａに基づいて行う。

図３は、出力電圧Ｖaと、整流回路２２１のオンオフとの関係を示す図である。

制御回路２５は、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa1以下である場合には、トランジスタ素子Ｑ２をオフにする。つまり、整流回路２２１をオンにして、定格整流動作を実行する。制御回路２５は、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2以上である場合には、トランジスタ素子Ｑ２をオンにする。つまり、整流回路２２１をオフにして、整流動作を停止させる。

出力電圧Ｖａが、閾値電圧Ｖa1より高く、閾値電圧Ｖa2未満である場合には、制御回路２５は、整流回路２２１のトランジスタ素子Ｑ２を周期的にオフにする。つまり、整流回路２２１を交互にオンオフする。整流回路２２１を定期的にオフさせることで、送電装置１０１から受電装置２０１への過剰な電力供給を制限できる。また、電圧検出回路２４が検出する出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2に達することを防止できる。

なお、このときに整流回路２２１をオフする周期は、適宜変更可能である。以下、出力電圧Ｖａが、閾値電圧Ｖa1より高く、閾値電圧Ｖa2未満である場合での整流回路２２１の整流動作を、「一定モード整流動作」という。

図４（Ａ）および図４（Ｂ）は、整流回路２２１がオンの場合を説明するための図である。整流回路２２１がオンの場合、トランジスタ素子Ｑ２はオフである。

受電コイル２１Ａには交流電圧が誘起される。図４（Ａ）に示すように、キャパシタＣ２１側の受電コイル２１Ａの第１端が正となると、受電コイル２１ＡからキャパシタＣ２１、ダイオードＤ１、キャパシタＣ３の経路で電流が流れる。この場合、受電コイル２１Ａに誘起される電圧に、キャパシタＣ２１に充電される電圧が足し合わされた電圧が、キャパシタＣ３に充電される。つまり、この電圧が電圧安定化回路２３へ供給される。

図４（Ｂ）に示すように、受電コイル２１Ａの第２端が正である場合、受電コイル２１Ａから、トランジスタ素子Ｑ２のボディーダイオードを通り、キャパシタＣ２１へ電流が流れる。そして、キャパシタＣ２１は充電される。キャパシタＣ２１に充電される電圧は、図４（Ａ）で説明したように、受電コイル２１Ａの第１端が正となったときに放電される。

定格整流動作では、図４（Ａ）に示す状態と、図４（Ｂ）に示す状態とが交互に繰り返されて、電圧安定化回路２３へ電圧が出力される。

図５（Ａ）および図５（Ｂ）は、整流回路２２１がオフの場合を説明するための図である。整流回路２２１がオフの場合、トランジスタ素子Ｑ２はオンである。

受電コイル２１Ａに電圧が誘起され、図５（Ａ）に示すように、受電コイル２１Ａの第１端が正となると、受電コイル２１ＡからキャパシタＣ２１、トランジスタ素子Ｑ２の経路で電流が流れる。図５（Ｂ）に示すように、受電コイル２１Ａの第２端が正である場合、受電コイル２１Ａから、トランジスタ素子Ｑ２のボディーダイオードを通り、キャパシタＣ２１へ電流が流れる。整流動作の停止時では、図５（Ａ）に示す状態と、図５（Ｂ）に示す状態とが交互に繰り返される。つまり、電圧安定化回路２３へは電圧が出力されない。

これにより、受電装置２０１が大電力を受電しても、整流回路２２１をオフにすることで、電力を遮断でき、受電装置２０１における大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。また、大電力の遮断は、トランジスタ素子Ｑ２をオンすることで行えるため、複雑な回路を必要とせず、また、十分な素子設置スペースを確保する必要もないため、受電装置２０１の大型化を抑制して、小型化、薄型化を図ることができる。

なお、制御回路２５は整流回路２２１の動作を切り替える閾値にヒステリシスを形成することが望ましい。ヒステリシスを設けることにより、トランジスタ素子Ｑ２の動作が切り替わる閾値付近で、トランジスタ素子Ｑ２が能動領域で動作することを抑止でき、トランジスタの能動領域動作において、大きな損失を発生させることを抑制できる。

また、整流動作の動作実行と停止を明確に切り替えることができ、電力の調整が容易となる。

また、トランジスタ素子Ｑ２の制御端子には入力キャパシタが接続されており、該入力キャパシタは、キャパシタＣ３よりも小さく、並列キャパシタまたは等価的な共振キャパシタよりも大きな容量値を有することが望ましい。

入力キャパシタの容量値をキャパシタＣ３よりも小さく、並列キャパシタまたは等価的な共振キャパシタよりも大きな値とすることによって、整流動作の動作実行と停止の変化速度を平滑キャパシタの電圧変化よりは速く、高周波共振電流の電流変化よりは遅くし設定することができる。これによりキャパシタＣ３の電圧変化、すなわちリプル電圧を小さく抑制しながら、かつ、トランジスタ素子Ｑ２が能動領域で動作することを抑止でき、トランジスタ素子Ｑ２の能動領域動作において大きな損失を発生させることを抑制できる。また、整流動作の動作実行と停止を明確に切り替えることができ、電力の調整が容易となる。

以下に、制御回路２５の構成を説明する。

図６（Ａ）は、制御回路２５の構成を示す図であり、図６（Ｂ）は、別の例の制御回路の構成を示す図である。

制御回路２５は、コンパレータ２５Ａ，２５Ｂと、制御部２５Ｃとを備えている。コンパレータ２５Ａは、出力電圧Ｖａと、閾値電圧Ｖa1とを比較し、Ｖａ＞Ｖa1のときにＨレベル信号を出力する。コンパレータ２５Ｂは、出力電圧Ｖａと、閾値電圧Ｖa2とを比較し、Ｖａ＞Ｖa2のときにＨレベル信号を出力する。

制御部２５Ｃは、コンパレータ２５Ａ，２５Ｂの出力信号に基づいて、トランジスタ素子Ｑ２にゲート信号を出力する。詳しくは、制御部２５Ｃは、コンパレータ２５Ａ，２５Ｂの出力信号が何れも「Ｌｏ」の場合、つまり、Ｖａ＜Ｖa1の場合、トランジスタ素子Ｑ２をオフにする。制御部２５Ｃは、コンパレータ２５Ａの出力信号が「Ｈｉ」、かつ、コンパレータ２５Ｂの出力信号が「Ｌｏ」の場合、つまり、Ｖa1＜Ｖａ＜Ｖa2の場合、トランジスタ素子Ｑ２のゲートにパルス信号を出力し、トランジスタ素子Ｑ２をオンオフにする。制御部２５Ｃは、コンパレータ２５Ａ，２５Ｂの出力信号が何れも「Ｈｉ」の場合、つまり、Ｖa2＜Ｖａの場合、トランジスタ素子Ｑ２をオンにする。

なお、制御回路２５は図６（Ｂ）の構成であってもよい。この場合、整流回路２２１は、トランジスタ素子Ｑ２を駆動するための抵抗Ｒ１およびトランジスタ素子Ｑ２１の直列回路を有する。抵抗Ｒ１とトランジスタ素子Ｑ２１との接続点は、トランジスタ素子Ｑ２のゲートに接続されている。

図６（Ｂ）の制御回路２５１は、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＤｚ１の直列回路を有する。この直列回路は、電圧検出回路２４に接続されている。また、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＤｚ１の接続点Ａは、トランジスタ素子Ｑ２１のゲートに接続されている。

この構成において、出力電圧ＶａがツェナーダイオードＤｚ１のツェナー電圧未満である場合、接続点Ａの電位は「Ｈｉ」であり、トランジスタ素子Ｑ２１はオンする。そうすると、抵抗Ｒ１とトランジスタ素子Ｑ２１の接続点の電位は「Ｌｏ」であり、トランジスタ素子Ｑ２はオフする。出力電圧Ｖａが高くなり、ツェナー電圧を超えると、接続点Ａの電位は「Ｌｏ」となり、トランジスタ素子Ｑ２１はオフし、トランジスタ素子Ｑ２はオンする。ツェナー電圧は、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa1以下のときに、トランジスタ素子Ｑ２がオフされるように設定される。

出力電圧Ｖａがツェナー電圧を超えて、トランジスタ素子Ｑ２がオンされる場合、整流回路２２１はオフである。このとき、キャパシタＣ３は放電し、出力電圧Ｖａは低下する。出力電圧Ｖａがツェナー電圧より低くなると、接続点Ａの電位は「Ｈｉ」となり、トランジスタ素子Ｑ２は再度オフする。整流回路２２１はオンである。そして、再び出力電圧Ｖａがツェナー電圧を超えると、トランジスタ素子Ｑ２はオン、整流回路２２１はオフする。これが繰り返されることで、前記した一定モード整流動作が実行される。

出力電圧Ｖａが十分に高いと（閾値電圧Ｖa2以上）、トランジスタ素子Ｑ２はオンされて、整流回路２２１はオフする。そして、出力電圧Ｖａがツェナー電圧より低下するまで、整流回路２２１はオフを維持し、整流動作は停止される。

なお、出力電圧Ｖａと閾値電圧Ｖa1，Ｖa2との比較をデジタル処理で行ってもよい。また、閾値電圧Ｖa1，Ｖa2の値は、適宜変更可能である。

図７は、受電装置２０１で実行される動作を示すフローチャートである。

受電装置２０１は、送電装置１０１から電力伝送が行われると、電圧検出回路２４で出力電圧Ｖａを検出する（Ｓ１）。出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa1以下である場合（Ｓ２：ＹＥＳ）、制御回路２５はトランジスタ素子Ｑ２をオフにして、整流回路２２１をオンにする、つまり、整流回路２２１による定格整流動作を実行する（Ｓ３）。

出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa1以下でない場合であって（Ｓ２：ＮＯ）、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2以上である場合（Ｓ４：ＹＥＳ）、制御回路２５はトランジスタ素子Ｑ２をオンにして、整流回路２２１をオフにする、つまり、整流回路２２１による整流動作を停止する（Ｓ５）。

出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2に達していない場合（Ｓ４：ＮＯ）、つまり、Ｖa1＜Ｖａ＜Ｖa2である場合、制御回路２５はトランジスタ素子Ｑ２を交互にオンオフして、整流回路２２１による一定モード整流動作を実行する（Ｓ６）。

このように、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2を超えると、整流回路２２１をオフにして負荷２６への電力の流れを停止させることで、大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。受電装置２０１側で独立して受電電力を遮断できるため、受電装置２０１から送電装置１０１へ、受電電力の状態をフィードバックする必要がない。また、出力電圧Ｖａが高くなった場合に、整流回路２２１をすぐに停止するのではなく、一定モード整流動作を実行することで、伝送効率の低下を抑制できる。

なお、一定モード整流動作の実行時に、受電装置２０１から送電装置１０１へ、負荷供給電圧に関する情報等、所定の情報（伝送信号）を送信するようにしてもよい。

トランジスタ素子Ｑ２をオンオフすることで、整流回路２２１のオンオフを切り替えて、負荷への電力供給と遮断とを切り替えられる。この切り替えにより、送電装置１０１から受電装置２０１を視たインピーダンスは変化する。送電装置１０１は、このインピーダンスの変化を「０」と「１」の信号に変換して、受電装置２０１から伝送される所定の情報を読み取る。

図８は、受電装置２０１から送電装置１０１へ伝送信号を送信する場合における、出力電圧Ｖaと、整流回路２２１のオンオフとの関係を示す図である。

出力電圧Ｖａが、閾値電圧Ｖa1以下の場合と、閾値電圧Ｖa2以上の場合とにおける整流回路２２１の動作は、図３と同様である。

出力電圧Ｖａが、閾値電圧Ｖa1より高く、閾値電圧Ｖa2未満である場合では、制御回路２５は、周期的に、整流回路２２１をオフにする。このオフ期間に、制御回路２５は、トランジスタ素子Ｑ２をオンオフして、送電装置１０１から受電装置２０１を視たインピーダンスを変化させる。そして、出力電圧Ｖａ（Ｖa1＜Ｖａ＜Ｖa2）に応じて、３段階に分けて、負荷供給電圧に関する情報を受電装置２０１から送電装置１０１へ伝送する。

例えば、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa3（＞Ｖa1）未満である場合、受電装置２０１から送電装置１０１へ、第１の情報（例えば、電圧Ｖａが電圧Ｖa1を超えたことを知らせる内容）を伝送する。出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa3以上、閾値電圧Ｖa4（＞Ｖa3）未満である場合、受電装置２０１から送電装置１０１へ、第２の情報（例えば、電圧Ｖａが電圧Ｖa2に近づいていることを知らせる内容）を伝送する。出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa4以上、閾値電圧Ｖa2未満である場合、受電装置２０１から送電装置１０１へ、第３の情報（例えば、電圧Ｖａが電圧Ｖa2を超える直前であることを知らせる内容）を伝送する。

制御回路２５は、整流回路２２１のオン期間（すなわち、トランジスタ素子Ｑ２のオフ期間）を変えることで、伝送信号を変化させる。

図９（Ａ）、図９（Ｂ）および図９（Ｃ）は、伝送信号を伝送する際の、整流回路２２１のオンオフのパターンを示す図である。

図９（Ａ）は、前記第１の情報を伝送する場合の整流回路２２１のオンオフのパターンを示す。図９（Ｂ）は、前記第２の情報を伝送する場合の整流回路２２１のオンオフのパターンを示す。図９（Ｃ）は、前記第３の情報を伝送する場合の整流回路２２１のオンオフのパターンを示す。このように、整流回路２２１のオン期間とオフ期間を変えることで、異なる信号（この例では、３種類の信号）を受電装置２０１から送電装置１０１へ送信できる。

なお、信号の送信はＰＣＭ方式を用いてもよい。

送電装置１０１の制御回路１３（図２参照）は、送電回路１２１から負荷側をみた入力インピーダンス（すなわち、送電側から受電側をみた、スイッチング周波数での入力インピーダンス）の変化を判定し、その判定結果の時間変化での一定期間あたりの変化パターンを伝送信号に復調する。制御回路１３は、復調した伝送信号に基づいて、トランジスタ素子Ｑ１１，Ｑ１２をオンオフして、送電電力の電力量を適切に調整する。

図１０は、受電装置２０１で実行される動作を示すフローチャートである。なお、制御回路２５がＣＰＵを有し、デジタル処理で整流回路２２１のオンオフ制御を行う場合、図１０に示す処理は、制御回路２５により実行される。

受電装置２０１は、送電装置１０１から電力伝送が行われると、電圧検出回路２４で出力電圧Ｖａを検出する（Ｓ１１）。出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa1以下である場合（Ｓ１２：ＹＥＳ）、制御回路２５はトランジスタ素子Ｑ２をオフにして、整流回路２２１をオフにする、つまり、整流回路２２１による定格整流動作を実行する（Ｓ１３）。

出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa1以下でない場合であって（Ｓ２：ＮＯ）、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa3未満である場合（Ｓ１４：ＹＥＳ）、制御回路２５は、トランジスタ素子Ｑ２のオンオフを繰り返して、一定モード整流動作を実行しつつ、受電装置２０１から送電装置１０１へ、第１の情報を伝送する（Ｓ１５）。

出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa3未満でない場合であって（Ｓ１４：ＮＯ）、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa4未満である場合（Ｓ１６：ＹＥＳ）、制御回路２５は、一定モード整流動作を実行しつつ、受電装置２０１から送電装置１０１へ、第２の情報を伝送する（Ｓ１７）。

出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa4未満でない場合であって（Ｓ１６：ＮＯ）、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2以下である場合（Ｓ１８：ＹＥＳ）、制御回路２５は、一定モード整流動作を実行しつつ、受電装置２０１から送電装置１０１へ、第３の情報を伝送する（Ｓ１９）。

出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2以下でない場合（Ｓ１８：ＮＯ）、制御回路２５はトランジスタ素子Ｑ２をオンにして、整流回路２２１をオンにする、つまり、整流回路２２１による整流動作を停止する（Ｓ２０）。

このように、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2を超える前に、受電装置２０１から送電装置１０１へ信号を送信することで、送電装置１０１は、受電装置２０１での受電状況を把握できる。これにより、出力電圧Ｖａが閾値電圧Ｖa2を超えることを、回避できる場合がある。また、送電装置１０１側で伝送電力の調整ができなくても、受電装置２０１で受電電力を遮断できるので、大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。

なお、受電装置２０１の回路構成は、上述の構成に限定されない。

図１１および図１２は、受電装置の別の例の回路図である。

図１１に示す受電装置２０１Ａは、同期整流回路２２１Ａを備えている。同期整流回路２２１Ａは、図２で説明した整流回路２２１のダイオードＤ１に変えて、トランジスタ素子Ｑ３１を備えている。トランジスタ素子Ｑ３１は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴである。トランジスタ素子Ｑ２，Ｑ３１はそれぞれ、制御回路２５によりスイッチング制御される。

制御回路２５は、図４（Ａ）および図４（Ｂ）で説明した動作が行われるように、トランジスタ素子Ｑ２，Ｑ３１を所定の周期でスイッチング制御する。詳しくは、制御回路２５はトランジスタ素子Ｑ２をオフ、トランジスタ素子Ｑ３１をオンにすることで、図４（Ａ）の状態となる。また、制御回路２５はトランジスタ素子Ｑ２をオン、トランジスタ素子Ｑ３１をオフにすることで、図４（Ｂ）の状態となる。この場合、図２の構成と比べて、整流回路２２１での損失を低減できる。

図１２に示す受電装置２０１Ｂは、受電側共振回路２１１Ｂと、整流回路２２１Ｂとを備える。受電側共振回路２１１Ｂは、受電コイル２１ＡとキャパシタＣ２２との並列共振回路である。整流回路２２１Ｂは、トランジスタ素子Ｑ３２とダイオードＤ１２とが直列接続された構成である。この整流回路２２１Ｂは、トランジスタ素子Ｑ４がオンのとき整流動作し、トランジスタ素子Ｑ３２がオフのとき整流動作を停止、つまり、電圧安定化回路２３（図１）への電圧供給を遮断する。

（変形例）
以下、送電装置および受電装置それぞれの回路構成が異なるワイヤレス給電システムの変形例について説明する。

図１３、図１４、図１５、図１６および図１７は、別の例のワイヤレス給電システムの回路図である。

図１３のワイヤレス給電システム３０２Ａは、送電装置１０２Ａと、受電装置２０２Ａとを備える。

送電装置１０２Ａは、送電コイル１１ＡとキャパシタＣ１２との送電側共振回路１１２と、その共振回路に直流電源Ｖinからの直流電圧を供給するトランジスタ素子Ｑ１２とを有する。トランジスタ素子Ｑ１２は、そのスイッチング周波数を共振回路の共振周波数と同じにして、オンオフされる。トランジスタ素子Ｑ１２をオンオフすることで、キャパシタＣ１２は充放電を繰り返し、送電コイル１１Ａには交流電圧が印加される。

受電装置２０２Ａは、受電側共振回路２１１Ｂと、整流回路２２２Ａと、キャパシタＣ３とを備えている。なお、図示しないが、受電装置２０２Ａは、電圧安定化回路、電圧検出回路、制御回路等を備えている。

受電側共振回路２１１Ｂは、受電コイル２１ＡとキャパシタＣ２２との並列共振回路である。整流回路２２２Ａは、トランジスタ素子Ｑ４とダイオードＤ２との直列回路である。トランジスタ素子Ｑ４は、不図示の制御回路によりスイッチング制御される。

この構成において、トランジスタ素子Ｑ４をオンすることで、整流回路２２２Ａは整流動作を行い、トランジスタ素子Ｑ４をオフすることで、整流回路２２２Ａは、整流動作を停止し、受電した電力を遮断する。

図１４のワイヤレス給電システム３０２Ｂは、送電装置１０２Ｂと、受電装置２０２Ｂとを備える。

送電装置１０２Ｂは、送電側共振回路１１１と、送電回路１２２Ａとを備えている。送電回路１２２Ａは、トランジスタ素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、トランジスタ素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路とが並列に接続されて構成されている。トランジスタ素子Ｑ１１，Ｑ１４と、トランジスタ素子Ｑ１２，Ｑ１３とが交互にオンオフされることで、直流電源Ｖinからの直流電圧が交流電圧に変換されて、送電側共振回路１１１に供給される。

受電装置２０２Ｂは、受電側共振回路２１１と、整流回路２２２Ｂと、キャパシタＣ３とを備えている。なお、図示しないが、受電装置２０２Ｂは、電圧安定化回路、電圧検出回路、制御回路等を備えている。

整流回路２２２Ｂは、トランジスタ素子Ｑ５１とダイオードＤ３１との直列回路と、トランジスタ素子Ｑ５２とダイオードＤ３２との直列回路とが並列に接続されて構成されている。トランジスタ素子Ｑ５１，Ｑ５２は、不図示の制御回路によりスイッチング制御される。

受電側共振回路２１１は、トランジスタ素子Ｑ５１とダイオードＤ３１との接続点と、トランジスタ素子Ｑ５２とダイオードＤ３２との接続点とに接続されている。図４（Ａ）に示すように、キャパシタＣ２１側の受電コイル２１Ａの第１端が正の場合、トランジスタ素子Ｑ５１をオン、トランジスタ素子Ｑ５２をオフにする。これにより、受電コイル２１Ａ、キャパシタＣ２１、ダイオードＤ３２、キャパシタＣ３の電流経路が形成される。

図４（Ｂ）に示すように、受電コイル２１Ａの第２端が正である場合、トランジスタ素子Ｑ５１をオフ、トランジスタ素子Ｑ５２をオンにする。これにより、受電コイル２１Ａ、ダイオードＤ３１、キャパシタＣ３、トランジスタ素子Ｑ５２、キャパシタＣ２１の電流経路が形成される。

この構成において、トランジスタ素子Ｑ５１，Ｑ５２をオフすることで、整流回路２２２Ｂは整流動作を停止し、受電した電力を遮断する。

図１５のワイヤレス給電システム３０２Ｃは、送電装置１０２Ｃと、受電装置２０２Ｃとを備える。

送電装置１０２Ｃは、送電側共振回路１１２と、送電回路１２２Ａとを備えている。

受電装置２０２Ｃは、受電側共振回路２１１Ｂと、整流回路２２２Ｃと、キャパシタＣ３とを備えている。なお、図示しないが、受電装置２０２Ｃは、電圧安定化回路、電圧検出回路、制御回路等を備えている。

整流回路２２２Ｃは、トランジスタ素子Ｑ５１とダイオードＤ３１，Ｄ３３との直列回路と、トランジスタ素子Ｑ５２とダイオードＤ３２，Ｄ３４との直列回路とが並列に接続されて構成されている。トランジスタ素子Ｑ５１，Ｑ５２は、不図示の制御回路によりスイッチング制御される。

トランジスタ素子Ｑ５１，Ｑ５２の制御は、図１４と同じである。つまり、トランジスタ素子Ｑ５１，Ｑ５２をオフすることで、整流回路２２２Ｂは整流動作を停止し、受電した電力を遮断する。

図１６のワイヤレス給電システム３０２Ｄは、送電装置１０２Ｄと、受電装置２０２Ｄとを備える。

送電装置１０２Ｄは、送電側共振回路１１１と、送電回路１２２Ｂとを備えている。送電回路１２２Ｂは、トランジスタ素子Ｑ１１と、インダクタＬ１とを備え、送電コイル１１Ａに流す交流電流を発生させる。インダクタＬ１は、入力される直流電圧から、送電コイル１１Ａに流す交流電流に対して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成できる大きさのインダクタンス値を有する。インダクタＬ１のインダクタンス値は、送電コイル１１Ａのインダクタンス値よりも十分に大きく、スイッチング周波数において高インピーダンスとなるものであり、流れる電流の変動は十分に小さい。

受電装置２０２Ｄは、受電側共振回路２１１と、整流回路２２２Ｄと、キャパシタＣ３とを備えている。なお、図示しないが、受電装置２０２Ｄは、電圧安定化回路、電圧検出回路、制御回路等を備えている。

整流回路２２２Ｄは、図２に示す整流回路２２１のダイオードＤ１に変えて、インダクタＬ２を備えている。

この構成において、トランジスタ素子Ｑ２をオンすることで、整流回路２２２Ｄは整流動作を行い、トランジスタ素子Ｑ２をオフすることで、整流回路２２２Ｄは、整流動作を停止し、受電した電力を遮断する。

図１７のワイヤレス給電システム３０２Ｅは、送電装置１０２Ｅと、受電装置２０２Ｅとを備える。

送電装置１０２Ｅは、送電側共振回路１１１と、送電回路１２２Ｃとを備えている。送電回路１２２Ｃは、図１４に示す送電回路１２２Ａのトランジスタ素子Ｑ１２,Ｑ１４に変えて、インダクタＬ３１，Ｌ３２を備えている。送電回路１２２Ｃは、トランジスタ素子Ｑ１２,Ｑ１４をオンオフして、送電コイル１１Ａに流す交流電流を発生させる。

インダクタＬ３１，Ｌ３２は、入力される直流電圧から、送電コイル１１Ａに流す交流電流に対して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成できる大きさのインダクタンス値を有する。Ｌ３１，Ｌ３２のインダクタンス値は、送電コイル１１Ａのインダクタンス値よりも十分に大きく、スイッチング周波数において高インピーダンスとなるものであり、流れる電流の変動は十分に小さい。

受電装置２０２Ｅは、受電側共振回路２１１と、整流回路２２２Ｅと、キャパシタＣ３とを備えている。なお、図示しないが、受電装置２０２Ｅは、電圧安定化回路、電圧検出回路、制御回路等を備えている。

整流回路２２２Ｅは、図１４に示す整流回路２２２ＢのダイオードＤ３１，Ｄ３２に変えて、インダクタＬ４１，Ｌ４２を備えている。

この構成において、トランジスタ素子Ｑ５１，Ｑ５２を、図１４で説明したように、オンオフすることで、整流回路２２２Ｅは整流動作を行い、また、整流動作を停止し、受電した電力を遮断する。

図１３〜図１７に示すワイヤレス給電システムの構成であっても、受電装置側で独立して受電電力を遮断できるので、大電力の受電による発熱等の影響を抑制できる。

なお、図１３〜図１７に示す送電装置と受電装置の組み合わせは、適宜変更可能である。例えば、図１３に示す送電装置１０２Ａと、図１４に示す、受電装置２０２Ａとを組み合わせて、ワイヤレス給電システムを構成してもよい。

Ａ…接続点
Ｃ１１，Ｃ１２…キャパシタ
Ｃ２１，Ｃ２２…キャパシタ
Ｃ３…キャパシタ
Ｄ１，Ｄ１２…ダイオード
Ｄ２…ダイオード
Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ３２，Ｄ３４…ダイオード
Ｄｚ１…ツェナーダイオード
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３１，Ｌ３２，Ｌ４１，Ｌ４２…インダクタ
Ｑ１１，Ｑ１２…トランジスタ素子
Ｑ１３，Ｑ１４…トランジスタ素子
Ｑ２，Ｑ３，Ｑ３１，Ｑ３２…トランジスタ素子
Ｑ４…トランジスタ素子
Ｑ５１，Ｑ５２…トランジスタ素子
Ｒ１…抵抗
Ｖin…直流電源
１１Ａ…送電コイル
１３…制御回路
２１Ａ…受電コイル
２３…電圧安定化回路
２４…電圧検出回路
２５，２５１…制御回路
２５Ａ，２５Ｂ…コンパレータ
２５Ｃ…制御部
１０１…送電装置
１０２Ａ，１０２Ｂ，１０２Ｃ，１０２Ｄ，１０２Ｅ…送電装置
１１１，１１２…送電側共振回路
１２１，１２２Ａ，１２２Ｂ，１２２Ｃ…送電回路
２０１，２０１Ａ，２０１Ｂ…受電装置
２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃ，２０２Ｄ，２０２Ｅ…受電装置
２１１，２１１Ｂ…受電側共振回路
２２１…整流回路
２２１Ａ…同期整流回路
２２１Ｂ，２２２Ａ，２２２Ｂ，２２２Ｃ，２２２Ｄ，２２２Ｅ…整流回路
２５１…制御回路
３０１，３０２Ａ，３０２Ｂ，３０２Ｃ，３０２Ｄ，３０２Ｅ…ワイヤレス給電システム

Claims (10)

1. 送電装置が有する送電コイルと結合する受電コイルと、
   前記受電コイルに電気的に接続された整流素子および導通動作と容量動作を切り替える並列キャパシタを備えたトランジスタ素子を有し、前記受電コイルに流れる高周波共振電流を整流する整流回路と、
   負荷に接続され、前記整流回路により整流される電流を平滑キャパシタにより平滑して前記負荷へ出力する出力部と、
   前記受電コイルと電気的に接続され、前記受電コイルが有するインダクタンス成分と共振する等価的な共振キャパシタと、
   前記整流回路からの出力電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路の検出結果に基づいて前記整流回路の動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記受電コイルと前記整流回路と前記出力部により受電回路を構成し、前記平滑キャパシタは、前記並列キャパシタまたは前記等価的な共振キャパシタよりも大きな容量値を有し、
   前記制御部は、
   前記電圧検出回路が検出する電圧が閾値Ｖa1以下の場合、前記トランジスタ素子をオフして前記容量動作とし、定格整流動作を前記整流回路に実行させ、前記電圧検出回路が検出する電圧が閾値Ｖa2（＞Ｖa1）に達すると、前記トランジスタ素子をオンにして導通動作とし、前記等価的な共振キャパシタを変化させて前記受電回路が有する共振周波数を変化させ、同時に前記定格整流動作を停止させ、前記出力部への電力の流れを止めて前記受電コイルから前記出力部へ電力を供給する受電動作を停止させる、受電電力調整機能を備える、
   受電装置。
2. 前記制御部は、
   前記電圧検出回路が検出する電圧が前記閾値Ｖa1より高く、前記閾値Ｖa2未満である場合、前記整流回路の動作実行と停止を制御して、前記定格整流動作よりも出力電力を抑制して受電電力を調整する、
   請求項１に記載の受電装置。
3. 前記制御部は、
   前記電圧検出回路が検出する電圧が前記閾値Ｖa1より高く、前記閾値Ｖa2未満である場合、前記送電装置へ伝送するデジタル信号に基づく変調パターンで前記トランジスタ素子をオンオフして前記送電装置に信号を伝送して、前記送電装置の送電電力を変化させて受電電力を調整する、
   請求項１又は請求項２に記載の受電装置。
4. 前記制御部は、
   前記閾値Ｖa1と前記閾値Ｖa2との間に１以上の閾値が定められ、前記閾値Ｖa1と前記閾値Ｖa2とを含む複数の閾値で区分される電圧範囲に応じて、異なるデジタル信号に基づく変調パターンで前記トランジスタ素子をオンオフして前記送電装置に信号を伝送して受電電力を調整する、
   請求項３に記載の受電装置。
5. 前記並列キャパシタを前記トランジスタ素子が有する寄生容量で構成する、
   請求項１から請求項４の何れかに記載の受電装置。
6. 前記トランジスタ素子は並列に寄生ダイオードを備え、
   前記整流回路は前記トランジスタ素子を用いて同期整流動作を実行して受電電力を調整する、
   請求項１から請求項５の何れかに記載の受電装置。
7. 前記制御部は、
   前記電圧検出回路の検出結果を、コンパレータを用いて比較して、前記トランジスタ素子の動作を制御し、前記整流回路の動作実行と停止の間にヒステリシスを形成する、
   請求項１から請求項６の何れかに記載の受電装置。
8. 前記制御部は、
   ツェナーダイオードを有し、前記電圧検出回路が検出する出力電圧がツェナー電圧を超えるか超えないかの状態によって、前記トランジスタ素子の動作を制御する、
   請求項１から請求項７の何れかに記載の受電装置。
9. 前記トランジスタ素子は制御端子に入力キャパシタが接続されており、該入力キャパシタは、前記平滑キャパシタよりも小さく、前記並列キャパシタまたは前記等価的な共振キャパシタよりも大きな容量値を有する、
   請求項１から請求項８の何れかに記載の受電装置。
10. 請求項３又は請求項４に記載の受電装置が有する受電コイルと結合する送電コイルと、
    前記送電コイルに電気的に接続されたトランジスタ素子を有し、前記送電コイルに流れる高周波交流電流を発生させる発振回路と、
    を備え、
    前記受電装置から伝送されたデジタル信号に基づく変調パターンを復調して送電電力を調整する、
    送電装置。

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