WO2024101439A1 - 電源回路、および電源モジュール - Google Patents

電源回路、および電源モジュール Download PDF

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WO2024101439A1
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power supply
supply circuit
generating element
power
input impedance
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Inventor
赳彬 矢嶋
Original Assignee
国立大学法人九州大学
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
    • H02N2/18—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing electrical output from mechanical input, e.g. generators

Definitions

  • This disclosure relates to a power supply circuit and a power supply module that extract power from an electromagnetic induction type power generating element that includes a vibrator.
  • a power generation element that converts renewable energy (also known as environmental energy) such as light, heat, vibration, and wind into electricity.
  • Patent Document 1 JP Patent Publication No. 2011-517277 discloses a power generating element that converts mechanical vibration energy into electrical energy.
  • This power generating element is equipped with an electrically conductive coil and a magnet, and two parts of the magnetic core are mounted with a bias element that can vibrate relatively at a resonant frequency with respect to the central position along the axis.
  • a change occurs in the magnetic flux of the coil when the bias element is vibrated at the resonant frequency, generating power in the coil.
  • Patent Document 1 in the case of a power generation element that converts mechanical vibration energy into electrical energy, the maximum amount of power can be generated by vibrating the bias element (oscillator) at the resonant frequency. Therefore, the power generation element is set so that the resonant frequency of the bias element (oscillator) matches the frequency of the environmental vibrations in which it is placed.
  • the frequency of environmental vibration is not always constant, and can change due to changes in the environment.
  • a power generation element whose resonant frequency is set to match the frequency of the environmental vibration before the change will see a significant drop in the amount of power generated.
  • the objective of this disclosure is to provide a power supply circuit and a power supply module that are capable of changing the resonant frequency of the oscillator included in the power generation element.
  • the power supply circuit is a power supply circuit that extracts power from an electromagnetic induction type power generating element including a vibrator.
  • the power supply circuit includes a capacitor connected in series to the electromagnetic induction type power generating element, a switching circuit connected between the capacitor and a load, and a controller that switches the switching circuit.
  • the controller changes the switching frequency of the switching circuit to change the input impedance of the power supply circuit and modulate the resonant frequency of the vibrator.
  • the power supply module includes an electromagnetic induction type power generating element and the power supply circuit described above.
  • the input impedance of the power supply circuit can be changed to modulate the resonant frequency of the vibrator, making it possible to easily change the resonant frequency of the vibrator in accordance with changes in the frequency of environmental vibrations.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply module according to an embodiment
  • FIG. 2 is a schematic diagram of a power generating element according to an embodiment
  • 3 is an equivalent circuit of a power generating element according to the embodiment. This is an equivalent circuit of the power generating element after unifying it into mechanical impedance.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining mechanical impedance on a complex plane.
  • 10A and 10B are diagrams for explaining changes in mechanical impedance when the capacitance value of a capacitor and the input impedance of a power supply circuit are changed.
  • 1 is a diagram for explaining the relationship between the power output to a load circuit and the input impedance of a power supply circuit;
  • FIG. 13 is a diagram for explaining modulation of a resonance frequency.
  • 11A and 11B are diagrams for explaining modulation of a resonant frequency when an electromechanical coupling constant is changed.
  • the power supply circuit described below is applied to, for example, a magnetostrictive vibration power generation element, and can extract power from the power generation element.
  • the power supply circuit is not limited to being applied to a magnetostrictive vibration power generation element, and can be similarly applied to any electromagnetic induction power generation element that includes a vibrator.
  • (Embodiment) 1 is a circuit diagram of a power supply module 100 according to an embodiment.
  • the power supply module 100 includes a power generating element 110 and a power supply circuit 120.
  • power generated by the power generating element 110 is extracted by the power supply circuit 120 and supplied to a load circuit R out (e.g., a sensor, etc.).
  • a load circuit R out e.g., a sensor, etc.
  • the internal inductance L1 included in the power generating element 110 is combined with the power supply circuit 120 to form a boost converter circuit.
  • the boost converter circuit can achieve boost operation by controlling the switching transistors M1 and M2 of the switching circuit with the controller 130. Furthermore, the direction of the current can be determined by controlling the switching transistors M1 and M2 with the controller 130, which will be described below, and rectification can be achieved at the same time as boosting.
  • the controller 130 simultaneously turns off the switching transistors M1 and M2 at regular intervals, and is able to determine the direction of the current from the change in the drain voltage of the switching transistors M1 and M2 detected at that time.
  • the controller 130 then keeps the switching transistor M1 or M2 whose drain voltage has risen in the OFF state, while immediately controls the switching transistor M1 or M2 whose drain voltage has changed to 0 (zero) V or a negative voltage to the ON state.
  • the boost converter circuit simultaneously achieves a rectification function and a boost function by connecting the charging capacitor C1 via the rectification elements D1 and D2 (diodes) to the wiring through which the current flows from the power generation element 110 toward the power supply circuit 120, and grounding the wiring that outputs the current.
  • the power generating element 110 is an electromagnetic induction type power generating element that includes a vibrator.
  • the power generating element 110 is a power generating element that can generate power by vibrating the vibrator using environmental vibrations to change the magnetic flux.
  • a magnetostrictive vibration power generating element which is an example of an electromagnetic induction type power generating element that includes a vibrator, will be described.
  • Figure 2 is a schematic diagram of the power generating element 110 according to the embodiment.
  • the power generating element 110 includes a spring plate 1, a weight 2, a coil 3, a magnetostrictive element 4, and magnets 5 and 6.
  • the spring plate 1 is U-shaped, with a weight 2 attached to one end. Furthermore, the spring plate 1 has a coil 3 and a magnetostrictive element 4 provided midway through the U-shape, and magnets 5 and 6 provided at both ends.
  • the magnetic flux generated in the power generating element 110 flows along the spring plate 1 via the magnets 5 and 6. Therefore, the power generating element 110 can change the magnetic flux flowing along the spring plate 1 by vibrating the spring plate 1 and the weight 2 as an oscillator using environmental vibrations, and the change in magnetic flux generates electricity in the coil 3.
  • the power generating element 110 is shown as an equivalent circuit in which the power source 112, the internal inductance L1 (internal coil), and the internal resistance R1 are connected in series.
  • the power generating element 110 can obtain the maximum amount of power generation by vibrating the oscillator at the resonant frequency f. Therefore, the power generating element 110 is set so that the resonant frequency of the oscillator matches the frequency of the environmental vibrations in which it is placed.
  • the frequency of the environmental vibration is not always constant, and the frequency of the environmental vibration may change due to environmental changes.
  • the power generating element 110 is no longer able to vibrate the oscillator at the resonant frequency f, and the amount of power generation is significantly reduced.
  • the resonant frequency f of the oscillator can be modulated by the power supply circuit 120 in accordance with the change. Therefore, in the power supply module 100, even if the frequency of the environmental vibration changes due to environmental changes, the amount of power generation required for the load circuit R out (for example, a sensor, etc.) can be maintained.
  • the power supply circuit 120 can extract power from the power generation element 110 and modulate the resonant frequency f of the vibrator.
  • the power supply circuit 120 includes a capacitor Cx, switching transistors M1 and M2, a rectifier element D1, a rectifier element D2, and a charging capacitor C1.
  • the capacitor Cx is connected in series to the power generation element 110. If the capacitor Cx is connected in parallel to the power generation element 110, the voltage from the power generation element 110 is fixed by the capacitor Cx, so it cannot coexist with a switching circuit including the switching transistors M1 and M2. However, by connecting the capacitor Cx in series to the power generation element 110, it becomes possible to coexist with a switching circuit including the switching transistors M1 and M2.
  • the power supply circuit 120 is not limited to a case in which the switching transistors M1 and M2 form a boost converter, and it is sufficient if the power supply circuit 120 has a switching circuit including the switching transistors M1 and M2 connected between the capacitor Cx and the load circuit Rout .
  • the controller 130 drives the switching transistors M1 and M2 at a switching frequency. In one period, the switching transistors M1 and M2 are alternately turned on, with a duty ratio of 50%.
  • the switching frequency and the input impedance R Load of the power supply circuit 120 are in a proportional relationship, and the input impedance R Load increases when the switching frequency is increased.
  • the input impedance R Load of the power supply circuit 120 is the impedance of the entire power supply circuit 120 including the load circuit R out as seen from the power generating element 110 as shown in FIG. 1.
  • the switching frequency of the switching transistors M1 and M2 is changed to change the input impedance R Load of the power supply circuit 120 and modulate the resonant frequency f of the vibrator.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit of the power generating element 110 according to the embodiment.
  • the power generating element 110 applies a force F (excitation force) to the oscillator, with the equivalent mass m including the mass of the weight 2, the spring constant 1/k of the spring plate 1, and the viscous damping coefficient c (damping constant), to vibrate the oscillator at a velocity v (vibration velocity), thereby generating an electromotive force ⁇ v.
  • F excitation force
  • the power generating element 110 generates an electromotive force ⁇ v, which generates a braking force ⁇ i as a reaction thereto, and can be expressed as an equation of motion such as Equation 1.
  • the equation of motion of the power generating element 110 is a combination of mass motion, damping motion, and spring motion, each of which has one degree of freedom.
  • ⁇ is an electromechanical coupling coefficient.
  • the equivalent circuit of the power generating element 110 is expressed as the equation of motion and circuit equation shown below, which is described in detail in the document "Shota Kita et al., "Improvement of force factor of magnetostrictive vibration power generator for high efficiency" Journal of Applied Physics 117, 17B508 (2015)”.
  • the power generating element 110 can also be expressed as a circuit equation such as Equation 2, in which the internal resistance R1, the internal inductance L1, and the capacitor Cx of the power supply circuit 120 are connected in series as shown in Figure 3, and a current i flows when an electromotive force ⁇ v is generated.
  • the power generating element 110 includes the internal resistance R1, the internal inductance L1, and the capacitor Cx of the power supply circuit 120, which are parameters of the electrical system, even in the equivalent circuit after unification by the mechanical impedance. Therefore, the resonance frequency f of the vibration depends on the internal resistance R1, the internal inductance L1, and the capacitor Cx of the power supply circuit 120. In other words, it can be seen that the resonance frequency f of the vibrator can be modulated by the capacitor Cx of the power supply circuit 120.
  • Equation 3 a term of the input impedance R Load is included as in Equation 3, and the resonance frequency f of the vibrator can also be modulated by the input impedance R Load of the power supply circuit 120.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the mechanical impedance on a complex plane.
  • the vertical axis represents the imaginary part
  • the horizontal axis represents the real part.
  • the first to third terms shown in Equation 3 are mechanical system terms, and the real part is determined by the viscous damping coefficient c of the first term, and the imaginary part is determined by j ⁇ m of the second term including the equivalent mass m, and k/(j ⁇ ) of the third term including the spring constant 1/k.
  • the direction of the real part of the mechanical system parameters depends on the viscous damping coefficient c
  • the direction of the imaginary part depends on the equivalent mass m and the spring constant 1/k of the spring plate 1.
  • the frequency at which the imaginary part of the mechanical impedance becomes 0 (zero) is the resonance point, so the resonance frequency f can be changed by changing the parameters related to the imaginary part.
  • Equation 3 the four items shown in Equation 3 are electrical system terms.
  • points based on electrical system parameters are plotted in addition to the points plotted based on the mechanical system parameters.
  • the plot can be changed in the direction of the imaginary part by changing the electrical system parameters, so that the resonant frequency f of the vibrator can be modulated by the capacitor Cx and input impedance R Load of the power supply circuit 120.
  • Fig. 6 is a diagram for explaining the change in mechanical impedance when the capacitance value of the capacitor Cx and the input impedance R Load of the power supply circuit 120 are changed.
  • the vertical axis is the imaginary part (unit: Ns/m) and the horizontal axis is the real part (unit: Ns/m).
  • the point plotted by the parameters of the mechanical system is set as the origin.
  • the graph shown in Fig. 6 is the result of a simulation.
  • the impedance of the power generating element 110 changes in a semicircular shape when the capacitance value of the capacitor Cx is changed.
  • the capacitance value of the capacitor Cx By increasing the capacitance value of the capacitor Cx, the real part of the impedance increases, but the imaginary part of the impedance increases once and then returns to 0 (zero).
  • the capacitance value of the capacitor Cx was 0.4 ⁇ F and the input impedance R load was 1168 ⁇ .
  • the resonant frequency f of the vibrator at that time was 349.6 Hz.
  • the power supply circuit 120 in order to change the capacitance value of the capacitor Cx, it is necessary to prepare a plurality of capacitor elements and switch between these elements or to use a variable capacitance capacitor, which complicates the circuit configuration. Therefore, the power supply circuit 120 sets the capacitance value of the capacitor Cx to a fixed value and changes the switching frequency of the switching transistors M1 and M2 to change the input impedance R Load and modulate the resonant frequency f of the vibrator. Of course, if there are no constraints such as a complicated circuit configuration, the power supply circuit 120 may modulate the resonant frequency f of the vibrator by changing the capacitance value of the capacitor Cx.
  • Fig. 7 is a diagram for explaining the relationship between the power P out output to the load circuit R out and the input impedance R Load of the power supply circuit 120.
  • the vertical axis is the power P out (unit: W) and the horizontal axis is R Load (unit: ⁇ ).
  • the power P out is about 0.0015 W, as shown in Fig. 7. Even when the input impedance R Load is increased by about 10 times to about 10,000 ⁇ , the power P out is about 0.001 W. If it is assumed that the change in the power P out with respect to the input impedance R Load is linear, even if the input impedance R Load is increased by about 30 times, the power P out of about 0.0008 W, which is about half of the power when the input impedance R Load is 1168 ⁇ , can be secured.
  • the maximum frequency modulation amount by which the power supply circuit 120 can modulate the resonant frequency f of the vibrator can be expressed as in Equation 6. Therefore, it can be seen that the maximum frequency modulation amount depends on the electromechanical coupling coefficient ⁇ , and the larger the electromechanical coupling coefficient ⁇ , the larger the modulation amount.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the modulation of the resonance frequency.
  • Fig. 9 is a diagram for explaining the modulation of the resonance frequency when the electromechanical coupling constant is changed.
  • the vertical axis is power P out (unit: W) and the horizontal axis is vibration frequency (unit: Hz).
  • the graphs shown in Figs. 8 and 9 are the results of the simulation.
  • FIG. 8 shows the change in power P out at each frequency (triangle plot) when the electromechanical coupling coefficient ⁇ is 12.49 and the input impedance R Load is 1168 ⁇ , with the power P out being maximum at about 346 Hz. Also, in FIG. 8, the change in power P out at each frequency (square plot) when the input impedance R Load is 5840 ⁇ is shown, with the power P out being maximum at about 348 Hz.
  • the power supply circuit 120 can modulate the resonant frequency f by about 2 Hz by changing the input impedance R Load from 1168 ⁇ to 5840 ⁇ , which is five times the input impedance.
  • Fig. 9 the change in power P out at each frequency (plotted by circles) when the electromechanical coupling coefficient ⁇ is 30 and the input impedance R Load is 1168 ⁇ is illustrated, and the power P out is maximum at about 336 Hz. Also, in Fig. 9, the change in power P out at each frequency (plotted by squares) when the input impedance R Load is 11680 ⁇ is illustrated, and the power P out is maximum at about 348 Hz.
  • the power supply circuit 120 can modulate the resonant frequency f by about 13 Hz by changing the input impedance R Load from 1168 ⁇ to 11680 ⁇ , which is 10 times.
  • the power supply circuit 120 can modulate the resonant frequency f in the range of about 13 Hz sandwiched between the dashed lines shown in Fig. 9 by changing the input impedance R Load in the range from 1168 ⁇ to 11680 ⁇ .
  • the power supply circuit 120 can modulate the resonant frequency f by changing the input impedance R Load . Furthermore, by increasing the electromechanical coupling coefficient ⁇ from 12.49 to 30, the power supply circuit 120 can dramatically improve the range in which the input impedance R Load can be changed to modulate the resonant frequency f.
  • a power supply circuit is a power supply circuit that extracts power from an electromagnetic induction type power generation element including a vibrator, A capacitor connected in series to the electromagnetic induction type power generating element; a switching circuit connected between the capacitor and the load; A controller that switches the switching circuit, The controller is By changing the switching frequency of the switching circuit, the input impedance of the power supply circuit is changed, thereby modulating the resonant frequency of the vibrator.
  • the switching circuit includes a switching transistor, a rectifier element, and a charging capacitor, and forms a boost converter together with the internal coil of the electromagnetic induction type power generating element.
  • the capacitance of the capacitor is determined based on the resonant frequency of the vibrator and the internal resistance of the electromagnetic induction type power generating element.
  • the value obtained by dividing the square of the electromechanical coupling constant by the damping constant is set as a reference value, and when the internal resistance is smaller than the reference value, the input impedance of the power supply circuit becomes the reference value, and when the internal resistance is equal to or greater than the reference value, the lower limit value of the input impedance of the power supply circuit becomes the reference value.
  • the input impedance of the power supply circuit can be changed within a range from a reference value to the internal resistance.
  • the electromagnetic induction type power generating element is a magnetostrictive vibration power generating element.
  • the power supply module according to the present disclosure includes an electromagnetic induction type power generating element and a power supply circuit according to any one of (1) to (6).

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  • General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)

Abstract

本開示は、発電素子に含まれる振動子の共振周波数を変更することが可能な電源回路、および電源モジュールを提供する。電源回路（１２０）は、振動子を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す電源回路である。電源回路（１２０）は、発電素子（１１０）に対して直列に接続されるコンデンサ（Ｃｘ）と、コンデンサ（Ｃｘ）に負荷回路（Ｒｏｕｔ）との間に接続されるスイッチング回路（スイッチングトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２））と、スイッチング回路をスイッチングさせるコントローラ（１３０）と、を備える。コントローラ（１３０）は、スイッチング回路のスイッチング周波数を変更することで、電源回路（１２０）の入力インピーダンス（ＲＬｏａｄ）を変化させて振動子の共振周波数（ｆ）を変調させる。

Description

電源回路、および電源モジュール
　本開示は、振動子を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す電源回路、および電源モジュールに関する。
　橋梁などのインフラ設備を監視するためにスタンドアロンで動作するセンサモジュールが望まれている。センサモジュールをスタンドアロンで動作させるために、光、熱、振動、風などの再生可能エネルギー（環境エネルギーともいう）を電力に変換する発電素子が必要となる。
　特表２０１１－５１７２７７号公報（特許文献１）には、機械的な振動エネルギーを電気エネルギーに変換する発電素子が開示されている。当該発電素子では、電気伝導コイルと、磁石とを備え、磁心の２つの部分は、軸に沿って中心位置に対し共振周波数で相対的に振動可能なバイアス素子がマウントされている。これにより、当該発電素子では、共振周波数でバイアス素子を振動させることでコイルの磁束に変化が生じ、コイル内に電力が発生する。
特表２０１１－５１７２７７号公報
　特表２０１１－５１７２７７号公報（特許文献１）のように、機械的な振動エネルギーを電気エネルギーに変換する発電素子の場合、共振周波数でバイアス素子（振動子）を振動させることで最大の発電量を得ることができる。そのため、当該発電素子は、置かれる環境振動の周波数にバイアス素子（振動子）の共振周波数が合うように設定される。
　しかし、環境振動の周波数は常に一定ではなく、環境変化によって環境振動の周波数が変化することがある。環境変化により環境振動の周波数が変化した場合、変化する前の環境振動の周波数に合わせて共振周波数を設定した発電素子は、発電量が大きく低下することになる。橋梁などに設置されたセンサモジュールに用いられている発電素子では、設置後に設定した共振周波数を変更することは事実上不可能であった。
　そこで、本開示の目的は、発電素子に含まれる振動子の共振周波数を変更することが可能な電源回路、および電源モジュールを提供することである。
　本開示の一形態に係る電源回路は、振動子を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す電源回路である。電源回路は、電磁誘導型発電素子に対して直列に接続されるコンデンサと、コンデンサに負荷との間に接続されるスイッチング回路と、スイッチング回路をスイッチングさせるコントローラと、を備える。コントローラは、スイッチング回路のスイッチング周波数を変更することで、電源回路の入力インピーダンスを変化させて振動子の共振周波数を変調させる。
　本開示の一形態に係る電源モジュールは、電磁誘導型発電素子と、上記に記載の電源回路と、を含む。
　本開示によれば、電磁誘導型発電素子に対して直列にコンデンサを接続し、コントローラにより、スイッチング回路のスイッチング周波数を変更することで、電源回路の入力インピーダンスを変化させて振動子の共振周波数を変調させることができるので、環境振動の周波数の変化に合わせて振動子の共振周波数を容易に変更することかできる。
実施の形態に係る電源モジュールの回路図である。 実施の形態に係る発電素子の概略図である。 実施の形態に係る発電素子の等価回路である。 機械インピーダンスに統一後の発電素子の等価回路である。 機械インピーダンスを複素平面で説明するための図である。 コンデンサの静電容量値、電源回路の入力インピーダンスを変化させた場合の機械インピーダンスの変化を説明するための図である。 負荷回路へ出力する電力と、電源回路の入力インピーダンスとの関係を説明するための図である。 共振周波数の変調を説明するための図である。 電気機械結合定数を変更した場合の共振周波数の変調を説明するための図である。
　以下に、実施の形態に係る電源回路、および電源回路を含む電源モジュールについて図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。以下に説明する電源回路は、例えば、磁歪式振動発電素子に適用され、当該発電素子から電力を取り出すことができる。電源回路は、磁歪式振動発電素子に適用される場合に限定されず、振動子を含む電磁誘導型発電素子であれば同様に適用することができる。
　（実施の形態）
　図１は、実施の形態に係る電源モジュール１００の回路図である。電源モジュール１００は、発電素子１１０および電源回路１２０を含む。電源モジュール１００は、発電素子１１０で発電した電力を、電源回路１２０で取り出して負荷回路Ｒｏｕｔ（たとえば、センサなど）に供給する。
　なお、発電素子１１０に含まれる内部インダクタンスＬ１と電源回路１２０とを組み合わせることで、ブーストコンバータ回路（昇圧コンバータ）が形成されている。ブーストコンバータ回路は、コントローラ１３０でスイッチング回路のスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を制御することで、昇圧動作を実現することができる。さらに、以下に説明するコントローラ１３０でのスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２の制御によって、電流の向きを判別し、昇圧と同時に整流も実現できる。
　具体的に、コントローラ１３０は、一定周期ごと同時にスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２をＯＦＦ状態にすることで、その際に検出されるスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン電圧の変化から電流の向きを判別することができる。そして、コントローラ１３０は、ドレイン電圧が上昇した方のスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２をそのままＯＦＦ状態にしつつ、ドレイン電圧が０（ゼロ）Ｖまたは負電圧に変化したスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を即座にＯＮ状態に制御する。これにより、ブーストコンバータ回路は、発電素子１１０から電源回路１２０に向かって電流が流れる配線に整流素子Ｄ１，Ｄ２（ダイオード）を介して充電用コンデンサＣ１を接続し、電流を出力する配線を接地することで、整流機能と昇圧機能とを同時に実現している。
　発電素子１１０は、振動子を含む電磁誘導型発電素子である。つまり、発電素子１１０は、環境振動により振動子を振動させて磁束を変化させることで電力を発生させることができる発電素子である。具体的に、振動子を含む電磁誘導型発電素子の一例である磁歪式振動発電素子について説明する。図２は、実施の形態に係る発電素子１１０の概略図である。発電素子１１０は、バネ板１、錘２、コイル３、磁歪素子４、磁石５，６を含む。
　バネ板１は、Ｕ字形状であり、一方の端に錘２が取り付けられている。さらに、バネ板１には、Ｕ字の途中にコイル３および磁歪素子４が設けられ、両端に磁石５，６が設けられている。発電素子１１０に生じる磁束は、磁石５，６を介してバネ板１に沿って流れる。そのため、発電素子１１０は、バネ板１および錘２を振動子として環境振動で振動させることでバネ板１に沿って流れる磁束を変化させることができ、当該磁束の変化によりコイル３で発電する。
　なお、発電素子１１０は、図１に示す回路図において、電源１１２と、内部インダクタンスＬ１（内部コイル）と、内部抵抗Ｒ１とを直列接続した等価回路として示す。発電素子１１０は、振動子を共振周波数ｆ（共振角周波数をω＝２πｆ）で振動させることにより電源１１２で起電力Ｖを発生する理想的な電源としている。つまり、発電素子１１０は、共振周波数ｆで振動子を振動させることで最大の発電量を得ることができる。そのため、発電素子１１０は、置かれる環境振動の周波数に振動子の共振周波数が合うように設定されている。
　しかし、環境振動の周波数は常に一定ではなく、環境変化によって環境振動の周波数が変化することがある。環境変化により環境振動の周波数が変化した場合、発電素子１１０は、共振周波数ｆで振動子を振動させることができなくなり、発電量が大きく低下することになる。本実施の形態に係る電源モジュール１００では、環境変化により環境振動の周波数が変化しても、それに合わせて振動子の共振周波数ｆを電源回路１２０で変調することができる。そのため、電源モジュール１００では、環境変化により環境振動の周波数が変化しても、負荷回路Ｒｏｕｔ（たとえば、センサなど）に必要な発電量を維持することができる。
　電源回路１２０は、発電素子１１０から電力を取り出すとともに、振動子の共振周波数ｆを変調することができる。電源回路１２０は、コンデンサＣｘ、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２、整流素子Ｄ１、整流素子Ｄ２、充電用コンデンサＣ１を含む。コンデンサＣｘは、発電素子１１０に対して直列に接続される。発電素子１１０に対してコンデンサＣｘを並列に接続した場合、コンデンサＣｘにより発電素子１１０からの電圧が固定されてしまうので、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を含むスイッチング回路と共存させることができない。しかし、発電素子１１０に対してコンデンサＣｘを直列に接続することで、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を含むスイッチング回路との共存が可能となる。
　スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２、整流素子Ｄ１，Ｄ２、および充電用コンデンサＣ１を含むスイッチング回路は、内部インダクタンスＬ１とともにダイオード整流型の昇圧コンバータを形成している。なお、電源回路１２０は、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２などが昇圧コンバータを形成する場合に限定されず、コンデンサＣｘと負荷回路Ｒｏｕｔとの間に接続されるスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を含むスイッチング回路を有していればよい。
　コントローラ１３０は、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を、スイッチング周波数で駆動する。なお、１周期の中でスイッチングトランジスタＭ１とスイッチングトランジスタＭ２とを交互にＯＮ状態にし、そのデューティ比を５０％とする。このスイッチング周波数と電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄとは比例の関係にあり、スイッチング周波数を大きくすると、入力インピーダンスＲＬｏａｄは大きくなる。電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄは、図１に示すように発電素子１１０から見た、負荷回路Ｒｏｕｔを含む電源回路１２０全体のインピーダンスである。本実施の形態に係る電源モジュール１００では、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２のスイッチング周波数を変更することで、電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄを変化させて振動子の共振周波数ｆを変調させている。
　次に、入力インピーダンスＲＬｏａｄを変化させて振動子の共振周波数ｆを変調させることができる原理について詳しく説明する。図３は、実施の形態に係る発電素子１１０の等価回路である。まず、発電素子１１０は、図３に示すように、錘２の質量を含む等価質量ｍ、バネ板１のばね定数１／ｋ、粘性減衰係数ｃ（ダンピング定数）として、振動子に力Ｆ（加振力）を加えて、振動子を速度ｖ（振動速度）で振動させることで起電力αｖを発生させている。発電素子１１０は、起電力αｖを発生させることで、その反作用として制動力αｉが生じるので、式１のような運動方程式として表すことができる。なお、発電素子１１０の運動方程式は、自由度が１である質点運動、減衰運動、バネ運動の組み合わせである。ここで、αは、電気機械結合係数である。なお、発電素子１１０の等価回路を、以下に示す運動方程式および回路方程式と表すことについては、文献「Shota　Kita　et　al.,　"Improvement　of　force　factor　of　magnetostrictive　vibration　power　generator　for　high　efficiency"　Journal　of　Applied　Physics　117,　17B508　(2015)」に詳しく記載されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　一方、発電素子１１０は、図３に示すように、内部抵抗Ｒ１、内部インダクタンスＬ１、および電源回路１２０のコンデンサＣｘが直列接続され、起電力αｖの発生により電流ｉが流れる式２のような回路方程式として表すこともできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　発電素子１１０の等価回路は、図３に示すように、制動力αｉと起電力αｖとを媒介に機械系の部分と電気系の部分とが関連している。そのため、発電素子１１０は、式１の運動方程式と、式２の回路方程式とを連成することができる。この２つの方程式から電流ｉを消去することで、発電素子１１０は、機械インピーダンスによる統一的な１つの運動方程式として式３のように表すことができる。なお、振動子に加える力Ｆ（加振力）は、振動子の共振周波数ｆの正弦波と仮定し、共振角周波数をω＝２πｆとしている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図４は、機械インピーダンスに統一後の発電素子１１０の等価回路である。発電素子１１０は、図４に示すように機械インピーダンスによる統一後の等価回路においても、電気系のパラメータである内部抵抗Ｒ１、内部インダクタンスＬ１、および電源回路１２０のコンデンサＣｘを含んでいる。そのため、振動の共振周波数ｆは、内部抵抗Ｒ１、内部インダクタンスＬ１、および電源回路１２０のコンデンサＣｘに依存することになる。つまり、振動子の共振周波数ｆは、電源回路１２０のコンデンサＣｘにより変調することが可能であることが分かる。さらに、発電素子１１０は、電源回路１２０と電気的に接続されるため式３のように入力インピーダンスＲＬｏａｄの項が含まれることになり、電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄによっても振動子の共振周波数ｆを変調することが可能である。
　式３として表される発電素子１１０の機械インピーダンスを複素平面にプロットして説明する。図５は、機械インピーダンスを複素平面で説明するための図である。図５では、縦軸を虚部、横軸を実部とする。式３に示す第１項目から第３項目までが機械系の項で、実部が第１項の粘性減衰係数ｃで決まり、虚部が等価質量ｍを含む第２項のｊωｍ、およびばね定数１／ｋを含む第３項目のｋ／（ｊω）で決まる。つまり、機械系のパラメータは、実部の方向が粘性減衰係数ｃに依存し、虚部の方向が等価質量ｍと、バネ板１のばね定数１／ｋとに依存していることが分かる。なお、機械インピーダンスの虚部が０（ゼロ）になる周波数が共振点となることから、虚部に関するパラメータを変化させることで共振周波数ｆを変化させることができる。
　さらに、式３に示す４項目は電気系の項である。図５では、機械系のパラメータによりプロットした点から、さらに電気系のパラメータに基づく点がプロットされている。この図５からも分かるように、電気系のパラメータを変化することで虚部の方向にプロットを変更することができることから、電源回路１２０のコンデンサＣｘや入力インピーダンスＲＬｏａｄにより振動子の共振周波数ｆを変調することができる。
　次に、電源回路１２０のコンデンサＣｘと、電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄとを変化させた場合において、発電素子１１０の機械インピーダンスの変化をシミュレーションにより求める。図６は、コンデンサＣｘの静電容量値、電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄを変化させた場合の機械インピーダンスの変化を説明するための図である。図６では、縦軸が虚部（単位Ｎｓ／ｍ）、横軸が実部（単位Ｎｓ／ｍ）である。なお、図６では、電気系のパラメータによるインピーダンスの変化を示すため、機械系のパラメータによりプロットした点を原点としている。図６に示すグラフは、シミュレーションの結果である。
　発電素子１１０のインピーダンスは、図６に示すように、コンデンサＣｘの静電容量値を変化させると半円状に変化する。コンデンサＣｘの静電容量値を大きくすることで、インピーダンスの実部の値は大きくなるが、インピーダンスの虚部の値は一旦大きくなった後に０（ゼロ）まで戻る。インピーダンスの虚部の値のうち、最も大きくなった点（点Ｐ）のコンデンサＣｘの静電容量値が０．４μＦで、入力インピーダンスＲＬｏａｄが１１６８Ωであった。そのときの振動子の共振周波数ｆは、３４９．６Ｈｚであった。
　さらに、コンデンサＣｘの静電容量値を０．４μＦに固定して、入力インピーダンスＲＬｏａｄを変化させた場合のインピーダンスの変化が図６に示されている。点Ｐから入力インピーダンスＲＬｏａｄを大きくすることで、インピーダンスの実部の値および虚部の値が０（ゼロ）向かって小さくなる。
　電源回路１２０において、コンデンサＣｘの静電容量値を変更するには、複数のコンデンサ素子を用意しておき、それらの素子を切り替える、または可変容量のコンデンサを用いるなど構成が必要で回路構成が複雑になる。そのため、電源回路１２０は、コンデンサＣｘの静電容量値を固定値にして、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２のスイッチング周波数を変更することで、入力インピーダンスＲＬｏａｄを変化させて振動子の共振周波数ｆを変調させる。もちろん、回路構成が複雑になるなどの制約条件がなければ、電源回路１２０は、コンデンサＣｘの静電容量値を変更することで、振動子の共振周波数ｆを変調してもよい。
　入力インピーダンスＲＬｏａｄを変化させて振動子の共振周波数ｆを変調させるのに最適なコンデンサＣｘの静電容量値は、振動子の変調前の共振周波数ｆ（共振角周波数ω＝２πｆ）と発電素子１１０の内部抵抗Ｒ１とに基づいて、式４のように求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　次に、電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄと、発電素子１１０から負荷回路Ｒｏｕｔへ出力する電力Ｐｏｕｔとの関係について説明する。図７は、負荷回路Ｒｏｕｔへ出力する電力Ｐｏｕｔと、電源回路１２０の入力インピーダンスＲＬｏａｄとの関係を説明するための図である。図７では、縦軸が電力Ｐｏｕｔ（単位Ｗ）、横軸がＲＬｏａｄ（単位Ω）である。
　入力インピーダンスＲＬｏａｄが１１６８Ωの場合、図７に示すように、電力Ｐｏｕｔは、約０．００１５Ｗである。入力インピーダンスＲＬｏａｄを約１０倍にした約１００００Ωの場合であっても、電力Ｐｏｕｔは、約０．００１Ｗである。仮に、入力インピーダンスＲＬｏａｄに対する電力Ｐｏｕｔの変化が線形であるとして、入力インピーダンスＲＬｏａｄを約３０倍にしても、入力インピーダンスＲＬｏａｄが１１６８Ωの場合の約半分の約０．０００８Ｗの電力Ｐｏｕｔを確保することができる。
　内部抵抗Ｒ１＜＜α２／ｃの場合、内部抵抗Ｒ１の影響が小さいので、機械系インピーダンスと電気系インピーダンスとの整合条件は、入力インピーダンスＲＬｏａｄ＝α２／ｃとなる。なお、αは、電気機械結合係数（単位Ｎｓ／ｍ）で、ｃは、粘性減衰係数（ダンピング定数）（単位Ｎｓ／ｍ）である。そこで、入力インピーダンスＲＬｏａｄ＝α２／ｃを基準値とした場合、入力インピーダンスＲＬｏａｄは、式５のように、基準値から内部抵抗Ｒ１までの範囲で変更することが可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　入力インピーダンスＲＬｏａｄが内部抵抗Ｒ１より小さくなると、内部抵抗Ｒ１による電力損失が支配的となり、充電が進まなくなる。また、内部抵抗Ｒ１≧α２／ｃの場合、式５を満たすＲＬｏａｄの範囲が存在しなくなり、有意な周波数変調は行えない。
　次に、電源回路１２０が、振動子の共振周波数ｆを変調することができる最大周波数変調量を式６のように表すことができる。そのため、最大周波数変調量は、電気機械結合係数αに依存しており、電気機械結合係数αが大きいほど変調量が大きくなることが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　共振周波数ｆの変調量が、電気機械結合係数αに依存することをシミュレーションにより示す。図８は、共振周波数の変調を説明するための図である。図９は、電気機械結合定数を変更した場合の共振周波数の変調を説明するための図である。図８および図９では、縦軸が電力Ｐｏｕｔ（単位Ｗ）、横軸が振動周波数（単位Ｈｚ）である。図８および図９に示すグラフは、シミュレーションの結果である。
　図８では、電気機械結合係数αを１２．４９とし、入力インピーダンスＲＬｏａｄを１１６８Ωとした場合の各周波数における電力Ｐｏｕｔの変化（三角のプロット）が図示されており、約３４６Ｈｚで電力Ｐｏｕｔが最大となっている。また、図８では、入力インピーダンスＲＬｏａｄを５８４０Ωとした場合の各周波数における電力Ｐｏｕｔの変化（四角のプロット）が図示されており、約３４８Ｈｚで電力Ｐｏｕｔが最大となっている。つまり、電気機械結合係数αを１２．４９とした場合、電源回路１２０は、入力インピーダンスＲＬｏａｄを１１６８Ωから５８４０Ωと５倍に変更することで共振周波数ｆを約２Ｈｚ変調することができる。
　一方、図９では、電気機械結合係数αを３０とし、入力インピーダンスＲＬｏａｄを１１６８Ωとした場合の各周波数における電力Ｐｏｕｔの変化（丸のプロット）が図示されており、約３３６Ｈｚで電力Ｐｏｕｔが最大となっている。また、図９では、入力インピーダンスＲＬｏａｄを１１６８０Ωとした場合の各周波数における電力Ｐｏｕｔの変化（四角のプロット）が図示されており、約３４８Ｈｚで電力Ｐｏｕｔが最大となっている。つまり、電気機械結合係数αを３０とした場合、電源回路１２０は、入力インピーダンスＲＬｏａｄを１１６８Ωから１１６８０Ωと１０倍に変更することで共振周波数ｆを約１３Ｈｚ変調することができる。つまり、電源回路１２０は、入力インピーダンスＲＬｏａｄを１１６８Ωから１１６８０Ωまでの範囲で変更することで、共振周波数ｆを図９に示す破線で挟まれる約１３Ｈｚの範囲で変調することができる。
　このように、電源回路１２０は、入力インピーダンスＲＬｏａｄを変更することで共振周波数ｆを変調することができる。さらに、電源回路１２０は、電気機械結合係数αを１２．４９から３０へと大きくすることで、入力インピーダンスＲＬｏａｄを変化させて共振周波数ｆを変調することができる範囲が飛躍的に向上させることができる。
　（態様）
　（１）本開示に係る電源回路は、振動子を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す電源回路であって、
　電磁誘導型発電素子に対して直列に接続されるコンデンサと、
　コンデンサと負荷との間に接続されるスイッチング回路と、
　スイッチング回路をスイッチングさせるコントローラと、を備え、
　コントローラは、
　　スイッチング回路のスイッチング周波数を変更することで、電源回路の入力インピーダンスを変化させて振動子の共振周波数を変調させる。
　（２）（１）に記載の電源回路において、スイッチング回路は、スイッチングトランジスタ、整流素子、および充電用コンデンサを含み、電磁誘導型発電素子の内部コイルとともに昇圧コンバータを形成する。
　（３）（１）または（２）に記載の電源回路において、コンデンサは、振動子の共振周波数と電磁誘導型発電素子の内部抵抗とに基づいて静電容量値が決まる。
　（４）（３）に記載の電源回路において、電気機械結合定数を２乗した値をダンピング定数で除した値を基準値とし、前記内部抵抗が前記基準値に比べて小さい場合、電源回路の入力インピーダンスは、前記基準値となり、内部抵抗が前記基準値以上の場合、電源回路の入力インピーダンスの下限値が基準値となる。
　（５）（４）に記載の電源回路において、電源回路の入力インピーダンスは、基準値から内部抵抗までの範囲で変更することが可能である。
　（６）（１）～（５）のいずれか１項に記載の電源回路において、電磁誘導型発電素子は、磁歪式振動発電素子であることを特徴とする。
　（７）本開示に係る電源モジュールは、電磁誘導型発電素子と、（１）～（６）のいずれか１項に記載の電源回路と、を含む。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　バネ板、２　錘、３　コイル、４　磁歪素子、５，６　磁石、１００　電源モジュール、１１０　発電素子、１１２　電源、１２０　電源回路、１３０　コントローラ、Ｃ１　充電用コンデンサ、Ｃｘ　コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２　整流素子、Ｌ１　内部インダクタンス、Ｒ１　内部抵抗、ＲＬｏａｄ　入力インピーダンス、Ｒｏｕｔ　負荷回路

Claims (7)

  1. 　振動子を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す電源回路であって、
    　前記電磁誘導型発電素子に対して直列に接続されるコンデンサと、
    　前記コンデンサと負荷との間に接続されるスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路をスイッチングさせるコントローラと、を備え、
    　前記コントローラは、
    　　前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変更することで、前記電源回路の入力インピーダンスを変化させて前記振動子の共振周波数を変調させる、電源回路。
  2. 　前記スイッチング回路は、スイッチングトランジスタ、整流素子、および充電用コンデンサを含み、前記電磁誘導型発電素子の内部コイルとともに昇圧コンバータを形成する、請求項１に記載の電源回路。
  3. 　前記コンデンサは、前記振動子の共振周波数と前記電磁誘導型発電素子の内部抵抗とに基づいて静電容量値が決まる、請求項１または請求項２に記載の電源回路。
  4. 　電気機械結合定数を２乗した値をダンピング定数で除した値を基準値とし、前記内部抵抗が前記基準値に比べて小さい場合、
    　前記電源回路の入力インピーダンスは、前記基準値となり、
    　前記内部抵抗が前記基準値以上の場合、
    　前記電源回路の入力インピーダンスの下限値が前記基準値となる、請求項３に記載の電源回路。
  5. 　前記電源回路の入力インピーダンスは、前記基準値から前記内部抵抗までの範囲で変更することが可能である、請求項４に記載の電源回路。
  6. 　前記電磁誘導型発電素子は、磁歪式振動発電素子であることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載の電源回路。
  7. 　前記電磁誘導型発電素子と、
    　請求項１または請求項２に記載の前記電源回路と、を含む、電源モジュール。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2015022752A1 (ja) * 2013-08-16 2015-02-19 富士通株式会社 発電デバイス及びセンサシステム
WO2018037758A1 (ja) * 2016-08-23 2018-03-01 株式会社村田製作所 受電装置および送電装置

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