JP2023042179A - 単相の永久磁石式同期リニア発電機を利用した振動発電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】単相の永久磁石式同期リニア発電機を利用し、小型にして僅かの振動からでも効率良く発電を行うことが可能な、振動発電装置を実現する。【解決手段】リニア発電機１のコイル１４に生じる誘起電圧Ｅを検出する振動センサ１５と、スイッチング素子２１ａ～２１ｄを有しコイル１４の入出力端に接続されて交流電圧を直流電圧に変換する単相コンバータ２１と、振動センサ１５が検出する検出値に基づき負荷電流Iの値が所望の値をとり且つ誘起電圧Ｅと同相となる様にスイッチング素子２１ａ～２１ｄを制御する制御手段４と、を備えるものとした。【選択図】図２

Description

本発明は、エネルギーハーベスト用途等に特に有用となる、単相の永久磁石式同期リニア発電機を利用した振動発電装置に関するものである。

例えばエネルギーハーベスト用途として、余剰振動の振動エネルギーを電気エネルギーに変換する機構の一つに、特許文献１に示される様な単相の永久磁石式同期リニア発電機が知られている。余剰振動とは、振動させる目的でなくても生じてしまう振動を言う。この発電機は、共振バネを利用して振幅の増大した振動を取り出す態様で用いられる。

図６は発電機１のモデルである。コイル１４は巻線インダクタンスＬと巻線抵抗ｒを有しており、コイル１４に誘起電圧（誘導起電力）Ｅが発生すると、コイル１４の端子１４ａ、１４ｂ間に電圧が現れる。このとき、コイル１４の端子１４ａ、１４ｂ間に負荷抵抗Ｒが接続されることで、負荷抵抗Ｒを通じて出力電圧Vを取り出すことができる。

この場合、一般に余剰振動は振幅が数十ｍｍ程度以下と小さく、周波数も数十Ｈｚ程度以下と低いので、十分な誘起電圧Ｅを得るには、電機子の巻数を多くすることが必要である。また、発電機１の出力電圧Ｖは、負荷抵抗Ｒへの印加電圧であり、この負荷電圧ＲＩ、巻線抵抗ｒによる電圧降下ｒＩ、及び巻線インダクタンスＬによる電圧降下ωＬＩの関係をベクトル図で示すと図７のようになる。したがって、コイル１４による電機子の巻数（ターン数）が多い発電機は巻線インダクタンスLが大きくなるため、巻線インダクタンスＬが大きいほど出力電圧Ｖが巻線インダクタンスLにより制限される。

発電機１の出力電力Wは、負荷抵抗Rで消費される電力（負荷電力：Ｒ・Ｉ^２）であって、次式で表される。

W = R・I² = R・E²/{(R+r)²+(ωL)²}≧0 …（１）

R→0の場合、分子が０になり、R→∞の場合、分母が０になる。したがって、0≦R≦∞の範囲で出力電力Ｗに極大値が存在する。そこで、負荷抵抗Rについて、出力電力Ｗ（Ｒ・Ｉ^２）を微分すると次式が得られる。

W'=(R・I²)'=[(E²)・R/{(R+r)²+(ωL)²}]'
=(E²)・{-R²+r²+(ωL)²}/{(ωL)²+(R+r)²}² …（２）

Ｗ'=(R・I²)'＝0の時、出力電力W（Ｒ・Ｉ^２）は極大値をとるため、-Ｒ²+ｒ²+(ωＬ)²＝０として、負荷抵抗Rは以下の（３）式で表され、最大出力電力（最大負荷電力）Ｗｍａｘは（４）式で表される。

R=√{r²+(ωL)²} …（３）
Wmax=R・I²=(E²)/「2・[√{r²+(ωL)²}+r]」 …（４）

以上の様に、最大負荷電力Wmaxは、巻線抵抗rのみならず、巻線インダクタンスLによっても制限される。

この問題に対しては、特許文献２に示される様に、巻線インダクタンスLをキャンセルする様に、コンデンサCを負荷に直列に接続することによって、解決を図ることができる（図８参照）。以下、このコンデンサCを直列コンデンサと称する。

ベクトル図としては、図９（ａ）に示すように、直列コンデンサCのインピーダンス１／（ωＣ）によって巻線インダクタンスLのインピーダンスωＬを減じることができるから、図９（ｂ）に示すようにωL＝１/ωCとすることによって、巻線インダクタンスLの影響を完全にキャンセルすることができる。これにより、負荷電流Ｉの位相を発電機１の誘起電圧Eと同相とすることができる。

図１０は発電機１に直列コンデンサCを接続しないときの発電機の出力電力Wを示し、図１１は発電機１に直列コンデンサCを接続したときの発電機の出力電力Ｗを示している。

直列コンデンサＣを接続しないときには上述した式（２）～式（４）が成立するのに対して、直列コンデンサＣを接続したときの式（２）～式（４）に対応する式は、下記の式（５）～式（７）のようになる。

W'=(R・I²)'=[(E²)・R/{(R+r)²+(ωL-1/ωC)²}]'
=(E²)*{-R²+r²+(ωL-1/ωC)²}/{(ωL-1/ωC)²+(R+r)²}² …（５）
R=√{r²+(ωL-1/ωC)²}
=r …（６）
Wmax=R・I²=(E²)/「2・[√{r²+(ωL-1/ωC)²}+r]」
=E²/4r …（７）

このように、発電機１が出力する電力（電圧、電流）に関し、負荷電流Ｉが発電機１の誘起電圧Eと同相ではない図１０の状態から、ωL-1/ωC＝０として負荷電流Ｉを発電機１の誘起電圧Eと同相にする図１１の状態にすることによって、発電機１の出力電力Wの無効分を無くし発電機１の巻線抵抗rでの消費電力を減らして効率を上げることができる。また、巻線インダクタンスLに起因する電力制限分を無くすことができるので、発電機１の巻線抵抗rだけによる上限(E²)/(4・r)まで電力を出力することが可能となる。

図１０の例では、E=AC１００V,５０Hz, L=50mH, r=10Ωの条件下で、発電機１の最大出力電力（最大負荷電力）Ｗｍａｘは１７５Wだったのに対して、図１１の例では、E=AC１００V,５０Hz, L=50mH, r=10Ω, C=200μFの条件下で、発電機１の最大出力電力（最大負荷電力）Ｗｍａｘは250Wと大幅に効率が改善している。

また、図１２に示すように、発電機１と負荷抵抗Ｒとの間に、ダイオードＤによる整流回路１００ａと平滑コンデンサＣｄｃとからなる電力変換部１００を設けた場合にも、発電機１の最大出力電力（最大負荷電力）Ｗｍａｘは250Wとなり、直列コンデンサCを接続する効果は変わらない。

特開２０１７－２２９１１８ 特開平１０－８０１９７

しかし、直列コンデンサCは交流対応が必要で、通常、フィルムコンデンサを選択するが、図１１に例示した２５０Ｗ相当の電源において、定格電圧が１００ＶＡＣ、静電容量が２００μＦのフィルムコンデンサは、電力変換部１００に使用する図１２のダイオードＤや平滑コンデンサCdc（通常、有極性のアルミ電解コンデンサを使用した直流コンデンサ）に比べ、外形寸法が大きくなる。この寸法の増大はエネルギーハーベストを目的とした製品の価値を下げる。

具体的な寸法例を挙げると、ダイオードDは、耐圧２００Ｖ、定格電流３Ａとして、幅が約３０ｍｍ、奥行きが約５ｍｍ、高さが約２０ｍｍ程度の大きさである。

また、静電容量が１０００μＦの平滑コンデンサCｄｃは、耐圧２００Ｖとして、直径が約３５ｍｍ、高さが約３０ｍｍ程度の大きさである。

これらに対して、静電容量が１００μＦの直列コンデンサCは、耐圧ＡＣ２００Ｖ、静電容量が５０μＦを並列使用するとして、幅が約５０ｍｍ、奥行きが約３５ｍｍ、高さが約５０ｍｍ程度の交流対応のコンデンサが２つ必要になり、ダイオードDと平滑コンデンサCｄｃに比べ、設置面積で約３倍、高さで約１．５倍の寸法が必要になる。このように、直列コンデンサＣを追加するだけといっても、寸法的に大きな制約がある。

本発明は、このような課題に着目してなされたものであって、単相の永久磁石式同期リニア発電機を利用し、小型にして僅かの振動からでも効率良く発電を行うことが可能な、新たな構成からなる振動発電装置を実現することを目的としている。

そこで本発明は、巻線インダクタンスを相殺するために、寸法の大きな直列コンデンサを用いるのではなく、スイッチング素子を用いた単相コンバータを使用することとした。

具体的に本発明は、単相の永久磁石式同期リニア発電機を用い、外部から受ける振動で発電を行う振動発電装置であって、リニア発電機のコイルに生じる誘起電圧を検出する振動センサと、スイッチング素子を有しコイルの入出力端に接続されて交流電圧を直流電圧に変換する単相コンバータと、振動センサが検出する検出値に基づき負荷電流が所望の値をとり且つ誘起電圧と同相となる様にスイッチング素子を制御する制御手段と、を具備することを特徴とする。

このようにすれば、単相の永久磁石式同期リニア発電機に生じる直接見ることができない誘起電圧を的確に検出して、制御手段を通じて発電機の出力電力の無効分（巻線インダクタンスに起因する無効電力）をなくし、発電効率を高めることができる。しかも、巻線インダクタンスをキャンセルする手段として直列コンデンサではなく単相コンバータを使用し、制御手段で制御するようにしたので、振動発電装置を小型に構成できて、余剰振動を生じている部位にこの振動発電装置を取り付け易くすることができる。

制御手段は、スイッチング動作を通じて単相コンバータの出力電圧を、誘起電圧よりも高い電圧に制御するものであることが好適である。

このようにすれば、負荷側に発電機よりも高い電圧を必要とする場合にも、昇圧チョッパを用いることなく単相コンバータのスイッチング制御のみで昇圧を実現することができる。

制御手段の具体的な実施の態様としては、振動センサの検出値から誘起電圧の振幅を算出する誘起電圧算出部と、所望の負荷電流に対してコイルの電圧降下を算出するコイル電圧算出部と、所望の負荷電流が誘起電圧と同相となるための単相コンバータの出力電圧の振幅と位相を算出するコンバータ指令生成部と、コンバータ指令に基づいてスイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、を備えるものが挙げられる。

このようにすれば、巻線インタダクタンスに起因する無効電力を確実にキャンセルすることができる。

制御手段の具体的な実施の態様としては、振動センサの検出値から誘起電圧と同相で負荷電流の値が所望の値となるような電流指令を生成する電流指令生成部と、負荷電流を検出する電流検出部と、電流検出部で検出する負荷電流と電流指令との偏差に基づいて単相コンバータへの指令を生成するコンバータ指令生成部と、コンバータ指令に基づいてスイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、を備えるものが挙げられる。

このようにすれば、コンバータ指令の一部をフィードバック系によって構成することができるので、コンバータ指令を生成するためのアルゴリズムを簡素化することができる。

以上説明した本発明によれば、単相の永久磁石式同期リニア発電機に対して、単相コンバータを用いて巻線インダクタンスをキャンセルすることで、直列コンデンサの使用を回避して小型化を実現するとともに、僅かの振動からでも効率よく発電を行えるようにした、環境に配慮した振動発電装置を提供することが可能となる。

本発明の一実施形態に係る振動発電装置を構成する単相の永久磁石式同期リニア発電機の構成を模式的に示す図。 同実施形態に係る振動発電装置の構成図。 同振動発電装置の電圧制御を示すベクトル図。 図２に対する比較例を示す図。 本発明の変形例を示す図２に対応した構成図。 一般的な発電機モデルを示す図。 同発電機における電圧－電流の関係を示すベクトル図。 直列コンデンサを追加した振動発電装置の回路図。 図８の構成における電圧－電流の関係を示すベクトル図。 図６の場合における負荷抵抗－発電機の出力電力の関係を示すグラフ。 図８の場合における負荷抵抗－発電機の出力電力の関係を示すグラフ。 電力変換部等を追加した場合における図８に対応した負荷抵抗－発電機の出力電力の関係を示すグラフ。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。

この実施形態の振動発電装置は、単相の永久磁石式同期リニア発電機を利用して、人が歩く際の床や階段の振動や、車や電車の振動、熱音響発電の排熱管の振動等で発電を行う。

図１は単相の永久磁石式同期リニア発電機１を利用した振動発電装置Ａを模式的に示している。実際の単相の永久磁石式同期リニア発電機１の構造は、種々の具体的な態様として実現することができる。

単相の永久磁石式同期リニア発電機１は、永久磁石１０を有する可動子１１がケーシング１２内に往復動可能に配置され、永久磁石１０はヨーク１３を通って磁束を結んでいる。この磁束がケーシング１２に固定したコイル１４に対する鎖交磁束となる。可動子１１はケーシング１２の一部をなす共振バネ（板バネ）１２ａに支持され、共振バネ１２ａに外部からの振動Ｖibが加えられると、可動子１１は振動する。これにより、鎖交磁束が振動Ｖibとともに移動することで、コイル１４に誘起電圧Ｅを発生する。この誘起電圧Ｅは電力変換部２に入力されて直流に変換され、負荷３に出力電圧Ｖとして提供される。電力変換部２は制御手段４によって制御される。

一方、可動子１１の振動変位を検知する位置には、位置センサ、速度センサ、加速度センサ等の振動センサ１５が取り付けられており、この振動センサ１５の検出値が制御手段４に入力される。

本実施形態の電力変換部２は、図２に示すように、コイル端子１４ａ、１４ａに単相コンバータ２１を接続することによって構成されている。単相コンバータ２１の出力側には平滑コンデンサＣｄｃを介して負荷３（負荷抵抗Ｒ）が接続されている。

単相コンバータ２１は、対をなす上アームおよび下アームのそれぞれにスイッチング素子２１ａ～２１ｄを設けたもので、制御手段４からのスイッチング指令ＳによってＰＷＭ制御され、交流を直流に変換する。図ではスイッチング素子２１ａ～２１ｄはＩＧＢＴとして例示してあるが、スイッチング素子２１ａ～２１ｄにこれ以外のものを使用できるのは勿論である。なお、誘起電圧Ｅの周波数と同期する必要があり、周波数を変化させて電圧を制御するＰＦＭ制御は用いない。

制御手段４は、誘起電圧算出部４１、コイル電圧算出部４２，コンバータ指令生成部４３及びスイッチング制御部４４によって構成される。

誘起電圧算出部４１は、振動センサ１５から得られる可動子１１の振動の検出値から、発電機１の誘起電圧Eの振幅を算出する。例えば、振動変位として、
Ａ・ｓｉｎ(ω・ｔ)［ｍ］ …（８）
を検出したとすると、振動速度は、
Ａ・ω・ｃｏｓ(ω・ｔ)［ｍ/sec］ …（９）
誘起電圧は、Ｋを誘起電圧定数［Ｖ・sec/ｍ］として、
Ｋ・Ａ・ω・ｃｏｓ(ω・ｔ)［Ｖ］ …（１０）
となる。

コイル電圧算出部４２は、予め設定した所望の負荷電流Ｉに対し、図３のベクトル図のうちの、巻線抵抗ｒによる電圧降下rIと巻線インダクタンスＬによる電圧降下ωLIを算出する。

コンバータ指令生成部４３は、負荷電流Ｉが発電機１の誘起電圧Eと同相となり、また、負荷電流Ｉの値が所望の値となるように、単相コンバータ２１の出力電圧Vconverterの振幅|Vconverter|と位相αを、次式に基づいて算出する。
|Vconverter|=√{(|E|-|rI|)²+(|ωLI|)²} …（１１）
α=tan^-1{|ωLI|/(|E|-|rI|)} …（１２）

スイッチング制御部４４は、上記のコンバータ指令を受けて、（１１）式及び（１２）式を満たすように、単相コンバータ２１内のスイッチング素子２１ａ～２１ｄに対してオン・オフ時間とその切替タイミングを制御する。

その結果、発電機１が出力する電力(電流)において、負荷電流Ｉを発電機１の誘起電圧Eと同相にすることができ、発電機１の出力電力Ｗの無効分（巻線インダクタンスに起因する無効電力）を無くし、発電機１の巻線抵抗rでの消費電力を減らして、効率の良い発電を行うことが可能になる。

特に、エネルギーハーベストの一環として、余剰振動からリニア振動を拾おうとする場合、振幅が小さく周波数も低いうえに、コイル１４の巻き数を多くすると巻線抵抗ｒが大きくなり、発電機１自体の損失によって発電どころではなくなるのがこれまでの実情であった。

本実施形態では、このような弱々しい振動源からでも効率よく電力を取り出すにあたり、直流対応の寸法の大きな直列コンデンサＣを使用することなく、巻線インダクタンスLに起因する無効電力（電力制限分）を無くすことができるので、原理的には発電機１の巻線抵抗rだけによる上限(E²)/(4・r)まで電力を出力することが可能になる。

また、寸法的には、図１２に示したダイオードＤの代わりに単相コンバータ２１を使用するので、高さは変わらず設置面積で２倍程度となる（スイッチング素子のドライバー部を含む）が、寸法の大きな交流対応の直列コンデンサＣを用いることに比べれば、全体のサイズを小さくすることができ、スペースファクタの向上、余剰振動を取り出す対象への取付の便の向上など、充分なメリットが得られる。

また、一般的に負荷側の出力部には、使い勝手を向上させるため、図４に示すように、昇圧チョッパ回路(DC/DC変換回路)５でダイオードＤを用いた整流回路１００ａの出力電圧を昇圧することが多いが、図２で用いる単相コンバータ２１は昇圧機能を有し、制御手段４はスイッチング動作を通じて単相コンバータ２１の出力電圧Ｖを、誘起電圧Ｅよりも高い電圧に制御することができるので、昇圧チョッパを不要にすることができる

また、制御手段４は、所望の負荷電流Iに対して巻線抵抗ｒによる電圧降下ｒＩと巻線インダクタンスＬによる電圧降下ωＬＩを算出し、負荷電流Ｉが発電機１の誘起電圧Ｅと同相となるための単相コンバータ２の振幅|Vconverter|と位相αを算出し、これに基づいてスイッチング素子２１ａ～２１ｄを制御するので、発電機１の出力電力Ｗの無効分（巻線インダクタンスに起因する無効電力）を確実に無くし、発電機１の巻線抵抗rでの消費電力を減らして、効率の良い発電を行うことが可能となる。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、各部の具体的な構成は、上述した実施形態のみに限定されるものではない。

例えば、図５に示す制御手段１０４は、振動センサ１５の検出値から誘起電圧と同相（θ）で負荷電流が所望の値となるような電流指令Ｉrefを生成する電流指令生成部１４１と、負荷電流Ｉを検出する電流検出部１４２と、電流検出部１４２で検出する負荷電流Ｉと電流指令Ｉrefとの偏差に基づいて単相コンバータ２１への指令を生成するコンバータ指令生成部１４３と、コンバータ指令に基づいてスイッチング素子２１ａ～２１ｄを制御するスイッチング制御部１４４と、とにより構成することができる。

この場合、コンバータ指令生成部１４３にはヒステリシスコンパレータを使用し、電流指令Ｉrefと実電流Ｉの大小に応じて、単相コンバータ２１のスイッチング素子２１ａ～２１ｄのスイッチングタイミングを決定する。その結果、電流Ｉは、発電機１の誘起電圧Eとほぼ同相となり、発電機効率を上げることが可能になる。

このようにすれば、コンバータ指令の一部をフィードバック系によって構成することができるので、コンバータ指令を生成するためのアルゴリズムを簡素化することができる。

その他、負荷にバッテリを使用して蓄電するように構成するなど、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。

Ａ…振動発電装置
Ｅ…誘起電圧（誘導起電力）
Ｖ…出力電圧
１…単相の永久磁石式同期リニア発電機
４…制御手段
１０…永久磁石
１４…コイル
１５…振動センサ
２１…単相コンバータ
２１ａ～２１ｄ…スイッチング素子
４１…誘起電圧算出部
４２…コイル電圧算出部
４３…コンバータ指令生成部
４４…スイッチング制御部
１４１…電流指令生成部
１４２…電流検出部
１４３…コンバータ指令生成部
１４４…スイッチング制御部

Claims (4)

1. 単相の永久磁石式同期リニア発電機を用い、外部から受ける振動で発電を行う振動発電装置であって、
   前記リニア発電機のコイルに生じる誘起電圧を検出する振動センサと、スイッチング素子を有し前記コイルの入出力端に接続されて交流電圧を直流電圧に変換する単相コンバータと、前記振動センサが検出する検出値に基づき負荷電流が所望の値をとり且つ前記誘起電圧と同相となる様に前記スイッチング素子を制御する制御手段と、を具備することを特徴とする振動発電装置。
2. 前記制御手段は、前記スイッチング動作を通じて前記単相コンバータの出力電圧を、前記誘起電圧よりも高い電圧に制御する、請求項１に記載の振動発電装置。
3. 前記制御手段は、前記振動センサの検出値から誘起電圧の振幅を算出する誘起電圧算出部と、所望の負荷電流に対して前記コイルの電圧降下を算出するコイル電圧算出部と、前記所望の負荷電流が前記誘起電圧と同相となるための前記単相コンバータの出力電圧の振幅と位相を算出するコンバータ指令生成部と、前記コンバータ指令に基づいて前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、を備える請求項１又は２に記載の振動発電装置。
4. 前記制御手段は、前記振動センサの検出値から誘起電圧と同相で負荷電流の値が所望の値となるような電流指令を生成する電流指令生成部と、負荷電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出する負荷電流と前記電流指令との偏差に基づいて前記単相コンバータへの指令を生成するコンバータ指令生成部と、前記コンバータ指令に基づいて前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、を備える請求項１又は２に記載の振動発電装置。

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