WO2016147562A1 - 非接触給電装置及び非接触受電装置 - Google Patents

非接触給電装置及び非接触受電装置 Download PDF

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WO2016147562A1
WO2016147562A1 PCT/JP2016/000914 JP2016000914W WO2016147562A1 WO 2016147562 A1 WO2016147562 A1 WO 2016147562A1 JP 2016000914 W JP2016000914 W JP 2016000914W WO 2016147562 A1 WO2016147562 A1 WO 2016147562A1
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WO
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unit
power
drive signal
output
primary side
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/000914
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English (en)
French (fr)
Inventor
俊太郎 岡田
幸平 池川
中村　剛
Original Assignee
株式会社デンソー
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type

Definitions

  • the present disclosure relates to a non-contact power feeding device and a non-contact power receiving device that receive power transmitted by radio by a power receiving coil unit and supply the power to a load.
  • the output voltage may change due to fluctuations in the input voltage, load current, and element constant, and the output voltage may deviate from the specified value. For example, when the load becomes lighter, the output voltage rises more than necessary.
  • a switch is disposed in parallel with a capacitor of a resonance circuit that receives power, and the polarity of the voltage applied to the input terminal of the rectifying element for performing half-wave rectification changes from negative to positive.
  • a technique is disclosed in which the output voltage is controlled to be constant by turning on a switch from time to time and turning it off after a predetermined time has elapsed.
  • the AC power source that transmits power consumes power even during the period when no current is supplied to the smoothing capacitor, and the power consumption of the AC power source during the period when no current is supplied to the smoothing capacitor.
  • the applicant of the present application provides a rectifier that rectifies the AC power received by the receiving coil unit on the power receiving side, and a switch is provided between the AC input terminals of the rectifier to switch between supply and stop of the current to the smoothing capacitor.
  • the resistance value between the input terminals of the rectifier during the period when the current supply to the smoothing capacitor is stopped is decreased, and the input impedance viewed from the AC power source serving as the wireless power transmission source is increased.
  • the applicant of the present application has been improving the technology. For example, when the input voltage is large or the load current is small, the on-time of the switch element is increased, for example, as shown in FIG. As a result, the transmission efficiency tends to decrease. Improvement of this transmission efficiency is desired. Further, if a separate configuration for feedback is provided, it is not suitable for downsizing.
  • the present disclosure has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide a non-contact power feeding device and a non-contact power receiving device that can be reduced in size while improving transmission efficiency.
  • a contactless power supply device transmits a drive signal to a secondary side in a contactless manner using a drive signal generation unit that can output or stop a drive signal and a drive signal output from the drive signal generation unit
  • a primary side power supply unit including a first coil, and a power supply operation control unit that controls output or stop of the drive signal by the drive signal generation unit.
  • the power supply operation control unit causes the drive signal generation unit to output a drive signal, thereby transmitting power to the secondary side in a non-contact manner through the primary side power feeding unit.
  • An input impedance changing unit is provided on the secondary side.
  • the drive signal generation unit controls to stop the output of the drive signal in response to the change in the changed input impedance detected by the power supply operation control unit through the primary power feeding unit.
  • the power supply operation on the primary side can be stopped by stopping the output of the drive signal, power consumption can be reduced, and transmission efficiency can be improved.
  • the change in impedance is detected through the primary side power feeding unit, a configuration for feeding back from the secondary side to the primary side can be provided without being separately provided, and the size can be reduced.
  • a non-contact power receiving device is a power receiving device that is fed from the non-contact power feeding device according to one aspect of the present disclosure, and a secondary coil that receives power from the primary power feeding unit on the secondary side, When the voltage corresponding to the power for receiving the power transmitted from the primary side reaches a second predetermined voltage lower than the first predetermined voltage, a current is passed through the second coil on the secondary side, thereby feeding the primary side power supply unit.
  • a resumption signal generating unit that outputs a resumption signal by feeding current to the first coil.
  • the non-contact power receiving device can also be miniaturized while improving the transmission efficiency.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram schematically illustrating the operation principle in the configuration of the contactless power feeding system according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is an electrical configuration diagram of the power transmission unit
  • FIG. 3A is an electrical configuration diagram schematically illustrating an example of the configuration of the input impedance changing unit
  • FIG. 3B is an electrical configuration diagram schematically illustrating another example of the configuration of the input impedance changing unit
  • FIG. 3C is an electrical configuration diagram schematically illustrating another example of the configuration of the input impedance changing unit
  • FIG. 1 is an explanatory diagram schematically illustrating the operation principle in the configuration of the contactless power feeding system according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is an electrical configuration diagram of the power transmission unit
  • FIG. 3A is an electrical configuration diagram schematically illustrating an example of the configuration of the input impedance changing unit
  • FIG. 3B is an electrical configuration diagram schematically illustrating another example of the configuration of the input impedance changing unit
  • FIG. 3C is an electrical configuration
  • FIG. 3D is an electrical configuration diagram schematically illustrating another example of the configuration of the input impedance changing unit
  • FIG. 3E is an electrical configuration diagram schematically illustrating another example of the configuration of the input impedance changing unit
  • FIG. 4 is a flowchart schematically showing the flow of the operation.
  • FIG. 5 is a timing chart (part 1) schematically illustrating the flow of the operation.
  • FIG. 6 is a timing chart (part 2) schematically illustrating the flow of operation.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a method for determining a certain time.
  • FIG. 8 is an electrical configuration diagram schematically illustrating a circuit of the contactless power feeding system according to the second embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of a resonance frequency that is changed according to switching of the impedance changing unit
  • FIG. 10 is a diagram schematically illustrating the time variation of the input signal waveform to the driver and the current on the primary side when the switch of the input impedance changing unit is turned off.
  • FIG. 11 is a diagram schematically illustrating the time variation of the input signal waveform to the driver and the current on the primary side when the switch of the input impedance changing unit is turned on.
  • FIG. 12 is a timing chart schematically illustrating the flow of the operation.
  • FIG. 13 is a characteristic diagram schematically showing a change characteristic of the output voltage in accordance with a change in the input voltage and the load current.
  • FIG. 14 is a characteristic diagram schematically showing a change characteristic of transmission efficiency according to a change in input voltage and load current.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram schematically illustrating a simulation experiment system according to the third embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram schematically illustrating frequency characteristics when the switch of the input impedance changing unit is turned on / off
  • FIG. 17 is a timing chart schematically illustrating the time change of the output voltage of the oscillator and the primary side current when the switch of the input impedance changing unit is turned off
  • FIG. 18 is a timing chart schematically illustrating temporal changes in the output voltage of the oscillator and the primary side current when the switch of the input impedance changing unit is turned on
  • FIG. 19 is an electrical configuration diagram schematically illustrating a circuit of the contactless power feeding system
  • FIG. 20 is a timing chart schematically illustrating the flow of the operation
  • FIG. 21 is a characteristic diagram schematically showing the change characteristic of the output voltage according to the change of the input voltage and the load current
  • FIG. 22 is a characteristic diagram schematically showing a change characteristic of transmission efficiency according to a change in input voltage and load current
  • FIG. 23 is an electrical configuration diagram schematically illustrating a circuit of a contactless power feeding system according to a fourth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 24 is a diagram schematically illustrating changes in current flow
  • FIG. 25 is a timing chart schematically illustrating the flow of operation.
  • FIG. 26 is a characteristic diagram schematically showing a change characteristic of the output voltage in accordance with a change in the input voltage and the load current.
  • FIG. 27 is a characteristic diagram schematically showing a change characteristic of transmission efficiency according to a change in input voltage and load current.
  • FIG. 28 is an electrical configuration diagram schematically illustrating a circuit of a contactless power feeding system according to a fifth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 29 is a timing chart schematically illustrating the flow of operation when the primary side successfully receives the restart signal
  • FIG. 30 is a timing chart schematically illustrating the operation flow when the primary side fails to receive the restart signal
  • FIG. 31 is an electrical configuration diagram schematically illustrating a circuit configuration on the secondary side according to the sixth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 32 is an electrical configuration diagram schematically illustrating a circuit configuration on the secondary side according to the seventh embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 33 is a diagram (part 1) for functionally explaining the configuration of an embodiment of the present disclosure;
  • FIG. 34 is a diagram (part 2) for functionally explaining the configuration of an embodiment of the present disclosure;
  • FIG. 35 is a diagram (part 3) for functionally explaining the configuration of an embodiment of the present disclosure;
  • FIG. 36 is a diagram (part 4) for functionally explaining the configuration of an embodiment of the present disclosure;
  • FIG. 37 is a characteristic diagram schematically showing a change characteristic of transmission efficiency according to a change in input voltage and load current in the comparative example.
  • the inventor has generated a power on the primary side when the current supply to the smoothing capacitor is stopped, but the loss that has been a problem in the past does not send the power on the primary side to the secondary side. Therefore, it has been found that the influence of power consumption on the primary side becomes large. In such a case, it is desirable to stop the power supply operation on the primary side when the power supply is stopped.
  • Each of the following embodiments is characterized in that the state of the secondary side is fed back from the secondary side to the primary side, and the power supply on the primary side is stopped as much as possible.
  • a transformer eg, a transformer, a photocoupler, etc.
  • a non-contact power supply apparatus 101 is configured on the primary side.
  • This non-contact power supply apparatus 101 includes a drive signal generation unit 2, a driver 3, a switch 4 in which power switches 4a and 4b are connected between a power supply terminal and the ground, and a power supply operation control unit 5.
  • a power transmission unit 6 is configured between the primary side and the secondary side.
  • the power transmission unit 6 includes a primary side power supply unit 7 and a secondary side power reception unit 8, and transmits power in a non-contact manner from the primary side power supply unit 7 to the secondary side power reception unit 8.
  • the non-contact power receiving device 201 is configured on the secondary side.
  • the non-contact power receiving apparatus 201 includes a rectifying unit 9, a smoothing capacitor (equivalent to a second capacitor) 10, an output voltage detecting unit 11, an input impedance changing unit 12, and an input impedance control unit 13 via the power transmission unit 6.
  • a load 15 indicated by a current source symbol is connected in parallel to the smoothing capacitor 10.
  • the primary-side drive signal generation unit 2 is an AC rectangular wave generation circuit, for example, and can oscillate and output / stop a signal having a frequency of about several MHz (for example, 2 MHz).
  • the driver 3 and the switch 4 switch power output / stop to the power transmission unit 6 according to output / stop of the drive signal generation unit 2.
  • the drive signal generation unit 2 outputs a drive signal (rectangular wave signal)
  • power is transmitted to the power transmission unit 6 using the power source VIN (for example, 10 V).
  • VIN for example, 10 V
  • the drive signal generation unit 2 stops the drive signal (rectangular wave signal) for example, maintains “L” level
  • the power transmission to the power transmission unit 6 can also be stopped by stopping the driving of the driver 3.
  • the primary power supply unit 7 includes a series resonance circuit including a capacitor 16, a resistor 17 and a coil (corresponding to the first coil) 18, and the secondary power receiving unit 8 includes a coil (corresponding to the second coil) 19 and a resistor 20. And a series resonant circuit including a capacitor (corresponding to a first capacitor) 21.
  • the resistor 17 indicates the sum of the resistance element and the resistance component included in the wiring.
  • the resistor 20 also shows the sum of the resistance element and the resistance included in the wiring.
  • the power transmission process from the primary side to the secondary side is performed by a magnetic resonance method, and the capacitor 16 and the coil 18 are connected in series on the primary side, and the capacitor 21 is connected in series with the coil 19 on the secondary side. Therefore, power is transmitted by a so-called S / S (serial / serial) system.
  • the rectifying unit 9 is configured to rectify a transmission signal from the power transmission unit 6, for example, half-wave or full-wave. Further, a smoothing capacitor 10 is provided after the rectifying unit 9, and the smoothing capacitor 10 smoothes the signal of the rectifying unit.
  • An input impedance changing unit 12 is configured around the rectifying unit 9 (for example, the front stage or the rear stage, or inside the rectifying unit 9). As shown in FIGS. 3A to 3E, the input impedance changing unit 12 includes a switch 22 and is provided to change the input impedance Zin viewed from the primary side.
  • the input impedance control unit 13 performs on / off control of the switch 22 that constitutes the input impedance changing unit 12 according to the detection result of the output voltage of the output voltage detection unit 11.
  • the switch 22 is connected between both terminals of the secondary coil 19, and is connected between one terminal of the coil 19, the common connection node of the capacitor 21, and the other terminal of the coil 19. It is connected to the.
  • the configuration of the input impedance changing unit 12 is not limited to the configuration shown in FIG. 3A, but may be configured as shown in FIGS. 3B to 3E. That is, as shown in FIG. 3B, the switch 22 may be connected in parallel at a stage after the capacitor 21 and before the rectifier 9. Further, as shown in FIG. 3C, a switch 22 may be connected between the power supply side node and the ground side node in parallel with the subsequent stage of the rectifying unit 9. In the configuration of FIG.
  • a switch 22 may be connected in series with the coil 19 and the capacitor 21 in the preceding stage of the rectifying unit 9, and as shown in FIG. A switch 22 may be connected in series with the capacitor 10.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the overall operation
  • FIGS. 5 and 6 are timing charts.
  • the output voltage Vout shown in FIGS. 5 and 6 fluctuates between the maximum voltage Vmax and the minimum voltage Vmin with a period of, for example, several kHz, and this period is the drive signal of the drive signal generator 2.
  • the period is set to be significantly larger than the period of the (rectangular wave signal) (for example, about several MHz).
  • the input impedance changing unit 12 will be described assuming that the input impedance Zin viewed from the primary side is held at a predetermined impedance Z1.
  • the power transmission unit 6 transmits a transmission signal corresponding to the drive signal to the secondary side.
  • the rectifying unit 9 rectifies the current flowing through the power transmission unit 6 to charge the smoothing capacitor 10 and outputs the voltage across the smoothing capacitor 10 as the output voltage Vout. This output voltage Vout is supplied to the load 15.
  • the output voltage Vout increases (S1: FIG. 4, T1 in FIGS. 5 and 6).
  • the output voltage detector 11 detects that the maximum voltage Vmax (corresponding to the first predetermined voltage) has been reached (t2 in FIGS. 5 and 6). This detection signal is input to the input impedance control unit 13.
  • the input impedance control unit 13 performs impedance change control on the condition that the maximum voltage Vmax has been detected (S2 in FIG. 4), and changes the input impedance Zin by the input impedance change unit 12 (FIG. 4). S3).
  • the period during which the input impedance changing unit 12 changes the input impedance Zin is a period from when the maximum voltage Vmax is lowered by a predetermined voltage ⁇ Von ( ⁇ maximum voltage Vmax ⁇ minimum voltage Vmin) (t2 ⁇ t3 in FIG. 5).
  • the power supply operation control unit 5 detects that the impedance change unit 12 has changed the input impedance Zin through the power transmission unit 6 (Zin information), and drives the drive signal (rectangular wave) of the drive signal generation unit 2. Signal) is stopped (S4 in FIG. 4).
  • the power supply operation control unit 5 measures time as a power supply operation stop period from the timing when the drive signal is controlled to stop (S5 in FIG. 4). This time measurement result is used to resume power supply (power supply operation) after the lapse of a certain period TRE.
  • the power supply operation control unit 5 controls to stop the output of the drive signal from the drive signal generation unit 2, the drive signal generation unit 2 does not output the drive signal (rectangular wave signal). For this reason, the induced voltage by the coil 19 of the secondary side power receiving part 8 falls. If the induced voltage of the coil 19 decreases, the output voltage Vout also decreases. The decreasing gradient of the output voltage Vout at this time becomes IL / CL when the capacity of the smoothing capacitor 10 is CL and the current consumption of the load 15 is IL.
  • the power supply operation control unit 5 generates a power supply operation resumption signal when a certain period TRE has elapsed from the start of measurement from the time point of step S5 (S6 in FIG. 4: t4 in FIG. 5).
  • the current consumption of the load 15 varies depending on the power consumption on the secondary side.
  • the output voltage Vout greatly decreases during the processing period of step S5, and the output voltage Vout becomes less than the maximum voltage Vmax ⁇ the predetermined voltage ⁇ V0. (T4 in FIG. 5).
  • the input impedance control unit 13 returns the switch 22 of the input impedance changing unit 12 to the original state (ON ⁇ OFF)
  • the input impedance Zin is returned to the original state. Therefore, when the power supply operation control unit 5 generates a power supply operation resumption signal (S6 in FIG. 4) and outputs it to the drive signal generation unit 2, the drive signal generation unit 2 resumes output of the drive signal (rectangular wave signal).
  • power supply power supply operation
  • the current consumption IL of the load 15 is relatively low, and the output voltage Vout is maintained higher than the maximum voltage Vmax ⁇ the predetermined voltage ⁇ V0 at the time of this step S6.
  • the switch 22 of the changing unit 12 is still switched (ON at t5 in FIG. 6) and the input impedance Zin is continuously changed by the input impedance changing unit 12 (S7 in FIG. 4: YES), even if the power supply operation
  • the control unit 5 generates and outputs a power supply operation restart signal and the drive signal generation unit 2 restarts output of the drive signal, the power supply operation stop signal is immediately output and immediately stops (see t5 in FIG. 6). Therefore, in FIG. 4, the process returns to step S4.
  • the power supply operation control unit 5 again measures the time of the power supply operation stop period (predetermined period TRE) and repeats the processes of steps S4 to S7. Then, on condition that the output voltage Vout is decreased and becomes less than the maximum voltage Vmax ⁇ the predetermined voltage ⁇ V0, the switch 22 of the impedance changing unit 12 is restored (t6 in FIG. 6: ON ⁇ OFF).
  • the control unit 5 again measures the predetermined time TRE and then generates and outputs a power supply operation restart signal and restarts power supply (power supply operation)
  • the drive signal generation unit 2 restarts output of the drive signal. In this case, the power supply operation stop signal is not output, and power feeding (power supply operation) is maintained (t7 ⁇ t8 in FIG. 6).
  • the fluctuation voltage width ⁇ V between the maximum voltage Vmax and the minimum voltage Vmin is determined according to the constant period TRE, the voltage fluctuation width ⁇ VON during the ON period of the switch 22, the current consumption IL of the load 15, and the capacitance CL of the smoothing capacitor 10.
  • ILmax indicates the maximum value of the average current during a certain period TRE.
  • the width is the largest.
  • the power supply operation control is performed on the primary side.
  • the unit 5 detects the change in the changed input impedance Zin through the primary side power supply unit 7.
  • the power supply operation control unit 5 controls to stop the output of the drive signal by the drive signal generation unit 2. Thereby, reduction of the power consumption of a primary side can be aimed at.
  • a change in the input impedance Zin can be detected through the primary side power supply unit 7, so that it is not necessary to add an insulating element for feeding back the state of the secondary side to the primary side, and the size can be reduced.
  • the “primary side” means a non-contact power feeding device
  • the “secondary side” means a non-contact power receiving device.
  • the primary side current detection unit 205a and the power supply operation control unit 205 have main features.
  • the resonance frequency is a frequency at which the imaginary part of the input impedance Zin becomes zero.
  • the drive signal generation unit 202 includes various gates such as a delay unit 23, a NOT gate 24, AND gates 25 to 27, an OR gate 28, and a comparator 29.
  • the control signal CNT is input to the AND gate 25.
  • the delay unit 23 delays the output signal of the AND gate 25 and outputs it to the NOT gate 24.
  • the NOT gate 24 inverts the output of the delay unit 23 and outputs it to the AND gate 26.
  • the AND gate 26 calculates the logical product of the output of the AND gate 25 and the output of the NOT gate 24 to obtain a trigger output TRIG, and outputs the trigger output TRIG to the OR gate 28.
  • the output of the comparator 29 is also input to the OR gate 28.
  • the output of the OR gate 28 is input to the AND gate 27.
  • the output of the AND gate 25 is further input to the AND gate 27, and the AND gate 27 calculates the logical product of the output of the AND gate 25 and the output of the OR gate 28 and outputs it to the input terminal DRV_IN of the driver 3.
  • the driver 3 turns on the power switch 4a and turns off the power switch 4b when the drive signal output from the drive signal generator 202 is “H”, and turns off when the drive signal output from the drive signal generator 2 is “L”.
  • the power switch 4a is turned off and the power switch 4b is turned on.
  • the power transmission unit 6 and the impedance changing unit 12 are generally configured as shown in FIG. 3A.
  • the rectifier 9 is composed of a full-wave rectifier circuit formed by combining four diodes 37 to 40.
  • the output voltage detection unit 211 and the impedance control unit 213 are also configured using a comparator (equivalent to a hysteresis comparator) 41, and when the output voltage VOUT becomes equal to or higher than the output reference voltage REF_OUT1 (REF_OUT + M / 2, where M is a hysteresis voltage).
  • the switch 22 of the impedance changing unit 12 is turned on, and the switch 22 of the impedance changing unit 12 is turned off when the output voltage VOUT becomes equal to or lower than the output reference voltage REF_OUT2 (REF_OUT ⁇ M / 2).
  • the primary side current detection unit 205 a is connected to the primary side of the power transmission unit 6.
  • the primary side current detection unit 205a uses a sense resistor 30, for example.
  • the sense resistor 30 has a resistance value of about 0.1 ⁇ , for example.
  • an inductor or a capacitor may be used, or these may be combined.
  • the detection voltage of the sense resistor 30 is fed back to the comparator 29 in the drive signal generator 2, and the OR gate 28 ORs the output of the comparator 29 with the trigger TRIG signal and outputs it to the AND gate 27.
  • the input impedance changing unit 12 is configured inside the power transmission unit 6 (before the capacitor 21).
  • the operation of the drive signal generation unit 202 will be described. In particular, an operation will be described in which the operation frequency is automatically adjusted to the resonance frequency. For convenience of explanation, the description will be made on the assumption that the restart signal RE_START is held at “H” in the initial state in the configuration of FIG.
  • the step-like control signal CNT (“L” ⁇ “H”) is validly input
  • the operation of the drive signal generation unit 202 is validated.
  • the AND gate 25 outputs “H”
  • the trigger output TRIG outputs an “H” pulse
  • the driver 3 receives the “H” pulse at the input terminal DRV_IN.
  • the switch 4a When the drive signal generation unit 202 outputs the drive signal of the “H” pulse, the switch 4a is turned on according to the drive signal. As a result, the primary current increases. When the primary current increases, the output of the comparator 29 becomes “H”, and “H” is continuously input to the input terminal DRV_IN. Then, the driver 3 continues to flow a current in the positive direction on the primary side of the power transmission unit 6. Since the capacitor 16 and the coil 18 are connected in series on the primary side of the power transmission unit 6, when the current rises to some extent, the current stops rising and then falls. When the current decreases and becomes approximately 0 A, the output of the comparator 29 becomes “L”.
  • the driver 3 switches the power switches 4a and 4b on and off according to the frequency (period) of the PWM signal (rectangular wave signal) output from the comparator 29.
  • the drive signal generation unit 202 detects the primary side current ⁇ 0 and switches the rectangular wave signal, the phase of the primary side voltage (common connection point of the switches 4a and 4b) and the primary side current match, The operating frequency is automatically adjusted to the resonance frequency.
  • the input impedance control unit 213 can switch the switch 22 of the input impedance changing unit 12 on and off, thereby changing the input impedance Zin viewed from the primary side and changing the impedance at the resonance frequency and the resonance frequency. As a result, the period of the PWM signal of the drive signal generated by the drive signal generation unit 202 and the amplitude of the primary current can be changed accordingly.
  • FIG. 10 and 11 show examples of the input signal waveform and the primary current waveform of the input terminal DRV_IN of the driver 3 according to the change of the input impedance Zin.
  • the input impedance Zin 5.43 ⁇ is obtained at the resonance frequency ⁇ 2.0 MHz.
  • the simulation value in (a) the input signal of the driver input terminal DRV_IN is switched at a frequency of about 2.00 MHz.
  • the resistance value ( ⁇ 5.43 ⁇ ) at the resonance frequency is relatively high, the current amplitude is relatively small as shown in FIG.
  • the input impedance Zin 1.11 ⁇ at the resonance frequency ⁇ 4.4 MHz. 11 (a)
  • the input signal of the input terminal DRV_IN of the driver 3 is switched at a frequency of about 4.40 MHz.
  • the resistance value ( ⁇ 1.11 ⁇ ) at the resonance frequency is relatively low, the current amplitude is also relatively large as shown in FIG.
  • the input impedance control unit 213 switches the switch 22 of the input impedance changing unit 12 on and off, the frequency (operation frequency, current frequency) and current amplitude of the drive signal generated by the drive signal generation unit 2 in the steady state. Changes significantly. For this reason, a change in the input impedance Zin can be detected on the primary side.
  • the frequency of the drive signal generated by the drive signal generation unit 202 is automatically adjusted to the resonance frequency of the circuit, the frequency of the drive signal before and after the input impedance change unit 12 changes the input impedance Zin. (Operating frequency, current frequency) and current amplitude change greatly, and a change in input impedance Zin can be detected.
  • a primary side current detection unit 205a and a power supply operation control unit 205 are provided on the primary side.
  • the primary-side current detection unit 205a includes a comparator 31 that outputs a result of comparing the sense voltage of the sense resistor 30 with the stop reference voltage REF_STOP.
  • the power supply operation control unit 205 compares the SR flip-flop 32, the current source 33 and the capacitor 34, the switch 35 for discharging the charge of the capacitor 34, and the charge voltage of the capacitor 34 with the restart reference voltage REF_RESTART.
  • a comparator 36 is provided for measuring the constant time TRE, and function as the constant time measuring units 33 to 36.
  • the comparison result of the comparator 31 of the primary side current detection unit 205a is input to the set terminal of the SR flip-flop 32 of the power supply operation control unit 205.
  • the QB output of the SR flip-flop 32 is input to the AND gate 25 of the drive signal generator 2 as the restart signal RE-START.
  • the current source 33 and the capacitor 34 of the power supply operation control unit 205 measure the power supply operation stop period, and the terminal voltage TIMER of the capacitor 34 increases in proportion to the stop period.
  • the SR flip-flop 32 sets the QB output to “L”, so that the switch 35 is turned off. Therefore, the power supply operation stop period starts to be measured from the timing when the output of the comparator 31 becomes “H”.
  • the power supply operation stop period exceeds the predetermined period TRE
  • the charging voltage TIMER of the capacitor 34 exceeds the restart reference voltage REF_RESTART.
  • the comparator 36 outputs “H”.
  • the SR flip-flop 32 is reset and outputs “H” from the QB terminal.
  • the AND gate 25 of the drive signal generation unit 202 inputs the control signal CNT and the restart signal RE_START output from the power supply operation control unit 205, performs a logical product operation, and outputs the logical product to the delay unit 23 and the AND gate 26.
  • Fig. 12 schematically shows the primary side operation in a timing chart.
  • the operation will be described on the assumption that the control signal CNT is output “H”, the restart signal RE_START is held at “H”, and the switch 22 of the impedance changing unit 12 is turned off.
  • the comparator 29 outputs a rectangular wave signal (PWM signal) to the input terminal DRV_IN of the driver 3.
  • the driver 3 outputs a signal to the power transmission unit 6 by switching the power switches 4a and 4b according to the rectangular wave signal.
  • the power transmission unit 6 transmits this signal to the secondary side and outputs it to the rectification unit 9.
  • the rectifier 9 performs full-wave rectification on this signal voltage, and the smoothing capacitor 10 smoothes and outputs the output voltage Vout.
  • the comparator 41 of the input impedance control unit 213 controls the switch 22 of the input impedance change unit 12 to be on ( T11 in FIG. 12: SW ⁇ ON).
  • the primary-side current detection unit 5a detects the increase in the primary-side current to set the output Comp_CUR of the comparator 31 to “H” (t11: Comp_CUR ⁇ “H” in FIG. 12).
  • the SR flip-flop 32 sets the QB output to “L” when the output Comp_CUR of the comparator 31 becomes “H” (t11 in FIG. 12: RE-START ⁇ “L”).
  • the AND gates 25 and 27 output “L”, whereby the drive signal generation unit 202 stops outputting the drive signal.
  • the switch 35 When the QB output of the SR flip-flop 32 becomes “L”, the switch 35 is turned off. As a result, the power supply operation control unit 205 starts measuring the power supply operation stop period.
  • the comparator 36 When the charging voltage TIMER of the capacitor 34 rises to the restart reference voltage REF_RESTART and the power supply operation stop period reaches a certain time TRE, the comparator 36 outputs “H” (t12 in FIG. 12: Comp_TIMER ⁇ “H”). Then, the SR flip-flop 32 sets the QB output to “H”, and the power supply operation control unit 205 outputs the restart signal “L” ⁇ “H” to the drive signal generation unit 202. Thereby, the control signal CNT is validated.
  • the drive signal generation unit 202 starts outputting the drive signal again by the above-described operation. Note that when the QB output of the SR flip-flop 32 becomes “H”, the switch 35 is turned on, so that the charge of the capacitor 34 is discharged and the charge voltage TIMER of the capacitor 34 is initialized.
  • the off control timing of the switch 22 varies depending on the magnitude of the energizing current of the load 15 as shown in FIGS. 5 and 6, and when the energizing current of the load 15 is relatively small as shown in FIG.
  • a restart signal may be generated while the switch 22 of the impedance changing unit 12 is on.
  • the power supply operation stop signal is generated immediately after the restart signal is generated.
  • the power supply operation control unit 205 measures a power supply operation stop period every time a power supply operation stop signal is generated.
  • the predetermined period TRE elapses a plurality of times, but this process is repeated until the output voltage OUT drops from the maximum value by a voltage exceeding the threshold voltage ⁇ VON and the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned off. It is.
  • the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned off and a restart signal is generated, the voltage is re-output to the secondary side of the power transmission unit 6.
  • the rectifier 9 performs full-wave rectification on the secondary side voltage, and as a result, the output voltage Vout rises again (see the period t12 ⁇ t13 in FIG. 12). Such an operation is repeated.
  • FIG. 13 shows the simulation result of the change characteristic of the output voltage when the input voltage is 10 to 20 V and the load current is 20 to 100 mA
  • FIG. 14 shows the simulation result of the change characteristic of the transmission efficiency.
  • the maximum voltage Vmax 26.0V
  • the minimum voltage Vmin 24.0V
  • the fixed time TRE 20 ⁇ s
  • the load capacity CL 2.2 ⁇ F
  • the maximum load current value ILmax 100 mA
  • the threshold voltage drop ⁇ VON from the maximum value 0.9V
  • the primary current detection unit 5a is configured to detect the current amplitude.
  • the output voltage Vout can be controlled to be constant (25 V ⁇ 1.0 V) in accordance with changes in the input voltage and load current.
  • the transmission efficiency can be controlled to 65% or more (preferably 70% or more) in accordance with the input voltage change and the load current change. This can improve the transmission efficiency as compared with the technique of the comparative example (FIG. 37).
  • the present embodiment provides the same operational effects as the previous embodiment.
  • the drive signal generation unit 202 adjusts the frequency of the drive signal so as to match the resonance frequency of the circuit viewed from the primary side before and after the input impedance change unit 12 changes the input impedance. For this reason, the current amplitude before and after the change of the input impedance Zin changes greatly, and the secondary side impedance change can be easily detected on the primary side.
  • the impedance change on the secondary side is detected by detecting the amplitude, but the impedance change on the secondary side may be detected by detecting the frequency.
  • (Third embodiment) 15 to 22 show additional explanatory views of the third embodiment.
  • the configuration in which the drive signal generation unit 302 includes the oscillator 50 has main characteristics.
  • the drive signal generation unit 202 outputs a PWM signal as the drive signal by feeding back the detection result of the primary side current by the comparator 29.
  • a configuration including a drive signal generation unit that outputs a constant frequency (for example, 2.0 MHz) as a drive signal was examined.
  • FIG. 15 schematically shows the simulation experiment system.
  • an oscillator 50 is used for the drive signal generation unit 302.
  • the oscillator 50 is adjusted to a predetermined frequency (for example, 2.0 MHz) at which the input impedance Zin viewed from the primary side becomes a minimum value when the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned off.
  • a predetermined frequency for example, 2.0 MHz
  • the inventors arrange the switch 22 of the input impedance changing unit 12 so as to short-circuit / open the secondary side of the power transmission unit 6, and the primary side current corresponding to the ON / OFF change of the switch 22 of the input impedance changing unit 12. The frequency change of was confirmed.
  • FIG. 16 shows the frequency characteristics of the input impedance Zin when the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned on and off.
  • the switch 22 of the input impedance changing unit 12 When the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned off, the input impedance Zin near the frequency of 2.0 MHz becomes a minimum value. When the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned on, the frequency is 2.0 MHz. It has been confirmed that the input impedance Zin in the vicinity increases and the input impedance Zin in the vicinity of the frequency 6.0 MHz, which is the third harmonic component, decreases.
  • FIG. 17 shows the output waveform of the oscillator 50 when the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned off (FIG. 17A) and the simulation result of the primary current waveform (FIG. 17B).
  • FIG. 8 shows the output waveform of the oscillator 50 (FIG. 18A) and the simulation result of the primary current waveform (FIG. 18B) when the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned on.
  • FIGS. 17A and 17B when the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned off, the frequency of the current is approximately the fundamental frequency 2.0 MHz, but FIG.
  • FIG. As shown in (b), when the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned on, it has been confirmed that a component whose current frequency is 6.0 MHz of the third harmonic is mainly output. .
  • the switch 22 of the input impedance changing unit 12 When the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned on / off, the frequency component of the primary side current changes. Therefore, it is possible to detect the change of the input impedance Zin by detecting the frequency of the primary side current. The on / off state of the switch 22 of the changing unit 12 can be detected.
  • the primary side current detection unit (input impedance detection unit) 305a includes AND gates 51 and 54, NOT gates 52 and 55, a delay unit 53, and a D flip-flop. 56 and 57 are combined.
  • a sense resistor 30 is connected to the primary side of the power transmission unit 6, and the comparator 31 compares the voltage of the sense resistor 30 with the ground voltage and outputs the comparison result to the AND gate 51.
  • the output of the oscillator 50 is input to the AND gate 51.
  • the output of the AND gate 51 is input to the clock terminals of the D flip-flops 56 and 57. Further, as shown in FIG.
  • the output of the oscillator 50 is inputted to the reset terminals of the D flip-flops 56 and 57 through the NOT gate 52, the delay unit 53, the NOT gate 55, and the AND gate 54. It has become.
  • Other configurations for example, power supply operation control unit 205, driver 3, switch 4 (4a, 4b), power transmission unit 6, input impedance change unit 12, rectifier unit 9, output voltage detection unit 211, impedance control unit 213, etc.
  • the configuration of is the same as the configuration of the second embodiment, so that the reference numerals attached to the reference drawings of the second embodiment are used and the description thereof is omitted.
  • the output of the oscillator 50 is input to the input terminal DRV_IN of the driver 3.
  • the output of the comparator 31 becomes “H” because the primary side current I1 flows. If the output of the comparator 31 becomes “H” while the output of the oscillator 50 becomes “H”, the output of the AND gate 51 becomes “H”.
  • the D flip-flop 56 in the previous stage outputs “H” inputted in advance to its D terminal as Q.
  • the primary current I1 during the period when the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is ON is oscillated and output in a sine wave form at the frequency of the third harmonic of the drive signal. (Refer to I1 in FIG. 20).
  • the Q output “H” of the preceding D flip-flop 56 is delayed by the subsequent D flip-flop 57 and output IMP_OUT as “H” (t33 in FIG. 20).
  • FIG. 21 shows the simulation result of the change characteristic of the output voltage when the input voltage is 10 to 20 V and the load current is 20 to 100 mA
  • FIG. 22 shows the simulation result of the change characteristic of the transmission efficiency.
  • the output voltage OUT can be controlled to be constant (25 V ⁇ 1.0 V) according to the input voltage change and the load current change.
  • the transmission efficiency can be controlled to 65% or more (preferably 70% or more) according to the input voltage change and the load current change.
  • the oscillator 50 that outputs a rectangular wave signal with a constant frequency is provided, and the primary-side current detection unit 305a changes the current frequency when the impedance is changed by the secondary-side input impedance change unit 12 (
  • the drive signal generation unit 302 stops the oscillation output of the oscillator 50 by detecting the third harmonic).
  • (Fourth embodiment) 23 to 27 show additional explanatory views of the fourth embodiment.
  • a current is caused to flow in the secondary coil 19 to generate a current in the primary coil 18 to generate and detect a power supply (power supply operation) restart signal. A configuration to be performed will be described.
  • the primary-side current detection unit 205a includes a sense resistor 30 and a comparator 31 that compares the voltage of the sense resistor 30 with the stop reference voltage REF_STOP.
  • the primary-side current detection unit 205a functions as an input impedance detection unit. It also has.
  • the power supply operation control unit 405 is connected to the subsequent stage of the primary side current detection unit 205a and is configured by the SR flip-flop 32.
  • the primary side current detection unit 205a When the voltage across the terminals of the sense resistor 30 becomes higher than the stop reference voltage REF_STOP, the primary side current detection unit 205a outputs “H” to the set terminal of the SR flip-flop 32 of the power supply operation control unit 405. Then, the SR flip-flop 32 sets the QB output to “L” and stops the output of the drive signal by the drive signal generation unit 202.
  • a restart signal detection unit 458 is provided on the primary side.
  • the resumption signal detection unit 458 is provided corresponding to the resumption signal generation unit 459 on the secondary side.
  • the restart signal detection unit 458 includes, for example, NOT gates 60 to 62, delay units 63 and 64, AND gates 65, 66, and 67, and an SR flip-flop 68, and the SR flip-flop 32 of the power supply operation control unit 405 outputs The signal RE-START to be detected is detected, and the voltage generated in the primary side coil 18 is detected using the comparator 69.
  • the restart signal detection unit 458 is configured such that when the signal RE-START becomes “L” and the drive signal generation unit 202 stops outputting the drive signal, the voltage of the primary side coil 18 is the start reference voltage REF_START. Is reached, the SR flip-flop 32 of the power supply operation control unit 405 is reset and “H” is output from the QB terminal of the SR flip-flop 32, thereby restarting the generation of the drive signal from the drive signal generation unit 202. .
  • the secondary side has a restart signal generator 459.
  • the restart signal generation unit 459 includes, for example, NOT gates 70 and 71, a delay unit 72, an AND gate 73, and switches 74 to 76, and the output Comp_OUT of the comparator 41 of the output voltage detection unit 211 is “H” “
  • the switches 74 to 76 are turned on and off to change the circuit connection node to change the energization state.
  • the switches 75 and 76 are configured such that the input / output of the rectifying unit 9 can be short-circuited, and are configured to be turned off when the output of the comparator 41 is “L”, and to be turned on when the output of the comparator 41 is “H”.
  • FIG. 24A to 24C show changes in the switching state of the series of switches 22, 74 to 76
  • FIG. 25 shows signal changes in a timing chart.
  • the comparator 41 of the output voltage detector 211 sets “L” as its output Comp_OUT.
  • the switches 22, 74 to 76 are switched to the OFF state. Since the switches 22, 74 to 76 are off, the rectifier 9 performs full-wave rectification, and the smoothing capacitor 10 smoothes the rectified voltage and outputs the output voltage Vout.
  • the comparator 41 outputs “L”. (T43 in FIG. 25).
  • the NOT gates 70 and 71, the delay unit 72, and the AND gate 73 are configured to detect the falling edge of the output of the comparator 41 and generate a pulse.
  • the output of the comparator 41 changes from “H” to “L”.
  • “H” is output as the signal TRIG_RES for the delay time of the delay unit 72. Therefore, in the delay period of the delay unit 72 after the output of the comparator 41 falls, as shown in FIG. 24C, the switch 74 is turned on and the switches 22, 75, and 76 are turned off. Is done.
  • the switch 22 and the switches 75 and 76 of the input impedance changing unit 12 are turned off and the switch 74 of the restart signal generating unit 459 is turned on, the current is changed according to the electric charge accumulated in the capacitance of the capacitor 21. It flows through the coil 19 on the next side. Since the coil 19, the capacitor 21, and the switch 74 are connected in series, damped vibration is generated by turning on the switch 74, and an induced voltage corresponding to this current can be transmitted to the primary side. After the delay time of the delay unit 72 has elapsed, the switch 74 is turned off, and the state shown in FIG.
  • the switch 22 of the input impedance changing unit 12 is turned on as shown in FIG. 24B, so that the input impedance Zin changes.
  • the output of the comparator 31 becomes “H”
  • the SR flip-flop 32 of the power supply operation control unit 405 sets the QB output to “L”.
  • the SR flip-flop 32 sets the QB output to “L”
  • a set signal is input to the set terminal of the SR flip-flop 68, and the Q output of the SR flip-flop 68 is set to “H”.
  • the primary coil 18 detects a voltage corresponding to this current.
  • the comparator 69 outputs “H” and the AND gate 67 outputs “H”.
  • the reset signal is input to the reset terminal of the SR flip-flop 32, and the QB output of the SR flip-flop 32 is set to “H”.
  • the drive signal generation unit 202 resumes outputting the drive signal.
  • the Q output of the SR flip-flop 68 can be reset and returned to the initial state by detecting the rising edge of the signal RE_START by the delay unit 64, the NOT gate 62, and the AND gate 66.
  • the restart signal detection unit 458 receives the restart signal generated by the restart signal generation unit 459, and restarts output of the drive signal by the drive signal generation unit 202. As a result, the drive signal generation unit 202 can restart the output of the drive signal and increase the output voltage Vout on the secondary side again. Such an operation is repeated.
  • FIG. 26 shows the simulation result of the change characteristic of the output voltage Vout when the input voltage is 10 to 20 V and the load current is 20 to 100 mA
  • FIG. 27 shows the simulation result of the change characteristic of the transmission efficiency.
  • the output voltage OUT can be controlled to be constant (25 V ⁇ 1.0 V) in accordance with the input voltage change and the load current change.
  • the transmission efficiency can be controlled to 70% or more (preferably 80% or more) in accordance with the input voltage change and the load current change.
  • the output voltage Vout reaches the minimum voltage Vmin after the output voltage Vout reaches the maximum voltage Vmax.
  • the restart signal detector 458 detects this current through the primary coil 18 to detect the restart signal, and the SR flip-flop 32 of the power supply operation controller 405 detects the restart signal by the restart signal detector 458. Then, power supply is resumed by resuming the output of the drive signal by the drive signal generator 202. Even in such an embodiment, the same operational effects as those of the above-described embodiment can be obtained.
  • FIG. 28 to FIG. 30 show additional explanatory views of the fifth embodiment.
  • the secondary side succeeds in detecting the restart signal on the primary side, and determines whether or not the power transmission to the secondary side is restarted by restarting the output of the primary side drive signal
  • An embodiment is shown that includes an instruction unit for instructing regeneration of a restart signal when it is determined that power transmission restart has failed on the primary side. Since it is similar to the fourth embodiment, the description will focus on parts different from the fourth embodiment.
  • the logic circuit 594 having a function as an instruction unit determines whether or not power transmission has been resumed on the primary side based on the input of the output signal TRIG_RES of the AND gate 73 and the input voltage RECT_IN of the rectifier 9.
  • the restart signal detection unit 458 on the side determines that the restart signal has failed to be detected, the restart signal is generated again (RE_TRIG) instead of the comparator 41.
  • the logic circuit 594 detects, for example, a falling edge of the signal TRIG_RES by the NOT gates 77 and 78, the delay unit 79, and the AND gate 80, and measures a fixed period, a NOT gate 81 and 82, a delay unit 83, and Combined in the form shown in the figure is a circuit for detecting the falling edge of the signal TIMER_TRIG by the AND gate 84 and various logic gates such as the comparator 85, AND gates 86 to 88, NOT gates 89 and 90, SR flip-flop 91, delay unit 92 Configured.
  • the falling detection unit of the signal TIMER_TRIG by the NOT gates 81 and 82, the delay unit 83, and the AND gate 84 detects the end of the determination period in response to the falling of the output end “L” of the signal TIMER_TRIG, and restarts on the primary side In preparation for the case where the signal detection fails, a short pulse for regenerating the restart signal is output to AND_TRIG (t52 ⁇ t53 in FIG. 29, pulse width T52).
  • the primary side receives the restart signal normally and the drive signal generation unit 202 restarts the output of the drive signal, the supply of current to the smoothing capacitor 10 is restarted, so that the voltage of the signal RECT_IN becomes the output voltage. A period exceeding the forward voltage VF of Vout + diode 37 occurs (see the RECT_IN waveform in FIG. 29).
  • the comparator 85 compares the input voltage RECT_IN of the rectifier 9 with the regenerated reference voltage REF_RECT and outputs the comparison result to the AND gate 86.
  • the AND gate 86 outputs a logical product operation result of the output signal of the comparator 85 and the output signal TIMER_TRIG of the AND gate 80 as a signal SET_RECT to the set terminal of the SR flip-flop 91.
  • the comparator 85 outputs the result of comparing the input voltage RECT_IN of the rectifier 9 and the regenerated reference voltage REF_RECT. Therefore, if the drive signal can be normally received from the primary side, the comparator 85 periodically performs a period higher than the reference voltage REF_RECT. “H” is output. Therefore, during the determination period T51, “H” is periodically input to the set terminal SET_RECT of the SR flip-flop 91 (t51 ⁇ t52 in FIG. 29), and the SR flip-flop 91 rises the first signal SET_RECT.
  • the AND gate 84 generates a restart signal regeneration instruction signal at the AND_TRIG terminal, but this instruction signal is blocked by the AND gate 88, and no restart signal regeneration instruction signal is generated at the RE_TRIG terminal.
  • the gate 80 detects the falling edge of the signal TRIG_RES, and starts measuring a determination period T61 for determining whether the drive signal generation unit 202 has normally resumed output of the drive signal (t61 ⁇ t50 in FIG. 30). Period T61).
  • the falling detector of the signal TIMER_TRIG by the NOT gates 81 and 82, the delay unit 83, and the AND gate 84 detects the end of the determination period T61 in response to the falling of the output end “L” of the signal TIMER_TRIG.
  • a short pulse for regenerating the restart signal is output to AND_TRIG (t50 ⁇ t51 in FIG. 30: pulse width T62).
  • the drive signal generation unit 202 does not restart the output of the drive signal. Then, on the secondary side, the input voltage RECT_IN of the rectifying unit 9 becomes lower than the regeneration reference voltage REF_RECT, so the comparator 85 sets the output to “L”. Since the AND gate 86 does not output the signal SET_RECT as “H”, the SR flip-flop 91 also outputs “L” as Q. Therefore, the NOT gate 90 sets the signal AND_RECT to the AND gate 88 as “H”.
  • the AND gate 84 generates a restart signal regeneration instruction signal at the AND_TRIG terminal.
  • This instruction signal passes through the AND gate 88, and a restart signal regeneration instruction signal is generated at the RE_TRIG terminal.
  • a restart signal regeneration instruction signal is generated at the RE_TRIG terminal.
  • the logic circuit Since 594 instructs the regeneration of the restart signal, the restart signal can be retransmitted from the secondary side to the primary side, and the primary side can be prompted to resume power transmission.
  • FIG. 31 shows an additional explanatory diagram of the sixth embodiment.
  • FIG. 31 shows a circuit configuration on the secondary side.
  • the restart signal generator 659 includes an N-channel MOS transistor (corresponding to a first NMOS transistor: hereinafter abbreviated as a transistor) 693 on the high side.
  • a parasitic diode (corresponding to a first parasitic diode) 637 is added to the transistor 693.
  • an N-channel MOS transistor (corresponding to a second NMOS transistor: hereinafter abbreviated as a transistor) 694 with a parasitic diode (corresponding to a second parasitic diode) 638 is connected to the transistor 693 on the low side.
  • the high-side and low-side transistors 693 and 694 are configured such that their drains and sources are connected between output terminals of the output voltage Vout.
  • the coil 19, the resistor 20, and the capacitor 21 are connected in series.
  • the drain and source of the transistor 694 are connected in parallel to this series circuit, and the parasitic diode 638 is connected in antiparallel between the drain and source of the transistor 694.
  • the source and the drain of the transistor 693 are connected between the coil 19, the resistor 20 and the capacitor 21, and the + side terminal of the smoothing capacitor 10.
  • the parasitic diode 637 is connected in antiparallel between the drain and source of the transistor 693.
  • the restart signal generation unit 659 includes a switch switching unit 695 that controls on / off of the gate of the transistor 693.
  • the parasitic diodes 637 and 638 of the transistors 693 and 694 are used as the rectifier 609.
  • the switch switching unit 695 is used as an input impedance control unit
  • the transistor 694 is used as an input impedance changing unit 696 that can change the input impedance viewed from the primary side.
  • the switch switching unit 695 changes the input impedance Zin viewed from the primary side and generates a restart signal by switching on and off the transistors 693 and 694 according to the detection result of the output voltage Vout of the output voltage detection unit 11. .
  • the switch switching unit 695 controls both the transistors 693 and 694 to be off. Then, the parasitic diodes 638 and 637 function as a rectifier, and the voltage smoothed by the smoothing capacitor 10 is supplied to the load 15.
  • the switch switching unit 695 turns on the transistor 694.
  • the impedance Zin viewed from the primary side can be changed.
  • a power supply operation control unit (for example, 405) detects a change in the input impedance Zin and stops power feeding (power supply operation).
  • the switch switching unit 695 controls the transistor 693 to be turned off after the transistor 693 is turned on for a certain period.
  • the smoothing capacitor 10 and the secondary side coil 19 are energized, a current is generated in the secondary side coil 19 to be a restart signal, and a restart signal is output to the primary side coil 18.
  • power supply (power supply operation) on the primary side is resumed and the transistors 693 and 694 are turned off, so that the operation of the parasitic diodes 637 and 638 functioning as a rectifier is resumed. Since other operations are the same as those in the above-described embodiment, description thereof is omitted. Even in such a configuration, the same effects as those of the above-described embodiment can be obtained.
  • FIG. 32 is an additional explanatory diagram of the seventh embodiment.
  • the restart signal generation unit 759 includes, for example, an N-channel MOS transistor (corresponding to a first NMOS transistor: hereinafter abbreviated as a transistor) 693 with a parasitic diode (corresponding to a first parasitic diode) 637 on the high side, and a parasitic diode (corresponding to a first diode).
  • N-channel MOS transistor (corresponding to the second NMOS transistor: hereinafter referred to as transistor) 694 with 638 is provided on the low side, and the output voltage Vout is connected between the drain and source of the high-side and low-side transistors 693 and 694. Connected between the output terminals.
  • the switch switching unit 695 controls both the transistors 693 and 694 to be off. Then, the parasitic diodes 638 and 637 function as a rectifier, and the voltage smoothed by the smoothing capacitor 10 is supplied to the load 15.
  • the switch switching unit 695 turns on the transistor 694.
  • the impedance viewed from the primary side can be changed, and the primary current detection unit (for example, 205a) detects this, and the power supply operation control unit (for example, 405) stops the power supply (power supply operation).
  • the switch switching unit 695 performs on-off control of the transistors 694 and 693 in a complementary manner, whereby a current is supplied from the smoothing capacitor 10 to the secondary side coil 19. Are generated to generate a restart signal, and both the transistors 694 and 693 are controlled to be turned off. Even in such a circuit configuration, the same operational effects as those of the above-described embodiment are obtained.
  • t61 can be modified or expanded as follows, for example.
  • the “impedance detection unit” on the primary side detects a change in the input impedance Zin viewed from the primary side, the frequency of the drive signals of the drive signal generation units 2, 202, 302, the primary current flowing in the primary side power supply unit 7
  • the frequency of the drive signals of the drive signal generation units 2, 202, 302 the primary current flowing in the primary side power supply unit 7
  • the primary current flowing in the primary side power supply unit 7 When detecting according to any one or two or more information among the amplitude or the frequency of the phase difference between the primary side input voltage applied to the primary side power supply unit and the primary side current flowing through the primary side power supply unit 7 good.
  • the output voltage detection unit 211 and the impedance control unit 213 are configured by the hysteresis type comparator 41, the functions of the output voltage detection unit 211 and the impedance control unit 213 can be configured separately. Needless to say.
  • FIG. 33 schematically shows a configuration example of the power supply stop function and the power supply operation restart function.
  • the input impedance control unit 13 causes the input impedance change unit 12 to change the input impedance Zin viewed from the primary side.
  • the primary side current detection unit (input impedance detection unit) 205a detects a change in the input impedance Zin, and the power supply operation control unit 405 stops the output of the drive signal generation unit 202.
  • the secondary-side restart signal generator 459 generates a restart signal (for example, damped vibration) in the secondary-side power receiver 8, and the restart signal detector 458 detects it through the primary-side power feeder 7.
  • the power supply operation control unit 405 resumes the output of the drive signal by the drive signal generation unit 202.
  • the power supply stopping function and the power supply operation resuming function may be combined, but only the power supply stop function may be provided.
  • FIG. 34 schematically shows a configuration example of a power supply stopping function with a frequency adjustment function.
  • the drive signal generation unit 202 generates a drive signal and outputs it to the driver 3, and the driver 3 turns on and off the switch 4.
  • the drive signal generation unit 202 sets the frequency so as to match the operating frequency of the driver 3 and the resonance frequency of the circuit (for example, the primary side + secondary side circuit) based on the primary side current information flowing in the primary side power supply unit 7. adjust. In this way, a functional description can be given.
  • FIG. 35 schematically illustrates an example in which the drive signal generation unit 302 includes the oscillator 50.
  • the drive signal generation unit 302 generates a drive signal and outputs the drive signal to the driver 3, the driver 3 turns on and off the switch 4 to supply power to the secondary side.
  • the output voltage detector 11 detects an increase in the output voltage (reaches the maximum voltage Vmax)
  • the input impedance controller 13 changes the input impedance Zin viewed from the primary side by the input impedance changer 12.
  • the primary-side current detection unit (input impedance detection unit) 305a detects a change in the input impedance Zin according to, for example, a frequency change, and the power supply operation control unit 205 detects a change in the input impedance Zin.
  • the output of the oscillator 50 of the drive signal generation unit 302 is stopped. In this way, a functional description can be given.
  • FIG. 36 schematically shows an electrical configuration for causing the power supply operation control unit 205 to measure a predetermined time from the timing when the power supply operation by the drive signal generation unit 202 is stopped and to resume power supply.
  • the power supply operation control unit 205 includes fixed time measuring units 33 to 36, and the power supply operation is measured by the fixed time measuring units 33 to 36 from the timing when the power supply operation is stopped, and power supply is resumed.
  • the frequency adjustment function shown in FIG. 34 described above can be added to the function shown in FIG.

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Abstract

　非接触給電装置は、駆動信号を出力又は停止を可能とする駆動信号生成部（２，２０２，３０２）と、二次側に非接触で電力を伝送する第１コイルを備える一次側給電部（７）と、駆動信号の出力又は停止を制御する電源動作制御部（５，２０５，４０５）と、を備える。電源動作制御部は、二次側に電力供給するときには駆動信号を出力させることで一次側給電部を通じて二次側に非接触で電力を伝送させる。二次側において、一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が第１所定電圧に上昇したときに、二次側に備えられた入力インピーダンス変更部（１２，６９６）により一次側から見た入力インピーダンスが変更されると、当該変更された入力インピーダンスの変化を検出することに応じて、駆動信号生成部が駆動信号の出力を停止制御する。

Description

非接触給電装置及び非接触受電装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１５年３月１８日に出願された日本特許出願番号２０１５－０５４７７６号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、無線により送信された電力を受電コイル部により受電し負荷に供給する非接触給電装置及び非接触受電装置に関する。
　例えば磁界共鳴方式を用いた非接触給電システムでは、入力電圧や負荷電流、素子定数の変動により出力電圧が変化し、出力電圧が規定値から外れる虞がある。例えば負荷が軽くなった場合、出力電圧が必要以上に上昇してしまう。このため、特許文献１には、受電を行う共振回路のコンデンサと並列にスイッチを配置し、半波整流を行うための整流素子の入力端子に、印加される電圧の極性が負から正に変わる時にスイッチをオンし、所定時間が経過した後、オフすることで出力電圧を一定に制御する技術が開示されている。
特開平４－３３４９７５号公報
　前述した非接触給電システムでは、平滑コンデンサに電流を供給しない期間においても、電力を送信する交流電源は電力を消費しており、平滑コンデンサへ電流を供給していない期間での交流電源の消費電力は全て無駄となってしまう。このため、本願の出願人は、受電側において受電コイル部が受電した交流電力を整流する整流器を設け、この整流器の交流入力端子間にスイッチを設け、平滑コンデンサへの電流の供給と停止を切替えることで出力電圧を制御すると共に、平滑コンデンサに電流供給を停止している期間の整流器の入力端子間の抵抗値を小さくし、無線電力の送信源となる交流電源から見た入力インピーダンスを増大させることで、電流供給をしていない期間における送信側の電力消費を低減するシステムを開発している（出願人、発明者らの先願）。
　本願の出願人は、当該技術の改良を進めており、例えば、入力電圧が大きい場合、または、負荷電流が小さくなる場合には、スイッチ素子のオン時間が長くなることで、例えば図３７に示すように伝送効率が低下しやすくなる。この伝送効率の向上が望まれている。また、フィードバックするための構成を別途設けると小型化に適さない。
　本開示は、上記点に鑑みてなされたものであり、その目的は、伝送効率を向上できるようにしつつ小型化可能にした非接触給電装置及び非接触受電装置を提供することにある。
　本開示の一態様による非接触給電装置は、駆動信号を出力又は停止を可能とする駆動信号生成部と、駆動信号生成部により出力される駆動信号により二次側に非接触で電力を伝送する第１コイルを備える一次側給電部と、駆動信号生成部による駆動信号の出力又は停止を制御する電源動作制御部と、を備える。電源動作制御部は、二次側に電力供給するときには駆動信号生成部により駆動信号を出力させることで一次側給電部を通じて二次側に非接触で電力を伝送させる。二次側には、入力インピーダンス変更部が備えられている。二次側において、一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が第１所定電圧に上昇したときに、二次側に備えられた入力インピーダンス変更部により一次側から見た入力インピーダンスが変更されると、当該変更された入力インピーダンスの変化を、電源動作制御部が一次側給電部を通じて検出することに応じて、駆動信号生成部が駆動信号の出力を停止制御する。
　上記構成によると、電力供給停止時には駆動信号の出力を停止制御することで一次側の給電動作を停止させることができ、消費電力を低減でき、伝送効率を向上できる。また、一次側給電部を通じてインピーダンスの変化を検出しているため、二次側から一次側にフィードバックする構成を別途設けることなく構成でき、小型化可能にできる。
　本開示の他の態様による非接触受電装置は、上記本開示の一態様による非接触給電装置から給電される受電装置であって、二次側には一次側給電部から受電する第２コイルと、一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が第１所定電圧よりも低い第２所定電圧に達したときに二次側の第２コイルに電流を流すことで一次側給電部の第１コイルに電流をフィードバック通電させることで再開信号を出力する再開信号生成部と、を備える。
　上記非接触受電装置によっても、伝送効率を向上できるようにしつつ小型化可能にすることができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、本開示の第１実施形態による非接触給電システムの構成における動作原理を概略的に説明する説明図であり、 図２は、電力伝送部の電気的構成図であり、 図３Ａは、入力インピーダンス変更部の構成の一例を概略的に示す電気的構成図であり、 図３Ｂは、入力インピーダンス変更部の構成の他の例を概略的に示す電気的構成図であり、 図３Ｃは、入力インピーダンス変更部の構成の他の例を概略的に示す電気的構成図であり、 図３Ｄは、入力インピーダンス変更部の構成の他の例を概略的に示す電気的構成図であり、 図３Ｅは、入力インピーダンス変更部の構成の他の例を概略的に示す電気的構成図であり、 図４は、動作の流れを概略的に示すフローチャートであり、 図５は、動作の流れを概略的に説明するタイミングチャート（その１）であり、 図６は、動作の流れを概略的に説明するタイミングチャート（その２）であり、 図７は、一定時間を決定するための方法を説明する図であり、 図８は、本開示の第２実施形態による非接触給電システムの回路を概略的に示す電気的構成図であり、 図９は、インピーダンス変更部の切替に応じて変更される共鳴周波数の説明図であり、 図１０は、入力インピーダンス変更部のスイッチがオフされている時、ドライバに対する入力信号波形と一次側の電流の時間変化を概略的に説明する図であり、 図１１は、入力インピーダンス変更部のスイッチがオンされている時、ドライバに対する入力信号波形と一次側の電流の時間変化を概略的に説明する図であり、 図１２は、動作の流れを概略的に説明するタイミングチャートであり、 図１３は、入力電圧及び負荷電流の変化に応じた出力電圧の変化特性を概略的に示す特性図であり、 図１４は、入力電圧及び負荷電流の変化に応じた伝送効率の変化特性を概略的に示す特性図であり、 図１５は、本開示の第３実施形態によるシミュレーション実験系を概略的に説明する説明図であり、 図１６は、入力インピーダンス変更部のスイッチをオンオフしたときの周波数特性を概略的に説明する説明図であり、 図１７は、入力インピーダンス変更部のスイッチがオフされている場合の発振器の出力電圧と一次側電流の時間変化を概略的に説明するタイミングチャートであり、 図１８は、入力インピーダンス変更部のスイッチがオンされている場合の発振器の出力電圧と一次側電流の時間変化を概略的に説明するタイミングチャートであり、 図１９は、非接触給電システムの回路を概略的に示す電気的構成図であり、 図２０は、動作の流れを概略的に説明するタイミングチャートであり、 図２１は、入力電圧及び負荷電流の変化に応じた出力電圧の変化特性を概略的に示す特性図であり、 図２２は、入力電圧及び負荷電流の変化に応じた伝送効率の変化特性を概略的に示す特性図であり、 図２３は、本開示の第４実施形態による非接触給電システムの回路を概略的に示す電気的構成図であり、 図２４は、電流の流れの変化を概略的に説明する図であり、 図２５は、動作の流れを概略的に説明するタイミングチャートであり、 図２６は、入力電圧及び負荷電流の変化に応じた出力電圧の変化特性を概略的に示す特性図であり、 図２７は、入力電圧及び負荷電流の変化に応じた伝送効率の変化特性を概略的に示す特性図であり、 図２８は、本開示の第５実施形態による非接触給電システムの回路を概略的に示す電気的構成図であり、 図２９は、一次側で再開信号の受信に成功した場合の動作の流れを概略的に説明するタイミングチャートであり、 図３０は、一次側で再開信号の受信に失敗した場合の動作の流れを概略的に説明するタイミングチャートであり、 図３１は、本開示の第６実施形態による二次側の回路構成を概略的に示す電気的構成図であり、 図３２は、本開示の第７実施形態による二次側の回路構成を概略的に示す電気的構成図であり、 図３３は、本開示の一実施形態の構成を機能的に説明する図（その１）であり、 図３４は、本開示の一実施形態の構成を機能的に説明する図（その２）であり、 図３５は、本開示の一実施形態の構成を機能的に説明する図（その３）であり、 図３６は、本開示の一実施形態の構成を機能的に説明する図（その４）であり、 図３７は、比較例について入力電圧及び負荷電流の変化に応じた伝送効率の変化特性を概略的に示す特性図である。
　以下、非接触給電装置及び非接触給電システムの幾つかの実施例について図面を参照しながら説明する。なお、第２実施形態以降においては第１実施形態と同一の機能又は類似の機能を備えた部分に同一符号又は類似符号を付して必要に応じて説明を省略し、その説明前の実施形態で説明した部分と異なる部分を中心に説明を行う。
　発明者は、従来課題となっている損失は、平滑コンデンサへの電流供給を停止したときに、一次側で電力を生成しているものの、この一次側の電力を二次側に送出していないことから、一次側の消費電力の影響が大きなものとなることを見出している。このような場合、電力供給停止時に一次側の電源動作を停止することが望ましい。
　以下の各実施形態は、二次側から一次側に、二次側の状態をフィードバックし、一次側の電源供給を極力停止させることを特徴としており、また望ましくは、このフィードバック処理にて絶縁素子（例えばトランス、フォトカプラ等）を別途設けることなく構成できるようにした形態について各種の例を説明する。
　（第１実施形態）
　先ず、第１実施形態では本願に係る一技術思想に基づく基本的な動作原理について機能的に説明する。図１に示すように、一次側には、非接触給電装置１０１が構成されている。この非接触給電装置１０１は、駆動信号生成部２、ドライバ３、電源端子及びグランド間にパワースイッチ４ａ及び４ｂが接続されてなるスイッチ４、電源動作制御部５が構成されている。また、一次側と二次側との間には電力伝送部６が構成されている。この電力伝送部６は、一次側給電部７及び二次側受電部８を備えており、一次側給電部７から二次側受電部８に向けて非接触で電力伝送する。
　二次側には、非接触受電装置２０１が構成されている。この非接触受電装置２０１は、電力伝送部６を介して、整流部９、平滑コンデンサ（第２コンデンサ相当）１０、出力電圧検出部１１、入力インピーダンス変更部１２、及び、入力インピーダンス制御部１３を備える。平滑コンデンサ１０には、電流源のシンボルで示す負荷１５が並列接続されている。
　一次側の駆動信号生成部２は、例えば交流矩形波生成回路によるもので周波数が数ＭＨｚ（例えば２ＭＨｚ）程度の信号を発振し出力／停止可能になっている。ドライバ３及びスイッチ４は、駆動信号生成部２の出力／停止に応じて、電力伝送部６への電力出力／停止を切替える。例えば駆動信号生成部２が駆動信号（矩形波信号）を出力するときには電源ＶIN（例えば１０Ｖ）を用いて電力伝送部６へ電力を伝送する。駆動信号生成部２が駆動信号（矩形波信号）を停止した（例えば「Ｌ」レベル保持）ときには、ドライバ３の駆動も停止することで電力伝送部６への電力伝送も停止できる。
　電力伝送部６の構成例を図２に示す。例えば一次側給電部７は、コンデンサ１６、抵抗１７及びコイル（第１コイル相当）１８による直列共振回路を備えており、二次側受電部８は、コイル（第２コイル相当）１９、抵抗２０及びコンデンサ（第１コンデンサ相当）２１による直列共振回路を備えている。抵抗１７は、抵抗素子によるものと配線に含まれる抵抗分との和を示している。抵抗２０もまた抵抗素子によるものと配線に含まれる抵抗分との和を示している。なお、これらの抵抗分は加えても良いし、なくても良い。このとき、一次側から二次側への電力伝送処理は磁界共鳴方式で行われ、一次側ではコンデンサ１６とコイル１８が直列接続され、二次側おいても、コンデンサ２１がコイル１９と直列接続されているため、所謂Ｓ／Ｓ（シリアル／シリアル）方式で電力が伝送される。
　図１に参照図面を戻すと、整流部９は、電力伝送部６による伝送信号を例えば半波又は全波整流するように構成される。また、整流部９の後段には平滑コンデンサ１０が設けられ、平滑コンデンサ１０は整流部の信号を平滑化する。整流部９の周辺（例えば前段又は後段、整流部９内でも良い）には入力インピーダンス変更部１２が構成される。この入力インピーダンス変更部１２は、図３Ａ～図３Ｅに一例を示すように、スイッチ２２を用いて構成され、一次側から見た入力インピーダンスＺinを変更するために設けられる。入力インピーダンス制御部１３は、出力電圧検出部１１の出力電圧の検出結果に応じて、入力インピーダンス変更部１２を構成するスイッチ２２をオンオフ制御する。
　図３Ａに示す構成を説明すると、スイッチ２２は、二次側のコイル１９の両端子間に接続されており、コイル１９の一端子とコンデンサ２１の共通接続ノードとコイル１９の他端子との間に接続されている。入力インピーダンス変更部１２の構成は図３Ａに示す構成に限られず、図３Ｂ～図３Ｅに示すように構成しても良い。すなわち、図３Ｂに示すように、コンデンサ２１の後段で且つ整流部９の前段に位置してスイッチ２２を並列接続しても良い。また、図３Ｃに示すように、整流部９の後段に並列に電源側ノード及びグランド側ノード間にスイッチ２２を接続しても良い。なお、図３Ｃの構成では、平滑コンデンサ１０の充電電荷の放出を防止するため、平滑コンデンサ１０とスイッチ２２との間にダイオードＤ１を設けることが望ましい。また、図３Ｄに示すように、整流部９の前段に位置してコイル１９及びコンデンサ２１に直列にスイッチ２２を接続しても良いし、図３Ｅに示すように、整流部９の後段に平滑コンデンサ１０と直列にスイッチ２２を接続しても良い。
　次に、本実施形態の作用について説明する。図４に全体の動作をフローチャートにより示し、図５及び図６にタイミングチャートを示す。なお、図５及び図６に示す出力電圧Ｖoutは、例えば数ｋＨｚ程度の周期で最大電圧Ｖmaxと最小電圧Ｖminとの間を変動するものであり、この周期は、駆動信号生成部２の駆動信号（矩形波信号）の周期（例えば数ＭＨｚ程度）よりも大幅に大きい周期に設定されている。なお、初期状態において、入力インピーダンス変更部１２は、一次側から見た入力インピーダンスＺinを所定のインピーダンスＺ１に保持しているとして説明する。
　駆動信号生成部２が、矩形波の駆動信号を生成しドライバ３に出力すると、電力伝送部６はこの駆動信号に応じた伝送信号を二次側に伝送する。整流部９は、電力伝送部６に流れる電流を整流して平滑コンデンサ１０を充電し、平滑コンデンサ１０の両端子電圧を出力電圧Ｖoutとして出力する。この出力電圧Ｖoutは負荷１５に供給される。
　整流部９から平滑コンデンサ１０に充電される電流が負荷電流より大きい場合、出力電圧Ｖoutが上昇する（図４のＳ１：図５及び図６のＴ１）。この出力電圧Ｖoutが予め定められた最大電圧Ｖmaxに達すると、出力電圧検出部１１は最大電圧Ｖmax（第１所定電圧相当）に達したことを検出する（図５及び図６のｔ２）。この検出信号は、入力インピーダンス制御部１３に入力されている。入力インピーダンス制御部１３は、最大電圧Ｖmaxに達したことが検出されたことを条件として、インピーダンス変更制御を行い（図４のＳ２）、入力インピーダンス変更部１２により入力インピーダンスＺinを変化させる（図４のＳ３）。この入力インピーダンス変更部１２が入力インピーダンスＺinを変化する期間は、最大電圧Ｖmaxから所定電圧ΔＶon（＜最大電圧Ｖmax－最小電圧Ｖmin）だけ低下するまでの期間である（図５のｔ２→ｔ３）。
　他方、一次側では、電源動作制御部５は、インピーダンス変更部１２が入力インピーダンスＺinを変化させたことについて電力伝送部６を通じて検出し（Ｚin情報）、駆動信号生成部２の駆動信号（矩形波信号）の出力を停止制御する（図４のＳ４）。電源動作制御部５は、駆動信号を停止制御したタイミングから電源動作停止期間として時間を計測する（図４のＳ５）。この時間計測結果は、一定期間ＴREの経過後に給電（電源動作）を再開するために用いられる。
　電源動作制御部５が、駆動信号生成部２の駆動信号の出力を停止制御するため、駆動信号生成部２が駆動信号（矩形波信号）を出力しなくなる。このため、二次側受電部８のコイル１９による誘起電圧が低下する。コイル１９の誘起電圧が低下すれば、出力電圧Ｖoutも低下する。このときの出力電圧Ｖoutの低下勾配は、平滑コンデンサ１０の容量をＣLとし、負荷１５の消費電流をＩLとすればＩL／ＣLとなる。電源動作制御部５は、ステップＳ５の時点から計測し始めてから一定期間ＴREが経過すると、電源動作再開信号を生成する（図４のＳ６：図５のｔ４）。
　ここで負荷１５の消費電流は、二次側の消費電力に応じて大小変化する。図５に示すように、例えば負荷１５の消費電流ＩLが比較的大きいときには、このステップＳ５の処理期間中に出力電圧Ｖoutが大きく低下し、出力電圧Ｖoutは最大電圧Ｖmax－所定電圧ΔＶ０未満となる（図５のｔ４）。このとき、入力インピーダンス制御部１３は、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２を元に戻している（ＯＮ→ＯＦＦ）ため、入力インピーダンスＺinは元の状態に戻される。このため、電源動作制御部５が電源動作再開信号を生成して（図４のＳ６）、駆動信号生成部２に出力すると、駆動信号生成部２が駆動信号（矩形波信号）の出力を再開することで給電（電源動作）を再開する（図４のＳ７でＮＯ→図４のＳ８）。
　しかし、図６に示すように、例えば負荷１５の消費電流ＩLが比較的低く、このステップＳ６の時点において、出力電圧Ｖoutが最大電圧Ｖmax－所定電圧ΔＶ０より高いまま維持されていることで、インピーダンス変更部１２のスイッチ２２が未だ切換えされたままであり（図６のｔ５でＯＮ）、入力インピーダンス変更部１２により入力インピーダンスＺinが変化され続けていれば（図４のＳ７：ＹＥＳ）、たとえ電源動作制御部５が電源動作再開信号を生成出力し、駆動信号生成部２が駆動信号の出力を再開したとしても、電源動作停止信号が即時出力され即停止する（図６のｔ５参照）。したがって、図４中では、ステップＳ４に処理が戻される。この場合、電源動作制御部５は、再度、電源動作停止期間（一定期間ＴRE）の時間を計測し、ステップＳ４～Ｓ７の処理を繰り返す。そして、出力電圧Ｖoutが低下し最大電圧Ｖmax－所定電圧ΔＶ０未満となったことを条件として、インピーダンス変更部１２のスイッチ２２が元に戻される（図６のｔ６：ＯＮ→ＯＦＦ）ため、電源動作制御部５が、再度、一定時間ＴREを計測した後に、電源動作再開信号を生成出力し給電（電源動作）を再開させると、駆動信号生成部２が駆動信号の出力を再開させる。この場合には、電源動作停止信号が出力されることはなく、給電（電源動作）が維持される（図６のｔ７→ｔ８）。
　ここで、一定期間ＴREの最適な設定方法の一例について図７を参照して説明する。最大電圧Ｖmaxと最小電圧Ｖminの変動電圧幅ΔＶは、一定期間ＴRE、スイッチ２２のオン期間の電圧変動幅ΔＶON、負荷１５の消費電流ＩL、平滑コンデンサ１０の容量ＣLに応じて決定される。このとき、出力電圧変動幅ΔＶ（＝Ｖmax－Ｖmin）が目標範囲内に収まる必要十分条件を考慮する。出力電圧Ｖoutの最小電圧Ｖmin、最大電圧Ｖmaxを目標値とすれば、出力電圧変動幅の最大値ΔＶmaxを下記の（１）式を満たす条件で設定することが望ましい。ここで、ＩLmaxは、一定期間ＴREの平均電流の最大値を示す。図７に示したように、Ｖ＝Ｖmax－ΔＶONで動作を再開し即停止した後、負荷１５の消費電流ＩLが最大となり、出力電圧Ｖoutの低下勾配が最大となった場合に、出力電圧変動幅は最も大きくなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　以上説明したように本実施形態によれば、二次側において、出力電圧Ｖoutが最大電圧Ｖmaxに上昇したときにインピーダンス変更部１２により入力インピーダンスＺinが変更されると、一次側では、電源動作制御部５は、変更された入力インピーダンスＺinの変化を、一次側給電部７を通じて検出する。電源動作制御部５は、駆動信号生成部２による駆動信号の出力を停止制御する。これにより、一次側の消費電力の低減を図ることができる。一次側では、入力インピーダンスＺinの変化を一次側給電部７を通じて検出できるため、二次側の状態を一次側へフィードバックする為の絶縁素子を追加する必要がなくなり小型化を図ることができる。
　（第２実施形態）
　第２実施形態～第７実施形態においては具体例を挙げて説明を行う。以下の各実施形態では、「一次側」と称したときには非接触給電装置を意味するものであり、「二次側」と称したときには非接触受電装置を意味するものである。
　図８～図１４は第２実施形態の追加説明図を示す。第２実施形態では、一次側電流検出部２０５ａと電源動作制御部２０５の構成に主な特徴を備える。この説明に先立ち、一次側ではドライバ３の駆動周波数を一次側から見た回路の共鳴周波数に調整しているため、先にこの説明を行う。ただし、共鳴周波数とは、入力インピーダンスＺinの虚部が０となる周波数のことである。
　駆動信号生成部２０２は、遅延部２３、ＮＯＴゲート２４、ＡＮＤゲート２５～２７、ＯＲゲート２８などの各種ゲート、及び、コンパレータ２９を備え、制御信号ＣＮＴはＡＮＤゲート２５に入力される。遅延部２３は、ＡＮＤゲート２５の出力信号を遅延してＮＯＴゲート２４に出力する。ＮＯＴゲート２４は遅延部２３の出力を反転しＡＮＤゲート２６に出力する。ＡＮＤゲート２６は、ＡＮＤゲート２５の出力とＮＯＴゲート２４の出力の論理積を演算してトリガ出力TRIGとし、ＯＲゲート２８に出力する。ＯＲゲート２８にはコンパレータ２９の出力も入力されている。ＯＲゲート２８の出力はＡＮＤゲート２７に入力される。ＡＮＤゲート２７にはさらにＡＮＤゲート２５の出力が入力されており、ＡＮＤゲート２７はＡＮＤゲート２５の出力とＯＲゲート２８の出力の論理積を演算しドライバ３の入力端子DRV_INに出力する。
　ドライバ３は、駆動信号生成部２０２が出力する駆動信号が「Ｈ」のときにはパワースイッチ４ａをオンすると共にパワースイッチ４ｂをオフし、駆動信号生成部２が出力する駆動信号が「Ｌ」のときにはパワースイッチ４ａをオフすると共にパワースイッチ４ｂをオンする。電力伝送部６及びインピーダンス変更部１２は、概ね図３Ａに示したような構成とされている。
　二次側では、整流部９はダイオード３７～４０を４つ組み合わせてなる全波整流回路により構成される。また、出力電圧検出部２１１及びインピーダンス制御部２１３はコンパレータ（ヒステリシスコンパレータ相当）４１を用いて兼用して構成され、出力電圧ＶOUTが出力参照電圧REF_OUT1（REF_OUT＋M/2：Mはヒステリシス電圧）以上になると、インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオンするように構成され、出力電圧ＶOUTが出力参照電圧REF_OUT2（REF_OUT－M/2）以下になると、インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオフするように構成される。
　電力伝送部６の一次側には一次側電流検出部２０５ａが接続されている。この一次側電流検出部２０５ａは例えばセンス抵抗３０を用いている。このセンス抵抗３０は例えば０．１Ω程度の抵抗値のものが用いられる。センス抵抗３０に代えてインダクタを用いてもコンデンサを用いても良いし、これらを組み合わせても良い。
　センス抵抗３０の検出電圧は、駆動信号生成部２内のコンパレータ２９にフィードバック入力されており、ＯＲゲート２８はこのコンパレータ２９の出力をトリガTRIGの信号と論理和しＡＮＤゲート２７に出力する。二次側においては、入力インピーダンス変更部１２が電力伝送部６の内部（コンデンサ２１の前段）に構成されている。
　上記構成において、駆動信号生成部２０２の動作を説明するが、特に、その動作周波数が自動的に共鳴周波数に調整される作用説明を行う。なお、説明の便宜上、図８の構成において、初期状態ではリスタート信号RE_STARTが「Ｈ」に保持されていると仮定して説明を行う。ステップ状の制御信号ＣＮＴ（「Ｌ」→「Ｈ」）が有効入力されると、駆動信号生成部２０２の動作が有効化される。これに応じて、ＡＮＤゲート２５が「Ｈ」を出力すると、トリガ出力TRIGが「Ｈ」パルスを出力し、ドライバ３には入力端子DRV_INに「Ｈ」パルスが入力される。駆動信号生成部２０２が、この「Ｈ」パルスの駆動信号を出力すると、この駆動信号に応じてスイッチ４ａをオン切換えする。これにより一次側の電流が上昇する。一次側の電流が上昇すると、コンパレータ２９の出力が「Ｈ」となり、入力端子DRV_INには「Ｈ」が入力され続ける。すると、ドライバ３は電力伝送部６の一次側に電流を正方向に流し続ける。電力伝送部６の一次側にはコンデンサ１６とコイル１８が直列接続されているため、電流がある程度上昇すると電流は上昇停止しその後下降する。電流が下降し、概ね０Ａ付近になるとコンパレータ２９の出力が「Ｌ」となる。
　すると、ドライバ３の入力端子DRV_INには「Ｌ」が入力されることになり、ドライバ３は電力伝送部６の一次側の電流を引く（負方向に流す）。また、電流が負方向にある程度流れると電流は下降停止しその後上昇する。電流が上昇し概ね０Ａ付近になるとコンパレータ２９の出力が「Ｈ」となる。すると、ドライバ４の入力端子DRV_INには「Ｈ」が入力されることになり、ドライバ３は電力伝送部６の一次側に電流を正方向に流す。過渡的にはこれらの動作を繰り返す発振動作が行われることになる。これらの動作が繰り返されることで、コンパレータ２９はＰＷＭ信号（矩形波信号）を出力する。この結果、ドライバ３は、コンパレータ２９が出力するＰＷＭ信号（矩形波信号）の周波数（周期）に応じてパワースイッチ４ａ及び４ｂをオンオフ切換えする。この時、駆動信号生成部２０２は一次側電流≒０を検出して矩形波信号を切替えている為、一次側電圧(スイッチ４ａと４ｂの共通接続点)と一次側電流の位相が一致し、動作周波数が自動で共鳴周波数に調整される。
　図９に示すように、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフの時、共鳴周波数(一次側から見た入力インピーダンスＺinの虚部＝０となる周波数)は、電力伝送部６の共振回路の共振周波数に等しくなる。したがって、前述の動作が繰り返されると、この周波数に対応した周期で、パワースイッチ４ａ及び４ｂが順次オンオフ切替えされることになる。入力インピーダンス制御部２１３が、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオンオフ切換えすることで、一次側から見た入力インピーダンスＺinを変更し、共鳴周波数と共鳴周波数でのインピーダンスを変化させることができる。この結果、駆動信号生成部２０２が生成する駆動信号のＰＷＭ信号の周期と、一次側電流の振幅をこれに応じて変更できる。
　図１０及び図１１は、入力インピーダンスＺinの変化に応じたドライバ３の入力端子DRV_INの入力信号波形と一次側電流波形の例を示している。図９の左図及び図１０に示すように、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフされていると、共鳴周波数≒２．０ＭＨｚで入力インピーダンスＺin＝５．４３Ωとなり、この場合、図１０の（ａ）にシミュレーション値を示すように２．００ＭＨｚ程度の周波数でドライバの入力端子DRV_INの入力信号が切換わる。この場合、共鳴周波数における抵抗値（≒５．４３Ω）が比較的高いため、図１０の（ｂ）に示すように、電流振幅が比較的小さくなる。
　また、図９の右図及び図１１に示すように、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンされていると、共鳴周波数≒４．４MHｚで入力インピーダンスＺin＝１．１１Ωとなり、この場合、図１１の（ａ）にシミュレーション値を示すように、４．４０ＭＨｚ程度の周波数でドライバ３の入力端子DRV_INの入力信号が切換わる。この場合、共鳴周波数における抵抗値（≒１．１１Ω）が比較的低いため、図１１の（ｂ）に示すように、電流振幅も比較的大きくなる。
　二次側において、入力インピーダンス制御部２１３が入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオンオフ切換えすると、定常状態において駆動信号生成部２により生成される駆動信号の周波数（動作周波数、電流周波数）及び電流振幅が大きく変化する。このため、一次側では入力インピーダンスＺinの変化を検出できる。
　以上のように、駆動信号生成部２０２が生成する駆動信号の周波数は回路の共鳴周波数に自動的に調整される為、入力インピーダンス変更部１２が入力インピーダンスＺinを変更する前後において、駆動信号の周波数（動作周波数、電流周波数）及び電流振幅が大きく変化し、入力インピーダンスＺinの変化を検出できる。
　図８に参照図面を戻して回路構成説明を行う。一次側には一次側電流検出部２０５ａ及び電源動作制御部２０５を備える。一次側電流検出部２０５ａは、前述のセンス抵抗３０の他、センス抵抗３０のセンス電圧をストップ参照電圧REF_STOPと比較した結果を出力するコンパレータ３１を備える。また、電源動作制御部２０５は、ＳＲフリップフロップ３２と、電流源３３及びコンデンサ３４と、コンデンサ３４の充電電荷を放電するためのスイッチ３５と、コンデンサ３４の充電電圧をリスタート参照電圧REF_RESTARTと比較するコンパレータ３６と、を備える。ここで、電流源３３及びコンデンサ３４、スイッチ３５、及びコンパレータ３６は、一定時間ＴREを計測するために設けられており、一定時間計測部３３～３６として機能するものである。
　一次側電流検出部２０５ａのコンパレータ３１の比較結果は、電源動作制御部２０５のＳＲフリップフロップ３２のセット端子に入力されている。また、ＳＲフリップフロップ３２のＱＢ出力はリスタート信号RE-STARTとして駆動信号生成部２のＡＮＤゲート２５に入力されている。
　他方、電源動作制御部２０５の電流源３３及びコンデンサ３４は、電源動作停止期間を計測し、コンデンサ３４の端子電圧TIMERは停止期間に比例して上昇する構成となっている。一次側電流検出部２０５ａのコンパレータ３１の出力が「Ｈ」になると、ＳＲフリップフロップ３２がＱＢ出力を「Ｌ」とするためスイッチ３５がオフされる。このため、コンパレータ３１の出力が「Ｈ」になるタイミングから電源動作停止期間を計測し始め、電源動作停止期間が一定期間ＴREを上回ると、コンデンサ３４の充電電圧TIMERがリスタート参照電圧REF_RESTARTを上回り、コンパレータ３６が「Ｈ」出力する。このとき、ＳＲフリップフロップ３２はリセットされＱＢ端子から「Ｈ」を出力する。駆動信号生成部２０２のＡＮＤゲート２５は、制御信号ＣＮＴと電源動作制御部２０５が出力するリスタート信号RE_STARTとを入力して論理積演算し、遅延部２３及びＡＮＤゲート２６に出力する。
　図１２に一次側の動作をタイミングチャートで概略的に示す。まず、制御信号ＣＮＴは「Ｈ」出力され、リスタート信号RE_STARTが「Ｈ」に保持され、且つ、インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフされていることを前提として作用説明を行う。制御信号ＣＮＴが有効化されていると、コンパレータ２９が矩形波信号（ＰＷＭ信号）をドライバ３の入力端子DRV_INに出力する。すると、ドライバ３は矩形波信号に応じてパワースイッチ４ａ及び４ｂを切替えることに応じて電力伝送部６に信号出力する。電力伝送部６は、この信号を二次側に伝送し整流部９に出力する。整流部９はこの信号電圧を全波整流し平滑コンデンサ１０が平滑して出力電圧Ｖoutを出力する。この出力電圧Ｖoutが最大電圧Ｖmax（出力参照電圧REF_OUT+M/2：Mはヒステリシス電圧）にまで上昇すると、入力インピーダンス制御部２１３のコンパレータ４１は入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオン制御する（図１２のｔ１１：ＳＷ→ＯＮ）。
　インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンされると、コンパレータ２９が出力する矩形波信号の周波数（動作周波数、電流周波数）が変化することで、一次側に流れる電流が増加する。一次側電流検出部５ａは、この一次側電流の増加を検出することで、コンパレータ３１の出力Comp_CURを「Ｈ」とする（図１２のｔ１１：Comp_CUR→「Ｈ」）。ＳＲフリップフロップ３２は、コンパレータ３１の出力Comp_CURが「Ｈ」になると、ＱＢ出力を「Ｌ」とする（図１２のｔ１１：RE-START→「Ｌ」）。この結果、ＡＮＤゲート２５、２７が「Ｌ」を出力することで駆動信号生成部２０２が駆動信号の出力を停止する。
　ＳＲフリップフロップ３２のＱＢ出力が「Ｌ」になると、スイッチ３５がオフする。これにより、電源動作制御部２０５は電源動作停止期間の計測を開始する。コンデンサ３４の充電電圧TIMERがリスタート参照電圧REF_RESTARTまで上昇し、電源動作停止期間が一定時間ＴREに達すると、コンパレータ３６が「Ｈ」を出力する（図１２のｔ１２：Comp_TIMER→「Ｈ」）。すると、ＳＲフリップフロップ３２はＱＢ出力を「Ｈ」とし、電源動作制御部２０５がリスタート信号「Ｌ」→「Ｈ」を駆動信号生成部２０２に出力する。これにより、制御信号ＣＮＴが有効化される。すると、前述説明した作用により、駆動信号生成部２０２は再度、駆動信号を出力開始する。なお、ＳＲフリップフロップ３２のＱＢ出力が「Ｈ」になるとスイッチ３５がオンするため、コンデンサ３４の充電電荷は放電され、コンデンサ３４の充電電圧TIMERが初期化される。
　スイッチ２２のオフ制御タイミングは、図５及び図６に示したように負荷１５の通電電流の大小に応じて異なり、図６に示すように負荷１５の通電電流が比較的小さい場合には、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンしている期間に、再開信号が生成されることがある。この場合、図６に示すように、再開信号が生成された後に即座に電源動作停止信号が生成される。電源動作制御部２０５は、電源動作停止信号が生成される度に電源動作停止期間を計測する。このようなとき、一定期間ＴREが複数回経過されるが、出力電圧ＯＵＴが最大値から閾値電圧ΔＶONを超える電圧だけ低下し、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフされるまでこの処理が繰り返される。そして、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフされて再開信号が生成されたときには、電力伝送部６の二次側に電圧が再出力されることになる。整流部９は、この二次側の電圧を全波整流するが、これにより出力電圧Ｖoutが再上昇する（図１２のｔ１２→ｔ１３期間参照）。このような動作が繰り返されることになる。
　図１３に入力電圧を１０～２０Ｖ、負荷電流を２０～１００ｍＡとしたときの出力電圧の変化特性のシミュレーション結果を示しており、図１４に伝送効率の変化特性のシミュレーション結果を示す。ただし、最大電圧Ｖmax＝２６．０Ｖ、最小電圧Ｖmin＝２４．０Ｖ、一定時間ＴRE＝２０μｓ、負荷容量ＣL＝２．２μＦ、負荷電流の最大値ＩLmax＝１００ｍＡ、最大値からの低下閾値電圧ΔＶON＝０．９Ｖ、とし、一次側電流検出部５ａは電流振幅を検出する構成とした。図１３に示すように、入力電圧変化及び負荷電流変化に応じて出力電圧Ｖoutを一定（２５Ｖ±１．０Ｖ）に制御できることを確認した。また、図１４に示すように、入力電圧変化及び負荷電流変化に応じて伝送効率を６５％以上（望ましくは７０％以上）と制御できることを確認した。これは比較例の技術（図３７）に比較して伝送効率を向上できるものである。
　以上説明したように、本実施形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。また、駆動信号生成部２０２は、駆動信号の周波数を入力インピーダンス変更部１２により入力インピーダンスを変更する前後において一次側から見た回路の共鳴周波数に一致させるように調整している。このため、入力インピーダンスＺinの変更前後の電流振幅が大きく変化し、二次側のインピーダンス変化を一次側で容易に検出できる。第２実施形態では振幅を検出することで二次側のインピーダンス変化を検出したが、周波数を検出することで二次側のインピーダンス変化を検出しても良い。
　（第３実施形態）
　図１５～図２２は第３実施形態の追加説明図を示す。第３実施形態においては、駆動信号生成部３０２が発振器５０を備えた構成に主な特徴を備える。第２実施形態では、駆動信号生成部２０２が、コンパレータ２９により一次側電流の検出結果をフィードバックすることで駆動信号としてＰＷＭ信号を出力しているが、発明者らは、この駆動信号生成部２０２に代えて、一定周波数（例えば２．０ＭＨｚ）を駆動信号として出力する駆動信号生成部を備えた構成を検討した。
　図１５はこのシミュレーション実験系を概略的に示している。図１５に示すように駆動信号生成部３０２には発振器５０が用いられている。発振器５０は、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフとされているとき、一次側から見た入力インピーダンスＺinが極小値となる所定周波数（例えば２．０ＭＨｚ）に調整されている。
　発明者らは、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２を、電力伝送部６の二次側を短絡／開放するよう配置し、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２のオンオフの変化に応じた一次側電流の周波数変化を確認した。図１６は、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオンオフ変化させたときの入力インピーダンスＺinの周波数特性を示している。
　入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフされていると、周波数２．０ＭＨｚ付近の入力インピーダンスＺinが極小値となるが、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンされていると、周波数２．０ＭＨｚ付近の入力インピーダンスＺinは上昇し、３次高調波成分となる周波数６．０ＭＨｚ付近の入力インピーダンスＺinが減少することが確認されている。
　図１７に入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオフした場合の発振器５０の出力波形（図１７の（ａ））及び一次側電流波形のシミュレーション結果（図１７の（ｂ））を示し、図１８に入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンされている場合の発振器５０の出力波形（図１８の（ａ））及び一次側電流波形のシミュレーション結果（図１８の（ｂ））を示す。図１７の（ａ）と（ｂ）に示すように、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオフされていると、電流の周波数は概ね基本周波数２．０ＭＨｚとなるが、図１８の（ａ）と（ｂ）に示すように、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンされているときには、電流の周波数は３次高調波の６．０ＭＨｚとなる成分が主に出力されることが確認された。
　入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２をオンオフすると一次側電流の周波数成分が変化するため、一次側電流の周波数を検出することにより、入力インピーダンスＺinの変化を検出することが可能であり、ひいては入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２のオンオフ状態を検出可能となる。
　発明者は、この回路設計値による現象を利用して回路構成した。この内容を図１９に示している。図１９に示すように、一次側電流検出部（入力インピーダンス検出部）３０５ａは、センス抵抗３０、コンパレータ３１に加えて、ＡＮＤゲート５１，５４、ＮＯＴゲート５２，５５、遅延部５３、及びＤフリップフロップ５６，５７を組み合わせて構成されている。電力伝送部６の一次側にはセンス抵抗３０が接続されており、コンパレータ３１はこのセンス抵抗３０の電圧をグランド電圧と比較し、この比較結果をＡＮＤゲート５１に出力する。ＡＮＤゲート５１には発振器５０の出力が入力されている。ＡＮＤゲート５１の出力は、Ｄフリップフロップ５６及び５７のクロック端子に入力されている。また、発振器５０の出力は、図１９に示されるように、ＮＯＴゲート５２、遅延部５３、ＮＯＴゲート５５、ＡＮＤゲート５４を通じて、Ｄフリップフロップ５６，５７のリセット端子にリセットパルス入力されるようになっている。また、その他の構成（例えば電源動作制御部２０５、ドライバ３、スイッチ４（４ａ、４ｂ）、電力伝送部６、入力インピーダンス変更部１２、整流部９、出力電圧検出部２１１、インピーダンス制御部２１３等）の構成は、第２実施形態の構成と同様であるため第２実施形態の参照図面に付した符号を付して説明を省略する。
　上記構成の作用を説明する。ドライバ３の入力端子DRV_INには発振器５０の出力が入力される。発振器５０の出力が「Ｈ」になると、一次側電流Ｉ１が流れることでコンパレータ３１の出力が「Ｈ」となる。発振器５０の出力が「Ｈ」となる間に、コンパレータ３１の出力が「Ｈ」となると、ＡＮＤゲート５１の出力が「Ｈ」となる。コンパレータ３１の出力が「Ｈ」となる度に、前段のＤフリップフロップ５６はそのＤ端子に予め入力されている「Ｈ」をＱ出力する。
　図２０にタイミングチャートを模式的に示すように、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンしている期間中の一次側電流Ｉ１は駆動信号の３次高調波の周波数で正弦波状に発振出力されることになる（図２０のＩ１参照）。この一次側電流Ｉ１が負極性から正極性となる度に、コンパレータ３１は出力Comp_IMPを「Ｈ」とし、この度に、前段のＤフリップフロップ５６はそのＱ出力IMP_INT＝「Ｈ」とする（図２０のｔ３１、ｔ３３）。この前段のＤフリップフロップ５６のＱ出力「Ｈ」は、後段のＤフリップフロップ５７が遅延し出力IMP_OUTを「Ｈ」として出力する（図２０のｔ３３）。
　すなわち、ドライバ３の入力端子DRV_INが「Ｈ」となっている間に、コンパレータ３１の出力Comp_IMPとして２回以上パルスを出力した場合、Ｄフリップフロップ５７はそのＱ出力IMP_OUT＝「Ｈ」を出力する（図２０のｔ３３）。クロック信号ＣＫの１回目の立上りにおいてIMP_INT＝「Ｈ」となり、クロック信号ＣＫの２回目の立上りでIMP_OUT＝「Ｈ」となる。そして、ドライバ３の入力端子DRV_INの立下りでリセットパルスRESETが発生し、Ｄフリップフロップ５６及び５７のＱ出力IMP_INT，IMP_OUT＝「Ｌ」となる（図２０のｔ３４）。
　図２１に入力電圧を１０～２０Ｖ、負荷電流を２０～１００ｍＡとしたときの出力電圧の変化特性のシミュレーション結果を示しており、図２２に伝送効率の変化特性のシミュレーション結果を示す。図２１に示すように、入力電圧変化及び負荷電流変化に応じて出力電圧ＯＵＴを一定（２５Ｖ±１．０Ｖ）に制御できることを確認した。また、図２２に示すように、入力電圧変化及び負荷電流変化に応じて伝送効率を６５％以上（望ましくは７０％以上）に制御できることを確認した。
　本実施形態によれば、一定周波数の矩形波信号を出力する発振器５０を備え、一次側電流検出部３０５ａは、二次側の入力インピーダンス変更部１２によりインピーダンス変更されたときの電流周波数の変化（例えば３次高調波）を検出することで、駆動信号生成部３０２が発振器５０の発振出力を停止している。このような形態によっても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。
　（第４実施形態）
　図２３～図２７は第４実施形態の追加説明図を示す。第４実施形態では、出力電圧Ｖoutが低下したときに二次側のコイル１９に電流を流すことで一次側のコイル１８に電流を発生させ、給電（電源動作）の再開信号の生成と検出を行う構成を説明する。
　一次側電流検出部２０５ａは、センス抵抗３０、及び、センス抵抗３０の電圧とストップ参照電圧REF_STOPとを比較するコンパレータ３１により構成され、この一次側電流検出部２０５ａは、入力インピーダンス検出部としての機能も備えている。電源動作制御部４０５は、一次側電流検出部２０５ａの後段に接続され、ＳＲフリップフロップ３２により構成されている。一次側電流検出部２０５ａは、センス抵抗３０の端子間電圧がストップ参照電圧REF_STOPよりも高くなると、電源動作制御部４０５のＳＲフリップフロップ３２のセット端子に「Ｈ」を出力する。すると、ＳＲフリップフロップ３２はＱＢ出力を「Ｌ」とし、駆動信号生成部２０２による駆動信号の出力を停止させる。
　また、一次側には再開信号検出部４５８を備えている。この再開信号検出部４５８は二次側の再開信号生成部４５９に対応して設けられる。再開信号検出部４５８は、例えばＮＯＴゲート６０～６２、遅延部６３，６４、ＡＮＤゲート６５，６６，６７、ＳＲフリップフロップ６８を図示形態に備え、電源動作制御部４０５のＳＲフリップフロップ３２が出力する信号RE-STARTを検出すると共に、コンパレータ６９を用いて一次側のコイル１８に発生する電圧を検出する。
　再開信号検出部４５８は、信号RE-STARTが「Ｌ」となることで駆動信号生成部２０２が駆動信号の出力を停止しているとき、且つ、一次側のコイル１８の電圧がスタート参照電圧REF_STARTに達したときに、電源動作制御部４０５のＳＲフリップフロップ３２をリセットし、ＳＲフリップフロップ３２のＱＢ端子から「Ｈ」を出力させることで、駆動信号生成部２０２から駆動信号の生成を再開させる。
　二次側には再開信号生成部４５９を備える。再開信号生成部４５９は、例えばＮＯＴゲート７０，７１、遅延部７２、ＡＮＤゲート７３、及び、スイッチ７４～７６を図示形態に備え、出力電圧検出部２１１のコンパレータ４１の出力Comp_OUTの「Ｈ」「Ｌ」出力に応じてスイッチ７４～７６をオンオフ切換えし、回路接続ノードを変化させて通電状態を変化させる。スイッチ７５及び７６は、整流部９の入出力を短絡可能に構成され、コンパレータ４１の出力が「Ｌ」であるときにはオフし、コンパレータ４１の出力が「Ｈ」であるときにはオンするように構成される。
　上記構成の作用について説明する。図２４の（ａ）から（ｃ）は一連のスイッチ２２，７４～７６の切換状態の変化を示しており、図２５は信号変化をタイミングチャートで示している。図２５のｔ４１→ｔ４２に示すように、出力電圧Ｖoutが最大電圧Ｖmax（第１所定電圧相当）に上昇する過程では、出力電圧検出部２１１のコンパレータ４１はその出力Comp_OUTとして「Ｌ」とする。このときには図２４の（ａ）に示すように、スイッチ２２，７４～７６がオフ状態に切替えられている。スイッチ２２，７４～７６はオフしているため、整流部９は全波整流し、平滑コンデンサ１０は整流電圧を平滑化して出力電圧Ｖoutを出力する。最大電圧Ｖmaxに達すると、出力電圧Ｖoutが出力参照電圧REF_OUT1（=REF_OUT+M/2）より高くなるため、コンパレータ４１は「Ｈ」を出力する（図２５のｔ４２参照）。このとき、図２４の（ｂ）に示すように、スイッチ２２、 ７５及び７６がオンに切換えられる。スイッチ２２がオンすることで入力インピーダンスＺinが変化する。スイッチ７５及び７６がオンされると、平滑コンデンサ１０に充電された電荷を用いてコンデンサ２１が充電される。この充電電流は図２４の（ｂ）に示す矢印方向に流れる。このとき、二次側への電力供給は停止されている為、容量ＣLと電流ＩLとで定まる傾きで出力電圧Ｖoutが低下する（図２５のｔ４２→ｔ４３）。
　その後、出力電圧Ｖoutが最小電圧Ｖmin（第２所定電圧相当）まで低下すると、出力電圧Ｖoutが出力参照電圧REF_OUT2（=REF_OUT-M/2）より低くなるため、コンパレータ４１は「Ｌ」を出力する（図２５のｔ４３）。ＮＯＴゲート７０及び７１、遅延部７２及びＡＮＤゲート７３はコンパレータ４１の出力の立下りエッジを検出してパルスを発生させる構成となっており、コンパレータ４１の出力が「Ｈ」から「Ｌ」になると、遅延部７２の遅延時間だけ「Ｈ」を信号TRIG_RESとして出力する。このため、このコンパレータ４１の出力が立下がってから、遅延部７２の遅延期間においては、図２４の（ｃ）に示すように、スイッチ７４がオンし、スイッチ２２及び７５、７６がオフに切換えされる。
　すなわち、入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２、及び、スイッチ７５、７６がオフされ、再開信号生成部４５９のスイッチ７４がオンされるため、コンデンサ２１の容量に蓄積された電荷に応じて電流を二次側のコイル１９に流すことになる。コイル１９、コンデンサ２１、スイッチ７４は直列接続されているため、スイッチ７４をオンすることで減衰振動が発生し、この電流に応じた誘起電圧を一次側に伝達できる。遅延部７２の遅延時間経過後には、スイッチ７４がオフされ、図２４の（ａ）に示す状態に戻る。
　他方、一次側において、出力電圧Ｖoutが最大電圧Ｖmaxまで上昇したタイミングでは、図２４の（ｂ）に示すように入力インピーダンス変更部１２のスイッチ２２がオンするため、入力インピーダンスＺinが変化することで一次側では電流振幅の増加が検出され、コンパレータ３１の出力が「Ｈ」になり、電源動作制御部４０５のＳＲフリップフロップ３２がＱＢ出力を「Ｌ」にする。ＳＲフリップフロップ３２がＱＢ出力を「Ｌ」にすると、ＳＲフリップフロップ６８のセット端子にセット信号が入力されることになり、ＳＲフリップフロップ６８のＱ出力を「Ｈ」とする。
　図２４の（ｃ）に示すように、コイル１９に減衰振動電流が流れると、一次側のコイル１８がこの電流に応じた電圧を検出する。コイル１８の電圧振幅がスタート参照電圧REF_STARTより大きくなると、コンパレータ６９は「Ｈ」を出力し、ＡＮＤゲート６７は「Ｈ」を出力する。ＳＲフリップフロップ３２のリセット端子にはリセット信号が入力されることになり、ＳＲフリップフロップ３２のＱＢ出力を「Ｈ」とする。この結果、駆動信号生成部２０２は、駆動信号の出力を再開する。なお、ＳＲフリップフロップ６８のＱ出力は、遅延部６４、ＮＯＴゲート６２及びＡＮＤゲート６６により信号RE_STARTの立上りを検出することでリセットされ初期状態に戻すことができる。
　再開信号検出部４５８は、再開信号生成部４５９により生成された再開信号を入力し、駆動信号生成部２０２による駆動信号の出力を再開させている。これにより、駆動信号生成部２０２が駆動信号の出力を再開し、二次側の出力電圧Ｖoutを再度上昇させることができる。このような動作が繰り返される。
　図２６に入力電圧を１０～２０Ｖ、負荷電流を２０～１００ｍＡとした場合の出力電圧Ｖoutの変化特性のシミュレーション結果を示しており、図２７に伝送効率の変化特性のシミュレーション結果を示す。図２６に示すように、入力電圧変化及び負荷電流変化に応じて出力電圧ＯＵＴを一定（２５Ｖ±１．０Ｖ）に制御できることが確認された。また、図２７に示すように、入力電圧変化及び負荷電流変化に応じて伝送効率を７０％以上（望ましくは８０％以上）と制御できることが確認された。
　以上説明したように、本実施形態によれば、二次側では、再開信号生成部４５９は、出力電圧Ｖoutが、最大電圧Ｖmaxに達した後、最小電圧Ｖminに達したときに、二次側のコイル１９に電流を流すことでフィードバック通電させて再開信号として出力することができる。再開信号検出部４５８は、この電流を一次側のコイル１８を通じて検出することで再開信号を検出し、電源動作制御部４０５のＳＲフリップフロップ３２は、再開信号検出部４５８により再開信号が検出されると駆動信号生成部２０２による駆動信号の出力を再開させることで給電を再開する。このような実施形態においても前述の実施形態と同様の作用効果を奏する。
　（第５実施形態）
　図２８から図３０は第５実施形態の追加説明図を示す。第５実施形態では、二次側において一次側で再開信号の検出に成功し、且つ、一次側の駆動信号の出力の再開により二次側への電力伝送が再開されたか否かを判定し、一次側で電力伝送の再開に失敗したと判定した場合には再開信号の再生成を指示する指示部、を備えた形態を示す。第４実施形態に類似しているため、第４実施形態と異なる部分を中心に説明する。
　指示部としての機能を備える論理回路５９４は、ＡＮＤゲート７３の出力信号TRIG_RESと、整流器９の入力電圧RECT_INを入力することに基づいて、一次側で電力伝送が再開されたか否かを判定し一次側の再開信号検出部４５８により再開信号の検出に失敗したと判定した場合には、コンパレータ４１の代わりに再開信号を再度生成指示する（RE_TRIG）ものである。この論理回路５９４は、例えば、ＮＯＴゲート７７，７８、遅延部７９及びＡＮＤゲート８０により信号TRIG_RESの立下りエッジを検出し、一定期間を計測するタイマと、ＮＯＴゲート８１，８２、遅延部８３及びＡＮＤゲート８４による信号TIMER_TRIGの立下り検出部と、コンパレータ８５、ＡＮＤゲート８６～８８、ＮＯＴゲート８９，９０、ＳＲフリップフロップ９１、遅延部９２、などの各種論理ゲートなどの回路を図示形態に組み合わせて構成されている。
　＜正常動作＞
　まず、一次側において再開信号を正常に受信し、駆動信号生成部２０２が駆動信号の出力を正常に再開した場合の動作について図２９を参照して説明する。図２８に示す回路において、ＮＯＴゲート７１、遅延部７２、ＡＮＤゲート７３は、ＯＲゲート９３の立下りエッジを検出して遅延部７２の遅延時間だけ信号TRIG_RES（＝「Ｈ」）を出力し、ＮＯＴゲート７７，７８、遅延部７９及びＡＮＤゲート８０はTRIG_RESの立下りエッジを検出してTIMER_TRIGに「Ｈ」を出力し、駆動信号生成部２０２が正常に駆動信号の出力を再開したかを判定するための判定期間Ｔ５１の計測を開始する（図２９のｔ５０→ｔ５１）。ＮＯＴゲート８１，８２、遅延部８３及びＡＮＤゲート８４による信号TIMER_TRIGの立下り検出部は、この信号TIMER_TRIGの出力終了「Ｌ」の立下りを受けて判定期間の終了を検出し、一次側で再開信号の検出に失敗した場合に備えて再開信号の再生成の為の短パルスをAND_TRIGに出力する(図２９のｔ５２→ｔ５３、パルス幅Ｔ５２)。
　一方、一次側において、正常に再開信号を受信し、駆動信号生成部２０２が駆動信号の出力を再開していれば、平滑コンデンサ１０に電流供給が再開される為、信号RECT_INの電圧が出力電圧Ｖout＋ダイオード３７の順方向電圧ＶFを超える期間が発生する(図２９のRECT_IN波形を参照)。二次側において、コンパレータ８５は、整流部９の入力電圧RECT_INと再生成参照電圧REF_RECTと比較し、この比較結果をＡＮＤゲート８６に出力する。ＡＮＤゲート８６は、コンパレータ８５の出力信号と、ＡＮＤゲート８０の出力信号TIMER_TRIGとの論理積演算結果を信号SET_RECTとし、ＳＲフリップフロップ９１のセット端子に出力する。
　コンパレータ８５は、整流部９の入力電圧RECT_INと再生成参照電圧REF_RECTとを比較した結果を出力するため、一次側から駆動信号を正常に受電できれば、コンパレータ８５は参照電圧REF_RECTよりも高い期間だけ定期的に「Ｈ」を出力する。このため、判定期間Ｔ５１の間、ＳＲフリップフロップ９１のセット端子SET_RECTには、定期的に「Ｈ」が入力され(図２９のｔ５１→ｔ５２)、ＳＲフリップフロップ９１は、最初の信号SET_RECTの立上りエッジ発生から遅延部９２の遅延時間だけＱ端子から「Ｈ」を出力し、ＮＯＴゲート９０が、この出力「Ｈ」を反転し信号AND_RECTを「Ｌ」とする（図２９のｔ５１→ｔ５４）。また、遅延部９２の遅延時間（＝Ｔ５１＋Ｔ５３）は、遅延部７９と遅延部８３の遅延時間の和（＝Ｔ５１＋Ｔ５２）より長く設定されているため、ＳＲフリップフロップ９１のRESET端子に立上りエッジが入力され、信号AND_RECTが「Ｈ」となるのは、信号AND_TRIGに立上りエッジが発生した後になる(図２９のｔ５４)。
　このため、ＡＮＤゲート８４がAND_TRIG端子に再開信号再生成の指示信号を生成するが、この指示信号はＡＮＤゲート８８にて遮断され、RE_TRIG端子に再開信号再生成の指示信号は発生しない。
　＜失敗動作＞
　次に、一次側において再開信号の受信に失敗し、駆動信号生成部２０２が駆動信号の出力を正常に出力していない場合の動作について図２８及び図３０を参照して説明する。
　図２８に示す回路において、ＮＯＴゲート７１、遅延部７２、ＡＮＤゲート７３は、遅延部７２の遅延時間だけ信号TRIG_RES（＝「Ｈ」）を出力し、ＮＯＴゲート７７，７８、遅延部７９及びＡＮＤゲート８０は信号TRIG_RESの立下りエッジを検出し、駆動信号生成部２０２が正常に駆動信号の出力を再開したかを判定するための判定期間Ｔ６１の計測を開始する（図３０のｔ６１→ｔ５０：期間Ｔ６１）。ＮＯＴゲート８１，８２、遅延部８３及びＡＮＤゲート８４による信号TIMER_TRIGの立下り検出部は、この信号TIMER_TRIGの出力終了「Ｌ」の立下りを受けて判定期間Ｔ６１の終了を検出し、一次側で再開信号の検出に失敗した場合に備えて、再開信号の再生成の為の短パルスをAND_TRIGに出力する(図３０のｔ５０→ｔ５１：パルス幅Ｔ６２)。
　しかし、図３０に示すように、一次側で再開信号の受信に失敗するなどの場合には、駆動信号生成部２０２は駆動信号の出力を再開しない。すると、二次側では、整流部９の入力電圧RECT_INが、再生成参照電圧REF_RECTよりも低くなるため、コンパレータ８５は出力を「Ｌ」とする。ＡＮＤゲート８６は信号SET_RECTを「Ｈ」出力しないため、ＳＲフリップフロップ９１も「Ｌ」をＱ出力し、このため、ＮＯＴゲート９０はＡＮＤゲート８８に信号AND_RECTを「Ｈ」とする。
　このとき、ＡＮＤゲート８４がAND_TRIG端子に再開信号再生成の指示信号を生成するが、この指示信号はＡＮＤゲート８８を通過し、RE_TRIG端子に再開信号再生成の指示信号が発生する。これにより、二次側において、一次側で再開信号の検出に失敗したと判定した場合に、再開信号の再生成指示をすることができる。この後、一次側において電力伝送を再開するまで、これらの処理は繰り返されるが、駆動信号生成部２０２が正常に駆動信号の出力を再開すれば、前述の動作と同様に処理が行われることになる（図３０のｔ５０～ｔ５４）。この処理は前述と同様であるため説明を省略する。
　本実施形態においては、一次側で再開信号の検出に失敗又は一次側の駆動信号生成部の出力が停止したままであり、一次側で電力伝送の再開に失敗した場合であっても、論理回路５９４が再開信号の再生成を指示するため、二次側から再開信号を一次側に再送信することができ、一次側に電力伝送の再開を促すことができる。
　（第６実施形態）
　図３１は第６実施形態の追加説明図を示す。この図３１は二次側の回路構成を示している。再開信号生成部６５９は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ（第１ＮＭＯＳトランジスタ相当：以下、トランジスタと略す）６９３をハイサイドに備える。このトランジスタ６９３には寄生ダイオード（第１寄生ダイオード相当）６３７が付加されている。また、このトランジスタ６９３には、寄生ダイオード（第２寄生ダイオード相当）６３８付きのＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ（第２ＮＭＯＳトランジスタ相当：以下、トランジスタと略す）６９４がローサイドに接続されている。当該ハイサイド及びローサイドのトランジスタ６９３及び６９４は、これらのドレインソース間を出力電圧Ｖoutの出力端子間に接続して構成されている。
　コイル１９、抵抗２０、コンデンサ２１は直列接続されているが、この直列回路に並列にトランジスタ６９４のドレインソース間が接続されており、寄生ダイオード６３８はこのトランジスタ６９４のドレインソース間に逆並列接続されている。また、コイル１９、抵抗２０及びコンデンサ２１と、平滑コンデンサ１０の＋側端子との間にトランジスタ６９３のソースドレイン間が接続されている。寄生ダイオード６３７は、このトランジスタ６９３のドレインソース間に逆並列接続されている。また、再開信号生成部６５９は、トランジスタ６９３のゲートをオンオフ制御するスイッチ切替部６９５を備える。
　ここで、トランジスタ６９３及び６９４の寄生ダイオード６３７及び６３８は整流部６０９として用いられる。スイッチ切替部６９５は、入力インピーダンス制御部として用いられ、トランジスタ６９４は、一次側から見た入力インピーダンスを変更可能な入力インピーダンス変更部６９６として用いられる。
　スイッチ切替部６９５は、出力電圧検出部１１の出力電圧Ｖoutの検出結果に応じてトランジスタ６９３及び６９４をオンオフ切替えすることで、一次側から見た入力インピーダンスＺinを変更すると共に、再開信号を生成する。
　二次側では、コイル１９を通じて受電したときに、スイッチ切替部６９５がトランジスタ６９３及び６９４を共にオフ制御している。すると、寄生ダイオード６３８及び６３７が整流部として働き、平滑コンデンサ１０により平滑化された電圧が負荷１５に供給される。
　出力電圧検出部１１が出力電圧Ｖoutの最大電圧Ｖmaxを検出すると、スイッチ切替部６９５は、トランジスタ６９４をオン制御する。この結果、一次側から見たインピーダンスＺinを変化させることができる。一次側では、電源動作制御部（例えば４０５）が入力インピーダンスＺinの変化を検出し給電（電源動作）を停止する。
　その後、出力電圧検出部１１が出力電圧Ｖoutの最小電圧Ｖminを検出すると、スイッチ切替部６９５は、トランジスタ６９４をオフ制御した後にトランジスタ６９３を一定期間だけオンした後に、オフに制御する。これにより、トランジスタ６９３のオン期間中には、平滑コンデンサ１０と二次側コイル１９とが通電され、二次側コイル１９に電流を生じさせて再開信号とし、一次側コイル１８に再開信号を出力できる。これにより、一次側の給電（電源動作）が再開すると共にトランジスタ６９３及び６９４がオフした状態に戻るため、寄生ダイオード６３７及び６３８が整流部として機能する動作が再開されることになる。その他の動作は前述実施形態と同様であるため、その説明を省略する。このような構成においても、前述実施形態と同様の作用効果を奏することになる。
　（第７実施形態）
　図３２は第７実施形態の追加説明図を示す。再開信号生成部７５９は、例えば寄生ダイオード（第１寄生ダイオード相当）６３７付きのＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ（第１ＮＭＯＳトランジスタ相当：以下、トランジスタと略す）６９３をハイサイドに備えると共に、寄生ダイオード（第２寄生ダイオード相当）６３８付きのＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ（第２ＮＭＯＳトランジスタ相当：以下、トランジスタと略す）６９４をローサイドに備え、当該ハイサイド及びローサイドのトランジスタ６９３及び６９４のドレインソース間を出力電圧Ｖoutの出力端子間に接続して構成されている。
　二次側では、コイル１９を通じて受電したときに、スイッチ切替部６９５がトランジスタ６９３及び６９４を共にオフ制御している。すると、寄生ダイオード６３８及び６３７が整流器として働き、平滑コンデンサ１０により平滑化された電圧が負荷１５に供給される。
　出力電圧検出部１１が出力電圧Ｖoutの最大電圧Ｖmaxを検出すると、スイッチ切替部６９５は、トランジスタ６９４をオン制御する。この結果、一次側から見たインピーダンスを変化させることができ、一次側電流検出部（例えば２０５ａ）がこれを検出して電源動作制御部（例えば４０５）が給電（電源動作）を停止する。
　その後、出力電圧検出部１１が出力電圧Ｖoutの最小電圧Ｖminを検出すると、スイッチ切替部６９５は、トランジスタ６９４及び６９３を相補的にオンオフ制御することで、平滑コンデンサ１０から二次側コイル１９に電流を発生させて再開信号を生成した後に、トランジスタ６９４及び６９３を共にオフに制御する。このような回路形態においても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。
　（その他の実施形態）
　前述実施形態に説明した内容に関わらず、ｔ６１例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。
　一次側の「インピーダンス検出部」が、一次側から見た入力インピーダンスＺinの変化を検出するときには、駆動信号生成部２，２０２，３０２の駆動信号の周波数、一次側給電部７に流れる一次側電流の振幅又は周波数、一次側給電部に印加される一次側入力電圧と一次側給電部７に流れる一次側電流との位相差、のうちいずれか一つ又は２つ以上の情報に応じて検出すると良い。
　出力電圧検出部２１１、インピーダンス制御部２１３を、ヒステリシス型のコンパレータ４１により構成した形態を示したが、これらの出力電圧検出部２１１、インピーダンス制御部２１３の機能を分離して構成することもできることは言うまでもない。
　前述した各実施形態は、矛盾を生じない限り適宜組み合わせて適用することができる。特に、第４実施形態の一次側の構成と、第６実施形態又は第７実施形態の二次側の構成とを組み合わせることができる。
　前述した各実施形態は、図３３～図３６に一例を示すように機能的に説明できる。例えば、図３３に給電停止機能、給電動作再開機能の構成例を概略的に示す。この一形態は例えば前述した第４実施形態で説明されている。図３３に示す出力電圧検出部１１が出力電圧Ｖoutの上昇を検出すると、入力インピーダンス制御部１３は入力インピーダンス変更部１２により一次側から見た入力インピーダンスＺinを変化させる。そして、一次側では、一次側電流検出部（入力インピーダンス検出部）２０５ａが入力インピーダンスＺinの変化を検出し、電源動作制御部４０５が、駆動信号生成部２０２の出力を停止させる。二次側の再開信号生成部４５９は、二次側受電部８に再開信号（例えば減衰振動）を生じさせ、再開信号検出部４５８が一次側給電部７を通じて検出する。電源動作制御部４０５は、再開信号検出部４５８により再開信号が検出されると、駆動信号生成部２０２による駆動信号の出力を再開させている。このように機能的に説明を行うことができる。なお、給電停止機能及び給電動作再開機能は合わせ持っても良いが、給電停止機能だけ備えていても良い。
　また、図３４には、周波数調整機能付きの給電停止機能の構成例を概略的に示す。この一形態は例えば前述した第２実施形態で説明されている。駆動信号生成部２０２は駆動信号を生成しドライバ３に出力し、ドライバ３はスイッチ４をオンオフする。このとき、駆動信号生成部２０２は、一次側給電部７に流れる一次側電流情報により、ドライバ３の動作周波数と回路（例えば一次側＋二次側回路）の共鳴周波数を一致させるように周波数を調整する。このように機能的に説明を行うことができる。
　また、図３５には、駆動信号生成部３０２が発振器５０により構成される例を概略的に示している。この給電停止機能は、その一形態が例えば第３実施形態に説明されている。駆動信号生成部３０２が駆動信号を生成し、ドライバ３に出力することで、ドライバ３はスイッチ４をオンオフして二次側に給電する。出力電圧検出部１１が出力電圧の上昇（最大電圧Ｖmaxに達する）を検出すると、入力インピーダンス制御部１３は入力インピーダンス変更部１２により一次側から見た入力インピーダンスＺinを変化させる。そして、一次側では、一次側電流検出部（入力インピーダンス検出部）３０５ａが入力インピーダンスＺinの変化について例えば周波数変化に応じて検出し、電源動作制御部２０５は、入力インピーダンスＺinの変化を検出すると、駆動信号生成部３０２の発振器５０の出力を停止させる。このように機能的に説明を行うことができる。
　また、図３６には、電源動作制御部２０５が、駆動信号生成部２０２による電源供給動作を停止させたタイミングから一定時間を計測し、給電再開させるための電気的構成を模式的に示す。この給電再開機能は、その一形態が例えば第２実施形態などに説明されている。すなわち、図３６に示すように、電源動作制御部２０５は、一定時間計測部３３～３６を備えており、電源動作を停止したタイミングから一定時間計測部３３～３６により計測し給電を再開させる。また、この図３６の機能に、前述した図３４に示す周波数調整機能を追加することも可能である。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

 

Claims (17)

  1. 　駆動信号を出力又は停止を可能とする駆動信号生成部（２，２０２，３０２）と、
    　前記駆動信号生成部により出力される駆動信号により二次側に非接触で電力を伝送する第１コイルを備える一次側給電部（７）と、
    　前記駆動信号生成部による駆動信号の出力又は停止を制御する電源動作制御部（５，２０５，４０５）と、を備え、
    　前記電源動作制御部は、前記二次側に電力供給するときには前記駆動信号生成部により駆動信号を出力させることで前記一次側給電部を通じて前記二次側に非接触で電力を伝送させ、
    　前記二次側には、入力インピーダンス変更部（１２，６９６）が備えられており、
    　前記二次側において、前記一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が第１所定電圧に上昇したときに、前記二次側に備えられた入力インピーダンス変更部（１２，６９６）により前記一次側から見た入力インピーダンスが変更されると、当該変更された入力インピーダンスの変化を、前記電源動作制御部が前記一次側給電部を通じて検出することに応じて、前記駆動信号生成部が前記駆動信号の出力を停止制御する非接触給電装置。
     
  2. 　請求項１記載の非接触給電装置において、
    　前記駆動信号生成部（２０２）は、その駆動信号の周波数を前記入力インピーダンス変更部により入力インピーダンスを変更する前後において前記一次側から見た回路の共鳴周波数に一致させるように調整する非接触給電装置。
     
  3. 　請求項１記載の非接触給電装置において、
    　前記駆動信号生成部（３０２）は、前記駆動信号を出力又は停止を可能とする発振器（５０）を備え、
    　前記電源動作制御部（２０５）は、前記二次側に給電するときには前記発振器を発振出力させることで電力を伝送させ、前記入力インピーダンス変更部（１２）により変更された入力インピーダンスの変化を検出することに応じて前記発振器の発振出力を停止制御する非接触給電装置。
     
  4. 　請求項１～３の何れか一項に記載の非接触給電装置において、
    　前記電源動作制御部（２０５）は、前記駆動信号生成部の出力を停止させたタイミングから一定時間（ＴRE）を計測する一定時間計測部（３３～３６）を備え、前記一定時間計測部により一定時間が計測されたタイミングで前記駆動信号生成部による駆動信号の出力を再開させることで給電を再開する非接触給電装置。
     
  5. 　請求項１～４の何れか一項に記載の非接触給電装置において、
    　前記電源動作制御部は、前記二次側の前記入力インピーダンス変更部によるインピーダンス変化を、前記駆動信号生成部の駆動信号の周波数、前記一次側給電部に流れる一次側電流の振幅又は周波数、前記一次側給電部に印加される一次側入力電圧と当該一次側給電部に流れる一次側電流との位相差、の何れか少なくとも一つの情報に応じて検出する非接触給電装置。
     
  6. 　請求項１～５の何れか一項に記載の非接触給電装置から給電される非接触受電装置であって、
    　前記二次側には前記一次側給電部から受電する第２コイル（１９）と、
    　前記一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が前記第１所定電圧よりも低い第２所定電圧に達したときに前記二次側の第２コイルに電流を流すことで前記一次側給電部の第１コイル（１８）に電流をフィードバック通電させることで再開信号を出力する再開信号生成部（４５９）と、を備える
    　非接触受電装置。
     
  7. 　請求項１～５の何れか一項に記載の非接触給電装置であって、
    　請求項６記載の非接触受電装置に電力を伝送する場合、
    　前記非接触受電装置の再開信号生成部（４５９）により前記二次側の第２コイルに流された電流を前記一次側給電部の第１コイルに流れる電流を検出することで再開信号を検出する再開信号検出部（４５８）をさらに備え、
    　前記電源動作制御部（４０５）は、前記再開信号検出部により再開信号が検出されると前記駆動信号生成部（２０２）による駆動信号の出力を再開させることで給電を再開する非接触給電装置。
     
  8. 　請求項７記載の非接触給電装置から給電される非接触受電装置であって、
    　前記二次側の前記再開信号生成部により再開信号が生成された場合、
    　前記二次側において、前記一次側で再開信号の検出に成功し、且つ、前記一次側の駆動信号生成部の出力の再開により前記二次側への電力伝送が再開されたか否かを判定し、前記一次側で電力伝送の再開に失敗したと判定した場合には、前記再開信号の再生成を指示する指示部（５９４）、を備える非接触受電装置。
     
  9. 　請求項１～５、７の何れか一項に記載の非接触給電装置から給電される非接触受電装置であって、
    　前記一次側給電部（７）から受電する第２コイル（１９）と、
    　前記入力インピーダンス変更部（１２）は、前記二次側の前記第２コイルに直列又は並列に接続されたスイッチ（２２）と、を備える非接触受電装置。
     
  10. 　請求項１～５、７の何れか一項に記載の非接触給電装置から給電される非接触受電装置であって、
    　前記一次側給電部（７）から受電する第２コイル（１９）と、
    　前記第２コイルと直列接続された第１コンデンサ（２１）と、を備え、
    　前記入力インピーダンス変更部（１２）は、前記二次側の前記第２コイル及び前記第１コンデンサと直列又は並列に接続されたスイッチ（２２）を含む非接触受電装置。
     
  11. 　請求項１～５、７の何れか一項に記載の非接触給電装置から給電される非接触受電装置であって、
    　前記一次側給電部（７）から受電する第２コイル（１９）と、
    　前記第２コイルにより受電された電圧を整流する整流部（９）と、
    　前記整流部の出力電圧を平滑化する第２コンデンサ（１０）と、を備え、
    　前記入力インピーダンス変更部（１２）は、前記二次側の前記整流部と前記第２コンデンサとの間に直列又は並列に接続されたスイッチ（２２）を含む非接触受電装置。
     
  12. 　請求項６または８記載の非接触受電装置において、
    　前記第２コイル（１９）に直列接続された第１コンデンサ（２１）と、
    　前記第２コイルにより受電された電圧を整流する整流部（９）と、
    　前記整流部の出力電圧を平滑化する第２コンデンサ（１０）と、を備え、
    　前記再開信号生成部（４５９）は、
    　前記整流部を短絡可能なスイッチ（７５、７６）を備え、
    　前記整流部を短絡したスイッチを通じて前記第２コンデンサから前記第１コンデンサを充電し、前記第１コンデンサに充電された電荷を、前記第２コイルを通じて放電することで減衰振動を生じさせて再開信号を生成する非接触受電装置。
     
  13. 　請求項１～５の何れか一項に記載の非接触給電装置から給電される非接触受電装置であって、
    　前記一次側給電部（７）から受電する第２コイル（１９）と、
    　前記第２コイルに直列接続された第１コンデンサ（２１）と、
    　前記第２コイル及び前記第１コンデンサを通じて受電された電圧を整流する整流部（６０９）と、
    　前記整流部の出力電圧を平滑化する第２コンデンサ（１０）と、
    　前記第２コイル、第１及び第２コンデンサにソースドレイン間が直列接続されると共に第１寄生ダイオード（６３７）が逆並列接続された第１ＮＭＯＳトランジスタ（６９３）と、を備え、
    　前記入力インピーダンス変更部（６９６）は、前記一次側から見た入力インピーダンスを変更可能であり、前記第２コイル及び前記第１コンデンサの直列回路にドレインソース間が並列接続されると共に第２寄生ダイオード（６３８）が逆並列接続された第２ＮＭＯＳトランジスタ（６９４）を用いて構成され、
    　前記整流部は、前記第２コイル（１９）により受電された電圧について前記第１及び第２寄生ダイオードを用いて整流する非接触受電装置。
     
  14. 　請求項１３記載の非接触受電装置において、
    　前記第１及び第２ＮＭＯＳトランジスタのオンオフを切替えるスイッチ切替部（６９５）を備え、
    　前記スイッチ切替部は、
    　前記一次側から伝送された電力を受電するときには第１及び第２ＮＭＯＳトランジスタを共にオフ制御し、
    　前記一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が前記第１所定電圧に上昇したときには、前記第２ＮＭＯＳトランジスタをオン制御し、
    　前記一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が前記第１所定電圧よりも低い第２所定電圧に達したときに、前記第２ＮＭＯＳトランジスタをオフ制御した後に第１ＮＭＯＳトランジスタをオン制御することで再開信号を生成する再開信号生成部（６５９）を構成する非接触受電装置。
     
  15. 　請求項１３記載の非接触受電装置において、
    　前記第１及び第２ＮＭＯＳトランジスタのオンオフを切替えるスイッチ切替部（６９５）を備え、
    　前記スイッチ切替部は、
    　前記一次側から伝送された電力を受電するときには第１及び第２ＮＭＯＳトランジスタを共にオフ制御し、
    　前記一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が前記第１所定電圧に上昇したときには、前記第２ＮＭＯＳトランジスタをオン制御し、
    　前記一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧が前記第１所定電圧よりも低い第２所定電圧に達したときに、前記第１及び第２ＮＭＯＳトランジスタを相補的にオンオフ制御することで再開信号を生成する再開信号生成部（７５９）を構成する非接触受電装置。
     
  16. 　請求項１～５の何れか一項に記載の非接触給電装置であって、
    　請求項１４または１５記載の非接触受電装置に電力を伝送する場合、
    　再開信号生成部（６５９、７５９）により前記二次側の第２コイルに流された電流を前記一次側給電部の第１コイルに流れる電流を検出することで再開信号を検出する再開信号検出部（４５８）を備え、
    　前記電源動作制御部（４０５）は、前記再開信号検出部により再開信号が検出されると前記駆動信号生成部（２０２）による駆動信号の出力を再開させることで給電を再開する非接触給電装置。
     
  17. 　請求項６、８から１０の何れか一項に記載の非接触受電装置において、
    　前記一次側から伝送された電力を受電する電力に応じた電圧を、ヒステリシス電圧を考慮した閾値電圧と比較するヒステリシスコンパレータ（４１）を備え、
    　前記入力インピーダンス変更部（１２）は、前記ヒステリシスコンパレータの比較結果に応じてインピーダンスを変更する非接触受電装置。

     
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