JPWO2013125016A1 - 光受信器、及び光受信方法 - Google Patents

Abstract

光受信器１００は、コヒーレント光を受信する。光受信器１００は、コヒーレント光を受信する。光受信器１００は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄとデジタル信号処理回路１１２と制御回路１１３とを有する。ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄは、入力信号の振幅を調整して出力する。デジタル信号処理回路１１２は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄから出力されたアナログ信号を用いて生成されたデジタル信号を入力すると共に、該デジタル信号からクロック成分を抽出し、該クロック成分とデータ成分との同期を確立した後、上記デジタル信号から上記データ成分を抽出及び処理する。制御回路１１３は、上記デジタル信号による同期の確立前は、上記アナログ信号の振幅を第１の振幅に設定し、上記同期の確立後は、該設定後の振幅を、上記第１の振幅より小さい第２の振幅に変更する。

Description

本発明は、光受信器、及び光受信方法に関する。

近年、光伝送におけるトラフィック量の増大に伴い、光分散の影響が大きい１００Ｇｂｐｓ程度の高速伝送においても、高品質のデータ通信が可能な技術が求められている。この様な技術の一つとして、デジタルコヒーレント技術がある。デジタルコヒーレント技術が適用された光通信装置として、例えば、ＯＩＦ（Optical Internetworking Forum）で標準化中のＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying）変調方式を用いた光通信装置がある。この光通信装置では、光送信器において直行する偏波状態に多重化された信号を、光受信器が受信する。光受信器は、受信信号光と略同一波長の局発光源（例えば、ＬＤ：Laser Diode）を有し、その出力光を受信信号光と干渉させて、２つ（Ｘ、Ｙ）の偏波のＩＱ成分の電気信号に変換（コヒーレント検波）する。変換された信号は、ＡＤ（Analog／Digital）変換された後、歪補正や誤り訂正を経て、１００Ｇｂｐｓの情報信号として外部に出力される。

特開２０１０−９３６５６号公報 特開２０１０−８０６６５号公報 特開２００８−１０９５６２号公報

しかしながら、上述した光通信装置による光コヒーレント伝送では、以下の様な問題点があった。すなわち、光通信装置の受信器は、ＡＤ変換に先立ち、入力される電気信号をＡＤＣ（Analog Digital Converter）のダイナミックレンジ内に最適化することで、復号化に伴うエラーレートを低減する。受信器は、最適化に際して、入力するアナログ信号のレベルを小さくするが、これに伴い、後段のデジタル信号処理回路において入力信号から抽出されるクロック成分のゲイン（利得）が低下する。クロック成分のゲイン低下は、同期の確立を困難にすると共に、経年変化やレーン間の特性ばらつきと相俟って、復号化エラーの発生要因となる。受信器におけるエラーレートの増加は、光伝送品質の向上を阻害する。一方、受信器は、クロック成分のゲインを維持するために上記アナログ信号のレベルを上げると、信号振幅がＡＤＣのダイナミックレンジを超過する。その結果、デジタル信号処理回路は、ＡＤ変換後のデジタル信号からデータ成分を抽出することができなくなる。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、光伝送品質を向上することができる光受信器、及び光受信方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本願の開示する光受信器は、一つの態様において、コヒーレント光を受信する。前記光受信器は、振幅調整回路と信号処理回路と制御回路とを有する。前記振幅調整回路は、入力信号の振幅を調整して出力する。前記信号処理回路は、前記振幅調整回路から出力されたアナログ信号を用いて生成されたデジタル信号を入力すると共に、該デジタル信号からクロック成分を抽出し、該クロック成分とデータ成分との同期を確立した後、前記デジタル信号から前記データ成分を抽出及び処理する。前記制御回路は、前記デジタル信号による同期の確立前は、前記アナログ信号の振幅を第１の振幅に設定し、前記同期の確立後は、該設定後の振幅を、前記第１の振幅より小さい第２の振幅に変更する。

本願の開示する光受信器の一つの態様によれば、光伝送品質を向上することができるという効果を奏する。

図１は、実施例に係る光受信器の構成を示す図である。 図２は、実施例に係る光受信器の動作を説明するためのフローチャートである。 図３は、実施例に係るＣＤＲ回路の構成を示す図である。 図４は、実施例に係る位相検出器の動作を説明するための図である。 図５Ａは、実施例に係る位相検出器に入力される２つの信号の波形の一例を示す図である。 図５Ｂは、実施例に係る位相検出器から出力される信号の波形の一例を示す図である。 図６は、実施例に係るデジタルコヒーレント受信部の構成を示す図である。 図７Ａは、入力振幅が小さい場合における同期確立の方法を説明するための図である。 図７Ｂは、入力振幅が大きい場合における同期確立の方法を説明するための図である。 図８は、実施例に係る光受信器のＯＡの利得特性の一例を示す図である。 図９は、変形例に係る光受信器の構成を示す図である。

以下に、本願の開示する光受信器、及び光受信方法の実施例を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下の実施例により本願の開示する光受信器、及び光受信方法が限定されるものではない。

図１は、実施例に係る光受信器１００の構成を示す図である。光受信器１００は、光送信器（図示せず）と共に、ＯＩＦで標準化中のＤＰ−ＱＰＳＫ変調方式を用いた光通信装置を構成する。光送信器では、伝送される１００Ｇｂｐｓの情報信号が、誤り訂正・符号化回路において４本の２８Ｇｂｐｓの信号に変換された後、偏波多重光変調器に入力される。光送信器は、狭線幅半導体レーザを用いた波長可変光源を送信光源として有する。送信光源からの出力光は、上記偏波多重光変調器内部にて２つの光に分離された後、２台のＱＰＳＫ変調器に入力され、それぞれ、変調速度２８Ｇｓｐｓ（Giga symbol per second）の４値位相変調光に変換される。各ＱＰＳＫ変調器から出力される信号は、偏波合成器により、直交する偏波状態（Ｓ偏波とＰ偏波）に多重されて出力される。その結果、偏波多重信号の伝送速度は、１１２Ｇｂｐｓとなる。なお、ＱＰＳＫ変調器としては、入力された電気信号を直交合成して出力する複合光変調器を用いることができる。

一方、光受信器１００は、図１に示す様に、偏波分離器１０１とＸ偏波受信器１０２とＹ偏波受信器１０３とＬＤ（Laser Diode）１０４と偏波分離器１０５とＴＩＡ（Trans Impedance Amplifier）１０６ａ〜１０６ｄとＡＧＣ（Automatic Gain Controller）１０７ａ〜１０７ｄとを有する。また、光受信器１００は、ＯＡ（Output Adjuster）１０８ａ〜１０８ｄとコンデンサ１０９ａ〜１０９ｄとオフセット調整器１１０ａ〜１１０ｄと高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄとデジタル信号処理回路１１２と制御回路１１３とを有する。これら各構成部分は、一方向又は双方向に、信号やデータの入出力が可能なように接続されている。

光受信器１００は、受信信号光と同一波長の局発光源としてＬＤ１０４を有し、ＬＤ１０４からの出力光を上記受信信号光と干渉させて、電気信号に変換することで、コヒーレント検波を行う。コヒーレント検波は、強い偏波依存性を有する。このため、１台の偏波受信器では、局発光と同一の偏波状態の光信号しか受信することができない。そこで、光受信器１００は、受信信号を入力する部分に２つの偏波分離器１０１、１０５を設け、受信信号を、２つの直交偏波成分（Ｘ成分、Ｙ成分）に分離する。かかる構成を採ることにより、１つの光信号の受信に際して２台の受信器１０２、１０３が必要となるが、光受信器１００は、信号光を偏波多重し、情報伝送量を２倍にすることにより、偏波成分の分離に伴う伝送速度の低下を補うことができる。

偏波分離器１０１は、１１２Ｇｂｐｓで入力された光信号Ｐ１を２つの直交偏波成分に分離する。Ｘ偏波受信器１０２は、光９０度ハイブリッド器１０２ａと２個のバランス型フォトダイオード１０２ｂ、１０２ｃとを有する。光９０度ハイブリッド器１０２ａは、信号光と局発光光（ＬＤ光）とを入力する。光９０度ハイブリッド器１０２ａは、これらの光を互いに同相（Ｉ）及び逆相（Ｑ）で干渉させた１組の出力光Ｐ７、Ｐ８と、直交（９０度、Ｘ）及び逆直交（−９０度、Ｙ）で干渉させた１組の出力光Ｐ９、Ｐ１０との計４本の光を出力する。後段のバランス型フォトダイオード１０２ｂ、１０２ｃは、２組の上記出力光Ｐ７〜Ｐ１０を差動受信する。これにより、バランス型フォトダイオード１０２ｂ、１０２ｃは、信号光及び局発光光から不要な直流成分をキャンセルし、各光のビート成分のみを効率的に抽出することができる。バランス型フォトダイオード１０２ｂ、１０２ｃは、Ｘ偏波のＩＱ成分及びＹ偏波のＩＱ成分の計４つに分離された受信光信号Ｐ７〜Ｐ１０を電気信号Ｅ１、Ｅ２（電流）に変換する。

同様に、Ｙ偏波受信器１０３は、光９０度ハイブリッド器１０３ａと２個のバランス型フォトダイオード１０３ｂ、１０３ｃとを有する。Ｙ偏波受信器１０３の構成及び動作は、受信対象の偏波成分がＹ成分である点を除き、Ｘ偏波受信器１０２の構成及び動作と同様である。したがって、共通する構成要素には、末尾が同一の参照符号を用いると共に、その詳細な説明は省略する。

ＴＩＡ１０６ａ〜１０６ｄは、バランス型フォトダイオード１０２ｂ、１０２ｃ、１０３ｂ、１０３ｃからそれぞれ出力される電気信号Ｅ１〜Ｅ４を入力する。すなわち、ＴＩＡ１０６ａ、１０６ｂは、受信光信号Ｐ７、Ｐ８の同相干渉成分（Ｉ）と局発光信号Ｐ９、Ｐ１０の直交干渉成分（Ｑ）とを、２個のバランス型フォトダイオード１０２ｂ、１０２ｃからそれぞれ入力する。同様に、ＴＩＡ１０６ｃ、１０６ｄは、受信光信号Ｐ１１、Ｐ１２の同相干渉成分（Ｉ）と局発光信号Ｐ１３、Ｐ１４の直交干渉成分（Ｑ）とを、２個のバランス型フォトダイオード１０３ｂ、１０３ｃからそれぞれ入力する。ＴＩＡ１０６ａ〜１０６ｄは、入力された電気信号Ｅ１〜Ｅ４をインピーダンス変換して増幅し、電気信号Ｅ５〜Ｅ８として出力する。

ＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄは、ＴＩＡ１０６ａ〜１０６ｄから入力された電気信号Ｅ５〜Ｅ８を、予め設定された振幅値に制御する。ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄは、ＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄからの入力信号Ｅ９〜Ｅ１２の振幅を調整して出力する。ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄは、アナログ部分（Ｘ偏波受信器１０２、Ｙ偏波受信器１０３、ＴＩＡ１０６ａ〜１０６ｄ、ＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄ、及び高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄ等）の特性の不完全性に起因する、４つのレーン間のばらつきによる信号品質の劣化を個別に抑制して正規化する。

コンデンサ１０９ａ〜１０９ｄは、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄからそれぞれ入力される電気信号Ｅ１３〜Ｅ１６を静電容量により蓄えると共に放出する受動素子である。オフセット調整器１１０ａ〜１１０ｄは、制御回路１１３からの指示に基づき、ＤＣ（Direct Current）カットされた高速信号Ｅ１７〜Ｅ２０に対し、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄの入力範囲に収まる様にバイアスを与える。

高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄは、Ｘ偏波のＩＱ成分及びＹ偏波のＩＱ成分の計４つの電気信号Ｅ２１〜Ｅ２４を入力すると、各々の信号を高速にＡＤ変換し、デジタル信号に変換された信号Ｄ１〜Ｄ４を、後続するデジタル信号処理回路１１２に出力する。高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄは、受信信号の２倍以上のサンプリング周波数でアナログ信号Ｅ２１〜Ｅ２４を取り込み、デジタル信号Ｄ１〜Ｄ４に変換した後、デジタル信号処理回路１１２に出力する。

デジタル信号処理回路１１２は、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄから出力されるデジタル信号Ｄ１〜Ｄ４を入力すると、制御回路１１３からの指示に基づき、これらのデジタル信号Ｄ１〜Ｄ４に各種処理を施し、誤り訂正を行った後に、１００Ｇｂｐｓの情報信号Ｄ５として外部に出力する。デジタル信号処理回路１１２は、例えば、光源周波数オフセット補償、搬送波位相推定、波長分散補償、偏波モード分散補償等の処理を実行する。

制御回路１１３は、振幅調整用のＯＡ１０８ａ〜１０８ｄとＡＤ変換後のデジタル信号Ｄ１〜Ｄ４とを、２８Ｇｂｐｓ以上の高速信号の各レーン毎に常時監視し、各ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄにフィードバック制御を掛ける。すなわち、制御回路１１３は、ＡＤ変換後のデータをファーム処理により監視し、各高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄに固有のダイナミックレンジ内に入力信号Ｅ２１〜Ｅ２４の振幅を最適化する様に、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄに対するフィードバック制御を行う。これにより、デジタル信号処理回路１１２における、データ成分の抽出を可能とする。

次に、動作を説明する。図２は、実施例に係る光受信器１００の動作を説明するためのフローチャートである。光受信器１００の制御回路１１３は、光パワーＬＯＳ（Loss Of Signal）の解除に伴い、偏波分離器１０１に対する光受信信号の入力を検知すると（Ｓ１）、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄにおける信号振幅の値を高めの値に調整する（Ｓ２）。すなわち、制御回路１１３は、ＡＤ変換後のＲＭＳ（Root Mean Square）値を常時モニタリングし、信号振幅の値を、事前に設定された高めの振幅値にフィードバック制御する。高めの振幅値とは、デジタル信号処理回路１１２がライン同期を確立するのに必要なクロック成分を入力信号Ｄ１〜Ｄ４から抽出可能な振幅値であり、好適には、６００mVpp以上（例えば、７００mVpp程度）である。

Ｓ３では、制御回路１１３は、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄからデジタル信号処理回路１１２を経て入力されるフィードバック制御信号Ｆ１（図１参照）に基づき、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄにおいてライン同期が確立されたか否かの判定を行う。当該判定の結果、ライン同期が確立された場合（Ｓ３；Ｙｅｓ）、制御回路１１３は、フィードバック制御信号Ｆ２（図１参照）により、Ｓ２で高めに設定された振幅値の低下をＯＡ１０８ａ〜１０８ｄに指示する（Ｓ４）。これにより、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄにおける信号振幅の各値が、対応する高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄの入力レンジ内に収まった場合（Ｓ５；Ｙｅｓ）、制御回路１１３は、振幅の最適化が完了したものと判断し、信号疎通状態を維持する（Ｓ６）。

一方、Ｓ５において、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄにおける信号振幅の各値の中に、対応する高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄの入力レンジ内に収まらない振幅値が存在する場合（Ｓ５；Ｎｏ）には、再びＳ４に戻り、制御回路１１３は、上記振幅値を更に低下させる。振幅値の低下処理は、全てのＯＡ１０８ａ〜１０８ｄにおける信号振幅値が入力レンジ内に収まる（最適化される）まで繰り返し実行され、最適化の完了に伴って終了する。

なお、制御回路１１３は、上記振幅値の低下処理を、入力レンジを超えるレーン（例えば、１本）についてのみ個別に実行してもよいし、複数のレーン（例えば、２〜４本）に対して一律に実行してもよい。上記入力レンジの振幅値とは、デジタル信号処理回路１１２が処理対象のデータ成分を入力信号Ｄ１〜Ｄ４から抽出可能な振幅値であり、好適には、２００〜６００mVpp（例えば、３００〜５００mVpp程度）である。

上記Ｓ３において、振幅値を高めに設定したにも拘らず、依然としてライン同期が確立されない場合（Ｓ３；Ｎｏ）、制御回路１１３は、ライン同期が確立されるまで、Ｓ２で一旦設定された振幅値を徐々に増加させていく。すなわち、制御回路１１３は、振幅値を増加させる回数の上限値（例えば、１０回）をカウント値として予め保持し、増加回数（自然数Ｎ回）が当該カウント値に達するまで、振幅値を段階的に増加させていく（Ｓ７）。その結果、ライン同期が確立された場合（Ｓ３；Ｙｅｓ）には、制御回路１１３は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄにおける信号振幅の各値の低下を開始する（Ｓ４）。これに対して、ライン同期が確立されない間（Ｓ３；Ｎｏ）は、制御回路１１３は、振幅値の増加回数が上限のカウント値に到達する（Ｓ７；Ｙｅｓ）まで、振幅値を増加させる（Ｓ７；Ｎｏ、Ｓ２）。

なお、Ｓ２における振幅値の増加分に関し、初期設定値が６００mVppである場合、制御回路１１３は、例えば１０〜２０mVpp程度の幅で振幅値を増加させる。また、振幅値の１回当たりの増加分は、必ずしも毎回一定である必要はない。例えば、制御回路１１３は、前半の５回は２０mVppずつ振幅値を増加させて、その後の５回は１０mVppずつ振幅値を増加させるものとしてもよい。また、同期確立のために振幅値を増加させるか否かの判断指標となる上限値は、必ずしも回数（例えば、１０回）により設定する必要はなく、振幅値自体に基づいて設定するものとしてもよい。かかる態様では、上記カウント値として、例えば８００mVppの上限値が設定され、Ｓ７では、現時点での振幅値と当該上限値とが比較される。

続いて、図３〜図７Ｂを参照しながら、クロック成分を抽出する手法を説明する。併せて、光受信器１００が、デジタル信号処理回路１１２に入力される信号の振幅を高くすることで、クロック成分の抽出が容易になり、同期確立までの特性が向上する理由について説明する。

図３は、実施例に係るＣＤＲ（Clock Data Recovery）回路２００の構成を示す図である。図３に示す様に、ＣＤＲ回路２００は、バッファ２０１とＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路２０２とデータ復号回路（DECoder）２０３とを有して構成される。更に、ＰＬＬ回路２０２は、位相検出器（ＰＤ：Phase Detector）２０２ａとＬＰＦ（Low Pass Filter）２０２ｂとＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０２ｃとを有する。これら各構成部分は、一方向又は双方向に、信号の入出力が可能なように接続されている。

１００Ｇｂｐｓ程度の高速光伝送では、伝送されるデジタル信号中にクロック成分が含まれる。ＣＤＲ回路２００は、データ成分にクロック成分が重畳されている伝送路上の信号を受信し、デジタル信号を、クロック成分とデータ成分とに分離する機能を有し、光受信器１００のデジタル信号処理回路１１２により実現される。特に、デジタルコヒーレント通信では、ＣＤＲ回路２００は、送信器側でエンコード（ＦＥＣ（Forward Error Correction）符号化や誤り訂正等）された例えば４本のシリアル信号から、クロック成分を抽出する。このクロック成分は、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄにおいて、サンプリングクロックとして用いられる。

受信側のデジタル信号処理回路１１２では、クロック、データの双方の成分を復号する必要がある。このため、ＰＬＬ回路２０２に入力されるクロック成分及びデータ成分は、図３に示す様に、まずバッファ２０１を通過し、２つのパスに分岐される。一方のパスを通って伝送されるデジタル信号Ｄ６は、クロック成分を抽出するＰＬＬ回路２０２に入力され、他方のパスを通って伝送されるデジタル信号Ｄ９は、データ成分を生成するデータ復号回路２０３に入力される。位相検出器２０２ａは、２つのデジタル信号Ｄ６、Ｄ７を入力し、これらの信号間の位相差に応じたデジタル信号Ｄ８を出力する。位相検出器２０２ａは、例えば、２つの入力信号Ｄ６、Ｄ７の位相差が９０度の時に出力電圧が０Ｖとなる様なデジタル信号Ｄ８を生成し、後段のＬＰＦ２０２ｂに出力する。

次に、ミキサ型の位相検出器を例に採り、位相検出器２０２ａの動作を説明する。図４は、実施例に係る位相検出器２０２ａの動作を説明するための図である。図４に示す様に、正弦波のデジタル信号Ｄ６は、ＲＦ（Radio Frequency）ポートを介してミキサ型の位相検出器２０２ａに入力される。同様に、矩形波のデジタル信号Ｄ７は、ＬＯ（Local Oscillator）ポートを介してミキサ型の位相検出器２０２ａに入力される。異なる波形を有するデジタル信号Ｄ６、Ｄ７は、合波された後、ミキサの出力信号Ｄ８として、ＩＦ（Intermediate Frequency）ポート経由で、ＬＰＦ２０２ｂに入力される。デジタル信号Ｄ８は、ＬＰＦ２０２ｂにより、正の直流電圧となり、デジタル信号Ｄ１０として出力される。

図５Ａは、実施例に係る位相検出器２０２ａに入力される２つの信号の波形の一例を示す図である。図５Ａでは、ｘ軸に時間（単位は秒）が規定されると共に、ｙ軸には入力信号電圧（単位はＶ）が規定されている。図５Ａに示す様に、上述のデジタル信号Ｄ６は、振幅０．５Ｖ、波長１０ｎｓの正弦波を描き、上述のデジタル信号Ｄ７は、デジタル信号Ｄ６と同一の位相、振幅、及び波長を有する矩形波を描く。したがって、これらのデジタル信号Ｄ６、Ｄ７が位相検出器２０２ａにて合波されると、図５Ｂに示す様な波形が生成される。図５Ｂは、実施例に係る位相検出器２０２ａから出力される信号の波形の一例を示す図である。図５Ｂに示す様に、上述のデジタル信号Ｄ８は、ＬＰＦ２０２ｂを経由すると、高周波成分が除去され、正の直流電圧Ｖ_ｏｐを有するデジタル信号Ｄ１０として、ＬＰＦ２０２ｂから出力される。

ＬＰＦ２０２ｂからの上記出力電圧Ｖ_ｏｐが、ＶＣＯ２０２ｃに対する制御電圧となる。したがって、デジタル信号Ｄ６（図１に示したデジタル信号Ｄ１〜Ｄ４に相当）の振幅が小さいと、電圧Ｖ_ｏｐすなわちＶＣＯ２０２ｃ制御電圧も小さくなり、その結果、ＶＣＯ２０２ｃの追従可能なクロック速度が低下する。同時に、デジタル信号Ｄ６の振幅が減少するに連れて、Ｔ_ｒ／Ｔ_ｆの値も小さく（傾斜が緩やかに）なり、ノイズ等の影響を受け易くなる。その結果、ジッタ性能が劣化する。つまり、デジタル信号処理回路１１２への入力信号の振幅の減少に伴い、デジタル信号に含まれるクロック成分とデータ成分との間の同期確立は困難となる。尚且つ、デジタル信号Ｄ６の伝送速度は、２８Ｇｂｐｓ程度と高速である。このため、光受信器１００には、より広い周波数帯域に対応した装置設計が求められる。そこで、光受信器１００は、同期が確立されるまでは、デジタル信号Ｄ６の振幅値を高くしてＴ_ｒ／Ｔ_ｆの値を上昇させる。これにより、ノイズ等の影響を抑制し、ＶＣＯ２０２ｃによる追従の可能な速度を高める。その結果、クロック成分の抽出が容易となる。

図６は、実施例に係るデジタルコヒーレント受信部の構成を示す図である。図６に示す様に、位相シフタ２０３ｃは、ＰＬＬ回路２０２にて同期の確立されたＶＣＯ２０２ｃからの出力クロック信号を、４つの位相（０°、９０°、１８０°、２７０°）にずらす。４位相サンプラ２０３ｂは、バッファ２０３ａから入力されたデータを、位相シフタ２０３ｃによりずらされた各々のクロック位相にシフトさせる。４位相サンプラ２０３ｂにより４つの位相にシフトされたデータはそれぞれ、高速ＡＤＣ２０３ｄ−１、２０３ｄ−２、２０３ｄ−３、２０３ｄ−４にてＡＤ変換された後、デジタル信号として、ＦＥＣフレーム同期検出回路２０３ｆに出力される。ＦＥＣフレーム同期検出回路２０３ｆは、このデジタル信号から、ＦＥＣフレームのプリアンブルパターン（F6 F6 F6 28 28 28）を検出する。

ＦＥＣフレーム同期検出回路２０３ｆは、データの変化点に近い位相のデータからはＦＥＣフレームを検出することができないため、後段のデジタル信号処理回路２０３ｇにおいて、データの変化点の中点に最も近いクロックを選択する。デジタル信号処理回路２０３ｇによるこの動作を「同期確立」と定義する。かかる動作により、データ復号回路（ＤＥＣ）２０３、２０４、２０５、２０６にそれぞれ入力されたＸＩ入力信号Ｘ１、ＸＱ入力信号Ｘ２、ＹＩ入力信号Ｙ１、ＹＱ入力信号Ｙ２は、クロック成分とデータ成分との同期が確立された後、ＸＩ出力信号Ｘ３、ＸＱ出力信号Ｘ４、ＹＩ出力信号Ｙ３、ＹＱ出力信号Ｙ４として外部に出力される。

図７Ａは、入力振幅が小さい場合における同期確立の方法を説明するための図である。これに対して、図７Ｂは、入力振幅が大きい場合における同期確立の方法を説明するための図である。図７Ａ及び図７Ｂでは、ｘ軸方向（時間方向）に入力信号の位相が規定され、ｙ軸方向に入力信号の電圧が規定されている。図７Ａに示す様に、入力振幅が小さい場合、デジタル信号処理回路２０３ｇは、データの変化点Ｚ１、Ｚ２に近い位相である０°、２７０°（図７Ａの破線）をデータ変化点の位相と判断する。そして、デジタル信号処理回路２０３ｇは、これらの間に位置する９０°、１８０°（図７Ａの実線）の何れかの位相を、同期の確立に使用するクロックとしてサンプリングする。このため、入力信号の波長や周波数によっては、最適な位相が定まらず、必ずしも同期確立に最適なポイントのクロックが選択されない場合がある。

これに対して、図７Ｂに示す様に、入力振幅が大きい場合、データの変化点Ｚ３、Ｚ４の中点Ｚ５に最も近い位相は、１８０°（図７Ｂの実線）の位相に容易に特定される。このため、デジタル信号処理回路２０３ｇは、４つの位相の中から、同期の確立に最適なポイントとなるクロック位相を、正確に選択することができる。すなわち、同期確立のためのサンプリング処理が簡易かつ迅速に実現される。上述した理由により、光受信器１００は、入力振幅が大きい程、デジタル信号からクロック成分を抽出し易くなり、同期の確立が容易となる。

以上説明した様に、光受信器１００は、コヒーレント光を受信する。光受信器１００は、コヒーレント光を受信する。光受信器１００は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄとデジタル信号処理回路１１２と制御回路１１３とを有する。ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄは、入力信号の振幅を調整して出力する。デジタル信号処理回路１１２は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄから出力されたアナログ信号を用いて生成されたデジタル信号を入力すると共に、該デジタル信号からクロック成分を抽出し、該クロック成分とデータ成分との同期を確立した後、上記デジタル信号から上記データ成分を抽出及び処理する。制御回路１１３は、上記デジタル信号による同期の確立前は、上記アナログ信号の振幅を第１の振幅（例えば、７００mVpp程度の大きい振幅）に設定し、上記同期の確立後は、該設定後の振幅を、上記第１の振幅より小さい第２の振幅（例えば、４００mVpp程度の小さい振幅）に変更する。

光受信器１００において、上記第１の振幅は、デジタル信号処理回路１１２が、上記デジタル信号を用いて、上記クロック成分と上記データ成分との間に同期を確立可能な振幅値以上の振幅である。また、上記第２の振幅は、デジタル信号処理回路１１２が、上記デジタル信号から上記データ成分を抽出可能な範囲内の振幅（最適化された振幅）である。更に、制御回路１１３は、上記同期の確立後、上記第２の振幅を、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄに印加される制御電圧に対する、出力信号の振幅の利得（ゲイン）特性において線形を有する範囲内の振幅に制限するものとしてもよい。

すなわち、光受信器１００は、コヒーレント受信される電気信号に対して、同期の確立までは振幅を高い値とし、同期確立後は、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄの入力レンジに合わせて振幅を減少させる。更に、光受信器１００は、同期の確立後に、各レーンの信号振幅をフィードバック制御することで、電気信号の振幅を常に最適化する。より具体的には、光受信器１００は、同期が確立されるまでは、入力信号のゲインを大きくし、同期確立の安定性を向上する一方、同期確立後は、ＡＤ変換されたデジタル値を常時監視することで、アナログ入力信号のゲインを入力ダイナミックレンジ内に最適化するためのフィードバック制御を行う。その際、光受信器１００は、同期確立後のゲイン調整において、波形歪みの生じ易い非線形範囲を使用しない様に制御することで、データ復号時のエラーを減少させ、信号伝送品質の向上を可能とする。

また、実施例では、光受信器１００は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄをＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄと別体に構成する。これにより、光受信器１００は、ＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄにＯＡの機能を包含させる場合と比較して、コンデンサ１０９ａ〜１０９ｄとオフセット調整器１１０ａ〜１１０ｄとの間の信号のばらつきを抑制し、入力される光信号の変動に柔軟かつ容易に対応することができる。

より具体的には、光コヒーレント伝送では、クロック抽出時に最適な信号振幅の値と、データ疎通時に最適な信号振幅の値とが異なる。すなわち、従来のＮＲＺ（Non Return to Zero）強度変調の場合、光受信器は、入力信号振幅を大きくしてＴ_ｒ／Ｔ_ｆを急振させることで、クロック成分の抽出が容易となり、疎通状態での回線品質も向上する。これに対して、光コヒーレント伝送では、光受信器１００は、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄの入力レンジに信号振幅が収まる様に、光受信ＦＥ（Front End）モジュールの出力振幅値を低めに設定する。この場合、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄの後段に設けられたデジタル信号処理回路１１２では、入力信号から抽出されるクロック成分の利得が低下する。これにより、データ成分とクロック成分とが同期しない、あるいは、同期の確立までに長い時間を要する、といった不都合が生じることとなる。

そこで、本実施例に係る光受信器１００は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄと制御回路１１３とにより、データとクロックとの間にライン同期が確立されるまでは、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄへの入力信号の振幅を高い値に設定する。そして、ライン同期の確立後は、光受信器１００は、上記振幅をＡＤＣダイナミックレンジ内に最適化する。ライン同期確立前の効果として、仮に高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄへの入力信号（正弦波）が飽和しても、光受信器１００は、内部ＰＬＬ（Phase Locked Loop）のライン同期確立に際して、入力振幅を上げることで、入力信号からクロック成分を抽出する際の利得を増加させることができる。これにより、ライン同期の確率は上昇する。更に、ライン同期確立後の効果としては、光受信器１００は、データ成分を容易に抽出することが可能となる。

同期確立後の振幅制御に関し、光受信器１００は、多様なフィードバック制御の態様を採ることができる。

例えば、光コヒーレント伝送で使用されている既存の光受信ＦＥモジュールには、ＡＧＣ回路を内蔵するものもあるが、通常、これらの光受信ＦＥモジュールは、光入力パワーへの依存度が大きいため、出力振幅が一定でないものもある。特に、バランス型フォトダイオード１０２ｂ、１０２ｃ、１０３ｂ、１０３ｃから高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄまでのアナログ部分においては、光入力パワーの変動、温度変化、経年劣化等の各種要因により、高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄへの入力振幅が最適範囲から外れることがある。これに伴い、光伝送品質が劣化するという課題も生じ得る。

かかる課題に対応するため、光受信器１００の制御回路１１３は、同期確立後の振幅を制御する際、ＡＤ変換後のＲＭＳ値の監視結果に基づき、フィードバック制御する方式を採ることもできる。あるいは、制御回路１１３は、デジタル信号処理回路１１２からの入力信号Ｆ１のエラー数に基づき、フィードバック制御する方式を採ることもできる。すなわち、光受信器１００は、同期確立後の信号疎通状態において、デジタル信号処理回路１１２内のＲＭＳ値またはエラー数を、制御回路１１３にて常時監視することで、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄからの出力信号Ｅ１３〜Ｅ１６の振幅をＡＤＣダイナミックレンジ内に常に最適化する。これにより、エラーレートが低下し、信号品質が向上する。すなわち、光受信器１００は、内部クロックのライン同期確立後は、入力振幅をＡＤＣ入力のダイナミックレンジ内に最適化して、波形歪による信号劣化を防ぐことにより、より高い透過性を実現する。併せて、光受信器１００は、制御回路１１３により、光入力パワーの変動、温度変化、経年劣化等に起因する出力データ特性のばらつきを監視し、該監視結果を基に、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄにフィードバック制御をかける。これにより、常に最適な入力振幅が維持される。その結果、光信号品質の劣化が未然に防止される。

また、光受信器１００による光コヒーレント伝送では、２つの偏波のＩＱ成分に対応する計４つの電気信号が、偏波受信器１０２、１０３とデジタル信号処理回路１１２とを結ぶ、異なる４つのレーンに分かれて伝送される。このため、特にアナログ部分のレーン間の特性にばらつきが生じ、このばらつきが振幅のばらつきに派生することが懸念される。各レーン間の振幅のばらつきは、伝送品質の劣化の要因となる。そこで、光受信器１００は、全てのレーンに対し、各々、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄを配設する。これにより、制御回路１１３は、同期確立後の振幅を制御する際、４つの各レーンに対して個別のフィードバック制御を施すことができる。したがって、制御回路１１３は、レーン間に生じる特性及び振幅のばらつきを軽減または解消することができる。その結果、エラーレートが低下し、信号品質が向上する。すなわち、光受信器１００は、４つのレーンの入力振幅を個別に調整することで、レーン間のアナログ部分に生じるばらつきを無くし、後段のデジタル信号処理回路１１２の実行する波長分散補償や偏波モード分散補償における透過性の向上を可能とする。

更に、光コヒーレント伝送では、フォトダイオードからＡＤＣまでのアナログ部分において、良好な線形性を保つことが重要である。図８は、実施例に係る光受信器１００のＯＡ１０８ａ〜１０８ｄの利得特性の一例を示す図である。図８では、ｘ軸には、各ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄに印加される電圧がＯＡ制御電圧（単位はＶ）として規定されると共に、ｙ軸には、各ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄから出力される電気信号の振幅値がＯＡ出力振幅（単位はmVpp）として規定されている。図８に示す様に、ＯＡ出力振幅の値は、ＯＡ制御電圧の増加に伴って増加するが、その増加幅（傾き）はＯＡ制御電圧の値によって異なり、増加の過程において線形範囲と非線形範囲とが混在する。

特に、振幅調整用の高速オペアンプは、出力レベルの範囲が予め決まっており、制御電圧の低い範囲（例えば、０〜１．０Ｖ）及び高い範囲（例えば、１．８Ｖ以上）において、非線形な部分を有する。図８においては、ＯＡ制御電圧がＶ_１以下の低い範囲に非線形範囲Ｒ１が存在する一方、ＯＡ制御電圧がＶ_２以上の高い範囲にも非線形範囲Ｒ３が存在する。そして、ＯＡ制御電圧がＶ_１〜Ｖ_２の間（約１．０〜１．８Ｖ）に、出力振幅の線形範囲Ｒ２（約２００〜７００mVpp）が存在している。したがって、光受信器１００の高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄにおいては、同期確立のために出力振幅値を高い値（例えば、７００mVpp以上）に設定すると、入力信号がクリップ（飽和）する可能性がある。反対に、最適化に際して出力振幅値を低い値（例えば、２００mVpp以下）に設定すると、量子化ノイズが増加し、信号品質が劣化するという問題が発生する。すなわち、振幅を上げ過ぎると波形が歪み、下げ過ぎるとノイズの影響を受け易く、周波数帯域が延びなくなる。

そこで、上記問題に対応するため、光受信器１００は、同期確立後の振幅を制御する際、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄ等のアナログ部品の利得を考慮し、ＯＡ特性の良好な範囲（例えば、約２００〜７００mVpp、より好適には約３００〜５００mVpp）に出力振幅値を制限するフィードバック制御方式を採るものとしてもよい。換言すれば、制御回路１１３は、同期確立後の信号疎通状態において、図８に示した線形範囲Ｒ２、及び高速ＡＤＣ１１１ａ〜１１１ｄの高いレンジ（最上位ビット（ＭＳＢ：Most Significant Bit）側）を有効に活用する様に、フィードバック制御する。これにより、光受信器１００は、アナログ部品の非線形範囲を使用しない様に、出力振幅値に制限をかけることができる。これにより、波形歪が抑制され、エラーレートが低下する。その結果、光信号品質が向上する。

また、光受信器１００において、上述したフィードバック制御は、ファーム（Firm）処理によって実行される。このため、ファームウェアの制御負荷が増大し、受信器全体におけるファーム処理の量によっては、既存機能の劣化といった問題が想定される。そこで、光受信器１００の制御回路１１３は、光の出力特性の安定性に鑑み、同期確立後の振幅を制御する際、リアルタイムでの制御を行わず、所定時間（例えば、１〜１００μｓ）監視後に、監視結果に基づき一括してフィードバック制御を行う方式を採ることもできる。これにより、制御回路１１３によるファーム処理の量は減少する。その結果、光受信器１００の処理負荷が低減される。

（変形例）
上述した実施例は、以下に説明する様な変形態様を採ることもできる。すなわち、上記実施例では、光受信器１００は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄを、ＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄとは別体の独立した構成部分としたが、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄの機能をＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄに包含させるものとしてもよい。図９は、変形例に係る光受信器１００の構成を示す図である。図９に示す様に、変形例に係る光受信器１００の構成は、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄを有さない点を除き、図１に示した光受信器１００の構成と同様である。したがって、共通する構成要素には、同一の参照符号を用いると共に、その詳細な説明は省略する。ＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄは、ＴＩＡ１０６ａ〜１０６ｄから入力された電気信号Ｅ５〜Ｅ８を、予め設定された振幅値に制御すると共に、電気信号Ｅ５〜Ｅ８の振幅を調整し、調整後の電気信号Ｅ９〜Ｅ１２を、後段のコンデンサ１０９ａ〜１０９ｄにそれぞれ出力する。電気信号Ｅ５〜Ｅ８の振幅は、フィードバック制御信号Ｆ２に基づくフィードバック制御により調整される。

上記実施例では、上述したフィードバック制御は、光受信器１００が振幅調整用のＯＡ１０８ａ〜１０８ｄを４本の各レーンに設けることで実施されることから、アナログ回路が増加し、これに伴い、実装面積も増大する。そこで、上記変形例では、光受信器１００は、上述したフィードバック制御において、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄではなく、ＡＧＣ１０７ａ〜１０７ｄにより、ＯＡ１０８ａ〜１０８ｄと同様の振幅調整を行う。これにより、回路規模が縮小され、実装面積も減少する。その結果、光受信器１００の小型化が可能となる。また、消費電力の節減が可能となる。

なお、上記説明では、方式の異なるフィードバック制御について個別に説明した。しかしながら、１台の光受信器１００が、上述した複数のフィードバック制御の機能を併せもつものとしてもよい。また、併有する方式の数についても、２つに限らず、３つ以上の組合せ等、任意の形態を採ることが可能である。更には、変形例に係る光受信器１００に対して、上述した各種フィードバック制御方式を適用することも勿論可能である。例えば、光受信器１００は、ＡＤ変換後のＲＭＳ値に基づくフィードバック制御の機能を、並列する４つのレーンに個別に適用するものとしてもよい。また、光受信器１００は、エラー数に基づくフィードバック制御と、所定時間監視後の一括したフィードバック制御とを組み合わせてもよい。更に、変形例に係る光受信器１００が、出力信号の振幅値を線形範囲内に制限する方式のフィードバック制御を行うものとしてもよい。

１００ 光受信器
１０１ 偏波分離器
１０２ Ｘ偏波受信器
１０２ａ 光９０度ハイブリッド器
１０２ｂ、１０２ｃ バランス型フォトダイオード
１０３ Ｙ偏波受信器
１０３ａ 光９０度ハイブリッド器
１０３ｂ、１０３ｃ バランス型フォトダイオード
１０４ ＬＤ
１０５ 偏波分離器
１０６ａ〜１０６ｄ ＴＩＡ
１０７ａ〜１０７ｄ ＡＧＣ
１０８ａ〜１０８ｄ ＯＡ
１０９ａ〜１０９ｄ コンデンサ
１１０ａ〜１１０ｄ オフセット調整器
１１１ａ〜１１１ｄ 高速ＡＤＣ
１１２ デジタル信号処理回路
１１３ 制御回路
２００ ＣＤＲ回路
２０１ バッファ
２０２ ＰＬＬ回路
２０２ａ 位相検出器（ミキサ）
２０２ｂ ＬＰＦ
２０２ｃ ＶＣＯ
２０２ｄ セレクタ
２０３、２０４、２０５、２０６ データ復号回路（ＤＥＣ）
２０３ａ バッファ
２０３ｂ ４位相サンプラ
２０３ｃ 位相シフタ
２０３ｄ−１、２０３ｄ−２、２０３ｄ−３、２０３ｄ−４ 高速ＡＤＣ
２０３ｅ ＡＤＣサンプリングクロック選択回路
２０３ｆ ＦＥＣフレーム同期検出回路
２０３ｇ デジタル信号処理回路
Ｄ１〜Ｄ４、Ｄ６〜Ｄ１０ 電気信号（デジタル信号）
Ｄ５ 情報信号（デジタル信号）
Ｅ１〜Ｅ２８ 電気信号（アナログ信号）
Ｆ１、Ｆ２ フィードバック制御信号
Ｐ１〜Ｐ１４ 光信号
Ｒ１、Ｒ３ ＯＡ出力振幅の非線形範囲
Ｒ２ ＯＡ出力振幅の線形範囲
Ｖ_１ 線形範囲の開始するＯＡ制御電圧
Ｖ_２ 線形範囲の終了するＯＡ制御電圧
Ｖ_ＩＨ、Ｖ_ＩＬ デジタル信号処理回路への入力電圧
Ｖ_ｏｐ ＬＰＦからの出力電圧
Ｘ１ ＸＩ入力信号
Ｘ２ ＸＱ入力信号
Ｘ３ ＸＩ出力信号
Ｘ４ ＸＱ出力信号
Ｙ１ ＹＩ入力信号
Ｙ２ ＹＱ入力信号
Ｙ３ ＹＩ出力信号
Ｙ４ ＹＱ出力信号
Ｚ１〜Ｚ４ データ変化点
Ｚ５ データ変化点の中点

Claims (5)

1. コヒーレント光を受信する光受信器において、
   入力信号の振幅を調整して出力する振幅調整回路と、
   前記振幅調整回路から出力されたアナログ信号を用いて生成されたデジタル信号を入力すると共に、該デジタル信号からクロック成分を抽出し、該クロック成分とデータ成分との同期を確立した後、前記デジタル信号から前記データ成分を抽出及び処理する信号処理回路と、
   前記デジタル信号による同期の確立前は、前記アナログ信号の振幅を第１の振幅に設定し、前記同期の確立後は、該設定後の振幅を、前記第１の振幅より小さい第２の振幅に変更する制御回路と
   を有することを特徴とする光受信器。
2. 前記第１の振幅は、前記信号処理回路が、前記デジタル信号を用いて、前記クロック成分と前記データ成分との間に同期を確立可能な振幅値以上の振幅であることを特徴とする請求項１に記載の光受信器。
3. 前記第２の振幅は、前記信号処理回路が、前記デジタル信号から前記データ成分を抽出可能な範囲内の振幅であることを特徴とする請求項１に記載の光受信器。
4. 前記制御回路は、前記同期の確立後、前記第２の振幅を、前記振幅調整回路に印加される制御電圧に対する出力振幅の利得特性において線形を有する範囲内の振幅に制限することを特徴とする請求項１に記載の光受信器。
5. コヒーレント光を受信する光受信器が、
   入力信号の振幅を調整して出力し、
   出力されたアナログ信号を用いて生成されたデジタル信号を入力すると共に、該デジタル信号からクロック成分を抽出し、該クロック成分とデータ成分との同期を確立した後、前記デジタル信号から前記データ成分を抽出及び処理し、
   前記デジタル信号による同期の確立前は、前記アナログ信号の振幅を第１の振幅に設定し、前記同期の確立後は、該設定後の振幅を、前記第１の振幅より小さい第２の振幅に変更する
   ことを特徴とする光受信方法。

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