JP2001281611A

JP2001281611A - 光送信器

Info

Publication number: JP2001281611A
Application number: JP2000159191A
Authority: JP
Inventors: Tazuko Tomioka; 多寿子富岡
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2000-03-31
Publication date: 2001-10-10
Anticipated expiration: 2020-03-31
Also published as: JP3557153B2

Abstract

(57)【要約】【課題】偏波依存性のある光変調器を光源から離して
設置し、光源を偏波スクランブルすることで偏波依存性
を回避するシステムで、偏波スクランブルによる過剰損
失が伝送性能の劣化を引き起こす。【解決手段】光変調器のバイアス点ＳＮＲが改善でき
る点に下げる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はアナログ信号を外部
光変調器を用いて光信号に変換する光送信器に関する。

【０００２】

【従来の技術】アナログ信号を光信号に変換して光ファ
イバ伝送する場合、アナログ信号の中心周波数が高い場
合など様々なケースで光源のレーザと外部光変調器を組
み合わせて光送信器として用いる場合がある。

【０００３】外部光変調器としてマッハ・ツェンダー型
光変調器（ＭＺ変調器）を用いる場合、その入力電圧対
光透過率の関係は図１４のように正弦波状となってい
る。このように非線形な入出力特性を有する光変調器に
アナログ信号で変調をかける場合は、通常、出力信号の
歪が極力小さくなるよう、入出力特性のうち線形性が最
も良いところを使用する。

【０００４】なお、光通信の分野でアナログ信号とはベ
ースバンドデジタル信号以外の信号であり、例えば、デ
ジタル信号で特定の周波数に変調をかけた無線信号のよ
うな帯域信号もアナログ信号に分類される。

【０００５】光通信で発生する雑音には、（ａ）光受信
器の熱雑音、（ｂ）光信号がフォトダイオードで受信さ
れるときに発生するショット雑音、（ｃ）光源の相対強
度雑音（ＲＩＮ）、（ｄ）光増幅器の自然放出光雑音
（ＡＳＥ）、の４種類がある。（ｄ）に関しては光増幅
器を使用しない場合には発生しない。（ａ）の大きさは
光受信器の性能によって決まり、通常、入力される光信
号には依存しない。しかし、（ｂ），（ｃ）は受信器に
入力する光信号の平均パワーが大きいほど、受信端で大
きい量が検出される。したがって、受信端での雑音量の
みを考慮する場合、光受信器へ入力する平均光パワーが
小さいほど雑音は少なくなるが、通常、平均光入力パワ
ーを小さくすると情報の乗った信号の大きさも比例して
小さくなるため、大抵の場合、信号対雑音比（ＳＮＲ）
は改善しない。一般的な光通信であるベースバンドデジ
タル信号による光通信の場合は、図１５（ａ）のように
信号"０"に対しては、光がほとんど無い状態となる。し
たがって、受信器入力光平均パワーが減少すると、光電
変換後の信号パワーは光平均パワーの２乗に比例して減
少する。一方光電変換後の雑音パワーは（ａ）は入力光
パワーに依存せず、（ｂ）は入力光平均パワーに比例、
（ｃ）は入力光平均パワーの２乗に比例する。（（ｄ）
に関しては光増幅器への入力パワーや、光増幅器後の損
失等に複雑に関連し、光増幅器が挿入されているシステ
ムでは同様の扱いでの議論が不可能であるため、（課題
を解決するための手段）以降で、異なるシステムとして
新たに検討した結果を示す。）したがって、ベースバ
ンドデジタル信号では、受信器入力平均光パワーが下が
るとＳＮＲは劣化する。

【０００６】しかし、アナログ信号を光伝送する場合は
図１５（ｂ）のように、信号の最も低いレベルでもある
程度光がある状態で使用することが多い。光パワー平均
レベルＰａに対して信号の振幅Ａの比であるＡ／Ｐａを
光変調度（ＯＭＩ）と言う。ＯＭＩが１（１００％）で
あるならば、ベースバンドデジタルと同様に光平均パワ
ーを減らすとＳＮＲは劣化する。

【０００７】ＯＭＩが１００％より小さい状態では、単
純には、ＯＭＩを上げることによって信号強度を増やす
ことができる。しかしながら、ＯＭＩが１００％未満に
制限されているのは、ＯＭＩ、すなわち、外部光変調器
に印加する信号レベルを上げると歪が増加するためであ
る。したがって、受信器入力光パワーを下げて（ｂ），
（ｃ）の雑音を減らし、ＯＭＩを上げて光パワー低下に
ともなう信号強度の減少を補うといったことはできなか
った。

【０００８】これに対し、ＩＥＥＥＰｈｏｔｏｎｉｃ
ｓＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＬｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏ
ｌ．５，Ｎｏ．７，ｐ７７９−７８２（１９９
３），Ｍ．Ｌ．Ｆａｒｗｅｌｌ他 “Ｉｎｃｒｅａｓｅ
ｄＬｉｎｅａｒＤｙｎａｍｉｃＲａｎｇｅｂｙ
ＬｏｗＢｉａｓｉｎｇｔｈｅＭａｃｈ−Ｚｅｈ
ｎｄｅｒＭｏｄｕｌａｔｏｒ" には、ＭＺ変調器の
バイアス点を図１４のａ点（変曲点、５０％）ではな
く、５％にバイアスした方が、ＯＭＩに対する３次歪量
が少ないことが記述されている。しかしこの文献では雑
音としてＲＩＮしか考慮していない。さらに実システム
では、（ａ）熱雑音はバイアスを下げても減少せず、
（ｂ）ショット雑音はバイアスを下げてもＲＩＮほど減
少しないため、５％より高い点にＳＮＲが最適となる点
がある。

【０００９】また、バイアスを下げることによって発生
する２次歪が、伝送品質に影響を与える。２次歪はバイ
アスを下げるほど大きくなるため、２次歪によって決定
されるバイアス電圧の下限が存在する。

【００１０】さらに、上述のように光増幅器がリンク中
に挿入されている場合は、雑音の扱い方が全く異なるた
め、別システムとして新たに検討する必要がある。

【００１１】さて、ＭＺ変調器は一般に偏光依存性が強
く、一般的には光源からの光の偏波が維持されないとこ
ろには配置しないが、富岡他「低速偏波スクランブルに
よるＲａｄｉｏｏｎＦｉｂｅｒ用光変調器のリモー
ト化」（１９９９年電子情報通信学会総合大会Ｂ−５−
２６９）のような方法で光源から離して設置することが
可能となる。このようにすると光源を安定な環境に設置
でき安定なシステム動作が得られるが、偏波スクランブ
ルすることによって約３ｄＢの過剰損失が発生し伝送品
質が劣化する。このようなシステムでは、他の部分で伝
送品質を向上させる必要がある。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、偏光依
存性のある外部光変調器を光源から離して設置し、光源
出力を偏波スクランブルすることで偏光依存性の影響を
回避する方法では、過剰損失の影響を抑圧するため、伝
送品質を向上させる必要がある。

【００１３】外部光変調器を使用したアナログ光伝送で
は、光受信器への入力光平均パワーを下げて受信端での
雑音を減少させ、同時にＯＭＩを上昇させることによっ
て信号の減少を補える可能性がある。この時の問題点は
ＯＭＩを上昇させることで歪が増加することであるが、
ＭＺ変調器ではバイアス点を下げることによってＯＭＩ
に対する歪量が減少するため、バイアス点を下げればこ
の問題は解決できる可能性がある。これまでに検討され
たことはあったが、雑音としてＲＩＮのみを考慮してい
たためバイアス５％の点が望ましいとの結果が出てお
り、実システムと異なる（実システムでは５％より高い
点がより望ましい）可能性があった。また、バイアスを
下げることによる２次歪の影響の検討はなされていなか
った。

【００１４】そこで、本発明では、実システムにおいて
有効なＳＮＲ改善効果が得られるバイアス点の範囲を決
定し、そのようなバイアス点で駆動される光送信器を提
供するものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】このような問題を解決す
るために、本願第１の発明では、偏波保持しない光ファ
イバを介して光源と接続されているマッハ・ツェンダー
型光変調器を用いてアナログ信号を送信する光送信器に
おいて、前記光源の直後に偏波スクランブラを挿入し、
時間平均がほぼ無偏光となるように偏波スクランブルさ
れた光を前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力し、
前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス
電圧Ｖ_ｂ１を、Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器
に入力する前記アナログ信号のパワー、Ｒを前記マッハ
・ツェンダー型光変調器の入力インピーダンス、Ｖ_πを
前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ_０
を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極小透過率を与
える電圧、ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオ
ードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相
対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ _０を前記光源の光出力パワー、
Ｌ_ＬＮを前記偏波スクランブラの損失と前記偏波保持し
ない光ファイバの損失と前記マッハ・ツェンダー型光変
調器の過剰光損失と前記偏波スクランブルされた光が前
記マッハ・ツェンダー型光変調器を通過することで発生
する損失の合計とし、Ｌを前記光送信器と前記光受信器
間のリンク損失、ｉ_ｔｈを前記光受信器の入力換算雑音
電流とし、

【数７】上記（Ａ）式で定まる値を目標値として制御することを
特徴とする光送信器を提供する。

【００１６】本願第１の発明によれば、ＭＺ変調器のバ
イアス点を変曲点より下げることによって、偏波スクラ
ンブルによる過剰損失の影響を改善する。

【００１７】ＭＺ変調器へのアナログ信号の入力パワー
を不変とし、バイアス電圧を変化させると光受信後のＳ
ＮＲは一例として図２のように変化する。ピークが変曲
点より低いバイアス側に存在する。これは、変曲点から
バイアスを下げていくと、ある点までは、バイアス点を
下げることによる雑音の減少分の方が、信号の減少分よ
り大きいためである。

【００１８】ピークの位置は下記の様に求めた。ＳＮＲ
の式を導出し、これをバイアス電圧で微分して、微分値
が０になる点より求めた。

【００１９】ｅは電気素量、ηは光受信器フォトダイオ
ードの光電変換効率、ＲＩＮは光送信器光源の相対強度
雑音（ｄＢ）、Ｐ_０は光源の光出力パワー、Ｌ_ＬＮはＭ
Ｚ変調器の過剰光損失と偏波スクランブラの損失と偏波
保持しない光ファイバの損失と偏波スクランブルされた
光がＭＺ変調器を通過することで発生する損失の合計と
し、Ｌは光送信器と光受信器間のリンク損失、ｉ_ｔｈは
光受信器の入力換算雑音電流とする。光受信後の雑音
は、主に受信器の熱雑音、ショット雑音、光源のＲＩＮ
の３つからなり、そのパワーは

【外１】である。ｃをバイアス電圧の単位に換算し、ＭＺ変調器
の正弦波状の入出力特性の極小値によって与えられるオ
フセット電圧（Ｖ_０）を加えると、請求項１の（Ａ）式
の右辺が得られる。

【００２０】したがってＳＮＲのピークを与えるバイア
ス点に設定することよってよりよい条件で使用すること
が可能となる。

【００２１】本願第２の発明では、マッハ・ツェンダー
型光変調器を用いてアナログ信号を送信する光送信器に
おいて、前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加する
バイアス電圧Ｖ_ｂ１を、Ｐを前記マッハ・ツェンダー型
光変調器に入力される前記アナログ信号のパワー、ｆ_ｂ
を前記アナログ信号の帯域幅、Δｆを前記マッハ・ツェ
ンダー型光変調器のバイアス制御ループのループ帯域、
Ｍ_ｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆ_ｃ
離調（ただしΔｆ_ｃ＜＜ｆ_ｂ）における帯域Δｆでの位
相雑音の要求仕様、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型光変
調器の入力インピーダンス、Ｖ_πを前記マッハ・ツェン
ダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ_０を前記マッハ・ツェ
ンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧とし、

【数８】上記（１）式で定まる下限と、ｅを電気素量、ηを光受
信器のフォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記
光送信器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ_０を前記光
源の光出力パワー、Ｌ _ＬＮを前記マッハ・ツェンダー型
光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信
器間のリンク損失、ｉ_ｔｈを前記光受信器の入力換算雑
音電流とし、Ｌ＝０．０１（２０ｄＢ）の場合に

【数９】上記（２）式で定まる上限との間のいずれかの値を目標
値として制御することを特徴とする光送信器を提供す
る。

【００２２】本願第２の発明によれば、ＭＺ変調器のバ
イアス点を変曲点より下げるときのＳＮＲの有効な改善
範囲を規定する。

【００２３】アナログ信号のうち、その帯域が１オクタ
ーブよりも小さいものに関しては、基本的には奇数次の
歪、特に次数の最も小さい３次歪のみ考慮すればよい。
ＭＺ変調器は入力アナログ信号のパワーが不変であれ
ば、３次歪に関してはバイアス点に全く依存しない。ま
た、バイアス電圧を下げていくとある程度の点までは光
変調度が大きくなるという特性を持っている。したがっ
て、バイアス電圧を下げても３次歪を気にせず伝送特性
を改善できる可能性がある。本願第１の発明は、雑音等
の特性まで考慮して、伝送特性改善効果のあるバイアス
点の有効な範囲を規定するものである。

【００２４】バイアス点の下限は下記のような理由で決
定される。ＭＺ変調器で現在実用性が最も高いものはニ
オブ酸リチウム（ＬＮ）基板上に製作されたものであ
る。ＬＮ−ＭＺ変調器は、制御を加えないと図１５で示
した入出力特性が横軸方向に時々刻々とドリフトする特
徴がある。特定の透過率を与える点にバイアスを固定し
たい場合には、その透過率を保つようにバイアス電圧を
フィードバック制御する。アナログ信号伝送の場合で
は、ＬＮ−ＭＺ変調器の平均出力光パワーを検出し、そ
れが一定となるように制御する方法が一般的である。

【００２５】ＭＺ変調器はバイアスが変曲点にあれば２
次歪は全く生じないが、バイアス点が変曲点よりも下が
ると、下がった量に対応して２次歪が大きくなる。２次
歪の中には直流近辺に発生する成分があり、平均出力パ
ワーを検出し、それを一定にするタイプのフィードバッ
ク制御法をとると、直流近辺の２次歪成分が制御ループ
に検出され、制御ループがこれをバイアス点が揺らいだ
ものと誤認する。その結果、目標値を中心に２次歪によ
る揺らぎを補正するようにバイアス点を変動させる。こ
のように変動しているバイアス電圧とアナログ信号が同
時にＭＺ変調器に入力されると、（バイアス点の中心が
変曲点以外であるため）２次歪によってバイアス電圧の
変動分とアナログ信号の混変調が発生する。その結果、
アナログ信号に雑音が重畳されたと同等の状態となる。

【００２６】ただし、ＬＮ−ＭＺ変調器のバイアス点の
ドリフト（ＤＣドリフト）は秒〜分、遅いものでは時間
単位で生じるものであり、フィードバックループの時定
数は十分遅くてよい。アナログ信号が、移動無線の信号
やテレビ信号である場合、フィードバックループのルー
プ帯域はアナログ信号の帯域より十分小さくできる。２
次歪が発生しても、フィードバックループはループ帯域
内に発生した成分しか検出しない。

【００２７】２次歪によってアナログ信号に雑音が重畳
されるという状態は、アナログ信号を生成する際に特定
周波数のキャリアにデータで変調をかけるが、そのキャ
リアに雑音が乗っていることと同等である。したがっ
て、キャリア用の発振器に要求される仕様が満足される
程度であればアナログ信号に雑音が重畳しても問題な
い。

【００２８】２次歪はバイアス点を変曲点より下げるほ
ど大きくなる。システムのパラメータを決定すれば、キ
ャリアの雑音要求を満足できる最小のバイアス点を決定
することができる。それより大きいバイアス点であれ
ば、２次歪によって信号に重畳される雑音量はキャリア
の雑音要求をほぼ満たしており、使用可能である。

【００２９】そのような下限のバイアス点を、具体的に
は以下のように求めた。

【００３０】Ｐはアナログ信号がＭＺ変調器に入力する
時のパワー、Ｍ_ｒを前記アナログ信号の生成に用いる発
振器のΔｆ_ｃ離調（ただしΔｆ_ｃ＜＜ｆ_ｂ）における帯
域Δｆでの位相雑音の要求仕様、ＲはＭＺ変調器の入力
インピーダンス、Ｖ_πはＭＺ変調器の半波長電圧、ｆ_ｂ
はアナログ信号の帯域幅、ΔｆはＭＺ変調器のバイアス
制御ループのループ帯域、Ｖ_０はＭＺ変調器のの極小透
過率を与える電圧とする。

【００３１】ＭＺ変調器の入出力特性は正弦波状であ
る。この大きさを正規化してその出力特性をｃｏｓ（ｃ
＋ｘ）とする。ｃはバイアスによって与えられる固定分
であり、ｘはアナログ信号によって与えられる成分であ
る。等振幅

【外２】ｓｉｎ（ｃ）をバイアス電圧の単位に換算し、ＭＺ変調
器の正弦波状の入出力特性の極小値の電圧によって生じ
るオフセット分（Ｖ_０）を加えると、請求項２の（１）
式が得られる。

【００３２】次に、バイアス点の上限に関して説明す
る。従来が変曲点をバイアスとして使用していたため、
変曲点を上限としても従来より悪くなることはないが、
より有効な範囲を定めることは可能である。

【００３３】ＭＺ変調器へのアナログ信号の入力パワー
を不変とし、バイアス電圧を変化させると光受信後のＳ
ＮＲは一例として図２のように変化する。ピークが変曲
点より低いバイアス側に存在する。これは、変曲点から
バイアスを下げていくと、ある点までは、バイアス点を
下げることによる雑音の減少分の方が、信号の減少分よ
り大きいためである。この時、ピークの位置やピークの
値は、雑音、リンク損失等種々のパラメータによって変
化するが、リンク損失のみを劣化させ、他のパラメータ
は変化させない場合、（光増幅器を用いない時には）ピ
ークの位置は大きい電圧側に移動する。

【００３４】ピークの位置は下記の様に求めた。ＳＮＲ
の式を導出し、これをバイアス電圧で微分して、微分値
が０になる点より求めた。

【００３５】ｅは電気素量、ηは光受信器フォトダイオ
ードの光電変換効率、ＲＩＮは光送信器光源の相対強度
雑音（ｄＢ）、Ｐ_０は光源の光出力パワー、Ｌ_ＬＮはＭ
Ｚ変調器の過剰光損失、Ｌは光送信器と光受信器間のリ
ンク損失、ｉ_ｔｈは光受信器の入力換算雑音電流とす
る。光受信後の雑音は、主に受信器の熱雑音、ショット
雑音、光源のＲＩＮの３つからなり、そのパワーは

【外３】ｃをバイアス電圧の単位に換算し、ＭＺ変調器の正弦波
状の入出力特性の極小値によって与えられるオフセット
電圧（Ｖ_０）を加えると、請求項２の（２）式の右辺が
得られる。

【００３６】ＳＮＲがピークとなるバイアス電圧は、前
述のように、リンク損失の劣化によって大きくなってい
く。アナログ光伝送システムでは光分配することが多い
ため、リンク損失の最大値（Ｌの最小値）は比較的大き
い。一般的な例で、１６分岐のスターカップラを使用
し、伝送距離が最大１０ｋｍ程度の系で約２０ｄＢであ
る。

【００３７】そこで、本発明では、一般的なリンク損失
最大値２０ｄＢ（Ｌ＝０．０１）の場合に請求項２の
（２）式右辺から得られる値を、バイアス電圧の最大値
とする。リンク損失が劣化していくと、ＳＮＲのピーク
が大きい側に移動していくのみでなく、ＳＮＲの値が小
さくなっていく。したがってリンク損失の大きい（ＳＮ
Ｒの悪い）状態でのピークを与えるバイアス電圧が設定
値の範囲に入っていることよって、最も状態が悪い場合
でもよりよい条件で使用することが可能となる。

【００３８】このように決定されたバイアス範囲は、詳
しくは（発明の実施の形態）で述べるが５％よりは大き
いバイアスとなっている。

【００３９】次に本願第３の発明では、マッハ・ツェン
ダー型光変調器を用いてアナログ信号を送信する光送信
器において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加
するバイアス電圧Ｖ_ｂ１を、Ｐを前記マッハ・ツェンダ
ー型光変調器に入力する前記アナログ信号のパワー、Ｒ
を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の入力インピーダ
ンス、Ｖ_πを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波
長電圧、Ｖ_０を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極
小透過率を与える電圧、ｅを電気素量、ηを光受信器の
フォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信
器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ _０を前記光源の光
出力パワー、Ｌ_ＬＮを前記マッハ・ツェンダー型光変調
器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間の
リンク損失、ｉ_ｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流
とし、

【数１０】上記（３）式で定まる値を目標値として制御することを
特徴とする光送信器を提供する。

【００４０】本願第２の発明の説明の中で、ＳＮＲがあ
るバイアス電圧でピークを持つことを述べた。本願第３
の発明では、ピークを与える点をバイアス電圧の制御目
標値とすることを特徴とする。請求項３の（３）式の導
出は請求項２の（２）式の導出と同じであるため省略す
る。目標値をピークに設定することによって、最もＳＮ
Ｒが良いバイアス条件で使用することが可能となる。こ
のようにして決定されたバイアス点も本願第２の発明と
同様に５％より大きい点となっている。

【００４１】次に本願第４の発明では、本願第３の発明
において、前記光送信器の送信光を受信する光受信器が
複数存在し、各々の光受信器に対するリンク損失のうち
最大のリンク損失（最小のＬ）で与えられる（３）式に
対応するバイアス点を目標値として制御することを特徴
とする光送信器を提供する。

【００４２】本願第２の発明の説明で述べたように、ア
ナログ光伝送システムでは光リンクの途中で光分配が入
ることが多い。このような場合、１つの光送信器に対し
て複数の光受信器が存在し、各々の光受信器に対応する
リンク損失が等しいとは限らない。前述のように、リン
ク損失の値によってＳＮＲのピークを与える点が変化す
る。また、リンク損失が大きい方がＳＮＲが小さく伝送
性能が悪い。

【００４３】そこで、本願第４の発明では、リンク損失
が異なる複数の光受信器を有するシステムにおいて、最
も大きいリンク損失でＳＮＲのピークを与えるバイアス
電圧を目標値として制御する。このようにすると、リン
ク損失の異なる光受信器ではそれぞれのリンク損失で決
定されるピークにバイアスした場合よりＳＮＲは悪くな
る。しかし、リンク損失が小さい程ＳＮＲの絶対値が大
きく、また、リンク損失が劣化するほどそのリンク損失
によるＳＮＲのピークと最大リンク損失によるＳＮＲの
ピークの点のずれは小さくなる。結果として複数の光受
信器のＳＮＲ差が小さくなり、リンク損失の大小による
伝送品質のばらつきを小さくすることが可能となる。

【００４４】次に本願第５の発明では、本願第３または
第４の発明において、前記マッハ・ツェンダー型光変調
器のバイアス電圧制御ループの制御目標値Ｖ_ｂ１に対し
て、制御ループのループ帯域Δｆ_ｌが、ｆ_ｂを前記アナ
ログ信号の帯域幅、Ｍ_ｒを前記アナログ信号の生成に用
いる発振器のΔｆ_ｃ離調（ただしΔｆ_ｃ＜＜ｆ_ｂ）にお
ける帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様として、

【数１１】上式（６）を満たすように設定させていることを特徴と
する光送信器を提供する。

【００４５】本願第２の発明では２次歪によってアナロ
グ信号に重畳される雑音によってバイアス電圧の下限を
決定した。本願第２と第３の発明では、ＳＮＲのピーク
にバイアス点の目標値を設定したため、ピークのバイア
ス点では２次歪の要求を満たせない可能性がある。そこ
で、本願第５の発明では、バイアス電圧フィードバック
制御ループのループ帯域を絞ることによって、２次歪に
よって発生する雑音の雑音帯域を減らし、トータルの雑
音を減少させる。具体的に、どの程度ループを絞れば有
効であるかは以下のように決定した。

【外４】る位相雑音仕様（Δｆ帯域）Ｍ_ｒを満足できる下限のバ
イアス値を求める式であった。このとき、ＳＮＲのピー
クを与えるバイアス値に固定すると、この不等式を満た
さないことがある。ｎを増加させて不等式を満足させる
ことは可能であるが、式の上で単にｎを増加させること
は、Ｍ_ｒを規定する帯域と、歪による雑音量を決定する
帯域が異なることとなり、意味をなさない。しかしなが
ら、フィードバックループのループ帯域を小さくするこ
とによって、アナログ信号に重畳される雑音のトータル
の帯域を減らし、トータルの雑音量を減少させることは
可能である。

【００４６】キャリアの位相雑音仕様は通常、特定の離
調周波数における特定の帯域幅内の雑音パワーのキャリ
アパワーに対する比で規定される。しかしシステム設計
上重要なパラメータは特定帯域内の位相雑雑音パワーで
はなく、位相雑音をデータ変調帯域に渡って積分したト
ータルの雑音パワーである。したがって、フィードバッ
クループのループ帯域を絞ることにより、２次歪で重畳
されるトータルの雑音量を十分減少させれば、特定帯域
内の雑音量が大きくても問題ない。すなわち、ループ帯
域によって決定する雑音帯域内の雑音パワーが、Ｍ_ｒで
決定される雑音パワーより小さければ良い。

【外５】 Δｆ_ｌ／Δｆ（雑音帯域を小さくしたことによる雑音の
減少分を示す量）を乗じたものが不等式を満たせば良
い。新たに導出された不等式をΔｆ_ｌについて解くと、
請求項５の（６）式が得られる。

【００４７】このようにすることによって、バイアス点
をＳＮＲのピークに設定しても、２次歪による信号への
雑音の重畳を抑圧することができ、より高品質な伝送が
可能となる。

【００４８】次に、本願第６の発明では、本願第３乃至
第５の発明において、前記光送信器後に出力パワー安定
化機能を有する光増幅器が挿入され、Ｐ_ａｏを光増幅器
出力パワー、Ｆ_ｅｄｆａを光増幅器の雑音係数として、
前記（３）式のＦおよびＩを、

【数１２】上式（４）および（５）のＦおよびＩで置き換えた場合
に（３）式から得られるバイアス電圧を目標として制御
することを特徴とする光送信器を提供する。

【００４９】リンク損失が大きい場合、リンク中に光増
幅器を挿入する場合がある。（従来の技術）でも述べた
ように、このような場合雑音の扱いが全く異なるため請
求項２で規定された点はＳＮＲのピークとはならない。
バイアス点を下げたことによって増加する光変調器の損
失やリンク損失が光増幅器によって補償される点と、光
増幅器の雑音を考慮してピークを求める必要がある。

【００５０】光増幅器に出力パワー安定化機能（ＡＰ
Ｃ）がついている場合のＳＮＲのピークを与えるバイア
ス電圧は以下のように決定できる。

【００５１】光受信器で受信される光パワーは、光増幅
器にＡＰＣが付いているためバイアス点によらず一定で
ある。バイアス点を下げるとある点まではＯＭＩが増加
するため、受信アナログ信号パワーは増加する。具体的
には次のようである。Ｐ_ａｏを光増幅器出力パワーとす
ると、光増幅器の利得は

【外６】光増幅器の雑音は受信時のショット雑音を含めて与えら
れるため、考慮すべき雑音は、光源のＲＩＮ、光受信器
の熱雑音、光増幅器雑音の３つの合計となる。光増幅器
にＡＰＣが付いているため、受信端でのＲＩＮは（バイ
アス点が透過率０の点に極端に近づかない限り）バイア
ス点に依存しない。熱雑音はもともとバイアス点には依
存しない。光増幅器の雑音は、光増幅器への入力信号が
減少するとその量が増加する。光増幅器の雑音は、信号
−自然放出光ビート雑音と、自然放出光間のビート雑音
に大別されるが、光増幅器への入力がある程度大きけれ
ば、自然放出光間のビート雑音は無視できる。ここで
は、そのような仮定が可能な範囲で使用するものとす
る。

【００５２】Ｆ_ｅｄｆａを光増幅器の雑音係数とする
と、光受信後のトータルの雑音は、

【外７】あるＣ／Ｎを求めて、そのピークを与えるバイアスを導
出するため微分式を求めると、請求項３の（３）式を求
める式と同じ形になる。ただし、若干係数が異なり、Ｆ
とＩが請求項６の（４）及び（５）式で示したＦとＩと
なる。

【００５３】請求項６で規定したバイアス電圧は、リン
ク中に光増幅器を挿入したシステムにおいてバイアス電
圧変化させた場合のＳＮＲのピーク点を与えるものであ
り、このようなバイアス電圧を目標に制御を行うことに
よって、より品質の良い伝送が可能となる。

【００５４】さらに、本願第７の発明では、本願第６の
発明において、前記光増幅器の出力パワー安定化機能が
フィードバックループで構成させており、そのループ帯
域Δｆ_ａが、前記マッハツェンダー型光変調器のバイア
ス制御ループ帯域Δｆ_ｌ以下に設定されていることを特
徴とする光送信器を提供する。

【００５５】光増幅器の出力パワー安定化機能が出力光
パワーを検出してフィードバックをかけるタイプの場
合、ＭＺ変調器のバイアス制御フィードバックループの
場合と同様の問題が起こる可能性がある。すなわち、バ
イアスを変曲点より下げることによって発生する直流近
辺の２次歪を出力パワー安定化ループが検出して、ルー
プ帯域内の２次歪成分も含めて一定の値になるようフィ
ードバックをかける可能性がある。光増幅器の場合利得
を制御するため、ループに検出された直流近辺の２次歪
成分が信号に乗算される。結果として、信号に２次歪に
よる雑音が重畳され、伝送品質が劣化する。

【００５６】そこで本発明では、光増幅器の出力パワー
安定化機能のループ帯域Δｆ_ａをＭＺ変調器バイアス制
御ループのループ帯域Δｆ_ｌ以下にする。光増幅器に入
力される光は、すでにバイアス制御ループによって、Δ
ｆ_ｌ以下の帯域に発生した２次歪は除去されて（一定の
直流値に均されて）いる。したがって光増幅器のループ
帯域をΔｆ_ｌ以下にすれば、光増幅器出力安定化ループ
のループ帯域内には２次歪による光パワー変動が無いた
め、２次歪成分を検出してフィードバックする問題が発
生しない。

【００５７】このようにすることによって、光増幅器の
出力パワー制御による伝送品質の劣化を防止することが
可能となる。

【００５８】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図を用いて
説明する。

【００５９】図１は本願第１の発明の実施の形態を示す
図である。光源２からの光は偏波スクランブラ３８によ
って時間平均が無偏光になるように偏波スクランブルさ
れ、偏波保持しない光ファイバ４０に入力される。偏波
保持しない光ファイバ４０の出力はＭＺ変調器１に入力
され信号によって変調され、出力光ファイバ３を介して
光受信器１４で受信される。ＭＺ変調器への電気信号入
力は、主信号であるアナログ信号がアナログ信号入力１
０から入力され、バイアス制御回路３９から供給される
バイアス電圧と加算されたものである。この時、バイア
ス制御回路はバイアス点を請求項１で規定した点に設定
している。以下に例を上げて説明する。

【００６０】例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力
する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力イン
ピーダンス（Ｒ）は５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧
（Ｖ_π）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を
与える電圧（Ｖ_０）は２Ｖ、光源の光出力パワー
（Ｐ_０）が１０ｍＷ、偏波スクランブラの損失が５ｄ
Ｂ、偏波保持しない光ファイバの損失が５ｄＢ、ＭＺ変
調器の過剰損失が５ｄＢ、偏波スクランブルされた光が
ＭＺ変調器を透過することによって生じる過剰損失が３
ｄＢ、したがってＬ_ＬＮは１８ｄＢ、フォトダイオード
の光電変換効率（η）が０．７Ａ／Ｗ、光源の相対強度
雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑
音電流（熱雑音ｉ_ｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚであると
き、ＳＮＲがピークとなるバイアス電圧はおよそ３．８
７Ｖである。すなわち、このような系ではバイアス電圧
を３．８７Ｖに設定することが望ましい。

【００６１】図１６は本願第２の発明の実施の形態を示
す図である。例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力
する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、アナログ信号の生成に
用いる発振器の位相雑音の仕様（Ｍ_ｒ）は、６０ｋＨｚ
離調、帯域幅３０ｋＨｚで−７２ｄＢｃ（Ｍ_ｒはバイア
ス制御ループの帯域幅に対応する値に換算したものを使
用する）、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）は５
０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖ_π）が３．８Ｖ、ア
ナログ信号の帯域幅（ｆ_ｂ）が１０ＭＨｚ、ＭＺ変調器
のバイアス制御ループのループ帯域（Δｆ）は３０ｋＨ
ｚ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧
（Ｖ_０）は２Ｖとした場合、請求項２記載の（１）式で
定まる下限は、およそ３．３５Ｖである。アナログ信号
のスペクトルは矩形を仮定しているが、ガウス型やルー
トロールオフ型でもほぼ同様の結果が得られる。信号の
帯域幅は３ｄＢ帯域で決定する。周波数多重信号の場合
は、パワーは全ての信号のトータルパワー、信号帯域は
それぞれの信号の３ｄＢ帯域の合計を用いて、やはりほ
ぼ同様の結果となる。

【００６２】一方、光源の光出力パワー（Ｐ_０）が１０
ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（Ｌ_Ｌ _Ｎ）が５ｄＢ、フォ
トダイオードの光電変換効率（η）が０．７Ａ／Ｗ、
光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信
器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉ_ｔｈ）が１０ｐＡ／√
Ｈｚであるとき、光送信器と光受信器間の最大リンク損
失（Ｌ）２０ｄＢで決定される上限のバイアス電圧はお
よそ３．８８Ｖである。すなわち、このような系ではバ
イアス電圧を３．３５Ｖから３．８８Ｖの間に設定する
ことが望ましい。例えば、リンク損失が仮に７ｄＢのシ
ステムでバイアス電圧を３．５Ｖに設定した場合（他の
条件は上記の条件と同様とする）、バイアス電圧を変曲
点に設定した場合より１．１ｄＢのＳＮＲ改善がある。
また、２次歪によって信号に重畳される雑音をキャリア
の位相雑音に換算すると−７９ｄＢｃとなり、仕様の−
７２ｄＢｃを満足している。

【００６３】なお、実際には、Ｖ_０が時間と共にドリフ
トするため、Ｖ_０が２Ｖの時に決定したバイアス点に対
応する透過率に常に等しくなるように、バイアス電圧に
フィードバック制御をかける。また、バイアス電圧を変
曲点より下げると、アナログ信号の２次歪によって光変
調器出力パワーがアナログ信号を入力しない場合より増
加する。したがって、バイアス電圧を制御するための目
標透過率は、アナログ信号を入力した状態で測定するこ
とが望ましい。

【００６４】このような、バイアス電圧を制御するため
のバイアス制御ループは、ごく一般的なフィードバック
ループで良く、例えば図３のようである。図３では光源
２から出力された光がマッハ・ツェンダー型光変調器
（ＭＺ変調器）１に入力される。ＭＺ変調器１から出力
した光は光分岐器４で分岐され、一方は出力光ファイバ
３へ、他方はフィードバック制御回路を形成するフォト
ダイオード５へ入力される。フォトダイオード５の出力
は比較器６に入力され、目標値と比較される。光源１の
出力パワーに関する情報は目標値設定回路７に入力さ
れ、比較器６の入力に対応したレベルに変換され、さら
に、目標透過率に対応したレベルに設定される。目標値
設定回路の出力は光源出力の変化に対応して変化し、Ｍ
Ｚ変調器の出力パワーではなく、透過率を制御できる回
路となっている。比較器出力はループフィルタ８に入力
され、ループフィルタ出力はオフセット回路１２で適宜
オフセットされた後、ＭＺ変調器の電気入力に接続され
たバイアスＴ９のバイアス端子に入力される。バイア
スＴの信号端子にはアナログ信号が入力される。このよ
うな形態で特定の目標透過率を保持するようにバイアス
電圧を制御することが可能である。

【００６５】次に、本願第３の発明の実施の形態を説明
する。例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時
のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダ
ンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖ_π）
が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電
圧（Ｖ_０）は２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ_０）が１０
ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（Ｌ_ＬＮ）が５ｄＢ、光受
信器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７、
光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄ
Ｂ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉ_ｔｈ）が１
０ｐＡ／√Ｈｚ、光送信器と光受信器間のリンク損失
（Ｌ）が７ｄＢであるとする。図４（ａ）はバイアス電
圧の変化に対する光受信後ＳＮＲのグラフである。図か
ら判るように、ＳＮＲのピークは変曲点（Ｖ_π／２＝
３．９Ｖ）よりも低いバイアス電圧にある。このピーク
は、請求項３記載の（３）式で求められ、上記の条件で
は約３．４７Ｖである。このバイアス点を用いると、変
曲点にバイアスした場合よりＳＮＲは約１．２ｄＢ改善
する。

【００６６】図４（ｂ）に、ＭＺ変調器の透過率特性で
の対応する点を示す。このようなバイアス点に制御する
ループは本願第１の発明で示した図３と構成・動作とも
に同様であり、２次歪による直流の増分も考慮して透過
率を設定する必要があることも同様である。

【００６７】このようなバイアス点となるように制御す
ることによって、より良い品質で伝送することが可能と
なる。

【００６８】次に本願第４の発明の実施の形態を示す。
図５は一つの光送信器に対して複数の光受信器が存在す
るシステムの構成例を示している。図５（ａ）はスター
型ネットワークの例である。光送信器１１から出力され
た光はスターカップラ１３で分岐され光受信器１４−１
〜１４−４に分配される。図５（ｂ）はバス型ネットワ
ークの例である。光送信器１１から出力された光はカッ
プラ１５−１で少量分岐され光受信器１４−１に入力さ
れる。残りはカップラ１５−２に向けて伝送され、カッ
プラ１５−２で同様に少量分岐され、光受信器１４−２
に入力される。カップラ１５−２の残りの出力はカップ
ラ１５−３に伝送され２分配されて、光受信器１４−
３、１４−４に入力される。

【００６９】このように複数の光受信器がある場合、そ
れぞれの光受信器に対するリンク損失は等しくない。リ
ンク損失の値をパラメータとしたときの、バイアス電圧
に対するＳＮＲの曲線を図６に示す。計算に用いたパラ
メータは、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパ
ワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス
（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖ_π）が
３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧
（Ｖ_０）が２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ_０）が１０ｍ
Ｗ、ＭＺ変調器の過剰損失（Ｌ_ＬＮ）が５ｄＢ、光受信
器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７Ａ／
Ｗ、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０
ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉ_ｔｈ）が
１０ｐＡ／√Ｈｚであった。図６（ａ）はリンク損失５
ｄＢ、図６（ｂ）は７ｄＢ、図６（ｃ）は９ｄＢ、図６
（ｃ）は１１ｄＢの場合である。リンク損失に伴ってＳ
ＮＲのピークの位置が変化していることが判る。また、
リンク損失が劣化すると、ＳＮＲの値全体が小さくなっ
ている。本発明では複数の光受信器中でリンク損失が最
も大きい光受信器のＳＮＲのピークを与える点にバイア
スを設定する。例えば、図６の４つのグラフに対応する
光受信器が混在する場合、（ｄ）１１ｄＢのＳＮＲのピ
ークを与えるバイアス点にバイアスする。図６（ｄ）で
はＳＮＲのピークは３．７１Ｖにある。このバイアスで
光送信器を駆動した場合、他のリンク損失の光受信器に
対しては、それぞれのピークにバイアスした場合より若
干ＳＮＲが悪くなっている。（ａ）５ｄＢでは１．３ｄ
Ｂ、（ｂ）７ｄＢでは０．４ｄＢ、（ｃ）９ｄＢでは
０．０７ｄＢ劣化している。しかしながら、３．７１Ｖ
にバイアスした場合のＳＮＲの絶対値（雑音帯域１Ｈｚ
あたり）は（ａ）１．４２×１０^１３、（ｂ）０．８２
×１０^１３、（ｃ）０．４２×１０^１３、（ｄ）０．２
０×１０^１３であり、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に関して
はピークからずれていても（ｄ）より大きい。

【００７０】このようにすることによって、最もＳＮＲ
の悪い（リンク損失の大きい）光受信器で可能な限り良
い条件で動作させることが可能となり、系全体のパフォ
ーマンスを上げることが可能となる。

【００７１】次に本願第５の発明の実施の形態について
説明する。

【００７２】第５の発明ではＳＮＲのピークにバイアス
した場合でも、２次歪によってアナログ信号に重畳され
る雑音が十分小さくなるよう、バイアス制御ループのル
ープ帯域を絞る。

【００７３】例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力
する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力イン
ピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧
（Ｖ_π）が３．８Ｖ、アナログ信号の帯域幅（ｆ_ｂ）が
１０ＭＨｚ、ＭＺ変調器のバイアス制御ループのループ
帯域（Δｆ）が３０ｋＨｚ、ＭＺ変調器の光透過率の極
小値を与える電圧（Ｖ_０）が２Ｖとした場合、アナログ
信号の生成に用いる発振器の位相雑音仕様（Ｍ_ｒ）が、
６０ｋＨｚ離調、帯域幅３０ｋＨｚで−８２ｄＢｃであ
れば、これを満たすことのできるバイアス電圧の下限は
３．５６Ｖである。このようなシステムでバイアス電圧
を例えば３．５Ｖまで下げたい場合、請求項５記載の
（６）式により、ループ帯域を１３．９ｋＨｚ以下にす
ればよい。フィードバックループのループ帯域はループ
の動作帯域の３ｄＢ幅によって定義される。

【００７４】このようにすることによって、２次歪によ
るアナログ信号への雑音の重畳を制限することができ、
伝送品質の劣化を抑圧することが可能となる。

【００７５】なお、２次歪によるアナログ信号への雑音
の重畳を全く許容することができない場合には、上述の
ように透過率制御系を使用してループ帯域を絞るのでは
なく、別のフィードバック方法を取っても良い。例え
ば、透過率制御とパイロットキャリアの２次歪量（差周
波、和周波）を検出する方法を併用するなどである。図
を用いて簡単に説明する。バイアス電圧は２次歪の量を
元に制御し、透過率制御はバイアス電圧が変曲点より下
に設定されていることを確認するためだけに用いる。図
１１がそのような制御をするためのフィードバックルー
プの構成例である。光源２から出た光はＭＺ変調器１に
入力され変調を受ける、ＭＺ変調器の出力は分岐器４で
分岐され、フォトダイオード５に入力する。残りは出力
光ファイバ３に出力される。フォトダイオード５の出力
は割り算器３２に入力される。割り算器３２には、光源
２から光源が出力する光の光パワーを示す信号が入力さ
れ、フォトダイオード５の出力が透過率になるように正
規化する。割り算器の出力は２分岐され、一方は比較器
３３に入力される。比較器３３では、割り算器の出力と
変曲点にバイアスされているときの透過率を比較し、割
り算器出力、すなわち透過率が変曲点より大きいか小さ
いかをバイアス制御装置３５に出力する。分岐された割
り算器出力の他方は、２次歪検出回路に入力される。

【００７６】一方、ＭＺ変調器へのアナログ信号はアナ
ログ信号入力１０から入力されるが、同時に発振器３７
−１および発振器３７−２からの出力が加算器３６によ
ってアナログ信号に加算され、バイアスＴ９を介して
ＭＺ変調器の電気信号入力に印加される。２つの発振器
はパイロットキャリアを出力し、その周波数は図１２の
ように、一方は伝送するアナログ信号より低い周波数
（ｆ_１）、他方は高い周波数（ｆ_２）となっている。こ
のようにするとＭＺ変調器のバイアス点が変曲点でない
場合、２次歪によって差周波（ｆ_２−ｆ_１）が発生す
る。２次歪検出器３４では、この差周波（ｆ_２−ｆ_１）
の大きさを検出する。２次歪の大きさはバイアス点の変
曲点からのずれ量で変化し、ずれる程大きくなるため、
変曲点から透過率が極小になるバイアス点（Ｖ_０）の間
であれば、特定の透過率に対応して差周波（ｆ_２−
ｆ_１）の大きさが一意に決定できる。そこで、差周波の
大きさを検出してバイアス点を割り出しフィードバック
をかけることが可能となる。２つのパイロットキャリア
の周波数を図１２のようにするのは、アナログ信号から
発生する２次歪と、パイロットキャリアから発生する２
次歪を明確に区別したいためである。図１２のような周
波数配置にすれば、パイロットキャリアの差周波（ｆ _２
−ｆ_１）はアナログ信号の２次歪より必ず大きい周波数
に発生する。

【００７７】２次歪検出器３４の出力はバイアス制御装
置３５に入力される。バイアス制御装置３５では、比較
器３３の出力から判断してバイアス点が変曲点より上に
ある場合には、変曲点より下に来るようにバイアス電圧
を変化させる。次に、２次歪検出回路の出力が目標の２
次歪量となるように、変曲点の下の範囲でバイアス点を
制御する。一旦、所望のバイアス点に到達したら、それ
を保持するよう制御を続ける。

【００７８】このような方法は、装置構成がやや複雑で
はあるが、単純に透過率のみでバイアスを制御する方法
と比較して、２次歪によるアナログ信号への雑音重畳が
発生しないという利点がある。

【００７９】次に本願第６の発明の実施の形態を説明す
る。

【００８０】図７は損失の大きいリンクに光増幅器を挿
入したシステムの例である。光送信器１１から出力され
た光は光増幅器１６で増幅されて伝送される。リンク中
には例えばスターカップラ１３が挿入されるなど損失が
大きくなっている。損失を受けた光は光受信器１４−ｉ
（ｉ＝１，．．，ｎ）で受信される。図７の例では複数
の光受信器があるが、単に光ファイバが非常に長いた
め、損失が大きくなっている場合もある。

【００８１】光増幅器１６は自動パワー安定化機能が付
いている。（ただし、光増幅器が光ファイバ増幅器であ
る場合、これを利得飽和領域で用いると、特別にパワー
安定化用の回路を用意しなくともほぼパワー安定化機能
が付いていると同様の動作が得られる。この場合、ルー
プ帯域に等価な動作帯域は５ｋＨｚ程度である。）この
ようなシステムで、例えば、アナログ信号がＭＺ変調器
に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入
力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長
電圧（Ｖ_π）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小
値を与える電圧（Ｖ_０）が２Ｖ、光源の光出力パワー
（Ｐ_０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（Ｌ_ＬＮ）
が５ｄＢ、光受信器フォトダイオードの光電変換効率
（η）が０．７、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩ
Ｎ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱
雑音ｉ_ｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚ、リンク損失が１５ｄ
Ｂ、光増幅器の雑音係数が４、光増幅器出力パワーが２
０ｍＷである場合、バイアス電圧に対するＳＮＲの変化
は図８のようになる。光増幅器のパワー安定化機能によ
って低バイアスでの受信信号パワーが増加したため、図
６と比較してＳＮＲのピークが低バイアスに寄ってお
り、曲線の形が明らかに異なることが判る。ピークの電
圧は請求項６記載の係数を用いて、上記のパラメータで
は、２．４９Ｖとなっている。

【００８２】このようなバイアス点に制御するための制
御ループは図３と同様である。また、２次歪による直流
の増分を考慮して透過率を設定する必要があることも同
様である。

【００８３】このようにすることによって光増幅器を用
いたシステムにおいても、より良いＳＮＲでアナログ信
号を伝送することが可能となる。

【００８４】なお、図７の例では、光増幅器１６は光送
信器１１の直後に挿入されている。光増幅器がリンクの
途中や光受信器の直前に挿入される場合であっても、Ｓ
ＮＲのピークは、請求項６記載の式から求めることが可
能である。このような場合、リンク損失Ｌには光増幅器
から光受信器間の損失を代入し、光送信器から光増幅器
の間の損失は、ＭＺ変調器の損失とともにＬ_ＬＮにまと
めて代入すればよい。

【００８５】次に本願第７の発明の実施の形態について
説明する。

【００８６】図１３は光ファイバ増幅器の出力パワー安
定化フィードバックループの構成例である。入力ファイ
バ２２から光信号が入力され、合波器１７を介してポン
プ光源２５から出力されたポンプ光と合波され、エルビ
ウム添加ファイバ２４に入力される。エルビウム添加フ
ァイバ内で信号光は増幅される。エルビウム添加ファイ
バから出力された信号光は分岐器１８で一部分岐され
る。分岐された光はフィードバックループを構成するフ
ォトダイオード１９に入力され、残りは出力ファイバ２
３に出力される。フォトダイオードの出力は比較器２０
に入力されて、目標値と比較され、その出力はループフ
ィルタ２１で帯域制限された後、ポンプ光源の出力パワ
ー調整端子に入力される。この時、ループ全体のループ
帯域が光送信器のバイアス安定化ループのループ帯域よ
り小さくなるように設定する。バイアス安定化回路のル
ープ帯域が例えば１０ｋＨｚであれば、光増幅器のルー
プ帯域は１０ｋＨｚ以下とする。

【００８７】このようにすることによって、光増幅器の
出力パワー安定化ループによって２次歪で発生した雑音
がアナログ信号に重畳されることを防止することが可能
となる。

【００８８】光増幅器として光ファイバ増幅器を利得飽
和領域で用いると、バイアス制御ループのループ帯域が
光ファイバ増幅器が本来持つ出力安定化機能の帯域より
も小さいことがある。このような場合、光ファイバ増幅
器に外付けした出力パワー安定化ループの帯域を絞って
も、本来持つ安定化機能の帯域までループの帯域がある
ことと大差がない結果となる。このような場合は、図９
のような構成を用いると良い。

【００８９】図９の系は図１３のフィードバックループ
を基本として、光ファイバ増幅器が本来もつ安定化機能
で平均化される２次歪をフィードフォワードで補償する
システムである。構成は以下のようである。

【００９０】入力ファイバ２２から入力された信号光は
分岐器２９で少量分岐され、分岐された方はフォトダイ
オード２６に入力される。残りの大部分は遅延調整部３
０に入力され、適宜遅延を受けた後、合波器１７でポン
プ光と合波される。ポンプ光はポンプ光源２５から出力
されている。合波器の出力はエルビウム添加ファイバ２
４に入力され、信号光が増幅される。増幅された信号光
は分岐器１８で一部分岐され、フォトダイオード１４で
受信される。残りは出力ファイバ２３へ出力される。フ
ォトダイオード１４で光電変換された信号は比較器２０
に入力され、目標値と比較される。比較器出力はループ
フィルタ２１で帯域制限され、増幅器３１で適切なルー
プ利得を与えられた後、掛け算器２８に入力する。一方
フォトダイオード２６の出力はフィルタ２７を介して掛
け算器２８に入力され、ループ内の制御信号に掛け合わ
される。掛け算器の出力はポンプ光源２５の出力パワー
調整端子に入力される。

【００９１】このような構成では、フォトダイオード１
４、比較器２０等からなるフィードバックループのルー
プ帯域は、ＭＺ変調器バイアス安定化ループのループ帯
域以下となっている。したがって、ループフィルタ２１
の帯域は非常に小さい。一方、フィルタ２７は低域通過
フィルタであるが、その帯域は光ファイバ増幅器が元来
もつ出力安定化機能の帯域より十分大きい。フィルタ２
７の出力信号が十分処理可能なように、掛け算器２８の
帯域は十分広いものとなっている。入力ファイバ２２か
ら入力された信号は、ＭＺ変調器のバイアス安定化ルー
プの作用によって、直流近辺に発生した２次歪のうちバ
イアス安定化ループ帯域内の成分は抑圧されている（図
１０）。光増幅器の出力安定化ループの帯域はバイアス
安定化ループの帯域以下である。したがって、出力安定
化ループは、フィルタ２７から出力された信号をフィー
ドバックして抑圧することはない。また、フィルタ２７
から出力された信号から影響を受けることもない。その
結果、掛け算器２８で制御信号に重畳されたフィルタ２
７の出力はそのままポンプ光源に印加される。ポンプ光
源の出力光パワーはループの制御信号と入力光ファイバ
２２から入力された光の直流近辺の２次歪成分（フィル
タ２７の出力）で変調される。

【００９２】光ファイバ増幅器が本来もつ出力安定化機
能で、入力光ファイバから入力された直流近辺の２次歪
成分は抑圧され、それにともなって信号光のレベルが変
動するが、抑圧される２次歪の成分でポンプ光源を改め
て変調することによって、抑圧された２次歪成分をもと
に戻し、変動していた信号レベルを元に戻すことが可能
となる。光ファイバ増幅器が元来持つ出力安定化機能の
周波数特性と、ポンプ光の変動に対する周波数特性はほ
ぼ等しい。そのため、ポンプ光と信号光を合波する合波
器１７に等しい位相で入力されれば、ほぼ完全に光ファ
イバ増幅器本来の出力安定化機能により抑圧された２次
歪成分をもとに戻すことが可能となる。遅延調整部３０
は合波器に等しい位相で入力されるように調整するため
の部分である。遅延量は可変である必要はなく、フィー
ドフォワードの経路で被る遅延量と同等の遅延量を与え
る遅延線で良い。

【００９３】さらに、フォトダイオード２６からフィル
タ２７を介して光源２５に至るフィードフォワードの経
路は途中で直流を切ることなく構成されている。その結
果、全体の光パワーに対する２次歪成分の振幅の比を保
持したままフィードフォワードすることが可能となり、
光ファイバ増幅器が本来持つ出力安定化機能によってう
ち消された２次歪成分をほぼ完全に元に戻すことが可能
となる。

【００９４】このようにすることによって、バイアスを
下げることによって直流近辺に発生した２次歪がフィー
ドバックループ等でアナログ信号に雑音として重畳する
ことを防止することが可能となる。

【００９５】

【発明の効果】光源を偏波スクランブルして偏光依存性
のあるＭＺ変調器を光源と離して設置するシステムで
は、ＭＺ変調器で過剰損失が発生する。伝送品質を向上
するために、ＭＺ変調器のバイアス点を変曲点より低く
設定しする。本発明では、雑音等実システムに必要なパ
ラメータを検討して有効なバイアス点の範囲を規定し
た。このようになバイアス点でＭＺ変調器を使用するこ
とによって、より良い伝送品質で伝送することが可能と
なった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の構成を示す図である。

【図２】バイアス電圧に対するＳＮＲの変化の様子を示
す図である。

【図３】バイアス安定化フィードバックループの構成例
である。

【図４】ＳＮＲのピーク点にバイアスした場合のバイア
ス点を示す図である。

【図５】１つの光送信器に対して複数の光受信器がある
システムの構成例である。

【図６】リンク損失によってＳＮＲのピーク点および大
きさが変化する様子を示した図である。

【図７】光増幅器が挿入されたシステムの例である。

【図８】光増幅器が挿入されている場合のバイアス電圧
に対するＳＮＲの変化を示した図である。

【図９】光増幅器によって２次歪による信号への雑音重
畳を抑圧するための光増幅器の構成例である。

【図１０】図９の構成を説明するための図である。

【図１１】本発明を適用した場合の、バイアス安定化フ
ィードバックループの構成例である。

【図１２】図１１の構成を説明するための図である。

【図１３】光増幅器の出力安定化フィードバックループ
の構成例である。

【図１４】ＭＺ変調器の入出力特性を示す図である。

【図１５】デジタル信号とアナログ信号の差を説明する
ための図である。

【図１６】本発明により規定されるバイアス範囲の例を
示す図である。

【符号の説明】

１マッハ・ツェンダー型光変調器２光源３出力光ファイバ４光分岐器５フォトダイオード６比較器７目標値設定回路８ループフィルタ９バイアスＴ１０アナログ信号入力１１光送信器１２オフセット回路１３スターカップラ１４光受信器１５カップラ１６光増幅器１７合波器１８分岐器１９フォトダイオード２０比較器２１ループフィルタ２２入力ファイバ２３出力ファイバ２４エルビウム添加ファイバ２５ポンプ光源２６フォトダイオード２７フィルタ２８掛け算器２９分岐器３０遅延調整部３１増幅器３２割り算器３３比較器３４２次歪検出器３５バイアス制御装置３６加算器３７発振器３８偏波スクランブラ３９バイアス制御回路４０偏波保持しない光ファイバ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｂ 10/02 10/18

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】偏波保持しない光ファイバを介して光源
と接続されているマッハ・ツェンダー型光変調器を用い
てアナログ信号を送信する光送信器において、前記光源
の直後に偏波スクランブラを挿入し、時間平均がほぼ無
偏光となるように偏波スクランブルされた光を前記マッ
ハ・ツェンダー型光変調器に入力し、前記マッハ・ツェ
ンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖ_ｂ１を、Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力する前記
アナログ信号のパワー、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型
光変調器の入力インピーダンス、Ｖ_πを前記マッハ・ツ
ェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ_０を前記マッハ・
ツェンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧、ｅを
電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換
効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄ
Ｂ）、Ｐ _０を前記光源の光出力パワー、Ｌ_ＬＮを前記偏
波スクランブラの損失と前記偏波保持しない光ファイバ
の損失と前記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損
失と前記偏波スクランブルされた光が前記マッハ・ツェ
ンダー型光変調器を通過することで発生する損失の合計
とし、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間のリンク損
失、ｉ_ｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流とし、【数１】上記（Ａ）式で定まる値を目標値として制御することを
特徴とする光送信器。
【請求項２】マッハ・ツェンダー型光変調器を用いて
アナログ信号を送信する光送信器において、前記マッハ
・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖ_ｂ１
を、Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力される前
記アナログ信号のパワー、ｆ_ｂを前記アナログ信号の帯
域幅、Δｆを前記マッハ・ツェンダー型光変調器のバイ
アス制御ループのループ帯域、Ｍ_ｒを前記アナログ信号
の生成に用いる発振器のΔｆ_ｃ離調（ただしΔｆ_ｃ＜＜
ｆ_ｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様、Ｒを
前記マッハ・ツェンダー型光変調器の入力インピーダン
ス、Ｖ_πを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波長
電圧、Ｖ_０を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極小
透過率を与える電圧とし、【数２】上記（１）式で定まる下限と、ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電
変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音
（ｄＢ）、Ｐ_０を前記光源の光出力パワー、Ｌ _ＬＮを前
記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前
記光送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉ_ｔｈを前
記光受信器の入力換算雑音電流とし、Ｌ＝０．０１（２
０ｄＢ）の場合に【数３】上記（２）式で定まる上限との間のいずれかの値を目標
値として制御することを特徴とする光送信器。
【請求項３】マッハ・ツェンダー型光変調器を用いて
アナログ信号を送信する光送信器において、前記マッハ
・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖ_ｂ１
を、Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力する前記
アナログ信号のパワー、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型
光変調器の入力インピーダンス、Ｖ_πを前記マッハ・ツ
ェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ_０を前記マッハ・
ツェンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧、ｅを
電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換
効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄ
Ｂ）、Ｐ _０を前記光源の光出力パワー、Ｌ_ＬＮを前記マ
ッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光
送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉ_ｔｈを前記光
受信器の入力換算雑音電流とし、【数４】上記（３）式で定まる値を目標値として制御することを
特徴とする光送信器。
【請求項４】請求項３において、前記光送信器の送信
光を受信する光受信器が複数存在し、各々の光受信器に
対するリンク損失のうち最大のリンク損失（最小のＬ）
で与えられる（３）式に対応するバイアス点を目標値と
して制御することを特徴とする光送信器。
【請求項５】請求項３または請求項４において、前記
マッハ・ツェンダー型光変調器のバイアス電圧制御ルー
プの制御目標値Ｖ_ｂ１に対して、制御ループのループ帯
域Δｆ_ｌが、ｆ_ｂを前記アナログ信号の帯域幅、Ｍ_ｒを前記アナログ
信号の生成に用いる発振器のΔｆ_ｃ離調（ただしΔｆ_ｃ
＜＜ｆ_ｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様と
して、【数５】上式（６）を満たすように設定させていることを特徴と
する光送信器。
【請求項６】請求項３乃至請求項５において、前記光
送信器後に出力パワー安定化機能を有する光増幅器が挿
入され、Ｐ_ａｏを光増幅器出力パワー、Ｆ_ｅｄｆ _ａを光
増幅器の雑音係数として、前記（３）式のＦおよびＩ
を、【数６】上式（４）および（５）のＦおよびＩで置き換えた場合
に（３）式から得られるバイアス電圧を目標として制御
することを特徴とする光送信器。
【請求項７】請求項６において、前記光増幅器の出力
パワー安定化機能がフィードバックループで構成させて
おり、そのループ帯域Δｆ_ａが、前記マッハツェンダー
型光変調器のバイアス制御ループ帯域Δｆ_ｌ以下に設定
されていることを特徴とする光送信器。