JPWO2012120600A1 - 電力変換装置および冷凍空調システム - Google Patents

Abstract

本発明にかかる電力変換装置は、電源（１）と、電源（１）から供給される電圧をスイッチング制御により昇圧する昇圧手段（リアクトル（２１），スイッチ（２２））と、昇圧手段からの出力電圧を平滑する平滑回路（３）と、昇圧手段と平滑回路（３）の間に配置され、昇圧手段側への電流逆流を防止する整流器（２３）と、整流器（２３）に並列に接続され、整流器（２３）に流れていた電流を自身側に転流させる転流手段（４）と、を備えている。

Description

本発明は、電力変換装置およびこれを利用した冷凍空調システムに関する。

可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。

電力変換装置に関しては、昇降圧コンバータの応用技術開発が盛んである。併せて、近年はワイドバンドギャップ半導体の開発が盛んに行われている。ワイドバンドギャップ半導体は、従来の半導体と比較して、高耐圧、低電力損失、高温動作が可能、などの性質を有しており、電流容量の小さい素子に関しては、整流器を中心に実用化されてきている（例えば、特許文献１〜４参照）。

特開２００５−１６０２８４号公報 特開２００６−０６７６９６号公報 特開２００６−００６０６１号公報 特開２００８−０６１４０３号公報

しかしながら、電力損失が小さく高効率な新デバイスの中で、電流容量の大きい素子に関しては、高コスト、結晶欠陥等、実用化に向けて多くの課題が存在する。そのため、普及にはまだ時間がかかると考えられ、電流容量の大きい素子を電力変換装置に電流容量の大きい新デバイスを適用して高効率化を図ることが難しいという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流容量の大きい新デバイスを利用することなく高効率・高信頼性を確保できる電力変換装置および冷凍空調システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、電源供給手段と、前記電源供給手段から供給される電圧をスイッチング制御により昇圧する昇圧手段と、前記昇圧手段からの出力電圧を平滑する平滑手段と、前記昇圧手段と前記平滑手段の間に配置され、前記昇圧手段側への電流逆流を防止する逆流防止素子と、前記逆流防止素子に並列に接続され、前記逆流防止素子に流れていた電流を自身側に転流させる転流手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、逆流防止素子である整流器に流れている順方向電流を転流手段側に転流させてからこの整流器に逆バイアスがかかるように制御することが可能となり、整流器のリカバリー電流を抑制することができ、高信頼性かつ高効率な電力変換装置を実現できるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図２Ａは、電力変換装置における動作モードを説明するための図である。 図２Ｂは、電力変換装置における動作モードを説明するための図である。 図２Ｃは、電力変換装置における動作モードを説明するための図である。 図２Ｄは、電力変換装置における動作モードを説明するための図である。 図３は、転流制御動作の一例を示す図である。 図４は、スイッチ制御手段の一例を示す図である。 図５Ａは、スイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。 図５Ｂは、スイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。 図６は、図４に示したスイッチ制御手段の変形例を示す図である。 図７Ａは、図６に示したスイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。 図７Ｂは、図６に示したスイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。 図８は、のこぎり波信号を使用した制御動作の一例を示す図である。 図９は、のこぎり波信号を使用した制御動作の一例を示す図である。 図１０Ａは、順方向電流とリカバリー電流の関係を示す図である。 図１０Ｂは、順方向電流とリカバリー電流の関係を示す図である。 図１１Ａは、電流とＯＦＳ１の関係の一例を示す図である。 図１１Ｂは、電流とＯＦＳ２の関係の一例を示す図である。 図１２は、実施の形態２の電力変換装置の構成例を示す図である。 図１３は、実施の形態２の電力変換装置の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置および冷凍空調システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図であり、この電力変換装置は、例えば、冷凍空調システムで利用される。はじめに、図１を参照しながら電力変換装置の構成について説明する。

図１に示したように、本実施の形態の電力変換装置は、電力を供給する電源１と、電源１から供給された電力を昇圧する昇圧回路２と、昇圧回路２または後述する転流手段４の出力電圧を平滑する平滑回路３と、必要なタイミングで昇圧回路２に流れる電流を異なった経路に転流する転流手段４と、平滑回路３で平滑化された後の電圧を検出する電圧検出部５と、昇圧回路２および転流手段４を制御する制御部６と、制御部６より発生する昇圧回路２の駆動信号Ｓａを昇圧回路２に伝達する駆動信号伝達部７と、制御部６より発生する転流手段４の駆動信号Ｓｂ（転流信号と称する場合もある）を転流手段４に伝達する転流信号伝達部８と、平滑回路３の後段に接続される負荷９と、昇圧回路２に流れている電流を検出する電流検出素子１０と、電流検出素子１０による検出結果を制御部６が利用可能な形式の信号に変換する電流検出部１１と、を備えて構成されている。

電流検出素子１０には、ＡＣＣＴ（カレントトランス）やＤＣＣＴ（ホール素子・ホールＩＣ等利用）が主に用いられる。また、電流検出部１１は、電流検出素子１０により検出された値を制御部６内で処理可能な適正値（Ｉdc）として取り込めるようにするための増幅回路、レベルシフト回路、フィルタ回路等で構成される。この電流検出部１１は、その機能が制御部６内に含まれる場合は、適宜省略しても良い。また、電流制御を行わない場合（昇圧回路２に流れている電流値を考慮した制御が不要な機器に適用する場合）には、電流検出素子１０および電流検出部１１を適宜省略しても良い。

昇圧回路２は、電源１の正側に接続されたリアクトル２１と、その後段に接続されるスイッチング素子であるスイッチ２２および逆流防止素子である整流器２３（Ｂ点側：アノード側、Ｃ点側：カソード側）とにより構成される。なお、リアクトル２１は電源１の負側に接続してもよい。スイッチ２２の開閉状態は、駆動信号伝達部７から入力される駆動信号ＳＡにより操作される。昇圧回路２は、この駆動信号ＳＡのオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）に応じて、電源１からの入力電力を昇圧する。駆動信号伝達部７は、通常、バッファやロジックＩＣ、レベルシフト回路等により構成される。ただし、駆動信号伝達部７の機能が制御部６内に含まれている場合等には、適宜省略しても良い。その場合、制御部６より発生される駆動信号Ｓａは駆動信号ＳＡとして、スイッチ２２の開閉操作を直接行う。

転流手段４は、変圧器４１と、変圧器４１と直列に接続される整流器４２と、変圧器４１を駆動する変圧器駆動回路４３から構成される。図１では変圧器４１の１次側、２次側巻線の極性は同一としている。変圧器４１の２次側巻線は整流器４２と直列接続される。さらに整流器４２は、昇圧回路２の整流器２３と並列接続される。整流器４２は、転流手段４における逆流防止素子として動作する。

変圧器駆動回路４３は、例えば変圧器４１を駆動するための電源４５とスイッチ４４とで構成される。ノイズ対策や故障時保護を考慮し、必要に応じて、制限抵抗、高周波コンデンサ、スナバ回路、保護回路等を、電源４５、スイッチ４４および変圧器４１の１次側巻線の経路に挿入しても良い。また、図１に示した例では変圧器４１には、励磁電流をリセットするリセット巻線を設けていないが、必要に応じて１次側巻線にリセット巻線を付加し、更に整流器等を設けて励磁エネルギーを電源側に回生するようにしてもよい。こうすることにより高効率化が可能となる。

スイッチ４４の開閉状態は、転流信号伝達部８から入力される転流信号ＳＢより操作される。転流信号伝達部８は、駆動信号伝達部７と同様に、通常、バッファやロジックＩＣ、レベルシフト回路等により構成される。ただし、転流信号伝達部８の機能が制御部６内に含まれている場合等には、適宜省略しても良い。その場合、制御部６より発生される転流信号Ｓｂは転流信号ＳＢとして、スイッチ４４の開閉操作を直接行う。

電圧検出部５は、分圧抵抗によるレベルシフト回路等で構成される。必要に応じて、検出値の演算を制御部６においてできるように、アナログ／デジタル変換器を付加しても良い。

制御部６は、電圧検出部５による電圧検出結果を示す電圧値Ｖdc、および電流検出部１１による電流検出結果を示す電流値Ｉdcの少なくとも１つに基づいて、昇圧回路２および転流手段４を制御する。この制御部６は、マイクロコンピュータや、デジタルシグナルプロセッサ等の演算装置、あるいはこれらと同様の機能を内部に有する装置等で構成することができる。

次に、図１に示した電力変換装置の動作について説明する。なお、これ以降においては、簡単化のため、駆動信号伝達部７および転流信号伝達部８と同等の機能を制御部６が有している（駆動信号伝達部７および転流信号伝達部８が省略されている）ものとして説明を行う。

本実施の形態の電力変換装置の動作は、昇圧チョッパーに整流器の転流動作を加えたものとなる。スイッチ２２およびスイッチ４４の開閉状態の組み合わせに応じた合計４モードの動作モードが存在する。なお、整流器４２のリカバリー特性は、整流器２３のリカバリー特性と比較して良好であるものとする。

（第１のモード）
スイッチ２２がオン、且つスイッチ４４がオフの場合を考える。整流器２３には、リカバリー特性が良好な整流器４２と比較し、順方向電圧が低い素子を使用する。変圧器４１の巻線はインダクタ成分であるため、励磁電流を流さない場合には電流が流れない。よって、スイッチ４４がオフである本ケースにおいては、転流手段４の経路には電流は流れ込まない。また、スイッチ２２はオンであるから、図２Ａに示した経路でリアクトル２１にエネルギーが蓄積される。

（第２のモード）
スイッチ２２がオフ、且つスイッチ４４がオフの場合を考える。この場合も、上記の第１のモードと同様にスイッチ４４がオフであり、転流手段４の経路には電流は流れ込まない。また、スイッチ２２がオフであるから、図２Ｂに示した経路でリアクトル２１のエネルギーが負荷９側に供給される。

（第３のモード）
スイッチ２２がオン、且つスイッチ４４がオンの場合を考える。この場合、スイッチ４４がオンであるが、スイッチ２２も同時にオン状態であり、電源１側のインピーダンスが低いため、転流手段４の経路にはほとんど電流は流れ込まず、図２Ｃに示した経路でリアクトル２１にエネルギーが蓄積される。本モードは転流信号ＳＢの伝達遅延等により、瞬間的に発生する場合があるが、使用上特に問題にならない。

（第４のモード）
スイッチ２２がオフ、且つスイッチ４４がオンの場合を考える。この場合、スイッチ２２がオフであり、整流器２３を介して負荷９側に電流が流れ込む（図２Ｄに示した電流経路＃１）。またスイッチ４４もオンしているため変圧器４１が励磁され、転流手段４の経路にも電流が流れ込む（図２Ｄに示した電流経路＃２）。そして、スイッチ２２およびスイッチ４４がオンの状態となってから一定時間が経過すると、電流経路＃１（整流器２３）を流れていた電流は整流器４２側に完全に転流する。

以上より、上記第４のモード（スイッチ２２がオフ、且つスイッチ４４がオン）の場合に転流動作が発生するものの、スイッチ２２の開閉によるエネルギー蓄積動作は昇圧チョッパーを踏襲したものとなる。よって、スイッチ２２がオン時間Ｔ_on、オフ時間Ｔ_offで繰り返しスイッチングを行うと、図１に示したＣ点では次式（１）で示される平均電圧Ｅ_cが得られる。なお、簡単化のため、電源１の電圧は直流電源Ｅ_１とする。

図３は、電力変換装置において行う転流制御動作の一例を示す図であり、具体的には、制御部６が出力する駆動信号Ｓａ（昇圧回路２を制御するための駆動信号），駆動信号Ｓｂ（転流手段４を制御するための転流信号），図１に示した各部電流波形Ｉ₁〜Ｉ₅の関係を示している。なお、制御部６からの出力信号ＳａおよびＳｂは、ＨＩ側をアクティブ方向（オン方向）としている。また、各波形は、電源１投入後、十分時間が経過した後の状態、すなわち、負荷９や出力電圧Ｖdcが一定出力になるように駆動信号Ｓａのオン時間・オフ時間を制御部６が制御した後の状態を示している。

また、図３は、駆動信号Ｓａのオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）がほぼ一定の場合の例を図示している。すなわち、電源１が直流電源の場合を想定してオン時間とオフ時間の比率を一定としている。電源１を交流電源とする場合、例えば、直流側の電圧を比例積分制御等により一定に制御する際の駆動信号Ｓａのオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を調整すれば良い。また、Ｓｂのパルス幅を固定とした場合の波形例を示している。Ｓｂのパルス幅を可変とする場合については別途説明する。

また、Ｉ₁はリアクトル２１を流れる電流を示す。Ｉ₁は図１のＡ点で分岐後、スイッチ２２を流れる電流Ｉ₂、整流器２３に向かって流れる電流Ｉ₃に分流する。よって、これらの電流値の関係は次式（２）で示される。
Ｉ₁＝Ｉ₂＋Ｉ₃ …（２）

また、Ｉ₃はＢ点で分岐後、整流器２３を流れる電流Ｉ₄、変圧器４１の２次側巻線及び整流器４２に向かって流れる電流Ｉ₅に分流する。よって、これらの電流値の関係は次式（３）で示される。
Ｉ₃＝Ｉ₄＋Ｉ₅ …（３）

整流器２３に順方向電流が流れている状態で駆動信号Ｓａをオンすると、Ａ点−Ｄ点間が導通するため、Ｂ点電位はほぼＤ点電位と等しくなる（Ａ点とＢ点は同電位）。たとえば、スイッチ２２に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等を用いた場合には、これらの素子のオン電圧がＢ点とＤ点の電位差となる（Ｂ点の電位は電源１の負側電位とほぼ等しくなる）。一方、平滑回路３によりＣ点電位は充電電位状態（平滑回路３を構成しているコンデンサの充電電位）にほぼ保持されている。よってこの時、整流器２３にはＣ点−Ｂ点間の電位差分逆バイアスが印加され、整流器２３はオフ動作に移行する。

通常、整流器２３にはｐｎ接合ダイオードが用いられるが、整流器２３の逆回復までの間、整流器２３からスイッチ２２の経路で短絡電流が流れることとなる（以後、リカバリー電流と称す）。そこで、リカバリー電流による回路損失（電力損失）の増大を防ぐため、制御部６は、駆動信号Ｓａをオンにする直前の所定期間において、転流手段４の転流信号Ｓｂをオンにする。これにより、整流器２３に流れている電流を転流手段４側に転流させる（変圧器４１を介して整流器４２に転流させる）（図２Ｄ参照）。

ここで、整流器２３と比較して、整流器４２は繰り返し尖頭電流に耐えることはできるが電流容量（定格）は小さい素子（高耐圧だが電流容量は小さい素子）を用いる。

一般に、整流器は、電流容量の大きい素子よりも小さい素子の方が蓄積キャリア量は小さくなる。よって、電流容量が小さくなる程、逆回復までの時間が短縮でき、リカバリー電流も減少する。また、整流器の蓄積キャリア量は順方向電流の大きさに依存する。また、印加する逆バイアス電圧が小さくなる程、リカバリー電流は減少する。以上のことから、駆動信号Ｓａをオンにする前に転流信号Ｓｂをオンにして整流器２３に流れている電流を整流器４２側へ転流させることにより、整流器２３からスイッチ２２の経路へ流れるリカバリー電流を低減できる。

なお、整流器４２をＳｉＣやＧａＮ、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体は従来の半導体（非ワイドバンドギャップ半導体）と比較して導通損失およびスイッチング損失が低いため、電力変換装置を更に高効率化できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、整流器の小型化が可能であり、これら小型化された整流器を用いることにより、機器の小型化が可能となる。

上記では、駆動信号Ｓａのデューティ比を一定として示したが、例えば負荷９が電動機の場合には電動機の回転周波数に応じて発生する誘起電圧が異なる等の理由で、昇圧回路の出力を適宜変更させた方が高効率運転できることがある。また、求められる昇圧回路の出力電圧は電動機の仕様・必要な負荷トルク・運転状況等により異なるため、駆動信号Ｓａのオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を適宜調整する。この調整処理は、制御部６内で実施する。例えば、比例積分（ＰＩ）制御を行う制御器を用い、電圧検出部５で得られた実際の出力電圧Ｖｄｃと、制御部６内に設定された目標電圧Ｖｄｃ＊（指令値）とを入力として比例積分制御を行うことにより実現する。

この結果、実際の出力電圧Ｖｄｃが目標値Ｖｄｃ＊に近づくようフィードバック制御が実施され、駆動信号Ｓａのオン時間が逐次修正・設定される。一定時間経過後には、ＶｄｃとＶｄｃ＊は、定常偏差を除けばほぼ同一となる。

Ｖｄｃ＊は、内部メモリーとしてマップ化しておき、運転状況に応じて値を変化させるようにしてもよい。また、外部にメモリーしておいて、制御部６内に読み込み、制御を実施してもよい。

また、電流制御が必要な場合には、電流検出素子１０で得られた電流値Ｉｄｃも考慮して、駆動信号Ｓａの基準信号（デューティ）生成を行ってもよい。この調整処理は、制御部６内で実施する。例えば、比例積分制御を行う２つの制御器を用いて、まず、第１の制御器では、電圧検出部５で得られた実際の出力電圧Ｖｄｃと、制御部６内に設定された目標電圧Ｖｄｃ＊（指令値）とを入力として比例積分制御を行い、電流指令値Ｉｄｃ＊を出力する。次に、第２の制御器では、電流指令値Ｉｄｃ＊と電流検出値Ｉｄｃとを入力として、実際の出力電流Ｉｄｃが目標値Ｉｄｃ＊に近づくようフィードバック制御を行い、駆動信号Ｓａのオン時間を逐次修正・設定する。この場合も一定時間経過後にＶｄｃおよびＩｄｃはほぼ目標値となる（定常偏差は除く）。また電源電圧に応じてＩｄｃ＊を適切に調整することで、電源力率を改善し、高周波電流を抑制することも可能である。

なお、使用条件によっては制御の無駄時間等の考慮が必要となるため、状況に応じて、上記制御器では、微分動作を組み合わせたＰＩＤ制御を行うようにしてもよい。

Ｉｄｃ＊を内部メモリーとしてマップ化しておき、運転状況に応じて値を変化させるようにしてもよい。すなわち、出力電圧Ｖｄｃと目標電圧Ｖｄｃ＊（指令値）を用いた比例積分制御等によりＩｄｃ＊を得るのではなく、Ｉｄｃ＊を複数用意しておき、運転状況に応じたＩｄｃ＊を使用するようにしてもよい。また、外部にメモリーしておいて、制御部６内に読み込み、制御を実施してもよい。また、電流の代わりに電力等の代替量で制御を実施してもよい。

ここまでの説明においては、スイッチ２２およびスイッチ４４の駆動信号の側面から転流動作を行う方法を示した。一方、スイッチ２２およびスイッチ４４の実際の開閉スピードは、素子の種類や駆動回路の諸条件（ゲート周辺回路の定数設定等）により変化する。よって、スイッチ４４の駆動信号Ｓｂ（ＳＢ）の立ち上がりタイミング（オンタイミング）と、スイッチ２２の駆動信号Ｓａ（ＳＡ）の立ち下がりタイミング（オフタイミング）を同一タイミングとした場合でも、実際のスイッチ４４およびスイッチ２２の開閉タイミングが必ずしも一致しない。またスイッチ２２の駆動信号Ｓｂ（ＳＢ）に関して、必要な転流時間を確保するため、信号Ｓｂ（ＳＢ）のパルス幅を調整することでよりリカバリー抑制効果を上げることが可能であると考えられる。そこで、スイッチ４４およびスイッチ２２のオン・オフタイミングを変更可能な汎用性の高い回路を以下に示す。

図４は、スイッチ駆動信号（駆動信号Ｓａ，Ｓｂ）を生成するスイッチ制御手段の一例を示す図である。このスイッチ制御手段は、制御部６が備えている。図４に示したスイッチ制御手段は、それぞれ異なるレベルの基準信号（固定基準値）を生成する基準信号生成部２０１₁〜２０１₃と、三角波信号を生成する三角波信号生成部２０２と、状態記憶許可信号（詳細は後述する）を生成する状態記憶許可信号生成部２０３と、２系統の入力信号を比較する比較器２１１₁〜２１１₃と、論理反転部２２１、論理積演算部２２２および状態記憶部２２３からなる論理演算手段２２０と、を備えている。

図５Ａは、図４に示した構成のスイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。これらの図４および図５Ａを用いてスイッチ制御手段におけるスイッチ駆動信号生成動作の詳細を説明する。

スイッチ駆動信号の生成動作においては、まず、基準信号生成部２０１₁，２０１₂，２０１₃が、それぞれ、しきい値としての基準信号Ｓ１（第１の基準信号），基準信号Ｓ２（第２の基準信号），基準信号Ｓ３（第３の基準信号）を生成する。なお、Ｓ３≦Ｓ１≦Ｓ２の関係にあるものとする（図５Ａ参照）。また、三角波信号生成部２０２が三角波信号Ｓｃを生成する。状態記憶許可信号生成部２０３が、上記三角波信号Ｓｃの前半区間（谷から山の区間）でＨＩを出力し、後半区間（山から谷の区間）でＬＯを出力する状態記憶許可信号Ｓｘを生成する。なお、図５Ａに示した例では三角波信号の半周記区間で繰り返しＨＩ、ＬＯを出力する例を示しているが、例えば負荷９として接続される機器（冷凍空調システムなど）の運転仕様などに応じて柔軟に変更して良い。

次に、比較器２１１₁が、第１の基準信号Ｓ１と三角波信号Ｓｃに基づいて駆動信号Ｓａを生成する。具体的には、三角波信号Ｓｃと第１の基準信号Ｓ１を比較し、ＳｃがＳ１以上（Ｓｃ≧Ｓ１）の場合は駆動信号ＳａをＨＩ出力（オン）とする。一方、ＳｃがＳ１よりも小さい（Ｓｃ＜Ｓ１）場合は駆動信号ＳａをＬＯ出力（オフ）とする。

同様に、比較器２１１₂が、第２の基準信号Ｓ２と三角波信号Ｓｃに基づいて信号Ｓｙを生成する。具体的には、三角波信号Ｓｃと第２の基準信号Ｓ２を比較し、ＳｃがＳ２以上（Ｓｃ≧Ｓ２）の場合は信号ＳｙをＨＩ出力とする。一方、ＳｃがＳ２よりも小さい（Ｓｃ＜Ｓ２）場合は信号ＳｙをＬＯ出力とする。また、比較器２１１₃が、第３の基準信号Ｓ３と三角波信号Ｓｃに基づいて信号Ｓｚを生成する。具体的には、三角波信号Ｓｃと第３の基準信号Ｓ３を比較し、ＳｃがＳ３以上（Ｓｃ≧Ｓ３）の場合は信号ＳｚをＨＩ出力とする。一方、ＳｃがＳ３よりも小さい（Ｓｃ＜Ｓ３）場合は信号ＳｚをＬＯ出力とする。

なお、比較器２１１₁〜２１１₃において、入力のアクティブ方向や、入力信号２値が同一の場合（Ｓｃ＝Ｓ１，Ｓｃ＝Ｓ２，Ｓｃ＝Ｓ３の場合）に出力をＨＩ側とするかＬＯ側とするかについては必要に応じて変更して良い。

次に、論理演算手段２２０が、上記の信号Ｓｘ、ＳｙおよびＳｚに基づいて転流信号Ｓｂを生成する。具体的には、まず、論理反転部２２１が比較器２１１₂の出力信号Ｓｙを反転させた信号（図では「Ｓｙ」に「￣」を付加して表現している）を生成し、次に、論理積演算部２２２が、論理反転部２２１からの入力信号（Ｓｙを反転させた信号）と比較器２１１₃からの入力信号（Ｓｚ）を比較し、両入力がＨＩの場合に出力信号ＳｄをＨＩとし、それ以外の場合に出力信号ＳｄをＬＯ出力とする。そして、状態記憶部２２３が、状態記憶許可信号生成部２０３の出力信号ＳｘがＨＩの区間において、論理積演算部２２２の出力信号Ｓｄの論理変化を受け付け、その状態を保持し出力する。すなわち、上記区間においてＳｄがＨＩに変化した場合、転流信号ＳｂをＨＩに変更し、ＳｄがＬＯに変化した場合には転流信号ＳｂをＬＯに変更する。それ以外の区間では転流信号Ｓｂの状態を変化させない。状態記憶部２２３には、Ｄラッチ回路等を用いても良い。

上記のような一連の論理過程を経ることで、昇圧回路２の駆動信号Ｓａおよび転流手段４の駆動信号Ｓｂのオン・オフタイミングを比較的簡単な方法で変更できる。また、駆動信号Ｓａのアクティブ変更タイミング（ＬＯ→ＨＩへの変更タイミング）と転流手段４の駆動信号Ｓｂのオフタイミング（ＨＩ→ＬＯへの変更タイミング）を同期させることができるだけでなく、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのオン・オフタイミングを微調整ができる。

図４および図５Ａを見ればわかるように、駆動信号ＳａとＳｂのオン・オフタイミングの関係を調整する場合、第１の基準信号Ｓ１と第３の基準信号Ｓ３の差分値（図５Ａに示したＯＦＳ１）、および第１の基準信号Ｓ１と第２の基準信号Ｓ２の差分値（図５Ａに示したＯＦＳ２）を調整すればよい。駆動信号Ｓａのオン・オフタイミングを調整する場合、基準信号Ｓ１の値を調整すればよい。駆動信号Ｓｂのオン・オフタイミングを微調整する場合、第２の基準信号Ｓ２の値および第３の基準信号Ｓ３の値を調整すればよい。

一例として、駆動信号Ｓｂを遅延無くオフしたい場合（駆動信号Ｓｂのオフタイミングと駆動信号Ｓａのオンタイミングを一致させたい場合）の制御を図５Ｂに示す。図示したように、第１の基準信号Ｓ１と第２の基準信号Ｓ２を重ねる（ＯＦＳ２を０とする）ことで、駆動信号Ｓｂのオフタイミングと駆動信号Ｓａのオンタイミングを一致させることができる。また、図示は省略するが、運転条件により、昇圧回路２に流れている電流を、駆動信号Ｓａをオンさせてスイッチ２２を閉じる前に転流手段４側に転流させる必要がない場合（駆動信号Ｓｂをオンさせてスイッチ４４を閉じる必要がない場合）、全ての基準信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を重ねる（ＯＦＳ１，ＯＦＳ２を０にする）ことで、駆動信号Ｓｂを常時オフにすることもできる。

以上のような方法により、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのオン・オフタイミングを比較的簡単な方法で変更できる。この結果、駆動回路・スイッチ素子特性のばらつきによる再転流を防止することができ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。

なお、図４に示したスイッチ制御手段では複数個の基準信号を使用することにより昇圧回路２の駆動信号Ｓａおよび転流手段４の駆動信号Ｓｂのオン・オフタイミング調整を行うようにしているが、複数個の三角波信号を使用ようにして同様のタイミング調整を実現できる。複数個の三角波信号を使用してタイミング調整を行う場合の例を以下に示す。

図６は、図４に示したスイッチ制御手段の変形例を示す図である。このスイッチ制御手段は、基準信号を生成する基準信号生成部２０１と、それぞれ異なる三角波信号を生成する三角波信号生成部２０２₁〜２０２₃と、状態記憶許可信号を生成する状態記憶許可信号生成部２０３と、２系統の入力信号を比較する比較器２１２₁〜２１２₃と、論理反転部２２１、論理積演算部２２２および状態記憶部２２３からなる論理演算手段２２０と、を備えている。

図７Ａは、図６に示した構成のスイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。

図６に示した構成のスイッチ制御手段によるスイッチ駆動信号の生成動作においては、まず、基準信号生成部２０１が、例えば、図４に示したスイッチ制御手段の基準信号生成部２０１₁が生成するものと同様の基準信号Ｓ１を生成する。また、三角波信号生成部２０２₁，２０２₂，２０２₃が、それぞれ、三角波信号Ｓｃ１（第１の三角波信号），三角波信号Ｓｃ２（第２の三角波信号），三角波信号Ｓｃ３（第３の三角波信号）を生成する。なお、各三角波信号は振幅および周期が固定であり、かつそれぞれの位相が一致しており、Ｓｃ３≦Ｓｃ１≦Ｓｃ２の関係にあるものとする。すなわち、三角波信号Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３は、ある三角波信号を振幅方向にスライドさせることにより得られる関係にあるものとする。状態記憶許可信号生成部２０３は、図４に示したスイッチ制御手段の状態記憶許可信号生成部２０３と同様の状態記憶許可信号Ｓｘを生成する。

次に、比較器２１２₁が、第１の三角波信号Ｓｃ１と基準信号Ｓ１に基づいて駆動信号Ｓａを生成する。具体的には、第１の三角波信号Ｓｃ１と基準信号Ｓ１を比較し、Ｓｃ１がＳ１以上（Ｓｃ１≧Ｓ１）の場合は駆動信号ＳａをＨＩ出力（オン）とする。一方、Ｓｃ１がＳ１よりも小さい（Ｓｃ１＜Ｓ１）場合は駆動信号ＳａをＬＯ出力（オフ）とする。

同様に、比較器２１２₂が、第２の三角波信号Ｓｃ２と基準信号Ｓ１に基づいて信号Ｓｙを生成する。具体的には、第２の三角波信号Ｓｃ２と基準信号Ｓ１を比較し、Ｓｃ２がＳ１以上（Ｓｃ２≧Ｓ１）の場合は信号ＳｙをＨＩ出力とする。一方、Ｓｃ２がＳ１よりも小さい（Ｓｃ２＜Ｓ１）場合は信号ＳｙをＬＯ出力とする。また、比較器２１２₃が、第３の三角波信号Ｓｃ３と基準信号Ｓ１に基づいて信号Ｓｚを生成する。具体的には、第３の三角波信号Ｓｃ３と基準信号Ｓ１を比較し、Ｓｃ３がＳ１以上（Ｓｃ３≧Ｓ１）の場合は信号ＳｚをＨＩ出力とする。一方、Ｓｃ３がＳ１よりも小さい（Ｓｃ３＜Ｓ１）場合は信号ＳｚをＬＯ出力とする。

次に、論理演算手段２２０が、上記の信号Ｓｘ、ＳｙおよびＳｚに基づいて転流信号Ｓｂを生成する。この動作は、図４に示したスイッチ制御手段の論理演算手段２２０が行う動作と同じである。

このように、複数の三角波信号を使用した場合にも、スイッチ駆動信号Ｓａ，Ｓｂのタイミング調整を行うことが可能である。また、三角波信号Ｓｃ２，Ｓｃ３をＳｃ１に対して任意幅のオフセット、あるいは任意時間幅（図７ＡではＳｃ１とＳｃ３の時間幅をΔＴ１、Ｓｃ１とＳｃ３の時間幅をΔＴ２とした場合の例を示している）を持たせることで、スイッチ駆動信号Ｓａ，Ｓｂのオン・オフタイミングを調整できる。

駆動信号Ｓｂを遅延無くオフしたい場合には、三角波信号Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３が図７Ｂに示した関係になるようにすればよい。すなわち、第１の三角波号Ｓｃ１と第２の三角波信号Ｓｃ２を重ねる（ΔＴ２を０とする）ことで駆動信号Ｓｂのオフタイミングと駆動信号Ｓａのオンタイミングを同期させることができる。また、昇圧回路２に流れている電流を、駆動信号Ｓａをオンさせてスイッチ２２を閉じる前に転流手段４側に転流させる必要がない場合（駆動信号Ｓｂをオンさせてスイッチ４４を閉じる必要がない場合）、全ての三角波信号Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を重ねる（ΔＴ１，ΔＴ２を０にする）ことで、駆動信号Ｓｂを常時オフにすることもできる。

図６に示したスイッチ制御手段を使用する場合においても、図４に示した構成のスイッチ制御手段を使用する場合と同様の制御が可能となり、駆動信号Ｓａ，Ｓｂのオン・オフタイミングを比較的簡単な方法で変更できるので、駆動回路・スイッチ素子特性のばらつきによる再転流を防止することができ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。

図４や図６に示したスイッチ制御手段では基準信号と三角波信号を使用することとしたが、三角波信号に代えてのこぎり波状の信号を使用してもよい。図８および図９はのこぎり波信号を使用した制御動作の一例を示す図である。図８は、図４に示したスイッチ制御手段において三角波信号に代えてのこぎり波信号を使用した場合の例を示しており、図９は、図６に示したスイッチ制御手段において三角波信号に代えてのこぎり波信号を使用した場合の例を示している。図８および図９では、状態記憶許可信号生成部２０３において、のこぎり波信号の立ち下がり近傍において状態記憶許可信号Ｓｘをオフ状態とし、それ以外の区間においてはオン状態とする例を示している。しかしながら、これに限るものでなく、例えば負荷９として接続される機器の運転仕様などに応じて柔軟に変更して良い。

また、運転状態やシステム仕様に応じて、転流手段４の最適な動作時間は異なってくると考えられる。

例えば、整流器２３に流れている電流が大きい場合、整流器２３から整流器４２への転流には時間がかかるため、転流時間（スイッチ４４を閉じている時間）が大きい方が望ましいケースがある（逆回復電荷の補償時間を長くする必要がある）。逆に、整流器２３に流れている電流が小さい場合、整流器２３から整流器４２への転流に要する時間は短くて良いケースもある（逆回復電荷の補償時間を短くする必要がある）。すなわち、図１０Ａおよび図１０Ｂに示したように、順方向電流（整流器２３に流れている電流に相当）が大きくなると逆回復電荷量Ｑｒｒが大きくなり、リカバリー電流も大きくなる。また、完全に転流動作が完了しなくても、システムの要求仕様（設計値）を十分に満たすことができるケースもある。このように、システムの要求仕様に応じて、転流信号Ｓｂのパルス幅は異なってくる。

従って、転流手段４への転流時間は、負荷電流の大きさや、スイッチ２２のスイッチング速度、整流器２３の素子特性に応じて柔軟に変更することで、よりそのシステムに適した転流動作を実現できる。例えば、転流時間を負荷電流の大きさに応じて変更する場合には、図１１Ａおよび図１１Ｂに示したようにすればよい。図１１Ａは、電流（図１に示した電流検出素子１０で観測できる電流）とＯＦＳ１（図５Ａ，図５Ｂなどの制御を行う場合の基準信号Ｓ１とＳ３の差分を示すオフセット値）の関係の一例を示し、図１１Ｂは、電流とＯＦＳ２（基準信号Ｓ１とＳ２の差分を示すオフセット値）の関係の一例を示している。電流と各オフセット値の関係は、回路を構成している各デバイスの性能やシミュレーションなどにより予め求めておけばよい。このように、負荷電流が大きくなるほど転流信号Ｓｂのパルス幅が大きくなるように変更することで、より高効率なシステムを構築できる。なお、要旨を逸脱しない範囲で、他箇所における電流検出結果を用いても良い。

このように、本実施の形態の電力変換装置においては、電源から供給された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路内の整流器に並列に接続され、この整流器に流れている電流を所望のタイミングで転流させることが可能な転流手段と、昇圧回路および転流手段を制御する制御部とを備え、制御部は、整流器に流れている電流（順方向電流）を転流手段側に転流させてからこの整流器に逆バイアスがかかるように制御を行う。これにより、整流器のリカバリー電流を抑制して、リカバリー電流による回路損失の増大を防止できる。この結果、高信頼性かつ高効率な電力変換装置を実現できる。

なお、本実施の形態では、制御部６内部のスイッチ制御手段におけるスイッチ２２の駆動信号Ｓａおよびスイッチ４４の駆動信号（転流信号）Ｓｂの作成動作例について示したが、このスイッチ制御手段は、マイクロコンピュータやＤＳＰ等の内部機能を用いて実現しても良い。例えば、これらのデバイスに付随するワンショットパルス発生機能等を用いて信号を生成するようにして実現しても良い。

実施の形態２．
図１２は、実施の形態２の電力変換装置の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、実施の形態１で説明した電力変換装置を変形したものであり、具体的には、電源１，制御部６を電源１ａ，制御部６ａに置き換え、さらに、ゼロクロス検出部１００を追加したものである。本実施の形態では、実施の形態１で説明した電力変換装置と異なる部分についてのみ説明を行う。

図１２に示したように、電源１ａは、交流電源１ａ−１（単相）と、複数の整流素子からなる整流部１ａ−２（内部はブリッジ接続）とを備えている。この電源１ａでは、交流電源１ａ−１が発生させる交流電力を整流部１ａ−２で整流し、後段の昇圧回路２に対して供給する。

ゼロクロス検出部１００は、交流電源１ａ−１が出力する電圧を監視してゼロクロス点を検出する。監視結果は、ゼロクロス信号ＺＣとして制御部６ａに出力する。制御部６ａは、ゼロクロス信号ＺＣに基づき、ゼロクロス点に同期させた駆動信号Ｓａ，Ｓｂを生成する。ゼロクロス点に同期させた制御を行うことによりノイズの発生を抑えることができる。

また、図１３に示したように、実施の形態１で説明した電力変換装置の電源１を電源１ｂに置き換えてもよい。電源１ｂは、交流電源１ｂ−１（三相）と、複数の整流素子からなる整流部１ｂ−２（内部はブリッジ接続）とを備えており、交流電源１ｂ−１が発生させる三相交流電力を整流部１ｂ−２で整流し、後段の昇圧回路２に対して供給する。

上記の図１２や図１３に示した構成の電力変換装置においても、図１に示した実施の形態１の電力変換装置と同様に、昇圧回路２及び転流手段４の各信号のオン・オフタイミング調整が可能であり、実施の形態１の電力変換装置と同様の効果を得ることができる。

なお、本実施の形態では、単相または三相交流電源から供給された電力を昇圧する電力変換装置の構成例について示したが、昇降圧機能を有する各種コンバータにおいて、逆流防止用の整流器を備えた構成の回路に対して、本技術の適用が可能であり、昇圧回路及び転流手段の各駆動信号のオン・オフタイミング調整を行うことで、システム効率を向上でき、かつリカバリー電流やノイズを低減することが可能である。

なお、各実施の形態の説明においては、便宜上、電源が電力変換装置に含まれているものとして説明を行ったが、電源が電力変換装置の外部に存在していてもよい。

以上のように、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、昇圧回路を制御する昇圧信号（上記駆動信号Ｓａに相当）及び転流手段を制御する転流信号（上記駆動信号Ｓｂに相当）のパルス幅を運転状態に応じて変更できるので、転流終了の際、回路・素子特性のばらつきによる再転流を防止することができ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。

また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、負荷電流の大きさに応じて転流手段の転流時間を調整できるため、転流手段の過度な発熱を防止しつつ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。加えて、過度な発熱を防止できるため、転流手段用の放熱対策を低コストで行うことができる。また、補助整流器に、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、更なる高効率化を実現できる。

また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、昇圧回路内の整流器を流れている電流を転流させるタイミングの制御信号である転流信号のオン・オフタイミングを可変としたので、昇圧回路のスイッチング素子のスイッチングスピードに応じて転流手段の転流時間を調整でき、システム変更に対しても柔軟に対応できる。

また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、比較的簡易な方法で転流信号のオン・オフタイミングを調整できるので、マイクロコンピュータのワンショットパルス発生機能等を用いてスイッチ制御手段を実現できる。よって、コストアップを抑えて制御手段を実現できる。

また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、複数の基準信号を生成する手段と三角波信号（またはのこぎり波信号）を生成する手段を具備し、基準信号と三角波信号（またはのこぎり波信号）の比較結果に基づいてスイッチング素子の制御信号および転流信号を生成することを特徴とするので、汎用性高く様々なシステムに適用することが可能である。

また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、直流電源、または交流電源及び前記交流電源電圧を整流する整流回路に対応可能であるので、汎用性高く様々なシステムに適用可能である。そのため、例えば、冷凍空調システムに適用することにより高効率かつ高信頼性な冷凍空調システムを実現できる。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、入力電圧を所望の電圧に変換する装置として有用であり、特に、スイッチング素子を利用して電圧変換を行う電力変換装置に適している。

１，１ａ，１ｂ 電源
１ａ−１ 交流電源（単相）
１ｂ−１ 交流電源（三相）
１ａ−２，１ｂ−２ 整流部
２ 昇圧回路
３ 平滑回路
４ 転流手段
５ 電圧検出部
６，６ａ 制御部
７ 駆動信号伝達部
８ 転流信号伝達部
９ 負荷
１０ 電流検出素子
１１ 電流検出部
２１ リアクトル
２２，４４ スイッチ
２３，４２ 整流器
４１ 変圧器
４３ 変圧器駆動回路
２０１，２０１₁，２０１₂，２０１₃ 基準信号生成部
２０２，２０２₁，２０２₂，２０２₃ 三角波信号生成部
２０３ 状態記憶許可信号生成部
２１１₁，２１１₂，２１１₃，２１２₁，２１２₂，２１２₃ 比較器
２２０ 論理演算手段
２２１ 論理反転部
２２２ 論理積演算部
２２３ 状態記憶部
１００ ゼロクロス検出部

Claims (22)

1. 電源供給手段と、
   前記電源供給手段から供給される電圧をスイッチング制御により昇圧する昇圧手段と、
   前記昇圧手段からの出力電圧を平滑する平滑手段と、
   前記昇圧手段と前記平滑手段の間に配置され、前記昇圧手段側への電流逆流を防止する逆流防止素子と、
   前記逆流防止素子に並列に接続され、前記逆流防止素子に流れていた電流を自身側に転流させる転流手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記昇圧手段は、
   前記電源供給手段に接続されたリアクトルと、
   前記リアクトルと前記逆流防止素子の接続点と前記電源供給手段の負側とを短絡させるためのスイッチと、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記転流手段は、
   前記スイッチがオンになる直前の所定期間において前記逆流防止素子に流れていた電流を転流させることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記転流手段は、
   前記スイッチがオンになった後、所定期間経過後に転流動作を終了することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記転流手段は、
   変圧器と、
   前記変圧器を駆動するスイッチと、
   前記変圧器および前記スイッチに電力を供給する電源と、
   前記変圧器の２次側巻線と直列に接続され、電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 複数のしきい値と、三角波信号またはのこぎり波信号である比較対象信号とに基づいて、前記スイッチング制御のデューティ比および前記転流手段による転流動作の実施期間を決定する決定手段、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記複数のしきい値は、第１のしきい値と、当該第１のしきい値と同じまたはこれよりも大きな第２のしきい値と、当該第１のしきい値と同じまたはこれよりも小さな第３のしきい値とを含み、
   前記決定手段は、
   前記第１のしきい値と前記比較対象信号の比較結果に基づいて前記デューティ比を決定し、前記第２のしきい値と前記比較対象信号の比較結果と、前記第３のしきい値と前記比較対象信号の比較結果とに基づいて前記実施期間を決定することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記第１のしきい値、前記第２のしきい値および前記第３のしきい値を可変とすることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記決定手段は、
   前記複数のしきい値として複数の基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記比較対象信号を生成する比較対象信号生成手段と、
   前記複数のしきい値それぞれを前記比較対象信号と比較し、当該比較結果に基づいて前記デューティ比および前記実施期間を決定する比較手段と、
   を備えることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
10. 前記決定手段は、
    前記比較手段が決定した実施期間を有効な決定結果として出力させるかどうかを指示する制御信号であって、そのオン・オフタイミングが可変の決定結果出力制御信号を生成する制御信号生成手段、
    をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. しきい値と、三角波信号またはのこぎり波信号である複数の比較対象信号と、に基づいて、前記スイッチング制御のデューティ比および前記転流手段による転流動作の実施期間を決定する決定手段、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
12. 前記複数の比較対象信号は、第１の比較対象信号と、当該第１の比較対象信号と位相および振幅が一致しかつレベルが常時同じまたはこれよりも大きな第２の比較対象信号と、当該第１の比較対象信号と位相および振幅が一致しかつレベルが常時同じまたはこれよりも小さな第３の比較対象信号とを含み、
    前記決定手段は、
    前記しきい値と前記第１の比較対象信号の比較結果に基づいて前記デューティ比を決定し、前記しきい値と前記第２の比較対象信号の比較結果と、前記しきい値と前記第３の比較対象信号の比較結果とに基づいて前記実施期間を決定することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記第１の比較対象信号、前記第２の比較対象信号および前記第３の比較対象信号のレベルを可変とすることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記平滑手段により平滑化された後の電圧値と所定の目標値との比較結果に基づいて前記スイッチング制御のデューティ比を調整する調整手段、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
15. 前記目標値を可変とすることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
16. 前記昇圧手段に流れている電流値と所定の目標値との比較結果に基づいて前記スイッチング制御のデューティ比を調整する調整手段、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
17. 前記目標値を可変とすることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置。
18. 前記決定手段をマイクロコンピュータのワンショットパルス発生機能を利用して実現したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
19. 電源供給手段は、
    直流電源、または、交流電源および当該交流電源電圧を整流する整流回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
20. 前記転流手段の逆流防止素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
21. ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドによって形成されていることを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
22. 請求項１〜２１のいずれか一つに記載の電力変換装置を備えることを特徴とする冷凍空調システム。

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