JPWO2007132667A1 - 双方向電源装置 - Google Patents

Abstract

双方向電源装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチのオン時間が長いほど第２正端子と第２負端子の電圧が高くなるように接続される。制御回路は、第１正端子と第１負端子から第２正端子と第２負端子への電力の供給を停止する時には、第３スイッチをオフにした後、第１スイッチのオン時間が最大になるようにスイッチング信号生成回路を動作させる。第２正端子と第２負端子から第１正端子と第１負端子へ電力を供給する時は、起動時に第３スイッチがオフの状態で第１スイッチのオン時間が最大になるように、スイッチング信号生成回路を動作させる。

Description

本発明は双方向に電力の授受が可能な双方向電源装置に関する。

２つのＤＣ電源の間で双方向に電力の授受を行う双方向電源装置として、例えば特許文献１に開示される装置が知られている。図１３は従来の双方向電源装置のブロック回路図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１が、電源１０２のバッテリ１０２ａと電源１０３のコンデンサ１０３ａの間に接続される。図１３は自動車用電源の例を示すので、コンデンサ１０３ａは、図示しないエンジンに結合された発電機１０４と接続される。自動車の制動エネルギーは、急速充放電が可能なコンデンサ１０３ａにまず蓄えられ、ついでＤＣ−ＤＣコンバータ１０１を介してバッテリ１０２ａに充電される。かくして、自動車の制動エネルギーは電力として回生される。

コンデンサ１０３ａは第１のＭＯＳトランジスタ１１１に接続され、第２のＭＯＳトランジスタ１１２がＭＯＳトランジスタ１１１に直列に接続される。ＭＯＳトランジスタ１１１、１１２はそれぞれボディダイオード１１３、１１４を並列に有する。

ＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２の接続点にインダクタンス素子であるコイル１１５の一端が接続され、コイル１１５の他端は電流センサ１１６を介してバッテリ１０２ａに接続される。制御回路１１７は、電流センサ１１６の出力に応じてＭＯＳトランジスタ１１１、１１２のオンオフを制御する。

自動車の制動エネルギーを電力として蓄えたコンデンサ１０３ａの電圧は、当初バッテリ１０２ａの電圧よりも高い。したがってＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は降圧動作を行う。降圧動作は、通常は、ソフトスタートで開始される。

図１４Ａから図１４ＣはＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の降圧動作を説明する。図１４Ａは第１のＭＯＳトランジスタ１１１のオンオフ動作を、図１４Ｂは第２のＭＯＳトランジスタ１１２のオンオフ動作を、図１４Ｃはバッテリ１０２ａへの電流Ｉｏｕｔの経時変化をそれぞれ示す。時間ｔ０でＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は動作を開始する。図１４Ａに示すように、制御回路１１７は、ソフトスタートのためにＭＯＳトランジスタ１１１のオン時間をゼロ近辺から徐々に増加させる。ソフトスタート中にＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２とを交互にオンオフすると、ＭＯＳトランジスタ１１２のオンデューティ時間が長すぎて、バッテリ１０２ａからＭＯＳトランジスタ１１２に過電流が流れるおそれがある。これを避けるため、図１４Ｂに示すように、ソフトスタート中はＭＯＳトランジスタ１１２をオフのままにする。

バッテリ１０２ａへの電流Ｉｏｕｔは図１４Ｃに示すように徐々に大きくなり、時間ｔ１でしきい値Ｔｈ１に達する。これ以後は、ＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２とは定常動作として交互にオンオフする。これにより、コンデンサ１０３ａの電力がバッテリ１０２ａに充電され、制動エネルギーは有効に回生される。

上記説明ではコンデンサ１０３ａからバッテリ１０２ａへの降圧動作について述べたが、コンデンサ１０３ａの電圧がバッテリ１０２ａの電圧より低い場合は昇圧動作が必要である。昇圧動作の場合は、コイル１１５をコンデンサ１０３ａ側に接続する回路構成とすればよい。昇圧動作は、ＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２のタイミングチャートが入れ替わる以外は降圧動作と同等の制御で実現できる。かくして、降圧動作と昇圧動作が可能な双方向電源装置が提供される。

上記のように、ＭＯＳトランジスタ１１２の過電流は防止される。しかし、ソフトスタート中に、ＭＯＳトランジスタ１１１がコイル１１５を通ってバッテリ１０２ａに流れる電流をオフにするたびに、ＭＯＳトランジスタ１１２はオフのままであるので、ボディダイオード１１４を順方向に流れる電流が発生する。この発生する順方向電流により、ボディダイオード１１４が過熱する問題がある。本発明は、ボディダイオードの発熱がない双方向電源装置を提供する。
日本特許第３５０１２２６号公報

本発明の双方向電源装置は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを含む。その双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、電力の授受を行う第１正端子と第１負端子と第２正端子と第２負端子と、第１正端子と第１負端子との間に並列に接続されたコンデンサと、交互にオンオフを繰り返す直列接続された第１スイッチと第２スイッチを有する。さらに第１スイッチと第２スイッチとの接続点に一端が接続されたインダクタンス素子と、第１スイッチと第２スイッチのオンオフ信号を生成するスイッチング信号生成回路と、スイッチング信号生成回路を制御する制御回路を有する。そして、第１スイッチのオン時間が長いほど第２正端子と第２負端子の電圧が高くなるように接続される。

さらに本発明の双方向電源装置は、第１正端子、または第１負端子に一端が接続され、制御回路によりオンオフが制御される第３スイッチと、第３スイッチに直列に接続され、その直列回路が第１正端子と第１負端子の間に接続された第１電源と、第２正端子と第２負端子の間に接続された第２電源を含む。

そして、制御回路は、第１正端子と第１負端子から第２正端子と第２負端子への電力の供給を停止する時には、第３スイッチをオフにした後、第１スイッチのオン時間が最大になるようにスイッチング信号生成回路を動作させる。また第２正端子と第２負端子から第１正端子と第１負端子へ電力を供給する時には、第３スイッチがオフの状態で、第１スイッチのオン時間が最大になるようにスイッチング信号生成回路を動作開始させる。

この構成により、停止時と同じ状態から起動できるので、過電流を防止することができる。さらに、第１スイッチがオフの間には第２スイッチが常にオンとなるので、ボディダイオードに電流が流れることはない。

図１は本発明の実施の形態１における双方向電源装置のブロック回路図である。 図２は本発明の実施の形態１における双方向電源装置と周辺回路のブロック図である。 図３Ａは本発明の実施の形態１のコンデンサ２６の電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャートである。 図３Ｂは本発明の実施の形態１のコンデンサ３ａの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャートである。 図３Ｃは本発明の実施の形態１の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャートである。 図３Ｄは本発明の実施の形態１の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャートである。 図３Ｅは本発明の実施の形態１の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャートである。 図４は本発明の実施の形態１における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図である。 図５は本発明の実施の形態１における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。 図６は本発明の実施の形態２における双方向電源装置のブロック回路図である。 図７Ａは本発明の実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャートである。 図７Ｂは本発明の実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャートである。 図７Ｃは本発明の実施の形態２の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャートである。 図７Ｄは本発明の実施の形態２の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャートである。 図７Ｅは本発明の実施の形態２の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャートである。 図８は本発明の実施の形態２における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図である。 図９は本発明の実施の形態２における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。 図１０は本発明の実施の形態３における双方向電源装置のブロック回路図である。 図１１は本発明の実施の形態３における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図である。 図１２は本発明の実施の形態３における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。 図１３は従来の双方向電源装置のブロック回路図である。 図１４Ａは従来の双方向電源装置の第１のＭＯＳトランジスタのオンオフ動作のタイミングチャートである。 図１４Ｂは従来の双方向電源装置の第２のＭＯＳトランジスタのオンオフ動作のタイミングチャートである。 図１４Ｃは従来の双方向電源装置のバッテリへの電流の経時変化を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ 第１電源
３ 第２電源
１５ コイル（インダクタンス素子）
２１ 双方向電源装置
２２ 第３スイッチ
２４ 第１正端子
２５ａ 第１負端子
２５ｂ 第２負端子
２６ コンデンサ
２７ 第１スイッチ
２８ 第２スイッチ
２９ 第２正端子
３４ スイッチング信号生成回路
３８ 制御回路
３９ 補助電源

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における双方向電源装置のブロック回路図であり、図２は実施の形態１の双方向電源装置と周辺回路のブロック回路図である。図３Ａは実施の形態１のコンデンサ２６の電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャートであり、図３Ｂは実施の形態１のコンデンサ３ａの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャートである。図３Ｃは実施の形態１の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャート、図３Ｄは実施の形態１の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャートであり、図３Ｅは、実施の形態１の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャートである。図４は、実施の形態１における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図であり、図５は、実施の形態１における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。

実施の形態１では、自動車の制動により得られる電力を双方向電源装置で降圧動作させて急速充放電が可能なコンデンサに充電し、その後コンデンサの電圧を昇圧してバッテリに回生する場合について述べる。

図１において、双方向電源装置２１は第１電源２と第２電源３との間に接続される。図２に示すように、第１電源２は、図示しないエンジンに結合された発電機４と、バッテリ２ａと、発電機４とバッテリ２ａの電力を消費する負荷２ｂと、平滑コンデンサ２ｃとを有する。第２電源３は、コンデンサ３ａを有する。

図１に戻って双方向電源装置２１の詳細を説明する。双方向電源装置２１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、第３スイッチ２２とを有する。第３スイッチ２２は、外部からオンオフ制御が可能であり、本実施の形態ではＦＥＴを用いる。並列ダイオード２３はＦＥＴのボディダイオードである。第３スイッチ２２と並列ダイオード２３とは、一端がＤＣ−ＤＣコンバータ１の第１正端子２４に、他端が第１電源２の正電極に接続される。並列ダイオード２３はアノード側が第１正端子２４に接続される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、コンデンサ２６が第１正端子２４と第１負端子２５ａとの間に接続される。コンデンサ２６の容量は、第２電源３のコンデンサ３ａの容量より小さい。

コンデンサ２６の両端に、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８が直列接続される。第１スイッチ２７と第２スイッチ２８は交互にオンオフを繰り返すよう外部から制御可能であり、本実施の形態では第３スイッチ２２と同様にＦＥＴを用いる。したがって、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８は、図示のように形成されたボディダイオード１３，１４をそれぞれ有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１スイッチ２７のオン時間が長いほど第２正端子２９の電圧が高くなるように接続される。

第１スイッチ２７と第２スイッチ２８の接続点に、インダクタンス素子であるコイル１５の一端が接続される。コイル１５の他端は第２正端子２９が接続される。図１に示されていないが、第２正端子２９と第２負端子２５ｂとの間に平滑用のコンデンサを設けてもよい。

以上述べたように、第３スイッチ２２と第１負端子２５ａとの間に第１電源２のバッテリ２ａが接続され、第２正端子２９と第２負端子２５ｂとの間に第２電源のコンデンサ３ａが接続される。

第１誤差増幅回路３１が、第１正端子２４に接続される。第１誤差増幅回路３１は昇圧動作時の第１正端子２４の電圧を一定にするために、内蔵する設定電圧との誤差を出力する。第２誤差増幅回路３２が、第２正端子２９に接続される。第２誤差増幅回路３２は降圧動作時の第２正端子２９の電圧を一定にするために、内蔵する設定電圧との誤差を出力する。

第１誤差増幅回路３１の出力と第２誤差増幅回路３２の出力は、切替スイッチ３３に接続される。切替スイッチ３３が第１誤差増幅回路３１を選択すれば、第２電源３から第１電源２への昇圧動作が行われる。切替スイッチ３３が第２誤差増幅回路３２を選択すれば、第１電源２から第２電源３への降圧動作が行われる。

切替スイッチ３３からの信号は、スイッチング信号生成回路３４に入力される。スイッチング信号生成回路３４は、入力信号と発振回路３５の出力とを比較器３６で比較してオンオフ信号を生成し、第１スイッチ２７にオンオフ信号を入力し、第２スイッチ２８に反転したオンオフ信号を入力する。かくして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は昇圧動作または降圧動作を行う。制御回路３８は、切替スイッチ３３の切り替え制御、スイッチング信号生成回路３４の動作制御、第３スイッチ２２のオンオフ制御、および第２誤差増幅回路３２の設定電圧の制御を行う。

次に双方向電源装置２１の動作について説明する。発電機４により自動車の制動エネルギーが電力として双方向電源装置２１に供給されると、一部はバッテリ２ａに充電されるが、急速に増加する制動エネルギーの電力を全て充電することはできない。そこで、制御回路３８は第３スイッチ２２をオンにするとともに切替スイッチ３３を降圧側に切り替える。スイッチング信号生成回路３４は第２誤差増幅回路３２の出力に基づいて降圧動作を行うよう、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８に互いに反転したオンオフ信号を出力する。その結果、第１電源２のバッテリ２ａからの電力は降圧されて第２電源３のコンデンサ３ａに充電される。

降圧動作のタイミングチャートを図３Ａから図３Ｅの左半分に示す。時間ｔ０で、切替スイッチ３３が降圧動作を選択しているので（図３Ｅ参照）、双方向電源装置２１は降圧動作を行う。この時、第３スイッチ２２がオンなので（図３Ｄ参照）、コンデンサ２６の電圧Ｖ２はバッテリ２ａの電圧Ｖ１と等しい（図３Ａ参照）。降圧動作により電圧Ｖ１はコンデンサ３ａに充電される。従って、時間ｔ０でコンデンサ３ａの電圧Ｖ３（図３Ｂ参照）は低い状態から、時間が経つにつれて第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄ（Ｄ＝第１スイッチ２７のオン時間／オンオフの１周期時間）が増大するようにスイッチング信号生成回路３４が動作するので（図３Ｃ参照）、Ｖ３は上昇する。これは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が、第１スイッチ２７のオン時間が長いほど第２正端子２９の電圧が高くなるように接続されているためである。この間、バッテリ２ａの電圧Ｖ１は一定なので、バッテリ２ａと直接接続されているコンデンサ２６の電圧Ｖ２も一定である。

コンデンサ３ａの電圧Ｖ３は上昇して、時間ｔ１で設定された充電電圧に近づく。この時点、すなわち第１正端子２４から第２正端子２９へ電力の供給を停止する時点で、制御回路３８は第３スイッチ２２をオフにする（図３Ｄ参照）。これ以後は、コンデンサ３ａへコンデンサ２６から電力が送られるので、コンデンサ２６の電圧Ｖ２は下降する。双方向電源装置２１は、電圧Ｖ３を設定された電圧に上げるために、第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄを最大値Ｄｍａｘ（≦１）に急激に上げる。そのために、制御回路３８は第２正端子２９の設定電圧を強制的に上昇させるように第２誤差増幅回路３２を制御する。その結果、一時的にコンデンサ２６からコンデンサ３ａへの電力供給が増加するので、オン時間比率ＤがＤｍａｘになるまでの時間を短縮できる。このようにして、Ｄを急激に上げてＤｍａｘに設定することができる。これらの対策により、後述するように、ボディダイオード１４の発熱がない高速な動作が可能となる。なお、第２正端子２９の設定電圧は再度降圧動作を行う時に元の設定値に戻すように、第２誤差増幅回路３２が制御回路３８により制御される。

時間ｔ２で、コンデンサ２６の電圧Ｖ２はＶ３／Ｄｍａｘに下がる。本実施の形態では、動作をより確実にするために、時間ｔ３までＤをＤｍａｘに維持する（図３Ｃ参照）。ＤをＤｍａｘに設定することにより、電圧Ｖ２は下がる方向になるので、常にＶ１＞Ｖ２となり確実に並列ダイオード２３をオフにできる。

前記したように、時間ｔ１以後は、コンデンサ３ａへコンデンサ２６から電力が送られる。この際、コンデンサ３ａの容量がコンデンサ２６より大きければ、Ｖ３の変化は小さい。ゆえに、コンデンサ３ａはコンデンサ２６より大容量に設定される。これにより、後述するようにボディダイオード１４の発熱がなく、かつ電圧Ｖ３を安定化させることが可能となる。

時間ｔ３で、制御回路３８はスイッチング信号生成回路３４の動作を停止し、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８をオフする。かくして、図３Ａに示すように、Ｖ２＝Ｖ３／Ｄｍａｘの電圧状態でコンデンサ３ａの充電は終了し、双方向電源装置２１は停止する。

次に、コンデンサ３ａからバッテリ２ａに電力を送る昇圧動作について説明する。制御回路３８は、時間ｔ３以降の停止期間中に、切替スイッチ３３を降圧から昇圧に切り替える（図３Ｅ参照）。

時間ｔ４で、昇圧動作は開始される。第３スイッチ２２はオフの状態のままである（図３Ｄ参照）。時間ｔ４で第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄを最大値Ｄｍａｘに設定する（図３Ｃ参照）。第１スイッチ２７と第２スイッチ２８は交互にオンオフする動作を開始する。従来のように起動時に第２スイッチ２８（ＭＯＳトランジスタ１１２）をオフにする必要はない。

時間ｔ４ではＶ２＝Ｖ３／Ｄｍａｘであるので、コイル１５を流れる電流が急激に増加することはない。従って、第１スイッチ２７をオンにした瞬間に過電流が流れることはない。その後、第１誤差増幅回路３１により、Ｖ２を上昇させ設定電圧になるように制御される。すなわち、第１誤差増幅回路３１の出力変化からスイッチング信号生成回路３４はＶ２に応じた第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄを下げていく。このように制御することで、図３Ａ、図３Ｂに示すようにコンデンサ３ａの電圧Ｖ３が経時的に低下していくとともに、コンデンサ２６の電圧Ｖ２が経時的に上昇していき、設定電圧に制御される。

第１スイッチ２７がオフの時は第２スイッチ２８がオンになるので、ボディダイオード１４に電流が流れない。ゆえに、ボディダイオード１４の発熱はない。

時間ｔ５で、コンデンサ２６の電圧Ｖ２はバッテリ２ａの電圧Ｖ１と等しくなる。制御回路３８は第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄをゆっくり下げるように制御しながら引き続きコンデンサ３ａの電荷をバッテリ２ａに充電する。ｔ５以降の動作は双方向電源装置２１の定常昇圧動作である。

かくして、一旦コンデンサ３ａに充電された電力はバッテリ２ａに回生される。第３スイッチ２２の並列ダイオード２３は、第３スイッチ２２がオフであっても昇圧されたコンデンサ２６の電荷をバッテリ２ａに充電できるが、並列ダイオード２３に電流が流れる時に第３スイッチ２２をオンにしても動作上の問題はない。

以上のように、本発明は、起動時における過電流を防止するとともに、ボディダイオードの発熱がない双方向電源装置を実現する。

なお、本実施の形態では制動エネルギーを一旦コンデンサ３ａに充電してからバッテリ２ａに回生する構成を説明したが、これは例えばバッテリ２ａの電圧が何らかの理由で下がった時にコンデンサ３ａから負荷２ｂに電力を供給するバックアップ用途にも適用できる。この場合は図２の楕円点線部分に、アノード側がバッテリ２ａ側になるようにダイオードを接続する。これにより、バッテリ２ａの電圧が下がった時、コンデンサ３ａからバッテリ２ａへの電流の流れ込みがなくなり、その分長時間に渡って負荷２ｂに電力を供給できる。

また、第１電源２は発電機４がない構成としてもよい。この場合は、例えばバッテリ２ａの電力をコンデンサ３ａに充電した後、負荷２ｂに急速に電力を供給する用途等に適用できる。

また、本実施の形態では、第３スイッチ２２を第１正端子２４に接続したが、これは図４に示すように第１負端子２５ａに接続しても動作は同じであり、同様な効果が得られる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の第１負端子２５ａと第２負端子２５ｂが接続されている構成を示したが、これは図５に示すように、第１正端子２４と第２正端子２９が接続されている構成でも同様な効果が得られる。

（実施の形態２）
図６は、実施の形態２の双方向電源装置のブロック回路図である。図７Ａは、実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャートである。図７Ｂは、実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャートである。図７Ｃは、実施の形態２の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャートである。図７Ｄは、実施の形態２の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャートである。図７Ｅは、実施の形態２の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャートである。図８は、実施の形態２における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図であり、図９は、実施の形態２における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。図６の構成要素は図１と同じであるので、同じ符号を用いて説明を省略する。また、図７において、図３と同じ動作については説明を省略する。本実施の形態の双方向電源装置は、第１電源の電圧に対して第２電源の電圧が高い昇圧形である。

図６と図１との構成上の相違点は以下の通りである。

１）コイル１５の一端はコンデンサ２６の正極側に接続され、コイル１５の他端は第２スイッチ２８と第１スイッチ２７との接続点に接続される。

２）第１スイッチ２７と第２スイッチ２８の配置を逆転させた。

３）切替スイッチ３３の昇圧と降圧の方向を逆転させた。

このような構成とすることにより、昇圧型の動作を実施の形態１で述べた降圧型とほぼ同じとすることができるが、以下の点が動作上の相違点である。

１）図７Ｅの昇圧と降圧は、図３Ｅと逆である。

２）第１スイッチ２７と第２スイッチ２８の配置を逆にしたので、第１スイッチのオン時間比率Ｄが最大（Ｄｍａｘ）の時のコンデンサ２６の電圧Ｖ２は、Ｖ２＝（１−Ｄｍａｘ）・Ｖ３である（図７Ａ参照）。

３）昇圧型の双方向電源装置であるので、Ｄｍａｘ＜１である。

このように動作させることにより、昇圧型においても停止期間のコンデンサ２６の電圧Ｖ２は下がる。従って、停止時、および起動時において実施の形態１と同様の電圧状態になるので、実施の形態１と同様の効果、すなわち、起動時における過電流の防止とボディダイオードの発熱防止とを同時に満たす昇圧型の双方向電源装置を実現できる。

なお、昇圧型と降圧型の回路構成を同時に備えた双方向電源装置においても、実施の形態１，２の構成を適宜組み合わせ、同等の動作を行うことにより、起動時における過電流の防止とボディダイオードの発熱防止を同時に満たすことが可能となる。

また、本実施の形態では、第３スイッチ２２を第１正端子２４に接続したが、これは、図８に示すように第１負端子２５ａに接続しても動作は同じであり、同様な効果が得られる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の第１負端子２５ａと第２負端子２５ｂが接続されている構成を示したが、これは、図９に示すように第１正端子２４と第２正端子２９が接続されている構成でも同様な効果が得られる。

（実施の形態３）
図１０は、本発明の実施の形態３の双方向電源装置のブロック回路図であり、図１１は、実施の形態３における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図である。図１２は、実施の形態３における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。図１０において、図６の構成要素で同じのものは同じ符号を用いて説明を省略する。

本実施の形態の双方向電源装置２１は、第２電源３が、第１電源２と補助電源３９を直列に接続する構成を有し、第１電源２の負電極と第２電源３の負電極を共通とした以外は、実施の形態２の双方向電源装置２１と同じ構成である。補助電源３９はコンデンサ３ａで構成されており、第１電源２を構成するバッテリ２ａに直列に接続される。本実施の形態においても、双方向電源装置２１は第１電源２の電圧を昇圧し、第２電源３に電力を供給する動作を行う。また、逆に第２電源３の電圧を降圧し、第１電源２に電力を供給する動作を行う。これらの詳細な動作は、実施の形態２の双方向電源装置２１と同じであるので、第２電源３を第１電源２と補助電源３９の直列接続構成としても同様の効果が得られる。

なお、図１０の回路構成において、実施の形態１と同様に、図２の楕円部分にダイオードを接続して、バッテリ２ａの電圧が低下したときのバックアップ用途に用いることが可能である。本実施の形態では、第２電源３が第１電源２と補助電源３９の直列回路で構成されているので、第２電源３の電圧が低下していても第１電源２に含まれるバッテリ２ａの電圧を活用できる。従って、補助電源３９を構成するコンデンサ３ａに必要な容量を小さくすることが可能になる。

また、図１１に示すように、第３スイッチ２２を第１負端子２５ａに接続しても動作は同じであり、同様な効果が得られる。

また、本実施の形態では、第１電源２と第２電源３の負電極を共通接続した構成を示したが、これは図１２に示すように、第１電源２と第２電源３の正電極を共通接続した構成でも同様な効果が得られる。

本発明の双方向電源装置は、起動時の過電流防止とボディダイオードの発熱防止とを両立できるので、双方向に電力の授受が可能な電源装置として有用である。

本発明は双方向に電力の授受が可能な双方向電源装置に関する。

２つのＤＣ電源の間で双方向に電力の授受を行う双方向電源装置として、例えば特許文献１に開示される装置が知られている。図１３は従来の双方向電源装置のブロック回路図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１が、電源１０２のバッテリ１０２ａと電源１０３のコンデンサ１０３ａの間に接続される。図１３は自動車用電源の例を示すので、コンデンサ１０３ａは、図示しないエンジンに結合された発電機１０４と接続される。自動車の制動エネルギーは、急速充放電が可能なコンデンサ１０３ａにまず蓄えられ、ついでＤＣ−ＤＣコンバータ１０１を介してバッテリ１０２ａに充電される。かくして、自動車の制動エネルギーは電力として回生される。

コンデンサ１０３ａは第１のＭＯＳトランジスタ１１１に接続され、第２のＭＯＳトランジスタ１１２がＭＯＳトランジスタ１１１に直列に接続される。ＭＯＳトランジスタ１１１、１１２はそれぞれボディダイオード１１３、１１４を並列に有する。

ＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２の接続点にインダクタンス素子であるコイル１１５の一端が接続され、コイル１１５の他端は電流センサ１１６を介してバッテリ１０２ａに接続される。制御回路１１７は、電流センサ１１６の出力に応じてＭＯＳトランジスタ１１１、１１２のオンオフを制御する。

自動車の制動エネルギーを電力として蓄えたコンデンサ１０３ａの電圧は、当初バッテリ１０２ａの電圧よりも高い。したがってＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は降圧動作を行う。降圧動作は、通常は、ソフトスタートで開始される。

図１４Ａから図１４ＣはＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の降圧動作を説明する。図１４Ａは第１のＭＯＳトランジスタ１１１のオンオフ動作を、図１４Ｂは第２のＭＯＳトランジスタ１１２のオンオフ動作を、図１４Ｃはバッテリ１０２ａへの電流Ｉｏｕｔの経時変化をそれぞれ示す。時間ｔ０でＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は動作を開始する。図１４Ａに示すように、制御回路１１７は、ソフトスタートのためにＭＯＳトランジスタ１１１のオン時間をゼロ近辺から徐々に増加させる。ソフトスタート中にＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２とを交互にオンオフすると、ＭＯＳトランジスタ１１２のオンデューティ時間が長すぎて、バッテリ１０２ａからＭＯＳトランジスタ１１２に過電流が流れるおそれがある。これを避けるため、図１４Ｂに示すように、ソフトスタート中はＭＯＳトランジスタ１１２をオフのままにする。

バッテリ１０２ａへの電流Ｉｏｕｔは図１４Ｃに示すように徐々に大きくなり、時間ｔ１でしきい値Ｔｈ１に達する。これ以後は、ＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２とは定常動作として交互にオンオフする。これにより、コンデンサ１０３ａの電力がバッテリ１０２ａに充電され、制動エネルギーは有効に回生される。

上記説明ではコンデンサ１０３ａからバッテリ１０２ａへの降圧動作について述べたが、コンデンサ１０３ａの電圧がバッテリ１０２ａの電圧より低い場合は昇圧動作が必要である。昇圧動作の場合は、コイル１１５をコンデンサ１０３ａ側に接続する回路構成とすればよい。昇圧動作は、ＭＯＳトランジスタ１１１とＭＯＳトランジスタ１１２のタイミングチャートが入れ替わる以外は降圧動作と同等の制御で実現できる。かくして、降圧動作と昇圧動作が可能な双方向電源装置が提供される。

上記のように、ＭＯＳトランジスタ１１２の過電流は防止される。しかし、ソフトスタート中に、ＭＯＳトランジスタ１１１がコイル１１５を通ってバッテリ１０２ａに流れる電流をオフにするたびに、ＭＯＳトランジスタ１１２はオフのままであるので、ボディダイオード１１４を順方向に流れる電流が発生する。この発生する順方向電流により、ボディダイオード１１４が過熱する問題がある。本発明は、ボディダイオードの発熱がない双方向電源装置を提供する。
日本特許第３５０１２２６号公報

本発明の双方向電源装置は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを含む。その双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、電力の授受を行う第１正端子と第１負端子と第２正端子と第２負端子と、第１正端子と第１負端子との間に並列に接続されたコンデンサと、交互にオンオフを繰り返す直列接続された第１スイッチと第２スイッチを有する。さらに第１スイッチと第２スイッチとの接続点に一端が接続されたインダクタンス素子と、第１スイッチと第２スイッチのオンオフ信号を生成するスイッチング信号生成回路と、スイッチング信号生成回路を制御する制御回路を有する。そして、第１スイッチのオン時間が長いほど第２正端子と第２負端子の電圧が高くなるように接続される。

さらに本発明の双方向電源装置は、第１正端子、または第１負端子に一端が接続され、制御回路によりオンオフが制御される第３スイッチと、第３スイッチに直列に接続され、その直列回路が第１正端子と第１負端子の間に接続された第１電源と、第２正端子と第２負端子の間に接続された第２電源を含む。

そして、制御回路は、第１正端子と第１負端子から第２正端子と第２負端子への電力の供給を停止する時には、第３スイッチをオフにした後、第１スイッチのオン時間が最大になるようにスイッチング信号生成回路を動作させる。また第２正端子と第２負端子から第１正端子と第１負端子へ電力を供給する時には、第３スイッチがオフの状態で、第１スイッチのオン時間が最大になるようにスイッチング信号生成回路を動作開始させる。

この構成により、停止時と同じ状態から起動できるので、過電流を防止することができる。さらに、第１スイッチがオフの間には第２スイッチが常にオンとなるので、ボディダイオードに電流が流れることはない。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における双方向電源装置のブロック回路図であり、図２は実施の形態１の双方向電源装置と周辺回路のブロック回路図である。図３Ａは実施の形態１のコンデンサ２６の電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャートであり、図３Ｂは実施の形態１のコンデンサ３ａの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャートである。図３Ｃは実施の形態１の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャート、図３Ｄは実施の形態１の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャートであり、図３Ｅは、実施の形態１の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャートである。図４は、実施の形態１における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図であり、図５は、実施の形態１における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。

実施の形態１では、自動車の制動により得られる電力を双方向電源装置で降圧動作させて急速充放電が可能なコンデンサに充電し、その後コンデンサの電圧を昇圧してバッテリに回生する場合について述べる。

図１において、双方向電源装置２１は第１電源２と第２電源３との間に接続される。図２に示すように、第１電源２は、図示しないエンジンに結合された発電機４と、バッテリ２ａと、発電機４とバッテリ２ａの電力を消費する負荷２ｂと、平滑コンデンサ２ｃとを有する。第２電源３は、コンデンサ３ａを有する。

図１に戻って双方向電源装置２１の詳細を説明する。双方向電源装置２１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、第３スイッチ２２とを有する。第３スイッチ２２は、外部からオンオフ制御が可能であり、本実施の形態ではＦＥＴを用いる。並列ダイオード２３はＦＥＴのボディダイオードである。第３スイッチ２２と並列ダイオード２３とは、一端がＤＣ−ＤＣコンバータ１の第１正端子２４に、他端が第１電源２の正電極に接続される。並列ダイオード２３はアノード側が第１正端子２４に接続される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、コンデンサ２６が第１正端子２４と第１負端子２５ａとの間に接続される。コンデンサ２６の容量は、第２電源３のコンデンサ３ａの容量より小さい。

コンデンサ２６の両端に、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８が直列接続される。第１スイッチ２７と第２スイッチ２８は交互にオンオフを繰り返すよう外部から制御可能であり、本実施の形態では第３スイッチ２２と同様にＦＥＴを用いる。したがって、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８は、図示のように形成されたボディダイオード１３，１４をそれぞれ有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１スイッチ２７のオン時間が長いほど第２正端子２９の電圧が高くなるように接続される。

第１スイッチ２７と第２スイッチ２８の接続点に、インダクタンス素子であるコイル１５の一端が接続される。コイル１５の他端は第２正端子２９が接続される。図１に示されていないが、第２正端子２９と第２負端子２５ｂとの間に平滑用のコンデンサを設けてもよい。

以上述べたように、第３スイッチ２２と第１負端子２５ａとの間に第１電源２のバッテリ２ａが接続され、第２正端子２９と第２負端子２５ｂとの間に第２電源のコンデンサ３ａが接続される。

第１誤差増幅回路３１が、第１正端子２４に接続される。第１誤差増幅回路３１は昇圧動作時の第１正端子２４の電圧を一定にするために、内蔵する設定電圧との誤差を出力する。第２誤差増幅回路３２が、第２正端子２９に接続される。第２誤差増幅回路３２は降圧動作時の第２正端子２９の電圧を一定にするために、内蔵する設定電圧との誤差を出力する。

第１誤差増幅回路３１の出力と第２誤差増幅回路３２の出力は、切替スイッチ３３に接続される。切替スイッチ３３が第１誤差増幅回路３１を選択すれば、第２電源３から第１電源２への昇圧動作が行われる。切替スイッチ３３が第２誤差増幅回路３２を選択すれば、第１電源２から第２電源３への降圧動作が行われる。

切替スイッチ３３からの信号は、スイッチング信号生成回路３４に入力される。スイッチング信号生成回路３４は、入力信号と発振回路３５の出力とを比較器３６で比較してオンオフ信号を生成し、第１スイッチ２７にオンオフ信号を入力し、第２スイッチ２８に反転したオンオフ信号を入力する。かくして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は昇圧動作または降圧動作を行う。制御回路３８は、切替スイッチ３３の切り替え制御、スイッチング信号生成回路３４の動作制御、第３スイッチ２２のオンオフ制御、および第２誤差増幅回路３２の設定電圧の制御を行う。

次に双方向電源装置２１の動作について説明する。発電機４により自動車の制動エネルギーが電力として双方向電源装置２１に供給されると、一部はバッテリ２ａに充電されるが、急速に増加する制動エネルギーの電力を全て充電することはできない。そこで、制御回路３８は第３スイッチ２２をオンにするとともに切替スイッチ３３を降圧側に切り替える。スイッチング信号生成回路３４は第２誤差増幅回路３２の出力に基づいて降圧動作を行うよう、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８に互いに反転したオンオフ信号を出力する。その結果、第１電源２のバッテリ２ａからの電力は降圧されて第２電源３のコンデンサ３ａに充電される。

降圧動作のタイミングチャートを図３Ａから図３Ｅの左半分に示す。時間ｔ０で、切替スイッチ３３が降圧動作を選択しているので（図３Ｅ参照）、双方向電源装置２１は降圧動作を行う。この時、第３スイッチ２２がオンなので（図３Ｄ参照）、コンデンサ２６の電圧Ｖ２はバッテリ２ａの電圧Ｖ１と等しい（図３Ａ参照）。降圧動作により電圧Ｖ１はコンデンサ３ａに充電される。従って、時間ｔ０でコンデンサ３ａの電圧Ｖ３（図３Ｂ参照）は低い状態から、時間が経つにつれて第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄ（Ｄ＝第１スイッチ２７のオン時間／オンオフの１周期時間）が増大するようにスイッチング信号生成回路３４が動作するので（図３Ｃ参照）、Ｖ３は上昇する。これは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が、第１スイッチ２７のオン時間が長いほど第２正端子２９の電圧が高くなるように接続されているためである。この間、バッテリ２ａの電圧Ｖ１は一定なので、バッテリ２ａと直接接続されているコンデンサ２６の電圧Ｖ２も一定である。

コンデンサ３ａの電圧Ｖ３は上昇して、時間ｔ１で設定された充電電圧に近づく。この時点、すなわち第１正端子２４から第２正端子２９へ電力の供給を停止する時点で、制御回路３８は第３スイッチ２２をオフにする（図３Ｄ参照）。これ以後は、コンデンサ３ａへコンデンサ２６から電力が送られるので、コンデンサ２６の電圧Ｖ２は下降する。双方向電源装置２１は、電圧Ｖ３を設定された電圧に上げるために、第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄを最大値Ｄｍａｘ（≦１）に急激に上げる。そのために、制御回路３８は第２正端子２９の設定電圧を強制的に上昇させるように第２誤差増幅回路３２を制御する。その結果、一時的にコンデンサ２６からコンデンサ３ａへの電力供給が増加するので、オン時間比率ＤがＤｍａｘになるまでの時間を短縮できる。このようにして、Ｄを急激に上げてＤｍａｘに設定することができる。これらの対策により、後述するように、ボディダイオード１４の発熱がない高速な動作が可能となる。なお、第２正端子２９の設定電圧は再度降圧動作を行う時に元の設定値に戻すように、第２誤差増幅回路３２が制御回路３８により制御される。

時間ｔ２で、コンデンサ２６の電圧Ｖ２はＶ３／Ｄｍａｘに下がる。本実施の形態では、動作をより確実にするために、時間ｔ３までＤをＤｍａｘに維持する（図３Ｃ参照）。ＤをＤｍａｘに設定することにより、電圧Ｖ２は下がる方向になるので、常にＶ１＞Ｖ２となり確実に並列ダイオード２３をオフにできる。

前記したように、時間ｔ１以後は、コンデンサ３ａへコンデンサ２６から電力が送られる。この際、コンデンサ３ａの容量がコンデンサ２６より大きければ、Ｖ３の変化は小さい。ゆえに、コンデンサ３ａはコンデンサ２６より大容量に設定される。これにより、後述するようにボディダイオード１４の発熱がなく、かつ電圧Ｖ３を安定化させることが可能となる。

時間ｔ３で、制御回路３８はスイッチング信号生成回路３４の動作を停止し、第１スイッチ２７と第２スイッチ２８をオフする。かくして、図３Ａに示すように、Ｖ２＝Ｖ３／Ｄｍａｘの電圧状態でコンデンサ３ａの充電は終了し、双方向電源装置２１は停止する。

次に、コンデンサ３ａからバッテリ２ａに電力を送る昇圧動作について説明する。制御回路３８は、時間ｔ３以降の停止期間中に、切替スイッチ３３を降圧から昇圧に切り替える（図３Ｅ参照）。

時間ｔ４で、昇圧動作は開始される。第３スイッチ２２はオフの状態のままである（図３Ｄ参照）。時間ｔ４で第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄを最大値Ｄｍａｘに設定する（図３Ｃ参照）。第１スイッチ２７と第２スイッチ２８は交互にオンオフする動作を開始する。従来のように起動時に第２スイッチ２８（ＭＯＳトランジスタ１１２）をオフにする必要はない。

時間ｔ４ではＶ２＝Ｖ３／Ｄｍａｘであるので、コイル１５を流れる電流が急激に増加することはない。従って、第１スイッチ２７をオンにした瞬間に過電流が流れることはない。その後、第１誤差増幅回路３１により、Ｖ２を上昇させ設定電圧になるように制御される。すなわち、第１誤差増幅回路３１の出力変化からスイッチング信号生成回路３４はＶ２に応じた第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄを下げていく。このように制御することで、図３Ａ、図３Ｂに示すようにコンデンサ３ａの電圧Ｖ３が経時的に低下していくとともに、コンデンサ２６の電圧Ｖ２が経時的に上昇していき、設定電圧に制御される。

第１スイッチ２７がオフの時は第２スイッチ２８がオンになるので、ボディダイオード１４に電流が流れない。ゆえに、ボディダイオード１４の発熱はない。

時間ｔ５で、コンデンサ２６の電圧Ｖ２はバッテリ２ａの電圧Ｖ１と等しくなる。制御回路３８は第１スイッチ２７のオン時間比率Ｄをゆっくり下げるように制御しながら引き続きコンデンサ３ａの電荷をバッテリ２ａに充電する。ｔ５以降の動作は双方向電源装置２１の定常昇圧動作である。

かくして、一旦コンデンサ３ａに充電された電力はバッテリ２ａに回生される。第３スイッチ２２の並列ダイオード２３は、第３スイッチ２２がオフであっても昇圧されたコンデンサ２６の電荷をバッテリ２ａに充電できるが、並列ダイオード２３に電流が流れる時に第３スイッチ２２をオンにしても動作上の問題はない。

以上のように、本発明は、起動時における過電流を防止するとともに、ボディダイオードの発熱がない双方向電源装置を実現する。

なお、本実施の形態では制動エネルギーを一旦コンデンサ３ａに充電してからバッテリ２ａに回生する構成を説明したが、これは例えばバッテリ２ａの電圧が何らかの理由で下がった時にコンデンサ３ａから負荷２ｂに電力を供給するバックアップ用途にも適用できる。この場合は図２の楕円点線部分に、アノード側がバッテリ２ａ側になるようにダイオードを接続する。これにより、バッテリ２ａの電圧が下がった時、コンデンサ３ａからバッテリ２ａへの電流の流れ込みがなくなり、その分長時間に渡って負荷２ｂに電力を供給できる。

また、第１電源２は発電機４がない構成としてもよい。この場合は、例えばバッテリ２ａの電力をコンデンサ３ａに充電した後、負荷２ｂに急速に電力を供給する用途等に適用できる。

また、本実施の形態では、第３スイッチ２２を第１正端子２４に接続したが、これは図４に示すように第１負端子２５ａに接続しても動作は同じであり、同様な効果が得られる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の第１負端子２５ａと第２負端子２５ｂが接続されている構成を示したが、これは図５に示すように、第１正端子２４と第２正端子２９が接続されている構成でも同様な効果が得られる。

（実施の形態２）
図６は、実施の形態２の双方向電源装置のブロック回路図である。図７Ａは、実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャートである。図７Ｂは、実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャートである。図７Ｃは、実施の形態２の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャートである。図７Ｄは、実施の形態２の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャートである。図７Ｅは、実施の形態２の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャートである。図８は、実施の形態２における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図であり、図９は、実施の形態２における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。図６の構成要素は図１と同じであるので、同じ符号を用いて説明を省略する。また、図７において、図３と同じ動作については説明を省略する。本実施の形態の双方向電源装置は、第１電源の電圧に対して第２電源の電圧が高い昇圧形である。

図６と図１との構成上の相違点は以下の通りである。

１）コイル１５の一端はコンデンサ２６の正極側に接続され、コイル１５の他端は第２スイッチ２８と第１スイッチ２７との接続点に接続される。

２）第１スイッチ２７と第２スイッチ２８の配置を逆転させた。

３）切替スイッチ３３の昇圧と降圧の方向を逆転させた。

このような構成とすることにより、昇圧型の動作を実施の形態１で述べた降圧型とほぼ同じとすることができるが、以下の点が動作上の相違点である。

１）図７Ｅの昇圧と降圧は、図３Ｅと逆である。

２）第１スイッチ２７と第２スイッチ２８の配置を逆にしたので、第１スイッチのオン時間比率Ｄが最大（Ｄｍａｘ）の時のコンデンサ２６の電圧Ｖ２は、Ｖ２＝（１−Ｄｍａｘ）・Ｖ３である（図７Ａ参照）。

３）昇圧型の双方向電源装置であるので、Ｄｍａｘ＜１である。

このように動作させることにより、昇圧型においても停止期間のコンデンサ２６の電圧Ｖ２は下がる。従って、停止時、および起動時において実施の形態１と同様の電圧状態になるので、実施の形態１と同様の効果、すなわち、起動時における過電流の防止とボディダイオードの発熱防止とを同時に満たす昇圧型の双方向電源装置を実現できる。

なお、昇圧型と降圧型の回路構成を同時に備えた双方向電源装置においても、実施の形態１，２の構成を適宜組み合わせ、同等の動作を行うことにより、起動時における過電流の防止とボディダイオードの発熱防止を同時に満たすことが可能となる。

また、本実施の形態では、第３スイッチ２２を第１正端子２４に接続したが、これは、図８に示すように第１負端子２５ａに接続しても動作は同じであり、同様な効果が得られる。

また、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の第１負端子２５ａと第２負端子２５ｂが接続されている構成を示したが、これは、図９に示すように第１正端子２４と第２正端子２９が接続されている構成でも同様な効果が得られる。

（実施の形態３）
図１０は、本発明の実施の形態３の双方向電源装置のブロック回路図であり、図１１は、実施の形態３における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図である。図１２は、実施の形態３における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。図１０において、図６の構成要素で同じのものは同じ符号を用いて説明を省略する。

本実施の形態の双方向電源装置２１は、第２電源３が、第１電源２と補助電源３９を直列に接続する構成を有し、第１電源２の負電極と第２電源３の負電極を共通とした以外は、実施の形態２の双方向電源装置２１と同じ構成である。補助電源３９はコンデンサ３ａで構成されており、第１電源２を構成するバッテリ２ａに直列に接続される。本実施の形態においても、双方向電源装置２１は第１電源２の電圧を昇圧し、第２電源３に電力を供給する動作を行う。また、逆に第２電源３の電圧を降圧し、第１電源２に電力を供給する動作を行う。これらの詳細な動作は、実施の形態２の双方向電源装置２１と同じであるので、第２電源３を第１電源２と補助電源３９の直列接続構成としても同様の効果が得られる。

なお、図１０の回路構成において、実施の形態１と同様に、図２の楕円部分にダイオードを接続して、バッテリ２ａの電圧が低下したときのバックアップ用途に用いることが可能である。本実施の形態では、第２電源３が第１電源２と補助電源３９の直列回路で構成されているので、第２電源３の電圧が低下していても第１電源２に含まれるバッテリ２ａの電圧を活用できる。従って、補助電源３９を構成するコンデンサ３ａに必要な容量を小さくすることが可能になる。

また、図１１に示すように、第３スイッチ２２を第１負端子２５ａに接続しても動作は同じであり、同様な効果が得られる。

また、本実施の形態では、第１電源２と第２電源３の負電極を共通接続した構成を示したが、これは図１２に示すように、第１電源２と第２電源３の正電極を共通接続した構成でも同様な効果が得られる。

本発明の双方向電源装置は、起動時の過電流防止とボディダイオードの発熱防止とを両立できるので、双方向に電力の授受が可能な電源装置として有用である。

本発明の実施の形態１における双方向電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における双方向電源装置と周辺回路のブロック図 本発明の実施の形態１のコンデンサ２６の電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態１のコンデンサ３ａの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態１の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態１の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャート 本発明の実施の形態１の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャート 本発明の実施の形態１における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態１における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態２における双方向電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ２の経時変化を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態２のコンデンサの電圧Ｖ３の経時変化を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態２の第１スイッチのオン時間比率の経時変化を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態２の第３スイッチのオンオフのタイミングを示すタイミングチャート 本発明の実施の形態２の切替スイッチの切り替えタイミングを示すタイミングチャート 本発明の実施の形態２における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態２における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態３における双方向電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態３における双方向電源装置の他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態３における双方向電源装置のさらに他の構成のブロック回路図 従来の双方向電源装置のブロック回路図 従来の双方向電源装置の第１のＭＯＳトランジスタのオンオフ動作のタイミングチャート 従来の双方向電源装置の第２のＭＯＳトランジスタのオンオフ動作のタイミングチャート 従来の双方向電源装置のバッテリへの電流の経時変化を示すタイミングチャート

符号の説明

１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ 第１電源
３ 第２電源
１５ コイル（インダクタンス素子）
２１ 双方向電源装置
２２ 第３スイッチ
２４ 第１正端子
２５ａ 第１負端子
２５ｂ 第２負端子
２６ コンデンサ
２７ 第１スイッチ
２８ 第２スイッチ
２９ 第２正端子
３４ スイッチング信号生成回路
３８ 制御回路
３９ 補助電源

Claims (4)

1. 電力の授受を行う第１正端子と第１負端子と第２正端子と第２負端子と、前記第１正端子と前記第１負端子との間に並列に接続されたコンデンサと、交互にオンオフを繰り返す直列接続された第１スイッチと第２スイッチと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたインダクタンス素子と、前記第１スイッチと前記第２スイッチのオンオフ信号を生成するスイッチング信号生成回路と、前記スイッチング信号生成回路を制御する制御回路とを有し、前記第１スイッチのオン時間が長いほど前記第２正端子と第２負端子の電圧が高くなるように接続された双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記第１正端子、または前記第１負端子に一端が接続され、前記制御回路によりオンオフが制御される第３スイッチと、
   前記第３スイッチに直列に接続され、その直列回路が前記第１正端子と前記第１負端子の間に接続された第１電源と、
   前記第２正端子と前記第２負端子の間に接続された第２電源とを有する双方向電源装置であって、
   前記制御回路は、前記第１正端子と前記第１負端子から前記第２正端子と前記第２負端子への電力の供給を停止する時には、前記第３スイッチをオフにした後、前記第１スイッチのオン時間が最大になるように前記スイッチング信号生成回路を動作させ、
   前記第２正端子と前記第２負端子から前記第１正端子と前記第１負端子へ電力を供給する時には、前記第３スイッチがオフの状態で、前記第１スイッチのオン時間が最大になるように前記スイッチング信号生成回路を動作開始させる双方向電源装置。
2. 前記制御回路は、前記第３スイッチをオフにして、前記第１正端子と前記第１負端子から前記第２正端子と前記第２負端子への電力の供給を停止するまでの間、前記第２正端子の設定電圧を上昇させる請求項１に記載の双方向電源装置。
3. 前記第２電源は前記コンデンサより大容量である請求項１に記載の双方向電源装置。
4. 前記第２電源は、前記第１電源と補助電源を直列に接続する構成を有し、前記第１電源と前記第２電源の正電極、または負電極を共通とした請求項１に記載の双方向電源装置。

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