JPWO2005043958A1 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
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Abstract
誘導加熱調理器は、共振回路を含むインバータと加熱出力制御部とを有する。共振回路は、負荷と磁気結合する加熱コイルと共振コンデンサとを有する。インバータは、第１、第２のスイッチング素子を有する。加熱出力制御部は、第１、第２のスイッチング素子の駆動時間の比率の大小を逆に変更して制御する。それにより、実質的に同一の加熱出力となるようにインバータの駆動を制御して、第１、第２のスイッチング素子の損失を平均化する。
Description
本発明は、共振回路を有して、特に非磁性かつ低抵抗率の金属からなる負荷を誘導加熱する誘導加熱調理器に関する。
従来、非磁性かつ低抵抗率の金属からなる負荷を誘導加熱する誘導加熱調理器は、例えば、特開２００２−７５６２０号公報等で知られている。
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。図７に示すように、電源２１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路２２の入力端に接続されている。整流回路２２の出力端間に第１の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）２３が接続されている。整流回路２２の出力端間には、さらに、チョークコイル２４と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２７との直列接続体が接続されている。加熱コイル２９はアルミニウム製の鍋などの負荷３１と対向して配置されている。
第２の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路２２の負極端子に接続されている。また、コンデンサ３２の高電位側端子は第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２５の高電位側端子（コレクタ）に接続されている。素子２５の低電位側端子は、素子２７の高電位側端子（コレクタ）とチョークコイル２４との接続点に接続されている。加熱コイル２９と共振コンデンサ３０の直列共振回路が素子２７に並列に接続されている。
第１のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２６（第１の逆導通素子）は素子２５に逆並列に接続されている。つまり、ダイオード２６のカソードが素子２５のコレクタに接続されている。また、第２のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２８（第２の逆導通素子）は素子２７に逆並列に接続される。つまり、ダイオード２８のカソードが素子２７のコレクタに接続されている。制御手段３３は、所定の出力になるように素子２５、２７のゲートに信号を出力する。
以上のように構成された誘導加熱調理器において、共振電流の周波数は、素子２５、２７の駆動周波数に比べ、２倍以上に設定されている。そして、チョークコイル２４により、平滑コンデンサ３２の電圧は昇圧されるので、アルミニウムなどの非磁性かつ低抵抗率の負荷が高出力で誘導加熱される。
しかしながら、従来の構成では、共振周波数がスイッチング素子の駆動周波数の略２Ｎ倍（但し、Ｎは正の整数）とした場合、加熱出力を最大にするための素子２５と素子２７の駆動時間の比であるスイッチング素子駆動デューティは０．５にならない。すると、各スイッチング素子２５、２７のオン損失が、それぞれのオン時間に応じて異なるため、損失のアンバランスが生じる。このことにより、特に加熱出力が大きい場合に、スイッチング素子の冷却が困難である。
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。図７に示すように、電源２１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路２２の入力端に接続されている。整流回路２２の出力端間に第１の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）２３が接続されている。整流回路２２の出力端間には、さらに、チョークコイル２４と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２７との直列接続体が接続されている。加熱コイル２９はアルミニウム製の鍋などの負荷３１と対向して配置されている。
第２の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路２２の負極端子に接続されている。また、コンデンサ３２の高電位側端子は第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２５の高電位側端子（コレクタ）に接続されている。素子２５の低電位側端子は、素子２７の高電位側端子（コレクタ）とチョークコイル２４との接続点に接続されている。加熱コイル２９と共振コンデンサ３０の直列共振回路が素子２７に並列に接続されている。
第１のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２６（第１の逆導通素子）は素子２５に逆並列に接続されている。つまり、ダイオード２６のカソードが素子２５のコレクタに接続されている。また、第２のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２８（第２の逆導通素子）は素子２７に逆並列に接続される。つまり、ダイオード２８のカソードが素子２７のコレクタに接続されている。制御手段３３は、所定の出力になるように素子２５、２７のゲートに信号を出力する。
以上のように構成された誘導加熱調理器において、共振電流の周波数は、素子２５、２７の駆動周波数に比べ、２倍以上に設定されている。そして、チョークコイル２４により、平滑コンデンサ３２の電圧は昇圧されるので、アルミニウムなどの非磁性かつ低抵抗率の負荷が高出力で誘導加熱される。
しかしながら、従来の構成では、共振周波数がスイッチング素子の駆動周波数の略２Ｎ倍（但し、Ｎは正の整数）とした場合、加熱出力を最大にするための素子２５と素子２７の駆動時間の比であるスイッチング素子駆動デューティは０．５にならない。すると、各スイッチング素子２５、２７のオン損失が、それぞれのオン時間に応じて異なるため、損失のアンバランスが生じる。このことにより、特に加熱出力が大きい場合に、スイッチング素子の冷却が困難である。
本発明の誘導加熱調理器は、共振回路を含むインバータと加熱出力制御部とを有する。共振回路は、負荷と磁気結合する加熱コイルと共振コンデンサとを有する。インバータは、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を有し、共振回路に電力を供給する。加熱出力制御部は、第１、第２のスイッチング素子の駆動周波数を、共振回路の負荷加熱時の共振周波数に対し実質的に１／ｎ倍（ｎは２以上の整数）とする。そして、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の比率である駆動デューティが、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の大小を逆となり、かつ実質的に同一の加熱出力が得られるように変更して制御する。この構成により、各スイッチング素子の損失が均等化され、各スイッチング素子の冷却が容易になり、同一冷却条件であれば大きな加熱出力が得られる。
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器の回路図である。
図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図４は、図１に示す誘導加熱調理器の他の例を示す回路図である。
図５は、本発明の実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図６は、本発明の実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。
図面の参照符号の一覧表
１ 加熱コイル
２ 負荷
３ 共振コンデンサ
４ 共振回路
５ 第１のスイッチング素子
５ａ 第１のダイオード
６ 第２のスイッチング素子
６ａ 第２のダイオード
７ インバータ
８ 加熱出力制御部
１０ 加熱出力検知部
１２ 電源
１３ 整流回路
１４ 平滑コンデンサ
１５ 入力電圧制御部
１６ 第１のスイッチング素子温度検知部
１７ 第２のスイッチング素子温度検知部
１８ 第１の冷却部
１９ 第２の冷却部
２１ 電源
２２ 整流回路
２３ 第１の平滑コンデンサ
２４ チョークコイル
２５ 第１のスイッチング素子
２６ 第１のダイオード
２７ 第２のスイッチング素子
２８ 第２のダイオード
２９ 加熱コイル
３０ 共振コンデンサ
３１ 負荷
３２ 第２の平滑コンデンサ
３３ 制御手段
図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図４は、図１に示す誘導加熱調理器の他の例を示す回路図である。
図５は、本発明の実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図６は、本発明の実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。
図面の参照符号の一覧表
１ 加熱コイル
２ 負荷
３ 共振コンデンサ
４ 共振回路
５ 第１のスイッチング素子
５ａ 第１のダイオード
６ 第２のスイッチング素子
６ａ 第２のダイオード
７ インバータ
８ 加熱出力制御部
１０ 加熱出力検知部
１２ 電源
１３ 整流回路
１４ 平滑コンデンサ
１５ 入力電圧制御部
１６ 第１のスイッチング素子温度検知部
１７ 第２のスイッチング素子温度検知部
１８ 第１の冷却部
１９ 第２の冷却部
２１ 電源
２２ 整流回路
２３ 第１の平滑コンデンサ
２４ チョークコイル
２５ 第１のスイッチング素子
２６ 第１のダイオード
２７ 第２のスイッチング素子
２８ 第２のダイオード
２９ 加熱コイル
３０ 共振コンデンサ
３１ 負荷
３２ 第２の平滑コンデンサ
３３ 制御手段
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器を示す回路図である。図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図１において、電源１２は２００Ｖ商用電源であり、電源１２の出力はインバータ７により高周波電圧に変換され、加熱コイル１に高周波磁界を発生させる。負荷２は、負荷２と磁気結合する加熱コイル１に対向して設置される。負荷２は鍋などであって、負荷２の材質は、被加熱部の少なくともその一部にアルミニウムや銅等の非磁性かつ低抵抗率の金属からなる部位があってもよい。共振コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３は、加熱コイル１と直列に接続され、加熱コイル１とともに共振回路４を構成している。
ダイオードブリッジからなり全波整流機能を有する整流回路１３と平滑コンデンサ１４とによって、電源１２は直流に変換される。そして、インバータ７は、第１のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）５と第２のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）６とが直列に接続され、素子５に並列に接続された共振回路４を出力としたシングルエンドプッシュプル構成となっている。素子５、６は、ＩＧＢＴであり、それぞれ、第１のダイオード５ａと第２のダイオード６ａとが逆並列に接続されている。
加熱出力制御部（以下、制御部と呼ぶ）８は、素子５と素子６とを交互に駆動する。加熱コイル１の出力を増加させる場合には、素子５、６の駆動周波数が共振回路４の共振周波数に近づくように、制御部８は素子５、６を駆動する。また、加熱出力検知部（以下、検知部と呼ぶ）１０は、カレントトランスからなり、加熱出力を検知する。そして、制御部８は、所定の加熱出力が得られるように、検知部１０の検知結果に基づいて素子５、６を周波数制御しながら駆動する。このように、制御部８は、少なくとも素子５、６の駆動周波数制御の機能を有する構成としている。これにより、インバータ７の出力制御が容易に行われる。
共振回路４の共振周波数は約６０ｋＨｚとなるように、加熱コイル１とコンデンサ３とが設定されている。そして、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２である約３０ｋＨｚとしている。すなわち、加熱コイル１は、素子５、６の駆動周波数の第２次高調波を利用して高周波磁界を発生する。それにより、加熱コイル１に流れる電流の周波数に比べて、素子５、６の駆動周波数が低くなり、スイッチング損失が低減される。そのため、アルミニウムのような非磁性かつ低抵抗率の金属でも効率よく加熱される。
また、図２で示すように、素子５の駆動時間と素子６の駆動時間の比率を駆動デューティとした場合に、第１の駆動デューティが０．２５に設定され、第２の駆動デューティが０．７５に設定されている。このように、駆動デューティが第１の駆動デューティまたは第２の駆動デューティに設定されることにより、駆動デューティを変化させた場合の最大加熱出力値が得られる。そして、素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数のおよそ１／２で、かつ、１／２より高い周波数に設定される。このことによって、素子５、６に電流が流れているときに、素子５、６が遮断される。その結果、遮断した素子５、６がターンオンする前にその素子に逆並列に接続された第１のダイオード５ａまたは第２のダイオード６ａに電流が流れるので、ゼロ電圧スイッチングが実施される。そして、スイッチング素子５、６のターンオン損失の増大が抑制されるので、素子５、６のスイッチング損失が低減される。
図３に示すように、加熱開始の駆動デューティは、第１の駆動デューティの０．２５とする。第１の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、第２の駆動デューティの０．７５に切り替えられる。第２の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、再び第１の駆動デューティの０．２５に切り替えられる。
以降、この切り替え動作を繰り返すことにより、素子５、６の平均通電率が等しくなる。このことから、素子５、６のオン損失は等しくなる。また、素子５、６のスイッチング周波数、電圧、電流が等しいため、素子５、６のスイッチング損失も等しくなる。従って、素子５の全損失は素子６の全損失と等しくなる。
以上述べたように、第１の駆動デューティの設定による加熱出力後に、第１の駆動デューティとは異なる第２の駆動デューティの設定により、実質的に同一の加熱出力が得られる。つまり、ある駆動デューティによる加熱出力後に、異なる駆動デューティの設定で実質的に同一の加熱出力が得られる。このように、素子５、６の駆動時間の大小が逆となるように、かつ、実質的に同一の加熱出力が得られるように、素子５、６の駆動時間の比率である駆動デューティが変更されて制御される。このことにより、各素子５、６の損失が均等化する。そのため、冷却ファンなどの冷却装置（図示せず）を用いて、等しい冷却条件で素子５、６を冷却する場合、素子５、６は同じように冷却される。その結果、簡便な構成で大きな加熱出力が得られる。
なお、駆動デューティは、各素子５、６の損失が実質的に等しくなる条件で切り替えればよい。したがって、必ずしも駆動を２周期行う毎に切り替えなくとも同等の効果が得られる。
また、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２近傍としたが１／２以外でも実質的に１／ｎ（ｎは２以上の整数）であればよい。つまり、加熱コイル１の電流周波数に対して、素子５、６の駆動周波数を低くすることができるので、同様にスイッチング損失が低減される。
また、制御部８は、周波数制御によるものとしているが、インバータへの入力電圧を制御することもできる。インバータの入力電圧制御としては、図４のように、例えば、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパなどのインバータ入力電圧制御部１５が用いられる。つまり、使用できる制御方法は、素子５、６の切り替えによって、素子５、６の損失を均等化できるものであれば良い。
さらに、共振回路４は直列共振としたが、並列共振として電流駆動することで同等の効果が得られる。また、共振回路４は素子６に並列接続されても良い。
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力特性を示す特性図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。
実施の形態２において、実施の形態１と異なる点は、スイッチング素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数の１／３である約２０ｋＨｚとなるように設定し、素子５、６の損失をさらに低減していること。そして、異なる駆動デューティを実質的に（２ｋ−１）／２ｎ（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）と１−（（２ｋ−１）／２ｎ）（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）とに切り替えて動作させていることである。
図５に示すように、第１の駆動デューティは、０．１７（＝（２×１−１）／（２×３）、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。そして、第２の駆動デューティは０．８３（＝１−（（２×１−１）／（２×３））、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。すなわち、第１、第２の駆動デューティの和は１となる。また、冷却装置による素子５と素子６の冷却条件は異なる。素子５と素子６の各々の冷却条件に合わせて、第１の駆動デューティの０．１７と第２の駆動デューティの０．８３の時間比率を設定している。そして、素子５、６の損失が最適配分されるようにしている。それにより、冷却条件を一定とした場合に、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
なお、ｎ＝３の場合について説明したが、これに限定されず、ｎを変えても同等の効果が得られる。
また、ｋ＝１としたが、これに拘ることはなくｋ＝２またはｋ＝３にすることもできる。
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。また、実施の形態１と同じ機能を示すものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
実施の形態３において、実施の形態１と異なる点は、第１のスイッチング素子５の温度を検知する第１のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１６が設けられたこと。そして、第２のスイッチング素子６の温度を検知する第２のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１７が設けられたこと。さらに、素子５を冷却する第１の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１８が設けられたこと。そして、素子６を冷却する第２の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１９が設けられたことである。検知部１６、１７には、それぞれサーミスタが使用されている。また、冷却部１８、１９には、それぞれ冷却ファンが使用されている。
また、冷却部１８、１９による素子５と素子６の冷却条件は制御部８で制御され、異なる制御がなされている。また、素子５、６には使用可能温度上限がある。そのため、素子５、６は使用可能温度上限以下となるように、第１の駆動デューティ０．２５と第２の駆動デューティ０．７５の時間比率がそれぞれ設定されている。すなわち、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、素子５の損失が小さくなるように、第１の駆動デューティ０．２５の時間比率が大きくされる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、素子６の損失が小さくなるように、第２の駆動デューティ０．７５の時間比率が大きくされる。それにより、それぞれのスイッチング素子の損失が最適配分される。そして、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
また、冷却部１８、１９の冷却条件を可変することもできる。例えば、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、冷却部１８の冷却条件が高められる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、冷却部１９の冷却条件が高められる。これにより、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
なお、検知部１６、１７は、サーミスタを使用したが、バイメタルなどのその他の温度検知デバイスを用いても同等の効果が得られる。
また、冷却部１８、１９は、冷却ファンを使用したが、ペルチェ素子、あるいは冷却フィンなどの放熱部材、その他の冷却デバイスを用いても同等の効果が得られる。
また、素子５、６を冷却する冷却部１８、１９は、それぞれ個別に設けたが、冷却部は一つでもかまわない。負荷２の材料や形状により、素子５と素子６の損失が異なる場合もある。その場合は、制御部８が、素子５、６の温度を測定しながら駆動デューティを変更して制御し、両素子５、６の損失が平均化される。
また、制御部８は、素子５、６の駆動周波数を一定としながら素子５、６の駆動デューティを変更し、加熱出力を実質的に同一にするようにした。しかし、加熱出力を変更するため、素子５、６の駆動周波数を変更することを適宜組み合せて行うこともできる。
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器を示す回路図である。図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図１において、電源１２は２００Ｖ商用電源であり、電源１２の出力はインバータ７により高周波電圧に変換され、加熱コイル１に高周波磁界を発生させる。負荷２は、負荷２と磁気結合する加熱コイル１に対向して設置される。負荷２は鍋などであって、負荷２の材質は、被加熱部の少なくともその一部にアルミニウムや銅等の非磁性かつ低抵抗率の金属からなる部位があってもよい。共振コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３は、加熱コイル１と直列に接続され、加熱コイル１とともに共振回路４を構成している。
ダイオードブリッジからなり全波整流機能を有する整流回路１３と平滑コンデンサ１４とによって、電源１２は直流に変換される。そして、インバータ７は、第１のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）５と第２のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）６とが直列に接続され、素子５に並列に接続された共振回路４を出力としたシングルエンドプッシュプル構成となっている。素子５、６は、ＩＧＢＴであり、それぞれ、第１のダイオード５ａと第２のダイオード６ａとが逆並列に接続されている。
加熱出力制御部（以下、制御部と呼ぶ）８は、素子５と素子６とを交互に駆動する。加熱コイル１の出力を増加させる場合には、素子５、６の駆動周波数が共振回路４の共振周波数に近づくように、制御部８は素子５、６を駆動する。また、加熱出力検知部（以下、検知部と呼ぶ）１０は、カレントトランスからなり、加熱出力を検知する。そして、制御部８は、所定の加熱出力が得られるように、検知部１０の検知結果に基づいて素子５、６を周波数制御しながら駆動する。このように、制御部８は、少なくとも素子５、６の駆動周波数制御の機能を有する構成としている。これにより、インバータ７の出力制御が容易に行われる。
共振回路４の共振周波数は約６０ｋＨｚとなるように、加熱コイル１とコンデンサ３とが設定されている。そして、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２である約３０ｋＨｚとしている。すなわち、加熱コイル１は、素子５、６の駆動周波数の第２次高調波を利用して高周波磁界を発生する。それにより、加熱コイル１に流れる電流の周波数に比べて、素子５、６の駆動周波数が低くなり、スイッチング損失が低減される。そのため、アルミニウムのような非磁性かつ低抵抗率の金属でも効率よく加熱される。
また、図２で示すように、素子５の駆動時間と素子６の駆動時間の比率を駆動デューティとした場合に、第１の駆動デューティが０．２５に設定され、第２の駆動デューティが０．７５に設定されている。このように、駆動デューティが第１の駆動デューティまたは第２の駆動デューティに設定されることにより、駆動デューティを変化させた場合の最大加熱出力値が得られる。そして、素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数のおよそ１／２で、かつ、１／２より高い周波数に設定される。このことによって、素子５、６に電流が流れているときに、素子５、６が遮断される。その結果、遮断した素子５、６がターンオンする前にその素子に逆並列に接続された第１のダイオード５ａまたは第２のダイオード６ａに電流が流れるので、ゼロ電圧スイッチングが実施される。そして、スイッチング素子５、６のターンオン損失の増大が抑制されるので、素子５、６のスイッチング損失が低減される。
図３に示すように、加熱開始の駆動デューティは、第１の駆動デューティの０．２５とする。第１の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、第２の駆動デューティの０．７５に切り替えられる。第２の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、再び第１の駆動デューティの０．２５に切り替えられる。
以降、この切り替え動作を繰り返すことにより、素子５、６の平均通電率が等しくなる。このことから、素子５、６のオン損失は等しくなる。また、素子５、６のスイッチング周波数、電圧、電流が等しいため、素子５、６のスイッチング損失も等しくなる。従って、素子５の全損失は素子６の全損失と等しくなる。
以上述べたように、第１の駆動デューティの設定による加熱出力後に、第１の駆動デューティとは異なる第２の駆動デューティの設定により、実質的に同一の加熱出力が得られる。つまり、ある駆動デューティによる加熱出力後に、異なる駆動デューティの設定で実質的に同一の加熱出力が得られる。このように、素子５、６の駆動時間の大小が逆となるように、かつ、実質的に同一の加熱出力が得られるように、素子５、６の駆動時間の比率である駆動デューティが変更されて制御される。このことにより、各素子５、６の損失が均等化する。そのため、冷却ファンなどの冷却装置（図示せず）を用いて、等しい冷却条件で素子５、６を冷却する場合、素子５、６は同じように冷却される。その結果、簡便な構成で大きな加熱出力が得られる。
なお、駆動デューティは、各素子５、６の損失が実質的に等しくなる条件で切り替えればよい。したがって、必ずしも駆動を２周期行う毎に切り替えなくとも同等の効果が得られる。
また、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２近傍としたが１／２以外でも実質的に１／ｎ（ｎは２以上の整数）であればよい。つまり、加熱コイル１の電流周波数に対して、素子５、６の駆動周波数を低くすることができるので、同様にスイッチング損失が低減される。
また、制御部８は、周波数制御によるものとしているが、インバータへの入力電圧を制御することもできる。インバータの入力電圧制御としては、図４のように、例えば、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパなどのインバータ入力電圧制御部１５が用いられる。つまり、使用できる制御方法は、素子５、６の切り替えによって、素子５、６の損失を均等化できるものであれば良い。
さらに、共振回路４は直列共振としたが、並列共振として電流駆動することで同等の効果が得られる。また、共振回路４は素子６に並列接続されても良い。
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力特性を示す特性図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。
実施の形態２において、実施の形態１と異なる点は、スイッチング素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数の１／３である約２０ｋＨｚとなるように設定し、素子５、６の損失をさらに低減していること。そして、異なる駆動デューティを実質的に（２ｋ−１）／２ｎ（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）と１−（（２ｋ−１）／２ｎ）（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）とに切り替えて動作させていることである。
図５に示すように、第１の駆動デューティは、０．１７（＝（２×１−１）／（２×３）、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。そして、第２の駆動デューティは０．８３（＝１−（（２×１−１）／（２×３））、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。すなわち、第１、第２の駆動デューティの和は１となる。また、冷却装置による素子５と素子６の冷却条件は異なる。素子５と素子６の各々の冷却条件に合わせて、第１の駆動デューティの０．１７と第２の駆動デューティの０．８３の時間比率を設定している。そして、素子５、６の損失が最適配分されるようにしている。それにより、冷却条件を一定とした場合に、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
なお、ｎ＝３の場合について説明したが、これに限定されず、ｎを変えても同等の効果が得られる。
また、ｋ＝１としたが、これに拘ることはなくｋ＝２またはｋ＝３にすることもできる。
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。また、実施の形態１と同じ機能を示すものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
実施の形態３において、実施の形態１と異なる点は、第１のスイッチング素子５の温度を検知する第１のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１６が設けられたこと。そして、第２のスイッチング素子６の温度を検知する第２のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１７が設けられたこと。さらに、素子５を冷却する第１の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１８が設けられたこと。そして、素子６を冷却する第２の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１９が設けられたことである。検知部１６、１７には、それぞれサーミスタが使用されている。また、冷却部１８、１９には、それぞれ冷却ファンが使用されている。
また、冷却部１８、１９による素子５と素子６の冷却条件は制御部８で制御され、異なる制御がなされている。また、素子５、６には使用可能温度上限がある。そのため、素子５、６は使用可能温度上限以下となるように、第１の駆動デューティ０．２５と第２の駆動デューティ０．７５の時間比率がそれぞれ設定されている。すなわち、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、素子５の損失が小さくなるように、第１の駆動デューティ０．２５の時間比率が大きくされる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、素子６の損失が小さくなるように、第２の駆動デューティ０．７５の時間比率が大きくされる。それにより、それぞれのスイッチング素子の損失が最適配分される。そして、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
また、冷却部１８、１９の冷却条件を可変することもできる。例えば、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、冷却部１８の冷却条件が高められる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、冷却部１９の冷却条件が高められる。これにより、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
なお、検知部１６、１７は、サーミスタを使用したが、バイメタルなどのその他の温度検知デバイスを用いても同等の効果が得られる。
また、冷却部１８、１９は、冷却ファンを使用したが、ペルチェ素子、あるいは冷却フィンなどの放熱部材、その他の冷却デバイスを用いても同等の効果が得られる。
また、素子５、６を冷却する冷却部１８、１９は、それぞれ個別に設けたが、冷却部は一つでもかまわない。負荷２の材料や形状により、素子５と素子６の損失が異なる場合もある。その場合は、制御部８が、素子５、６の温度を測定しながら駆動デューティを変更して制御し、両素子５、６の損失が平均化される。
また、制御部８は、素子５、６の駆動周波数を一定としながら素子５、６の駆動デューティを変更し、加熱出力を実質的に同一にするようにした。しかし、加熱出力を変更するため、素子５、６の駆動周波数を変更することを適宜組み合せて行うこともできる。
以上のように、本発明にかかる誘導加熱調理器は、大きな加熱出力を得ることが可能となるので、家庭用または工業用誘導加熱などの用途に適用できる。
【０００２】
ド２６のカソードが素子２５のコレクタに接続されている。また、第２のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２８（第２の逆導通素子）は素子２７に逆並列に接続される。つまり、ダイオード２８のカソードが素子２７のコレクタに接続されている。制御手段３３は、所定の出力になるように素子２５、２７のゲートに信号を出力する。
以上のように構成された誘導加熱調理器において、共振電流の周波数は、素子２５、２７の駆動周波数に比べ、２倍以上に設定されている。そして、チョークコイル２４により、平滑コンデンサ３２の電圧は昇圧されるので、アルミニウムなどの非磁性かつ低抵抗率の負荷が高出力で誘導加熱される。
しかしながら、従来の構成では、共振周波数がスイッチング素子の駆動周波数の略２Ｎ倍（但し、Ｎは正の整数）とした場合、加熱出力を最大にするための素子２５と素子２７の駆動時間の比であるスイッチング素子駆動デューティは０．５にならない。すると、各スイッチング素子２５、２７のオン損失が、それぞれのオン時間に応じて異なるため、損失のアンバランスが生じる。このことにより、特に加熱出力が大きい場合に、スイッチング素子の冷却が困難である。
【発明の開示】
本発明の誘導加熱調理器は、共振回路を含むインバータと加熱出力制御部とを有する。共振回路は、負荷と磁気結合する加熱コイルと共振コンデンサとを有する。インバータは、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を有し、共振回路に電力を供給する。加熱出力制御部は、第１、第２のスイッチング素子の駆動周波数を、共振回路の負荷加熱時の共振周波数に対し実質的に１／ｎ倍（ｎは２以上の整数）とする。そして、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の比率である駆動デューティが、第１の駆動デューティと前記第１の駆動デューティと異なる第２の駆動デューティとに繰り返し切り替えて制御され、第２の駆動デューティは、第１の駆動デューティに対して、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２の
２／１
ド２６のカソードが素子２５のコレクタに接続されている。また、第２のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２８（第２の逆導通素子）は素子２７に逆並列に接続される。つまり、ダイオード２８のカソードが素子２７のコレクタに接続されている。制御手段３３は、所定の出力になるように素子２５、２７のゲートに信号を出力する。
以上のように構成された誘導加熱調理器において、共振電流の周波数は、素子２５、２７の駆動周波数に比べ、２倍以上に設定されている。そして、チョークコイル２４により、平滑コンデンサ３２の電圧は昇圧されるので、アルミニウムなどの非磁性かつ低抵抗率の負荷が高出力で誘導加熱される。
しかしながら、従来の構成では、共振周波数がスイッチング素子の駆動周波数の略２Ｎ倍（但し、Ｎは正の整数）とした場合、加熱出力を最大にするための素子２５と素子２７の駆動時間の比であるスイッチング素子駆動デューティは０．５にならない。すると、各スイッチング素子２５、２７のオン損失が、それぞれのオン時間に応じて異なるため、損失のアンバランスが生じる。このことにより、特に加熱出力が大きい場合に、スイッチング素子の冷却が困難である。
【発明の開示】
本発明の誘導加熱調理器は、共振回路を含むインバータと加熱出力制御部とを有する。共振回路は、負荷と磁気結合する加熱コイルと共振コンデンサとを有する。インバータは、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を有し、共振回路に電力を供給する。加熱出力制御部は、第１、第２のスイッチング素子の駆動周波数を、共振回路の負荷加熱時の共振周波数に対し実質的に１／ｎ倍（ｎは２以上の整数）とする。そして、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の比率である駆動デューティが、第１の駆動デューティと前記第１の駆動デューティと異なる第２の駆動デューティとに繰り返し切り替えて制御され、第２の駆動デューティは、第１の駆動デューティに対して、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２の
２／１
【０００３】
スイッチング素子の駆動時間の大小が逆であり、かつ、駆動デューティの切り替え前後で、実質的に同一の加熱コイル電流と加熱出力とが得られる駆動デューティである。この構成により、各スイッチング素子の損失が均等化され、各スイッチング素子の冷却が容易になり、同一冷却条件であれば大きな加熱出力が得られる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器の回路図である。
図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図４は、図１に示す誘導加熱調理器の他の例を示す回路図である。
図５は、本発明の実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図６は、本発明の実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器を示す回路図である。図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図１において、電源１２は２００Ｖ商用電源であり、電源１２の出力はインバータ７により高周波電圧に変換され、加熱コイル１に高周波磁界を発生させる。負荷２は、負荷２と磁気結合する加熱コイル１に対向して設置される。負荷２は鍋などであって、負荷２の材質は、被加熱部の少なくともその一部にアルミニウムや銅等の非磁性かつ低抵抗率の金属からなる部位があってもよい。共振コンデ
３／１
スイッチング素子の駆動時間の大小が逆であり、かつ、駆動デューティの切り替え前後で、実質的に同一の加熱コイル電流と加熱出力とが得られる駆動デューティである。この構成により、各スイッチング素子の損失が均等化され、各スイッチング素子の冷却が容易になり、同一冷却条件であれば大きな加熱出力が得られる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器の回路図である。
図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図４は、図１に示す誘導加熱調理器の他の例を示す回路図である。
図５は、本発明の実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。
図６は、本発明の実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。
【発明を実施するための最良の形態】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器を示す回路図である。図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
図１において、電源１２は２００Ｖ商用電源であり、電源１２の出力はインバータ７により高周波電圧に変換され、加熱コイル１に高周波磁界を発生させる。負荷２は、負荷２と磁気結合する加熱コイル１に対向して設置される。負荷２は鍋などであって、負荷２の材質は、被加熱部の少なくともその一部にアルミニウムや銅等の非磁性かつ低抵抗率の金属からなる部位があってもよい。共振コンデ
３／１
【０００７】
ｋ−１）／２ｎ（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）と１−（（２ｋ−１）／２ｎ）（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）とに切り替えて動作させていることである。
図５に示すように、第１の駆動デューティは、０．１７（＝（２×１−１）／（２×３）、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。そして、第２の駆動デューティは０．８３（＝１−（（２×１−１）／（２×３））、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。すなわち、第１、第２の駆動デューティの和は１となる。また、冷却装置による素子５と素子６の冷却条件は異なる。素子５と素子６の各々の冷却条件に合わせて、第１の駆動デューティの０．１７と第２の駆動デューティの０．８３の時間比率を設定している。そして、素子５、６の損失が最適配分されるようにしている。それにより、冷却条件を一定とした場合に、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
なお、ｎ＝３の場合について説明したが、これに限定されず、ｎを変えても同等の効果が得られる。
また、ｋ＝１としたが、これに拘ることはなくｋ＝２またはｋ＝３にすることもできる。
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。また、実施の形態１と同じ機能を示すものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
実施の形態３において、実施の形態１と異なる点は、第１のスイッチング素子５の温度を検知する第１のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１６が設けられたこと。そして、第２のスイッチング素子６の温度を検知する第２のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１７が設けられたこと。さらに、素子５を冷却する第１の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１８が設けら
７
ｋ−１）／２ｎ（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）と１−（（２ｋ−１）／２ｎ）（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）とに切り替えて動作させていることである。
図５に示すように、第１の駆動デューティは、０．１７（＝（２×１−１）／（２×３）、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。そして、第２の駆動デューティは０．８３（＝１−（（２×１−１）／（２×３））、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。すなわち、第１、第２の駆動デューティの和は１となる。また、冷却装置による素子５と素子６の冷却条件は異なる。素子５と素子６の各々の冷却条件に合わせて、第１の駆動デューティの０．１７と第２の駆動デューティの０．８３の時間比率を設定している。そして、素子５、６の損失が最適配分されるようにしている。それにより、冷却条件を一定とした場合に、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
なお、ｎ＝３の場合について説明したが、これに限定されず、ｎを変えても同等の効果が得られる。
また、ｋ＝１としたが、これに拘ることはなくｋ＝２またはｋ＝３にすることもできる。
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。また、実施の形態１と同じ機能を示すものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
実施の形態３において、実施の形態１と異なる点は、第１のスイッチング素子５の温度を検知する第１のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１６が設けられたこと。そして、第２のスイッチング素子６の温度を検知する第２のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１７が設けられたこと。さらに、素子５を冷却する第１の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１８が設けら
７
【書類名】明細書
【発明の名称】誘導加熱調理器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振回路を有して、特に非磁性かつ低抵抗率の金属からなる負荷を誘導加熱する誘導加熱調理器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、非磁性かつ低抵抗率の金属からなる負荷を誘導加熱する誘導加熱調理器は、例えば、特開２００２−７５６２０号公報等で知られている。
【０００３】
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。図７に示すように、電源２１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路２２の入力端に接続されている。整流回路２２の出力端間に第１の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）２３が接続されている。整流回路２２の出力端間には、さらに、チョークコイル２４と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２７との直列接続体が接続されている。加熱コイル２９はアルミニウム製の鍋などの負荷３１と対向して配置されている。
【０００４】
第２の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路２２の負極端子に接続されている。また、コンデンサ３２の高電位側端子は第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２５の高電位側端子（コレクタ）に接続されている。素子２５の低電位側端子は、素子２７の高電位側端子（コレクタ）とチョークコイル２４との接続点に接続されている。加熱コイル２９と共振コンデンサ３０の直列共振回路が素子２７に並列に接続されている。
【０００５】
第１のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２６（第１の逆導通素子）は素子２５に逆並列に接続されている。つまり、ダイオード２６のカソードが素子２５のコレクタに接続されている。また、第２のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２８（第２の逆導通素子）は素子２７に逆並列に接続される。つまり、ダイオード２８のカソードが素子２７のコレクタに接続されている。制御手段３３は、所定の出力になるように素子２５、２７のゲートに信号を出力する。
【０００６】
以上のように構成された誘導加熱調理器において、共振電流の周波数は、素子２５、２７の駆動周波数に比べ、２倍以上に設定されている。そして、チョークコイル２４により、平滑コンデンサ３２の電圧は昇圧されるので、アルミニウムなどの非磁性かつ低抵抗率の負荷が高出力で誘導加熱される。
【０００７】
しかしながら、従来の構成では、共振周波数がスイッチング素子の駆動周波数の略２Ｎ倍（但し、Ｎは正の整数）とした場合、加熱出力を最大にするための素子２５と素子２７の駆動時間の比であるスイッチング素子駆動デューティは０．５にならない。すると、各スイッチング素子２５、２７のオン損失が、それぞれのオン時間に応じて異なるため、損失のアンバランスが生じる。このことにより、特に加熱出力が大きい場合に、スイッチング素子の冷却が困難である。
【発明の開示】
【０００８】
本発明の誘導加熱調理器は、共振回路を含むインバータと加熱出力制御部とを有する。共振回路は、負荷と磁気結合する加熱コイルと共振コンデンサとを有する。インバータは、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を有し、共振回路に電力を供給する。加熱出力制御部は、第１、第２のスイッチング素子の駆動周波数を、共振回路の負荷加熱時の共振周波数に対し実質的に１／ｎ倍（ｎは２以上の整数）とする。そして、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の比率である駆動デューティが、第１の駆動デューティと前記第１の駆動デューティと異なる第２の駆動デューティとに繰り返し切り替えて制御され、第２の駆動デューティは、第１の駆動デューティに対して、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の大小が逆であり、かつ、駆動デューティの切り替え前後で、実質的に同一の加熱コイル電流と加熱出力とが得られる駆動デューティである。この構成により、各スイッチング素子の損失が均等化され、各スイッチング素子の冷却が容易になり、同一冷却条件であれば大きな加熱出力が得られる。
【発明の効果】
【０００９】
以上のように、本発明にかかる誘導加熱調理器は、大きな加熱出力を得ることが可能となるので、家庭用または工業用誘導加熱などの用途に適用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器を示す回路図である。図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
【００１１】
図１において、電源１２は２００Ｖ商用電源であり、電源１２の出力はインバータ７により高周波電圧に変換され、加熱コイル１に高周波磁界を発生させる。負荷２は、負荷２と磁気結合する加熱コイル１に対向して設置される。負荷２は鍋などであって、負荷２の材質は、被加熱部の少なくともその一部にアルミニウムや銅等の非磁性かつ低抵抗率の金属からなる部位があってもよい。共振コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３は、加熱コイル１と直列に接続され、加熱コイル１とともに共振回路４を構成している。
【００１２】
ダイオードブリッジからなり全波整流機能を有する整流回路１３と平滑コンデンサ１４とによって、電源１２は直流に変換される。そして、インバータ７は、第１のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）５と第２のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）６とが直列に接続され、素子５に並列に接続された共振回路４を出力としたシングルエンドプッシュプル構成となっている。素子５、６は、ＩＧＢＴであり、それぞれ、第１のダイオード５ａと第２のダイオード６ａとが逆並列に接続されている。
【００１３】
加熱出力制御部（以下、制御部と呼ぶ）８は、素子５と素子６とを交互に駆動する。加熱コイル１の出力を増加させる場合には、素子５、６の駆動周波数が共振回路４の共振周波数に近づくように、制御部８は素子５、６を駆動する。また、加熱出力検知部（以下、検知部と呼ぶ）１０は、カレントトランスからなり、加熱出力を検知する。そして、制御部８は、所定の加熱出力が得られるように、検知部１０の検知結果に基づいて素子５、６を周波数制御しながら駆動する。このように、制御部８は、少なくとも素子５、６の駆動周波数制御の機能を有する構成としている。これにより、インバータ７の出力制御が容易に行われる。
【００１４】
共振回路４の共振周波数は約６０ｋＨｚとなるように、加熱コイル１とコンデンサ３とが設定されている。そして、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２である約３０ｋＨｚとしている。すなわち、加熱コイル１は、素子５、６の駆動周波数の第２次高調波を利用して高周波磁界を発生する。それにより、加熱コイル１に流れる電流の周波数に比べて、素子５、６の駆動周波数が低くなり、スイッチング損失が低減される。そのため、アルミニウムのような非磁性かつ低抵抗率の金属でも効率よく加熱される。
【００１５】
また、図２で示すように、素子５の駆動時間と素子６の駆動時間の比率を駆動デューティとした場合に、第１の駆動デューティが０．２５に設定され、第２の駆動デューティが０．７５に設定されている。このように、駆動デューティが第１の駆動デューティまたは第２の駆動デューティに設定されることにより、駆動デューティを変化させた場合の最大加熱出力値が得られる。そして、素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数のおよそ１／２で、かつ、１／２より高い周波数に設定される。このことによって、素子５、６に電流が流れているときに、素子５、６が遮断される。その結果、遮断した素子５、６がターンオンする前にその素子に逆並列に接続された第１のダイオード５ａまたは第２のダイオード６ａに電流が流れるので、ゼロ電圧スイッチングが実施される。そして、スイッチング素子５、６のターンオン損失の増大が抑制されるので、素子５、６のスイッチング損失が低減される。
【００１６】
図３に示すように、加熱開始の駆動デューティは、第１の駆動デューティの０．２５とする。第１の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、第２の駆動デューティの０．７５に切り替えられる。第２の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、再び第１の駆動デューティの０．２５に切り替えられる。
【００１７】
以降、この切り替え動作を繰り返すことにより、素子５、６の平均通電率が等しくなる。このことから、素子５、６のオン損失は等しくなる。また、素子５、６のスイッチング周波数、電圧、電流が等しいため、素子５、６のスイッチング損失も等しくなる。従って、素子５の全損失は素子６の全損失と等しくなる。
【００１８】
以上述べたように、第１の駆動デューティの設定による加熱出力後に、第１の駆動デューティとは異なる第２の駆動デューティの設定により、実質的に同一の加熱出力が得られる。つまり、ある駆動デューティによる加熱出力後に、異なる駆動デューティの設定で実質的に同一の加熱出力が得られる。このように、素子５、６の駆動時間の大小が逆となるように、かつ、実質的に同一の加熱出力が得られるように、素子５、６の駆動時間の比率である駆動デューティが変更されて制御される。このことにより、各素子５、６の損失が均等化する。そのため、冷却ファンなどの冷却装置（図示せず）を用いて、等しい冷却条件で素子５、６を冷却する場合、素子５、６は同じように冷却される。その結果、簡便な構成で大きな加熱出力が得られる。
【００１９】
なお、駆動デューティは、各素子５、６の損失が実質的に等しくなる条件で切り替えればよい。したがって、必ずしも駆動を２周期行う毎に切り替えなくとも同等の効果が得られる。
【００２０】
また、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２近傍としたが１／２以外でも実質的に１／ｎ（ｎは２以上の整数）であればよい。つまり、加熱コイル１の電流周波数に対して、素子５、６の駆動周波数を低くすることができるので、同様にスイッチング損失が低減される。
【００２１】
また、制御部８は、周波数制御によるものとしているが、インバータへの入力電圧を制御することもできる。インバータの入力電圧制御としては、図４のように、例えば、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパなどのインバータ入力電圧制御部１５が用いられる。つまり、使用できる制御方法は、素子５、６の切り替えによって、素子５、６の損失を均等化できるものであれば良い。
【００２２】
さらに、共振回路４は直列共振としたが、並列共振として電流駆動することで同等の効果が得られる。また、共振回路４は素子６に並列接続されても良い。
【００２３】
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力特性を示す特性図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。
【００２４】
実施の形態２において、実施の形態１と異なる点は、スイッチング素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数の１／３である約２０ｋＨｚとなるように設定し、素子５、６の損失をさらに低減していること。そして、異なる駆動デューティを実質的に（２ｋ−１）／２ｎ（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）と１−（（２ｋ−１）／２ｎ）（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）とに切り替えて動作させていることである。
【００２５】
図５に示すように、第１の駆動デューティは、０．１７（＝（２×１−１）／（２×３）、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。そして、第２の駆動デューティは０．８３（＝１−（（２×１−１）／（２×３））、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。すなわち、第１、第２の駆動デューティの和は１となる。また、冷却装置による素子５と素子６の冷却条件は異なる。素子５と素子６の各々の冷却条件に合わせて、第１の駆動デューティの０．１７と第２の駆動デューティの０．８３の時間比率を設定している。そして、素子５、６の損失が最適配分されるようにしている。それにより、冷却条件を一定とした場合に、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
【００２６】
なお、ｎ＝３の場合について説明したが、これに限定されず、ｎを変えても同等の効果が得られる。
【００２７】
また、ｋ＝１としたが、これに拘ることはなくｋ＝２またはｋ＝３にすることもできる。
【００２８】
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。また、実施の形態１と同じ機能を示すものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
【００２９】
実施の形態３において、実施の形態１と異なる点は、第１のスイッチング素子５の温度を検知する第１のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１６が設けられたこと。そして、第２のスイッチング素子６の温度を検知する第２のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１７が設けられたこと。さらに、素子５を冷却する第１の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１８が設けられたこと。そして、素子６を冷却する第２の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１９が設けられたことである。検知部１６、１７には、それぞれサーミスタが使用されている。また、冷却部１８、１９には、それぞれ冷却ファンが使用されている。
【００３０】
また、冷却部１８、１９による素子５と素子６の冷却条件は制御部８で制御され、異なる制御がなされている。また、素子５、６には使用可能温度上限がある。そのため、素子５、６は使用可能温度上限以下となるように、第１の駆動デューティ０．２５と第２の駆動デューティ０．７５の時間比率がそれぞれ設定されている。すなわち、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、素子５の損失が小さくなるように、第１の駆動デューティ０．２５の時間比率が大きくされる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、素子６の損失が小さくなるように、第２の駆動デューティ０．７５の時間比率が大きくされる。それにより、それぞれのスイッチング素子の損失が最適配分される。そして、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
【００３１】
また、冷却部１８、１９の冷却条件を可変することもできる。例えば、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、冷却部１８の冷却条件が高められる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、冷却部１９の冷却条件が高められる。これにより、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
【００３２】
なお、検知部１６、１７は、サーミスタを使用したが、バイメタルなどのその他の温度検知デバイスを用いても同等の効果が得られる。
【００３３】
また、冷却部１８、１９は、冷却ファンを使用したが、ペルチェ素子、あるいは冷却フィンなどの放熱部材、その他の冷却デバイスを用いても同等の効果が得られる。
【００３４】
また、素子５、６を冷却する冷却部１８、１９は、それぞれ個別に設けたが、冷却部は一つでもかまわない。負荷２の材料や形状により、素子５と素子６の損失が異なる場合もある。その場合は、制御部８が、素子５、６の温度を測定しながら駆動デユーティを変更して制御し、両素子５、６の損失が平均化される。
【００３５】
また、制御部８は、素子５、６の駆動周波数を一定としながら素子５、６の駆動デユーティを変更し、加熱出力を実質的に同一にするようにした。しかし、加熱出力を変更するため、素子５、６の駆動周波数を変更することを適宜組み合せて行うこともできる。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
以上のように、本発明にかかる誘導加熱調理器は、大きな加熱出力を得ることが可能となるので、家庭用または工業用誘導加熱などの用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器の回路図
【図２】図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図
【図３】図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図
【図４】図１に示す誘導加熱調理器の他の例を示す回路図
【図５】本発明の実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力の特性図
【図６】本発明の実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図
【図７】従来の誘導加熱調理器の回路図
【符号の説明】
【００３８】
１ 加熱コイル
２ 負荷
３ 共振コンデンサ
４ 共振回路
５ 第１のスイッチング素子
５ａ 第１のダイオード
６ 第２のスイッチング素子
６ａ 第２のダイオード
７ インバータ
８ 加熱出力制御部
１０ 加熱出力検知部
１２ 電源
１３ 整流回路
１４ 平滑コンデンサ
１５ 入力電圧制御部
１６ 第１のスイッチング素子温度検知部
１７ 第２のスイッチング素子温度検知部
１８ 第１の冷却部
１９ 第２の冷却部
２１ 電源
２２ 整流回路
２３ 第１の平滑コンデンサ
２４ チョークコイル
２５ 第１のスイッチング素子
２６ 第１のダイオード
２７ 第２のスイッチング素子
２８ 第２のダイオード
２９ 加熱コイル
３０ 共振コンデンサ
３１ 負荷
３２ 第２の平滑コンデンサ
３３ 制御手段
【発明の名称】誘導加熱調理器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振回路を有して、特に非磁性かつ低抵抗率の金属からなる負荷を誘導加熱する誘導加熱調理器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、非磁性かつ低抵抗率の金属からなる負荷を誘導加熱する誘導加熱調理器は、例えば、特開２００２−７５６２０号公報等で知られている。
【０００３】
図７は、従来の誘導加熱調理器の回路図である。図７に示すように、電源２１は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路２２の入力端に接続されている。整流回路２２の出力端間に第１の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）２３が接続されている。整流回路２２の出力端間には、さらに、チョークコイル２４と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２７との直列接続体が接続されている。加熱コイル２９はアルミニウム製の鍋などの負荷３１と対向して配置されている。
【０００４】
第２の平滑コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路２２の負極端子に接続されている。また、コンデンサ３２の高電位側端子は第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）（以下、素子と呼ぶ）２５の高電位側端子（コレクタ）に接続されている。素子２５の低電位側端子は、素子２７の高電位側端子（コレクタ）とチョークコイル２４との接続点に接続されている。加熱コイル２９と共振コンデンサ３０の直列共振回路が素子２７に並列に接続されている。
【０００５】
第１のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２６（第１の逆導通素子）は素子２５に逆並列に接続されている。つまり、ダイオード２６のカソードが素子２５のコレクタに接続されている。また、第２のダイオード（以下、ダイオードと呼ぶ）２８（第２の逆導通素子）は素子２７に逆並列に接続される。つまり、ダイオード２８のカソードが素子２７のコレクタに接続されている。制御手段３３は、所定の出力になるように素子２５、２７のゲートに信号を出力する。
【０００６】
以上のように構成された誘導加熱調理器において、共振電流の周波数は、素子２５、２７の駆動周波数に比べ、２倍以上に設定されている。そして、チョークコイル２４により、平滑コンデンサ３２の電圧は昇圧されるので、アルミニウムなどの非磁性かつ低抵抗率の負荷が高出力で誘導加熱される。
【０００７】
しかしながら、従来の構成では、共振周波数がスイッチング素子の駆動周波数の略２Ｎ倍（但し、Ｎは正の整数）とした場合、加熱出力を最大にするための素子２５と素子２７の駆動時間の比であるスイッチング素子駆動デューティは０．５にならない。すると、各スイッチング素子２５、２７のオン損失が、それぞれのオン時間に応じて異なるため、損失のアンバランスが生じる。このことにより、特に加熱出力が大きい場合に、スイッチング素子の冷却が困難である。
【発明の開示】
【０００８】
本発明の誘導加熱調理器は、共振回路を含むインバータと加熱出力制御部とを有する。共振回路は、負荷と磁気結合する加熱コイルと共振コンデンサとを有する。インバータは、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列回路を有し、共振回路に電力を供給する。加熱出力制御部は、第１、第２のスイッチング素子の駆動周波数を、共振回路の負荷加熱時の共振周波数に対し実質的に１／ｎ倍（ｎは２以上の整数）とする。そして、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の比率である駆動デューティが、第１の駆動デューティと前記第１の駆動デューティと異なる第２の駆動デューティとに繰り返し切り替えて制御され、第２の駆動デューティは、第１の駆動デューティに対して、第１のスイッチング素子の駆動時間と第２のスイッチング素子の駆動時間の大小が逆であり、かつ、駆動デューティの切り替え前後で、実質的に同一の加熱コイル電流と加熱出力とが得られる駆動デューティである。この構成により、各スイッチング素子の損失が均等化され、各スイッチング素子の冷却が容易になり、同一冷却条件であれば大きな加熱出力が得られる。
【発明の効果】
【０００９】
以上のように、本発明にかかる誘導加熱調理器は、大きな加熱出力を得ることが可能となるので、家庭用または工業用誘導加熱などの用途に適用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器を示す回路図である。図２は、図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図である。図３は、図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図である。
【００１１】
図１において、電源１２は２００Ｖ商用電源であり、電源１２の出力はインバータ７により高周波電圧に変換され、加熱コイル１に高周波磁界を発生させる。負荷２は、負荷２と磁気結合する加熱コイル１に対向して設置される。負荷２は鍋などであって、負荷２の材質は、被加熱部の少なくともその一部にアルミニウムや銅等の非磁性かつ低抵抗率の金属からなる部位があってもよい。共振コンデンサ（以下、コンデンサと呼ぶ）３は、加熱コイル１と直列に接続され、加熱コイル１とともに共振回路４を構成している。
【００１２】
ダイオードブリッジからなり全波整流機能を有する整流回路１３と平滑コンデンサ１４とによって、電源１２は直流に変換される。そして、インバータ７は、第１のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）５と第２のスイッチング素子（以下、素子と呼ぶ）６とが直列に接続され、素子５に並列に接続された共振回路４を出力としたシングルエンドプッシュプル構成となっている。素子５、６は、ＩＧＢＴであり、それぞれ、第１のダイオード５ａと第２のダイオード６ａとが逆並列に接続されている。
【００１３】
加熱出力制御部（以下、制御部と呼ぶ）８は、素子５と素子６とを交互に駆動する。加熱コイル１の出力を増加させる場合には、素子５、６の駆動周波数が共振回路４の共振周波数に近づくように、制御部８は素子５、６を駆動する。また、加熱出力検知部（以下、検知部と呼ぶ）１０は、カレントトランスからなり、加熱出力を検知する。そして、制御部８は、所定の加熱出力が得られるように、検知部１０の検知結果に基づいて素子５、６を周波数制御しながら駆動する。このように、制御部８は、少なくとも素子５、６の駆動周波数制御の機能を有する構成としている。これにより、インバータ７の出力制御が容易に行われる。
【００１４】
共振回路４の共振周波数は約６０ｋＨｚとなるように、加熱コイル１とコンデンサ３とが設定されている。そして、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２である約３０ｋＨｚとしている。すなわち、加熱コイル１は、素子５、６の駆動周波数の第２次高調波を利用して高周波磁界を発生する。それにより、加熱コイル１に流れる電流の周波数に比べて、素子５、６の駆動周波数が低くなり、スイッチング損失が低減される。そのため、アルミニウムのような非磁性かつ低抵抗率の金属でも効率よく加熱される。
【００１５】
また、図２で示すように、素子５の駆動時間と素子６の駆動時間の比率を駆動デューティとした場合に、第１の駆動デューティが０．２５に設定され、第２の駆動デューティが０．７５に設定されている。このように、駆動デューティが第１の駆動デューティまたは第２の駆動デューティに設定されることにより、駆動デューティを変化させた場合の最大加熱出力値が得られる。そして、素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数のおよそ１／２で、かつ、１／２より高い周波数に設定される。このことによって、素子５、６に電流が流れているときに、素子５、６が遮断される。その結果、遮断した素子５、６がターンオンする前にその素子に逆並列に接続された第１のダイオード５ａまたは第２のダイオード６ａに電流が流れるので、ゼロ電圧スイッチングが実施される。そして、スイッチング素子５、６のターンオン損失の増大が抑制されるので、素子５、６のスイッチング損失が低減される。
【００１６】
図３に示すように、加熱開始の駆動デューティは、第１の駆動デューティの０．２５とする。第１の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、第２の駆動デューティの０．７５に切り替えられる。第２の駆動デューティの設定で駆動が２周期行なわれた後、駆動デューティは、再び第１の駆動デューティの０．２５に切り替えられる。
【００１７】
以降、この切り替え動作を繰り返すことにより、素子５、６の平均通電率が等しくなる。このことから、素子５、６のオン損失は等しくなる。また、素子５、６のスイッチング周波数、電圧、電流が等しいため、素子５、６のスイッチング損失も等しくなる。従って、素子５の全損失は素子６の全損失と等しくなる。
【００１８】
以上述べたように、第１の駆動デューティの設定による加熱出力後に、第１の駆動デューティとは異なる第２の駆動デューティの設定により、実質的に同一の加熱出力が得られる。つまり、ある駆動デューティによる加熱出力後に、異なる駆動デューティの設定で実質的に同一の加熱出力が得られる。このように、素子５、６の駆動時間の大小が逆となるように、かつ、実質的に同一の加熱出力が得られるように、素子５、６の駆動時間の比率である駆動デューティが変更されて制御される。このことにより、各素子５、６の損失が均等化する。そのため、冷却ファンなどの冷却装置（図示せず）を用いて、等しい冷却条件で素子５、６を冷却する場合、素子５、６は同じように冷却される。その結果、簡便な構成で大きな加熱出力が得られる。
【００１９】
なお、駆動デューティは、各素子５、６の損失が実質的に等しくなる条件で切り替えればよい。したがって、必ずしも駆動を２周期行う毎に切り替えなくとも同等の効果が得られる。
【００２０】
また、素子５、６の駆動周波数は、共振回路４の共振周波数の１／２近傍としたが１／２以外でも実質的に１／ｎ（ｎは２以上の整数）であればよい。つまり、加熱コイル１の電流周波数に対して、素子５、６の駆動周波数を低くすることができるので、同様にスイッチング損失が低減される。
【００２１】
また、制御部８は、周波数制御によるものとしているが、インバータへの入力電圧を制御することもできる。インバータの入力電圧制御としては、図４のように、例えば、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパなどのインバータ入力電圧制御部１５が用いられる。つまり、使用できる制御方法は、素子５、６の切り替えによって、素子５、６の損失を均等化できるものであれば良い。
【００２２】
さらに、共振回路４は直列共振としたが、並列共振として電流駆動することで同等の効果が得られる。また、共振回路４は素子６に並列接続されても良い。
【００２３】
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力特性を示す特性図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。
【００２４】
実施の形態２において、実施の形態１と異なる点は、スイッチング素子５、６の駆動周波数が、共振回路４の共振周波数の１／３である約２０ｋＨｚとなるように設定し、素子５、６の損失をさらに低減していること。そして、異なる駆動デューティを実質的に（２ｋ−１）／２ｎ（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）と１−（（２ｋ−１）／２ｎ）（ｎは、２以上の整数、ｋは、１からｎまでの任意の整数）とに切り替えて動作させていることである。
【００２５】
図５に示すように、第１の駆動デューティは、０．１７（＝（２×１−１）／（２×３）、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。そして、第２の駆動デューティは０．８３（＝１−（（２×１−１）／（２×３））、ｎ＝３、ｋ＝１）に設定されている。すなわち、第１、第２の駆動デューティの和は１となる。また、冷却装置による素子５と素子６の冷却条件は異なる。素子５と素子６の各々の冷却条件に合わせて、第１の駆動デューティの０．１７と第２の駆動デューティの０．８３の時間比率を設定している。そして、素子５、６の損失が最適配分されるようにしている。それにより、冷却条件を一定とした場合に、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
【００２６】
なお、ｎ＝３の場合について説明したが、これに限定されず、ｎを変えても同等の効果が得られる。
【００２７】
また、ｋ＝１としたが、これに拘ることはなくｋ＝２またはｋ＝３にすることもできる。
【００２８】
（実施の形態３）
図６は、実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図である。基本構成は実施の形態１と同じなので、異なる点を中心に説明する。また、実施の形態１と同じ機能を示すものには同じ符号を付し、その説明は省略する。
【００２９】
実施の形態３において、実施の形態１と異なる点は、第１のスイッチング素子５の温度を検知する第１のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１６が設けられたこと。そして、第２のスイッチング素子６の温度を検知する第２のスイッチング素子温度検知部（以下、検知部と呼ぶ）１７が設けられたこと。さらに、素子５を冷却する第１の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１８が設けられたこと。そして、素子６を冷却する第２の冷却部（以下、冷却部と呼ぶ）１９が設けられたことである。検知部１６、１７には、それぞれサーミスタが使用されている。また、冷却部１８、１９には、それぞれ冷却ファンが使用されている。
【００３０】
また、冷却部１８、１９による素子５と素子６の冷却条件は制御部８で制御され、異なる制御がなされている。また、素子５、６には使用可能温度上限がある。そのため、素子５、６は使用可能温度上限以下となるように、第１の駆動デューティ０．２５と第２の駆動デューティ０．７５の時間比率がそれぞれ設定されている。すなわち、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、素子５の損失が小さくなるように、第１の駆動デューティ０．２５の時間比率が大きくされる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、素子６の損失が小さくなるように、第２の駆動デューティ０．７５の時間比率が大きくされる。それにより、それぞれのスイッチング素子の損失が最適配分される。そして、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
【００３１】
また、冷却部１８、１９の冷却条件を可変することもできる。例えば、素子５の温度が素子６の温度より高い場合は、冷却部１８の冷却条件が高められる。逆に、素子６の温度が素子５の温度より高い場合は、冷却部１９の冷却条件が高められる。これにより、さらに大きな加熱出力が得られる加熱制御が実現される。
【００３２】
なお、検知部１６、１７は、サーミスタを使用したが、バイメタルなどのその他の温度検知デバイスを用いても同等の効果が得られる。
【００３３】
また、冷却部１８、１９は、冷却ファンを使用したが、ペルチェ素子、あるいは冷却フィンなどの放熱部材、その他の冷却デバイスを用いても同等の効果が得られる。
【００３４】
また、素子５、６を冷却する冷却部１８、１９は、それぞれ個別に設けたが、冷却部は一つでもかまわない。負荷２の材料や形状により、素子５と素子６の損失が異なる場合もある。その場合は、制御部８が、素子５、６の温度を測定しながら駆動デユーティを変更して制御し、両素子５、６の損失が平均化される。
【００３５】
また、制御部８は、素子５、６の駆動周波数を一定としながら素子５、６の駆動デユーティを変更し、加熱出力を実質的に同一にするようにした。しかし、加熱出力を変更するため、素子５、６の駆動周波数を変更することを適宜組み合せて行うこともできる。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
以上のように、本発明にかかる誘導加熱調理器は、大きな加熱出力を得ることが可能となるので、家庭用または工業用誘導加熱などの用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器の回路図
【図２】図１に示す誘導加熱調理器の加熱出力の特性図
【図３】図１に示す誘導加熱調理器の駆動デューティを説明する特性図
【図４】図１に示す誘導加熱調理器の他の例を示す回路図
【図５】本発明の実施の形態２における誘導加熱調理器の加熱出力の特性図
【図６】本発明の実施の形態３における誘導加熱調理器の回路図
【図７】従来の誘導加熱調理器の回路図
【符号の説明】
【００３８】
１ 加熱コイル
２ 負荷
３ 共振コンデンサ
４ 共振回路
５ 第１のスイッチング素子
５ａ 第１のダイオード
６ 第２のスイッチング素子
６ａ 第２のダイオード
７ インバータ
８ 加熱出力制御部
１０ 加熱出力検知部
１２ 電源
１３ 整流回路
１４ 平滑コンデンサ
１５ 入力電圧制御部
１６ 第１のスイッチング素子温度検知部
１７ 第２のスイッチング素子温度検知部
１８ 第１の冷却部
１９ 第２の冷却部
２１ 電源
２２ 整流回路
２３ 第１の平滑コンデンサ
２４ チョークコイル
２５ 第１のスイッチング素子
２６ 第１のダイオード
２７ 第２のスイッチング素子
２８ 第２のダイオード
２９ 加熱コイル
３０ 共振コンデンサ
３１ 負荷
３２ 第２の平滑コンデンサ
３３ 制御手段
Claims (6)
- 平滑コンデンサの両端に接続される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との直列回路と、
前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続された第１のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第２のダイオードと、
加熱コイルと共振コンデンサとを有し、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子に並列に接続された共振回路と、
を有するインバータと、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互に駆動して、前記加熱コイルにより負荷を誘導加熱するときの加熱出力を制御する加熱出力制御部と、
を備え、
前記加熱出力制御部は、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の駆動周波数を、前記共振回路の負荷加熱時の共振周波数に対し実質的に１／ｎ倍（ｎは２以上の整数）とし、
前記第１のスイッチング素子の駆動時間と前記第２のスイッチング素子の駆動時間の比率である駆動デューティを、前記第１のスイッチング素子の駆動時間と前記第２のスイッチング素子の駆動時間の大小を逆とし、かつ実質的に同一の加熱出力が得られるように変更して制御する
誘導加熱調理器。 - 前記加熱出力制御部は、前記駆動デューティを、
実質的に（２ｋ−１）／２ｎ（ｋは、１からｎの任意の整数）から、
実質的に１−（（２ｋ−１）／２ｎ）（ｋは、１からｎ の任意の整数）へ変更することにより、前記第１のスイッチング素子の駆動時間と前記第２のスイッチング素子の駆動時間の大小を逆とし、かつ実質的に同一の加熱出力となるように制御する
請求項１に記載の誘導加熱調理器。 - 前記加熱出力制御部は、
前記スイッチング素子を駆動周波数制御することにより、前記加熱コイルの加熱出力を制御する
請求項１に記載の誘導加熱調理器。 - 前記加熱出力制御部は、
前記インバータに入力される電圧を制御して、前記加熱コイルの加熱出力を制御する
請求項１に記載の誘導加熱調理器。 - 前記スイッチング素子の温度を検知するスイッチング素子温度検知部をさらに備え、
前記加熱出力制御部は、
前記スイッチング素子温度検知部の検知出力に基づいて、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の駆動時間の大小を逆にするように変更させ、実質的に同一の加熱出力となるように前記駆動デューティを変更する
請求項１に記載の誘導加熱調理器。 - 前記負荷は、
非磁性かつ低抵抗率の金属からなる
請求項１に記載の誘導加熱調理器。
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