JP2002170657A - 誘導加熱用電源装置 - Google Patents
誘導加熱用電源装置Info
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- JP2002170657A JP2002170657A JP2000367922A JP2000367922A JP2002170657A JP 2002170657 A JP2002170657 A JP 2002170657A JP 2000367922 A JP2000367922 A JP 2000367922A JP 2000367922 A JP2000367922 A JP 2000367922A JP 2002170657 A JP2002170657 A JP 2002170657A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 通電中でも許容最低出力インピーダンスの変
更を容易に行って電源能力の利用率を高めることの可能
な誘導加熱用電源装置を提供する。 【解決手段】 直流給電部９からの直流を交流に変換す
るスイッチング発振部６Ｇ内の一つのスイッチング素子
Ｔａ1 に、ＯＮ信号の出現頻度を調整可能な指令信号Ｘ
* を送信し、且つ／又は他のスイッチング素子Ｔｂ1
に、ＯＮ／ＯＦＦモードか常時ＯＦＦモードかを行わせ
る指令信号Ｙ* を送信する構成とし、誘導加熱中、これ
らの指令信号Ｘ* 、Ｙ* によってスイッチング発振部６
Ｇからの出力交番電流のパルス密度を調節して、許容最
低出力インピーダンスを、加熱につれて変化する負荷イ
ンピーダンスに整合させ、電源能力の利用率を高める。
更を容易に行って電源能力の利用率を高めることの可能
な誘導加熱用電源装置を提供する。 【解決手段】 直流給電部９からの直流を交流に変換す
るスイッチング発振部６Ｇ内の一つのスイッチング素子
Ｔａ1 に、ＯＮ信号の出現頻度を調整可能な指令信号Ｘ
* を送信し、且つ／又は他のスイッチング素子Ｔｂ1
に、ＯＮ／ＯＦＦモードか常時ＯＦＦモードかを行わせ
る指令信号Ｙ* を送信する構成とし、誘導加熱中、これ
らの指令信号Ｘ* 、Ｙ* によってスイッチング発振部６
Ｇからの出力交番電流のパルス密度を調節して、許容最
低出力インピーダンスを、加熱につれて変化する負荷イ
ンピーダンスに整合させ、電源能力の利用率を高める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、鋼材の誘導加熱な
どに用いる誘導加熱用電源装置に関する。
どに用いる誘導加熱用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導加熱用の電源には、通常、商用交流
が使用されており、この商用交流を誘導加熱用の高周波
電流に変換する手段として、ソリッドステートのスイッ
チング素子を用いたインバータが広く使用されている。
インバータとは、本来は、素子に出力極性を切り換える
スイッチング動作を行わせて直流入力を交流に変換して
出力させる機構の呼称であるが、商用交流を整流して直
流にする「順変換部」が一体化された装置の一般的呼称
ともなっている。因に、このように一体化された装置に
おいては、直流を交流に変換する本来のインバータ部分
は「逆変換部」と称される。本願では上記一体化装置を
「インバータ」と称することとする。
が使用されており、この商用交流を誘導加熱用の高周波
電流に変換する手段として、ソリッドステートのスイッ
チング素子を用いたインバータが広く使用されている。
インバータとは、本来は、素子に出力極性を切り換える
スイッチング動作を行わせて直流入力を交流に変換して
出力させる機構の呼称であるが、商用交流を整流して直
流にする「順変換部」が一体化された装置の一般的呼称
ともなっている。因に、このように一体化された装置に
おいては、直流を交流に変換する本来のインバータ部分
は「逆変換部」と称される。本願では上記一体化装置を
「インバータ」と称することとする。
【０００３】また、場所によっては商用交流が使用でき
ない場合があり、そのような場合には、ディーゼルエン
ジン或いはガソリンエンジン等の原動機で駆動される交
流発電機を交流電源として使用している。以下、この場
合を例にとって従来例を説明する。図１８に示すよう
に、原動機２と交流発電機３を備えた起電部１に、順変
換部５と逆変換部６を備えたインバータ４が接続され、
そのインバータ４の出力が、誘導コイル１０とマッチン
グトランス１１等を擁する負荷７に供給されている。通
常、エンジン２と交流発電機３を組み合わせた起電部１
には、出力電圧及び周波数を一定値に維持するための制
御装置が設けられている。
ない場合があり、そのような場合には、ディーゼルエン
ジン或いはガソリンエンジン等の原動機で駆動される交
流発電機を交流電源として使用している。以下、この場
合を例にとって従来例を説明する。図１８に示すよう
に、原動機２と交流発電機３を備えた起電部１に、順変
換部５と逆変換部６を備えたインバータ４が接続され、
そのインバータ４の出力が、誘導コイル１０とマッチン
グトランス１１等を擁する負荷７に供給されている。通
常、エンジン２と交流発電機３を組み合わせた起電部１
には、出力電圧及び周波数を一定値に維持するための制
御装置が設けられている。
【０００４】インバータ４の順変換部５には通常、出力
電圧を調整するための手段（例えば、サイリスタの点弧
角を調節する位相制御手段）及び過剰電流が流れないよ
うに規制する手段が設けられており、順変換部５からの
出力電圧及び電流をそれぞれ所定値以下に調節可能とし
ている。
電圧を調整するための手段（例えば、サイリスタの点弧
角を調節する位相制御手段）及び過剰電流が流れないよ
うに規制する手段が設けられており、順変換部５からの
出力電圧及び電流をそれぞれ所定値以下に調節可能とし
ている。
【０００５】逆変換部（以下スイッチング発振部とい
う）６には、通常、スイッチング素子を４個所に配した
フルブリッジ型のスイッチング回路、又は、２個所に配
したハーフブリッジ型のスイッチング回路が用いられて
おり、図１８では、フルブリッジ型を用いた場合を示し
ている。このフルブリッジ型のスイッチング発振部６に
は、４個所（ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ）にスイッチング
素子Ｔ＝（Ｔａ1 ， Ｔａ2 ，Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）がそれ
ぞれ配備されている。パルスオシレータなどを備えた制
御回路８からは、素子｛Ｔａ＝（Ｔａ1 ，Ｔａ2 ）、Ｔ
ｂ＝（Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）｝のＯＮ／ＯＦＦ動作を指令す
るペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝が｛ＯＮ，ＯＦＦ｝→
｛ＯＦＦ，ＯＮ｝→｛ＯＮ，ＯＦＦ｝・・・という時系
列で発振され、Ｘは素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 の信号端子Ｓａ
1 ，Ｓａ2 に、Ｙは素子Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 の信号端子Ｓｂ
1 ，Ｓｂ2 にそれぞれ入力されて、素子Ｔａ1 →負荷７
→素子Ｔａ2 を通る電路（以下、「正極性入電路」とす
る）と素子Ｔｂ1 →負荷７→素子Ｔｂ2 を通る電路（以
下、「負極性入電路」）が代わる代わるＯＮされるスイ
ッチング動作が行われる。このスイッチング発振部６に
順変換部５から直流が入力されると、負荷７には、矢印
Ａ方向とＢ方向の電流が代わる代わる流れて交流通電が
行われることとなる。なお、Ｄは、スイッチング素子と
は逆方向の導通を常時ＯＮさせておくためのダイオー
ド、Ｃは負荷７に直列に配置された共振用コンデンサで
ある。
う）６には、通常、スイッチング素子を４個所に配した
フルブリッジ型のスイッチング回路、又は、２個所に配
したハーフブリッジ型のスイッチング回路が用いられて
おり、図１８では、フルブリッジ型を用いた場合を示し
ている。このフルブリッジ型のスイッチング発振部６に
は、４個所（ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ）にスイッチング
素子Ｔ＝（Ｔａ1 ， Ｔａ2 ，Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）がそれ
ぞれ配備されている。パルスオシレータなどを備えた制
御回路８からは、素子｛Ｔａ＝（Ｔａ1 ，Ｔａ2 ）、Ｔ
ｂ＝（Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）｝のＯＮ／ＯＦＦ動作を指令す
るペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝が｛ＯＮ，ＯＦＦ｝→
｛ＯＦＦ，ＯＮ｝→｛ＯＮ，ＯＦＦ｝・・・という時系
列で発振され、Ｘは素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 の信号端子Ｓａ
1 ，Ｓａ2 に、Ｙは素子Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 の信号端子Ｓｂ
1 ，Ｓｂ2 にそれぞれ入力されて、素子Ｔａ1 →負荷７
→素子Ｔａ2 を通る電路（以下、「正極性入電路」とす
る）と素子Ｔｂ1 →負荷７→素子Ｔｂ2 を通る電路（以
下、「負極性入電路」）が代わる代わるＯＮされるスイ
ッチング動作が行われる。このスイッチング発振部６に
順変換部５から直流が入力されると、負荷７には、矢印
Ａ方向とＢ方向の電流が代わる代わる流れて交流通電が
行われることとなる。なお、Ｄは、スイッチング素子と
は逆方向の導通を常時ＯＮさせておくためのダイオー
ド、Ｃは負荷７に直列に配置された共振用コンデンサで
ある。
【０００６】図１９は、インバータ４′のスイッチング
発振部６′にハーフブリッジ型を用いた場合の回路図で
ある。ハーフブリッジ型のスイッチング発振部６′に
は、２個所（ａ，ｂ）にスイッチング素子Ｔ＝（Ｔａ，
Ｔｂ）が配備されている。しかして、フルブリッジ型と
同様に、制御回路８′からの指令信号｛Ｘ，Ｙ｝＝｛Ｏ
Ｎ，ＯＦＦ｝により、素子Ｔａ→負荷７→Ｃ2 を通る正
極性入電路がＯＮされて、負荷７に矢印Ａ方向の電流が
流れると同時に、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 に電荷が充電さ
れる。次いで、指令信号｛Ｘ，Ｙ｝＝｛ＯＦＦ，ＯＮ｝
により、素子ＴａがＯＦＦの状態で、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 の電荷により負荷７→素子Ｔｂを通る矢印Ｂ方向の
電流が流れる。かくして、負荷７には、指令信号｛Ｘ，
Ｙ｝＝｛ＯＮ，ＯＦＦ｝→｛ＯＦＦ，ＯＮ｝→｛ＯＮ，
ＯＦＦ｝………に従って、矢印Ａ方向と矢印Ｂ方向の電
流が代わる代わる流れる交流通電が行われる。
発振部６′にハーフブリッジ型を用いた場合の回路図で
ある。ハーフブリッジ型のスイッチング発振部６′に
は、２個所（ａ，ｂ）にスイッチング素子Ｔ＝（Ｔａ，
Ｔｂ）が配備されている。しかして、フルブリッジ型と
同様に、制御回路８′からの指令信号｛Ｘ，Ｙ｝＝｛Ｏ
Ｎ，ＯＦＦ｝により、素子Ｔａ→負荷７→Ｃ2 を通る正
極性入電路がＯＮされて、負荷７に矢印Ａ方向の電流が
流れると同時に、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 に電荷が充電さ
れる。次いで、指令信号｛Ｘ，Ｙ｝＝｛ＯＦＦ，ＯＮ｝
により、素子ＴａがＯＦＦの状態で、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 の電荷により負荷７→素子Ｔｂを通る矢印Ｂ方向の
電流が流れる。かくして、負荷７には、指令信号｛Ｘ，
Ｙ｝＝｛ＯＮ，ＯＦＦ｝→｛ＯＦＦ，ＯＮ｝→｛ＯＮ，
ＯＦＦ｝………に従って、矢印Ａ方向と矢印Ｂ方向の電
流が代わる代わる流れる交流通電が行われる。
【０００７】さて、図１８に示すフルブリッジ型のスイ
ッチング回路を用いた従来装置において、順変換部５の
出力電圧及び出力電流はそれぞれ一定値以下に制御され
ているので、負荷７に対しても上記直列コンデンサを含
めた系（以下「負荷回路」）に適用される電圧及び電流
が一定値以下に抑えられることとなる。ここで、順変換
部５の出力電圧及び出力電流の最大値をそれぞれ、Ｖ
0 ，Ｉ0 とすると、フルブリッジ型のスイッチング発振
部６は、入力側と同一の電圧、電流の交流に変換して出
力できるので、負荷回路に適用しうる最大電圧及び最大
電流もそれぞれ、Ｖ0 ，Ｉ0 となり、負荷７に供給可能
な最大電力Ｐ0 は、Ｐ0 ＝Ｖ0 ×Ｉ0 となる。順変換部
５からスイッチング発振部６を介して負荷７に取り込ま
れる電力Ｐは、上記Ｖ0 ，Ｉ0 制限下では負荷７のイン
ピーダンスＲの大きさに応じて変化する。すなわち、ス
イッチング発振部６が出力しうる最大電圧Ｖ0 と最大電
流Ｉ0 の比、即ち Ｖ0 ／Ｉ0 ＝Ｚ0 を、スイッチング
発振部６の出力インピーダンスとすると、図２０に示す
ように、負荷７のインピーダンスＲが出力インピーダン
スＺ0 に等しい場合には、負荷７には電力Ｐ＝Ｖ0 ×Ｉ
0 ＝最大電力Ｐ0 が取り込まれるが、Ｒ＞Ｚ0 の場合に
は、電圧Ｖ0 を越える電圧を印加できないため負荷７へ
の電流が制限され、電力Ｐ＝Ｖ0 2／Ｒ＜最大電力Ｐ0 と
なり、Ｒが大きいほどＰは小となる。一方、Ｒ＜Ｚ0 の
場合には、電流Ｉ0 を越える電流を流すことができない
ため負荷７に印加される電圧が制限され、電力Ｐ＝Ｉ0 2
Ｒ＜最大電力Ｐ0 となり、Ｒが小さいほどＰは小とな
る。よって、Ｒ＝Ｚ0 に設定しておけば、最大電力Ｐ0
を負荷７に供給でき、電源能力が最大限に生かされる。
上記電力Ｐと負荷７のインピーダンスＲとの関係を図２
１に示す。
ッチング回路を用いた従来装置において、順変換部５の
出力電圧及び出力電流はそれぞれ一定値以下に制御され
ているので、負荷７に対しても上記直列コンデンサを含
めた系（以下「負荷回路」）に適用される電圧及び電流
が一定値以下に抑えられることとなる。ここで、順変換
部５の出力電圧及び出力電流の最大値をそれぞれ、Ｖ
0 ，Ｉ0 とすると、フルブリッジ型のスイッチング発振
部６は、入力側と同一の電圧、電流の交流に変換して出
力できるので、負荷回路に適用しうる最大電圧及び最大
電流もそれぞれ、Ｖ0 ，Ｉ0 となり、負荷７に供給可能
な最大電力Ｐ0 は、Ｐ0 ＝Ｖ0 ×Ｉ0 となる。順変換部
５からスイッチング発振部６を介して負荷７に取り込ま
れる電力Ｐは、上記Ｖ0 ，Ｉ0 制限下では負荷７のイン
ピーダンスＲの大きさに応じて変化する。すなわち、ス
イッチング発振部６が出力しうる最大電圧Ｖ0 と最大電
流Ｉ0 の比、即ち Ｖ0 ／Ｉ0 ＝Ｚ0 を、スイッチング
発振部６の出力インピーダンスとすると、図２０に示す
ように、負荷７のインピーダンスＲが出力インピーダン
スＺ0 に等しい場合には、負荷７には電力Ｐ＝Ｖ0 ×Ｉ
0 ＝最大電力Ｐ0 が取り込まれるが、Ｒ＞Ｚ0 の場合に
は、電圧Ｖ0 を越える電圧を印加できないため負荷７へ
の電流が制限され、電力Ｐ＝Ｖ0 2／Ｒ＜最大電力Ｐ0 と
なり、Ｒが大きいほどＰは小となる。一方、Ｒ＜Ｚ0 の
場合には、電流Ｉ0 を越える電流を流すことができない
ため負荷７に印加される電圧が制限され、電力Ｐ＝Ｉ0 2
Ｒ＜最大電力Ｐ0 となり、Ｒが小さいほどＰは小とな
る。よって、Ｒ＝Ｚ0 に設定しておけば、最大電力Ｐ0
を負荷７に供給でき、電源能力が最大限に生かされる。
上記電力Ｐと負荷７のインピーダンスＲとの関係を図２
１に示す。
【０００８】上記したように、電源能力を最大限に生か
すには負荷７のインピーダンスＲをスイッチング発振部
６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設定しておくこと
が必要となる。そこで、誘導コイル１０の前にマッチン
グトランス１１を介在させて負荷７を構成し、このマッ
チングトランス１１の巻数比の選定により、負荷７のイ
ンピーダンスＲをインバータ４の出力インピーダンスＺ
0 に等しく設定する方法が採られている。ところが、誘
導加熱にあっては、被加熱物が変態点を越えて昇温する
と、被加熱物の磁性の変化により誘導コイル１０のイン
ピーダンスが大きく低下し、従って、その誘導コイル１
９とマッチングトランス１１からなる負荷７のインピー
ダンスＲも被加熱物の昇温によって大きく低下してしま
う。例えば、図１４は丸鋼を誘導加熱する際の負荷７の
インピーダンスＲの変化を定性的に示すものであり、加
熱中にインピーダンスが大きく変化している。このた
め、加熱初期における負荷７のインピーダンスＲをスイ
ッチング発振部６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設
定しておくと、被加熱物が昇温して変態点を越えてきた
時にインピーダンスＲが大きく低下して供給電力が急激
に低下してしまう。このため、図１６に示すように、加
熱初期には被加熱物が急勾配で昇温するが、途中から昇
温速度がにぶり、所定温度までの加熱に時間がかかる。
また逆に、被加熱物が高温になってインピーダンスが小
さくなった時における負荷７のインピーダンスＲをスイ
ッチング発振部６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設
定しておくと、被加熱物の昇温初期にはインピーダンス
Ｒが出力インピーダンスＺ0 よりもかなり大きいため供
給電力が小さく、このため、図１７に示すように昇温速
度が遅く、やはり所定温度までの加熱に時間がかかる。
すには負荷７のインピーダンスＲをスイッチング発振部
６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設定しておくこと
が必要となる。そこで、誘導コイル１０の前にマッチン
グトランス１１を介在させて負荷７を構成し、このマッ
チングトランス１１の巻数比の選定により、負荷７のイ
ンピーダンスＲをインバータ４の出力インピーダンスＺ
0 に等しく設定する方法が採られている。ところが、誘
導加熱にあっては、被加熱物が変態点を越えて昇温する
と、被加熱物の磁性の変化により誘導コイル１０のイン
ピーダンスが大きく低下し、従って、その誘導コイル１
９とマッチングトランス１１からなる負荷７のインピー
ダンスＲも被加熱物の昇温によって大きく低下してしま
う。例えば、図１４は丸鋼を誘導加熱する際の負荷７の
インピーダンスＲの変化を定性的に示すものであり、加
熱中にインピーダンスが大きく変化している。このた
め、加熱初期における負荷７のインピーダンスＲをスイ
ッチング発振部６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設
定しておくと、被加熱物が昇温して変態点を越えてきた
時にインピーダンスＲが大きく低下して供給電力が急激
に低下してしまう。このため、図１６に示すように、加
熱初期には被加熱物が急勾配で昇温するが、途中から昇
温速度がにぶり、所定温度までの加熱に時間がかかる。
また逆に、被加熱物が高温になってインピーダンスが小
さくなった時における負荷７のインピーダンスＲをスイ
ッチング発振部６の出力インピーダンスＺ0 に等しく設
定しておくと、被加熱物の昇温初期にはインピーダンス
Ｒが出力インピーダンスＺ0 よりもかなり大きいため供
給電力が小さく、このため、図１７に示すように昇温速
度が遅く、やはり所定温度までの加熱に時間がかかる。
【０００９】この問題は、図１９に示すハーフブリッジ
型のスイッチング発振部６′においても同様に生じる。
ただし、この場合には、スイッチング発振部６′の出力
電圧が入力電圧Ｖ0 の１／２となり、出力電流が入力電
流Ｉ0 の２倍となるので、出力インピーダンスＺ0′
は、 Ｚ0′＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｖ0 ／４Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４ となり、フルブリッジの場合の１／４となる。
型のスイッチング発振部６′においても同様に生じる。
ただし、この場合には、スイッチング発振部６′の出力
電圧が入力電圧Ｖ0 の１／２となり、出力電流が入力電
流Ｉ0 の２倍となるので、出力インピーダンスＺ0′
は、 Ｚ0′＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｖ0 ／４Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４ となり、フルブリッジの場合の１／４となる。
【００１０】以上に説明した問題は、商用電源を用いた
場合にも当然生じる。この問題を解決するには、加熱の
途中でトランスの巻数比を設定変え（タップ切り換えな
ど）して、所望の昇温スケジュールを確保することが考
えられる。すなわち、加熱初期の負荷７のインピーダン
スＲがスイッチング発振部６又は６′の出力インピーダ
ンスＺ0 又はＺ0′にほぼ等しくなるようにトランスの
巻数比を設定して誘導加熱を開始した後、被加熱物の昇
温によって負荷７のインピーダンスＲが低下し、出力イ
ンピーダンスＺ0 又はＺ0′からのずれが大きくなった
時点においてトランスの巻数比の設定変えして負荷７の
インピーダンスＲを再び出力インピーダンスＺ0 又はＺ
0′に等しくなるように修正するという動作を行うこと
が考えられる。しかしながら、トランス巻数比の設定変
えを誘導加熱中の大電流通電下で行えるようにするには
多大な設備コストを要するので、通常は、一旦通電を停
めて設定変えをする。しかして、この通電停止は、誘導
加熱の急速加熱メリットを大なり小なり減殺するもので
ある。又、上記処置を行っても、なお、電源１の能力が
十分に生かせたとは言えない。
場合にも当然生じる。この問題を解決するには、加熱の
途中でトランスの巻数比を設定変え（タップ切り換えな
ど）して、所望の昇温スケジュールを確保することが考
えられる。すなわち、加熱初期の負荷７のインピーダン
スＲがスイッチング発振部６又は６′の出力インピーダ
ンスＺ0 又はＺ0′にほぼ等しくなるようにトランスの
巻数比を設定して誘導加熱を開始した後、被加熱物の昇
温によって負荷７のインピーダンスＲが低下し、出力イ
ンピーダンスＺ0 又はＺ0′からのずれが大きくなった
時点においてトランスの巻数比の設定変えして負荷７の
インピーダンスＲを再び出力インピーダンスＺ0 又はＺ
0′に等しくなるように修正するという動作を行うこと
が考えられる。しかしながら、トランス巻数比の設定変
えを誘導加熱中の大電流通電下で行えるようにするには
多大な設備コストを要するので、通常は、一旦通電を停
めて設定変えをする。しかして、この通電停止は、誘導
加熱の急速加熱メリットを大なり小なり減殺するもので
ある。又、上記処置を行っても、なお、電源１の能力が
十分に生かせたとは言えない。
【００１１】電源能力に十分余裕を持たせれば、トラン
ス巻数比を設定変えしなくても、思い通りの昇温速度を
確保できる。しかしながら、この場合、設備コスト増と
なる。特に、電源として、商用交流ではなく、発電機等
を用いた自立型のものを用いた場合には、能力増に伴う
重量増或いは寸法増により、フィールドその他での利用
性が減殺される。また、この種の電源装置は使用場所に
常設するというよりは、必要な時に運搬してきて使用す
ることが多いので、能力増に伴う重量増或いは寸法増は
運搬に対する大きい制限となる。しかも、電源能力の非
利用率が、能力に余裕のない場合よりも更に大となるの
である。電源装置の規模に係る上記諸問題は、商用交流
を利用する装置、自立型装置の両者に共通するが、商用
交流が利用できないようないわば難所で用いることにな
る自立型装置においてとりわけ大問題である。
ス巻数比を設定変えしなくても、思い通りの昇温速度を
確保できる。しかしながら、この場合、設備コスト増と
なる。特に、電源として、商用交流ではなく、発電機等
を用いた自立型のものを用いた場合には、能力増に伴う
重量増或いは寸法増により、フィールドその他での利用
性が減殺される。また、この種の電源装置は使用場所に
常設するというよりは、必要な時に運搬してきて使用す
ることが多いので、能力増に伴う重量増或いは寸法増は
運搬に対する大きい制限となる。しかも、電源能力の非
利用率が、能力に余裕のない場合よりも更に大となるの
である。電源装置の規模に係る上記諸問題は、商用交流
を利用する装置、自立型装置の両者に共通するが、商用
交流が利用できないようないわば難所で用いることにな
る自立型装置においてとりわけ大問題である。
【００１２】なお、出力電流の周期挙動データをスイッ
チング素子の制御回路に帰還入力してスイッチング発振
部の発振駆動を行う、周波数追尾型のインバータにおい
ては、負荷７のインピーダンスＲとスイッチング発振部
６又は６′の出力インピーダンスＺ0 又はＺ0′が大き
く異なる不整合状態では、発振駆動自体に支障をきたす
こともあるので、この点からも回路の出力インピーダン
スと負荷インピーダンスの整合は重要である。
チング素子の制御回路に帰還入力してスイッチング発振
部の発振駆動を行う、周波数追尾型のインバータにおい
ては、負荷７のインピーダンスＲとスイッチング発振部
６又は６′の出力インピーダンスＺ0 又はＺ0′が大き
く異なる不整合状態では、発振駆動自体に支障をきたす
こともあるので、この点からも回路の出力インピーダン
スと負荷インピーダンスの整合は重要である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、誘導加熱用
電源装置の電力能力等に係る上記事情に鑑みてなされた
ものであって、通電中でも、スイッチング発振部の許容
最低出力インピーダンスと負荷のインピーダンスとの整
合を行うことを可能とし、これによって、負荷に対する
供給電力の低下を抑制し、電源能力を最大限に利用可能
とした誘導加熱用電源装置の提供を課題とした。
電源装置の電力能力等に係る上記事情に鑑みてなされた
ものであって、通電中でも、スイッチング発振部の許容
最低出力インピーダンスと負荷のインピーダンスとの整
合を行うことを可能とし、これによって、負荷に対する
供給電力の低下を抑制し、電源能力を最大限に利用可能
とした誘導加熱用電源装置の提供を課題とした。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明者等は上記課題を
解決すべく検討の結果、電源装置のスイッチング発振部
でのパルス発振モードの変更によって、該スイッチング
発振部の出力インピーダンスが変化することに着目し、
負荷のインピーダンス変化に対して、スイッチング発振
部のパルス発振モードを変更して許容最低出力インピー
ダンスを調節することで両者の整合を図り、負荷への供
給電力を最大限に確保できることを見出し、本発明を完
成した。
解決すべく検討の結果、電源装置のスイッチング発振部
でのパルス発振モードの変更によって、該スイッチング
発振部の出力インピーダンスが変化することに着目し、
負荷のインピーダンス変化に対して、スイッチング発振
部のパルス発振モードを変更して許容最低出力インピー
ダンスを調節することで両者の整合を図り、負荷への供
給電力を最大限に確保できることを見出し、本発明を完
成した。
【００１５】すなわち、本発明の第一の発明は、直流電
力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振
部を、回路内の４個所にスイッチング素子を配してブリ
ッジを組んだフルブリッジ型のスイッチング回路と、前
記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備
えた構成とし、更にその制御回路を、３個所のスイッチ
ング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送
信し、１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦ
Ｆ動作を指令する信号と常時ＯＦＦ動作を指令する信号
を、切換え自在に送信するように編成し、前記１個所の
スイッチング素子に対する指令信号の切換えによって前
記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを
２段階に可変としたものである。
力をパルス交流電力に変換するためのスイッチング発振
部を、回路内の４個所にスイッチング素子を配してブリ
ッジを組んだフルブリッジ型のスイッチング回路と、前
記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備
えた構成とし、更にその制御回路を、３個所のスイッチ
ング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送
信し、１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦ
Ｆ動作を指令する信号と常時ＯＦＦ動作を指令する信号
を、切換え自在に送信するように編成し、前記１個所の
スイッチング素子に対する指令信号の切換えによって前
記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを
２段階に可変としたものである。
【００１６】本発明の第二の発明は、直流電力をパルス
交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路
内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組ん
だフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチ
ング素子に指令信号を送信する制御回路を備えた構成と
し、更にその制御回路を、３個所のスイッチング素子に
対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、１個
所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指
令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送
信するように編成し、前記１個所のスイッチング素子に
対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によって前
記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを
多段階に可変としたものである。
交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路
内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組ん
だフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチ
ング素子に指令信号を送信する制御回路を備えた構成と
し、更にその制御回路を、３個所のスイッチング素子に
対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、１個
所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指
令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送
信するように編成し、前記１個所のスイッチング素子に
対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によって前
記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを
多段階に可変としたものである。
【００１７】本発明の第三の発明は、直流電力をパルス
交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路
内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組ん
だフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチ
ング素子に指令信号を送信する制御回路を備えた構成と
し、更にその制御回路を、２個所のスイッチング素子に
対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、１個
所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指
令する信号と常時ＯＦＦ動作を指令する信号を、切換え
自在に送信し、残りの１個所のスイッチング素子に対し
て、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現
頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記１
個所のスイッチング素子に対する指令信号の切換え及び
前記１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ
状態の出現頻度の調節のいずれか一方若しくは双方によ
って、前記スイッチング発振部の許容最低出力インピー
ダンスを多段階に可変としたものである。
交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路
内の４個所にスイッチング素子を配してブリッジを組ん
だフルブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチ
ング素子に指令信号を送信する制御回路を備えた構成と
し、更にその制御回路を、２個所のスイッチング素子に
対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号を送信し、１個
所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指
令する信号と常時ＯＦＦ動作を指令する信号を、切換え
自在に送信し、残りの１個所のスイッチング素子に対し
て、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現
頻度を調節自在な形態で送信するように編成し、前記１
個所のスイッチング素子に対する指令信号の切換え及び
前記１個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ
状態の出現頻度の調節のいずれか一方若しくは双方によ
って、前記スイッチング発振部の許容最低出力インピー
ダンスを多段階に可変としたものである。
【００１８】本発明の第四の発明は、直流電力をパルス
交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路
内の２個所若しくは１個所にスイッチング素子を配して
ブリッジを組んだハーフブリッジ型又は一石型のスイッ
チング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信
する制御回路を備えた構成とし、更にその制御回路を、
１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作
を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態
で送信するように編成し、前記１個所のスイッチング素
子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によっ
て前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダン
スを多段階に可変としたものである。
交流電力に変換するためのスイッチング発振部を、回路
内の２個所若しくは１個所にスイッチング素子を配して
ブリッジを組んだハーフブリッジ型又は一石型のスイッ
チング回路と、前記スイッチング素子に指令信号を送信
する制御回路を備えた構成とし、更にその制御回路を、
１個所のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作
を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態
で送信するように編成し、前記１個所のスイッチング素
子に対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節によっ
て前記スイッチング発振部の許容最低出力インピーダン
スを多段階に可変としたものである。
【００１９】本発明の第五の発明は、上記第一〜第四発
明のいずれかの電源装置において、前記スイッチング発
振部に接続した負荷の通電挙動を検知する負荷通電挙動
検知器を配備すると共に、その検知結果に基づいて前記
スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを前
記負荷のインピーダンスに近づけるよう制御するよう前
記スイッチング発振部の制御回路を編成したものであ
る。
明のいずれかの電源装置において、前記スイッチング発
振部に接続した負荷の通電挙動を検知する負荷通電挙動
検知器を配備すると共に、その検知結果に基づいて前記
スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンスを前
記負荷のインピーダンスに近づけるよう制御するよう前
記スイッチング発振部の制御回路を編成したものであ
る。
【００２０】なお、ここで云うスイッチング発振部の許
容最低出力インピーダンスとは、負荷に印加される電圧
ＶOUT と、その際負荷に供給しうる最大電流ＩMAX の
比、すなわち、ＶOUT ／ＩMAX ≡Ｚ と改めて定義して
おく。
容最低出力インピーダンスとは、負荷に印加される電圧
ＶOUT と、その際負荷に供給しうる最大電流ＩMAX の
比、すなわち、ＶOUT ／ＩMAX ≡Ｚ と改めて定義して
おく。
【００２１】
【発明の実施の形態】本発明の電源装置に用いる直流給
電部は、直流を供給しうるものであればその構成は任意
であり、商用交流電源とインバータの順変換部の組み合
わせでもよいし、燃料をエネルギー源とする自立型の直
流給電部でもよい。自立型の直流給電部の例としては、
次のような組み合わせを挙げることができる。
電部は、直流を供給しうるものであればその構成は任意
であり、商用交流電源とインバータの順変換部の組み合
わせでもよいし、燃料をエネルギー源とする自立型の直
流給電部でもよい。自立型の直流給電部の例としては、
次のような組み合わせを挙げることができる。
【００２２】１．ガソリンエンジン、ディーゼルエンジ
ン、マイクロガスタービン等の原動機で駆動される交流
発電機＋インバータの順変換部。この場合、交流発電機
には出力電圧を概ね安定化させる程度の低レベルの制御
は必要であるが、周波数を厳密に安定化させるといった
高レベルの制御は必要としない。また、順変換部は、交
流を直流に変化する機能さえあればよく、後述するよう
にスイッチング発振部で負荷への供給電力を調整できる
ので、順変換部には伝達電力を制御する機能は必須では
ない。これらの点で、直流給電部の規模やコストを従来
よりも小さくできる。
ン、マイクロガスタービン等の原動機で駆動される交流
発電機＋インバータの順変換部。この場合、交流発電機
には出力電圧を概ね安定化させる程度の低レベルの制御
は必要であるが、周波数を厳密に安定化させるといった
高レベルの制御は必要としない。また、順変換部は、交
流を直流に変化する機能さえあればよく、後述するよう
にスイッチング発振部で負荷への供給電力を調整できる
ので、順変換部には伝達電力を制御する機能は必須では
ない。これらの点で、直流給電部の規模やコストを従来
よりも小さくできる。
【００２３】２．ガソリンエンジン、ディーゼルエンジ
ン、マイクロガスタービン等の原動機で駆動される直流
発電機。電源に直流発電機を用いると、順変換部の搭載
が全く不要になり、給電部の規模やコストを更に小さく
できる。
ン、マイクロガスタービン等の原動機で駆動される直流
発電機。電源に直流発電機を用いると、順変換部の搭載
が全く不要になり、給電部の規模やコストを更に小さく
できる。
【００２４】３．燃料電池。燃料電池は高効率で且つク
リーンであり、環境負荷を極小化できる。順変換部は無
論不要である。
リーンであり、環境負荷を極小化できる。順変換部は無
論不要である。
【００２５】４．上記１、２又は３に記載の直流給電部
の後段に電気二重層コンデンサ（大容量コンデンサ）を
並列配備した形態。電気二重層コンデンサを配備したこ
とにより、負荷の起動時等の際の一過的な大電流ディマ
ンドが電気二重層コンデンサのアキュームレータ機能に
よってカバーされ、このため、一過的な大電流ディマン
ド迄をも考慮した電流容量設定が不要となって給電部が
小規模で済むばかりでなく、負荷変動にレスポンスよく
適応できるという利点も得られる。
の後段に電気二重層コンデンサ（大容量コンデンサ）を
並列配備した形態。電気二重層コンデンサを配備したこ
とにより、負荷の起動時等の際の一過的な大電流ディマ
ンドが電気二重層コンデンサのアキュームレータ機能に
よってカバーされ、このため、一過的な大電流ディマン
ド迄をも考慮した電流容量設定が不要となって給電部が
小規模で済むばかりでなく、負荷変動にレスポンスよく
適応できるという利点も得られる。
【００２６】前記直流給電部の出力電圧は一定に保持さ
れる構成としてもよいが、この出力電圧を調節自在とし
てもよい。この出力電圧を調節自在としておくと、負荷
供給電力の調節を大元の燃料消費を加減して行うことと
なり、起電部使用燃料の節約が可能となる。
れる構成としてもよいが、この出力電圧を調節自在とし
てもよい。この出力電圧を調節自在としておくと、負荷
供給電力の調節を大元の燃料消費を加減して行うことと
なり、起電部使用燃料の節約が可能となる。
【００２７】本発明の電源装置のスイッチング発振部に
用いるスイッチング素子としては、その代表的なものと
して、ＳＩＴ（静電誘導型トランジスタ）、ＩＧＢＴ
（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリ
スタ）を例示できる。要は、少なくとも基本の３端子を
有し、その内２端子間の特定方向の導通が残りの１端子
（前記信号端子Ｓ）に入力された信号に応じてＯＮ／Ｏ
ＦＦされる伝達特性を備えた素子であればよく、各種素
子の中からインバータの仕様上の要請（出力周波数、電
力規模、電圧、小型化など）に適したものを選定して用
いればよい。
用いるスイッチング素子としては、その代表的なものと
して、ＳＩＴ（静電誘導型トランジスタ）、ＩＧＢＴ
（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＦＥＴ（電界
効果トランジスタ）、ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリ
スタ）を例示できる。要は、少なくとも基本の３端子を
有し、その内２端子間の特定方向の導通が残りの１端子
（前記信号端子Ｓ）に入力された信号に応じてＯＮ／Ｏ
ＦＦされる伝達特性を備えた素子であればよく、各種素
子の中からインバータの仕様上の要請（出力周波数、電
力規模、電圧、小型化など）に適したものを選定して用
いればよい。
【００２８】以下、図面を参照して本発明の実施形態を
更に詳細に説明する。図１は第一発明の一実施形態を示
す回路図であり、図１８に示す従来例と同一部品には同
一符号を付して示す。図１の実施形態による電源装置
も、図１８に示す従来例と同様に、ガソリンエンジン等
の原動機２と交流発電機３を備えた起電部１に、順変換
部５と逆変換部（スイッチング発振部）６Ａを備えたイ
ンバータ４Ａを接続した構成となっており、インバータ
４Ａの出力側に負荷７（誘導加熱用のコイル１０及びマ
ッチングトランス１１等）が接続されている。起電部１
には、出力電圧を一定値に維持し、出力電流を一定値以
下に抑えるための制御装置が設けられている。インバー
タ４Ａの順変換部５は、交流を脈流に変換する整流回路
５ａとそれに並列に設けられたコンデンサ５ｂを備えて
おり、起電部１と順変換部５の整流回路５ａとが直流起
電部を構成し、起電部１と順変換部５とが直流給電部９
を構成する。直流起電部に並列配置されたコンデンサ５
ｂは、整流回路５ａからの脈流を平滑化して直流にする
ためのものであり、従来使用されているものと同程度の
１ｍＦ以下の容量のものを用いてもよいし、それよりも
容量のはるかに大きい電気二重層コンデンサ（１Ｆ以上
といった大容量コンデンサ）を用いてもよい。大容量コ
ンデンサを用いると、負荷の起動時等の際に一過的に要
する大電流を大容量コンデンサから出力することがで
き、このため直流起電部の電流容量を、上記一過的な大
電流ディマンド迄は考慮しない規模に留め得るばかりで
なく、急激な負荷変動にレスポンスよく適応できる。な
お、この実施形態における順変換部５には、出力電力を
調整するための手段は設けられていない。
更に詳細に説明する。図１は第一発明の一実施形態を示
す回路図であり、図１８に示す従来例と同一部品には同
一符号を付して示す。図１の実施形態による電源装置
も、図１８に示す従来例と同様に、ガソリンエンジン等
の原動機２と交流発電機３を備えた起電部１に、順変換
部５と逆変換部（スイッチング発振部）６Ａを備えたイ
ンバータ４Ａを接続した構成となっており、インバータ
４Ａの出力側に負荷７（誘導加熱用のコイル１０及びマ
ッチングトランス１１等）が接続されている。起電部１
には、出力電圧を一定値に維持し、出力電流を一定値以
下に抑えるための制御装置が設けられている。インバー
タ４Ａの順変換部５は、交流を脈流に変換する整流回路
５ａとそれに並列に設けられたコンデンサ５ｂを備えて
おり、起電部１と順変換部５の整流回路５ａとが直流起
電部を構成し、起電部１と順変換部５とが直流給電部９
を構成する。直流起電部に並列配置されたコンデンサ５
ｂは、整流回路５ａからの脈流を平滑化して直流にする
ためのものであり、従来使用されているものと同程度の
１ｍＦ以下の容量のものを用いてもよいし、それよりも
容量のはるかに大きい電気二重層コンデンサ（１Ｆ以上
といった大容量コンデンサ）を用いてもよい。大容量コ
ンデンサを用いると、負荷の起動時等の際に一過的に要
する大電流を大容量コンデンサから出力することがで
き、このため直流起電部の電流容量を、上記一過的な大
電流ディマンド迄は考慮しない規模に留め得るばかりで
なく、急激な負荷変動にレスポンスよく適応できる。な
お、この実施形態における順変換部５には、出力電力を
調整するための手段は設けられていない。
【００２９】スイッチング発振部６Ａは、フルブリッジ
型のスイッチング回路を備えており、その回路内の４個
所（ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ）にスイッチング素子Ｔ＝
（Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）がそれぞれ配備さ
れており、且つ、各スイッチング素子に該素子をＯＮ／
ＯＦＦさせるパルス状の指令信号を送信するための制御
回路８Ａが設けられている。この制御回路８Ａは、１個
所のスイッチング素子（例えば、Ｔｂ1 ）以外のスイッ
チング素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ2 には通常のフルブリ
ッジ型のスイッチング発振部と同様のＯＮ／ＯＦＦ動作
を指令するペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝を出力し、残り
の１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 には、指令信号Ｙ*
として、パルス信号Ｙと同一の信号か、常時ＯＦＦ信号
を自在に切り換えて出力可能な編成としている。
型のスイッチング回路を備えており、その回路内の４個
所（ａ1 ，ａ2 ，ｂ1 ，ｂ2 ）にスイッチング素子Ｔ＝
（Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ1 ，Ｔｂ2 ）がそれぞれ配備さ
れており、且つ、各スイッチング素子に該素子をＯＮ／
ＯＦＦさせるパルス状の指令信号を送信するための制御
回路８Ａが設けられている。この制御回路８Ａは、１個
所のスイッチング素子（例えば、Ｔｂ1 ）以外のスイッ
チング素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ2 には通常のフルブリ
ッジ型のスイッチング発振部と同様のＯＮ／ＯＦＦ動作
を指令するペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝を出力し、残り
の１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 には、指令信号Ｙ*
として、パルス信号Ｙと同一の信号か、常時ＯＦＦ信号
を自在に切り換えて出力可能な編成としている。
【００３０】いま、スイッチング素子Ｔｂ1 への指令信
号Ｙ* を、スイッチング素子Ｔｂ2へのパルス信号Ｙと
同一（同一位相でＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせる信号）と
すると、スイッチング発振部６Ａには従来のフルブリッ
ジ型のものと同様に、正極性入電路と負極性入電路が交
互に形成されて、スイッチング発振部６はフルブリッジ
として機能する。すなわち、直流給電部９の出力電圧、
出力最大電流及び最大供給電力（能力）をそれぞれ、Ｖ
0 、Ｉ0 、Ｐ0 （Ｖ0 × Ｉ0 ＝Ｐ0 ）とすると、負荷
回路には、マッチングトランス１１の一次側ベースで、
図２のＶ−ｔ図に示すように、直流給電部９に由来する
半波電圧Ｖ0 が、極性を半波単位で変えながら常時印加
されて（即ち、前記ＶOUT ＝Ｖ0 ）、ＩMAX ＝Ｉ0 まで
の電流を供給できる。即ち、スイッチング発振部６Ａの
許容最低出力インピーダンスＺは、 Ｚ＝ＶOUT ／ＩMAX ＝Ｖ0 ／Ｉ0 ≡Ｚ0 となり、負荷７のインピーダンスＲがこの許容最低出力
インピーダンスＺ0 に一致している時に、Ｐ0 一杯まで
の電力を負荷７に供給できる。
号Ｙ* を、スイッチング素子Ｔｂ2へのパルス信号Ｙと
同一（同一位相でＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせる信号）と
すると、スイッチング発振部６Ａには従来のフルブリッ
ジ型のものと同様に、正極性入電路と負極性入電路が交
互に形成されて、スイッチング発振部６はフルブリッジ
として機能する。すなわち、直流給電部９の出力電圧、
出力最大電流及び最大供給電力（能力）をそれぞれ、Ｖ
0 、Ｉ0 、Ｐ0 （Ｖ0 × Ｉ0 ＝Ｐ0 ）とすると、負荷
回路には、マッチングトランス１１の一次側ベースで、
図２のＶ−ｔ図に示すように、直流給電部９に由来する
半波電圧Ｖ0 が、極性を半波単位で変えながら常時印加
されて（即ち、前記ＶOUT ＝Ｖ0 ）、ＩMAX ＝Ｉ0 まで
の電流を供給できる。即ち、スイッチング発振部６Ａの
許容最低出力インピーダンスＺは、 Ｚ＝ＶOUT ／ＩMAX ＝Ｖ0 ／Ｉ0 ≡Ｚ0 となり、負荷７のインピーダンスＲがこの許容最低出力
インピーダンスＺ0 に一致している時に、Ｐ0 一杯まで
の電力を負荷７に供給できる。
【００３１】これに対して、スイッチング素子Ｔｂ1 へ
の指令信号Ｙ* を常時ＯＦＦ信号とした時には、スイッ
チング発振部６には正極性入電路のみが半波おきに形成
されて、スイッチング発振部６Ａはハーフブリッジとし
て機能する。即ち、スイッチング発振部６Ａは、図３の
Ｖ−ｔ図に示すように、正極側の半波電圧Ｖ0 のみが出
力される。このため、負荷７には、同じく半波電圧Ｖ0
が印加されるが、その極性が常に同じであって反対極性
の半波電圧Ｖ0 が印加されないことから、負荷への出力
電圧（実効値）ＶOUT ＝ ０．５Ｖ0 となり、電流の方
は、出力電圧ＶOUT が１／２であるため、連続供給でき
る電流Ｉ0 の２倍の電流、２Ｉ0 を負荷７に供給できる
ことになる。これは、直流給電部９の平滑回路の時定数
がスイッチングの周期よりも十分に大きく、負担すべき
電流が時間的にならされるからである。即ち、この場
合、許容最低出力インピーダンスＺは、 Ｚ＝ＶOUT ／ＩMAX ＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４ となり、フルブリッジ回路として機能した時の許容最低
出力インピーダンスＺ0の１／４に低下し、負荷のイン
ピーダンスＲがＺ0 ／４の時に、Ｐ0 一杯までの電力を
負荷７に供給できる。従って、一つのスイッチング素子
Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を上記のように切り換えること
によって、スイッチング発振部６Ａの許容最低出力イン
ピーダンスを４：１の２段階に可変にでき、ひいては、
直流給電部９の能力をフルに生かした高能率の通電が上
記２段階の負荷インピーダンスに亘って行えることにな
る。例えば、誘導加熱初期の負荷インピーダンスが大き
い時の負荷インピーダンスＲを、スイッチング発振部６
Ａがフルブリッジ回路として機能する時の許容最低出力
インピーダンスＺ0 に等しくなるように設定して最大電
力Ｐ0 を供給可能としておき、誘導加熱の進行につれて
負荷インピーダンスＲが低下して供給電力が低下した時
には、スイッチング発振部６Ａをハーフブリッジ回路と
して機能するように切り換えることで、スイッチング発
振部６Ａの許容最低出力インピーダンスを負荷インピー
ダンスに近づけ、供給電力を再び最大電力Ｐ0 に近づく
ように増大させることができ、直流給電部９の能力を十
分に生かした通電を行うことができる。ここで、上記許
容最低出力インピーダンス調節のためのスイッチング素
子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* の切り換えは、弱電信号処理
であって電流が微弱であるから、インバータの通電を停
止せずに行うことができる。
の指令信号Ｙ* を常時ＯＦＦ信号とした時には、スイッ
チング発振部６には正極性入電路のみが半波おきに形成
されて、スイッチング発振部６Ａはハーフブリッジとし
て機能する。即ち、スイッチング発振部６Ａは、図３の
Ｖ−ｔ図に示すように、正極側の半波電圧Ｖ0 のみが出
力される。このため、負荷７には、同じく半波電圧Ｖ0
が印加されるが、その極性が常に同じであって反対極性
の半波電圧Ｖ0 が印加されないことから、負荷への出力
電圧（実効値）ＶOUT ＝ ０．５Ｖ0 となり、電流の方
は、出力電圧ＶOUT が１／２であるため、連続供給でき
る電流Ｉ0 の２倍の電流、２Ｉ0 を負荷７に供給できる
ことになる。これは、直流給電部９の平滑回路の時定数
がスイッチングの周期よりも十分に大きく、負担すべき
電流が時間的にならされるからである。即ち、この場
合、許容最低出力インピーダンスＺは、 Ｚ＝ＶOUT ／ＩMAX ＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４ となり、フルブリッジ回路として機能した時の許容最低
出力インピーダンスＺ0の１／４に低下し、負荷のイン
ピーダンスＲがＺ0 ／４の時に、Ｐ0 一杯までの電力を
負荷７に供給できる。従って、一つのスイッチング素子
Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を上記のように切り換えること
によって、スイッチング発振部６Ａの許容最低出力イン
ピーダンスを４：１の２段階に可変にでき、ひいては、
直流給電部９の能力をフルに生かした高能率の通電が上
記２段階の負荷インピーダンスに亘って行えることにな
る。例えば、誘導加熱初期の負荷インピーダンスが大き
い時の負荷インピーダンスＲを、スイッチング発振部６
Ａがフルブリッジ回路として機能する時の許容最低出力
インピーダンスＺ0 に等しくなるように設定して最大電
力Ｐ0 を供給可能としておき、誘導加熱の進行につれて
負荷インピーダンスＲが低下して供給電力が低下した時
には、スイッチング発振部６Ａをハーフブリッジ回路と
して機能するように切り換えることで、スイッチング発
振部６Ａの許容最低出力インピーダンスを負荷インピー
ダンスに近づけ、供給電力を再び最大電力Ｐ0 に近づく
ように増大させることができ、直流給電部９の能力を十
分に生かした通電を行うことができる。ここで、上記許
容最低出力インピーダンス調節のためのスイッチング素
子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* の切り換えは、弱電信号処理
であって電流が微弱であるから、インバータの通電を停
止せずに行うことができる。
【００３２】なお、上記したようにスイッチング素子Ｔ
ｂ1 を常時ＯＦＦとしてスイッチング発振部６Ａをハー
フブリッジ回路として機能させた場合において、スイッ
チング素子Ｔａ1 をＯＮとした時には正極性入電路が形
成されて負荷７にはＡ方向の電流が流れるが、スイッチ
ング素子Ｔａ1 をＯＦＦとした時にはスイッチング素子
Ｔｂ1 もＯＦＦ状態となっているため、直流給電部９か
ら負荷７へは電流が流れない。しかしながら、この時に
はスイッチング素子Ｔｂ2 がＯＮとなるため負荷７から
スイッチング素子Ｔｂ2 、スイッチング素子Ｔａ2 に並
列なダイオードＤ、及びコンデンサＣを通って元の負荷
７に戻る回路が形成されるため、コンデンサＣに蓄積さ
れた電荷により、負荷７をＢ方向に流れる回生電流が生
じる。このため、負荷７には交番電流が流れることとな
り、支障なく誘導加熱を行うことができる。
ｂ1 を常時ＯＦＦとしてスイッチング発振部６Ａをハー
フブリッジ回路として機能させた場合において、スイッ
チング素子Ｔａ1 をＯＮとした時には正極性入電路が形
成されて負荷７にはＡ方向の電流が流れるが、スイッチ
ング素子Ｔａ1 をＯＦＦとした時にはスイッチング素子
Ｔｂ1 もＯＦＦ状態となっているため、直流給電部９か
ら負荷７へは電流が流れない。しかしながら、この時に
はスイッチング素子Ｔｂ2 がＯＮとなるため負荷７から
スイッチング素子Ｔｂ2 、スイッチング素子Ｔａ2 に並
列なダイオードＤ、及びコンデンサＣを通って元の負荷
７に戻る回路が形成されるため、コンデンサＣに蓄積さ
れた電荷により、負荷７をＢ方向に流れる回生電流が生
じる。このため、負荷７には交番電流が流れることとな
り、支障なく誘導加熱を行うことができる。
【００３３】上記したように制御回路８Ａは、スイッチ
ング素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ2 には通常のフルブリッ
ジ型のスイッチング発振部と同様のＯＮ／ＯＦＦ動作を
指令するペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝を送信し、残りの
１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 には、指令信号Ｙ* と
して、パルス信号Ｙと同一の信号か、常時ＯＦＦ信号を
自在に切り換えて送信可能な機能を備えている。これら
の機能を備えさせるため、制御回路８Ａには、所望周波
数の発振を行うパルスオシレータ、又は、スイッチング
発振部６Ａの出力電流の周期挙動データを位相を合わせ
て帰還させるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop ）機
構、これらの信号を素子を駆動できるレベルに増幅する
ためのブースタアンプ、正極性入電路の素子と負極性入
電路の素子が同時にＯＮしているラップ期間が生じない
ようにするためのデッドタイム調整機構、及び必要に応
じて素子への前記動作指令等を編成するためのマイクロ
コンピュータを配備している。これらの各要素は通常の
フルブリッジ型のスイッチング発振部に設けられている
ものとほとんど同一であり、単に、動作指令等を編成す
るためのマイクロコンピュータに、１個所のスイッチン
グ素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を、パルス信号Ｙと同一
の信号か、常時ＯＦＦ信号かを切り換える機能を付与す
るのみで、本実施形態の制御回路８Ａを構成できる。か
くして、この実施形態は、制御回路８Ａを、従来のもの
に簡単な変更を加えるのみで実現できるという利点を有
している。
ング素子Ｔａ1 ，Ｔａ2 ，Ｔｂ2 には通常のフルブリッ
ジ型のスイッチング発振部と同様のＯＮ／ＯＦＦ動作を
指令するペアのパルス信号｛Ｘ，Ｙ｝を送信し、残りの
１個所のスイッチング素子Ｔｂ1 には、指令信号Ｙ* と
して、パルス信号Ｙと同一の信号か、常時ＯＦＦ信号を
自在に切り換えて送信可能な機能を備えている。これら
の機能を備えさせるため、制御回路８Ａには、所望周波
数の発振を行うパルスオシレータ、又は、スイッチング
発振部６Ａの出力電流の周期挙動データを位相を合わせ
て帰還させるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop ）機
構、これらの信号を素子を駆動できるレベルに増幅する
ためのブースタアンプ、正極性入電路の素子と負極性入
電路の素子が同時にＯＮしているラップ期間が生じない
ようにするためのデッドタイム調整機構、及び必要に応
じて素子への前記動作指令等を編成するためのマイクロ
コンピュータを配備している。これらの各要素は通常の
フルブリッジ型のスイッチング発振部に設けられている
ものとほとんど同一であり、単に、動作指令等を編成す
るためのマイクロコンピュータに、１個所のスイッチン
グ素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* を、パルス信号Ｙと同一
の信号か、常時ＯＦＦ信号かを切り換える機能を付与す
るのみで、本実施形態の制御回路８Ａを構成できる。か
くして、この実施形態は、制御回路８Ａを、従来のもの
に簡単な変更を加えるのみで実現できるという利点を有
している。
【００３４】上記実施形態において、スイッチング発振
部６Ａの許容最低出力インピーダンス調節のためのスイ
ッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* の切り換えは、手
動操作で行ってもよいし、プログラムを組んでおいて実
施してもよいし、更には、後述する図１２の実施形態に
示すように、負荷系通電挙動検知器からの信号に基づい
て自動的に行ってもよい。
部６Ａの許容最低出力インピーダンス調節のためのスイ
ッチング素子Ｔｂ1 への指令信号Ｙ* の切り換えは、手
動操作で行ってもよいし、プログラムを組んでおいて実
施してもよいし、更には、後述する図１２の実施形態に
示すように、負荷系通電挙動検知器からの信号に基づい
て自動的に行ってもよい。
【００３５】なお、上例ではスイッチング素子Ｔｂ1 へ
の指令信号を切り換えることで許容最低出力インピーダ
ンスを調節しているが、この代わりに他のスイッチング
素子への信号を、ＯＮ／ＯＦＦモードと、ＯＦＦモード
に切り換えるようにしてもよい。
の指令信号を切り換えることで許容最低出力インピーダ
ンスを調節しているが、この代わりに他のスイッチング
素子への信号を、ＯＮ／ＯＦＦモードと、ＯＦＦモード
に切り換えるようにしてもよい。
【００３６】次に、第二発明の実施形態を説明する。図
４は第二発明の一実施形態を示す回路図である。この実
施形態では、スイッチング発振部６Ｂの制御回路８Ｂ
を、１個所のスイッチング素子Ｔａ1 を除いた他の３個
所のスイッチング素子に対しては、通常のフルブリッジ
型のスイッチング回路と同様にＯＮ／ＯＦＦ動作を行わ
せるためのペアのパルス信号（Ｘ、Ｙ）を送信し、残り
の１個所のスイッチング素子Ｔａ1 には、指令信号Ｘ*
として、スイッチング素子Ｔａ2 へのパルス信号Ｘと同
一位相でＯＮ／ＯＦＦ動作させるパルス信号ではある
が、ＯＮ信号の出現頻度を変更自在とした信号を送信す
るように編成している。
４は第二発明の一実施形態を示す回路図である。この実
施形態では、スイッチング発振部６Ｂの制御回路８Ｂ
を、１個所のスイッチング素子Ｔａ1 を除いた他の３個
所のスイッチング素子に対しては、通常のフルブリッジ
型のスイッチング回路と同様にＯＮ／ＯＦＦ動作を行わ
せるためのペアのパルス信号（Ｘ、Ｙ）を送信し、残り
の１個所のスイッチング素子Ｔａ1 には、指令信号Ｘ*
として、スイッチング素子Ｔａ2 へのパルス信号Ｘと同
一位相でＯＮ／ＯＦＦ動作させるパルス信号ではある
が、ＯＮ信号の出現頻度を変更自在とした信号を送信す
るように編成している。
【００３７】この構成のスイッチング発振部６Ｂでは、
スイッチング素子Ｔａ1 へのパルス信号Ｘ* におけるＯ
Ｎ信号の出現頻度を削減しない場合（従って信号Ｘ* は
信号Ｘと同一となる）には、スイッチング発振部６Ｂは
通常のフルブリッジ型のスイッチング回路として機能
し、従って、許容最低出力インピーダンスはＺ0 （＝Ｖ
0 ／Ｉ0 ）となる。一方、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の
出現頻度をｍ／ｎ（但し、ｍ，ｎは整数で且つｍ＜ｎ）
に調節した場合、スイッチング素子Ｔａ1 を通る正極性
入電路による負荷回路に電圧Ｖ0 が印加されて電流Ｉ0
が流せる頻度がｍ／ｎ、電圧０．５Ｖ0 が印加されて電
流２Ｉ0 が流せる頻度が（ｎ−ｍ）／ｎになり、ついて
は、許容最高出力アドミタンスの実効値は、 Ｇ＝ｍＩ0 ／ｎＶ0 ＋２（ｎ−ｍ）Ｉ0 ／０．５ｎＶ0 ＝（４ｎ−３ｍ）／ｎＺ0 、 故に最低許容出力インピーダンスの実効値は、 Ｚ＝１／Ｇ＝Ｚ0 ｎ／（４ｎ−３ｍ） となる。図９に例示したケースでは、Ｚ（実効値）＝Ｚ
0 ／３となっている。因みに、通常のフルブリッジとし
て機能している状態に相当するｍ／ｎ＝１のケースで
は、ｍ＝ｎ、よってＺ＝Ｚ0、ハーフブリッジとして機
能している状態に相当するｍ／ｎ＝０のケースでは、ｍ
＝０、よってＺ＝Ｚ0 ／４ となる。このように、スイ
ッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺ
は、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎによっ
て変化し、従って、この出現頻度ｍ／ｎを変更すること
により、スイッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピ
ーダンスＺを多段階（頻度調節の母数ｎが大であれば実
質的に無段階）に調節可能である。かくして、誘導加熱
中において、負荷インピーダンスＲが変化しても、パル
ス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎを調整してスイ
ッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺを
負荷インピーダンスＲに整合させることができ、それに
よって、直流給電部９の能力をフルに生かした高能率の
通電が、トランス巻数比の設定変えなしに行えることに
なる。
スイッチング素子Ｔａ1 へのパルス信号Ｘ* におけるＯ
Ｎ信号の出現頻度を削減しない場合（従って信号Ｘ* は
信号Ｘと同一となる）には、スイッチング発振部６Ｂは
通常のフルブリッジ型のスイッチング回路として機能
し、従って、許容最低出力インピーダンスはＺ0 （＝Ｖ
0 ／Ｉ0 ）となる。一方、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の
出現頻度をｍ／ｎ（但し、ｍ，ｎは整数で且つｍ＜ｎ）
に調節した場合、スイッチング素子Ｔａ1 を通る正極性
入電路による負荷回路に電圧Ｖ0 が印加されて電流Ｉ0
が流せる頻度がｍ／ｎ、電圧０．５Ｖ0 が印加されて電
流２Ｉ0 が流せる頻度が（ｎ−ｍ）／ｎになり、ついて
は、許容最高出力アドミタンスの実効値は、 Ｇ＝ｍＩ0 ／ｎＶ0 ＋２（ｎ−ｍ）Ｉ0 ／０．５ｎＶ0 ＝（４ｎ−３ｍ）／ｎＺ0 、 故に最低許容出力インピーダンスの実効値は、 Ｚ＝１／Ｇ＝Ｚ0 ｎ／（４ｎ−３ｍ） となる。図９に例示したケースでは、Ｚ（実効値）＝Ｚ
0 ／３となっている。因みに、通常のフルブリッジとし
て機能している状態に相当するｍ／ｎ＝１のケースで
は、ｍ＝ｎ、よってＺ＝Ｚ0、ハーフブリッジとして機
能している状態に相当するｍ／ｎ＝０のケースでは、ｍ
＝０、よってＺ＝Ｚ0 ／４ となる。このように、スイ
ッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺ
は、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎによっ
て変化し、従って、この出現頻度ｍ／ｎを変更すること
により、スイッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピ
ーダンスＺを多段階（頻度調節の母数ｎが大であれば実
質的に無段階）に調節可能である。かくして、誘導加熱
中において、負荷インピーダンスＲが変化しても、パル
ス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎを調整してスイ
ッチング発振部６Ｂの許容最低出力インピーダンスＺを
負荷インピーダンスＲに整合させることができ、それに
よって、直流給電部９の能力をフルに生かした高能率の
通電が、トランス巻数比の設定変えなしに行えることに
なる。
【００３８】なお、この実施形態においても、スイッチ
ング素子Ｔａ1 をＯＮすべき時にＯＮ信号を削減してＯ
ＦＦ状態に保持した時、直流給電部９からスイッチング
素子Ｔａ1 を通って負荷７に流れる電流は阻止される
が、この時にはスイッチング素子Ｔａ2 がＯＮ状態とな
っているので、負荷７からコンデンサＣ、スイッチング
素子Ｔａ2 、スイッチング素子Ｔｂ2 に並列のダイオー
ドＤを通って元の負荷７に戻る回路が形成され、この回
路をＡ方向にコンデンサＣの電荷による回生電流が流れ
ることとなる。かくして、負荷７には、常に交番電流が
流れることとなり、支障なく誘導加熱を行うことができ
る。
ング素子Ｔａ1 をＯＮすべき時にＯＮ信号を削減してＯ
ＦＦ状態に保持した時、直流給電部９からスイッチング
素子Ｔａ1 を通って負荷７に流れる電流は阻止される
が、この時にはスイッチング素子Ｔａ2 がＯＮ状態とな
っているので、負荷７からコンデンサＣ、スイッチング
素子Ｔａ2 、スイッチング素子Ｔｂ2 に並列のダイオー
ドＤを通って元の負荷７に戻る回路が形成され、この回
路をＡ方向にコンデンサＣの電荷による回生電流が流れ
ることとなる。かくして、負荷７には、常に交番電流が
流れることとなり、支障なく誘導加熱を行うことができ
る。
【００３９】図４に示す実施形態では、ＯＮ信号の出現
頻度ｍ／ｎの調節によってスイッチング発振部６Ｂの許
容最低出力インピーダンスＺを調節するものであるの
で、整数ｍ，ｎの選択によってきわめて多段階に許容最
低出力インピーダンスＺを変化させることができ、精密
な調節が可能となる利点が得られる。
頻度ｍ／ｎの調節によってスイッチング発振部６Ｂの許
容最低出力インピーダンスＺを調節するものであるの
で、整数ｍ，ｎの選択によってきわめて多段階に許容最
低出力インピーダンスＺを変化させることができ、精密
な調節が可能となる利点が得られる。
【００４０】なお、図４のスイッチング発振部において
も、スイッチング素子Ｔａ1の上記役割を他の個所のス
イッチング素子に持たせるようにしてもよい。
も、スイッチング素子Ｔａ1の上記役割を他の個所のス
イッチング素子に持たせるようにしてもよい。
【００４１】スイッチング発振部６Ｂに上記動作を行わ
せる制御回路８Ｂには、図１に示す制御回路８Ａの諸機
構に加えて、パルス信号Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻
度を調節自在とするための機構として、例えば、レート
ジェネレータを配備している。レートジェネレータは、
母数Ｎ中のＭ回のサンプリングを所望のＭ／Ｎ比で指令
するレート信号を、時系列的にほぼ均等に分散させて発
振することのできる機構であって、上記制御回路８Ｂに
おいては、例えば、前記ブースタアンプの前段に配し
て、Ｍ＝Ｎ×ｍ／ｎの設定下でパレスオシレータ等から
の発振駆動指令をｍ／ｎの頻度で通過させる関門として
機能する。
せる制御回路８Ｂには、図１に示す制御回路８Ａの諸機
構に加えて、パルス信号Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻
度を調節自在とするための機構として、例えば、レート
ジェネレータを配備している。レートジェネレータは、
母数Ｎ中のＭ回のサンプリングを所望のＭ／Ｎ比で指令
するレート信号を、時系列的にほぼ均等に分散させて発
振することのできる機構であって、上記制御回路８Ｂに
おいては、例えば、前記ブースタアンプの前段に配し
て、Ｍ＝Ｎ×ｍ／ｎの設定下でパレスオシレータ等から
の発振駆動指令をｍ／ｎの頻度で通過させる関門として
機能する。
【００４２】次に、第三発明の実施形態を説明する。図
５は第三発明の一実施形態を示す回路図である。この実
施形態では、図１に示す実施形態におけるスイッチング
素子Ｔｂ1 の動作モードの切り換えと、図４に示す実施
形態におけるスイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度の
調節とを合わせて行うようにしたものであり、制御回路
８Ｃは、２個所のスイッチング素子Ｔａ2 とスイッチン
グ素子Ｔｂ2 に、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせるためのペ
アのパルス信号（Ｘ、Ｙ）を送信し、１個所のスイッチ
ング素子Ｔａ1 には、スイッチング素子Ｔａ2 へのパル
ス信号Ｘと同一位相ではあるがＯＮ信号の出現頻度を変
更自在としたパルス信号Ｘ* を送信し、スイッチング素
子Ｔｂ1 には、スイッチング素子Ｔｂ2 へのパルス信号
Ｙと同一位相のＯＮ／ＯＦＦ動作用の信号か常時ＯＦＦ
信号かを切り換えて指令する指令信号Ｙ* を送信するよ
うに編成している。
５は第三発明の一実施形態を示す回路図である。この実
施形態では、図１に示す実施形態におけるスイッチング
素子Ｔｂ1 の動作モードの切り換えと、図４に示す実施
形態におけるスイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻度の
調節とを合わせて行うようにしたものであり、制御回路
８Ｃは、２個所のスイッチング素子Ｔａ2 とスイッチン
グ素子Ｔｂ2 に、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせるためのペ
アのパルス信号（Ｘ、Ｙ）を送信し、１個所のスイッチ
ング素子Ｔａ1 には、スイッチング素子Ｔａ2 へのパル
ス信号Ｘと同一位相ではあるがＯＮ信号の出現頻度を変
更自在としたパルス信号Ｘ* を送信し、スイッチング素
子Ｔｂ1 には、スイッチング素子Ｔｂ2 へのパルス信号
Ｙと同一位相のＯＮ／ＯＦＦ動作用の信号か常時ＯＦＦ
信号かを切り換えて指令する指令信号Ｙ* を送信するよ
うに編成している。
【００４３】この実施形態では、スイッチング素子Ｔａ
1 のＯＮ状態頻度の調節とスイッチング素子Ｔｂ1 の動
作モードの切り換えとを適当に使うことで、スイッチン
グ発振部の許容最低出力インピーダンスを広い範囲に亘
って所望の値に設定可能である。例えば、負荷７のイン
ピーダンスがＲ0 →０．５Ｒ0 →０．２５Ｒ0 のように
順次半減してゆく負荷を例にとると、上記半減時期に対
応して、スイッチング発振部６Ｃの動作モードを、
（１）Ｔａ1 ：１００％ＯＮ、Ｔｂ1 ：ＯＮ／ＯＦＦモ
ード、即ち回路を通常のフルブリッジとして機能させた
状態で、マッチングトランスの巻数比をＲ0 にマッチン
グさせて通電を開始………即ち、Ｚ＝Ｒ0 （２）Ｔａ1 ：６６％ＯＮ、Ｔｂ1 ：ＯＮ／ＯＦＦモー
ド……Ｚ＝０．５Ｒ0 （３）Ｔａ1 ：１００％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモー
ド……Ｚ＝０．２５Ｒ0 （４）Ｔａ1 ：５０％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモード
……Ｚ＝０．１２５Ｒ0 （５）Ｔａ1 ：２５％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモード
……Ｚ＝０．０６２５Ｒ0 のように設定変えして行けばよい。
1 のＯＮ状態頻度の調節とスイッチング素子Ｔｂ1 の動
作モードの切り換えとを適当に使うことで、スイッチン
グ発振部の許容最低出力インピーダンスを広い範囲に亘
って所望の値に設定可能である。例えば、負荷７のイン
ピーダンスがＲ0 →０．５Ｒ0 →０．２５Ｒ0 のように
順次半減してゆく負荷を例にとると、上記半減時期に対
応して、スイッチング発振部６Ｃの動作モードを、
（１）Ｔａ1 ：１００％ＯＮ、Ｔｂ1 ：ＯＮ／ＯＦＦモ
ード、即ち回路を通常のフルブリッジとして機能させた
状態で、マッチングトランスの巻数比をＲ0 にマッチン
グさせて通電を開始………即ち、Ｚ＝Ｒ0 （２）Ｔａ1 ：６６％ＯＮ、Ｔｂ1 ：ＯＮ／ＯＦＦモー
ド……Ｚ＝０．５Ｒ0 （３）Ｔａ1 ：１００％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモー
ド……Ｚ＝０．２５Ｒ0 （４）Ｔａ1 ：５０％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモード
……Ｚ＝０．１２５Ｒ0 （５）Ｔａ1 ：２５％ＯＮ、Ｔｂ1 ：常時ＯＦＦモード
……Ｚ＝０．０６２５Ｒ0 のように設定変えして行けばよい。
【００４４】このように、スイッチング素子Ｔａ1 のＯ
Ｎ状態頻度の調節とスイッチング素子Ｔｂ1 の動作モー
ドの切り換えとを組み合わせたことにより、きわめて低
い許容最低出力インピーダンスを実現できる。しかも、
上例では出力インピーダンスを大まかに変更する例を示
したが、実際にはスイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻
度の調節を小刻みに行うことで、更に小刻みの変更も可
能であり、負荷への通電がより円滑に行えるようにな
る。
Ｎ状態頻度の調節とスイッチング素子Ｔｂ1 の動作モー
ドの切り換えとを組み合わせたことにより、きわめて低
い許容最低出力インピーダンスを実現できる。しかも、
上例では出力インピーダンスを大まかに変更する例を示
したが、実際にはスイッチング素子Ｔａ1 のＯＮ状態頻
度の調節を小刻みに行うことで、更に小刻みの変更も可
能であり、負荷への通電がより円滑に行えるようにな
る。
【００４５】なお、図５の実施形態においても、スイッ
チング素子Ｔａ1 或いはＴｂ1 の上記役割を素子の動作
が相容れる範囲で他のスイッチング個所の素子に受け持
たせてもよい。
チング素子Ｔａ1 或いはＴｂ1 の上記役割を素子の動作
が相容れる範囲で他のスイッチング個所の素子に受け持
たせてもよい。
【００４６】次に、第四発明の実施形態を説明する。図
６、図７、図８はそれぞれ第四発明の実施形態を示す回
路図である。これらの実施形態はいずれもハーフブリッ
ジ型又は一石型のスイッチング回路を備えたスイッチン
グ発振部６Ｄ〜６Ｆを用いたものであり、そのスイッチ
ング発振部６Ｄ〜６Ｆの制御回路８Ｄ〜８Ｆを、１個所
のスイッチング素子、例えば、図６の回路のＴａ、又、
図７、図８については唯一個所に配置したＴに、それら
の素子をＯＮ／ＯＦＦさせるために送信する指令信号
（パルス信号）Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻度を変更
自在とするように編成している。なお、図６の実施形態
の制御回路８Ｄは、他のスイッチング素子Ｔｂに対して
は、スイッチング素子Ｔａに対するパルス信号Ｘ* と位
相が１８０°ずれた、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせるため
のパルス信号Ｙを供給するように編成している。
６、図７、図８はそれぞれ第四発明の実施形態を示す回
路図である。これらの実施形態はいずれもハーフブリッ
ジ型又は一石型のスイッチング回路を備えたスイッチン
グ発振部６Ｄ〜６Ｆを用いたものであり、そのスイッチ
ング発振部６Ｄ〜６Ｆの制御回路８Ｄ〜８Ｆを、１個所
のスイッチング素子、例えば、図６の回路のＴａ、又、
図７、図８については唯一個所に配置したＴに、それら
の素子をＯＮ／ＯＦＦさせるために送信する指令信号
（パルス信号）Ｘ* におけるＯＮ信号の出現頻度を変更
自在とするように編成している。なお、図６の実施形態
の制御回路８Ｄは、他のスイッチング素子Ｔｂに対して
は、スイッチング素子Ｔａに対するパルス信号Ｘ* と位
相が１８０°ずれた、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行わせるため
のパルス信号Ｙを供給するように編成している。
【００４７】図６に示すスイッチング発振部６Ｄにおい
ては、スイッチング素子Ｔａへのパルス信号Ｘ* におけ
る、ＯＮ信号の出現頻度を１／１とした場合（ＯＮ信号
を削除しない場合）には、図１９に示す通常のハーフブ
リッジ回路として機能し、前述したように、許容最低出
力インピーダンスＺ0′は、 Ｚ0′＝ＶOUT ／ＩMAX ＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｖ0 ／
４Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４ となり、フルブリッジの場合の１／４となる。
ては、スイッチング素子Ｔａへのパルス信号Ｘ* におけ
る、ＯＮ信号の出現頻度を１／１とした場合（ＯＮ信号
を削除しない場合）には、図１９に示す通常のハーフブ
リッジ回路として機能し、前述したように、許容最低出
力インピーダンスＺ0′は、 Ｚ0′＝ＶOUT ／ＩMAX ＝０．５Ｖ0 ／２Ｉ0 ＝Ｖ0 ／
４Ｉ0 ＝Ｚ0 ／４ となり、フルブリッジの場合の１／４となる。
【００４８】そして、このパルス信号Ｘ* における、Ｏ
Ｎ信号の出現頻度をｍ／ｎに調節した場合、負荷７への
出力電圧印加頻度は、本来の頻度のｍ／ｎ倍となる。す
なわち、ｍ／ｎ＝１／３のケースにおける出力電圧印加
頻度を例示した図１０のＶ−ｔ図に見る通り、負荷７に
は前出図３のケース（ハーフブリッジ回路）のｍ／ｎの
頻度で半波電圧Ｖ0 が印加される。このため、負荷回路
への印加電圧ＶX ＝Ｖ0 ／２の状態で、印加頻度が減少
する分だけ、負荷７への出力可能な最大電流が増加し、
最大電流ＩMAX ＝２Ｉ0 ／（ｍ／ｎ） となる。従っ
て、この時の許容最低出力インピーダンスＺは、 Ｚ＝０．５Ｖ0 ÷ＩMAX ＝（Ｚ0 ／４）×（ｍ／ｎ）＝
Ｚ0′×（ｍ／ｎ） となる。
Ｎ信号の出現頻度をｍ／ｎに調節した場合、負荷７への
出力電圧印加頻度は、本来の頻度のｍ／ｎ倍となる。す
なわち、ｍ／ｎ＝１／３のケースにおける出力電圧印加
頻度を例示した図１０のＶ−ｔ図に見る通り、負荷７に
は前出図３のケース（ハーフブリッジ回路）のｍ／ｎの
頻度で半波電圧Ｖ0 が印加される。このため、負荷回路
への印加電圧ＶX ＝Ｖ0 ／２の状態で、印加頻度が減少
する分だけ、負荷７への出力可能な最大電流が増加し、
最大電流ＩMAX ＝２Ｉ0 ／（ｍ／ｎ） となる。従っ
て、この時の許容最低出力インピーダンスＺは、 Ｚ＝０．５Ｖ0 ÷ＩMAX ＝（Ｚ0 ／４）×（ｍ／ｎ）＝
Ｚ0′×（ｍ／ｎ） となる。
【００４９】このように、この実施形態においても、ス
イッチング発振部６Ｄの最低許容出力インピーダンスＺ
は、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎによっ
て変化するので、この出現頻度ｍ／ｎを調節することに
より、スイッチング発振部６Ｄの許容最低出力インピー
ダンスＺを多段階に調節でき、負荷インピーダンスＲに
整合させることができる。
イッチング発振部６Ｄの最低許容出力インピーダンスＺ
は、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎによっ
て変化するので、この出現頻度ｍ／ｎを調節することに
より、スイッチング発振部６Ｄの許容最低出力インピー
ダンスＺを多段階に調節でき、負荷インピーダンスＲに
整合させることができる。
【００５０】更に又、回路中の１個所だけにスイッチン
グ素子を配した、図７、図８に示す一石型のスイッチン
グ発振部６Ｅ，６Ｆにおいても、スイッチング素子Ｔへ
のパルス信号Ｘ* における、ＯＮ信号の出現頻度をｍ／
ｎに調節した場合、負荷７への出力電圧印加頻度は、本
来の印加頻度のｍ／ｎ倍となる。従って、ｍ／ｎ＝１／
３のケースにおける印加頻度を例示した図１１のＶ−ｔ
図に見る通り、負荷回路には前記ハーフブリッジ回路の
場合と同様に、前出図３のケース（ハーフブリッジ回
路）のｍ／ｎの頻度で半波電圧Ｖ0 が印加され、それに
よって許容最低出力インピーダンスが低下する。かくし
て、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎを調節
することにより、スイッチング発振部６Ｅ，６Ｆにおけ
る許容最低出力インピーダンスＺを多段階に調節でき、
負荷インピーダンスＲに整合させることができる。
グ素子を配した、図７、図８に示す一石型のスイッチン
グ発振部６Ｅ，６Ｆにおいても、スイッチング素子Ｔへ
のパルス信号Ｘ* における、ＯＮ信号の出現頻度をｍ／
ｎに調節した場合、負荷７への出力電圧印加頻度は、本
来の印加頻度のｍ／ｎ倍となる。従って、ｍ／ｎ＝１／
３のケースにおける印加頻度を例示した図１１のＶ−ｔ
図に見る通り、負荷回路には前記ハーフブリッジ回路の
場合と同様に、前出図３のケース（ハーフブリッジ回
路）のｍ／ｎの頻度で半波電圧Ｖ0 が印加され、それに
よって許容最低出力インピーダンスが低下する。かくし
て、パルス信号Ｘ* のＯＮ信号の出現頻度ｍ／ｎを調節
することにより、スイッチング発振部６Ｅ，６Ｆにおけ
る許容最低出力インピーダンスＺを多段階に調節でき、
負荷インピーダンスＲに整合させることができる。
【００５１】図６〜図８のスイッチング発振部６Ｄ〜６
Ｆに上記動作を行わせる制御回路８Ｄ〜８Ｆも、図４に
示す制御回路８Ｂと同様な、パルス信号Ｘ* におけるＯ
Ｎ信号の出現頻度を調節自在とするための機構を配備し
ている。なお、前記デッドタイム調整機能については、
一方の極性の入電路のみを備えた図７、図８の一石型ス
イッチング発振部６Ｅ、６Ｆには不要である。
Ｆに上記動作を行わせる制御回路８Ｄ〜８Ｆも、図４に
示す制御回路８Ｂと同様な、パルス信号Ｘ* におけるＯ
Ｎ信号の出現頻度を調節自在とするための機構を配備し
ている。なお、前記デッドタイム調整機能については、
一方の極性の入電路のみを備えた図７、図８の一石型ス
イッチング発振部６Ｅ、６Ｆには不要である。
【００５２】なお、以上に説明した各実施形態におい
て、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンス
Ｚを、負荷への印加電圧ＶOUT 及び最大電流ＩMAX から
求めているが、実際には、許容最低出力インピーダンス
Ｚは負荷７の特性（加熱コイルの純抵抗分をＲ、インダ
クタンス分をωＬとした時に、Ｑ＝ωＬ／Ｒで定義され
るＱ値）によっても影響を受けている。従って、スイッ
チング発振部の許容最低出力インピーダンスを負荷イン
ピーダンスに整合させる際には、このＱ値による補正を
加えてスイッチング発振部の許容最低出力インピーダン
スＺを求めることが好ましい。この補正は計算により、
或いは実験により求めることができる。
て、スイッチング発振部の許容最低出力インピーダンス
Ｚを、負荷への印加電圧ＶOUT 及び最大電流ＩMAX から
求めているが、実際には、許容最低出力インピーダンス
Ｚは負荷７の特性（加熱コイルの純抵抗分をＲ、インダ
クタンス分をωＬとした時に、Ｑ＝ωＬ／Ｒで定義され
るＱ値）によっても影響を受けている。従って、スイッ
チング発振部の許容最低出力インピーダンスを負荷イン
ピーダンスに整合させる際には、このＱ値による補正を
加えてスイッチング発振部の許容最低出力インピーダン
スＺを求めることが好ましい。この補正は計算により、
或いは実験により求めることができる。
【００５３】次に第五発明の実施形態を説明する。図１
２は、図５に示す実施形態において、スイッチング素子
Ｔｂ1 の動作モード切り換えないしはスイッチング素子
Ｔａ1 のＯＮ状態頻度調節を、負荷インピーダンスの変
化に応じて自動的に行うように構成した実施形態を示す
ものである。この実施形態では、負荷７を含む出力回路
２０に負荷の通電挙動を検出するための負荷系通電挙動
検知器として電流検知器２１が取り付けられており、負
荷７を流れる出力電流の振幅ＩX がその電流検知器２１
によって把握され、これが帰還路２２を経て制御回路８
Ｇに入力される。次いで、スイッチング発振部６Ｇのそ
の時点での動作状態（前記スイッチング素子Ｔａ1 のＯ
Ｎ状態頻度ｍ／ｎなど）から特定されるＩMAX （負荷７
に供給できる最大電流）と前記ＩX との差ΔＩ（ないし
はΔＩ／ＩMAX 等）に基づいて、該ΔＩを縮小すべく編
成された前記指令信号Ｘ* ないしは指令信号Ｙ* が発信
されるように、制御回路８Ｇ内のマイクロコンピュータ
をプログラムしておくものである。なお、図１２には、
図５のスイッチング発振部に上記帰還制御方式を導入す
る例を示したが、該制御方式は、図１、図４、図６〜図
８のスイッチング発振部にも導入できる。
２は、図５に示す実施形態において、スイッチング素子
Ｔｂ1 の動作モード切り換えないしはスイッチング素子
Ｔａ1 のＯＮ状態頻度調節を、負荷インピーダンスの変
化に応じて自動的に行うように構成した実施形態を示す
ものである。この実施形態では、負荷７を含む出力回路
２０に負荷の通電挙動を検出するための負荷系通電挙動
検知器として電流検知器２１が取り付けられており、負
荷７を流れる出力電流の振幅ＩX がその電流検知器２１
によって把握され、これが帰還路２２を経て制御回路８
Ｇに入力される。次いで、スイッチング発振部６Ｇのそ
の時点での動作状態（前記スイッチング素子Ｔａ1 のＯ
Ｎ状態頻度ｍ／ｎなど）から特定されるＩMAX （負荷７
に供給できる最大電流）と前記ＩX との差ΔＩ（ないし
はΔＩ／ＩMAX 等）に基づいて、該ΔＩを縮小すべく編
成された前記指令信号Ｘ* ないしは指令信号Ｙ* が発信
されるように、制御回路８Ｇ内のマイクロコンピュータ
をプログラムしておくものである。なお、図１２には、
図５のスイッチング発振部に上記帰還制御方式を導入す
る例を示したが、該制御方式は、図１、図４、図６〜図
８のスイッチング発振部にも導入できる。
【００５４】上記構成により、ＩMAX ≒ＩX ＝ＶOUT ／
Ｒを瞬時に実現する許容最低出力インピーダンス制御が
刻々行われ、負荷７に対して、直流給電部９の能力を最
大限に生かした給電が始終行えることになる。なお、こ
こでは許容最低出力インピーダンスと負荷インピーダン
スの差を、出力電流振幅を把握して検知する例を示した
が、他の手段によって上記インピーダンス差を検知する
ようにしてもよい。
Ｒを瞬時に実現する許容最低出力インピーダンス制御が
刻々行われ、負荷７に対して、直流給電部９の能力を最
大限に生かした給電が始終行えることになる。なお、こ
こでは許容最低出力インピーダンスと負荷インピーダン
スの差を、出力電流振幅を把握して検知する例を示した
が、他の手段によって上記インピーダンス差を検知する
ようにしてもよい。
【００５５】上記した各実施形態の電源装置において、
スイッチング発振部内の複数個所にスイッチング素子が
配置されている場合、前記モード切り換え或いはＯＮ状
態頻度調節を受け持たせる素子が、特定個所の素子に固
定されていると、スイッチング素子に並列接続されたダ
イオードＤ（図１など参照）を含めて、素子の耐用期間
に配置個所による差が生じ、保守性の点で好ましくない
ことになる。
スイッチング発振部内の複数個所にスイッチング素子が
配置されている場合、前記モード切り換え或いはＯＮ状
態頻度調節を受け持たせる素子が、特定個所の素子に固
定されていると、スイッチング素子に並列接続されたダ
イオードＤ（図１など参照）を含めて、素子の耐用期間
に配置個所による差が生じ、保守性の点で好ましくない
ことになる。
【００５６】そこで、図１３に例示したように、各個所
の素子の信号端子｛Ｓａ1 ，Ｓａ2，Ｓｂ1 ，Ｓｂ2 ｝
に送信する指令信号を、適当な周期で、例えば、
｛Ｘ* ，Ｘ，Ｙ* ，Ｙ｝→｛Ｘ，Ｘ* ，Ｙ，Ｙ* ｝→
｛Ｙ，Ｙ* ，Ｘ，Ｘ* ｝→｛Ｙ* ，Ｙ，Ｘ* ，Ｘ｝→
｛Ｘ* ，Ｘ，Ｙ* ，Ｙ｝→……のように入れ替えて、各
個所毎の素子の役割分担にローテーションを組むと、配
置個所による素子耐用期間差が生じなくなり、優れた保
守性が確保される。上記指令信号の入れ替えも、制御回
路８Ｈ内のマイクロコンピュータのプログラムにより行
える。なお、ここでは、図５のスイッチング発振部に上
記ローテーション方式を導入する例を示したが、図１、
図４、図６、図１２などのスイッチング発振部にも該方
式を導入できる。
の素子の信号端子｛Ｓａ1 ，Ｓａ2，Ｓｂ1 ，Ｓｂ2 ｝
に送信する指令信号を、適当な周期で、例えば、
｛Ｘ* ，Ｘ，Ｙ* ，Ｙ｝→｛Ｘ，Ｘ* ，Ｙ，Ｙ* ｝→
｛Ｙ，Ｙ* ，Ｘ，Ｘ* ｝→｛Ｙ* ，Ｙ，Ｘ* ，Ｘ｝→
｛Ｘ* ，Ｘ，Ｙ* ，Ｙ｝→……のように入れ替えて、各
個所毎の素子の役割分担にローテーションを組むと、配
置個所による素子耐用期間差が生じなくなり、優れた保
守性が確保される。上記指令信号の入れ替えも、制御回
路８Ｈ内のマイクロコンピュータのプログラムにより行
える。なお、ここでは、図５のスイッチング発振部に上
記ローテーション方式を導入する例を示したが、図１、
図４、図６、図１２などのスイッチング発振部にも該方
式を導入できる。
【００５７】以上に述べた各電源装置のスイッチング発
振部において、各スイッチング素子の発振駆動手段は限
定されない。即ち、別設のパルスオシレータ等で駆動し
てもよいし、出力電流の周期挙動データを帰還入力して
駆動してもよい。しかし、誘導加熱のように、電力効率
の良否が操業コストを支配する用途では、帰還駆動方式
が推奨される。
振部において、各スイッチング素子の発振駆動手段は限
定されない。即ち、別設のパルスオシレータ等で駆動し
てもよいし、出力電流の周期挙動データを帰還入力して
駆動してもよい。しかし、誘導加熱のように、電力効率
の良否が操業コストを支配する用途では、帰還駆動方式
が推奨される。
【００５８】帰還方式の発振駆動は、たとえば、図１２
の回路において、電流検知器２１から帰還路２２を経て
制御回路８Ｇに送信された出力電流データの中の周期挙
動に関するデータを、制御回路内に配した前記ＰＬＬ機
構（位相調整機構）等により加工した上で、スイッチン
グ素子の信号端子Ｓに送信して行う。これにより、誘導
コイルに由来するインダクタンスＬ（トランス一次側ベ
ース）とコンデンサのキャパシタンスＣとで決まる出力
回路の共振周波数ｆ＝１／２π√（ＬＣ）で素子が発振
駆動され、ひいては負荷７への通電が行われる。即ち、
共振状態の通電となり、最大限の電力効率が確保され
る。帰還駆動方式においては、前述のように、許容最低
出力インピーダンスと負荷インピーダンスの不整合によ
る発振動作の停止が起こり得るが、本発明のスイッチン
グ発振部で実現される高度のインピーダンス整合は、帰
還駆動動作の安定化にも有利に作用する。
の回路において、電流検知器２１から帰還路２２を経て
制御回路８Ｇに送信された出力電流データの中の周期挙
動に関するデータを、制御回路内に配した前記ＰＬＬ機
構（位相調整機構）等により加工した上で、スイッチン
グ素子の信号端子Ｓに送信して行う。これにより、誘導
コイルに由来するインダクタンスＬ（トランス一次側ベ
ース）とコンデンサのキャパシタンスＣとで決まる出力
回路の共振周波数ｆ＝１／２π√（ＬＣ）で素子が発振
駆動され、ひいては負荷７への通電が行われる。即ち、
共振状態の通電となり、最大限の電力効率が確保され
る。帰還駆動方式においては、前述のように、許容最低
出力インピーダンスと負荷インピーダンスの不整合によ
る発振動作の停止が起こり得るが、本発明のスイッチン
グ発振部で実現される高度のインピーダンス整合は、帰
還駆動動作の安定化にも有利に作用する。
【００５９】すなわち、帰還駆動方式を採用した実施形
態の電源装置にあっては、本発明による給電部能力の最
大限利用と帰還駆動による電力効率の最大限確保が合わ
せて実現される。
態の電源装置にあっては、本発明による給電部能力の最
大限利用と帰還駆動による電力効率の最大限確保が合わ
せて実現される。
【００６０】本発明の電源装置における負荷への投入電
力の調節は、たとえば、以下のようにして行うことがで
きる。まず、許容最低出力インピーダンスの変更にスイ
ッチング素子のＯＮ状態頻度調節を利用するケースで
は、インピーダンス変更のための上記ＯＮ頻度調節機構
を、そのまま、投入電力調節にも利用できる。すなわ
ち、ｍ／ｎのＯＮ頻度で電源能力が最大限に引き出せる
場合、ＯＮ頻度をｍ／Ｎ＝ｍ／ｐｎとすることによっ
て、投入電力を電源能力の１／ｐに調節できる。
力の調節は、たとえば、以下のようにして行うことがで
きる。まず、許容最低出力インピーダンスの変更にスイ
ッチング素子のＯＮ状態頻度調節を利用するケースで
は、インピーダンス変更のための上記ＯＮ頻度調節機構
を、そのまま、投入電力調節にも利用できる。すなわ
ち、ｍ／ｎのＯＮ頻度で電源能力が最大限に引き出せる
場合、ＯＮ頻度をｍ／Ｎ＝ｍ／ｐｎとすることによっ
て、投入電力を電源能力の１／ｐに調節できる。
【００６１】又、上記ＯＮ状態頻度調節を利用しないケ
ースでは、図１等に示す直流給電部９内に公知の電力調
節手段（３相位相制御など）を配設すればよい。
ースでは、図１等に示す直流給電部９内に公知の電力調
節手段（３相位相制御など）を配設すればよい。
【００６２】なお、本発明の電源装置のスイッチング発
振部においては、スイッチング素子の電流容量について
以下のように配慮する。
振部においては、スイッチング素子の電流容量について
以下のように配慮する。
【００６３】先ず、スイッチング素子の電流定格は、通
常、連続通電条件で定められているから、本発明におい
てスイッチング素子のＯＮ状態頻度がｍ／ｎとなって素
子に流れる最大電流が（ｎ／ｍ）Ｉ0 （Ｉ0 はｍ／ｎ＝
１／１即ち連続通電時の値）となっても、素子への通電
頻度がｍ／ｎであるから、一応は許容される。
常、連続通電条件で定められているから、本発明におい
てスイッチング素子のＯＮ状態頻度がｍ／ｎとなって素
子に流れる最大電流が（ｎ／ｍ）Ｉ0 （Ｉ0 はｍ／ｎ＝
１／１即ち連続通電時の値）となっても、素子への通電
頻度がｍ／ｎであるから、一応は許容される。
【００６４】又、インバータ設計においては、市販素子
仕様の自由度にもよるが、通常は、上記電流定格が２Ｉ
0 前後の素子を充てるので、これにより電流許容度が２
倍に補強される。
仕様の自由度にもよるが、通常は、上記電流定格が２Ｉ
0 前後の素子を充てるので、これにより電流許容度が２
倍に補強される。
【００６５】更には、通電仕様、素子特性、耐用実績な
どを考慮して電流定格が３Ｉ0 〜４Ｉ0 の素子を充てる
とか、あるいは、所要の素子を２基並列構成にすること
により、万全を期すことができる。
どを考慮して電流定格が３Ｉ0 〜４Ｉ0 の素子を充てる
とか、あるいは、所要の素子を２基並列構成にすること
により、万全を期すことができる。
【００６６】
【実施例】図１２の構成の電源装置を製作し、丸鋼表層
部を９００°Ｃに急速加熱する誘導加熱実験を行った。 ［電源１の仕様］ 原動機：ガソリンエンジン 出力８０ＫＷ 交流発電機：出力電圧２００Ｖ 定格電流２００Ａ 周波数 ５０／６０Ｈｚ ［インバータの仕様］ ・発振駆動：帰還駆動方式 ・電源能力：２５０Ｖ×２００Ａ＝５０ＫＷ ・出力インピーダンス：１．４〜０．１７５Ω可変（１．４〜０．３５Ωの範囲 、０．３５〜０．１７５Ωの範囲それぞれについて２５０段階の自動切換え式） ［丸棒の仕様］・１００ｍｍφ。これの短区間（約２０
ｍｍ）を加熱するようにした。１０００°Ｃまでの昇温
過程における負荷インピーダンスの変化を図１４に定性
的に示す。
部を９００°Ｃに急速加熱する誘導加熱実験を行った。 ［電源１の仕様］ 原動機：ガソリンエンジン 出力８０ＫＷ 交流発電機：出力電圧２００Ｖ 定格電流２００Ａ 周波数 ５０／６０Ｈｚ ［インバータの仕様］ ・発振駆動：帰還駆動方式 ・電源能力：２５０Ｖ×２００Ａ＝５０ＫＷ ・出力インピーダンス：１．４〜０．１７５Ω可変（１．４〜０．３５Ωの範囲 、０．３５〜０．１７５Ωの範囲それぞれについて２５０段階の自動切換え式） ［丸棒の仕様］・１００ｍｍφ。これの短区間（約２０
ｍｍ）を加熱するようにした。１０００°Ｃまでの昇温
過程における負荷インピーダンスの変化を図１４に定性
的に示す。
【００６７】［実験結果］ ・インバータを本発明の動作仕様で稼働させた時（本発
明実施例）の昇温カーブを図１５に示す。 ・インバータの出力インピーダンスを１・４Ωに固定し
て稼働させた時（比較例１）の昇温カーブを図１６に、
また、０．３５Ωに固定して稼働させた時（比較例２）
の昇温カーブを図１７に、それぞれ示す。
明実施例）の昇温カーブを図１５に示す。 ・インバータの出力インピーダンスを１・４Ωに固定し
て稼働させた時（比較例１）の昇温カーブを図１６に、
また、０．３５Ωに固定して稼働させた時（比較例２）
の昇温カーブを図１７に、それぞれ示す。
【００６８】図１５〜図１７の結果に見る通り、比較例
１、２では９００°Ｃまでの昇温に約３０秒を要してい
るのに対し、本発明実施例では約１５秒で９００°Ｃに
達している。この差異は、本発明実施例では上記昇温過
程において前記給電部能力を終始フル活用できているの
に対し、比較例１では電圧能力が、比較例２では電流能
力が、それぞれ一部の温度域（比較例１では低温域、比
較例２では高温域）でしかフルには生かせていないこと
に起因している。なお、本発明実施例と同様な昇温速度
を確保するには、電源能力を大きくする必要があり、必
要とされる電源能力を計算して求めると、２５０Ｖ×４
００Ａ＝１００ＫＷ 程度必要となる。このため、電源
１をかなり大型化する必要がある。上記実験例だけを見
ても本発明の電源装置の優位性が明らかである。
１、２では９００°Ｃまでの昇温に約３０秒を要してい
るのに対し、本発明実施例では約１５秒で９００°Ｃに
達している。この差異は、本発明実施例では上記昇温過
程において前記給電部能力を終始フル活用できているの
に対し、比較例１では電圧能力が、比較例２では電流能
力が、それぞれ一部の温度域（比較例１では低温域、比
較例２では高温域）でしかフルには生かせていないこと
に起因している。なお、本発明実施例と同様な昇温速度
を確保するには、電源能力を大きくする必要があり、必
要とされる電源能力を計算して求めると、２５０Ｖ×４
００Ａ＝１００ＫＷ 程度必要となる。このため、電源
１をかなり大型化する必要がある。上記実験例だけを見
ても本発明の電源装置の優位性が明らかである。
【００６９】
【発明の効果】以上のように、本発明の電源装置は、直
流給電部からの直流電力をパルス交流電力に変換するた
めのインバータのスイッチング発振部内のスイッチング
素子の動作状態を可変として許容最低出力インピーダン
スを可変としたことを特徴とする。
流給電部からの直流電力をパルス交流電力に変換するた
めのインバータのスイッチング発振部内のスイッチング
素子の動作状態を可変として許容最低出力インピーダン
スを可変としたことを特徴とする。
【００７０】スイッチング発振部を備えた電源装置を、
鋼材の誘導加熱のような急速な大電力入力を要する用途
に用いた場合、スイッチング発振部の許容最低出力イン
ピーダンスと負荷インピーダンスの整合が、加熱を高能
率に行うための要件である。しかしながら、加熱が進む
につれて大きく変化する負荷インピーダンスを、スイッ
チング発振部の許容最低出力インピーダンスに整合させ
るために、マッチングトランスの巻数比の設定替えを手
動で行うといった従来のインピーダンス整合操作は、加
熱の中断による加熱能力の低下を招き、しかも加熱の全
過程に亘る整合が行えるわけではなかった。
鋼材の誘導加熱のような急速な大電力入力を要する用途
に用いた場合、スイッチング発振部の許容最低出力イン
ピーダンスと負荷インピーダンスの整合が、加熱を高能
率に行うための要件である。しかしながら、加熱が進む
につれて大きく変化する負荷インピーダンスを、スイッ
チング発振部の許容最低出力インピーダンスに整合させ
るために、マッチングトランスの巻数比の設定替えを手
動で行うといった従来のインピーダンス整合操作は、加
熱の中断による加熱能力の低下を招き、しかも加熱の全
過程に亘る整合が行えるわけではなかった。
【００７１】本発明の電源装置によれば、前記スイッチ
ング素子動作状態の選定がスイッチング素子への信号端
子への弱電指令によって行えることから、加熱を中断し
なくても許容最低出力インピーダンスの変更ができ、更
には、インピーダンス整合の自動化が容易に行える結
果、加熱の全過程に亘って終始整合状態を確保した高能
率通電も可能になった。
ング素子動作状態の選定がスイッチング素子への信号端
子への弱電指令によって行えることから、加熱を中断し
なくても許容最低出力インピーダンスの変更ができ、更
には、インピーダンス整合の自動化が容易に行える結
果、加熱の全過程に亘って終始整合状態を確保した高能
率通電も可能になった。
【００７２】更に、高能率通電が可能となったため、燃
料をエネルギー源とする自立型の直流給電部を用いた場
合には、その直流給電部を従来に比べて小型化、軽量化
することが可能となり、低価格の且つ運搬しやすい電源
装置を提供できた。即ち、誘導加熱を始めとする高能率
通電の要請に、余す所なく答えた電源装置を提供できた
ものであり、産業界への貢献が絶大である。
料をエネルギー源とする自立型の直流給電部を用いた場
合には、その直流給電部を従来に比べて小型化、軽量化
することが可能となり、低価格の且つ運搬しやすい電源
装置を提供できた。即ち、誘導加熱を始めとする高能率
通電の要請に、余す所なく答えた電源装置を提供できた
ものであり、産業界への貢献が絶大である。
【図１】本発明の一実施形態に係る電源装置及びそれに
接続した負荷を示す回路図
接続した負荷を示す回路図
【図２】図１の電源装置におけるスイッチング発振部を
フルブリッジ態様で動作させた時の電圧出力を示すグラ
フ
フルブリッジ態様で動作させた時の電圧出力を示すグラ
フ
【図３】図１の電源装置におけるスイッチング発振部を
ハーフブリッジ態様で動作させた時の電圧出力を示すグ
ラフ
ハーフブリッジ態様で動作させた時の電圧出力を示すグ
ラフ
【図４】本発明の他の実施形態に係る電源装置を、負荷
を接続した形で示す回路図
を接続した形で示す回路図
【図５】本発明の更に他の実施形態に係る電源装置を、
負荷を接続した形で示す回路図
負荷を接続した形で示す回路図
【図６】本発明の更に他の実施形態に係る電源装置を、
負荷を接続した形で示す回路図
負荷を接続した形で示す回路図
【図７】本発明の更に他の実施形態に係る電源装置を、
負荷を接続した形で示す回路図
負荷を接続した形で示す回路図
【図８】本発明の更に他の実施形態に係る電源装置を、
負荷を接続した形で示す回路図
負荷を接続した形で示す回路図
【図９】図４の電源装置におけるスイッチング発振部の
電圧出力を示すグラフ
電圧出力を示すグラフ
【図１０】図６の電源装置におけるスイッチング発振部
の電圧出力を示すグラフ
の電圧出力を示すグラフ
【図１１】図７、図８の電源装置におけるスイッチング
発振部の電圧出力を示すグラフ
発振部の電圧出力を示すグラフ
【図１２】本発明の更に他の実施形態に係る電源装置
を、負荷を接続した形で示す回路図
を、負荷を接続した形で示す回路図
【図１３】図１１のスイッチング発振部における素子動
作割り振りのローテーションを例示した回路図
作割り振りのローテーションを例示した回路図
【図１４】供試負荷のインピーダンスの変化を定性的に
示すグラフ
示すグラフ
【図１５】本発明実施例における昇温カーブを示すグラ
フ
フ
【図１６】比較例１における昇温カーブを示すグラフ
【図１７】比較例２における昇温カーブを示すグラフ
【図１８】従来のフルブリッジ型スイッチング発振部を
備えた電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
備えた電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図１９】従来のハーフブリッジ型スイッチング発振部
を備えた電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
を備えた電源装置を、負荷を接続した形で示す回路図
【図２０】従来のスイッチング発振部の出力インピーダ
ンスと負荷インピーダンスとの整合の良否を示すグラフ
ンスと負荷インピーダンスとの整合の良否を示すグラフ
【図２１】従来のスイッチング発振部における出力電力
と負荷インピーダンスとの関係を示すグラフ
と負荷インピーダンスとの関係を示すグラフ
１ 起電部 ２ 原動機 ３ 交流発電機 ４、４′、４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ、４Ｖ、４Ｆ、４
Ｇ、４Ｈ インバータ ５ 順変換部 ６、６′、６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ、６Ｖ、６Ｆ、６
Ｇ、６Ｈ スイッチング発振部 ７ 負荷 ８、８′、８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、８Ｄ、８Ｖ、８Ｆ、８
Ｇ、８Ｈ 制御回路 ９ 直流給電部 １０ 誘導コイル １１ マッチングトランス ２０ 出力回路 ２１ 電流検出器（負荷系通電挙動検知器）
Ｇ、４Ｈ インバータ ５ 順変換部 ６、６′、６Ａ、６Ｂ、６Ｃ、６Ｄ、６Ｖ、６Ｆ、６
Ｇ、６Ｈ スイッチング発振部 ７ 負荷 ８、８′、８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、８Ｄ、８Ｖ、８Ｆ、８
Ｇ、８Ｈ 制御回路 ９ 直流給電部 １０ 誘導コイル １１ マッチングトランス ２０ 出力回路 ２１ 電流検出器（負荷系通電挙動検知器）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K059 AA02 AA04 AA05 AA14 AA15 AB08 AC07 AC09 AC15 AC54 AD03 AD13 AD32 AD35 BD02 CD13 CD14 CD17 CD22 5H007 BB04 BB11 CA01 CB05 CB09 DB01
Claims (8)
- 【請求項１】 被加熱物を誘導加熱するための誘導コイ
ルを擁する負荷に所望周波数の交流電力を供給するため
の電源装置であって、直流給電部と、その直流電力をパ
ルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部とを
有し、該スイッチング発振部が、回路内の４個所にスイ
ッチング素子を配してブリッジを組んだフルブリッジ型
のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信
号を送信する制御回路を備え、その制御回路が、３個所
のスイッチング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令す
る信号を送信し、１個所のスイッチング素子に対して、
ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号と常時ＯＦＦ動作を指
令する信号を、切換え自在に送信するように編成し、前
記１個所のスイッチング素子に対する指令信号の切換え
によって前記スイッチング発振部の許容最低出力インピ
ーダンスを可変にしたことを特徴とする誘導加熱用電源
装置。 - 【請求項２】 被加熱物を誘導加熱するための誘導コイ
ルを擁する負荷に所望周波数の交流電力を供給するため
の電源装置であって、直流給電部と、その直流電力をパ
ルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部とを
有し、該スイッチング発振部が、回路内の４個所にスイ
ッチング素子を配してブリッジを組んだフルブリッジ型
のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信
号を送信する制御回路を備え、その制御回路が、３個所
のスイッチング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令す
る信号を送信し、１個所のスイッチング素子に対して、
ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現頻度
を調節自在な形態で送信するように編成し、前記１個所
のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の出現
頻度の調節によって前記スイッチング発振部の許容最低
出力インピーダンスを可変にしたことを特徴とする誘導
加熱用電源装置。 - 【請求項３】 被加熱物を誘導加熱するための誘導コイ
ルを擁する負荷に所望周波数の交流電力を供給するため
の電源装置であって、直流給電部と、その直流電力をパ
ルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部とを
有し、該スイッチング発振部が、回路内の４個所にスイ
ッチング素子を配してブリッジを組んだフルブリッジ型
のスイッチング回路と、前記スイッチング素子に指令信
号を送信する制御回路を備え、その制御回路が、２個所
のスイッチング素子に対してＯＮ／ＯＦＦ動作を指令す
る信号を送信し、１個所のスイッチング素子に対して、
ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号と常時ＯＦＦ動作を指
令する信号を、切換え自在に送信し、残りの１個所のス
イッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する
信号をＯＮ状態の出現頻度を調節自在な形態で送信する
ように編成し、前記１個所のスイッチング素子に対する
指令信号の切換え及び前記１個所のスイッチング素子に
対する指令信号のＯＮ状態の出現頻度の調節のいずれか
一方若しくは双方によって、前記スイッチング発振部の
許容最低出力インピーダンスを可変にしたことを特徴と
する誘導加熱用電源装置。 - 【請求項４】 被加熱物を誘導加熱するための誘導コイ
ルを擁する負荷に所望周波数の交流電力を供給するため
の電源装置であって、直流給電部と、その直流電力をパ
ルス交流電力に変換するためのスイッチング発振部とを
有し、該スイッチング発振部が、回路内の２個所若しく
は１個所にスイッチング素子を配してブリッジを組んだ
ハーフブリッジ型又は一石型のスイッチング回路と、前
記スイッチング素子に指令信号を送信する制御回路を備
え、該制御回路が、１個所のスイッチング素子に対し
て、ＯＮ／ＯＦＦ動作を指令する信号をＯＮ状態の出現
頻度を調節自在な形態で送信するように構成し、前記１
個所のスイッチング素子に対する指令信号のＯＮ状態の
出現頻度の調節によって前記スイッチング発振部の許容
最低出力インピーダンスを可変にしたことを特徴とする
誘導加熱用電源装置。 - 【請求項５】 前記スイッチング発振部に接続した負荷
の通電挙動を検知する負荷通電挙動検知器を配備すると
共に、その検知結果に基づいて前記スイッチング発振部
の許容最低出力インピーダンスを前記負荷のインピーダ
ンスに近づけるよう制御するよう前記スイッチング発振
部の制御回路を編成したことを特徴とする請求項１から
４のいずれか１項記載の誘導加熱用電源装置。 - 【請求項６】 前記制御回路から複数個所のスイッチン
グ素子に送信する指令信号の種類を順繰りに切り換える
ことで、１個所のスイッチング素子に負担が集中しない
ように構成した、請求項１から５のいずれか１項記載の
誘導加熱用電源装置。 - 【請求項７】 前記スイッチング発振部が、その出力電
流の周期挙動データを制御回路に帰還入力してスイッチ
ング素子を発振駆動する、周波数追尾型のスイッチング
発振部である、請求項１から６のいずれか１項記載の誘
導加熱用電源装置。 - 【請求項８】 前記直流給電部が、燃料をエネルギー源
とする自立型直流給電部である、請求項１から７のいず
れか１項記載の誘導加熱用電源装置。
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