JPWO2003034588A1 - 増幅装置および受信機 - Google Patents
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Abstract
従来の増幅装置及び受信機は、ノイズが含まれた信号を増幅する場合に利得が過度に変動するといった問題があった。そこで、本発明に係る増幅装置及び受信機は、アナログ入力信号を増幅して出力する可変利得増幅手段と、前記アナログ入力信号の信号レベルを検出する検出手段と、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択する選択手段と、前記選択手段により選択された信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅手段における利得を制御する利得制御手段とを備える。
Description
技術分野
この発明は、アナログ信号を増幅して出力する増幅装置に関し、拡散符号系列により拡散された信号を受信して、増幅し、Ａ／Ｄ変換し、復調する受信機に関する。
背景技術
第１図は従来の増幅装置の基本構造を例示する構成図である。図において、ｘ０はアナログ入力信号、１は可変利得増幅器、２はＡ／Ｄ変換器、３は利得制御部である。可変利得増幅器１はアナログ入力信号ｘ０を増幅し、Ａ／Ｄ変換器２へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２はこの可変利得増幅器１からの信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号を出力する。利得制御部３はこのディジタル信号に基づいて、可変利得増幅器１における利得を制御する。
しかしながら、第１図に示した増幅装置では、Ａ／Ｄ変換器２の変換能力を超えた大きさの信号がＡ／Ｄ変換器２へ入力されると、Ａ／Ｄ変換器２の出力が飽和してしまうため、利得制御部３がアナログ入力信号ｘ０の大きさを正確に認識できず、可変利得増幅器１の利得を適切にするまで時間がかかるといった問題がある。
そこで一般的には、第２図に示すような増幅装置が用いられる。図において第１図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。第２図において、４は非線形増幅器、２１は第１のＡ／Ｄ変換器、２２は第２のＡ／Ｄ変換器である。非線形増幅器４としては一般に対数増幅器がよく用いられる。
次に動作について説明する。非線形増幅器４はアナログ入力信号ｘ０を非線形増幅することによって、アナログ入力信号ｘ０の振幅を非線形圧縮し、第２のＡ／Ｄ変換器２２へ出力する。第２のＡ／Ｄ変換器２２は当該振幅が圧縮された信号をＡ／Ｄ変換し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、この第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力に基づきアナログ入力信号ｘ０の大きさを認識し、可変利得増幅器１における利得を制御する。可変利得増幅器１においてＡ／Ｄ変換に適した大きさにまで増幅されたアナログ入力信号ｘ０は、第１のＡ／Ｄ変換器２１においてＡ／Ｄ変換され、出力される。
第２図に示した増幅装置は、以上のように構成されているので、第２のＡ／Ｄ変換器２２へ入力される信号の大きさが第２のＡ／Ｄ変換器２２の変換能力を超えることがなく、利得制御部３はアナログ入力信号ｘ０の大きさを常に検出することができる。よって、第１図に示した装置と比べて、可変利得増幅器１の利得を素早く適切に設定することができる。
しかしながら、第１図および第２図に示した増幅装置では、アナログ入力信号ｘ０にノイズが含まれると、利得制御部３がそのノイズに追従してしまい、可変利得増幅器１における利得が過度に変動するといった問題があった。
特に、ＣＤＭＡ通信における受信信号をＡ／Ｄ変換する場合、前記入力信号は、異なる拡散符号系列にて拡散された信号の合成波であるため、当該合成波の振幅が周期的あるいは非周期的に変動し、可変利得増幅器１の利得を適切に設定できないといった問題があった。
本発明は、以上のような問題点を解決するためになされたものであり、アナログ入力信号にノイズが含まれる場合であっても、高い精度でＡ／Ｄ変換を行うことができる増幅装置、およびその増幅装置を用いた受信機を得ることを目的とする。
発明の開示
この発明に係る増幅装置は、アナログ入力信号を増幅して出力する可変利得増幅手段と、前記アナログ入力信号の信号レベルを検出する検出手段と、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択する選択手段と、前記選択手段により選択された信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅手段における利得を制御する利得制御手段とを備えるので、ノイズが含まれるアナログ入力信号を適切にＡ／Ｄ変換することができる。また、この発明に係る受信機は当該増幅装置を備えて受信信号をＡ／Ｄ変換するので、ノイズが含まれる受信信号を適切にＡ／Ｄ変換することができる。
発明を実施するための最良の形態
アナログ入力信号にノイズが含まれる場合、例えば第３図に示した増幅装置を用いることによってＡ／Ｄ変換の精度を向上させることができる。第３図において、第２図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。第３図において、５は平均化回路である。非線形増幅器４はアナログ入力信号ｘ０を対数増幅して第２のＡ／Ｄ変換器２２へ出力する。第２のＡ／Ｄ変換器２２は入力された信号をＡ／Ｄ変換して平均化回路５へ出力する。平均化回路５は第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力を時間的に平均化し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３はこの第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。
このように第３図に示した装置においては、入力信号に含まれるノイズ成分を平均化回路５によって取り除く。しかしながら、アナログ入力信号ｘ０を非線形増幅（対数増幅）した後に平均化するため、真の平均値が得られないといった問題がある。
特に、アナログ入力信号ｘ０が、ＷＣＤＭＡ通信における受信信号である場合、当該アナログ入力信号ｘ０は異なる拡散符号系列で拡散された複数の信号を多重化したものであるため、信号レベルが１チップ期間よりも長い周期で大きく変動し、平均化回路５において演算される平均値が真の平均値からずれやすい。
たとえば、この発明を為すにあたって行った実験によれば、ＷＣＤＭＡ通信での受信信号レベルは約２５６チップ（＝１／１０スロット，約６７μｓ）周期で大きく変動する。第４図は、この実験結果を概略的に説明する概略説明図である。図において第４図（ａ）はＷＣＤＭＡ通信における受信信号の波形、第４図（ｂ）はその受信信号を第３図に示した装置に入力した場合の非線形増幅器４の出力波形を示す。第４図（ａ）に示すように、受信信号レベルが２５６チップ周期で、−５０ｄＢｍと−８０ｄＢｍとの間を大きく変動しており、この第４図（ａ）に示す受信信号を第３図に示す増幅装置に入力すると、平均化回路５によって得られる平均値は−６５ｄＢｍとなり、真の平均値である−５３ｄＢｍ（＝−５０ｄＢｍ−３ｄＢｍ）と異なってしまう。
なお、第４図はＷＣＤＭＡ通信下における受信信号を例示したものであり、この受信信号にはＣＰＩＣＨ信号およびＰ−ＣＣＰＣＨ信号が含まれている。ＣＰＩＣＨおよびＰ−ＣＣＰＣＨはＷＣＤＭＡ通信において用いられる制御チャンネルであり、これらは下表に示す拡散符号系列にて拡散されている。なお、下表においてＴＣはチップ期間である。
このように、ＣＰＩＣＨはＴＣ＝０〜２５５の期間における拡散符号がすべて”０”であり、Ｐ−ＣＣＰＣＨはＴＣ＝０〜１２７の期間における拡散符号が全て”０”、ＴＣ＝１２８〜２５５の期間における拡散符号が全て”１”である。よって、これらのチャンネルを合成すると、ＴＣ＝０〜１２７の期間では両者強め合い、ＴＣ＝１２８〜２５５の期間では両者打ち消し合う。
通常、拡散符号系列は、他の拡散符号系列とは互いに干渉しない線形独立なものが選ばれる。しかしながら、それはあくまで理想であって、実際には、上記ＣＰＩＣＨ及びＰ−ＣＣＰＣＨの如く、互いに干渉する複数の拡散符号系列が同時に使用される。このため、実際の受信信号には拡散符号系列同士の干渉によるものと見受けられる振幅変動が観測される。
なお、１チップとは拡散符号系列における１拡散符号のことであり、１チップ期間とは１拡散符号に対応する期間のことである。また、ＣＤＭＡ通信おいて受信される受信信号は瞬時振幅が変動するデジタル変調波である。また、第２図に示した非線形増幅器４に代えて線形増幅器を用いることもできるが、非線形増幅器を用いた方がダイナミックレンジを確保しやすい。
実施の形態１．
本発明においては上記事情に鑑みて、増幅装置を第５図に示す如く構成する。なお、第５図は、本実施の形態１の増幅装置を組み込んだ受信機を例示する構成図である。図において、１１は受信機であり、受信部７と、増幅装置１０と、復調部８とにより構成される。増幅装置１０は、信号レベル検出部９と、選択部６と、利得制御部３と、可変利得増幅器１と、第１のＡ／Ｄ変換器２１とにより構成され、信号レベル検出部９は、非線形増幅器４と、第２のＡ／Ｄ変換器２２とにより構成される。ここで、非線形増幅器４はたとえば対数増幅器、選択部６はたとえばピーク検出器である。
この受信機１１の動作を概略的に説明する。信号レベル検出部９は、可変利得増幅器１へ入力される受信信号ｘ０の信号レベルを検出して、選択部６へ出力する。選択部６は、信号レベル検出部９が検出した複数の信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択して利得制御部３へ出力する。特に本実施の形態１においては、選択部６は信号レベル検出部９が検出した複数の信号レベルの中から、最も大きな信号レベルを選択して利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、選択部６が選択した信号レベルに基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。可変利得増幅器１は、利得制御部３により制御された利得にて受信部７が受信した受信信号ｘ０を増幅し、第１のＡ／Ｄ変換器２１へ出力する。第１のＡ／Ｄ変換器２１はこの可変利得増幅器１の出力ｙ０をＡ／Ｄ変換し、復調部８へ出力する。
さらに詳しくは、第５図に示した非線形増幅器４は例えば対数増幅器であり、受信信号ｘ０の信号レベルに対応した直流電圧ｘ１を出力する。第２のＡ／Ｄ変換器２２は、この非線形増幅器４が出力した直流電圧ｘ１をＡ／Ｄ変換して、選択部６へ出力する。選択部６はここではピーク検出器であり、受信信号ｘ０の所定期間内における最大信号レベルを、第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力より検出し、検出結果を利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、この選択部６の検出結果に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。
第６図は、第５図に示した非線形増幅器４，第２のＡ／Ｄ変換器２２および選択部６の各動作を例示する説明図である。第６図において、第６図（ａ）は受信信号ｘ０の波形、第６図（ｂ）は非線形増幅器４たる対数増幅器が出力する直流電圧ｘ１の波形、ｔ１およびｔ２は第２のＡ／Ｄ変換器２２のサンプルタイミング、Ｔは受信信号ｘ０の周期である。ここでは、選択部６は、時刻ｔ１およびｔ２におけるサンプリングで得られた値のうち、大きい方の値を選択して、第５図に示した利得制御部３へ出力する。
さらに詳しくは、第６図において、第２のＡ／Ｄ変換器２２および選択部６は以下の条件▲１▼〜▲３▼を満たす動作を行う。
▲１▼ 第２のＡ／Ｄ変換器２２は任意の期間Ｐ内に複数回のサンプリングを行う。
▲２▼ ピーク検出器６は当該期間Ｐ内にサンプリングされた複数の値の中から、最大の値を選択する。
▲３▼ 受信信号ｘ０の信号レベルが周期Ｔで変動する場合、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、当該期間Ｐ内に、当該周期Ｔの整数倍以外の時間間隔で、少なくとも二回サンプリングを行う。たとえば、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、サンプリング間隔（Ｔ／ｎ＋ｍＴ）にてサンプリングを行う。ここで、Ｔは受信信号の周期、ｎはサンプリング回数（ｎ≠１）、ｍは任意の０以上の整数である。
なお、上記期間Ｐの時間幅は任意であるが、ＣＤＭＡ通信において受信された受信信号は、少なくとも１チップ期間以上を１周期として変動するため、当該期間Ｐは１チップ期間よりも長い時間幅とした方がよい。また、ＣＤＭＡ通信下において受信される信号は約２５６チップ期間を１周期として変動する傾向にあるので、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、期間Ｐ内に、２５６チップ期間の整数倍以外の時間間隔で少なくとも二回サンプリングを行うことが望ましい。
以上のように、本実施の形態１によれば、可変利得増幅器１に入力される受信信号ｘ０の最大信号レベルに基づき、可変利得増幅器１の利得を制御するので、当該受信信号ｘ０の信号レベルが、他信号との干渉等により変動した場合であっても、可変利得増幅器１の利得を適切に制御することができる。
なお、第５図では可変利得増幅器１に入力される前の受信信号ｘ０を信号レベル検出部９に入力するようにしたが、可変利得増幅器１の出力ｙ０を信号レベル検出部９に入力するようにしてもよい。
また第５図では、選択部６が信号レベル検出部９において検出された信号レベルの中から最も大きな信号レベルを選択したが、検出された信号レベルの中から相対的に大きな信号レベルを選択するのであれば、どのような選び方をしてもよい。たとえば、検出された信号レベルの中から２番目に大きい信号レベルを選択してもよいし、あるいは、検出された信号レベルの中から所定値よりも小さく、最も大きな信号レベルを選択してもよい。
また、第５図に示した利得制御部３が、選択部６および第１のＡ／Ｄ変換器２１の双方の出力に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御するようにしてもよい。たとえば、受信初期段階では、選択部６の出力に基づき、第１のＡ／Ｄ変換器２１の出力が飽和しない範囲内にまで可変利得増幅器１の利得を制御し、その後は第１のＡ／Ｄ変換器２１の出力に基づき、可変利得増幅器１の利得を高い精度で制御してもよい。
実施の形態２．
実施の形態１の増幅装置では、第５図に示す如く第２のＡ／Ｄ変換器２２の後段に選択部６を設けたが、本実施の形態２に示すように、第２のＡ／Ｄ変換器２２の前段に選択部６を設けてもよい。
第７図は本実施の形態２の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において、第５図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは第５図に示した選択部６を、非線形増幅器４と第２のＡ／Ｄ変換器２２との間に配し、当該選択部６としてピークホールド回路を用いている。動作について説明する。非線形増幅器４は、受信信号ｘ０の信号レベルに対応した直流電圧ｘ１を出力する。選択部６であるピークホールド回路は、直流電圧ｘ１の所定期間内における最大電圧ｘ２を出力し続ける。第２のＡ／Ｄ変換器２２は、この選択部６が出力する最大電圧ｘ２をＡ／Ｄ変換し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、第２のＡ／Ｄ変換器２２が出力したディジタル値に基づき、可変利得増幅器１における利得を制御する。
第８図は、第７図に示した非線形増幅器４である対数増幅器、選択部６であるピークホールド回路、及び第２のＡ／Ｄ変換器２２の各動作を例示する説明図である。図において、第８図（ａ）は非線形増幅器４に入力される受信信号ｘ０の波形、第８図（ｂ）は対数増幅器４が出力する直流電圧ｘ１の波形、第８図（ｃ）はピークホールド回路６の出力波形、ｔ３は当該ピークホールド回路６の動作開始時点、ｔ４は第２のＡ／Ｄ変換器２２のサンプルタイミング、ｔ５はピークホールド回路６の動作終了時点である。ここでは、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、ピークホールド回路６のピークホールド中（期間ｔ３〜ｔ５）に少なくとも１回、当該ピークホールド回路６の出力をサンプリングし（ｔ４）、それを利得制御部３へ出力する。
実施の形態３．
第９図は本実施の形態３の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において、第７図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、第２のＡ／Ｄ変換器２２の後段に平均化回路１２を設けている。また、１３は平均化回路制御部である。動作について説明する。非線形増幅器４は、受信信号ｘ０の信号レベルに対応した直流電圧ｘ１を出力する。選択部６は、直流電圧ｘ１の所定期間中における最大電圧ｘ２を出力し続ける。第２のＡ／Ｄ変換器２２は、この選択部６が出力する最大電圧ｘ２をディジタル値に変換し、平均化回路１２へ出力する。平均化回路１２は、第２のＡ／Ｄ変換器２２が出力したディジタル値の平均値を演算し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、その演算された平均値に基づき、可変利得増幅器１における利得を制御する。
また、平均化回路制御部１３は、平均化回路１２における平均化の母数を、受信信号ｘ０の状態に応じて増減させる。すなわち、平均化回路１２は受信部７において受信される電波の伝播状況に応じて、平均化回路１２において平均化される値の数を制御する。例えば、受信信号ｘ０のフェージング周期が長い場合、一度の平均演算に用いるディジタル値の数を増加させ、受信信号ｘ０のフェージング周期が短い場合、同ディジタル値の数を減少させる。
以上のように、本実施の形態３によれば、可変利得増幅器１に入力される受信信号ｘ０の信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを複数選択し、それら選択した信号レベルの平均値に基いて、可変利得増幅器１の利得を制御するので、受信信号ｘ０の信号レベルがノイズ等によって変動した場合であっても、可変利得増幅器１の利得を適切に制御することができる。また、当該平均化される値の数を受信信号ｘ０のフェージング周期の長短に応じて増減させるので、可変利得増幅器１の利得をさらに適切に制御することができる。
実施の形態４．
本実施の形態４においては、第５図に示した非線形増幅器４と可変利得増幅器１が、出力先のＡ／Ｄ変換器を共用する。第１０図は本実施の形態４の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において第５図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、Ａ／Ｄ変換器２０の前段と後段にそれぞれスイッチ１４および１５を設け、当該スイッチ１４とスイッチ１５を連動させることで、非線形増幅器４，Ａ／Ｄ変換器２０，および選択部６を通り利得制御部３に至る第１の経路と、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換機２０を通り、利得制御部３および復調部８に至る第２の経路とを切り替える。
次に動作について説明する。まず、スイッチ１４及びスイッチ１５が制御され、非線形増幅器４，Ａ／Ｄ変換器２０，および選択部６を通る第１の経路が形成される。このとき、非線形増幅器４は受信信号ｘ０の信号レベルに応じた直流電圧ｘ１を出力し、Ａ／Ｄ変換器２０はこの直流電圧ｘ１をディジタル値に変換して選択部６へ出力し、選択部６は当該ディジタル値の中から最大の値を検出して、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、この選択部６が選択した最大値に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。
続いて、スイッチ１４及びスイッチ１５が切り替えられ、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換器２０を通り、利得制御部３および復調部８に至る第２の経路が形成される。このとき、可変利得増幅器１は受信信号ｘ０を増幅してＡ／Ｄ変換器２０へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２０は、入力された信号をディジタル値に変換して、利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０から入力されたディジタル値に基づき可変利得増幅器１の利得を制御するとともに、復調部８は当該Ａ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値を復調する。
以上のように、本実施の形態４においては、可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、非線形増幅器４の出力をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを共通にしたので、増幅装置の小型化が可能となる。
実施の形態５．
実施の形態５においては、第７図に示した選択部６と可変利得増幅器１が、出力先であるＡ／Ｄ変換器を共用する。第１１図は本実施の形態５の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において第７図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、Ａ／Ｄ変換器２０の前段にスイッチ１６を設け、当該スイッチ１６を切り替えることで、当該Ａ／Ｄ変換器２０にピークホールド回路６の出力ｘ２と、可変利得増幅器１の出力ｙ０とを切り替えて入力する。また、Ａ／Ｄ変換器２０の出力は、利得制御部３及び復調部８へ出力される。
次に動作について説明する。まず、スイッチ１６が制御され、ピークホールド回路６とＡ／Ｄ変換器２０とが接続される。このとき、非線形増幅器４は受信信号ｘ０の信号レベルに応じた直流電圧ｘ１を出力し、ピークホールド回路６は所定期間中における直流電圧ｘ１の最大電圧ｘ２を出力し続ける。Ａ／Ｄ変換器２０はこのピークホールド回路６が出力する直流電圧ｘ２をディジタル値に変換し、当該ディジタル値を利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。このとき、復調部８においてＡ／Ｄ変換器２０の出力を復調するか否かは任意である。
続いて、スイッチ１６が切り替えられ、可変利得増幅器１とＡ／Ｄ変換器２０とが接続される。このとき、可変利得増幅器１は受信部７において受信された受信信号を増幅してＡ／Ｄ変換器２０へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２０は、当該可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換して、利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０から入力されたディジタル値に基づき可変利得増幅器１の利得を制御するとともに、復調部８は当該Ａ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値を復調する。
以上のように、本実施の形態５においては、可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、ピークホールド回路６の出力をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを共通化したので、増幅装置の小型化が可能となる。
実施の形態６．
本実施の形態６においては、第９図に示した選択部６と可変利得増幅器１が、出力先であるＡ／Ｄ変換器を共用する。第１２図は本実施の形態６の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において第９図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、スイッチ１７とスイッチ１８を連動させて、非線形増幅器４，ピークホールド回路６，Ａ／Ｄ変換器２０および平均化回路１２を通り利得制御部３に至る第１の経路と、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換機２０を通り利得制御部３および復調部８に至る第２の経路とを、切り替える。
動作について説明する。まず、スイッチ１７及びスイッチ１８が制御され、非線形増幅器４，ピークホールド回路６，Ａ／Ｄ変換器２０および平均化回路１２を通る第１の経路が形成される。このとき、非線形増幅器４は受信信号ｘ０の信号レベルに応じた直流電圧ｘ１を出力し、ピークホールド回路６は所定期間中における直流電圧ｘ１の最大電圧ｘ２を出力し続ける。Ａ／Ｄ変換器２０はこのピークホールド回路６が出力する直流電圧ｘ２をディジタル値に変換し、当該ディジタル値を平均化回路１２へ出力する。平均化回路１２は、Ａ／Ｄ変換器２０が出力する複数のディジタル値の平均値を演算し、利得制御部３はその演算された平均値に基づき、可変利得増幅器１における利得を制御する。
続いて、スイッチ１７及びスイッチ１８が切り替えられ、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換器２０を通り、利得制御部３および復調部８に至る第２の経路が形成される。このとき、可変利得増幅器１は受信信号ｘ０を増幅してＡ／Ｄ変換器２０へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２０は、入力された信号をディジタル値に変換して、利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０から入力されたディジタル値に基づき可変利得増幅器１の利得を制御するとともに、復調部８は当該Ａ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値を復調する。
以上のように、本実施の形態６においては、可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、ピークホールド回路６の出力をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを共通化したので、増幅装置の小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の増幅装置を例示する概略構成図である。第２図は従来の別の増幅装置を例示する概略構成図である。第３図は平均化回路を有した増幅装置を例示する概略構成図である。第４図は第３図に示した増幅装置の動作を例示する説明図である。第５図は実施の形態１の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第６図は第５図に示した増幅装置及び受信機の動作を例示する説明図である。第７図は実施の形態２の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第８図は第７図に示した増幅装置及び受信機の動作を例示する説明図である。第９図は実施の形態３の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第１０図は実施の形態４の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第１１図は実施の形態５の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第１２図は実施の形態６の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。
この発明は、アナログ信号を増幅して出力する増幅装置に関し、拡散符号系列により拡散された信号を受信して、増幅し、Ａ／Ｄ変換し、復調する受信機に関する。
背景技術
第１図は従来の増幅装置の基本構造を例示する構成図である。図において、ｘ０はアナログ入力信号、１は可変利得増幅器、２はＡ／Ｄ変換器、３は利得制御部である。可変利得増幅器１はアナログ入力信号ｘ０を増幅し、Ａ／Ｄ変換器２へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２はこの可変利得増幅器１からの信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号を出力する。利得制御部３はこのディジタル信号に基づいて、可変利得増幅器１における利得を制御する。
しかしながら、第１図に示した増幅装置では、Ａ／Ｄ変換器２の変換能力を超えた大きさの信号がＡ／Ｄ変換器２へ入力されると、Ａ／Ｄ変換器２の出力が飽和してしまうため、利得制御部３がアナログ入力信号ｘ０の大きさを正確に認識できず、可変利得増幅器１の利得を適切にするまで時間がかかるといった問題がある。
そこで一般的には、第２図に示すような増幅装置が用いられる。図において第１図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。第２図において、４は非線形増幅器、２１は第１のＡ／Ｄ変換器、２２は第２のＡ／Ｄ変換器である。非線形増幅器４としては一般に対数増幅器がよく用いられる。
次に動作について説明する。非線形増幅器４はアナログ入力信号ｘ０を非線形増幅することによって、アナログ入力信号ｘ０の振幅を非線形圧縮し、第２のＡ／Ｄ変換器２２へ出力する。第２のＡ／Ｄ変換器２２は当該振幅が圧縮された信号をＡ／Ｄ変換し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、この第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力に基づきアナログ入力信号ｘ０の大きさを認識し、可変利得増幅器１における利得を制御する。可変利得増幅器１においてＡ／Ｄ変換に適した大きさにまで増幅されたアナログ入力信号ｘ０は、第１のＡ／Ｄ変換器２１においてＡ／Ｄ変換され、出力される。
第２図に示した増幅装置は、以上のように構成されているので、第２のＡ／Ｄ変換器２２へ入力される信号の大きさが第２のＡ／Ｄ変換器２２の変換能力を超えることがなく、利得制御部３はアナログ入力信号ｘ０の大きさを常に検出することができる。よって、第１図に示した装置と比べて、可変利得増幅器１の利得を素早く適切に設定することができる。
しかしながら、第１図および第２図に示した増幅装置では、アナログ入力信号ｘ０にノイズが含まれると、利得制御部３がそのノイズに追従してしまい、可変利得増幅器１における利得が過度に変動するといった問題があった。
特に、ＣＤＭＡ通信における受信信号をＡ／Ｄ変換する場合、前記入力信号は、異なる拡散符号系列にて拡散された信号の合成波であるため、当該合成波の振幅が周期的あるいは非周期的に変動し、可変利得増幅器１の利得を適切に設定できないといった問題があった。
本発明は、以上のような問題点を解決するためになされたものであり、アナログ入力信号にノイズが含まれる場合であっても、高い精度でＡ／Ｄ変換を行うことができる増幅装置、およびその増幅装置を用いた受信機を得ることを目的とする。
発明の開示
この発明に係る増幅装置は、アナログ入力信号を増幅して出力する可変利得増幅手段と、前記アナログ入力信号の信号レベルを検出する検出手段と、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択する選択手段と、前記選択手段により選択された信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅手段における利得を制御する利得制御手段とを備えるので、ノイズが含まれるアナログ入力信号を適切にＡ／Ｄ変換することができる。また、この発明に係る受信機は当該増幅装置を備えて受信信号をＡ／Ｄ変換するので、ノイズが含まれる受信信号を適切にＡ／Ｄ変換することができる。
発明を実施するための最良の形態
アナログ入力信号にノイズが含まれる場合、例えば第３図に示した増幅装置を用いることによってＡ／Ｄ変換の精度を向上させることができる。第３図において、第２図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。第３図において、５は平均化回路である。非線形増幅器４はアナログ入力信号ｘ０を対数増幅して第２のＡ／Ｄ変換器２２へ出力する。第２のＡ／Ｄ変換器２２は入力された信号をＡ／Ｄ変換して平均化回路５へ出力する。平均化回路５は第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力を時間的に平均化し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３はこの第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。
このように第３図に示した装置においては、入力信号に含まれるノイズ成分を平均化回路５によって取り除く。しかしながら、アナログ入力信号ｘ０を非線形増幅（対数増幅）した後に平均化するため、真の平均値が得られないといった問題がある。
特に、アナログ入力信号ｘ０が、ＷＣＤＭＡ通信における受信信号である場合、当該アナログ入力信号ｘ０は異なる拡散符号系列で拡散された複数の信号を多重化したものであるため、信号レベルが１チップ期間よりも長い周期で大きく変動し、平均化回路５において演算される平均値が真の平均値からずれやすい。
たとえば、この発明を為すにあたって行った実験によれば、ＷＣＤＭＡ通信での受信信号レベルは約２５６チップ（＝１／１０スロット，約６７μｓ）周期で大きく変動する。第４図は、この実験結果を概略的に説明する概略説明図である。図において第４図（ａ）はＷＣＤＭＡ通信における受信信号の波形、第４図（ｂ）はその受信信号を第３図に示した装置に入力した場合の非線形増幅器４の出力波形を示す。第４図（ａ）に示すように、受信信号レベルが２５６チップ周期で、−５０ｄＢｍと−８０ｄＢｍとの間を大きく変動しており、この第４図（ａ）に示す受信信号を第３図に示す増幅装置に入力すると、平均化回路５によって得られる平均値は−６５ｄＢｍとなり、真の平均値である−５３ｄＢｍ（＝−５０ｄＢｍ−３ｄＢｍ）と異なってしまう。
なお、第４図はＷＣＤＭＡ通信下における受信信号を例示したものであり、この受信信号にはＣＰＩＣＨ信号およびＰ−ＣＣＰＣＨ信号が含まれている。ＣＰＩＣＨおよびＰ−ＣＣＰＣＨはＷＣＤＭＡ通信において用いられる制御チャンネルであり、これらは下表に示す拡散符号系列にて拡散されている。なお、下表においてＴＣはチップ期間である。
通常、拡散符号系列は、他の拡散符号系列とは互いに干渉しない線形独立なものが選ばれる。しかしながら、それはあくまで理想であって、実際には、上記ＣＰＩＣＨ及びＰ−ＣＣＰＣＨの如く、互いに干渉する複数の拡散符号系列が同時に使用される。このため、実際の受信信号には拡散符号系列同士の干渉によるものと見受けられる振幅変動が観測される。
なお、１チップとは拡散符号系列における１拡散符号のことであり、１チップ期間とは１拡散符号に対応する期間のことである。また、ＣＤＭＡ通信おいて受信される受信信号は瞬時振幅が変動するデジタル変調波である。また、第２図に示した非線形増幅器４に代えて線形増幅器を用いることもできるが、非線形増幅器を用いた方がダイナミックレンジを確保しやすい。
実施の形態１．
本発明においては上記事情に鑑みて、増幅装置を第５図に示す如く構成する。なお、第５図は、本実施の形態１の増幅装置を組み込んだ受信機を例示する構成図である。図において、１１は受信機であり、受信部７と、増幅装置１０と、復調部８とにより構成される。増幅装置１０は、信号レベル検出部９と、選択部６と、利得制御部３と、可変利得増幅器１と、第１のＡ／Ｄ変換器２１とにより構成され、信号レベル検出部９は、非線形増幅器４と、第２のＡ／Ｄ変換器２２とにより構成される。ここで、非線形増幅器４はたとえば対数増幅器、選択部６はたとえばピーク検出器である。
この受信機１１の動作を概略的に説明する。信号レベル検出部９は、可変利得増幅器１へ入力される受信信号ｘ０の信号レベルを検出して、選択部６へ出力する。選択部６は、信号レベル検出部９が検出した複数の信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択して利得制御部３へ出力する。特に本実施の形態１においては、選択部６は信号レベル検出部９が検出した複数の信号レベルの中から、最も大きな信号レベルを選択して利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、選択部６が選択した信号レベルに基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。可変利得増幅器１は、利得制御部３により制御された利得にて受信部７が受信した受信信号ｘ０を増幅し、第１のＡ／Ｄ変換器２１へ出力する。第１のＡ／Ｄ変換器２１はこの可変利得増幅器１の出力ｙ０をＡ／Ｄ変換し、復調部８へ出力する。
さらに詳しくは、第５図に示した非線形増幅器４は例えば対数増幅器であり、受信信号ｘ０の信号レベルに対応した直流電圧ｘ１を出力する。第２のＡ／Ｄ変換器２２は、この非線形増幅器４が出力した直流電圧ｘ１をＡ／Ｄ変換して、選択部６へ出力する。選択部６はここではピーク検出器であり、受信信号ｘ０の所定期間内における最大信号レベルを、第２のＡ／Ｄ変換器２２の出力より検出し、検出結果を利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、この選択部６の検出結果に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。
第６図は、第５図に示した非線形増幅器４，第２のＡ／Ｄ変換器２２および選択部６の各動作を例示する説明図である。第６図において、第６図（ａ）は受信信号ｘ０の波形、第６図（ｂ）は非線形増幅器４たる対数増幅器が出力する直流電圧ｘ１の波形、ｔ１およびｔ２は第２のＡ／Ｄ変換器２２のサンプルタイミング、Ｔは受信信号ｘ０の周期である。ここでは、選択部６は、時刻ｔ１およびｔ２におけるサンプリングで得られた値のうち、大きい方の値を選択して、第５図に示した利得制御部３へ出力する。
さらに詳しくは、第６図において、第２のＡ／Ｄ変換器２２および選択部６は以下の条件▲１▼〜▲３▼を満たす動作を行う。
▲１▼ 第２のＡ／Ｄ変換器２２は任意の期間Ｐ内に複数回のサンプリングを行う。
▲２▼ ピーク検出器６は当該期間Ｐ内にサンプリングされた複数の値の中から、最大の値を選択する。
▲３▼ 受信信号ｘ０の信号レベルが周期Ｔで変動する場合、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、当該期間Ｐ内に、当該周期Ｔの整数倍以外の時間間隔で、少なくとも二回サンプリングを行う。たとえば、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、サンプリング間隔（Ｔ／ｎ＋ｍＴ）にてサンプリングを行う。ここで、Ｔは受信信号の周期、ｎはサンプリング回数（ｎ≠１）、ｍは任意の０以上の整数である。
なお、上記期間Ｐの時間幅は任意であるが、ＣＤＭＡ通信において受信された受信信号は、少なくとも１チップ期間以上を１周期として変動するため、当該期間Ｐは１チップ期間よりも長い時間幅とした方がよい。また、ＣＤＭＡ通信下において受信される信号は約２５６チップ期間を１周期として変動する傾向にあるので、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、期間Ｐ内に、２５６チップ期間の整数倍以外の時間間隔で少なくとも二回サンプリングを行うことが望ましい。
以上のように、本実施の形態１によれば、可変利得増幅器１に入力される受信信号ｘ０の最大信号レベルに基づき、可変利得増幅器１の利得を制御するので、当該受信信号ｘ０の信号レベルが、他信号との干渉等により変動した場合であっても、可変利得増幅器１の利得を適切に制御することができる。
なお、第５図では可変利得増幅器１に入力される前の受信信号ｘ０を信号レベル検出部９に入力するようにしたが、可変利得増幅器１の出力ｙ０を信号レベル検出部９に入力するようにしてもよい。
また第５図では、選択部６が信号レベル検出部９において検出された信号レベルの中から最も大きな信号レベルを選択したが、検出された信号レベルの中から相対的に大きな信号レベルを選択するのであれば、どのような選び方をしてもよい。たとえば、検出された信号レベルの中から２番目に大きい信号レベルを選択してもよいし、あるいは、検出された信号レベルの中から所定値よりも小さく、最も大きな信号レベルを選択してもよい。
また、第５図に示した利得制御部３が、選択部６および第１のＡ／Ｄ変換器２１の双方の出力に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御するようにしてもよい。たとえば、受信初期段階では、選択部６の出力に基づき、第１のＡ／Ｄ変換器２１の出力が飽和しない範囲内にまで可変利得増幅器１の利得を制御し、その後は第１のＡ／Ｄ変換器２１の出力に基づき、可変利得増幅器１の利得を高い精度で制御してもよい。
実施の形態２．
実施の形態１の増幅装置では、第５図に示す如く第２のＡ／Ｄ変換器２２の後段に選択部６を設けたが、本実施の形態２に示すように、第２のＡ／Ｄ変換器２２の前段に選択部６を設けてもよい。
第７図は本実施の形態２の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において、第５図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは第５図に示した選択部６を、非線形増幅器４と第２のＡ／Ｄ変換器２２との間に配し、当該選択部６としてピークホールド回路を用いている。動作について説明する。非線形増幅器４は、受信信号ｘ０の信号レベルに対応した直流電圧ｘ１を出力する。選択部６であるピークホールド回路は、直流電圧ｘ１の所定期間内における最大電圧ｘ２を出力し続ける。第２のＡ／Ｄ変換器２２は、この選択部６が出力する最大電圧ｘ２をＡ／Ｄ変換し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、第２のＡ／Ｄ変換器２２が出力したディジタル値に基づき、可変利得増幅器１における利得を制御する。
第８図は、第７図に示した非線形増幅器４である対数増幅器、選択部６であるピークホールド回路、及び第２のＡ／Ｄ変換器２２の各動作を例示する説明図である。図において、第８図（ａ）は非線形増幅器４に入力される受信信号ｘ０の波形、第８図（ｂ）は対数増幅器４が出力する直流電圧ｘ１の波形、第８図（ｃ）はピークホールド回路６の出力波形、ｔ３は当該ピークホールド回路６の動作開始時点、ｔ４は第２のＡ／Ｄ変換器２２のサンプルタイミング、ｔ５はピークホールド回路６の動作終了時点である。ここでは、第２のＡ／Ｄ変換器２２は、ピークホールド回路６のピークホールド中（期間ｔ３〜ｔ５）に少なくとも１回、当該ピークホールド回路６の出力をサンプリングし（ｔ４）、それを利得制御部３へ出力する。
実施の形態３．
第９図は本実施の形態３の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において、第７図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、第２のＡ／Ｄ変換器２２の後段に平均化回路１２を設けている。また、１３は平均化回路制御部である。動作について説明する。非線形増幅器４は、受信信号ｘ０の信号レベルに対応した直流電圧ｘ１を出力する。選択部６は、直流電圧ｘ１の所定期間中における最大電圧ｘ２を出力し続ける。第２のＡ／Ｄ変換器２２は、この選択部６が出力する最大電圧ｘ２をディジタル値に変換し、平均化回路１２へ出力する。平均化回路１２は、第２のＡ／Ｄ変換器２２が出力したディジタル値の平均値を演算し、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、その演算された平均値に基づき、可変利得増幅器１における利得を制御する。
また、平均化回路制御部１３は、平均化回路１２における平均化の母数を、受信信号ｘ０の状態に応じて増減させる。すなわち、平均化回路１２は受信部７において受信される電波の伝播状況に応じて、平均化回路１２において平均化される値の数を制御する。例えば、受信信号ｘ０のフェージング周期が長い場合、一度の平均演算に用いるディジタル値の数を増加させ、受信信号ｘ０のフェージング周期が短い場合、同ディジタル値の数を減少させる。
以上のように、本実施の形態３によれば、可変利得増幅器１に入力される受信信号ｘ０の信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを複数選択し、それら選択した信号レベルの平均値に基いて、可変利得増幅器１の利得を制御するので、受信信号ｘ０の信号レベルがノイズ等によって変動した場合であっても、可変利得増幅器１の利得を適切に制御することができる。また、当該平均化される値の数を受信信号ｘ０のフェージング周期の長短に応じて増減させるので、可変利得増幅器１の利得をさらに適切に制御することができる。
実施の形態４．
本実施の形態４においては、第５図に示した非線形増幅器４と可変利得増幅器１が、出力先のＡ／Ｄ変換器を共用する。第１０図は本実施の形態４の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において第５図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、Ａ／Ｄ変換器２０の前段と後段にそれぞれスイッチ１４および１５を設け、当該スイッチ１４とスイッチ１５を連動させることで、非線形増幅器４，Ａ／Ｄ変換器２０，および選択部６を通り利得制御部３に至る第１の経路と、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換機２０を通り、利得制御部３および復調部８に至る第２の経路とを切り替える。
次に動作について説明する。まず、スイッチ１４及びスイッチ１５が制御され、非線形増幅器４，Ａ／Ｄ変換器２０，および選択部６を通る第１の経路が形成される。このとき、非線形増幅器４は受信信号ｘ０の信号レベルに応じた直流電圧ｘ１を出力し、Ａ／Ｄ変換器２０はこの直流電圧ｘ１をディジタル値に変換して選択部６へ出力し、選択部６は当該ディジタル値の中から最大の値を検出して、利得制御部３へ出力する。利得制御部３は、この選択部６が選択した最大値に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。
続いて、スイッチ１４及びスイッチ１５が切り替えられ、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換器２０を通り、利得制御部３および復調部８に至る第２の経路が形成される。このとき、可変利得増幅器１は受信信号ｘ０を増幅してＡ／Ｄ変換器２０へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２０は、入力された信号をディジタル値に変換して、利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０から入力されたディジタル値に基づき可変利得増幅器１の利得を制御するとともに、復調部８は当該Ａ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値を復調する。
以上のように、本実施の形態４においては、可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、非線形増幅器４の出力をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを共通にしたので、増幅装置の小型化が可能となる。
実施の形態５．
実施の形態５においては、第７図に示した選択部６と可変利得増幅器１が、出力先であるＡ／Ｄ変換器を共用する。第１１図は本実施の形態５の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において第７図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、Ａ／Ｄ変換器２０の前段にスイッチ１６を設け、当該スイッチ１６を切り替えることで、当該Ａ／Ｄ変換器２０にピークホールド回路６の出力ｘ２と、可変利得増幅器１の出力ｙ０とを切り替えて入力する。また、Ａ／Ｄ変換器２０の出力は、利得制御部３及び復調部８へ出力される。
次に動作について説明する。まず、スイッチ１６が制御され、ピークホールド回路６とＡ／Ｄ変換器２０とが接続される。このとき、非線形増幅器４は受信信号ｘ０の信号レベルに応じた直流電圧ｘ１を出力し、ピークホールド回路６は所定期間中における直流電圧ｘ１の最大電圧ｘ２を出力し続ける。Ａ／Ｄ変換器２０はこのピークホールド回路６が出力する直流電圧ｘ２をディジタル値に変換し、当該ディジタル値を利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値に基づき、可変利得増幅器１の利得を制御する。このとき、復調部８においてＡ／Ｄ変換器２０の出力を復調するか否かは任意である。
続いて、スイッチ１６が切り替えられ、可変利得増幅器１とＡ／Ｄ変換器２０とが接続される。このとき、可変利得増幅器１は受信部７において受信された受信信号を増幅してＡ／Ｄ変換器２０へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２０は、当該可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換して、利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０から入力されたディジタル値に基づき可変利得増幅器１の利得を制御するとともに、復調部８は当該Ａ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値を復調する。
以上のように、本実施の形態５においては、可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、ピークホールド回路６の出力をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを共通化したので、増幅装置の小型化が可能となる。
実施の形態６．
本実施の形態６においては、第９図に示した選択部６と可変利得増幅器１が、出力先であるＡ／Ｄ変換器を共用する。第１２図は本実施の形態６の増幅装置を含む受信機を例示する構成図である。図において第９図と同一又は相当部分には同一符号を付して説明を省略する。ここでは、スイッチ１７とスイッチ１８を連動させて、非線形増幅器４，ピークホールド回路６，Ａ／Ｄ変換器２０および平均化回路１２を通り利得制御部３に至る第１の経路と、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換機２０を通り利得制御部３および復調部８に至る第２の経路とを、切り替える。
動作について説明する。まず、スイッチ１７及びスイッチ１８が制御され、非線形増幅器４，ピークホールド回路６，Ａ／Ｄ変換器２０および平均化回路１２を通る第１の経路が形成される。このとき、非線形増幅器４は受信信号ｘ０の信号レベルに応じた直流電圧ｘ１を出力し、ピークホールド回路６は所定期間中における直流電圧ｘ１の最大電圧ｘ２を出力し続ける。Ａ／Ｄ変換器２０はこのピークホールド回路６が出力する直流電圧ｘ２をディジタル値に変換し、当該ディジタル値を平均化回路１２へ出力する。平均化回路１２は、Ａ／Ｄ変換器２０が出力する複数のディジタル値の平均値を演算し、利得制御部３はその演算された平均値に基づき、可変利得増幅器１における利得を制御する。
続いて、スイッチ１７及びスイッチ１８が切り替えられ、可変利得増幅器１およびＡ／Ｄ変換器２０を通り、利得制御部３および復調部８に至る第２の経路が形成される。このとき、可変利得増幅器１は受信信号ｘ０を増幅してＡ／Ｄ変換器２０へ出力する。Ａ／Ｄ変換器２０は、入力された信号をディジタル値に変換して、利得制御部３および復調部８へ出力する。利得制御部３は、このＡ／Ｄ変換器２０から入力されたディジタル値に基づき可変利得増幅器１の利得を制御するとともに、復調部８は当該Ａ／Ｄ変換器２０より入力されたディジタル値を復調する。
以上のように、本実施の形態６においては、可変利得増幅器１の出力をＡ／Ｄ変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、ピークホールド回路６の出力をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器とを共通化したので、増幅装置の小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の増幅装置を例示する概略構成図である。第２図は従来の別の増幅装置を例示する概略構成図である。第３図は平均化回路を有した増幅装置を例示する概略構成図である。第４図は第３図に示した増幅装置の動作を例示する説明図である。第５図は実施の形態１の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第６図は第５図に示した増幅装置及び受信機の動作を例示する説明図である。第７図は実施の形態２の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第８図は第７図に示した増幅装置及び受信機の動作を例示する説明図である。第９図は実施の形態３の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第１０図は実施の形態４の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第１１図は実施の形態５の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。第１２図は実施の形態６の増幅装置及び受信機を例示する概略構成図である。
Claims (20)
- アナログ入力信号を増幅して出力する可変利得増幅手段と、
前記アナログ入力信号の信号レベルを検出する検出手段と、
前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択する選択手段と、
前記選択手段により選択された信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅手段における利得を制御する利得制御手段とを備えたことを特徴とする増幅装置。 - 前記選択手段は、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、最も大きな信号レベルを選択することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。
- 前記選択手段は、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、その信号レベルの大きさの順に基づいて、相対的に大きな信号レベルを選択することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。
- 前記選択手段は、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、所定値よりも小さく、最も大きな信号レベルを選択することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。
- 前記選択手段は、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを複数選択するものであり、
これら選択された複数の信号レベルを平均化する平均化手段をさらに備え、
前記利得制御手段は、前記平均化手段が平均化した信号レベルに基づき、前記可変利得増幅手段における利得を制御することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。 - 前記制御手段が平均化する信号レベルの数を、前記アナログ入力信号の状態に応じて制御する平均化制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求の範囲第５項に記載の増幅装置。
- 前記可変利得増幅手段は前記アナログ入力信号を増幅して第１のＡ／Ｄ変換器へ出力し、
前記検出手段は、前記アナログ入力信号の信号レベルに応じて非線形的に出力電圧が変化する非線形増幅手段であり、
前記非線形増幅手段の出力電圧をＡ／Ｄ変換して出力する第２のＡ／Ｄ変換器をさらに備え、
前記選択手段は、前記第２のＡ／Ｄ変換器が出力したディジタル値の中から、相対的に大きな値を選択するものであり、
前記利得制御手段は前記選択手段が選択したディジタル値に基づいて、前記可変利得増幅手段における利得を制御することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。 - 前記可変利得増幅手段は前記アナログ入力信号を増幅して第１のＡ／Ｄ変換器へ出力し、
前記検出手段は、前記アナログ入力信号の信号レベルに応じて非線形的に出力電圧が変化する非線形増幅手段であり、
前記選択手段は、前記非線形増幅手段の出力電圧の中から相対的に大きな電圧を選択し、その選択した電圧を出力し続けるものであり、
前記選択手段の出力電圧をＡ／Ｄ変換して出力する第２のＡ／Ｄ変換器をさらに備え、
前記利得制御手段は前記第２のＡ／Ｄ変換器が出力するディジタル値に基づいて、前記可変利得増幅手段における利得を制御することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。 - 前記可変利得増幅手段は前記アナログ入力信号を増幅して第１のＡ／Ｄ変換器へ出力し、
前記検出手段は、前記アナログ入力信号の信号レベルに応じて非線形的に出力電圧が変化する非線形増幅手段であり、
前記選択手段は、前記非線形増幅手段の出力電圧の中から相対的に大きな電圧を選択し、その選択した電圧を出力し続けるものであり、
前記選択手段の出力電圧をＡ／Ｄ変換して出力する第２のＡ／Ｄ変換器、および該第２のＡ／Ｄ変換器が出力する複数のディジタル値の平均値を演算する平均値演算手段をさらに備え、
前記利得制御手段は、前記平均値演算手段が演算した平均値に基づき、前記可変利得増幅手段における利得を制御することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。 - 前記検出手段は、前記アナログ入力信号の信号レベルに応じて非線形的に出力電圧が変化する非線形増幅手段であり、
前記非線形増幅手段の出力と前記可変利得増幅手段の出力とを同一のＡ／Ｄ変換器に切り替えて入力する第１のスイッチ、および前記Ａ／Ｄ変換器の出力を前記第１のスイッチと連動して、前記選択手段および前記利得制御手段に切り替えて入力する第２のスイッチをさらに備え、
前記選択手段は、前記Ａ／Ｄ変換器より入力されたディジタル値の中から相対的に大きなディジタル値を選択して前記利得制御手段へ出力するものであり、
前記利得制御手段は、前記Ａ／Ｄ変換器又は前記選択手段より入力されたディジタル値に基づき、前記可変利得増幅手段における利得を制御するものであることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。 - 前記検出手段は、前記アナログ入力信号の信号レベルに応じて非線形的に出力電圧の大きさが変化する非線形増幅手段であり、
前記選択手段は、前記非線形増幅手段の出力電圧の中から相対的に大きな電圧を選択して、その選択した電圧を出力し続けるものであり、
前記選択手段の出力と前記可変利得増幅手段の出力とを切り替えてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器をさらに備え、
前記可変利得増幅手段は前記Ａ／Ｄ変換器から入力されたディジタル値に基づき、前記可変利得増幅手段における利得を制御するものであることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。 - 前記検出手段は、前記アナログ入力信号の信号レベルに応じて非線形的に出力電圧の大きさが変化する非線形増幅手段であり、
前記選択手段は、前記非線形増幅手段の出力電圧の中から相対的に大きな電圧を選択して、その選択した電圧を出力し続けるものであり、
前記選択手段の出力と前記可変利得増幅手段の出力とを同一のＡ／Ｄ変換器に切り替えて入力する第１のスイッチ、および前記Ａ／Ｄ変換器の出力を前記第１のスイッチと連動して、該Ａ／Ｄ変換器が出力するディジタル値の平均値を演算する平均値演算手段および前記利得制御手段に切り替えて入力する第２のスイッチをさらに備え、
前記利得制御手段は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力または前記平均値演算手段の演算結果に基づき、前記可変利得増幅手段における利得を制御するものであることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の増幅装置。 - 無線通信により受信された受信アナログ信号を増幅して出力する可変利得増幅手段と、
この可変利得増幅手段の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
このＡ／Ｄ変換器が出力するディジタル信号を復調する復調手段と、
前記受信アナログ信号の信号レベルを検出する検出手段と、
前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択する選択手段と、
前記選択手段により選択された信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅手段における利得を制御する利得制御手段とを備えたことを特徴とする受信機。 - 前記受信アナログ信号は、瞬時振幅が変動するデジタル変調波であることを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の受信機。
- 前記受信アナログ信号は、複数チップからなる拡散符号系列を用いて拡散変調された信号であり、
前記選択手段は、１チップ期間よりも長い期間中において前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択することを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の受信機。 - 前記検出手段は、前記受信アナログ信号の信号レベルが周期Ｔで変動する場合、当該周期Ｔの整数倍以外の時間間隔で少なくとも二回、信号レベルを検出し、
前記選択手段は、それら検出された信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択することを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の受信機。 - 前記選択手段は、前記検出手段が検出した信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを複数選択するものであり、
これら選択された複数の信号レベルの平均値を演算する平均値演算手段をさらに備え、
前記利得制御手段は、前記平均値演算手段が演算した平均値に基づき、前記可変利得増幅手段における利得を制御するものであり、
前記平均値演算手段における平均演算の母数を、前記受信アナログ信号のフェージング状態に応じて制御する平均化制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の受信機。 - 無線通信により受信されたＣＤＭＡ受信信号を増幅して出力する可変利得増幅手段と、
この可変利得増幅手段により増幅された出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
このＡ／Ｄ変換器が出力するディジタル信号を復調する復調手段と、
前記ＣＤＭＡ受信信号を非線形増幅して出力する非線形増幅手段と、
この非線形増幅手段の出力する信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択する選択手段と、
この選択手段の選択した信号レベルに基づいて、前記可変利得増幅手段の利得を制御する利得制御手段とを備えたことを特徴とする受信機。 - 無線通信により受信されたＣＤＭＡ受信信号を増幅して出力する可変利得増幅手段と、
この可変利得増幅手段により増幅された出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
このＡ／Ｄ変換器が出力するディジタル信号を復調する復調手段と、
前記ＣＤＭＡ受信信号を非線形増幅して出力する非線形増幅手段と、
この非線形増幅手段の出力する信号レベルの中から、相対的に大きな信号レベルを選択する選択手段と、
前記ＣＤＭＡ受信信号の受信初期段階では前記選択手段の選択した信号レベルに基づいて前記可変利得増幅手段の利得を制御し、前記受信初期段階後では前記Ａ／Ｄ変換器の出力に基づいて前記可変利得増幅手段の利得を制御する利得制御手段を備えたことを特徴とする受信機。 - ＣＤＭＡ受信信号はＣＰＩＣＨ信号及びＰ−ＣＣＰＣＨ信号を含むことを特徴とする請求の範囲第１８項又は第１９項に記載の受信機。
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