JP4127817B2 - 無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線受信装置、特に高精度の信号検出機能を備えた無線受信装置に関する。

多くの端末装置との間での無線交信を適確に行なうためには、相手端末からの送信信号を高受信感度で誤動作なく受信することが要求される。
従来のこの種の無線受信装置は、基本的には図６に示すような構成を有しており、ダイバーシテイ方式のアンテナ１０１、１０２の受信レベルの高い方のアンテナが、スイッチ１０３で選択され、選択されたアンテナにより受信された受信信号は、スイッチ１０３のコモン端子に接続されたＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐ）１０４で増幅され、次いで、ＬＮＡ１０４に接続されたミキサー１０５で中間周波数に周波数変換される。例えば、無線ＬＡＮに適用される無線受信装置で、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの規定に従う場合には、アンテナ１０１、１０２の受信信号は５ＧＨｚとなり、ミキサー１０５によってほぼ１ＧＨｚの周波数に変換される。
ミキサー１０５には、フィルタ１０６が接続され、このフィルタ１０６でイメージ信号が除去され、フィルタ１０６を通過した中間周波数帯域の信号が、フィルタ１０６に接続されたＶＧＡ（可変利得増幅器）１０７で、最適な信号レベルに増幅される。
この場合、アンテナ１０１、１０２への入力信号は、一般に微弱信号であり、−８５ｄＢｍ〜−３０ｄＢｍまでの広範囲の信号が入力されるので、ＶＧＡ１０７では、出力が飽和しないような増幅が行なわれることが必要で、ＶＧＡ１０７で増幅された受信信号は、ＶＧＡ１０７に接続されたミキサー１０９で、ベースバンド帯域に周波数変換される。

このようにして、ミキサー１０９でベースバンド帯域に周波数変換された受信信号は、ミキサー１０９に接続されたフィルタ１１０を通過後、フィルタ１１０に接続されたＡＤ変換器１１２でデジタル変換された後に、ＡＤ変換器１１２に接続されたベースバンド処理回路１１３の一方の入力端子に入力される。
一方、フィルタ１０６には、受信信号の電力を検出する電力検出器１０８も接続されており、この電力検出器１０８の信号レベル判定によって電力検出された受信信号は、電力検出器１０８に接続されたＡＤ変換器１１１でＡＤ変換された後に、ＡＤ変換器１１１に接続された電力判定部１１４に入力される。電力判定部１１４では、信号レベルの判定によって、受信信号が有効信号であるか否かを判定し、電力判定部１１４に接続されたベースバンド処理回路１１３の他方入力端子に、電力判定部１１４による判定信号が入力される。
そして、ベースバンド処理回路１１３では、電力判定部１１４から入力される判定信号によって、検出電力が予め設定された基準レベルを越えていて、受信信号が有効であると判定されると、ＡＤコンバータ１１２から入力されるＡＤ変換された受信信号の復調処理が行なわれる。
この従来の無線受信装置に関連して、後記する特許文献１には、複数の信号強度検出回路により受信信号レベルを判定し、受信信号の無歪み増幅を速やかに行なう受信装置が開示されている。
特開２００３−４６３５３号公報

ところで、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格書には、プリアンブル(ｐｒｅａｍｂｌｅ)信号には、０．８μｓ×１０＝８μｓのショートシンボルと、４μｓ×２＝８μｓのロングシンボルがあり、ショートシンボルのプリアンブル信号を、入力信号の検出、アンテナダイバシテイ、ＡＧＣ、タイミング同期に用い、入力信号がノイズでない有効信号であることの識別、有効信号のレベル調整、何れのアンテナの受信強度が高いかの判定に利用することが規定されている。

しかし、図６を参照して説明した従来の受信装置のように、電力検出器１０８の信号レベルによる電力検出に基づいて、電力判定部１１４が行なう判定だけで、プリアンブル信号の判別を行なうと、ノイズによる誤動作が発生することがある。つまり、ノイズの検出をプリアンブル信号の開始と誤認識することにより、それ以降のＡＧＣやタイミング同期の補正精度が低下し、ノイズの出現によって本来受信すべき受信信号の受信の精度が害なわれ、指定時間内に受信されるべき有効情報が欠落することになり、結果としてスループットが下がることになる。

本発明は、前述したようなこの種の無線受信装置の動作の現状に鑑みてなされたものであり、その目的は、ノイズ雰囲気下でも常に高精度で受信信号の検出を行なう無線受信装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、請求項１記載の第１の発明は、第一の経路で、受信アナログ信号をデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号の自己相関関数を演算し、該自己相関関数の演算結果に基づいて、受信信号が有効信号であるか否かを判定して相関判定値を求めると共に、第二の経路で、前記受信アナログ信号を検出し、該検出値に基づいて、電力判定を行って電力判定値を求め、前記第一の経路で得た相関判定値と前記第二の経路で得た電力判定値とに基づいて、前記受信アナログ信号が復調対象になるか否かを判定する無線受信装置において、
前記自己相関関数の演算には、下記の数式（１）を用いることを特徴とするものである。

ここに、Ｒｘｘ（ｉ）は自己相関関数、ｉは自己相関を得るためのサンプリングオフセット量、ｔ（ｊ）はＡＤ変換の際の時刻ｊにおける出力データ、である。

第１の発明によると、例えば、図１のＡＤ変換器１１２のサンプリング速度が４０ＭＨｚであるとすると、ＩＥＥＥ８０２．１１ａで規定されるショートプリアンブル信号の繰り返し信号は、図２に示すように、１６サンプルごとに繰り返し波形が現われる。このために、（１）式で演算される自己相関関数Ｒｘｘ（ｉ）には、図３に示すように、ｉ＝１６で相関のピークが現われることになる。一方、受信信号がノイズなどの場合には、（１）式で演算される自己相関関数は、図４に示すようにランダムなものになる。
この自己相関関数は、無線通信に固有の送信信号が、受信側に直線的に直接波として届く直接波とは別に、壁や天井などで反射して、間接波として届くフェージングに対しても有効であり、この場合、間接波自体にもプリアンブル信号は、繰り返しパターンで含まれているので、自己相関関数は直接波と同様に、所定の周期性を有することになる。
このようにして、デジタル信号に変換された受信信号の自己相関関数による信号の有効性と、受信信号の電力判定とに基づいて、受信信号が復調対象の有効信号であるか、ノイズ信号であるかを、精度よく適確に判定することにより有効な受信信号の復調が効率的に行なわれる。

同様に、前記目的を達成するために、請求項２記載の第２の発明は、前記数式（１）で演算する自己相関関数は、ＩＥＥＥ８０２．１１のプリアンブル信号規定に基づくものであることを特徴とするものである。

第２の発明によると、ＩＥＥＥ８０２．１１のプリアンブル信号規定に基づいて自己相関関数を演算することにより、第１の発明での作用が実行される。

第１の発明によると、自己相関関数の演算には、下記の数式（１）を用いるので、この自己相関関数は、無線通信に固有の送信信号が、受信側に直線的に直接波として届く直接波とは別に、壁や天井などで反射して、間接波として届くフェージングに対しても有効であり、この場合、間接波自体にもプリアンブル信号は、繰り返しパターンで含まれているので、自己相関関数は直接波と同様に、所定の周期性を有することになる。
このようにして、デジタル信号に変換された受信信号の自己相関関数による信号の有効性と、受信信号の電力判定とに基づいて、受信信号が復調対象の有効信号であるか、ノイズ信号であるかを、精度よく適確に判定することにより有効な受信信号の復調が効率的に行なわれる。

ここに、Ｒｘｘ（ｉ）は自己相関関数、ｉは自己相関を得るためのサンプリングオフセット量、ｔ（ｊ）はＡＤ変換の際の時刻ｊにおける出力データ、である。

第２の発明によると、ＩＥＥＥ８０２．１１のプリアンブル信号規定に基づいて自己相関係数を演算することにより、第１の発明で得られる効果を実現することが可能になる。

以下に、図１ないし図５を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。
図１は本実施の形態の構成を示すブロック図、図２はショートプリアンブル波形の例を示す波形特性図、図３は自己相関関数の第１の例を示す特性図、図４は自己相関関数の第２の例を示す特性図、図５は本形態の復調処理の判定基準を示す説明図である。

本実施の形態では、図１に示すように、すでに図６を参照して説明した従来の受信装置に対して、電力判定部１１４とベースバンド処理回路１１３間に、新に総合的な判定を行なう信号判定部１１７が接続され、この信号判定部１１７とＡＤ変換器１１２間において、ＡＤ変換器１１２に自己相関関数を演算する相関演算部１１５が新に接続され、信号判定部１１７と相関演算部１１５間に、相関判定を行なう相関判定部１１６が新に接続されている。
本実施の形態のその他の部分の構成は、すでに図６を参照して説明した従来の受信装置と同一なので、重複する説明は行なわない。

このような構成の本実施の形態の動作を説明する。
電力判定部１１４では、ＡＤ変換器１１から入力される受信信号の信号レベルが、予め設定される閾値を越えた時は、レベル有効信号と判定し、予め設定される閾値を下回るとノイズレベル信号と判定し、判定信号を信号判定部１１７に入力する。
一方、相関演算部１１５では、Ｒｘｘ（ｉ）を自己相関関数、ｉを自己相関を得るためのサンプリングオフセット量、ｔ（ｊ）をＡＤ変換器１１２の時刻ｊにおける出力データとして、（１）式の演算を行なう。

例えば、ＡＤ変換器１１２のサンプリング速度が４０ＭＨｚであるとすると、ＩＥＥＥ８０２．１１ａで規定されるショートプリアンブル信号の繰り返し信号は、図２に示すように、１６サンプルごとに繰り返し波形が現われる。このために、（１）式で演算される自己相関関数Ｒｘｘ（ｉ）には、図３に示すように、ｉ＝１６で相関のピークが現われることになる。一方、受信信号がノイズなどの場合には、（１）式で演算される自己相関関数は、図４に示すようにランダムなものになる。
この自己相関関数は、無線通信に固有の送信信号が、受信側に直線的に直接波として届く直接波とは別に、壁や天井などで反射して、間接波として届くフェージングに対しても有効であり、この場合、間接波自体にもプリアンブル信号は、繰り返しパターンで含まれているので、自己相関関数は直接波と同様に、所定の周期性を有することになる。

このようにして、相関演算部１１５で演算された自己相関関数は、相関判定部１１６で判定されるが、この場合、例えばｉ＝１６とそれ以外のｉ＝１〜１５までの平均値との間に、予め設定した基準値以上の差値が存在するか否かを判定基準として判定が行なわれる。
信号判定部１１７では、電力判定部１１４からの判定信号と、相関判定部１１６からの判定信号とに基づいて、図５に示す基準により受信信号の復調をするか否かを総合的に判定し、受信信号が復調対象になると判定した場合に復調動作が実行される。

このように、本実施の形態によると、電力判定部１１４によって、受信信号の信号レベルが、予め設定した閾値を越えていると判定され、且つ相関判定部１１６によって、相関演算部１１７で演算された自己相関関数に予め設定した周期相関ピークが存在すると判定されると、信号判定部１１７によって、受信信号が復調対象と総合的に判定された後に復調が行なわれるので、受信信号が復調対象の有効信号であるか、ノイズ信号であるかを、精度よく適確に判定し、有効な受信信号の復調を効率的に行なうことが可能になる。

なお、以上に説明した実施の形態では、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの規定に基づいて自己相関関数を演算する場合を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、周期性のあるプリアンブル信号を使用する他の規格に基づいて自己相関関数を演算することも可能である。

本発明の一実施の形態の構成を示すブロック図である。 ショートプリアンブル波形の例を示す波形特性図である。 自己相関関数の第１の例を示す特性図である。 自己相関関数の第２の例を示す特性図である。 同実施の形態の復調処理の判定基準を示す説明図である。 従来の無線受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０１、１０２ アンテナ
１０４ ＬＮＡ
１０５、１０９ ミキサー
１０７ ＶＧＡ
１０８ 電力検出器
１１３ ベースバンド処理回路
１１４ 電力判定部
１１５ 相関演算部
１１６ 相関判定部
１１７ 信号判定部

Claims (2)

1. 第一の経路で、受信アナログ信号をデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号の自己相関関数を演算し、該自己相関関数の演算結果に基づいて、受信信号が有効信号であるか否かを判定して相関判定値を求めると共に、第二の経路で、前記受信アナログ信号を検出し、該検出値に基づいて、電力判定を行って電力判定値を求め、前記第一の経路で得た相関判定値と前記第二の経路で得た電力判定値とに基づいて、前記受信アナログ信号が復調対象になるか否かを判定する無線受信装置において、
   前記自己相関関数の演算には、下記の数式（１）を用いることを特徴とする無線受信装置。
   

   

   
   ここに、Ｒｘｘ（ｉ）は自己相関関数、ｉは自己相関を得るためのサンプリングオフセット量、ｔ（ｊ）はＡＤ変換の際の時刻ｊにおける出力データ、である。
2. 前記数式（１）で演算する自己相関関数は、ＩＥＥＥ８０２．１１のプリアンブル信号規定に基づくものであることを特徴とする請求項1記載の無線受信装置。

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