JPWO2002047304A1 - データ伝送方法及び装置 - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はデータ伝送方法及び装置に関し、特に多様に変化する伝送媒体におけるデータ伝送方法及び装置に関するものである。
データ伝送は、その用途、目的に応じた様々な伝送媒体が登場して来ている。これらの伝送媒体の特性は、例えば、マルチパスの環境では送信点から出力された信号は様々な経路を経由して変動し受信点で合成され受信レベルや位相の変動を伴い、接続される機器の特性により複雑に変化する。
また、伝送媒体によっては、外部からの雑音や接続された装置に起因する雑音を伴う。この結果、伝送されるデータ品質は著しく損なわれることになる。
このような環境にも関わらず、高品質な通信を確保するデータ伝送方法及び装置は、以下に示すような多岐に渡る産業上の利用分野においてその必要性が顕著になって来ている。
・電力線搬送のように雑音の多い環境下で高速なデータ伝送を実現しようとする電力線搬送モデム分野
・CATVモデム、ADSLモデム、VDSLモデム分野
・2.4Gの無線LAN、無線伝送分野、光伝送分野など
・高記録密度の磁気デスクや光ディスクの分野
・半導体による多値伝送技術
・バーコードスキャナ
以下、上記の特性を有する伝送媒体として、電力線によるデータ伝送を例にとって説明するが、上記のようなその他の分野についても同様である。
電力線モデムは、柱上変圧器から家庭に供給される100V/200Vの家庭用電力線を伝送路としたモデムであり、電柱上に設置された親機とユーザ宅内に設置された子機で構成されている。
これらの間は、電柱間の低圧配電線、この低圧配電線から家庭までの引込線、及び屋内配線で接続されている。通常、1台の親機には、最大5台程度の子機が接続される。
以下に、電力線モデムにおけるデータ伝送の問題点を図26に基づいて説明する。同図(2)は、親機から見た家庭用電力線の回線特性を示しており、150mの低圧配電線は、約150μHのインダクタLに見え、50mの引込線は、約0.1μFのコンデンサC1に見え、各種家電機器の雑音防止用のコンデンサが接続された屋内配線は、コンデンサC2に見える。
この結果、回線特性は、低域通過型のローパスフィルタに見えることになり、親機が、同図(1)に示したスペクトラムを有する送信信号TXを送信した場合、子機は同図(2)に示した高域が大きく減衰したスペクトラムを有する受信信号RXを受信する。このため、最悪の場合には、受信信号RXの高域は、雑音Nに埋もれてしまう。
一方、受信信号RXの低域も、高域ほどの減衰は無いが、例えば家電機器のインバータ等による雑音Nに埋もれてしまう。
また、電力線モデムにおいては、1台の親機に複数の家庭に配置された子機を接続するため、無線伝送の場合と同様に、信号の反射等によるマルチパスの問題が発生する。
背景技術
図27(1)は、従来のデータ伝送装置(モデム)10の構成例を示している。このモデム10は、スクランブラ・S/P変換部(SCR・S/P)11において、シリアルな送信信号SDをスクランブル処理するとともにパラレル信号に変換する。
このパラレル信号は、G/N変換・和分演算部12において、グレイコード(G)であった送信信号SDを演算可能なナチュラルコード(N)に変換し、さらに、受信側で位相検出するために用いる差分演算部28に対応したベクトル和分演算を行った後、信号点発生部13からナイキスト伝送路70(網掛け部)に送出する。
ナイキスト伝送路70は、透過伝送路に相当し、同(2)に示すように、送信信号点の間隔がナイキスト間隔(同図においては、384kBで送信されるものである。
ナイキスト伝送路70において、送信信号は、ロールオフフィルタ(ROF)14で波形整形される。このロールオフフィルタ14の出力信号は変調回路(MOD)15によって変調を受け、さらにD/A変換器16でデジタル信号からアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ(LPF)17で電力搬送波の周波数帯域(10〜450kHz)を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。
このような送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずバンドパスフィルタ(BPF)19において所定の周波数帯域成分(電力搬送モデムの場合は10〜450kHz)のみを抽出し、A/D変換器20においてデジタル信号に戻す。
このデジタル信号は、復調回路(DEM)21でベースバンドの信号に復調され、ロールオフフィルタ(ROF)22で波形整形される。
そして、このロールオフフィルタ22の出力は、等化器(EQL)25及びタイミング抽出部23に送られ、抽出部23及びPLL制御回路・電圧制御水晶発振器(PLL・VCXO(Voltage Controlled Crystal Oscillato))24はタイミング信号が抽出し、A/D変換器20及び受信クロック分配部(RX−CLK)30ににタイミング信号を与えている。
等化器25は、符号間干渉を取り除き、キャリア自動位相制御器(CAPC)26で位相合わせを行い、さらに判定部(DEC)27で雑音を取り除いた信号成分のみを出力する。
そして、差分演算・N/G変換部(差分・N/G)28において、ナチュラルコードでベクトル和分演算の逆のベクトル差分演算を行った後、グレイコードに戻し、P/S変換・デスクランブラ(P/S ・DSCR)29において、このパラレルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクランブル処理し、受信信号RDとして出力する。
このモデム10において、上記のような問題を解決する従来技術として(1)回線等化及びガードタイム、(2)不要帯域の除去、並びに(3)雑音の平均化について、その問題点を含めて以下に説明する。
(1)回線等化及びガードタイム
複雑に変化する伝送路を等化するために、DMT(Discrete MultiTone)方式やOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式に見られるマルチキャリア伝送方式がある。
マルチキャリア方式は、使用する周波数帯域を、狭い複数のサブチャネルに分割し、それぞれのサブチャネルを直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation:以後、QAMと略称する。)方式で伝送するものであり、各サブキャリア毎に送信電力や、送信データに割り当てるビット数を独立に決定できる。
これにより、マルチキャリア方式は、電力線のように複雑に変化する回線特性、例えば、信号減衰周波数特性や雑音の周波数特性等の回線特性の等化に対して、キャリア毎に独立に対応することで(例えば、雑音が顕著なキャリア帯域を除去することにで)柔軟に対応することができる。
また、マルチキャリア方式は、複数の伝送チャネルでデータを並列に伝送することによって、等価的に伝送速度を低減したことになり、マルチパス問題の解決策であるガードタイムを設けることが容易になる。
しかし、DMT方式及びOFDM方式は、共にIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)及びFFT(Fast Fourier Transform)技術を用いており、処理サイクル数の点で負荷が重い。
(2)不要帯域の除去
DMT方式及びOFDM方式の帯域は、図28に示すように1つのサブチャネルの不要帯域が、等間隔のキャリア点で直交しているが、各サブチャネルの不要帯域(サイドローブ)はsinx/xの波形で減少して行く形で低域及び高域に広がっている。
この不要帯域は、外部にフィルタを設けて除去することが可能である。
(3)雑音の平均化
伝送路には、上述したように、外部から誘導される雑音や伝送路に接続された機器が発生する雑音が乗っている。この雑音を低減する方式として、QAM伝送路における周波数軸の丼化(積分化、又は平均化)やスペクトラム拡散方式における時間軸/周波数軸の平均化等がある。
この雑音の平均化を図29に示した原理図で以下に説明する。
同図(1)は、受信信号RXに乗った雑音N1を示しており、周波数帯域によって異なる強さの雑音が発生し、局所的には大きな雑音が発生している。一般に、雑音N1によって発生したデータのビット誤りは、リードソロモン符号等の誤り訂正符号を用いて訂正することが可能であるが、局所的に誤りビット数が大きい場合、誤り訂正の能力を超えてしまうため訂正することができない。
これに対処する従来技術としてインタリーブと言う雑音を平均化する技術がある。この技術は、送信側が送信データをランダムに並び替えて送出し、受信側は同図(1)に示したように凹凸のある雑音Nを含む受信信号RXを受信する。そして、受信側は、受信したデータを並び替えて元のデータに戻すが、このとき、雑音Nに起因するバースト誤り等は、同図(2)に示すように分散され、誤り訂正符号を用いた訂正が可能となる。
すなわち、インタリーブ技術は、送信データをランダムに並び替えて、誤り発生位置を分散させ、この分散した誤り(誤りビット数の小さい)を、誤り訂正符号を用いることにより訂正する技術である。
しかしながら、誤り訂正符号に基づく誤り訂正にも限界があり、例えば、図26(3)に示すように受信信号RXが雑音Nに埋もれてしまうような場合、誤り訂正は不可能となる。
従って本発明は、外部からの雑音、接続機器、及びマルチパス等の接続方式等で多様に変化する伝送媒体におけるデータ伝送方法及び装置において、(1)処理負荷が軽く、(2)回線等化が容易でマルチパス対応可であり、又は(3)雑音変動に強いデータ伝送を実現することを課題とする。
発明の開示
(1)アダマール多重/分配
上記の課題を解決するため、本発明のデータ伝送方法及び装置は、アダマール(Hadamard、以後、ADMと略称することがある。)系列を用いてデータを多重して送信することを特徴としている。また、アダマール系列を用いて受信したデータを分配することを特徴としている。
なお、送信側の多重と受信側の分配のフレーム同期については、送信側で、多重したデータのフレーム同期信号(例えば、振幅変調による同期信号)を送出し、受信側で抽出したフレーム同期信号に同期して受信したデータを分配することで行ってもよい。これは、後述する本発明のデータ伝送方法及び装置についても同様である。
図1は、本発明のデータ伝送方法及び装置の原理を示している。
図1(1)において、送信側において、アダマール多重部61は、アダマール系列を用いてデータの多重を行う。受信側において、アダマール分配部74は、該データをアダマール系列を用いて分配して元のデータに戻す。
以下に、アダマール変換及び逆変換について、以下に示す式(1)〜(6)に基づき説明する。
式(1)は、2次のアダマール行列を示している。この行列の縦方向同士を乗算して、それらの和を求めると“0”になる。これは、アダマール行列が直交関係にあることを示している。なお、アダマール行列の逆行列は、元の行列と同じ行列になる。
アダマール行列が直交行列であれば、データをアダマール変換を用いて多重し、その多重データをアダマール変換を用いた分配して元のデータに戻すことが可能である。
式(2)は、入力データ(x,y)が、アダマール変換した場合の出力データ((x+y),(x−y))を示しており、式(3)は、アダマール変換された出力データをアダマール逆変換した場合を示している。変換結果は、係数を無視すれば、元の入力データ(x,y)に戻っている。
式(4)は、4次のアダマール行列を示している。この行列の逆行列は、元の行列と同じであり、行と列を入れ替えても元の行列と同じであるので、直交行列である。
式(5)は、入力データ(w,x,y,z)を、アダマール変換した場合の出力データを示しており、この出力データをアダマール逆変換したデータを、式(6)は示している。係数を無視すれば、元のデータ(w,x,y,z)に戻っていることが分かる。
このように、アダマール変換/逆変換は、演算が簡単であるためIFFTやFTTと比較して処理サイクル数が少なく、処理装置として通常用いられるDSP(Digital Signal Processor)等に対する負荷が軽くなる。
また、アダマール変換後のデータに乗った雑音は、逆変換して元のデータに戻した場合、アダマール変換/逆変換をせずに直接伝送したデータに乗った雑音より小さくなる。これは、逆変換の式(6)において、例えば、データwは、それぞれ雑音含む入力信号(w+x+y+z),(w−x+y−z),(w+x−y−z),(w−x−y+z)を平均化して求められていることからも分かる。
すなわち、アダマール変換/逆変換は、他の直交変換と同様に、積分効果(平均化)があり、雑音変動に強いことが分かる。
(2)直交ミラーフィルタ多重/分配
アダマール系列を用いた多重及び分配と同様に、図1(2)に示すように、直交ミラーフィルタ系列を用いた多重又は分配を行うことにより、平均化及び処理サイクル数の負荷を軽くすることが可能になる。処理サイクル数については、特に、低次の直交ミラーフィルタ系列においてその効果が大きい。
(3)直交系列多重+透過伝送路、透過伝送路+直交系列分配
上述したように、DMT方式やOFDM方式は、図2(1)に示すように一つのチャネルの不要帯域が等間隔のキャリア点で直交するが、不要帯域がsinx/xのカーブで低域と広域の両方に向かって減衰する波形となっており、QAMのナイキスト伝送路のように狭帯域幅での伝送路構築は困難である。
この課題を解決するため、本発明のデータ伝送方法及び装置においては、直交系列を用いてデータを多重し、この多重されたデータを透過伝送路に送出すること、及び透過伝送路からデータを受信し、そのデータを直交系列を用いて分配することができる。
すなわち、図1(3)に示すように、送信側において、直交系列(例えば、アダマール系列)を用いてデータを多重し、この多重したデータを透過伝送路70に送出する。受信側において、透過伝送路70から受信した(多重)データを直交系列(例えば、アダマール系列)を用いて分配し元のデータに戻す。
これにより、図2(2)に示すように、ナイキスト伝送路70のような帯域幅で、入力された信号をそのまま出力する透過伝送路を通すことにより、不要帯域は帯域幅内に折り返されて不要帯域は除去される。この場合、折り返された信号は、互いに直交しているため符号間干渉は発生しない。
なお、直交系列としてアダマール変換の他に、ウエブレット(Wavelet)変換、直交ミラーフィルタ、DMT方式、及びOFDM方式等を用いてもよい。
また、透過伝送路として、QAM伝送路及びスペクトラム拡散伝送路等を用いてもよい。
(4)アダマール多重+直交系列多重+透過伝送路
透過伝送路+直交系列分配+アダマール分配
また、本発明のデータ伝送方法及び装置は、アダマール系列を用いてデータを多重し、この多重したデータを直交系列を用いてさらに多重し、この多重されたデータを透過伝送路に送出することや、該透過伝送路から受信したデータを、直交系列を用いて分配し、この分配したデータを、さらにアダマール直交系列を用いて分配することができる。
すなわち、図1(4)に示すように、送信側において、データをアダマール系列を用いて多重61を行った後に、直交系列多重63を行い、多重されたデータをナイキスト伝送路70に送出する。
受信側において、ナイキスト伝送路70から受信した(多重)データを直交系列76を用いて分配した後、さらにアダマール系列を用いて分配74して元のデータに戻す。
これにより、符号間干渉を発生することなく、不要帯域を除去することが可能となると共に、アダマール変換を用いることにより処理を高速化することが可能になる。
(5)第1の直交系列多重+インタリーブ+第2の直交系列多重
第2の直交系列分配+デインタリーブ+第1の直交系列分配
また、上記の雑音変動の問題を解決するため、送信側において、第1の直交系列を用いてデータを多重し、この多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブし、このインタリーブされた多重データを第2の直交系列を用いて多重することや、受信側において、データを該第2の直交系列を用いて分配し、この分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブし、このデインタリーブされたデータを、さらに該第1の直交系列を用いて分配することが可能である。
これによれば、図1(5)に示すように、受信側において、第1の直交系列を用いた多重67及びインタリーブ62で周波数軸インタリーブ及び時間軸インタリーブによる平均化を行い、第2の直交系列を用いた多重66での等化を行う、というように、平均化処理と等化処理を分離することで、処理の単純化を図り、平均化処理と等化処理を共に行うことが可能になる。
受信側においては、第2の直交系列による多重76で等化処理を行った後、デインタリーブ73における時間軸インタリーブ及び周波数軸インタリーブと、第1の直交系列による分配77とで等化処理を行う。
このとき、該第1の直交系列としてアダマール系列を用いることで処理時間の短縮化が可能である。また、インタリーブ及びデインタリーブにPN系列を用いてもよい。
これにより、従来のインタリーブが、例えば、DMT方式(直交系列)の前段にビットインタリーブを行う場合と比較して、インタリーブを高速で行うことができるので、雑音をより平均化することが可能になる。
図3は、送信側において、例えばアダマール変換を用いたデータ多重後に、インタリーブを設けてチャネルCH1〜CH16を周波数軸fのみで拡散した状態を示している(網掛け部参照)。
この拡散はPN系列(1,1,1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,0)を用いて行われており、各チャネルCH1〜CH16のデータは、例えば、PN系列から順次取り出した4ビットで決定される値のチャネルCHに拡散されている。
図4は、送信側に設けたインタリーブが、図3に示した周波数軸fの拡散に加えて、時間軸tで拡散した状態を示している。時間軸tでの拡散は、周波数軸fにおける拡散と同様に、PN系列を用いて行われ、各時間t1〜t16のデータは、PN系列から順次取り出した4ビットで決定される値の時間tに拡散されている。
図5は、PN系列(2値15チップ)の相関を求めた図であり、PN系列の直交性を示している。まず、PN系列の送信側の信号点配置を0=0度,1=180度とすると、0→−1,1→1となる。そこで、PN系列の中の“0”の値を“−1”とした基本系列(1,1,1,1,−1,−1,1,−1,1,1,−1,−1,1−1,−1,−1)に変換する。
さらに、この基本系列とそれ自身と内積(系列の各要素同士の積の総和)を求めると、0次の相関=“15”を得る。次に、基本系列と、この基本系列の各要素を1要素だけ回転して得た+1次系列との間の内積を求めると、+1次相関=“−1”を得る。
同様に、それぞれ、基本系列と、回転を2〜14要素だけ行った+2〜+14次系列との間の内積を求めて、+2次〜+14次の相関とすると全て“−1”となる。+15次の相関は、15回の回転で基本系列に戻るので0次の相関と同じ“15”となる。これにより、PN系列の直交性、すなわち、0次〜+14次系列は相互に直交し相関が無いことが分かる。
なお、受信側で複素数信号を受信した場合、複素数の内積、すなわち複素共役値との積の和を求めると、送信された0=0度、1=180度と同一値になる。
インタリーブに、この様な簡単なPN系列を用いることで、他の直交系列を用いた場合と比較して演算処理時間が短くなることにより、高速なデータ伝送が可能になる。
本発明のインタリーブによる雑音の平均化を図6に示す。同図は、上述した図29と同様であるが、同図(2)に示した従来の分散された雑音N2は、実際は図6(2)の従来の分散された雑音N3ようなものである。
本発明の高速なインタリーバによれば、同(2)の本発明による分散された雑音N4のように平均化され、誤り訂正符号で訂正することが可能になる。
(6)雑音キャンセラ
図26で示したように、電力線伝送路の場合、受信信号RXが雑音Nに埋もれてしまう。このような場合、上述したインタリーブによる平均化を行っても雑音Nから受信信号RXを取り出すことが不可能である。
例えば、図7(1)に示すように雑音Nのレベルが高い低域部分(雑音成分N1、信号成分S1)をカットして高域部分のみを使用してデータ伝送してもS/N値はマイナスのままである。
一方、図26(3)及び図7(1)において、電力線の雑音をよく見ると、低域強調型が多く、ミクロ的に見ると白色雑音だが、マクロ的に見ると(全周波数帯域で見ると)有色系雑音になっていることが分かる。つまり、全周波数帯域内のどの狭帯域で見ても同じ白色雑音になっている。
従って本発明は、このようにマクロ的に見た有色系雑音に注目し、図7(2)に示すように、低域の支配的な雑音成分N1を積極的に除去してS/N値をプラスに転じさせ、低域に埋もれた、比較的高いレベルの受信信号Sを抽出しようとするものである。
そこで本発明では、送信側において、データを直交系列を用いて多重し、この多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入すること、受信側で、受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測し、この雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生し、この再生された元のデータを直交系列を用いて分配するデータ伝送方法及び装置を実現している。
なお、ゼロ点は、時間と振幅と位相が特定された信号(以下、特定信号と称することがある。)であればよい。
このような本発明に係る雑音除去方法及び装置の原理を、図面を参照して以下に説明する。
図8(1)には、従来における信号のデータ伝送系統(以後、送受信系統と称する)が示されており、送信データを直交系列を用いて多重する送信信号発生部32からの送信信号は透過伝送路としてのナイキスト伝送路70を経由して受信データを直交系列を用いて分配する受信信号再生部33に送られる。
このような送受信系統において、本発明は、同図(2)に示すように、送信信号発生部32とナイキスト伝送路70との間に特定信号又はゼロ点(以下、ゼロ点と総称する。)の挿入部64を設けるとともに、ナイキスト伝送路70と受信信号再生部33との間に雑音除去部71を設けたものである。なお、雑音除去部71は、後述するように、周波数シフト部3と間引部(DCM)4と補間部(IPL)5と周波数逆シフト部6と減算部7とで構成されている。
まず、送信信号発生部32で発生された送信信号のシンボルレートを、図9(1)に示すように例えば192kBであるとする。このような送信信号が、ゼロ点挿入部64に与えられると、ゼロ点挿入部64では、同図(2)に示すように、同図(1)の送信信号に対して、ゼロ点を挿入してナイキスト伝送路70へ送信する。この場合、信号Sも同じ速度で送信するならば、送信速度は384kBとなる。
受信側では、同図(3)に示すように、受信信号S及びゼロ点にそれぞれ伝送路70の雑音Nが乗った形で受信することになる。
そこで、雑音除去部71では、雑音Nを含む信号S(S+N)を除去し、ゼロ点における雑音Nのみを残し、これらの雑音Nから、各受信信号点において、同図(4)に示すように、両側の雑音Nから雑音補間信号N’を生成する。
そして、雑音除去部71においてはさらに、同図(3)に示す受信信号から、同図(4)に示す雑音補間信号N’を差し引くことにより、同図(5)に示すように雑音NがN−N’となり実質的に除去された信号成分Sのみから成る信号(送信信号に相当)を再生することができる。
このような雑音除去部71の動作を図10〜図12を用いてより詳しく説明する。
まず、上述した送信信号は、図10(1)に示すように192kBの速度で伝送される。この場合のスペクトルをスカラー(横軸は周波数kHz)で表したものが同図右側に示されている。
そして、このような送信信号に対してゼロ点を挿入すると、同図(2)に示すように、各信号点の間にゼロ点が挿入されて、挿入後の周波数帯域は384kBとなる。この場合は、+192kHzを中心にコピーしたスペクトルになる。
このようなゼロ点が挿入された送信信号が受信側に送られた時の受信信号は、同図(3)に示すように、信号S及びゼロ点それぞれにおいて雑音成分Nが重畳されたものとなる。この場合のスペクトルも同図(2)に示した送信信号の場合と同様である。
このような受信信号が雑音除去部71における周波数シフト部3においてシフトされた後、間引部4に送られた時の動作が図11に示されている。
すなわち、受信信号S(n)のサンプル値とスペクトラムは同図(1)に示す通りであり、この信号S(n)のZ変換Aは、次式で表わされる。
なお、同図右側のスペクトラムは、伝送路31で雑音が付加されるため、0〜fs/2(fsはサンプル周波数)に分布することを示している。
このような受信信号S(n)の反転信号のZ変換Bは、次式で示される。
この場合の反転信号は、信号点における信号成分のみに対して行われるために(−1)nが係数となっている。
そして、このような反転信号(−1)n*S(n)と同図(1)に示す受信信号S(n)とを加算した後の信号t(n)のZ変換Cは、次式で与えられる。
すなわち、信号点における振幅はゼロになり、信号成分Sだけでなく信号Sに重畳されていた雑音成分Nも一緒に除かれる形になる。ここで、信号t(n)はt(1),t(3),,,=0のため、次式で表わされる。
このようにして得られた同図(3)に示す信号t(n)の信号点を間引いた後の信号Dは、次式で表わされる。
この場合、伝送速度は192kBに低下するので、同図(4)の右図に示すように、スペクトラムは折り返す形となる。
最終的な信号E=U(z)は次式で与えられる。
このようにして得られた間引信号u(n)は図8に示した補間部5に与えられると、図12に示す動作を呈する。
すなわち、間引部4からの信号u(n)は、同図(1)に示すサンプル値とスペクトラムを有する雑音成分のみであり、この雑音成分にゼロ点を挿入した信号t(n)は同図(2)に示すようなサンプル値とスペクトラムを有し、そのZ変換Aは次式で示される。
ここで、t(1),t(3),,,=0であるため、
となるので、次式が得られる。
この、信号T(z)において、ゼロ点の両側の雑音成分Nで補間すると、図11(1)に示した受信信号S(n)と同一の伝送速度を有し、なおかつ雑音成分のみを有する。
従って、受信信号S(n)から、その補間した信号を差し引くことにより、図10(2)に示すゼロ点が挿入された送信信号が得られることになる。
なお、同図(1)に示す送信信号を得るためには、ゼロ点を間引けばよい。
上記の説明は、送信信号がどのようにして受信側で再生されるかを示したものであるが、雑音成分のみに着目して雑音成分がどのように除去されるかを示したものが図13である。
すなわち、送信信号が192kB(±96kB)の伝送帯域を有するとき、これに対してゼロ点挿入を行うと帯域が2倍になるとともに、コピー成分が発生してナイキスト伝送路70へ送られる。
そして、雑音除去部71においては、まず雑音分布特性▲1▼に示すように、雑音分布は、±192kHzに渡っており、図7にも示したように、特に左半分の−192〜0kHzの周波数帯域において雑音レベルが高くなっており、0〜+192kHzの間は、低い雑音レベルになっている。
この状態で、周波数シフト部3によって、+96kHzだけシフトさせると、雑音特性▲2▼に示すように、雑音成分A+Bは、雑音特性▲1▼に対して+96kHzだけシフトされた形になっており、これに伴って、雑音特性▲1▼における雑音成分Dは−192kHz〜−96kHzに折り返されることになる。これにより、補間予測したい雑音帯域を補間帯域にシフトしたことになり、雑音をより効果的に除去することができる。
なお、+96kHzのシフト量は説明の便宜上の一例にすぎない。
この状態で間引部4において間引動作を行うと、周波数が半分になるため、雑音成分Aは+96〜+192kHzに折り返され、雑音成分Bは−192〜−96kHzに、雑音成分Cは−96〜0kHzに、そして雑音成分Dは0〜+96kHzに折り返される形となる。ここでは、折り返し成分が最小となる帯域を選定している。
そして補間部5においてゼロ点の補間を行い且つ両端の雑音成分A+C及びB+Dをフィルタ除去すると、雑音特性▲4▼に示すように、−96〜+96kHzの間だけ雑音成分A+C及びB+Dが残ることになる。
そして、この補間した雑音成分を上記の周波数シフトと逆方向に、すなわち−96kHzだけシフトさせると、雑音特性▲5▼に示すように−192〜0kHzの間のみ雑音成分A+C及びB+Dが残る。
従って、このような雑音成分を、雑音特性▲1▼に示した全体の雑音成分から減算部7において減算することにより、雑音特性▲6▼に示すように、−192〜0kHzにおける雑音成分A及びBは完全に除去されることとなる。なお、雑音成分C及びDは残存することになるが、図7(2)にも示したように、これらの雑音レベルは低いものであるのでS/N値には大きな影響は及ばさない。
このようにして雑音除去がされた受信信号は実質的に送信信号に対応したものとして再生されたことになる。
なお、上記のように周波数シフトを行うのは、例えば補間予測する帯域を雑音の最も多い帯域(この例では低域)に設定し、折り返しとなる周波数帯域に関しては高域の雑音の少ない帯域を選択するためである。
上述した図9及び図10においては、信号点間にゼロ点を1個挿入した場合を取り上げたが、図14においては、ゼロ点挿入の種々のパターンを示している。
すなわち、同図(1)の場合には、ゼロ点を信号S3個置きに1個挿入し、雑音予測帯域が96kHzになる場合を示している。
また、同図(2)の場合には、ゼロ点を信号S2個置きに1個挿入した場合を示し、雑音予測帯域は128kHzになる。
同図(3)は上記の例と同様にゼロ点を信号1個置きに1個挿入したときの例であり、雑音予測帯域は192kHzとなる。
同図(4)に示す例では、ゼロ点を信号S1個置きに2個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は256kHzとなる。
さらに、同図(5)の場合には、ゼロ点を信号S1個置きに3個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は288kHzとなる。
図14(4)及び(5)に示すようにゼロ点の数を増大させることにより、より広帯域の雑音をキャンセル可能となり雑音耐力が増す代わりにデータ伝送の速度が低下することがあるが、より劣悪な環境にも耐えられることとなる。
発明を実施するための最良の形態
実施例(1)(アダマール多重)
本発明に係るデータ伝送方法を実現する装置の実施例(1)が、図15に示されている。
この装置の構成は、図27に示したモデム10におけるロールオフフィルタ14及び変調回路15の代わりにアダマール多重部61が挿入されていること、キャリア自動位相制御器26、等化器25、ロールオフフィルタ22、及び復調回路21の代わりにアダマール分配部74が挿入されていることが異なっている。
また、送信側は、アダマール変換したブロックの同期を示すアダマールマスタフレーム同期信号を付加する同期信号付加部(図示せず)を備え、受信側においては、該同期信号を抽出してアダマール分配部74に与えるアダマールマスタフレーム同期部80を備えている。
なお、図27に示された送信クロック発生回路(TX−CLK)18、受信クロック分配部30は、図15においては図示が省略されている。
動作においては、アダマール多重部61は、信号点発生部13から受信したデータをアダマール変換した後多重する。多重されたデータは、D/A変換器16においてアナログデータに変換され、例えば、送信線路が電力線である場合、LPF17で電力搬送波の周波数帯域(10〜450kHz)を含む低周波帯域のみの信号として送出される。
この送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずBPF19は、所定の周波数帯域成分(電力搬送モデムの場合は10〜450kHz)のみを抽出し、A/D変換器20においてデジタル信号に戻す。
受信側において、同期部80は、受信したデジタル信号からアダマールフレーム同期信号を抽出する。この同期信号に同期してアダマール分配部74は、受信したデータを逆アダマール変換を用いて分配(分離)する。
このように、アダマール多重及びアダマール分配を用いたデータ伝送方法及び装置によれば、例えば、DMT方式及びOFDM方式と比較して処理負荷が軽くなり、高速データ伝送に対応することが可能となる。また、マルチキャリア方式にすることにより、回線特性に対応した等化が可能となる。
同様に、直交ミラーフィルタ多重/分配についても処理負荷を軽くすることが可能になる。
実施例(2)(アダマール多重(直交系列多重)+透過伝送路)
図16は、本発明の実施例(2)を示しており、この実施例(2)が図15に示した実施例(1)と異なる点は、送信側において、アダマール多重部61の後段、D/A変換器16及びLPF17の代わりに、図27に示した透過伝送路であるナイキスト伝送路(例えば、QAM伝送路)70が接続され、受信側において、このナイキスト伝送路70にアダマール分配部74が、接続されていることである。
なお、この実施例(2)では、マルチパス対策のため、送信側において、アダマール多重部61とナイキスト伝送路70の間にはガードタイム付加部(同図中では、便宜上アダマール多重部と同じ機能ブロックで表示している。)が挿入され、受信側において、ナイキスト伝送路70とアダマール分配部74との間にガードタイム除去部(ガードタイム付加部と同様に、便宜上アダマール分配部と同じ機能ブロックで表示している。)が挿入されている。
図17は、ナイキスト伝送路70の送信側出力、すなわち、ローパスフィルタ17の出力の周波数特性を示している。同図(1)〜(3)は、それぞれ、横軸の周波数の表示範囲を0〜100kHz、0〜500kHz、及び0〜5.0MHzとしたものであり、同じ波形を示している。
これによれば、アダマール多重部61とアダマール分配部74の間をナイキスト伝送路70で接続することにより、その帯域が目標帯域10〜450kHzに狭帯域化され、不要帯域が除去されていることが分かる。
実施例(3)(アダマール多重(直交系列多重)+インタリーブ+直交系列多重)
図18は、本発明の実施例(3)を示しており、この実施例(3)が実施例(1)と異なる点は、送信側において、実施例(1)のアダマール多重部61とD/A変換器16との間に時間/周波数インタリーバ62及び直交系列多重方式であるマルチキャリア方式のDMT部63が縦続接続され、受信側において、A/D変換器20とアダマール分配部74との間にDMT部72、及び時間/周波数デインタリーバ73が縦続接続されていることである。
なお、振幅位相引込部81(=周波数等化部)は、タイミング上、DMT部72の後段に移動している。また、DMT部63とD/A変換器16との間には、マルチパス対策のガードタイム付加部(同図中では、便宜上、DMT部63と同じ機能ブロックで表示されている。)が接続され、A/D変換器20とDMT部72との間には、ガードタイム除去部(付加部と同様に、便宜上、DMT81と同じ機能ブロックで表示されている。)が接続されている。
送信側において、時間/周波数インタリーバ62は、アダマール多重部61からの多重データに対して、図4に示した周波数軸インタリーブ及び時間軸インタリーブを実行する。このインタリーブされたデータは、DMT・ガードタイム付加部63において、マルチキャリア直交系列多重された後、ガードタイムが付加され、D/A変換器16及びLPF17を経由して送信線路に送出される。
受信側において、ガードタイム除去・DMT部72は、受信線路、BPF19及びA/D変換器20を経由して受信したデータのガードタイムを除去した後、DMT部72でDMT復調して振幅位相引込部81を介して時間/周波数デインタリーバ73に与える。
デインタリーバ73は、時間軸及び周波数軸のインタリーブを実行し、送信/受信線路間で乗った雑音を平均化してアダマール分配部74に与える。アダマール分配部74は、雑音が平均化されたデータを分配した後、逆アダマール変換を実行してDEC27に与える。
このように、送信側においては、アダマール多重部(直交系列多重部)61及び時間/周波数インタリーバ62に雑音の平均化の処理を行わせ、DMT(直交変調)にガードタイム等の等化を行わせることにより、平均化と等化の機能を分離して処理を簡単にすることにより、平均化及び等化を共に行うことが可能になる。
受信側も、平均化処理は、時間/周波数デインタリーバ73及びアダマール分配部7に行わせ、等化処理は、DMT72側が行うように分離して、処理を簡単にすることにより、平均化及び等化を共に行うことが可能になる。
これにより、多重及び分配処理の高速化によるデータ伝送の高速化、雑音の平均化を高速で行うことが可能となりデータ伝送誤り減少、平均化及び等化を共に実現することが可能になる。
実施例(4)(アダマール多重(直交系列多重)+インタリーブ+直交系列多重)
図19は、本発明の実施例(4)を示しており、この実施例(4)が図18に示した実施例(3)と異なる点は、送信側において、DMT・ガードタイム付加部63にナイキスト伝送路70を直接接続し、受信側において、ガードタイム除去・DMT部72に直接接続したことである。
これにより、実施例(3)で示したデータ伝送の高速化、伝送誤りの減少、平均化と等化の共に処理することに加えて、実施例(2)で示したナイキスト伝送路70による不要帯域の除去(狭帯域化)が、符号間干渉を起こすことなく可能になる。
図20は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置において最適なキャリア数を求めるための図表である。この図表は、キャリア数に対する(1)符号当りの伝送速度(Bauds)、(2)1符号の伝送時間(μs)、(3)各フィルタを実現するために使用されるトランスバーサルフィルタに必要なタップ(tap)数、(4)処理に必要なサイクル数(MIPS)、(5)ピーク値(dB)、及び(6)等化範囲(dB)が示されている。
判定条件を、tap数の範囲:8〜32、サイクル数:100MIP以下、ピーク値:12dB以下、等化範囲:±6dB以内、とすれば、12〜16個のキャリアが最適値であると判断できる。
実施例(5)(アダマール変換(直交変換)+インタリーブ+直交変換+雑音キャンセラ)
図21は、本発明の実施例(5)を示しており、この実施例(5)が図19に示した実施例(4)と異なる点は、送信側において、DMT・ガードタイム付加部63とナイキスト伝送路70の間にゼロ点挿入部64が縦続接続され、受信側において、ナイキスト伝送路70とガードタイム除去・DMT部72との間に雑音除去部71が縦続接続されていることである。
これによって、実施例(4)で示した効果に加えて、インタリーブ等で対応できない雑音レベルの高い雑音キャンセルすることが可能になる。
ゼロ点挿入部64及び雑音除去部71に基づく雑音キャンセルの詳細動作については、次の実施例(6)でまとめて説明する。
実施例(6)(雑音キャンセラ)
図22は、本発明に係るデータ伝送装置(モデム)10の実施例(6)を示したものである。このモデム10は、上述したゼロ点(特定信号)挿入部64と雑音除去部71を除いて、従来のモデム10と同様の構成を有する。
信号点発生部13において、図3(1)及び図4(1)に示すような送信信号を送出する。この送信信号は、本発明によるゼロ点挿入部64でゼロ点が挿入され、ナイキスト伝送路70に送出される。
ナイキスト伝送路70において、送信線路→受信線路を経由いて受信された受信信号は、ロールオフフィルタ22から、本発明による雑音除去部71において伝送路の雑音成分が除去された後、等化器25に送られる。
図23は、図22に示した雑音除去部71の実施例を示したものであり、図8に示した雑音除去部71に対応している。
すなわち、受信信号A(384kB)は、周波数シフト部3において、所望の回転ベクトル信号Bにより周波数シフトされた信号Cとして出力される。
この信号Cは間引部4に送られ、この間引部4では、図22に示したPLL回路24から抽出されたゼロ点信号(192kB)に基づき、図11(4)に示した雑音成分のみの信号D(192kB)に変換される。
この信号Dは補間部5に送られて、そのフィルタ処理により補間された信号E(384kB)として出力される。この信号Eは周波数逆シフト部6に送られ、周波数シフト部3で用いた回転ベクトル信号Bと逆方向にシフトするため、信号Bとは共役複素数を構成する信号Fによって逆回転されて信号Gとして出力される。なお、この信号Fは補間部5の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路8が途中に設けられている。
周波数逆シフト部6の出力信号Gは減算部7において受信信号Aから減算されて出力信号Kとなる。なお、この場合も補間部5の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路9が受信信号Aに対して設けられている。
このようにして、雑音除去部71からは、受信信号Aから雑音成分が除去された後の信号Kが出力されることとなる。
図24は、図23に示した補間部5の実施例を示しており、この実施例では、ゼロ点挿入部51と補間フィルタ52とで構成されている。
すなわち、間引部4から出力された雑音成分のみの信号D(192kB)に対し、ゼロ点挿入部51が、図12(2)で示したようにゼロ点を雑音間に挿入し、伝送帯域384kBの信号として補間フィルタ52に与える。
補間フィルタ52はトランスバーサルフィルタで構成することができ、遅延回路部521と乗算回路522のフィルタ係数C1〜Cnとにより種々のフィルタを構成することができる。ここから出力される補間予測信号Eは、図9(4)に示した信号において各ゼロ点での雑音成分N’がその両側の雑音成分Nによって補間された或る振幅を有する信号として出力される。
図25は、図22に示したタイミング抽出部23とVCXO型PLL回路24の実施例を示したものである。この内、タイミング抽出部23は、パワー演算回路(PWR)231とバンドパスフィルタ232とベクトル化回路233とで構成されており、PLL回路24は比較部241とローパスフィルタ242と二次PLL回路243とD/A変換回路244とVCXO245と分周器246とで構成されている。
すなわち、ロールオフフィルタ22から出力されたベクトル信号はパワー演算回路231で二乗演算されてパワーが計算される。このようにして得たパワー値をバンドパスフィルタ232に通す。この例では、192kHzを中心周波数とするバンドパスフィルタを用いているので所望のゼロ点信号情報を出力してベクトル化回路233に送る。
ベクトル化回路233では、入力信号を90度位相の異なった信号で合成することによりベクトル化し、タイミング位相情報としてPLL回路24に与える。
PLL回路24においては、まず比較部241において、ベクトル化回路233からのタイミング位相情報と予め分かっている基準点の位相とを比較してその位相差をローパスフィルタ242で低域成分のみとし、2つの積分器で構成された二次PLL回路243とD/A変換回路244でVCXO245の制御電圧を制御する。
そして分周器246で分周した後、比較部341へフィードバックすることにより基準点との比較を実施する。これにより、ベクトル化回路233からのタイミング位相情報と基準点との位相差を引き込み、同期が確立したゼロ点信号を抽出することができる。また、VCXO回路245からは、A/D変換器16へのサンプルタイミング信号が出力され、最終的に比較部241にバックされ位相同期ループを構成する。
以上説明したように、本発明に係るデータ伝送装置によれば、アダマール多重/分配、又は直交ミラーフィルタ多重/分配を行うことで、処理サイクル数の負荷を軽くすることが可能になる。
また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重したデータを透過伝送路に送出し、該透過伝送路から受信したデータを直交系列を用いて分配するようにしたので、符号間干渉を発生させずに、不要帯域の除去及び狭帯域化が可能になる。
また、アダマール系列を用いてデータを多重し、該多重したデータを直交系列を用いて多重し、該多重下したデータを透過伝送路に送出すること、該透過伝送路から受信したデータを、直交系列を用いて分配し、該分配したデータをアダマール系列を用いて分配することにより、不要帯域の除去(狭帯域化)が可能になるとともに処理速度を高速にすることができる。
また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブし、該インタリーブされた多重データを直交系列を用いて多重すること、該多重データを直交系列を用いて分配し、該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブし、該デインタリーブされたデータを直交変換を用いて分配することにより、高速な平均化を行うことが可能となり、雑音変動に強いデータ伝送が可能になる。
また、平均化と回線等化を分離することにより、平均化と回線等化ともに組み込むことが容易になる。
さらに、雑音キャンセラを用いることで、雑音変動に強いデータ伝送が可能になる。
また、多重/分配によるマルチチャネル伝送を行うことで回線等化が容易になる。さらに、ガードタイムを設けることによりマルチパスに対応することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
図1は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の原理を示したブロック図である。
図2は、本発明における不要帯域の除去の基本原理を示した図である。
図3は、本発明における時間軸インタリーブ例を示した図である。
図4は、本発明における時間軸/周波数軸インタリーブ例を示した図である。
図5は、本発明で用いるPN系列の直交性を示した図である。
図6は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置における雑音平均化の基本原理を示したグラフ図である。
図7は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置における雑音キャンセルを示したグラフ図である。
図8は、本発明における雑音キャンセルの基本構成を従来例と比較したブロック図である。
図9は、本発明の動作概要を示した図である。
図10は、本発明の送信動作を詳しく示した図である。
図11は、本発明の間引き動作を説明した図である。
図12は、本発明の補間動作を説明した図である。
図13は、本発明の雑音成分除去プロセスを示した図である。
図14は、本発明によるゼロ点挿入の種々の態様を示した図である。
図15は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例(1)を示したブロック図である。
図16は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例(2)を示したブロック図である。
図17は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置における不要帯域除去の実験例を示した図である。
図18は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例(3)を示したブロック図である。
図19は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例(4)を示したブロック図である。
図20は、本発明におけるキャリア数の最適化を示した表図である。
図21は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例(5)を示したブロック図である。
図22は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実施例(6)を示したブロック図である。
図23は、本発明に用いる雑音除去部の実施例を示したブロック図である。
図24は、本発明に用いる補間部の実施例を示したブロック図である。
図25は、本発明で用いるタイミング抽出部及びPLL回路の実施例を示したブロック図である。
図26は、従来のデータ伝送方法及び装置における問題点(1)を示した図である。
図27は、従来のデータ伝送装置であるモデムの構成例を示したブロック図である。
図28は、従来のデータ伝送方法及び装置における問題点(2)を示した図である。
図29は、従来のデータ伝送方法及び装置における問題点(3)を示した図である。
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (52)
- アダマール系列を用いて、データを多重して送信するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
- アダマール系列を用いて受信したデータを分配するステップを備えたことを特徴としたデータ伝送方法。
- 直交ミラーフィルタを用いてデータを多重して送信するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。
- 直交ミラーフィルタを用いて、受信したデータを分配するステップを備えたことを特徴としたデータ伝送方法。
- 直交系列を用いてデータを多重するステップと、
該多重したデータを透過伝送路に送出するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 透過伝送路からデータを受信するステップと、
該データを直交系列を用いて分配するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求の範囲5又は6において、
該直交系列が、アダマール系列、ウエブレット変換、直交ミラーフィルタ、DMT、及びOFDMのいずれかであることを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求項5において、
該多重するステップが、アダマール系列を用いてデータを多重するステップと、該多重されたデータを直交系列を用いて多重するステップと、で構成されていることを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求項6において、
該分配するステップが、直交系列を用いてデータを分配するステップと、該分配されたデータをアダマール系列を用いて分配するステップと、で構成されていることを特徴とするデータ伝送方法。 - 第1の直交系列を用いてデータを多重するステップと、
該多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブするステップと、
該インタリーブされた多重データを第2の直交系列を用いて多重し送信するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 受信したデータを第2の直交系列を用いて分配するステップと、
該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブするステップと、
該デインタリーブされたデータを第1の直交系列を用いて分配するステップと、
を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求項10又は11において、
該第1の直交系列がアダマール系列であることを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲5において、
該多重するステップと該送出するステップとの間に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求の範囲6において、
該受信するステップと該分配するステップとの間に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測するステップと、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生するステップと、を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求の範囲10において、
該第2の多重するステップの後に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求の範囲11において、
該第2の分配するステップの前に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測するステップと、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生するステップと、を備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求の範囲5又は6において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲17において、
該ナイキスト伝送路が、QAM伝送路、及びスペクトラム拡散伝送路のいずれかであることを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲10において、
該インタリーブが、PN系列で行うことを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲11において、
該デインタリーブが、PN系列で行うことを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲5において、
該多重するステップと該送出するステップの間に、該送出するデータにガードタイムを付加するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求の範囲6において、
該受信するステップと該分配するステップとの間に、該受信したデータからガードタイムを除去するステップを備えたことを特徴とするデータ伝送方法。 - 請求の範囲10において、
該第2の多重するステップの後に、ガードタイムを付加するステップを有することを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲11において、
該第2の分配するステップの前に、ガードタイムを除去するステップを有することを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲1、3、5、又は10において、
該多重したデータのフレーム同期信号を送出するステップを有することを特徴としたデータ伝送方法。 - 請求の範囲2、4、6、又は11において、
さらに、フレーム同期信号を検出するステップを有し、該分配するステップが該フレーム同期信号に基づき該データを分配することを特徴としたデータ伝送方法。 - アダマール系列を用いてデータを多重して送信する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
- アダマール系列を用いて、受信したデータを分配する手段を備えたことを特徴としたデータ伝送装置。
- 直交ミラーフィルタを用いてデータを多重して送信する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
- 直交ミラーフィルタを用いて、受信したデータを分配する手段を備えたことを特徴としたデータ伝送装置。
- 直交系列を用いてデータを多重する手段と、
該多重したデータを透過伝送路に送出する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 透過伝送路からデータを受信する手段と、
該データを直交系列を用いて分配する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲31又は32において、
該直交系列が、アダマール系列、ウエブレット変換、直交ミラーフィルタ、DMT、及びOFDMのいずれかであることを特徴としたデータ伝送装置。 - 請求の範囲31において、
該多重する手段が、アダマール系列を用いてデータを多重する手段と、該多重されたデータを直交系列を用いて多重する手段と、で構成されていることを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求項32において、
該分配する手段が、直交系列を用いてデータを分配する手段と、該分配されたデータをアダマール系列を用いて分配する手段と、で構成されていることを特徴とするデータ伝送装置。 - 第1の直交系列を用いてデータを多重する手段と、
該多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブする手段と、
該インタリーブされた多重データを第2の直交系列を用いて多重し送信する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 受信したデータを第2の直交系列を用いて分配する手段と、
該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブする手段と、
該デインタリーブされたデータを第1の直交系列を用いて分配する手段と、
を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求項36又は37において、
該第1の直交系列がアダマール系列であることを特徴としたデータ伝送装置。 - 請求の範囲31において、
該多重する手段と該送出する手段との間に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入する手段を備えたことを特徴としたデータ伝送装置。 - 請求の範囲32において、
該受信する手段と該分配する手段との間に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測する手段と、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生する手段と、を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲36において、
該第2の多重する手段の後に、該多重されたデータに定期的にゼロ点を挿入する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲37において、
該第2の分配する手段の前に、該受信したデータに定期的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間予測する手段と、該雑音成分を該データから差し引くことで送信された元のデータを再生する手段と、を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲31又は32において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴としたデータ伝送装置。 - 請求の範囲43において、
該ナイキスト伝送路が、QAM伝送路、及びスペクトラム拡散伝送路のいずれかであることを特徴としたデータ伝送装置。 - 請求の範囲36において、
該インタリーブが、PN系列で行うことを特徴としたデータ伝送装置。 - 請求の範囲37において、
該デインタリーブが、PN系列で行うことを特徴としたデータ伝送装置。 - 請求の範囲31において、
該多重する手段と該送出する手段の間に、該送出するデータにガードタイムを付加する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲32において、
該受信する手段と該分配する手段との間に、該受信したデータからガードタイムを除去する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲36において、
該第2の多重する手段の後に、ガードタイムを付加する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲37において、
さらに、該第2の分配する手段の前に、ガードタイムを除去する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲27、29、31、又は36において、
該多重したデータのフレーム同期信号を送出する手段を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。 - 請求の範囲28、30、32、又は37において、
さらに、フレーム同期信号を検出する手段を備え、該分配する手段が該フレーム同期信号に基づき該データを分配することを特徴としたデータ伝送装置。
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